WO2006022104A1 - 伝送線路接続構造および送受信装置 - Google Patents

伝送線路接続構造および送受信装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2006022104A1
WO2006022104A1 PCT/JP2005/013555 JP2005013555W WO2006022104A1 WO 2006022104 A1 WO2006022104 A1 WO 2006022104A1 JP 2005013555 W JP2005013555 W JP 2005013555W WO 2006022104 A1 WO2006022104 A1 WO 2006022104A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
slot
stub
gap
resonator
sided
Prior art date
Application number
PCT/JP2005/013555
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Kazutaka Mukaiyama
Shigeyuki Mikami
Yohei Ishikawa
Original Assignee
Murata Manufacturing Co., Ltd.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co., Ltd. filed Critical Murata Manufacturing Co., Ltd.
Priority to JP2006531392A priority Critical patent/JP4029173B2/ja
Priority to US10/589,626 priority patent/US7518472B2/en
Priority to EP05766369A priority patent/EP1783855A4/en
Publication of WO2006022104A1 publication Critical patent/WO2006022104A1/ja

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/2016—Slot line filters; Fin line filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/02—Coupling devices of the waveguide type with invariable factor of coupling
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05K—PRINTED CIRCUITS; CASINGS OR CONSTRUCTIONAL DETAILS OF ELECTRIC APPARATUS; MANUFACTURE OF ASSEMBLAGES OF ELECTRICAL COMPONENTS
    • H05K1/00—Printed circuits
    • H05K1/02—Details
    • H05K1/14—Structural association of two or more printed circuits
    • H05K1/142—Arrangements of planar printed circuit boards in the same plane, e.g. auxiliary printed circuit insert mounted in a main printed circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05K—PRINTED CIRCUITS; CASINGS OR CONSTRUCTIONAL DETAILS OF ELECTRIC APPARATUS; MANUFACTURE OF ASSEMBLAGES OF ELECTRICAL COMPONENTS
    • H05K1/00—Printed circuits
    • H05K1/02—Details
    • H05K1/0213—Electrical arrangements not otherwise provided for
    • H05K1/0237—High frequency adaptations
    • H05K1/0239—Signal transmission by AC coupling

Definitions

  • the present invention relates to a transmission line connection structure that transmits a high-frequency signal such as a microwave or a millimeter wave, and a transmission / reception device configured using the transmission line connection structure.
  • a slot line is formed by forming slots at a predetermined interval with respect to a surface electrode formed on the surface of a dielectric substrate.
  • Multiple connections are known (see, for example, Patent Document 1).
  • the surface electrodes of the two slot lines are arranged in a state of being opposed to each other with a gap of a certain interval, and each surface electrode has a substantially rectangular notch with one end on the gap side opened.
  • Each is provided with a powerful slot resonator that is open at one end.
  • a slot line is connected to each slot resonator, and the two slot resonators are coupled to each other so that a high-frequency signal can be propagated between the two slot lines.
  • a transmission / reception device such as a communication device using such a transmission line connection structure is also known (see, for example, Patent Document 2).
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2001-308601
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 2003-101301
  • the resonance frequency of the slot resonator is the contact between the surface electrode and the package. Susceptible to connection status. As a result, there is a problem that the connection characteristics of the two slot lines become unstable.
  • the resonance frequency of the slot resonator also changes depending on the distance from the slot resonator to the package. For this reason, in order to keep the connection characteristics between the slot lines constant, it is necessary to improve the dimensional accuracy of parts such as the dielectric substrate, surface electrode, and package and the mounting accuracy when the dielectric substrate is mounted in the package. is there. As a result, there is also a problem that the manufacturing cost for configuring a module such as a communication device increases.
  • connection structure between the package and the surface electrode is designed for each package size. There is a need. For this reason, there is also a problem that design freedom is low.
  • the present invention has been made in view of the above-described problems of the prior art, and suppresses the leakage current from propagating through the gap between the electrodes of the transmission line, stabilizes the connection characteristics between the transmission lines, and manufactures them.
  • An object of the present invention is to provide a transmission line connection structure and a transmission / reception device that can reduce costs and improve design flexibility.
  • the present invention provides a dielectric substrate, a single-sided electrode formed on one side of the dielectric substrate, and slots with predetermined intervals formed on the single-sided electrode.
  • the single-side electrodes of the plurality of transmission lines are provided apart from each other with a gap therebetween, and the plurality of single-side electrodes Each provided with a single-ended open resonator connected to each transmission line and having an open gap, and at least one single-sided electrode of the plurality of single-sided electrodes includes the plurality of single-sided electrodes.
  • the length of the stub is set to a value of about g_oddZ4.
  • Set the resonator and stub The feature is that the length dimension between them is set to a value sufficiently smaller than ⁇ g_oddZ2.
  • a plurality of single-sided electrodes separated by a gap are provided with resonators, respectively.
  • a transmission line is connected to each resonator.
  • a plurality of transmission lines can be connected by coupling a plurality of resonators to each other, and a high-frequency signal can be propagated between these transmission lines.
  • the resonator is open on the gap side, high-frequency signals tend to leak into the gap between the single-sided electrodes through the open end of the resonator.
  • at least one single-sided electrode of the plurality of single-sided electrodes is provided with a stub, the leakage of high-frequency signals through the gap can be suppressed using the stub.
  • the resonance frequency of the resonator in which the actual current due to the high-frequency signal does not flow through the short-circuit end can be stabilized.
  • the connection state of the transmission line can be stabilized, and the manufacturing cost can be reduced and the degree of design freedom can be improved without having to increase the dimensional accuracy and mounting accuracy of the dielectric substrate, single-sided electrode and the like.
  • the length dimension of the stub is set to a value of about 1Z4 of the wavelength ⁇ g_odd of the odd-mode high-frequency signal. For this reason, even when an odd-mode high-frequency signal leaks through the gap, the branch position (base side of the stub) between the gap and the stub can be a virtual open end for the high-frequency signal. As a result, the reflection characteristics for the leaked high-frequency signal are improved, so that the leaked high-frequency signal can be reliably blocked by the stub, and the stability of the resonance frequency of the resonator can be further enhanced. As a result, even when relatively large variations occur in various dimensions such as the dielectric substrate, a desired pass bandwidth can be secured between the two transmission lines, and the connection loss between the two transmission lines can be reduced. It can be reduced.
  • the length dimension between the resonator and the stub is set to a value sufficiently smaller than 1Z2 of the wavelength ⁇ g_odd of the odd-mode high-frequency signal. Therefore, when two resonators resonate in an odd mode in which electric fields in opposite directions are formed, the length of the resonator, the length between the resonator and the stub, and the length of the stub The two resonators resonate at a resonance frequency where the sum of and becomes a value of about ⁇ g_oddZ2.
  • the length dimension of the resonator extending along the propagation direction of the high-frequency signal is equal to the even mode. It is appropriate to set a value of about 1Z4 of the wavelength ⁇ g_even of the resonance frequency. Also, When the two resonators resonate in the even mode, the high frequency signal does not leak into the gap. For this reason, the resonance frequency of the even mode is almost constant regardless of the length dimension between the resonator and the stub.
  • the resonant frequency of the odd mode varies depending on the length dimension between the resonator and the stub and the length dimension of the stub. Therefore, the odd-mode resonance frequency can be set by the length dimension between the resonator and the stub. As a result, it is possible to configure a two-stage band-pass filter using the coupling between the even mode and the odd mode, and to set the resonant frequency of the odd mode independently of the resonant frequency of the even mode. This can improve the design.
  • the length dimension between the resonator and the stub is set to a value sufficiently smaller than g_oddZ2. For this reason, the odd-mode resonance frequency can be set lower than the even-mode resonance frequency, and a passband can be provided on the lower side of the even-mode resonance frequency. Furthermore, since the length dimension between the resonator and the stub is set to a value sufficiently smaller than g_oddZ2, the resonator and the stub can be placed close to each other, and the transmission line connection structure can be miniaturized. Can do.
  • the dielectric substrate, the double-sided electrodes formed on both surfaces of the dielectric substrate, and the double-sided electrodes formed on the double-sided electrodes and facing each other across the dielectric substrate are provided.
  • the double-sided electrodes of the plurality of transmission lines are provided apart from each other with a gap therebetween, and the plurality of double-sided electrodes Are provided in a state where they can be coupled to each other, and are connected to each transmission line and open on the gap side, and at least one of the plurality of double-sided electrodes is provided with the plurality of double-sided electrodes.
  • a stub that suppresses signal leakage through the gap between the electrodes is provided, and when the wavelength of the odd-mode high-frequency signal propagating through the transmission line is g_odd, the length dimension of the stub is set to a value of about g_oddZ4. And the resonator The length dimension between the stubs may be set to a value sufficiently smaller than g_oddZ2! /.
  • the difference is that the single-sided electrode is provided on one side of the dielectric substrate as described above, but the double-sided electrode is provided on both sides of the dielectric substrate.
  • the point that slots, resonators, and stubs are provided on the double-sided electrodes is the same as that described above.
  • the length of the stub The method is also set to a value of about ⁇ g_oddZ4 and the length dimension between the resonator and the stub is set to a value sufficiently smaller than ⁇ g_odd / 2, which is the same as the above-described configuration. Therefore, when the double-sided electrodes are provided on both sides of the dielectric substrate, as described above, the same effects as when the single-sided electrodes are provided on one side of the dielectric substrate are exhibited.
  • a transmission line is constituted by a dielectric substrate, a single-sided electrode formed on one side of the dielectric substrate, and slots with a predetermined interval formed on the single-sided electrode. Then, in a transmission line connection structure for connecting a plurality of the transmission lines, the single-side electrodes of the plurality of transmission lines are provided apart from each other with a gap therebetween, and the plurality of single-side electrodes are provided with the transmission lines.
  • One-side open resonators that are connected to the transmission line and open on the gap side are provided in a state where they can be coupled to each other, and at least one single-sided electrode of the plurality of single-sided electrodes is inserted through a gap between the plurality of single-sided electrodes.
  • a stub that suppresses leakage of the transmitted signal, and when the wavelength of the odd-mode high-frequency signal propagating through the transmission line is ⁇ g_odd, the length dimension of the stub is set to a value of about ⁇ g_oddZ4, The length dimension between the resonator and the stub is ⁇ g_o d
  • a configuration in which the value is set to about d / 2 may be used.
  • a stub is provided on at least one single-sided electrode among the plurality of single-sided electrodes. For this reason, leakage of the high frequency signal through the gap can be suppressed using the stub.
  • the stub length dimension is set to a value of about g_oddZ4. For this reason, even when an odd-mode high-frequency signal leaks through the gap, the branch position (base end side of the stub) between the gap and the stub can be made a virtual open end for the high-frequency signal. This improves the reflection characteristics of the leaked high-frequency signal, so that the leaked high-frequency signal can be reliably blocked with a stub, and the stability of the resonance frequency of the resonator can be further enhanced. As a result, it is possible to secure a desired pass bandwidth between the two transmission lines and reduce the connection loss between the two transmission lines even when there are relatively large variations in various dimensions such as the dielectric substrate. can do.
  • the length dimension between the resonator and the stub is set to a value of about 1Z2 of the wavelength ⁇ g_odd of the odd-mode high-frequency signal. For this reason, when the two resonators resonate in an odd mode in which electric fields in opposite directions are formed, the length of the resonator, the length between the resonator and the stub, and the length of the stub are determined. The total value is the same as the wavelength ⁇ g_odd. The two resonators resonate at the oscillation frequency.
  • the length dimension of the resonator extending along the propagation direction of the high-frequency signal is equal to the even mode. It is appropriate to set a value of about 1Z4 of the wavelength ⁇ g_even of the resonance frequency. Also, when the two resonators resonate in the even mode, no high-frequency signal leaks into the gap, so the even-mode resonance frequency is almost constant regardless of the length dimension between the resonator and the stub. Become. On the other hand, the resonant frequency of the odd mode varies depending on the length dimension between the resonator and the stub and the length dimension of the stub.
  • the resonant frequency of the odd mode can be set by the length dimension between the resonator and the stub, etc.
  • a two-stage bandpass filter is utilized by utilizing the coupling between the even mode and the odd mode.
  • the odd-mode resonance frequency can be set independently of the even-mode resonance frequency, and the design of the connection structure can be improved.
  • the odd-mode resonance frequency can be set higher than the even-mode resonance frequency.
  • a pass band can be provided on the high frequency side with respect to the resonance frequency.
  • the dielectric substrate, the double-sided electrodes formed on both surfaces of the dielectric substrate, and the double-sided electrodes formed on the double-sided electrodes and facing each other across the dielectric substrate are provided.
  • the double-sided electrodes of the plurality of transmission lines are provided apart from each other with a gap therebetween, and the plurality of double-sided electrodes Are provided in a state where they can be coupled to each other, and are connected to each transmission line and open on the gap side, and at least one of the plurality of double-sided electrodes is provided with the plurality of double-sided electrodes.
  • a stub that suppresses signal leakage through the gap between the electrodes is provided, and when the wavelength of the odd-mode high-frequency signal propagating through the transmission line is g_odd, the length dimension of the stub is set to a value of about g_oddZ4. And the resonator The length dimension between the stub and the stub may be set to a value of about ⁇ g_oddZ2.
  • a transmission / reception device such as a communication device or a radar device may be configured using the transmission line connection structure of the present invention.
  • FIG. 1 is a perspective view showing a transmission line connection structure according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is an enlarged plan view showing the transmission line connection structure in FIG.
  • FIG. 3 is a plan view showing a state in which the slot resonator in FIG. 1 resonates in an even mode.
  • FIG. 4 is a plan view showing a state in which the slot resonator in FIG. 1 resonates in an odd mode.
  • FIG. 5 is a characteristic diagram showing the frequency characteristics of the reflection coefficient and transmission coefficient of the transmission line connection structure in FIG.
  • Fig. 6 is a characteristic diagram showing the result of simulating the frequency characteristics of reflection loss of the transmission line connection structure in Fig. 1.
  • FIG. 7 is a characteristic diagram showing the result of simulating the frequency characteristics of reflection loss in the transmission line connection structure according to the comparative example.
  • FIG. 8 is a characteristic diagram showing the results of actual measurement of the frequency characteristics of reflection loss of the transmission line connection structure in FIG.
  • FIG. 9 is a plan view showing a state in which the slot stub of the transmission line connection structure according to the first embodiment is arranged in the vicinity of the slot resonator.
  • FIG. 10 is a plan view showing a state in which the slot stub of the transmission line connection structure according to the first embodiment is arranged farther from the slot resonator than FIG.
  • FIG. 11 shows the resonance frequency with respect to the distance dimension between the slot stub and the slot resonator.
  • FIG. 12 is an enlarged plan view showing a transmission line connection structure of a first modification.
  • FIG. 13 is an enlarged plan view showing a transmission line connection structure of a second modified example.
  • FIG. 14 is an enlarged plan view showing a transmission line connection structure of a third modified example.
  • FIG. 15 is an enlarged plan view showing a transmission line connection structure of a fourth modified example.
  • FIG. 16 is an enlarged plan view showing a transmission line connection structure of a fifth modified example.
  • FIG. 17 is an enlarged plan view showing a transmission line connection structure of a sixth modified example.
  • FIG. 18 is an enlarged plan view showing a transmission line connection structure of a seventh modified example.
  • FIG. 19 is a perspective view showing a transmission line connection structure according to a second embodiment.
  • FIG. 20 is an enlarged plan view showing the transmission line connection structure in FIG.
  • FIG. 21 is an exploded perspective view showing a communication apparatus according to a third embodiment.
  • FIG. 22 is a block diagram showing the communication device in FIG.
  • FIGS. 1 to 4 show a transmission line connection structure according to the first embodiment.
  • the slot line 1 indicates a slot line as a transmission line.
  • the slot line 1 is constituted by an dielectric substrate 2, a surface electrode 3 and a slot 4.
  • the dielectric substrate 2 is formed into a flat plate shape having a relative dielectric constant ⁇ r by using a resin material, a ceramic material, or a composite material obtained by mixing and sintering them, and has a surface 2A, It has a back side 2B.
  • a surface electrode 3 (single-sided electrode) formed in a thin film shape using, for example, a conductive metal material is provided on the surface 2A of the dielectric substrate 2.
  • the surface electrode 3 is formed with a slot 4 having a certain width and opening in a band shape (groove shape).
  • the slot 4 has a transmission direction of a high-frequency signal such as a microwave or a millimeter wave (in FIG. 1). It extends along the direction of arrow A).
  • the two slot lines 1 are arranged, for example, in a straight line along the transmission direction of the high-frequency signal. At this time, the dielectric substrates 2 of the two slot lines 1 are arranged apart from each other. Further, at the position where the two slot lines 1 face each other, the edge 3A of the surface electrode 3 is arranged, for example, farther from the end face of the dielectric substrate 2 toward the center side (inner side). Therefore, the surface 2A of the dielectric substrate 2 is exposed at a portion of the dielectric substrate 2 that protrudes from the edge 3A of the surface electrode 3 toward the opposite dielectric substrate 2.
  • Reference numeral 5 denotes a gap formed between the two surface electrodes 3 constituting the two slot lines 1.
  • the gap 5 is formed between the edges 3A of the two surface electrodes 3 with a constant gap G, and the two surface electrodes 3 are opposed to each other in a spaced state. Thus, the gap 5 is sandwiched between the two surface electrodes 3.
  • Reference numeral 6 denotes one-end open slot resonators provided on the two surface electrodes 3, respectively.
  • Each slot resonator 6 is formed by a substantially rectangular notch continuous to the slot 4, and is connected to the slot line 1.
  • the resonance frequency of the slot resonator 6 has a value corresponding to the wavelength ⁇ g_even.
  • One end of the slot resonator 6 in the length direction is located on the end side (near the end 3A) of the surface electrode 3 and is open toward the gap 5. .
  • the other end in the length direction of the slot resonator 6 extends toward the center side of the surface electrode 3, and the slot line 1 is connected to the central portion in the width direction.
  • the two slot resonators 6 face each other with the gap 5 therebetween, and are arranged close to each other so that they can be directly electromagnetically coupled.
  • a matching portion 7 in which the slot width is expanded stepwise.
  • the matching unit 7 improves the impedance matching between the slot resonator 6 and the slot line 1 and optimizes the amount of coupling between them.
  • Reference numeral 8 denotes a slot stub formed on the surface electrode 3.
  • the slot stub 8 is formed by a slot extending from the gap 5 toward the center of the surface electrode 3, and is branched from the gap 5 to form a substantially rectangular band shape.
  • the slot stub 8 is provided on each of the two surface electrodes 3 with the gap 5 interposed therebetween, and is provided on both sides in the extending direction of the gap 5 with the slot resonator 6 interposed therebetween.
  • a total of four slot stubs 8 are provided, two for each surface electrode 3.
  • the slot stub 8 has a virtual open end with respect to the odd-mode high-frequency signal in the middle portion of the gap 5 positioned on the base end side.
  • the slot stub 8 has a distance dimension Ds between the slot resonator 6 and a value ⁇ g_odd that is sufficiently smaller than 1Z2 with respect to the wavelength ⁇ g_odd of the odd mode (Ds ⁇ e g_oddZ2 ) Or almost the same value as 1Z2 (Ds g_oddZ2).
  • the length dimension (distance dimension Ds) of the gap 5 located between the slot stub 8 and the slot resonator 6 is equal to the pass frequency band of the two-stage BPF consisting of the two slot resonators 6 even mode.
  • the low frequency side of the resonance frequency It is set as appropriate depending on the force of spreading to the upper side and whether to spread to the high frequency side.
  • the transmission line connection structure according to the present embodiment has the above-described configuration. Next, the operation thereof will be described.
  • each slot line 1 the surface electrodes 3 constituting each slot line 1 are arranged in a state of being separated from each other with a gap 5 of a constant interval. Further, the two slot resonators 6 are arranged to face each other with the gap 5 interposed therebetween, and the gap 5 side is open. For this reason, the open end force of the slot resonator 6 may leak the high frequency signal toward the gap 5.
  • the slot line 1 is generally housed in a package or the like, and the surface electrode 3 is in contact with the conductor wall surface in the package and is connected to, for example, the ground. Is short-circuited by. For this reason, an actual current flows through the conductor wall surface disposed at the tip of the gap 5 due to the high-frequency signal leaking into the gap 5. This result As a result, the resonance frequency of the slot resonator 6 is easily affected by the connection state between the surface electrode 3 and the package, and the connection characteristics of the two slot lines 1 tend to become unstable.
  • the slot stub 8 can be used to suppress high-frequency signal leakage through the gap 5. it can. For this reason, even when the front end side of the gap 5 is short-circuited by, for example, the inner wall of the package, the resonance frequency of the slot resonator 6 in which an actual current due to a high-frequency signal does not flow through the short-circuit end can be stabilized.
  • the transmission characteristics of the two slot lines 1 of the present embodiment were calculated using electromagnetic field simulation for a high-frequency signal of 60 GHz, for example. The result is shown in FIG.
  • the slot line 1 was connected using two slot resonators 6, connection characteristics using a two-stage bandpass filter (BPF) were obtained in the 60 GHz band. Being At this time, the passband width BW at which the reflection loss RL is 20 dB or less is, for example, 10 GHz or more.
  • BPF bandpass filter
  • the terminal position (distance dimension R) of the gap 5 is changed within a range of ⁇ 0.2 mm, and the frequency characteristics of the reflection loss RL are simulated. -Calculated using a cision. The results are shown in Fig. 6. Note that the end of gap 5 is short-circuited. It was supposed to be.
  • the passband width BW where the return loss RL is 20dB or less is 6GHz. It can be seen that the above can be secured. As a result, even when the processing accuracy of the slot line 1 is low, for example, when the dielectric substrate 2 and the surface electrode 3 have a dimensional error of ⁇ 0.2 mm, the slot line 1 connection structure according to the present embodiment has a high frequency. It was found that a passband of about 10% (specific bandwidth 10%) can be secured for the signal frequency of 60GHz.
  • the effect of the slot stub 8 was that sufficient connection characteristics could be maintained between the slot lines 1 even when an error occurred at the end position of the gap 5.
  • the reflection loss RL was measured by changing the connection structure of the slot line 1 actually created within the range of the end position of the gap 5 ⁇ 0.2 mm. The result is shown in FIG. From the results in Fig. 8, even if the actual slot line 1 is changed within the range of the termination position of the gap 5 within ⁇ 0.2 mm, a passband width BW of about 5 GHz can be secured for the return loss RL of 20 dB or less. It was.
  • the distance dimension Ds between the slot stub 8 and the slot resonator 6 is an odd mode.
  • the frequency ⁇ g_odd is set to a value sufficiently smaller than 1Z2 (Ds ⁇ ⁇ g_odd / 2)
  • the low-order odd-mode resonance frequency Fodd lower than the even-mode resonance frequency Feven is The value is close to the even mode resonance frequency Feven.
  • the two slot resonators 6 resonate in the state shown in FIG.
  • the resonance frequency Fodd is the length dimension Lr of the slot resonator 6, the slot stub 8 and the slot resonator 6
  • the distance dimension Ds between the slot stub 8 and the slot resonator 6 is set to approximately the same value (Ds ⁇ g_odd / 2) as 1Z2 for the wavelength ⁇ g_odd of the odd-mode high-frequency signal.
  • the higher order odd mode resonance frequency Fodd is higher than the even mode resonance frequency Feven.
  • the two slot resonators 6 resonate in the state shown in FIG.
  • the resonance frequency Fodd is the length dimension Lr of the slot resonator 6, the slot stub 8 and the slot resonator 6
  • the frequency is such that the sum of the distance dimension Ds between and the length dimension Ls of the slot stub 8 is approximately the same as the wavelength ⁇ g_odd (Lr + Ds + Ls ⁇ g_odd).
  • the distance dimension Ds can be used as a degree of freedom for determining the odd-mode resonance frequency Fodd.
  • the odd-mode resonance frequency F odd changes, but the resonance in the even mode does not leak a high-frequency signal into the gap 5. It can be seen that the even-mode resonance frequency Feven hardly changes. As a result, the odd-mode resonance frequency Fodd can be determined independently of the even-mode resonance frequency Feven, so that the design of the connection structure can be improved.
  • the slot stub 8 is provided on the surface electrode 3, so that the high-frequency signal leaking from the gap 5 can be reflected by the band blocking effect of the slot stub 8. For this reason, leakage of high-frequency signals through the gap 5 can be suppressed, so that no actual current flows at the end of the gap 5.
  • the end position of the gap 5 changes due to variations in the application of the conductive adhesive when mounting the slot line 1 in the package, variations in the dimensions of the knocker, variations in the mounting position of the dielectric substrate 2, etc. Stabilize the resonant frequency of the slot resonator 6 and provide a sufficient passband between the two slot lines 1. Area can be secured.
  • the slot line 1 can be easily mounted in the knocker, which reduces the manufacturing cost. Reduction and improvement in design freedom can be achieved.
  • the odd mode high frequency is set. Even when the signal leaks through the gap 5, the branching position of the gap 5 and the slot stub 8 (the base end side of the slot stub 8) can be a virtual open end for this high-frequency signal. This improves the reflection characteristics for the leaked high-frequency signal, so that the leaked high-frequency signal can be reliably blocked by the slot stub 8, and the stability of the resonance frequency of the slot resonator 6 can be further improved. . As a result, it is possible to secure a desired passband width between the two slot lines 1 and to connect the two slot lines 1 even when relatively large variations occur in various dimensions of the dielectric substrate 2 and the like. Loss can be reduced.
  • the distance dimension Ds between the slot stub 8 and the slot resonator 6 is a value sufficiently smaller than 1Z2 (Ds ⁇ ⁇ g_oddZ2), or almost the same value as 1 ⁇ 2 (Ds g_oddZ2).
  • Ds ⁇ ⁇ g_oddZ2 1Z2
  • Ds g_oddZ2 1 ⁇ 2
  • the passband of the BPF by the two slot resonators 6 can be set to the low frequency side or the high frequency side of the even mode resonance frequency Feven, and the passband width is widened using the coupling of the two modes. be able to.
  • the odd-mode resonance frequency Fodd can be determined independently of the even-mode resonance frequency Feven. Therefore, the distance dimension Ds can be used as a degree of freedom for determining the odd-mode resonance frequency Fodd, and the design of the connection structure can be improved.
  • the length dimension (distance dimension Ds) of the gap 5 between the slot resonator 6 and the slot stub 8 is set to a value sufficiently smaller than ⁇ g_odd / 2, the slot resonator 6 And slots
  • the tabs 8 can be placed close to each other, and the connection structure of the slot line 1 can be reduced in size.
  • the slot stub 8 having a substantially rectangular band shape is used.
  • the present invention is not limited to this, and a configuration using a slot stub 11 having a tip formed in an arc shape as in the first modification shown in FIG. In this case, since there are no corners on the tip side of the slot stub 11, current concentration at the corners is alleviated, and loss of high-frequency signals can be reduced.
  • the slot stub 8 that extends linearly is used.
  • the present invention is not limited to this, and a configuration using a slot stub 12 having a shape folded at an intermediate position as in the second modification shown in FIG. Thereby, the slot stub 12 can be reduced in size.
  • the slot stub 8 having a strip shape is used.
  • the present invention is not limited to this, and a configuration using a substantially circular slot stub 13 as in the third variation shown in FIG.
  • a configuration using a substantially fan-shaped slot stub 14 may be adopted. In these cases, in addition to reducing high-frequency signal loss, it is possible to suppress leakage of high-frequency signals over a wide band.
  • the two surface electrodes 3 provided apart from each other are provided with the slot stubs 8 on both sides in the width direction with the slot resonator 6 interposed therebetween.
  • the present invention is not limited to this.
  • the slot resonator 6 is sandwiched only between one of the two surface electrodes 3 and the both sides in the width direction.
  • a configuration may be adopted in which slot stubs 8 are provided.
  • one surface electrode 3 is provided with a slot stub 8 on one side in the width direction of the slot resonator 6, and the other surface electrode 3 is provided on the other surface electrode 3.
  • the slot stub 8 may be provided on the other side in the width direction of the slot resonator 6.
  • the distance dimension Ds between the slot stub 8 provided on one surface electrode 3 and the slot stub 8 provided on the other surface electrode 3 is different from that of the slot resonator 6.
  • the present invention is not limited to this.
  • the slot stub 8 provided on one surface electrode 3 and the other surface electrode 3 The slot stub 8 provided in the configuration may be provided at a position where the distance between the slot stub 8 and the slot resonator 6 is different. As a result, leakage of high-frequency signals can be suppressed over a wide band.
  • the slot line 1 is configured by providing the surface electrode 3 only on the surface 2 A of the dielectric substrate 2.
  • a ground electrode may be provided over the entire back surface 2B of the dielectric substrate 2 to form a grounded slot line.
  • FIG. 19 and FIG. 20 show a transmission line connection structure according to the second embodiment of the present invention.
  • the feature of this embodiment is that the same slot pattern and resonator are formed on both surfaces of the dielectric substrate.
  • the pattern and the stub pattern are arranged opposite to each other to form a planar dielectric line (PDTL), PDT L resonator, and PDTL stub.
  • PDTL planar dielectric line
  • PDT L resonator PDT L resonator
  • PDTL stub a planar dielectric line
  • the PDTL 21 indicates a planar dielectric line (hereinafter referred to as PDT L21) having a double-sided symmetrical slot line force as a transmission line.
  • the PDTL 21 includes a dielectric substrate 22, a front electrode 23, a back electrode 24, and slots 25 and 26.
  • dielectric substrate 22 is formed in a flat plate shape having a relative dielectric constant ⁇ r using a ceramic material or the like in substantially the same manner as dielectric substrate 2 according to the first embodiment. It has a front surface 22A and a back surface 22B. Further, a surface electrode 23 formed in a thin film shape using a conductive metal material is provided on the surface 22A of the dielectric substrate 22, and a back electrode 24 made of a conductive thin film is provided on the back surface 22B of the dielectric substrate 22. Is formed. Further, the surface electrode 23 is formed with a slot 25 having a certain width dimension and opened in a band shape (groove shape), and the back electrode 24 has a slot at a position facing the slot 25 and the dielectric substrate 22 therebetween.
  • the slots 25 and 26 are provided.
  • the slots 25 and 26 are formed almost symmetrically on both surfaces 22A and 22B of the dielectric substrate 22, and are along the transmission direction of the high-frequency signal such as microwaves and millimeter waves (indicated by the arrow A in FIG. 19). It extends.
  • two PDTLs 21 are arranged in a straight line, for example, along the transmission direction of the high-frequency signal.
  • the dielectric substrates 22 of the two PDTLs 21 are spaced apart from each other.
  • the edges 23A, 24A of the electrodes 23, 24 are, for example, arranged farther to the center side (inner side) than the end face of the dielectric substrate 22. Is placed. For this reason, the surface 22A of the dielectric substrate 22 is exposed at the portion of the dielectric substrate 22 that protrudes from the edges 23A, 24A of the electrodes 23, 24 toward the other dielectric substrate 22.
  • Reference numeral 27 denotes a gap formed between the electrodes 23 and 24 (double-sided electrodes) constituting one PDTL 21 and the electrodes 23 and 24 constituting the other PDTL 21.
  • the gap 27 is formed with a certain distance between the edges 23A, 24A of one electrode 23, 24 and the edges 23A, 24A of the other electrode 23, 24, and the one electrode 23, 24 and the other The electrodes 23 and 24 are opposed to each other in a separated state. Thus, the gap 27 is sandwiched between the one electrode 23, 24 and the other electrode 23, 24.
  • Reference numeral 28 denotes a PDTL resonator with one end open provided on the electrodes 23 and 24 of each PDTL21.
  • Each of the PDTL resonators 28 is constituted by a substantially rectangular notch 28A formed in the front electrode 23 continuous with the slot 25, and a notch 28B formed in the back electrode 24 continuous with the slot 26. Has been. These notches 28A and 28B are opposed to each other with the dielectric substrate 22 in between, and are formed substantially symmetrically on both surfaces 22A and 22B of the dielectric substrate 22.
  • the length dimension of the PDTL resonator 28 along the transmission direction of the high-frequency signal is, for example, about ⁇ g_even / 4 when the wavelength of the even-mode high-frequency signal propagating through the PDT L21 is ⁇ g_even. Is set.
  • one end side in the length direction of the PDTL resonator 28 is located toward the end portion side (near the end edges 23A, 24A) of the electrodes 23, 24 and is opened toward the gap 27.
  • the other end in the length direction of the PDTL resonator 28 extends toward the center of the electrodes 23 and 24, and a PDTL 21 is connected to the center in the width direction.
  • the two PDTL resonators 28 face each other across the gap 27 and are arranged close to each other so that they can be directly electromagnetically coupled.
  • a matching portion 29 is provided in which the slot width is expanded stepwise.
  • the matching unit 29 improves the impedance matching between the PDTL resonator 28 and the PDTL 21 and optimizes the coupling amount between them.
  • Reference numeral 30 denotes a PDTL stub formed on the electrodes 23 and 24.
  • the PDTL stub 30 is The slot stubs 30A and 30B extend from the gap 27 toward the center of the electrodes 23 and 24.
  • the slot stubs 30A and 30B are arranged to face each other across the dielectric substrate 22, and branch from the gap 27 to form a substantially rectangular band shape.
  • the PD TL stub 30 is provided on the electrodes 23 and 24 on both sides in the transmission direction with the gap 27 interposed therebetween, and is provided on both sides in the extension direction of the gap 27 with the PDTL resonator 28 interposed therebetween.
  • a total of four PDTL stubs 30 are provided for each of the electrodes 23 and 24.
  • the length dimension of the PDTL stub 30 is set to a value of about g_oddZ4, for example, when the wavelength of the odd-mode high-frequency signal propagating through the PDTL 21 is g_odd.
  • the PDTL stub 30 makes the middle part of the gap 27 located on the base end side a virtual open end for the odd-mode high frequency signal.
  • the distance dimension Ds between the PDTL stub 28 and the P DTL resonator 28 is substantially equal to the wavelength ⁇ g_odd of the odd-mode high-frequency signal, as in the slot stub 8 according to the first embodiment.
  • the length dimension (distance dimension Ds) of the gap 27 located between the PDTL stub 30 and the PDTL resonator 28 is equal to the even-mode BPF pass frequency band consisting of two PDTL resonators 28. It is set as appropriate depending on whether the resonance frequency is widened to the low frequency side or to the high frequency side.
  • this embodiment can provide the same operational effects as those of the first embodiment.
  • the PDTL stub 30 has a configuration in which the tip portion extends in a substantially quadrangular linear shape, like the slot stub 8 according to the first embodiment.
  • the present invention is not limited to this.
  • the tip may be formed in a folded shape, as in the second modified example, which may be formed in a substantially arc shape.
  • it may be formed in a circular shape or a fan shape.
  • the arrangement of the PDTL stub 30 is not limited to the present embodiment, and various arrangements are possible, for example, as in the fifth to seventh modifications.
  • FIG. 21 and FIG. 22 show a third embodiment of the present invention.
  • the feature of this embodiment is that the slot line connection structure according to the present invention is applied to a communication device.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, The explanation will be omitted.
  • Reference numeral 41 denotes a resin package that has been subjected to metallization processing of a conductive metal material that forms the outer shape of a communication device.
  • the resin package 41 is configured by a box-shaped casing 42 having an upper surface opened and a lid 43 having a substantially rectangular plate shape that covers the opening side of the casing 42.
  • an input terminal 42A and an output terminal 42B for inputting and outputting the intermediate frequency signal IF are provided, and an electrode 42C for inputting the bias voltage Vd is provided.
  • an opening 43A having a tapered shape is formed at the center of the lid 43 so that electromagnetic waves can be transmitted and received between the inside and the outside of the casing 42.
  • the parasitic antenna 43B faces a radiation slot 45A of an antenna block 45 described later, and adjusts the directivity and radiation characteristics (radiation pattern) of the radiation slot 45A.
  • Reference numeral 44 denotes a multi-chip substrate that forms a dielectric substrate accommodated in the casing 42.
  • the multi-chip substrate 44 is constituted by, for example, five divided substrates 44A to 44E made of a dielectric material, and has a substantially rectangular flat plate shape as a whole.
  • the surface electrodes 3 are formed over substantially the entire surface of the divided substrates 44A to 44E, and the surface electrodes 3 of the divided substrates 44A to 44E are separated from each other with a gap 5.
  • the divided boards 44A to 44E are provided with an antenna block 45, a duplexer block 46, a transmission block 47, a reception block 48, and an oscillator block 49, which will be described later, as functional blocks.
  • Reference numeral 45 denotes an antenna block that transmits transmission radio waves and receives reception radio waves.
  • the antenna block 45 is provided on a divided substrate 44A disposed on the center side of the multichip substrate 44.
  • the antenna block 45 is constituted by a radiation slot 45 A, and the radiation slot 45 A is connected to the duplexer block 46 by the slot line 1 and the slot resonator 6.
  • Reference numeral 46 denotes a duplexer block that forms an antenna duplexer connected to the antenna block 45.
  • the duplexer block 46 is provided on a divided substrate 44B adjacent to the rear side of the divided substrate 44A, and is configured by a slot resonator 46A having a square opening force.
  • the slot resonator 46A is connected to the antenna block 45, the transmission block 47, and the reception block 48 by the slot line 1 and the slot resonator 6, respectively.
  • Reference numeral 47 denotes a transmission block that is connected to the duplexer block 46 and outputs a transmission signal toward the antenna block 45.
  • the transmission block 47 is provided on a divided substrate 44C adjacent to the divided substrate 44B.
  • the transmission block 47 includes a mixer 47A that uses an electronic component such as a field effect transistor and mixes the local frequency signal IF output from the oscillator block 49 with the intermediate frequency signal IF and upconverts it to a transmission signal.
  • a band-pass filter 47B that removes the transmission signal force noise from the mixer 47A, and a power amplifier 47C that amplifies the power of the transmission signal formed by using an electronic component that operates with a bias voltage Vd.
  • the mixer 47A, the band-pass filter 47B, and the power amplifier 47C are connected to each other using the slot line 1.
  • the mixer 47 A is connected to the oscillator block 49 by the slot line 1 and the slot resonator 6.
  • the power amplifier 47C is connected to the duplexer block 46 by the slot line 1 and the slot resonator 6.
  • [0087] 48 is connected to the duplexer block 46, and when the reception signal received by the antenna block 45 is input, the reception signal is mixed with the local oscillation signal output from the oscillator block 49 to intermediate the reception signal.
  • the receiving block that down-converts to the frequency signal IF is shown.
  • the receiving block 48 is provided on a divided substrate 44D adjacent to the divided substrate 44B.
  • the reception block 48 includes a low-noise amplifier 48A that is formed using electronic components that operate with a bias voltage Vd and amplifies the reception signal with low noise, and the reception signal power generated by the low-noise amplifier 48A is also a band that removes noise.
  • the pass filter 48B and a mixer 48C that mixes the local oscillation signal output from the oscillator block 49 and the received signal output from the band pass filter 48B and down-converts them to an intermediate frequency signal IF. .
  • the low noise amplifier 48A, the band pass filter 48B, and the mixer 48C are connected to each other using the slot line 1.
  • the low noise amplifier 48 A is connected to the duplexer block 46 by the slot line 1 and the slot resonator 6.
  • the mixer 48C is connected to the oscillator block 49 by the slot line 1 and the slot resonator 6.
  • [0089] 49 is connected to the transmission block 47 and the reception block 48, and is connected to a local oscillation signal having a predetermined frequency (for example, an oscillator block that oscillates a high frequency signal such as a microwave or a millimeter wave is illustrated.
  • the oscillator block 49 is provided on a divided substrate 44E sandwiched between the divided substrates 44C and 44D.
  • the oscillator block 49 is formed by using electronic components that are operated by a noise voltage Vd.
  • the oscillator block 49 oscillates a voltage-controlled oscillator 49A that oscillates a signal having a frequency corresponding to the control signal Vc, and supplies the signal from the voltage-controlled oscillator 49A to the transmission block 47 and the reception block 48.
  • Branch circuit 49B is provided to the transmission block 47 and the reception block 48, and is connected to a local oscillation signal having a predetermined frequency (for example, an oscillator block that oscillates a high frequency signal such as a microwave or a millimeter wave
  • the voltage controlled oscillator 49A and the branch circuit 49B are connected to each other using the slot line 1.
  • the branch circuit 49B is connected to the transmission block 47 and the reception block 48 by the slot line 1 and the slot resonator 6.
  • the slot resonator 6 is provided adjacent to each other adjacent two divided substrates 44A to 44E, and the two divided substrates 44A to 44 are adjacent to each other by being electromagnetically coupled to each other.
  • slot stubs 8 are provided on both sides in the width direction of the slot resonator 6 connecting the divided substrates 44A to 44E. This suppresses leakage of the high frequency signal to the resin package 41 through the gap 5 between the surface electrodes 3.
  • the communication device is configured as described above, and the operation thereof will be described next.
  • a local oscillation signal having a predetermined frequency is input to the transmission block 47 using the oscillator block 49 and an intermediate frequency signal IF is input.
  • the transmission block 47 up-converts the local oscillation signal from the oscillator block 49 and the intermediate frequency signal IF, and converts the up-converted transmission signal to the antenna block 45 via the duplexer block 46.
  • the antenna block 45 radiates a high-frequency transmission signal through the radiation slot 45A, and the parasitic antenna 43B transmits the transmission signal to the outside through the opening 43A of the lid 43 while adjusting the radiation pattern of the transmission signal. .
  • the reception signal received from the antenna block 45 is input to the reception block 48 via the duplexer block 46.
  • receive A local oscillation signal having a predetermined frequency is input to block 48 using oscillator block 49.
  • the reception block 48 mixes the local oscillation signal from the oscillator block 49 and the reception signal, and down-converts them to the intermediate frequency signal IF.
  • the slot lines 1 of the divided substrates 44A to 44E are electrically connected in a non-contact state using the slot resonator 6, and the periphery of the slot resonator 6 is Is provided with a slot stub 8.
  • the connection state of the slot line 1 can be stabilized, the characteristics of the entire communication device can be stabilized and the reliability can be improved.
  • the connection characteristics of the slot line 1 can be stabilized regardless of the dimensional accuracy and mounting accuracy of the resin package 41, multichip substrate 44, surface electrode 3, etc. It is possible to improve the degree.
  • the transmission line connection structure according to the present invention is applied to a communication device as a transmission / reception device.
  • the present invention is not limited to this, and may be applied to, for example, a radar device as a transmission / reception device.
  • the slot line 1, the slot resonator 6, and the slot stub 8 are used.
  • the present invention is not limited to this, and a configuration using a PDTL, a PDTL resonator, and a PDTL stub may be used as in the second embodiment.
  • the matching sections 7 and 29 are provided between the slot line 1 and the PDTL 21 and the slot resonator 6 and the PDTL resonator 28.
  • the present invention is not limited to this.
  • the matching section may be omitted and the slot line and the PDTL may be directly connected to the slot resonator and the PDTL resonator.
  • the edges 3A, 23A, 24A of the front electrodes 3, 23 and the back electrode 24 are arranged at positions different from the end surfaces of the dielectric substrates 2, 22.
  • the present invention is not limited to this.
  • the edge of the front electrode and the back electrode may be arranged at the same position as the end surface of the dielectric substrate.
  • the two slot lines 1 and PDTL 21 are separately provided on the two dielectric substrates 2 and 22.
  • the present invention is not limited to this.
  • two slot lines are provided by providing two surface electrodes on a same dielectric substrate.
  • a configuration in which two PDTLs are provided on a single dielectric substrate is also acceptable.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Waveguide Connection Structure (AREA)

Abstract

　誘電体基板２の表面電極３に形成されたスロット４によってスロット線路１を構成すると共に、２個のスロット線路１を隙間５を挟んで表面電極３が離間した状態で配置する。また、各スロット線路１の先端側には隙間５側が開放された片端開放のスロット共振器６を設け、これらのスロット共振器６を互いに結合可能な状態で配置する。さらに、各表面電極３には隙間５から分岐したスロットスタブ８を設ける。これにより、スロットスタブ８を用いて隙間５を通じた高周波信号の漏洩を抑制することができる。

Description

明 細 書
伝送線路接続構造および送受信装置
技術分野
[0001] 本発明は、例えばマイクロ波、ミリ波等の高周波信号を伝送する伝送線路接続構造 および該伝送線路接続構造を用いて構成される送受信装置に関する。
背景技術
[0002] 一般に、従来技術による伝送線路接続構造として、例えば誘電体基板の表面に形 成された表面電極に対して所定間隔のスロットを形成することによってスロット線路を 構成すると共に、該スロット線路を複数接続したものが知られている（例えば、特許文 献 1参照)。このような従来技術では、 2つのスロット線路の表面電極を一定間隔の隙 間を挟んで互いに対向した状態で配置すると共に、各表面電極には隙間側の片端 が開放された略四角形の切欠き力 なる片端開放のスロット共振器をそれぞれ設け ている。そして、各スロット共振器にスロット線路をそれぞれ接続すると共に、これら 2 つのスロット共振器を互いに結合させ、 2つのスロット線路間を高周波信号が伝搬可 能な状態で接続していた。また、このような伝送線路接続構造を用いて通信機装置 等の送受信装置を構成したものも知られている (例えば、特許文献 2参照)。
[0003] 特許文献 1 :特開 2001— 308601号公報
特許文献 2：特開 2003— 101301号公報
[0004] ところで、特許文献 1の従来技術では、 2つの表面電極間に隙間に向けてスロット共 振器の片端が開放しているから、このスロット共振器の開放端側から隙間内に向けて 高周波信号が漏洩することがある。このとき、特許文献 2のようにパッケージ内に伝送 線路接続構造を用いた送受信装置を収容したときには、一般に、表面電極は、パッ ケージ内の導体壁面に接触して例えばグランドに接続されている。従って、隙間の先 端は、パッケージ内の壁面で短絡されている。即ち、表面電極間の隙間が漏洩線路 として機能すると共に、この漏洩線路の先端力 Sパッケージで短絡されている。このた め、パッケージによる漏洩線路のショート端 (短絡端）には漏洩した高周波信号による 実電流が流れるから、スロット共振器の共振周波数は、表面電極とパッケージとの接 続状態の影響を受け易い。この結果、 2つのスロット線路の接続特性が不安定になる という問題がある。
[0005] また、スロット共振器の共振周波数はスロット共振器からパッケージまでの距離によ つても変化する。このため、スロット線路間の接続特性を一定に保持するためには、 誘電体基板、表面電極、パッケージ等の部品の寸法精度やパッケージ内に誘電体 基板を実装するときの実装精度を高める必要がある。これにより、通信機装置等のモ ジュールを構成する製造コストが高くなるという問題もある。
[0006] さらに、ノ ッケージとスロット共振器との間の漏洩線路の距離寸法に応じてスロット 共振器の共振周波数が変化するから、パッケージの寸法毎にパッケージと表面電極 との接続構造を設計する必要がある。このため、設計自由度が低いという問題もある
発明の開示
[0007] 本発明は上述した従来技術の問題に鑑みなされたもので、伝送線路の電極間の 隙間に漏洩電流が伝搬するのを抑制し、伝送線路間の接続特性を安定化させ、製 造コストの低減、設計自由度の向上を図ることができる伝送線路接続構造および送 受信装置を提供することにある。
[0008] (1) .上述した課題を解決するために、本発明は、誘電体基板と、該誘電体基板の 片面に形成された片面電極と、該片面電極に形成された所定間隔のスロットとによつ て伝送線路を構成し、該伝送線路を複数接続する伝送線路接続構造において、前 記複数の伝送線路の片面電極を隙間を挟んで互いに離間して設け、前記複数の片 面電極には、前記各伝送線路に接続され隙間側が開放された片端開放の共振器を 互いに結合可能な状態でそれぞれ設け、前記複数の片面電極のうち少なくとも 1つ の片面電極には、当該複数の片面電極間の隙間を通じた信号の漏洩を抑制するス タブを設け、前記伝送線路を伝搬する奇モードの高周波信号の波長を λ g_oddとした ときに、該スタブの長さ寸法を g_oddZ4程度の値に設定し、前記共振器とスタブと の間の長さ寸法を λ g_oddZ2よりも十分に小さい値に設定する構成としたことを特徴 としている。
[0009] 本発明によれば、隙間を挟んで離間した複数の片面電極には共振器をそれぞれ 設け、該各共振器に伝送線路を接続している。このため、複数の共振器を互いに結 合させること〖こよって、複数の伝送線路を接続することができ、これらの伝送線路間に 高周波信号を伝搬させることができる。このとき、共振器は隙間側が開放されている から、共振器の開放端を通じて片面電極間の隙間に高周波信号が漏洩する傾向が ある。これに対し、複数の片面電極のうち少なくとも 1つの片面電極にはスタブを設け たから、該スタブを用いて隙間を通じた高周波信号の漏洩を抑制することができる。 このため、隙間の先端側が例えばパッケージ内壁等によって短絡されているときでも 、この短絡端に高周波信号による実電流が流れることがなぐ共振器の共振周波数 を安定させることができる。この結果、伝送線路の接続状態を安定させることができる と共に、誘電体基板、片面電極等の寸法精度、実装精度を高める必要がなぐ製造 コストの低減、設計自由度の向上を図ることができる。
[0010] また、スタブの長さ寸法は、奇モードの高周波信号の波長 λ g_oddの 1Z4程度の値 に設定している。このため、奇モードの高周波信号が隙間を通じて漏洩するときでも 、この高周波信号に対して隙間とスタブとの分岐位置 (スタブの基端側)を仮想的な 開放端にすることができる。これにより、漏洩した高周波信号に対する反射特性が向 上するから、漏洩した高周波信号をスタブで確実に遮断することができ、共振器の共 振周波数の安定性をさらに高めることができる。この結果、誘電体基板等の各種の寸 法に比較的大きなばらつきが生じたときでも、 2つの伝送線路間で所望の通過帯域 幅を確保することができると共に、 2つの伝送線路の接続損失を軽減することができ る。
[0011] さらに、共振器とスタブとの間の長さ寸法は、奇モードの高周波信号の波長 λ g_odd の 1Z2よりも十分に小さい値に設定している。このため、 2つの共振器が互いに逆方 向の電界が形成される奇モードで共振したときには、共振器の長さ寸法、共振器とス タブとの間の長さ寸法およびスタブの長さ寸法とを合計した値が λ g_oddZ2程度の 値となる共振周波数で 2つの共振器は共振する。
[0012] このとき、 2つの共振器を互いに同じ方向の電界が形成される偶モードでも共振さ せるためには、高周波信号の伝搬方向に沿って延びる共振器の長さ寸法は、偶モー ドの共振周波数の波長 λ g_evenの 1Z4程度の値に設定するのが適当である。また、 2つの共振器が偶モードで共振するときは、高周波信号は、隙間に漏洩しない。この ため、偶モードの共振周波数は、共振器とスタブとの間の長さ寸法に拘わらず、ほぼ 一定の値となる。一方、奇モードの共振周波数は、共振器とスタブとの間の長さ寸法 とスタブの長さ寸法とによって変化する。このため、共振器とスタブとの間の長さ寸法 等によって、奇モードの共振周波数を設定することができる。この結果、偶モードと奇 モードとの結合を利用して 2段の帯域通過フィルタを構成することができると共に、奇 モードの共振周波数を偶モードの共振周波数とは独立して設定でき、接続構造の設 計性を向上することができる。
[0013] また、共振器とスタブとの間の長さ寸法は、 g_oddZ2よりも十分に小さい値に設 定している。このため、奇モードの共振周波数を偶モードの共振周波数よりも低く設 定することができ、偶モードの共振周波数に対して低域側に通過帯域を設けることが できる。さらに、共振器とスタブとの間の長さ寸法を g_oddZ2よりも十分に小さい値 に設定したから、共振器とスタブとを近付けて配置することができ、伝送線路の接続 構造を小型化することができる。
[0014] (2) .また、本発明では、誘電体基板と、該誘電体基板の両面にそれぞれ形成され た両面電極と、該両面電極に形成され前記誘電体基板を挟んで互いに対向した所 定間隔のスロットとによって伝送線路を構成し、該伝送線路を複数接続する伝送線 路接続構造において、前記複数の伝送線路の両面電極を隙間を挟んで互いに離間 して設け、前記複数の両面電極には、前記各伝送線路に接続され隙間側が開放さ れた片端開放の共振器を互いに結合可能な状態で設け、前記複数の両面電極のう ち少なくとも 1つの両面電極には、当該複数の両面電極間の隙間を通じた信号の漏 洩を抑制するスタブを設け、前記伝送線路を伝搬する奇モードの高周波信号の波長 を g_oddとしたときに、該スタブの長さ寸法を g_oddZ4程度の値に設定し、前記 共振器とスタブとの間の長さ寸法を g_oddZ2よりも十分に小さい値に設定する構成 としたことを特徴としてもよ!/、。
[0015] この場合、前述では、誘電体基板の片面に片面電極を設けるのに対し、誘電体基 板の両面に両面電極を設けている点で異なる。しかし、該両面電極に対してスロット 、共振器、スタブを設けている点は、前述の構成と同様である。また、スタブの長さ寸 法を λ g_oddZ4程度の値に設定し、共振器とスタブとの間の長さ寸法を λ g_odd/2 よりも十分に小さい値に設定する点も、前述の構成と同じである。従って、誘電体基 板の両面に両面電極を設けた場合も、前述のように、誘電体基板の片面に片面電極 を設けた場合とほぼ同様の作用効果を奏する。
[0016] (3) .また、本発明では、誘電体基板と、該誘電体基板の片面に形成された片面電 極と、該片面電極に形成された所定間隔のスロットとによって伝送線路を構成し、該 伝送線路を複数接続する伝送線路接続構造にお!ヽて、前記複数の伝送線路の片 面電極を隙間を挟んで互いに離間して設け、前記複数の片面電極には、前記各伝 送線路に接続され隙間側が開放された片端開放の共振器を互いに結合可能な状態 でそれぞれ設け、前記複数の片面電極のうち少なくとも 1つの片面電極には、当該複 数の片面電極間の隙間を通じた信号の漏洩を抑制するスタブを設け、前記伝送線 路を伝搬する奇モードの高周波信号の波長を λ g_oddとしたときに、該スタブの長さ 寸法を λ g_oddZ4程度の値に設定し、前記共振器とスタブとの間の長さ寸法を λ g_o dd/2程度の値に設定する構成としたことを特徴としてもよい。
[0017] この場合も、複数の片面電極のうち少なくとも 1つの片面電極にはスタブを設けてい る。このため、該スタブを用いて隙間を通じた高周波信号の漏洩を抑制することがで きる。また、スタブの長さ寸法を g_oddZ4程度の値に設定している。このため、奇モ ードの高周波信号が隙間を通じて漏洩するときでも、この高周波信号に対して隙間と スタブとの分岐位置 (スタブの基端側）を仮想的な開放端にすることができる。これ〖こ より、漏洩した高周波信号に対する反射特性が向上するから、漏洩した高周波信号 をスタブで確実に遮断することができ、共振器の共振周波数の安定性をさらに高める ことができる。この結果、誘電体基板等の各種の寸法に比較的大きなばらつきが生じ たときでも、 2つの伝送線路間で所望の通過帯域幅を確保することができると共に、 2 つの伝送線路の接続損失を軽減することができる。
[0018] また、共振器とスタブとの間の長さ寸法は、奇モードの高周波信号の波長 λ g_odd の 1Z2程度の値に設定している。このため、 2つの共振器が互いに逆方向の電界が 形成される奇モードで共振したときには、共振器の長さ寸法、共振器とスタブとの間 の長さ寸法およびスタブの長さ寸法とを合計した値が波長 λ g_odd程度の値となる共 振周波数で 2つの共振器は共振する。
[0019] このとき、 2つの共振器を互いに同じ方向の電界が形成される偶モードでも共振さ せるためには、高周波信号の伝搬方向に沿って延びる共振器の長さ寸法は、偶モー ドの共振周波数の波長 λ g_evenの 1Z4程度の値に設定するのが適当である。また、 2つの共振器が偶モードで共振するときは隙間に高周波信号は漏洩しないから、偶 モードの共振周波数は、共振器とスタブとの間の長さ寸法に拘わらず、ほぼ一定の 値となる。一方、奇モードの共振周波数は、共振器とスタブとの間の長さ寸法とスタブ の長さ寸法とによって変化する。このため、共振器とスタブとの間の長さ寸法等によつ て奇モードの共振周波数は設定することができるから、偶モードと奇モードとの結合 を利用して 2段の帯域通過フィルタを構成することができると共に、奇モードの共振周 波数を偶モードの共振周波数とは独立して設定でき、接続構造の設計性を向上する ことができる。
[0020] また、共振器とスタブとの間の長さ寸法を λ g_oddZ2程度の値に設定したから、奇 モードの共振周波数を偶モードの共振周波数よりも高く設定することができ、偶モー ドの共振周波数に対して高域側に通過帯域を設けることができる。
[0021] (4) .また、本発明では、誘電体基板と、該誘電体基板の両面にそれぞれ形成され た両面電極と、該両面電極に形成され前記誘電体基板を挟んで互いに対向した所 定間隔のスロットとによって伝送線路を構成し、該伝送線路を複数接続する伝送線 路接続構造において、前記複数の伝送線路の両面電極を隙間を挟んで互いに離間 して設け、前記複数の両面電極には、前記各伝送線路に接続され隙間側が開放さ れた片端開放の共振器を互いに結合可能な状態で設け、前記複数の両面電極のう ち少なくとも 1つの両面電極には、当該複数の両面電極間の隙間を通じた信号の漏 洩を抑制するスタブを設け、前記伝送線路を伝搬する奇モードの高周波信号の波長 を g_oddとしたときに、該スタブの長さ寸法を g_oddZ4程度の値に設定し、前記 共振器とスタブとの間の長さ寸法を λ g_oddZ2程度の値に設定する構成としたことを 特徴としてもよい。
[0022] この場合でも、共振器とスタブとの間の長さ寸法を λ g_oddZ2程度の値に設定する から、前述とほぼ同様の作用効果を得ることができる。 [0023] さらに、本発明の伝送線路接続構造を用いて通信装置、レーダ装置等の送受信装 置を構成してもよい。
[0024] このように構成したことにより、装置内部に複数の伝送線路を配置したときでも、これ らの伝送線路を共振器を用いて接続することができる。また、複数の伝送線路の電極 間に隙間が形成されるときでも、電極に設けたスタブによって、隙間内に漏洩した高 周波信号が伝搬するのを抑制することができる。このため、伝送線路の接続状態を安 定させることができる力ゝら、送受信装置全体の特性を安定ィ匕することができ、信頼性 を高めることができる。さらに、誘電体基板、電極、パッケージ等の寸法精度、実装精 度に拘わらず伝送線路の接続特性を安定させることができるから、送受信装置全体 の製造コストの低減、設計自由度の向上を図ることができる。
図面の簡単な説明
[0025] [図 1]図 1は第 1の実施の形態による伝送線路接続構造を示す斜視図である。
[図 2]図 2は図 1中の伝送線路接続構造を拡大して示す平面図である。
[図 3]図 3は図 1中のスロット共振器が偶モードで共振した状態を示す平面図である。
[図 4]図 4は図 1中のスロット共振器が奇モードで共振した状態を示す平面図である。
[図 5]図 5は図 1中の伝送線路接続構造の反射係数、透過係数の周波数特性を示す 特性線図である。
[図 6]図 6は図 1中の伝送線路接続構造の反射損失の周波数特性をシミュレーション した結果を示す特性線図である。
[図 7]図 7は比較例による伝送線路接続構造の反射損失の周波数特性をシミュレ一 シヨンした結果を示す特性線図である。
[図 8]図 8は図 1中の伝送線路接続構造の反射損失の周波数特性を実測した結果を 示す特性線図である。
[図 9]図 9は第 1の実施の形態による伝送線路接続構造のスロットスタブをスロット共 振器の近傍に配置した状態を示す平面図である。
[図 10]図 10は第 1の実施の形態による伝送線路接続構造のスロットスタブを図 9に比 ベてスロット共振器の遠方に配置した状態を示す平面図である。
[図 11]図 11はスロットスタブとスロット共振器との間の距離寸法に対する共振周波数 を示す特性線図である。
[図 12]図 12は第 1の変形例の伝送線路接続構造を拡大して示す平面図である。
[図 13]図 13は第 2の変形例の伝送線路接続構造を拡大して示す平面図である。
[図 14]図 14は第 3の変形例の伝送線路接続構造を拡大して示す平面図である。
[図 15]図 15は第 4の変形例の伝送線路接続構造を拡大して示す平面図である。
[図 16]図 16は第 5の変形例の伝送線路接続構造を拡大して示す平面図である。
[図 17]図 17は第 6の変形例の伝送線路接続構造を拡大して示す平面図である。
[図 18]図 18は第 7の変形例の伝送線路接続構造を拡大して示す平面図である。
[図 19]図 19は第 2の実施の形態による伝送線路接続構造を示す斜視図である。
[図 20]図 20は図 19中の伝送線路接続構造を拡大して示す平面図である。
[図 21]図 21は第 3の実施の形態による通信装置を示す分解斜視図である。
[図 22]図 22は図 21中の通信装置を示すブロック図である。
符号の説明
1 スロット線路 (伝送線路）
2, 22 誘電体基板
2A, 22A 表面
2B, 22B 裏面
3 表面電極 (片面電極）
4, 25, 26 スロット
5, 27 隙間
6 スロット共振器 (共振器）
7, 29 整合部
8, 11, 12, 13, 14 スロットスタブ (スタブ）
21 PDTL (伝送線路）
23 表面電極（両面電極）
24 裏面電極（両面電極）
28 PDTL共振器 (共振器）
30 PDTLスタブ（スタブ） 発明を実施するための最良の形態
[0027] 以下、本発明の実施の形態による伝送線路接続構造および送受信装置を、添付 図面を参照しつつ詳細に説明する。
[0028] まず、図 1ないし図 4は第 1の実施の形態による伝送線路接続構造を示している。
図において、 1は伝送線路としてのスロット線路を示している。該スロット線路 1は、誘 電体基板 2、表面電極 3およびスロット 4によって構成されている。
[0029] ここで、誘電体基板 2は、榭脂材料、セラミックス材料、またはこれらを混合して焼結 した複合材料を用いて比誘電率 ε rをもった平板状に形成され、表面 2A、裏面 2Bを 有している。また、誘電体基板 2の表面 2Aには、例えば導電性金属材料を用いて薄 膜状に形成された表面電極 3 (片面電極）が設けられている。さらに、表面電極 3には 、一定の幅寸法をもって帯状 (溝状）に開口したスロット 4が形成され、該スロット 4は、 例えばマイクロ波、ミリ波等の高周波信号の伝送方向（図 1中の矢示 A方向）に沿つ て延びている。
[0030] そして、スロット線路 1は、高周波信号の伝送方向に沿うように例えば直線状に並ん で 2個配置されている。このとき、 2個のスロット線路 1の誘電体基板 2は互いに離間し て配置されている。また、 2個のスロット線路 1が互いに対向する位置では、表面電極 3の端縁 3Aは、例えば誘電体基板 2の端面よりも中央部側（内側）に離間して配置さ れている。このため、誘電体基板 2のうち表面電極 3の端縁 3Aよりも相手方の誘電体 基板 2に向けて突出した部分は、誘電体基板 2の表面 2Aが露出している。
[0031] 5は 2個のスロット線路 1を構成する 2つの表面電極 3間に形成された隙間を示して いる。該隙間 5は、 2つの表面電極 3の端縁 3A間に一定の間隔寸法 Gをもって形成 され、 2つの表面電極 3を離間した状態で互いに対向させている。これにより、隙間 5 は、 2つの表面電極 3間に挟まれている。
[0032] 6は 2個の表面電極 3にそれぞれ設けられた片端開放のスロット共振器を示してい る。該各スロット共振器 6は、スロット 4に連続した略四角形の切欠きによって形成され 、スロット線路 1にそれぞれ接続されている。ここで、スロット共振器 6のうち高周波信 号の伝送方向に沿った長さ寸法 Lrは、スロット線路 1を伝搬する偶モードの高周波信 号の波長を λ g_evenとしたときに、例えば λ g_evenZ4程度の値に設定されて 、る（L r= g_evenZ4)。これにより、 2個のスロット共振器 6が互いに同じ向きの電界 Eをも つた偶モードで共振するときには、スロット共振器 6の共振周波数は波長 λ g_evenに 対応した値となる。
[0033] また、スロット共振器 6の長さ方向（高周波信号の伝送方向）一端側は、表面電極 3 の端部側 (端縁 3A近傍）に位置して隙間 5に向けて開放されている。一方、スロット 共振器 6の長さ方向他端側は、表面電極 3の中央側に向けて延びると共に、その幅 方向中心部位にスロット線路 1が接続されている。そして、 2個のスロット共振器 6は、 隙間 5を挟んで互いに対向すると共に、両者が直接的に電磁結合が可能となるよう に近付けて配置されている。
[0034] また、スロット共振器 6とスロット線路 1との間には、スロット幅が階段状に広がるよう になった整合部 7が設けられている。そして、整合部 7は、スロット共振器 6とスロット線 路 1との間のインピーダンス整合性を高め、これらの間の結合量の最適化を図ってい る。
[0035] 8は表面電極 3に形成されたスロットスタブを示している。該スロットスタブ 8は、隙間 5から表面電極 3の中央部側に向けて延びるスロットによって形成され、隙間 5から分 岐して略四角形の帯状をなしている。そして、スロットスタブ 8は、隙間 5を挟んで 2個 の表面電極 3にそれぞれ設けられると共に、スロット共振器 6を挟んで隙間 5の伸長 方向両側に設けられている。これにより、スロットスタブ 8は、各表面電極 3に 2個ずつ 合計 4個設けられている。また、スロットスタブ 8の長さ寸法 Lsは、スロット線路 1を伝搬 する奇モードの高周波信号の波長を λ g_oddとしたときに、例えば λ g_oddZ4程度の 値に設定されている（Ls= g_odd)。これにより、スロットスタブ 8は、その基端側に位 置する隙間 5の途中部位を奇モードの高周波信号に対して仮想的な開放端にしてい る。
[0036] また、スロットスタブ 8は、スロット共振器 6との間の距離寸法 Dsが、奇モードの高周 波信号の波長 λ g_oddに対して、 1Z2よりも十分に小さい値 (Ds《え g_oddZ2)、ま たは 1Z2とほぼ同じ値（Ds g_oddZ2)に設定されている。即ち、スロットスタブ 8 とスロット共振器 6との間に位置する隙間 5の長さ寸法 (距離寸法 Ds)は、 2個のスロッ ト共振器 6からなる 2段の BPFの通過周波数帯域を偶モードの共振周波数の低域側 に広げる力、高域側に広げるかによつて適宜設定されるものである。
[0037] 本実施の形態による伝送線路接続構造は上述の如き構成を有するもので、次にそ の作動について説明する。
[0038] まず、一方のスロット線路 1に高周波信号を入力すると、スロット 4の幅方向に対して 電界 Eが形成されると共に、スロット 4の長さ方向と誘電体基板 2の厚さ方向とに対し て磁界（図示せず)が形成される。そして、高周波信号は、スロット 4の近傍に集中し た状態でスロット 4に沿って伝搬し、スロット線路 1の端部に設けられたスロット共振器 6に到達する。このとき、 2個のスロット共振器 6が互いに近接した状態で配置されて いる力 、 2個のスロット共振器 6は互いに電磁結合する。このため、 2個のスロット線 路 1はスロット共振器 6を用いて互いに接続されるから、高周波信号は、互いに電磁 結合した 2個のスロット共振器 6を介して一方のスロット線路 1から他方のスロット線路 1に向けて伝搬する。
[0039] 然るに、各スロット線路 1を構成する表面電極 3は一定間隔の隙間 5を挟んで互い に離間した状態で配置されている。また、 2個のスロット共振器 6は、隙間 5を挟んで 互いに対向して配置され、隙間 5側が開放された構成となっている。このため、スロッ ト共振器 6の開放端力も隙間 5に向けて高周波信号が漏洩することがある。
[0040] このとき、図 3に示すように、 2個のスロット共振器 6が互いに幅方向（伝送方向と直 交した方向）に同じ向きの電界 Eをもった偶モードで共振したときには、 2つの表面電 極 3の中間に位置する O— O面が磁気壁になるために、隙間 5を伝搬するモードは存 在しない。これに対し、図 4に示すように、 2個のスロット共振器 6が互いに幅方向に逆 向きの電界 Eをもった奇モードで共振したときには、 O— O面が電気壁となるから、隙 間 5を伝搬してスロット共振器 6から幅方向の両側に向けて漏洩するモードが存在す る。このため、奇モードの共振周波数近傍の帯域では、スロット線路 1を伝搬する高 周波信号の一部が隙間 5内に漏洩することがある。
[0041] 一方、スロット線路 1は一般にパッケージ等に収容されると共に、表面電極 3はパッ ケージ内の導体壁面に接触して例えばグランドに接続されているから、隙間 5の先端 はパッケージ内の壁面によって短絡されている。このため、隙間 5の先端に配置され た導体壁面には、隙間 5内に漏洩した高周波信号によって実電流が流れる。この結 果、スロット共振器 6の共振周波数は、表面電極 3とパッケージとの接続状態の影響 を受け易ぐ 2つのスロット線路 1の接続特性が不安定になる傾向がある。
[0042] これに対し、本実施の形態では、表面電極 3には隙間 5から分岐するスロットスタブ 8を設けたから、スロットスタブ 8を用いて隙間 5を通じた高周波信号の漏洩を抑制す ることができる。このため、隙間 5の先端側が例えばパッケージ内壁等によって短絡さ れているときでも、この短絡端に高周波信号による実電流が流れることがなぐスロット 共振器 6の共振周波数を安定させることができる。
[0043] そこで、本実施の形態による効果を確認するために、例えば 60GHzの高周波信号 に対して、本実施の形態の 2つのスロット線路 1の伝送特性を電磁界シミュレーション を用いて算出した。この結果を図 5に示す。
[0044] なお、誘電体基板 2の比誘電率 ε rは 24. 4 ( ε r= 24. 4)とし、誘電体基板 2の厚 さ寸法 Tsubは 0. 3mm (Tsub = 0. 3mm)とした。また、図 1および図 2中に示す各部 の寸法として、整合部 7の幅寸法 Wqは 0. 2mm (Wq = 0. 2mm)、整合部 7の長さ寸 法 Lqは 0. 225mm (Lq = 0. 225mm)、スロット共振器 6の幅寸法 Wrは 0. 3mm (W r=0. 3mm)、スロット共振器 6の長さ寸法 Lrは 0. 3mm (Lr=0. 3mm)、隙間 5の 間隔寸法 Gは 0. lmm (G = 0. 1mm)とした。また、スロット共振器 6とスロットスタブ 8 との間の隙間 5の長さ寸法（距離寸法 Ds)は 0. 3mm(Ds = 0. 3mm)、スロットスタブ 8の幅寸法 Wsは 0. 3mm (Ws = 0. 3mm)とすると共に、スロットスタブ 8の長さ寸法 L sは、奇モードの高周波信号の波長 g_oddに対して 1Z4程度になるように、例えば 0 . 33mm (Ls = 0. 33mm)とした。さらに、スロットスタブ 8から隙間 5の終端までの距 離寸法 Rは 0. 5mm (R=0. 5mm)とした。
[0045] 図 5の結果より、 2個のスロット共振器 6を用いてスロット線路 1を接続したから、 60G Hz帯にぉ 、て 2段の帯域通過フィルタ (BPF)を用いた接続特性が得られて 、る。こ のとき、反射損失 RLが 20dB以下となる通過帯域幅 BWは、例えば 10GHz以上とな つている。
[0046] 次に、本実施の形態によるスロット線路 1の接続構造に対して、隙間 5の終端位置（ 距離寸法 R)を ±0. 2mmの範囲で変化させ、反射損失 RLの周波数特性をシミュレ ーシヨンを用いて算出した。この結果を図 6に示す。なお、隙間 5の終端は短絡されて いるものとした。
[0047] 図 6の結果より、スロットスタブ 8から隙間 5の終端までの距離寸法 Rが ±0. 2mmの 範囲で変化しても、反射損失 RLが 20dB以下となる通過帯域幅 BWは、 6GHz以上 確保できることが分かる。これにより、スロット線路 1の加工精度が低ぐ例えば誘電体 基板 2、表面電極 3等が ±0. 2mmで寸法誤差が生じる場合でも、本実施の形態に よるスロット線路 1の接続構造では、高周波信号の周波数である 60GHzに対して 10 %程度の通過帯域 (比帯域 10%)を確保できることが分かった。
[0048] 一方、スロットスタブ 8を省いた比較例によるスロット線路 1の接続構造に対して、図 6と同様の反射損失 RLの周波数特性をシミュレーションを用いて算出した。この結果 を図 7に示す。ここで、隙間 5の終端位置を ±0. 2mmの範囲で変化させると共に、 隙間 5の終端は短絡されているものとした。
[0049] 図 7の結果より、隙間 5の終端位置に誤差が生じていないとき（AR=Omm)には、 反射損失 RLが 20dB以下となる接続特性が実現できている。しかし、終端位置が士 0. 2mm変化したとき（AR= ±0. 2mm)には、反射損失 RLが 20dB以下となる接 続特性は全く得られなくなる。そして、このような接続特性の劣化は、終端位置が例 えば ±0. 05mmだけ変化した場合（AR= ±0. 05mm)でも生じるものであり、比較 例では十分な接続特性が得られないことが分力つた。
[0050] 以上より、スロットスタブ 8の効果として、隙間 5の終端位置に誤差が生じたときでも、 スロット線路 1間で十分な接続特性が保持できることが確認できた。また、実際に作成 したスロット線路 1の接続構造についても、隙間 5の終端位置 ±0. 2mmの範囲で変 えて、反射損失 RLを計測した。この結果を図 8に示す。図 8の結果より、実際のスロッ ト線路 1で隙間 5の終端位置 ±0. 2mmの範囲で変えても、反射損失 RLが 20dB以 下となる通過帯域幅 BWを 5GHz程度確保することができた。
[0051] 次に、スロットスタブ 8とスロット共振器 6との間の距離寸法 Dsと共振周波数との関係 を検討した。その結果を図 11に示す。なお、スロット共振器 6の長さ寸法 Lrは、スロッ ト線路 1を伝搬する偶モードの高周波信号の波長を λ g_evenとしたときに、 λ g_even Z4程度の値 (Lr= λ g_even/4)に設定されているものとした。
[0052] 図 11の結果より、スロットスタブ 8とスロット共振器 6との間の距離寸法 Dsが奇モード の高周波信号の波長 λ g_oddに対して 1Z2よりも十分に小さい値 (Ds《 λ g_odd/2 )に設定したときには、偶モードの共振周波数 Fevenよりも低い低次の奇モードの共 振周波数 Foddが偶モードの共振周波数 Fevenに近い値になる。このとき、 2個のスロ ット共振器 6は、図 9に示すような状態で共振すると共に、その共振周波数 Foddは、 スロット共振器 6の長さ寸法 Lr、スロットスタブ 8とスロット共振器 6との間の距離寸法 D sおよびスロットスタブ 8の長さ寸法 Lsとの和が波長 λ g_oddの 1Z2程度（Lr + Ds + L s = λ g_odd/2)となるような周波数となる。
[0053] 一方、スロットスタブ 8とスロット共振器 6との間の距離寸法 Dsが奇モードの高周波 信号の波長 λ g_oddに対して 1Z2とほぼ同じ値 (Ds λ g_odd/2)に設定したときに は、偶モードの共振周波数 Fevenよりも高い高次の奇モードの共振周波数 Foddが偶 モードの共振周波数 Fevenに近い値になる。このとき、 2個のスロット共振器 6は、図 1 0に示すような状態で共振すると共に、その共振周波数 Foddは、スロット共振器 6の 長さ寸法 Lr、スロットスタブ 8とスロット共振器 6との間の距離寸法 Dsおよびスロットスタ ブ 8の長さ寸法 Lsとの和が波長 λ g_oddと同程度 (Lr + Ds + Ls λ g_odd)となるよう な周波数となる。この結果、距離寸法 Dsを奇モードの共振周波数 Foddを決定するた めの自由度として利用することができる。
[0054] また、図 11の結果より、距離寸法 Dsを変化させたときに、奇モードの共振周波数 F oddは変化するものの、偶モードでの共振では隙間 5に高周波信号が漏洩しないた め、偶モードの共振周波数 Fevenは殆ど変化しないことが分かる。このため、奇モード の共振周波数 Foddを偶モードの共振周波数 Fevenと独立して決定することができる から、接続構造の設計性を向上することができる。
[0055] 力べして、本実施の形態では、表面電極 3にスロットスタブ 8を設けたから、隙間 5か ら漏洩した高周波信号を、スロットスタブ 8の帯域阻止効果によって反射させることが できる。このため、隙間 5を通じた高周波信号の漏洩を抑制することができるから、隙 間 5の終端で実電流が流れることがなくなる。この結果、スロット線路 1をパッケージ内 に実装するときの導電性接着剤の塗布ばらつき、ノ ッケージの寸法ばらつき、誘電 体基板 2の実装位置のばらつき等によって、隙間 5の終端位置が変化した場合でも、 スロット共振器 6の共振周波数を安定させて、 2つのスロット線路 1間で十分な通過帯 域を確保することができる。
[0056] また、スロット線路 1の誘電体基板 2とパッケージとの実装位置精度やパッケージの 寸法精度が緩和されるから、ノ ッケージ内にスロット線路 1を容易に取付けることがで き、製造コストの低減、設計自由度の向上を図ることができる。
[0057] さらに、スロットスタブ 8の長さ寸法 Lsをスロット共振器 6が奇モードで共振するときの 高周波信号の波長 λ g_oddに対して 1Z4程度の値に設定したから、奇モードの高周 波信号が隙間 5を通じて漏洩するときでも、この高周波信号に対して隙間 5とスロット スタブ 8との分岐位置 (スロットスタブ 8の基端側）を仮想的な開放端にすることができ る。これにより、漏洩した高周波信号に対する反射特性が向上するから、漏洩した高 周波信号をスロットスタブ 8で確実に遮断することができ、スロット共振器 6の共振周波 数の安定性をさらに高めることができる。この結果、誘電体基板 2等の各種の寸法に 比較的大きなばらつきが生じたときでも、 2つのスロット線路 1間で所望の通過帯域幅 を確保することができると共に、 2つのスロット線路 1の接続損失を軽減することができ る。
[0058] また、本実施の形態では、スロットスタブ 8とスロット共振器 6との間の距離寸法 Dsを 奇モードの高周波信号の波長え g_oddに対して、 1Z2よりも十分に小さい値 (Ds《 λ g_oddZ2)、または 1Ζ2とほぼ同じ値（Ds g_oddZ2)に設定している。これにより 、距離寸法 Dsの値に応じて低次または高次の奇モードのうち 、ずれのかの奇モード の共振周波数 Foddを偶モードの共振周波数 Fevenに近付けることができる。このた め、 2個のスロット共振器 6による BPFの通過帯域を偶モードの共振周波数 Fevenの 低周波側または高周波側に設定することができ、 2つのモードの結合を用いて通過 帯域幅を広げることができる。
[0059] また、距離寸法 Dsを調整することによって、偶モードの共振周波数 Fevenとは独立 して奇モードの共振周波数 Foddを決定することができる。このため、距離寸法 Dsを 奇モードの共振周波数 Foddを決定するための自由度として利用できると共に、接続 構造の設計性を向上できる。
[0060] さらに、スロット共振器 6とスロットスタブ 8との間の隙間 5の長さ寸法 (距離寸法 Ds) を λ g_odd/2よりも十分に小さい値に設定した場合には、スロット共振器 6とスロットス タブ 8とを近付けて配置することができ、スロット線路 1の接続構造を小型化することが できる。
[0061] なお、第 1の実施の形態では、略四角形の帯状をなすスロットスタブ 8を用いる構成 とした。しかし、本発明はこれに限らず、図 12に示す第 1の変形例のように、先端部 が円弧状に形成されたスロットスタブ 11を用いる構成としてもよい。この場合、スロット スタブ 11の先端側に角隅がなくなるから、角隅の電流集中が緩和され、高周波信号 の損失を低減することができる。
[0062] また、第 1の実施の形態では、直線状に延びるスロットスタブ 8を用いる構成とした。
しかし、本発明はこれに限らず、図 13に示す第 2の変形例のように、途中位置で折返 した形状をなすスロットスタブ 12を用いる構成としてもよい。これにより、スロットスタブ 12を小型化することができる。
[0063] また、第 1の実施の形態では、帯状をなすスロットスタブ 8を用いる構成とした。しか し、本発明はこれに限らず、図 14に示す第 3の変形例のように、略円形状のスロットス タブ 13を用いる構成としてもよぐ図 15に示す第 4の変形例のように、略扇形状のス ロットスタブ 14を用いる構成としてもよい。これらの場合、高周波信号の損失を低減で きるのに加えて、広帯域で高周波信号の漏洩を抑制することができる。
[0064] さらに、第 1の実施の形態では、互いに離間して設けられた 2つの表面電極 3には いずれにもスロット共振器 6を挟んで幅方向両側にスロットスタブ 8を設ける構成とした 。しかし、本発明はこれに限らず、例えば図 16に示す第 5の変形例のように、 2つの 表面電極 3のうちいずれか一方の表面電極 3にだけスロット共振器 6を挟んで幅方向 両側にスロットスタブ 8を設ける構成としてもよい。
[0065] また、例えば図 17に示す第 6の変形例のように、一方の表面電極 3にはスロット共 振器 6の幅方向一側にスロットスタブ 8を設け、他方の表面電極 3にはスロット共振器 6の幅方向他側にスロットスタブ 8を設ける構成としてもよい。
[0066] さらに、第 1の実施の形態では、一方の表面電極 3に設けたスロットスタブ 8と他方 の表面電極 3に設けたスロットスタブ 8とは、スロット共振器 6との間の距離寸法 Dsが 同じ位置に設ける構成とした。しかし、本発明はこれに限らず、例えば図 18に示す第 7の変形例のように、一方の表面電極 3に設けたスロットスタブ 8と他方の表面電極 3 に設けたスロットスタブ 8とは、スロット共振器 6との間の距離寸法が異なる位置に設け る構成としてもよい。これにより、広帯域で高周波信号の漏洩を抑制することができる
[0067] また、前記第 1の実施の形態では、誘電体基板 2の表面 2Aにだけ表面電極 3を設 けてスロット線路 1を構成とした。しかし、本発明はこれに限らず、例えば誘電体基板 2の裏面 2Bに略全面に亘つてグランド電極を設け、グラウンデッドスロット線路を構成 してちよい。
[0068] 次に、図 19および図 20は本発明の第 2の実施の形態による伝送線路接続構造を 示し、本実施の形態の特徴は、誘電体基板の両面に同様なスロットパターン、共振 器パターンおよびスタブパターンを対向配置して、平面誘電体線路（PDTL)、 PDT L共振器、 PDTLスタブを構成したことにある。
[0069] 21は伝送線路としての両面対称スロット線路力 なる平面誘電体線路（以下、 PDT L21という）を示している。該 PDTL21は、誘電体基板 22、表面電極 23、裏面電極 2 4およびスロット 25, 26によって構成されている。
[0070] ここで、誘電体基板 22は、第 1の実施の形態による誘電体基板 2とほぼ同様に、セ ラミックス材料等を用いて比誘電率 ε rをもった平板状に形成され、表面 22A、裏面 2 2Bを有している。また、誘電体基板 22の表面 22Aには導電性金属材料を用いて薄 膜状に形成された表面電極 23が設けられると共に、誘電体基板 22の裏面 22Bには 導体薄膜からなる裏面電極 24が形成されている。さらに、表面電極 23には、一定の 幅寸法をもって帯状 (溝状）に開口したスロット 25が形成されると共に、裏面電極 24 には、スロット 25と誘電体基板 22を挟んで対向する位置にスロット 26が設けられてい る。そして、スロット 25, 26は、誘電体基板 22の両面 22A, 22Bにほぼ対称に形成さ れ、例えばマイクロ波、ミリ波等の高周波信号の伝送方向（図 19中の矢示 A方向）に 沿って延びている。
[0071] また、 PDTL21は、高周波信号の伝送方向に沿うように例えば直線状に並んで 2 個配置されている。このとき、 2個の PDTL21の誘電体基板 22は互いに離間して配 置されている。また、 2個の PDTL21が互いに対向する位置では、電極 23, 24の端 縁 23A, 24Aは、例えば誘電体基板 22の端面よりも中央部側（内側）に離間して配 置されている。このため、誘電体基板 22のうち電極 23, 24の端縁 23A, 24Aよりも 相手方の誘電体基板 22に向けて突出した部分は、誘電体基板 22の表面 22Aが露 出している。
[0072] 27は一方の PDTL21を構成する電極 23, 24 (両面電極）と他方の PDTL21を構 成する電極 23, 24間に形成された隙間を示している。該隙間 27は、一方の電極 23 , 24の端縁 23A, 24Aと他方の電極 23, 24の端縁 23A, 24Aとの間に一定の間隔 寸法をもって形成され、一方の電極 23, 24と他方の電極 23, 24とを離間した状態で 互いに対向させている。これにより、隙間 27は、一方の電極 23, 24と他方の電極 23 , 24との間に挟まれている。
[0073] 28は各 PDTL21の電極 23, 24に設けられた片端開放の PDTL共振器を示してい る。該各 PDTL共振器 28は、スロット 25に連続して表面電極 23に形成された略四角 形の切欠き 28Aと、スロット 26に連続して裏面電極 24に形成された切欠き 28Bとに よって構成されている。そして、これらの切欠き 28A, 28Bは誘電体基板 22を挟んで 互いに対向し、誘電体基板 22の両面 22A, 22Bにほぼ対称に形成されている。また 、 PDTL共振器 28のうち高周波信号の伝送方向に沿った長さ寸法は、例えば PDT L21を伝搬する偶モードの高周波信号の波長を λ g_evenとしたときに、 λ g_even/4 程度の値に設定されている。
[0074] また、 PDTL共振器 28の長さ方向一端側は、電極 23, 24の端部側 (端縁 23A, 2 4A近傍）に位置して隙間 27に向けて開放されている。一方、 PDTL共振器 28の長 さ方向他端側は、電極 23, 24の中央側に向けて延びると共に、その幅方向中心部 位に PDTL21が接続されている。そして、 2個の PDTL共振器 28は、隙間 27を挟ん で互いに対向すると共に、両者が直接的に電磁結合が可能となるように近付けて配 置されている。
[0075] また、 PDTL共振器 28と PDTL21との間には、スロット幅が階段状に広がるように なった整合部 29が設けられている。そして、整合部 29は、 PDTL共振器 28と PDTL 21との間のインピーダンス整合性を高め、これらの間の結合量の最適化を図ってい る。
[0076] 30は電極 23, 24に形成された PDTLスタブを示している。該 PDTLスタブ 30は、 隙間 27から電極 23, 24の中央部側に向けて延びるスロットスタブ 30A, 30Bによつ て構成されている。そして、スロットスタブ 30A, 30Bは、誘電体基板 22を挟んで互い に対向して配置され、隙間 27から分岐して略四角形の帯状をなしている。また、 PD TLスタブ 30は、隙間 27を挟んで伝送方向両側の電極 23, 24にそれぞれ設けられ ると共に、 PDTL共振器 28を挟んで隙間 27の伸長方向両側に設けられている。これ により、 PDTLスタブ 30は、各電極 23, 24に 2個ずつ合計 4個設けられている。また 、 PDTLスタブ 30の長さ寸法は、 PDTL21を伝搬する奇モードの高周波信号の波 長を g_oddとしたときに、例えば g_oddZ4程度の値に設定されている。これにより 、 PDTLスタブ 30は、その基端側に位置する隙間 27の途中部位を奇モードの高周 波信号に対して仮想的な開放端にして 、る。
[0077] また、 PDTLスタブ 30は、第 1の実施の形態によるスロットスタブ 8とほぼ同様に、 P DTL共振器 28との間の距離寸法 Dsが、奇モードの高周波信号の波長 λ g_oddに対 して、 1Z2よりも十分に小さい値（Ds《え g_oddZ2)、または 1Z2とほぼ同じ値（Ds = λ g_odd/2)に設定されている。即ち、 PDTLスタブ 30と PDTL共振器 28との間 に位置する隙間 27の長さ寸法 (距離寸法 Ds)は、 2個の PDTL共振器 28からなる 2 段の BPFの通過周波数帯域を偶モードの共振周波数の低域側に広げるか、高域側 に広げるかによつて適宜設定されるものである。
[0078] 力べして、本実施の形態でも第 1の実施の形態と同様の作用効果を得ることができ る。
[0079] なお、本実施の形態では、 PDTLスタブ 30は第 1の実施の形態によるスロットスタブ 8と同様に先端部が略四角形の直線状に延びる構成とした。しかし、本発明はこれに 限らず、例えば第 1の変形例と同様に、先端部を略円弧状に形成してもよぐ第 2の 変形例と同様に、折返した形状に形成してもよぐ第 3,第 4の変形例と同様に、円形 状、扇形状に形成してもよい。また、 PDTLスタブ 30の配置も本実施の形態に限らず 、例えば第 5〜第 7の変形例と同様に種々の配置が可能である。
[0080] 次に、図 21および図 22は本発明の第 3の実施の形態を示し、本実施の形態の特 徴は、本発明によるスロット線路の接続構造を通信装置に適用したことにある。なお、 本実施の形態では、第 1の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その 説明を省略するものとする。
[0081] 41は通信装置の外形をなす導電性金属材料のメツキ処理 (メタライズ)が施された 榭脂パッケージを示している。該榭脂パッケージ 41は、上面側が開口した箱形状の ケーシング 42と、該ケーシング 42の開口側を施蓋する略四角形の板状をなす蓋体 4 3とによって構成されている。また、ケーシング 42の外周側には、中間周波信号 IFを 入力、出力するための入力端子 42A、出力端子 42Bが設けられると共に、バイアス 電圧 Vdを入力するための電極 42Cが設けられている。一方、蓋体 43の中央部には 、ケーシング 42の内部と外部との間で電磁波の送受信が可能となるように、テーパ状 に開口した開口部 43Aが形成されると共に、該開口部 43A内には無給電アンテナ 4 3Bが設けられている。そして、無給電アンテナ 43Bは、後述するアンテナブロック 45 の放射スロット 45Aと対向し、放射スロット 45Aの指向性、放射特性 (放射パターン） を調整している。
[0082] 44はケーシング 42内に収容された誘電体基板をなすマルチチップ基板を示して いる。該マルチチップ基板 44は、誘電体材料カゝらなる例えば 5個の分割基板 44A〜 44Eによって構成され、全体として略四角形の平板状をなしている。また、各分割基 板 44A〜44Eの表面には表面電極 3が略全面に亘つて形成されると共に、各分割 基板 44A〜44Eの表面電極 3は互いに隙間 5をもって離間している。そして、分割基 板 44A〜44Eには、機能ブロックとして、後述するアンテナブロック 45、共用器ブロッ ク 46、送信ブロック 47、受信ブロック 48、発振器ブロック 49がそれぞれ設けられてい る。
[0083] 45は送信電波を送信し受信電波を受信するアンテナブロックを示している。該アン テナブロック 45は、マルチチップ基板 44の中央部側に配設された分割基板 44Aに 設けられている。そして、アンテナブロック 45は放射スロット 45Aによって構成され、 該放射スロット 45Aは、スロット線路 1、スロット共振器 6によって共用器ブロック 46に 接続されている。
[0084] 46はアンテナブロック 45に接続されたアンテナ共用器をなす共用器ブロックを示し ている。該共用器ブロック 46は、分割基板 44Aの後側に隣接した分割基板 44Bに設 けられ、四角形状の開口力もなるスロット共振器 46A等によって構成されている。そし て、スロット共振器 46Aは、スロット線路 1、スロット共振器 6によってアンテナブロック 4 5、送信ブロック 47、受信ブロック 48にそれぞれ接続されている。
[0085] 47は共用器ブロック 46に接続されアンテナブロック 45に向けて送信信号を出力す る送信ブロックを示している。該送信ブロック 47は、分割基板 44Bに隣接した分割基 板 44Cに設けられている。そして、送信ブロック 47は、電界効果トランジスタ等の電子 部品を用いて形成され発振器ブロック 49から出力される局部発振信号に対して中間 周波信号 IFを混合して送信信号にアップコンバートする混合器 47Aと、該混合器 47 Aによる送信信号力 雑音を除去する帯域通過フィルタ 47Bと、バイアス電圧 Vdによ つて作動する電子部品を用いて形成され送信信号の電力を増幅する電力増幅器 47 Cとによって構成されて 、る。
[0086] そして、これらの混合器 47A、帯域通過フィルタ 47B、電力増幅器 47Cは、スロット 線路 1を用いて相互に接続されている。一方、混合器 47Aは、スロット線路 1、スロット 共振器 6によって発振器ブロック 49に接続されている。また、電力増幅器 47Cは、ス ロット線路 1、スロット共振器 6によって共用器ブロック 46に接続されて!、る。
[0087] 48は共用器ブロック 46に接続されアンテナブロック 45によって受信した受信信号 が入力されたときに、該受信信号と発振器ブロック 49から出力される局部発振信号と を混合して受信信号を中間周波信号 IFにダウンコンバートする受信ブロックを示して いる。該受信ブロック 48は、分割基板 44Bに隣接した分割基板 44Dに設けられてい る。また、受信ブロック 48は、バイアス電圧 Vdによって作動する電子部品を用いて形 成され受信信号を低雑音で増幅する低雑音増幅器 48Aと、該低雑音増幅器 48Aに よる受信信号力も雑音を除去する帯域通過フィルタ 48Bと、発振器ブロック 49から出 力される局部発振信号と該帯域通過フィルタ 48Bから出力される受信信号とを混合 して中間周波信号 IFにダウンコンバートする混合器 48Cとによって構成されている。
[0088] そして、これらの低雑音増幅器 48A、帯域通過フィルタ 48B、混合器 48Cは、スロッ ト線路 1を用いて相互に接続されている。一方、低雑音増幅器 48Aは、スロット線路 1 、スロット共振器 6によって共用器ブロック 46に接続されている。また、混合器 48Cは 、スロット線路 1、スロット共振器 6によって発振器ブロック 49に接続されている。
[0089] 49は送信ブロック 47と受信ブロック 48とに接続され所定周波数の局部発振信号（ 例えばマイクロ波、ミリ波等の高周波信号)を発振する発振器ブロックを示している。 該発振器ブロック 49は、分割基板 44C, 44Dに挟まれた分割基板 44Eに設けられて いる。そして、発振器ブロック 49は、ノィァス電圧 Vdによって作動する電子部品等を 用いて形成されている。具体的には、発振器ブロック 49は、制御信号 Vc〖こ応じた周 波数の信号を発振する電圧制御発振器 49Aと、該電圧制御発振器 49Aによる信号 を送信ブロック 47と受信ブロック 48とに供給するための分岐回路 49Bとによって構成 されている。
[0090] そして、これらの電圧制御発振器 49A、分岐回路 49Bは、スロット線路 1を用いて相 互に接続されている。また、分岐回路 49Bは、スロット線路 1、スロット共振器 6によつ て送信ブロック 47と受信ブロック 48とに接続されている。
[0091] ここで、スロット共振器 6は、隣接する 2つの分割基板 44A〜44Eに互いに近接して それぞれ設けられ、両者が電磁結合することによって、隣接する分割基板 44A〜44
E間のスロット線路 1を接続している。
[0092] また、各分割基板 44A〜44E間を接続するスロット共振器 6の幅方向両側にはスロ ットスタブ 8が設けられている。これにより、表面電極 3間の隙間 5を通じて高周波信号 が榭脂パッケージ 41側に漏洩するの抑制している。
[0093] 本実施の形態による通信装置は上述のように構成されるものであり、次にその作動 について説明する。
[0094] まず、通信装置を用いて送信を行うときには、送信ブロック 47に対して発振器ブロッ ク 49を用いて所定周波数の局部発振信号を入力すると共に、中間周波信号 IFを入 力する。これにより、送信ブロック 47は、発振器ブロック 49による局部発振信号と中 間周波信号 IFを混合してアップコンバートし、このアップコンバートされた送信信号を 共用器ブロック 46を介してアンテナブロック 45に向けて出力する。この結果、アンテ ナブロック 45は放射スロット 45Aを通じて高周波の送信信号を放射し、無給電アンテ ナ 43Bはこの送信信号の放射パターンを調整しつつ蓋体 43の開口部 43Aを通じて 外部に向けて送信する。
[0095] 一方、通信装置を用いて受信を行うときには、アンテナブロック 45から受信した受 信信号は、共用器ブロック 46を介して受信ブロック 48に入力される。このとき、受信 ブロック 48に対して発振器ブロック 49を用いて所定周波数の局部発振信号を入力 する。これにより、受信ブロック 48は、発振器ブロック 49による局部発振信号と受信 信号とを混合して中間周波信号 IFにダウンコンバートする。
[0096] 力べして、本実施の形態によれば、分割基板 44A〜44Eのスロット線路 1はスロット 共振器 6を用いて非接触な状態で電気的に接続すると共に、スロット共振器 6の周囲 にはスロットスタブ 8を設けている。これにより、隙間 5内に漏洩した高周波信号が伝 搬するのを抑制することができる。このため、スロット線路 1の接続状態を安定させるこ とができるから、通信装置全体の特性を安定ィ匕することができ、信頼性を高めることが できる。さらに、榭脂パッケージ 41、マルチチップ基板 44、表面電極 3等の寸法精度 、実装精度に拘わらずスロット線路 1の接続特性を安定させることができるから、通信 装置全体の製造コストの低減、設計自由度の向上を図ることができる。
[0097] なお、第 3の実施の形態では、本発明による伝送線路接続構造を送受信装置とし ての通信装置に適用した場合を例を挙げて説明した。しかし、本発明はこれに限ら ず、送受信装置として例えばレーダ装置等に適用してもよい。
[0098] また、第 3の実施の形態では、スロット線路 1、スロット共振器 6、スロットスタブ 8を用 いるものとした。しかし、本発明はこれに限らず、第 2の実施の形態と同様に、 PDTL 、 PDTL共振器、 PDTLスタブを用いる構成としてもよい。
[0099] また、前記各実施の形態では、スロット線路 1、 PDTL21とスロット共振器 6、 PDTL 共振器 28との間には整合部 7, 29を設ける構成とした。しかし、本発明はこれに限ら ず、例えば整合部を省いてスロット線路、 PDTLをスロット共振器、 PDTL共振器に 直接的に接続する構成としてもよい。
[0100] また、前記各実施の形態では、表面電極 3, 23、裏面電極 24の端縁 3A, 23A, 2 4Aは誘電体基板 2, 22の端面と異なる位置に配置した。しかし、本発明はこれに限 らず、例えば表面電極、裏面電極の端縁を誘電体基板の端面と同じ位置に配置す る構成としてちよい。
[0101] さらに、前記各実施の形態では、 2個のスロット線路 1、 PDTL21は 2枚の誘電体基 板 2, 22に別個に設ける構成とした。しかし、本発明はこれに限らず、例えば 1枚の同 じ誘電体基板に 2つの表面電極を離間して設けることによって 2個のスロット線路を設 ける構成としてもよぐ 2個の PDTLを 1枚の誘電体基板に設ける構成としてもよい。

Claims

請求の範囲
[1] 誘電体基板と、該誘電体基板の片面に形成された片面電極と、該片面電極に形成 された所定間隔のスロットとによって伝送線路を構成し、該伝送線路を複数接続する 伝送線路接続構造にぉ ヽて、
前記複数の伝送線路の片面電極を隙間を挟んで互いに離間して設け、 前記複数の片面電極には、前記各伝送線路に接続され隙間側が開放された片端 開放の共振器を互いに結合可能な状態でそれぞれ設け、
前記複数の片面電極のうち少なくとも 1つの片面電極には、当該複数の片面電極 間の隙間を通じた信号の漏洩を抑制するスタブを設け、
前記伝送線路を伝搬する奇モードの高周波信号の波長を λ g_oddとしたときに、該 スタブの長さ寸法を λ g_oddZ4程度の値に設定し、前記共振器とスタブとの間の長さ 寸法を λ g_oddZ2よりも十分に小さ 、値に設定する構成としたことを特徴とする伝送 線路接続構造。
[2] 誘電体基板と、該誘電体基板の両面にそれぞれ形成された両面電極と、該両面電 極に形成され前記誘電体基板を挟んで互いに対向した所定間隔のスロットとによつ て伝送線路を構成し、該伝送線路を複数接続する伝送線路接続構造にぉ ヽて、 前記複数の伝送線路の両面電極を隙間を挟んで互いに離間して設け、 前記複数の両面電極には、前記各伝送線路に接続され隙間側が開放された片端 開放の共振器を互いに結合可能な状態で設け、
前記複数の両面電極のうち少なくとも 1つの両面電極には、当該複数の両面電極 間の隙間を通じた信号の漏洩を抑制するスタブを設け、
前記伝送線路を伝搬する奇モードの高周波信号の波長を λ g_oddとしたときに、該 スタブの長さ寸法を λ g_oddZ4程度の値に設定し、前記共振器とスタブとの間の長さ 寸法を λ g_oddZ2よりも十分に小さ 、値に設定する構成としたことを特徴とする伝送 線路接続構造。
[3] 誘電体基板と、該誘電体基板の片面に形成された片面電極と、該片面電極に形成 された所定間隔のスロットとによって伝送線路を構成し、該伝送線路を複数接続する 伝送線路接続構造にぉ ヽて、 前記複数の伝送線路の片面電極を隙間を挟んで互いに離間して設け、 前記複数の片面電極には、前記各伝送線路に接続され隙間側が開放された片端 開放の共振器を互いに結合可能な状態でそれぞれ設け、
前記複数の片面電極のうち少なくとも 1つの片面電極には、当該複数の片面電極 間の隙間を通じた信号の漏洩を抑制するスタブを設け、
前記伝送線路を伝搬する奇モードの高周波信号の波長を λ g_oddとしたときに、該 スタブの長さ寸法を λ g_oddZ4程度の値に設定し、前記共振器とスタブとの間の長さ 寸法を λ g_oddZ2程度の値に設定する構成としたことを特徴とする伝送線路接続構 造。
[4] 誘電体基板と、該誘電体基板の両面にそれぞれ形成された両面電極と、該両面電 極に形成され前記誘電体基板を挟んで互いに対向した所定間隔のスロットとによつ て伝送線路を構成し、該伝送線路を複数接続する伝送線路接続構造にぉ ヽて、 前記複数の伝送線路の両面電極を隙間を挟んで互いに離間して設け、 前記複数の両面電極には、前記各伝送線路に接続され隙間側が開放された片端 開放の共振器を互いに結合可能な状態で設け、
前記複数の両面電極のうち少なくとも 1つの両面電極には、当該複数の両面電極 間の隙間を通じた信号の漏洩を抑制するスタブを設け、
前記伝送線路を伝搬する奇モードの高周波信号の波長を λ g_oddとしたときに、該 スタブの長さ寸法を λ g_oddZ4程度の値に設定し、前記共振器とスタブとの間の長さ 寸法を λ g_oddZ2程度の値に設定する構成としたことを特徴とする伝送線路接続構 造。
[5] 前記請求項 1な!ヽし 4のうち 、ずれかに記載の伝送線路接続構造を用いた送受信 装置。
PCT/JP2005/013555 2004-08-24 2005-07-25 伝送線路接続構造および送受信装置 WO2006022104A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006531392A JP4029173B2 (ja) 2004-08-24 2005-07-25 伝送線路接続構造および送受信装置
US10/589,626 US7518472B2 (en) 2004-08-24 2005-07-25 Transmission line connecting structure and transmission/reception device
EP05766369A EP1783855A4 (en) 2004-08-24 2005-07-25 TRANSMISSION LINE CONNECTOR STRUCTURE AND TRANSMITTER / RECEIVER

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004-244016 2004-08-24
JP2004244016 2004-08-24

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2006022104A1 true WO2006022104A1 (ja) 2006-03-02

Family

ID=35967323

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2005/013555 WO2006022104A1 (ja) 2004-08-24 2005-07-25 伝送線路接続構造および送受信装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7518472B2 (ja)
EP (1) EP1783855A4 (ja)
JP (1) JP4029173B2 (ja)
CN (1) CN100477374C (ja)
WO (1) WO2006022104A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008147750A (ja) * 2006-12-06 2008-06-26 National Institute Of Advanced Industrial & Technology アンテナとそれを用いた発振器
JP2008533813A (ja) * 2005-03-08 2008-08-21 レイセオン・カンパニー Ｃｔｓアレイ用の真時間遅延フィードネットワーク
JP2010509795A (ja) * 2006-11-08 2010-03-25 ブイグ テレコム １／４波長トラップを備える平面アンテナグランドプレーン支持体

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9627739B2 (en) * 2012-06-19 2017-04-18 Alcatel Lucent System for coupling printed circuit boards
DE102012106174A1 (de) * 2012-07-10 2014-01-16 Endress + Hauser Gmbh + Co. Kg Mit einer Störwellen aussendenden Hochfrequenzbaugruppe ausgestattete Leiterplatte
DE102013100979B3 (de) * 2013-01-31 2014-05-15 Ott-Jakob Spanntechnik Gmbh Vorrichtung zur Überwachung der Lage eines Werkzeugs oder Werkzeugträgers an einer Arbeitsspindel
US9343789B2 (en) * 2013-10-31 2016-05-17 Zhejiang University Compact microstrip bandpass filter with multipath source-load coupling
EP3063829B1 (en) * 2013-11-01 2019-06-26 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Method and arrangement for board-to-board interconnection
FR3057999B1 (fr) * 2016-10-21 2019-07-19 Centre National D'etudes Spatiales C N E S Guide d'onde multicouche comprenant au moins un dispositif de transition entre des couches de ce guide d'onde multicouche
EP3818587A4 (en) 2018-07-05 2022-10-19 Mezent Corporation RESONANT DETECTION DEVICE
JP2022509294A (ja) * 2018-11-29 2022-01-20 テクノロギアン トゥトキムスケスクス ヴェーテーテー オイ 無線通信装置用のアンテナアセンブリ

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6359101A (ja) * 1986-08-28 1988-03-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd マイクロ波回路接続装置
JPH1013105A (ja) 1996-06-27 1998-01-16 Mitsubishi Electric Corp 高周波フィルタ
EP0821427A1 (en) 1996-07-26 1998-01-28 Murata Manufacturing Co., Ltd. Dielectric line waveguide
JPH10256801A (ja) * 1997-03-06 1998-09-25 Mitsubishi Electric Corp マイクロ波回路
EP1148572A1 (en) 2000-04-18 2001-10-24 Murata Manufacturing Co., Ltd. Transmission line connection structure, high frequency module, and communication device
JP2003101301A (ja) * 2001-09-19 2003-04-04 Murata Mfg Co Ltd 高周波モジュール、通信装置およびレーダ装置
JP2003309405A (ja) * 2002-04-17 2003-10-31 Murata Mfg Co Ltd 誘電体共振器装置、高周波フィルタおよび高周波発振器

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3451015A (en) * 1966-03-21 1969-06-17 Gen Dynamics Corp Microwave stripline filter
GB2168542B (en) * 1984-12-12 1988-05-25 Ferranti Plc Four-port microwave hybrid coupler
US5750473A (en) * 1995-05-11 1998-05-12 E. I. Du Pont De Nemours And Company Planar high temperature superconductor filters with backside coupling
JP3598959B2 (ja) * 1999-11-12 2004-12-08 株式会社村田製作所 ストリップ線路フィルタ、デュプレクサ、フィルタ装置、通信装置およびストリップ線路フィルタの特性調整方法
JP4029172B2 (ja) * 2003-03-04 2008-01-09 株式会社村田製作所 誘電体フィルタ、共用器および高周波通信装置
JP2005223392A (ja) * 2004-02-03 2005-08-18 Ntt Docomo Inc 結合線路およびフィルタ
JP4426931B2 (ja) * 2004-02-03 2010-03-03 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ コプレーナフィルタ及びその形成方法

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6359101A (ja) * 1986-08-28 1988-03-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd マイクロ波回路接続装置
JPH1013105A (ja) 1996-06-27 1998-01-16 Mitsubishi Electric Corp 高周波フィルタ
EP0821427A1 (en) 1996-07-26 1998-01-28 Murata Manufacturing Co., Ltd. Dielectric line waveguide
JP3045074B2 (ja) * 1996-07-26 2000-05-22 株式会社村田製作所 誘電体線路、電圧制御発振器、ミキサーおよび回路モジュール
JPH10256801A (ja) * 1997-03-06 1998-09-25 Mitsubishi Electric Corp マイクロ波回路
EP1148572A1 (en) 2000-04-18 2001-10-24 Murata Manufacturing Co., Ltd. Transmission line connection structure, high frequency module, and communication device
JP2003101301A (ja) * 2001-09-19 2003-04-04 Murata Mfg Co Ltd 高周波モジュール、通信装置およびレーダ装置
JP2003309405A (ja) * 2002-04-17 2003-10-31 Murata Mfg Co Ltd 誘電体共振器装置、高周波フィルタおよび高周波発振器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP1783855A4

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008533813A (ja) * 2005-03-08 2008-08-21 レイセオン・カンパニー Ｃｔｓアレイ用の真時間遅延フィードネットワーク
JP4856164B2 (ja) * 2005-03-08 2012-01-18 レイセオン カンパニー Ｃｔｓアレイ用の真時間遅延フィードネットワーク
JP2010509795A (ja) * 2006-11-08 2010-03-25 ブイグ テレコム １／４波長トラップを備える平面アンテナグランドプレーン支持体
JP2008147750A (ja) * 2006-12-06 2008-06-26 National Institute Of Advanced Industrial & Technology アンテナとそれを用いた発振器

Also Published As

Publication number Publication date
US20070176713A1 (en) 2007-08-02
CN1910784A (zh) 2007-02-07
US7518472B2 (en) 2009-04-14
EP1783855A1 (en) 2007-05-09
JPWO2006022104A1 (ja) 2008-05-08
EP1783855A4 (en) 2007-10-03
JP4029173B2 (ja) 2008-01-09
CN100477374C (zh) 2009-04-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4029173B2 (ja) 伝送線路接続構造および送受信装置
KR101158559B1 (ko) 도파로와 마이크로스트립 라인 사이의 무접점 전이 요소
JP2001196817A (ja) 誘電体共振器、誘電体フィルタ、誘電体デュプレクサおよび通信装置
JP2002353708A (ja) 伝送線路、集積回路および送受信装置
JP3786031B2 (ja) 高周波回路装置および送受信装置
KR100509508B1 (ko) 유전체 공진기 장치, 고주파 필터 및 고주파 발진기
JPH118501A (ja) 誘電体フィルタ、送受共用器および通信機
US7408430B2 (en) High-frequency circuit device and transmitting and receiving apparatus
EP1148572B1 (en) Transmission line connection structure, high frequency module, and communication device
JPH08162812A (ja) 高周波結合器
JP2000151228A (ja) 共振器装置、発振器、フィルタ、デュプレクサ、通信機装置
JP2007053440A (ja) サスペンデッド線路装置および送受信装置
JP3358570B2 (ja) 非可逆回路素子、非可逆回路装置および送受信装置
KR100769535B1 (ko) 전송 선로 접속 구조 및 송수신 장치
US10651524B2 (en) Planar orthomode transducer
JPWO2005020367A1 (ja) 平面誘電体線路、高周波能動回路および送受信装置
JP2008236174A (ja) Ｄｃカット回路
JP2004312217A (ja) 導波管型誘電体フィルタ
JP2000357902A (ja) 平面フィルタおよびそれを用いたデュプレクサおよびそれらを用いた高周波モジュールおよびそれを用いた通信装置
JP2000134031A (ja) アンテナ装置、およびそれを用いたアンテナ、送受信装置
JP2002335106A (ja) 高周波回路装置および通信装置
JP2004048106A (ja) 高周波能動装置および送受信装置
WO2002067360A1 (en) Low-loss and broadband non-radiative dielectric waveguide circulator
JP2002076723A (ja) 導波管−平面線路変換器
JP2004166077A (ja) 伝送線路および送受信装置

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2006531392

Country of ref document: JP

AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AE AG AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BW BY BZ CA CH CN CO CR CU CZ DE DK DM DZ EC EE EG ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS JP KE KG KM KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MA MD MG MK MN MW MX MZ NA NG NI NO NZ OM PG PH PL PT RO RU SC SD SE SG SK SL SM SY TJ TM TN TR TT TZ UA UG US UZ VC VN YU ZA ZM ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): BW GH GM KE LS MW MZ NA SD SL SZ TZ UG ZM ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IS IT LT LU LV MC NL PL PT RO SE SI SK TR BF BJ CF CG CI CM GA GN GQ GW ML MR NE SN TD TG

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2005766369

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1020067011109

Country of ref document: KR

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 200580002233.4

Country of ref document: CN

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 10589626

Country of ref document: US

Ref document number: 2007176713

Country of ref document: US

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 1020067011109

Country of ref document: KR

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 2005766369

Country of ref document: EP

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 10589626

Country of ref document: US