JPWO2005020367A1 - 平面誘電体線路、高周波能動回路および送受信装置 - Google Patents

平面誘電体線路、高周波能動回路および送受信装置 Download PDF

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三上　重幸
重幸 三上
松崎　宏泰
宏泰 松崎
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晃一 滝澤
坂本　孝一
孝一 坂本
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容平 石川
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Abstract

誘電体基板の片面側に高周波信号の電磁界エネルギを集中させ、電子部品等との接続損失を低減させる。 誘電体基板２の表面２Ａには第１，第２の電極３Ａ，３Ｂ間に挟設された第１のスロット４を設けると共に、裏面２Ｂには第１のスロット４と対向した位置で第３，第４の電極５Ａ，５Ｂ間に挟設された第２のスロット６を設ける。そして、第１のスロット４の幅寸法は第２のスロット６の幅寸法よりも狭くする。これにより、第１のスロット４に高周波信号の電磁界エネルギを集中させることができる。

Description

本発明は、例えばマイクロ波、ミリ波等の高周波信号を伝送する平面誘電体線路および該平面誘電体線路を用いて構成される高周波能動回路や送受信装置に関する。
一般に、従来技術による平面誘電体線路として、例えば誘電体基板の表面に互いに所定の間隔を隔てて対向した第１，第２の電極を形成し、該第１，第２の電極の間に第１のスロットを設けると共に、誘電体基板の裏面に互いに所定の間隔を隔てて対向した第３，第４の電極を形成し、該第３，第４の電極の間に挟設され第１のスロットと対向した位置に配置された第２のスロットを設けたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。そして、このような従来技術では、高周波信号は、第１，第２のスロットの間で全反射を繰返しつつ、誘電体基板の内部を第１，第２のスロットに沿って伝搬する。
また、他の従来技術として、前述した平面誘電体線路にスロット線路を接続し、該スロット線路に対して抵抗、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）等の電子部品を接続したものも知られている（例えば、特許文献２参照）。
特開平８−２６５００７号公報 特開平１０−２４２７１７号公報
ところで、特許文献１の従来技術では、第１，第２のスロットに沿って高周波信号が伝搬するときに、高周波信号が誘電体基板の内部とその近傍に集中して伝搬するから、伝搬損失を低減することができる。しかし、この従来技術による平面誘電体線路と電子部品の入出力部とでは、互いに電磁界分布が異なり、平面誘電体線路では誘電体基板の内部に高周波信号が集中するのに対し、電子部品の入出力部では誘電体基板の外部に配置される。このため、従来技術による平面誘電体線路に電子部品を実装したときには、これらの間の接続損失が大きくなるという問題がある。
また、例えば誘電体基板の表面にだけ電子部品を実装した場合には、誘電体基板の裏面の電磁界に対して電子部品を結合させることができず、接続損失の増大につながるという問題もある。
一方、特許文献２の従来技術では、平面誘電体線路をスロット線路に変換した後に電子部品に接続するから、接続損失を低減することができる。しかし、この従来技術では、平面誘電体線路とスロット線路との間にモード変換を行うための線路変換導電体パターンを設ける必要があり、この線路変換導電体パターンを含めると電子部品を実装するための部位（実装部）が大型化するという問題がある。また、特許文献２の従来技術では、実装可能な電子部品の電極パターンの自由度が小さいのに加え、電子部品の実装部周辺の線路電極パターンの自由度も小さい傾向がある。
さらに、特許文献２の従来技術では、誘電体基板のうち電子部品が実装された部位の裏面には電極が形成されているから、電子部品の周囲から誘電体基板内に広がる不要モード（平行平板モード）の電磁波が発生し易く、該不要モードによる接続損失が増大すると共に、他の線路等に対して不要モードの干渉が生じるという問題がある。
本発明は上述した従来技術の問題に鑑みなされたもので、本発明の目的は、誘電体基板の片面側に高周波信号の電磁界エネルギを集中させ、電子部品等との接続損失を低減することができる平面誘電体線路、高周波能動回路および送受信装置を提供することにある。
上述した課題を解決するために、本発明は、誘電体基板と、該誘電体基板の表面に互いに所定の間隔を隔てて対向して形成された第１，第２の電極と、該第１，第２の電極の間に挟設された第１のスロットと、前記誘電体基板の裏面に互いに所定の間隔を隔てて対向して形成された第３，第４の電極と、該第３，第４の電極の間に挟設され前記第１のスロットと対向した位置に配置された第２のスロットとからなり、前記第１，第２のスロットに沿って高周波信号を伝搬させる平面誘電体線路において、前記第１のスロットの幅寸法と第２のスロットの幅寸法とは互いに異なる値に設定したことを特徴としている。
本発明によれば、第１のスロットの幅寸法と第２のスロットの幅寸法とは互いに異なる値に設定したから、狭い幅寸法を有するスロットに高周波信号の電磁界エネルギを集中させることができる。このため、狭い幅寸法をもったスロット側に電子部品を配置することによって、平面誘電体線路と電子部品との間の接続損失を低減することができる。また、第１，第２のスロットの幅寸法を互いに異なる値に設定したから、従来技術のように、２つのスロットの幅寸法を同じ値に設定した場合に比べて、各スロットの設計自由度を高めることができる。
この場合、前記誘電体基板の比誘電率εｒを２０以上とし、該誘電体基板中の高周波信号の波長をλｇ０としたときに、誘電体基板の厚さ寸法を０．３×λｇ０〜０．４×λｇ０程度に設定し、前記第１，第２のスロットのうち一方のスロットの幅寸法をλｇ０／１００以下に設定し、他方のスロットの幅寸法をλｇ０／１０以上に設定するのが好ましい。
このように構成したことにより、高周波信号の８０％以上の電磁界エネルギをλｇ０／１００以下の狭い幅寸法を有するスロット側に集中させつつ、平行平板モードの漏洩損失を低減することができる。
本発明では、前記第１，第２のスロットのうち狭い幅寸法を有するスロットには電子部品を接続してもよい。
これにより、平面誘電体線路と電子部品との間の整合性を高めて、接続損失を低減することができる。また、狭い幅寸法を有するスロットを架橋するように電子部品の接続用電極パターンを配置すればよいから、電子部品を誘電体基板の両面の電極に接続する場合に比べて、電子部品の接続用電極パターンの設計自由度を高めることができると共に、誘電体基板側の第１〜第４の電極の設計自由度も高めることができる。
また、従来技術のように、電子部品を接続するための線路変換を行わないから、電子部品と接続する部位を小型化することができる。さらに、電子部品を接続した部位でも、誘電体基板を挟んで第１，第２のスロットが互いに対向しているから、従来技術のように、スロットと対向する面が電極に覆われたスロット線路に対して電子部品を接続するのに比べて、誘電体基板内に不要モード（平行平板モード）が発生するのを抑えることができ、不要モードの漏洩損失を軽減することができる。
本発明では、前記誘電体基板には、前記第１のスロットの一端側に位置して前記第１，第２の電極の間に挟設された第３のスロットと、前記第２のスロットの一端側に位置して前記第３，第４の電極の間に挟設され該第３のスロットと対向し該第３のスロットと同じ幅寸法を有する第４のスロットとを設け、前記第１，第３のスロットの間を第１の接続用スロットを用いて接続し、第２，第４のスロットの間を第２の接続用スロットを用いて接続すると共に、第１，第２の接続用スロットのうち少なくともいずれか一方は幅寸法が漸次変化するテーパ状スロットによって構成してもよい。
本発明によれば、互いに異なる幅寸法をもった第１，第２のスロットからなる上下非対称伝送線路に対して、互いに同じ幅寸法をもった第３，第４のスロットからなる上下対称伝送線路を接続するから、上下非対称伝送線路を用いて電子部品との接続性、整合性を高めることができると共に、上下対称伝送線路を用いて高周波信号の伝送損失を低減することができる。また、上下非対称伝送線路と上下対称伝送線路との間をテーパ状スロットを用いて接続するから、これらの間の挿入損失を低減することができる。
この場合、前記第１，第２のスロットを伝搬する高周波信号の波長をλｇとしたときに、前記テーパ状スロットの線路長はλｇ／４〜λｇ／２程度の値に設定するのが好ましい。
これにより、テーパ状スロットの線路長をλｇ／４〜λｇ／２程度の値に設定したから、テーパ状スロットの線路長を短くしつつ、挿入損失の低減効果を得ることができる。
また、本発明では、前記誘電体基板には、前記第１のスロットの一端側に位置して前記第１，第２の電極の間に挟設された第３のスロットと、前記第２のスロットの一端側に位置して前記第３，第４の電極の間に挟設され該第３のスロットと対向し該第３のスロットと同じ幅寸法を有する第４のスロットとを設け、前記第１，第３のスロットの間を直接接続し、第２，第４のスロットの間を直接接続してインピーダンス整合回路を構成してもよい。
本発明によれば、互いに異なる幅寸法をもった第１，第２のスロットからなる上下非対称伝送線路に対して、互いに同じ幅寸法をもった第３，第４のスロットからなる上下対称伝送線路を接続するから、上下非対称伝送線路を用いて電子部品との接続性、整合性を高めることができると共に、上下対称伝送線路を用いて高周波信号の伝送損失を低減することができる。
また、例えば上下非対称伝送線路に電子部品を接続する場合に、上下非対称伝送線路と上下対称伝送線路との接続点から電子部品までの線路長を高周波信号の波長λｇの１／４に設定することによって、上下対称伝送線路と電子部品との間にλｇ／４インピーダンス整合回路を構成することができる。このため、λｇ／４インピーダンス整合回路を用いて、上下非対称伝送線路と上下対称伝送線路との間の挿入損失を低減できると共に、電子部品に対する整合性を改善することができる。また、従来技術のように、上下対称伝送線路に対して線路変換導電体パターンを介してスロット線路に接続すると共に、スロット線路に電子部品を接続する場合に比べて、複雑な線路変換導電体パターンを用いる必要がなく、上下対称伝送線路と電子部品との間を短くし、小型化することができる。
また、本発明では、前記第１，第２の電極と第３，第４の電極のうち少なくともいずれか一方には前記第１，第２のスロットの周囲に位置して平面型帯域阻止フィルタを設けてもよい。
この場合、第１，第２のスロットの幅寸法が異なることによって、平行平板モード（不要モード）の電磁波が誘電体基板内に発生する傾向がある。これに対して、本発明によれば、第１，第２のスロットの周囲に位置して平面型帯域阻止フィルタを設けたから、平面型帯域阻止フィルタを用いて平行平板モードが第１，第２のスロットから周囲に拡散するのを防止することができ、平行平板モードの漏洩損失を抑圧することができる。この結果、線路幅方向に向けて平行平板モードが漏洩するのを抑圧して、第１，第２のスロットの周囲に高周波信号の電磁界エネルギを集中させることができるから、複数の線路を隣接して設けたときでも、隣接した線路間の不要な電磁的な干渉を軽減でき、信頼性を高めることができる。
また、本発明の平面誘電体線路を用いて高周波能動回路を構成してもよい。これにより、抵抗、ＦＥＴ等の電子部品との整合性を高めることができ、利得向上や出力電力を増大させることができる。また、上下対称伝送線路を介して共振器に整合よく接続できるから、共振回路の負荷Ｑ（ＱＬ）を向上することができ、位相雑音を軽減することができる。さらに、狭い幅寸法を有するスロットを架橋するように電子部品の接続用電極パターンを配置すればよいから、電子部品を誘電体基板の両面の電極に接続する場合に比べて、電子部品の接続用電極パターンの設計自由度を高めることができる。
さらに、本発明の平面誘電体線路を用いて通信装置、レーダ装置等の送受信装置を構成してもよい。これにより、各種の電子部品に対して平面誘電体線路を高い整合性をもって接続することができ、送受信装置全体の損失を低減することができ、電力効率を高めて消費電力を低減することができると共に、通信品質を向上することができる。
図１は第１の実施の形態による上下非対称伝送線路を示す斜視図である。 図２は図１中の第１，第２のスロットを拡大して示す断面図である。 図３は図１中の第１のスロットの幅寸法と伝送損失との関係を示す特性線図である。 図４は図１中の第１のスロットの幅寸法と実効比誘電率との関係を示す特性線図である。 図５は図１中の第１のスロットの幅寸法に対する表面側の電流量と全電流量との比を示す特性線図である。 図６は図１中の第２のスロットの幅寸法と平行平板モードの漏洩損失との関係を示す特性線図である。 図７は図１中の誘電体基板の厚さ寸法と平行平板モードの漏洩損失との関係を示す特性線図である。 図８は図１中の誘電体基板の比誘電率と平行平板モードの漏洩損失との関係を示す特性線図である。 図９は第２の実施の形態による上下非対称伝送線路を示す斜視図である。 図１０は図９中の電子部品等を拡大して示す要部拡大の平面図である。 図１１は第３の実施の形態による上下非対称伝送線路、上下対称伝送線路および接続用線路を示す斜視図である。 図１２は第３の実施の形態による上下非対称伝送線路、上下対称伝送線路および接続用線路を示す平面図である。 図１３は図１１中の接続用線路の線路長と挿入損失との関係を示す特性線図である。 図１４は図１１中の接続用線路の線路長と平行平板モードの漏洩損失との関係を示す特性線図である。 図１５は第４の実施の形態による上下非対称伝送線路、上下対称伝送線路および電子部品を示す斜視図である。 図１６は第４の実施の形態による上下非対称伝送線路、上下対称伝送線路および電子部品を示す平面図である。 図１７は第５の実施の形態による上下非対称伝送線路等を示す断面図である。 図１８は第６の実施の形態による発振回路を示す分解斜視図である。 図１９は図１８中の誘電体基板を単体で示す平面図である。 図２０は図１８中の誘電体基板を単体で示す底面図である。 図２１は図１８中のＦＥＴ等を拡大して示す要部拡大の平面図である。 図２２は第７の実施の形態による通信機装置を示すブロック図である。
符号の説明
１，５６ 上下非対称伝送線路
２ 誘電体基板
２Ａ 表面
２Ｂ 裏面
３Ａ 第１の電極
３Ｂ 第２の電極
４，５６Ａ 第１のスロット
５Ａ 第３の電極
５Ｂ 第４の電極
６，５６Ｂ 第２のスロット
１１，３４，４１ 電子部品
２１，３１，５５，７７ 上下対称伝送線路
２２，３２，５５Ａ 第３のスロット
２３，３３，５５Ｂ 第４のスロット
２４，５７ 接続用線路
２５，５７Ａ テーパ状スロット
２６，５７Ｂ 接続用スロット
３５ λｇ／４インピーダンス整合回路
４２，６０ 平面型帯域阻止フィルタ
５１ 発振回路（高周波能動回路）
５２ 誘電体共振器
５３ 電極（第１，第２の電極）
５４ 電極（第３，第４の電極）
５８ ＦＥＴ（電子部品）
５９ 終端抵抗（電子部品）
６１ 通信機装置（送受信装置）
６３ 高周波能動回路
６７，７０，７２，７５ 増幅器（電子部品）
６８，７３ ミキサ（電子部品）
以下、本発明の実施の形態による平面誘電体線路および送受信装置を、添付図面を参照しつつ詳細に説明する。
まず、図１ないし図８は第１の実施の形態を示し、図において、１は上下非対称伝送線路で、該上下非対称伝送線路１は、後述の誘電体基板２、第１，第２の電極３Ａ，３Ｂ、第１のスロット４、第３，第４の電極５Ａ，５Ｂ、第２のスロット６等によって構成されている。
２は樹脂材料、セラミックス材料、またはこれらを混合して焼結した複合材料からなる誘電体基板で、該誘電体基板２は、例えば２４程度の比誘電率εｒで０．３ｍｍ程度の厚さ寸法Ｔをもった平板状に形成され、その表面２Ａには後述する第１，第２の電極３Ａ，３Ｂが設けられると共に、裏面２Ｂには第３，第４の電極５Ａ，５Ｂが設けられている。
３Ａ，３Ｂは誘電体基板２の表面２Ａに形成された第１，第２の電極で、該第１，第２の電極３Ａ，３Ｂは、互いに所定の間隔を隔てて対向し、誘電体基板２に対して導電性金属材料をスパッタ、真空蒸着等の手段を用いて薄膜状に形成されている。
４は誘電体基板２の表面２Ａ側に位置して第１，第２の電極３Ａ，３Ｂの間に挟設された第１のスロットで、該第１のスロット４は、一定の幅寸法Ｗ１をもって帯状（溝状）の開口を形成し、例えばマイクロ波、ミリ波等の高周波信号の伝送方向（図１中の矢示Ａ方向）に沿って延びている。
５Ａ，５Ｂは誘電体基板２の裏面２Ｂに形成された第３，第４の電極で、該第３，第４の電極５Ａ，５Ｂは、誘電体基板２を挟んで第１，第２の電極３Ａ，３Ｂと対向した位置に配置されている。そして、第３，第４の電極５Ａ，５Ｂは、第１，第２の電極３Ａ，３Ｂ間の間隔とは異なる所定の間隔を隔てて互いに対向し、誘電体基板２に対して導電性金属材料をスパッタ、真空蒸着等の手段を用いて薄膜状に形成されている。
６は誘電体基板２の裏面２Ｂ側に位置して第３，第４の電極５Ａ，５Ｂの間に挟設された第２のスロットで、該第２のスロット６は、第１のスロット４と幅方向の中心が同じ位置に配置されると共に、誘電体基板２を挟んで第１のスロット４と対向した位置に配置され、高周波信号の伝送方向（図１中の矢示Ａ方向）に沿って帯状（溝状）の開口を形成している。また、第２のスロット６は、第１のスロット４の幅寸法Ｗ１とは異なる一定の幅寸法Ｗ２を有し、例えば第２のスロット６の幅寸法Ｗ２は第１のスロット４の幅寸法Ｗ１よりも大きな値（Ｗ１＜Ｗ２）に設定されている。
７は誘電体基板２の表面２Ａ側に設けられた表面側パッケージで、該表面側パッケージ７は、導電性材料を用いて形成され、例えば第１，第２の電極３Ａ，３Ｂに接続（導通）して第１のスロット４を覆っている。
８は誘電体基板２の裏面２Ｂ側に設けられた裏面側パッケージで、該裏面側パッケージ８は、表面側パッケージ７とほぼ同様に導電性材料を用いて形成され、例えば第３，第４の電極５Ａ，５Ｂに接続（導通）して第２のスロット６を覆っている。
本実施の形態による平面誘電体線路は上述の如き構成を有するもので、次にその作動について説明する。
まず、上下非対称伝送線路１に高周波信号を入力すると、図２に示すように、第１，第２のスロット４，６の幅方向に対して電界Ｅが形成されると共に、第１，第２のスロット４，６の長さ方向と誘電体基板２の厚さ方向とに対して磁界Ｈが形成される。そして、高周波信号は、第１，第２のスロット４，６が開口した誘電体基板２の表面２Ａと裏面２ＢとをＥ面とするＴＥモードの電磁波（ＴＥ波）をなして第１，第２のスロット４，６に沿って伝搬する。このとき、高周波信号は、第１，第２のスロット４，６が開口した誘電体基板２の表面２Ａと裏面２Ｂでそれぞれ全反射を繰り返し、誘電体基板２の内部とその近傍に集中して伝搬する。
ここで、本実施の形態による上下非対称伝送線路１では、第１のスロット４の幅寸法Ｗ１を第２のスロット６の幅寸法Ｗ２よりも小さい値（Ｗ１＜Ｗ２）に設定したから、幅寸法Ｗ１，Ｗ２等に応じて第１のスロット４側に高周波信号の電磁界エネルギを集中させることができる。そこで、例えば６０ＧＨｚの高周波信号に対して、上下非対称伝送線路１の伝送特性を有限要素法およびスペクトル領域法（モーメント法）を用いて算出した。この結果を図３ないし図８に示す。
なお、条件を特に記載しない限り、伝送特性の算出に際して、誘電体基板２の比誘電率εｒは２４（εｒ＝２４）とし、誘電体基板２の厚さ寸法Ｔは０．３ｍｍ（Ｔ＝０．３ｍｍ）とした。
まず、図３および図４は、第１のスロット４の幅寸法Ｗ１と第２のスロット６の幅寸法Ｗ２を変化させたときの線路の伝送損失αと実効比誘電率εｒｅｆｆをそれぞれ示している。これらの図３および図４の結果より、狭幅となった第１のスロット４の幅寸法Ｗ１を変化させたときには線路の伝送損失αと実効比誘電率εｒｅｆｆが変化するのに対し、広幅となった第２のスロット６の幅寸法Ｗ２を変化させても伝送損失αと実効比誘電率εｒｅｆｆはほとんど変化しないことが分かる。このため、第１のスロット４の幅寸法Ｗ１に応じて線路の伝送損失αと実効比誘電率εｒｅｆｆが決定されるから、第１のスロット４側に高周波信号の電磁界エネルギが集中することが分かる。
次に、図５は第１，第２のスロット４，６の幅寸法Ｗ１，Ｗ２を変化させたときの誘電体基板２の表面２Ａに分布する電流量ｉｕｐｐｅｒと全電流量ｉａｌｌとの比を示している。図５に示す通り、第１のスロット４の幅寸法Ｗ１を小さくすることによって、誘電体基板２の表面２Ａに電流を集中させることが可能となる。特に、Ｗ２≧１００μｍのときにＷ１＜１０μｍとした場合には、全電流量ｉａｌｌの８０％以上を表面２Ａ側に集中させることができる。また、Ｗ２≧１００μｍのときにＷ１＜５μｍとした場合には、全電流量ｉａｌｌの９０％以上を表面２Ａ側に集中させることができる。
次に、図６は第１，第２のスロット４，６の幅寸法Ｗ１，Ｗ２を変化させたときの平行平板モード（不要モード）の漏洩損失を示している。図６の結果から分かる通り、第２のスロット６の幅寸法Ｗ２を１００μｍ以下（Ｗ２≦１００μｍ）としたときに不要モードの漏洩損失を軽減することが可能となる。
次に、図７は誘電体基板２の厚さ寸法Ｔを変化させたときの不要モードの漏洩損失を示している。図７の結果より、誘電体基板２の厚さ寸法Ｔを０．３〜０．４ｍｍ程度に設定する（Ｔ≒０．３〜０．４ｍｍ）ことによって、不要モードの漏洩損失を低減することができる。
最後、図８は誘電体基板２の比誘電率εｒを変化させたときの不要モードの漏洩損失を示している。図８に示す通り、誘電体基板２の比誘電率εｒが１０以上の範囲では、比誘電率εｒが大きくなるに従って、不要モードの漏洩損失が減少する。特に、第１のスロット４の幅寸法Ｗ１を１０μｍ、第２のスロット６の幅寸法Ｗ２を１００μｍにそれぞれ設定した場合には、比誘電率εｒを２０以上に設定したときに、比誘電率εｒを２０よりも小さい値に設定したときと比較して、不要モードの漏洩損失を低減することができる。
以上の結果から、６０ＧＨｚ帯においては、誘電体基板２の比誘電率εｒが２０以上（εｒ≧２０）、厚さ寸法Ｔが０．３〜０．４ｍｍ程度（Ｔ≒０．３〜０．４ｍｍ）、第１のスロット４の幅寸法Ｗ１が１０μｍ以下で、第２のスロット６の幅寸法Ｗ２が１００μｍ程度（Ｗ２≒１００μｍ）にそれぞれ選択することによって、誘電体基板２の表面２Ａ側に高周波信号の電磁界エネルギを集中させつつ、不要モードの漏洩損失を低減できることが分かる。これらの数値を高周波信号の誘電体基板２内での波長λｇ０を用いて規格化した場合、厚さ寸法Ｔは０．３λｇ０〜０．４λｇ０程度（Ｔ≒０．３×λｇ０〜０．４×λｇ０）、第１のスロット４の幅寸法Ｗ１はλｇ０／１０以下（Ｗ１≦λｇ０／１００）、第２のスロット６の幅寸法Ｗ２は１００μｍ程度（Ｗ２≒λｇ０／１０）に設定すればよいことが分かる。なお、波長λｇ０は、高周波信号の使用周波数ｆ、誘電体基板２の比誘電率εｒおよび光速ｃを用いて、以下の数１の式によって表すことができる。
Figure 2005020367
かくして、本実施の形態では、第１，第２のスロット４，６の幅寸法Ｗ１，Ｗ２を互いに異なる値に設定したから、狭い幅寸法Ｗ１を有する第１のスロット４に高周波信号の電磁界エネルギを集中させることができる。このため、第１のスロット４側に電子部品を配置することによって、上下非対称伝送線路１と電子部品との間の接続損失を低減することができる。
また、第１，第２のスロット４，６の幅寸法Ｗ１，Ｗ２を互いに異なる値に設定したから、従来技術のように、２つのスロットの幅寸法を同じ値に設定した場合に比べて、各スロット４，６の設計自由度を高めることができる。
特に、誘電体基板２の比誘電率εｒを２０以上とし、誘電体基板２の厚さ寸法Ｔを０．３×λｇ０〜０．４×λｇ０程度に設定し、第１のスロット４の幅寸法Ｗ１をλｇ０／１００以下に設定し、第２のスロット６の幅寸法Ｗ２をλｇ０／１０程度に設定した場合には、高周波信号の８０％以上の電磁界エネルギを狭い幅寸法Ｗ１を有する第１のスロット４側に集中させることができると共に、不要モードの漏洩損失を低減することができる。
次に、図９および図１０は本発明の第２の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、第１，第２のスロットのうち狭い幅寸法を有するスロットには電子部品を接続する構成としたことにある。なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
１１は狭い幅寸法Ｗ１を有する第１のスロット４に接続された電子部品で、該電子部品１１は、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、抵抗、ダイオード、コンデンサ等によって構成され、第１のスロット４を跨いだ状態で取付けられている。そして、電子部品１１は、図２に示すように、例えば樹脂パッケージ内に収容された素子本体１１Ａと該素子本体１１Ａに接続された電極パターン１１Ｂを備え、電極パターン１１Ｂは電極３Ａ，３Ｂに接続されている。
かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。特に、本実施の形態では、狭い幅寸法Ｗ１を有する第１のスロット４に電子部品１１を接続したから、上下非対称伝送線路１と電子部品１１との間の整合性を高めて、接続損失を低減することができる。また、狭い幅寸法Ｗ１を有する第１のスロット４を架橋するように電子部品１１の接続用の電極パターン１１Ｂを配置すればよいから、電子部品１１を誘電体基板２の両面２Ａ，２Ｂの電極３Ａ，３Ｂ，５Ａ，５Ｂに接続する場合に比べて、電子部品１１の電極パターン１１Ｂの設計自由度を高めることができると共に、電子部品１１に接続される電極３Ａ，３Ｂ，５Ａ，５Ｂの設計自由度も高めることができる。
また、従来技術のように、電子部品１１を接続するための線路変換を行わないから、電子部品１１と接続する部位を小型化することができる。さらに、電子部品１１を接続した部位でも、誘電体基板２を挟んで第１，第２のスロット４，６が互いに対向しているから、電子部品１１と対向した位置には誘電体基板２の裏面２Ｂ側で電極５Ａ，５Ｂ間の開口（スロット６）を配置することができる。このため、従来技術のように、スロットと対向する面が電極に覆われたスロット線路に対して電子部品を接続する場合に比べて、誘電体基板２内に不要モード（平行平板モード）が発生するのを抑えることができ、平行平板モードの漏洩損失を軽減することができる。
次に、図１１ないし図１４は本発明の第３の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、互いに異なる幅寸法をもった第１，第２のスロットからなる上下非対称伝送線路に対して、互いに同じ幅寸法をもった第３，第４のスロットからなる上下対称伝送線路をテーパ状スロットを用いて接続する構成としたことにある。なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
２１は上下非対称伝送線路１の延長線上に配置された上下対称伝送線路で、該上下対称伝送線路２１は、誘電体基板２、第１〜第４の電極３Ａ，３Ｂ，５Ａ，５Ｂ、第３，第４のスロット２２，２３等によって構成されている。
２２は誘電体基板２の表面２Ａ側に位置して第１，第２の電極３Ａ，３Ｂの間に挟設された第３のスロットで、該第３のスロット２２は、高周波信号の伝送方向に沿って帯状（溝状）の開口を形成している。また、第３のスロット２２の幅寸法は、第１のスロット４の幅寸法Ｗ１よりも広く第２のスロット６の幅寸法Ｗ２とほぼ同じ値に設定されている。
２３は誘電体基板２の裏面２Ｂ側に位置して第３，第４の電極５Ａ，５Ｂの間に挟設された第４のスロットで、該第４のスロット２３は、第３のスロット２２と幅方向の中心が同じ位置に配置されると共に、誘電体基板２を挟んで第３のスロット２２と対向した位置に配置され、高周波信号の伝送方向に沿って帯状（溝状）の開口を形成している。また、第４のスロット２３は、第２，第３のスロット６，２２の幅寸法Ｗ２とほぼ同じ一定の幅寸法を有している。
２４は上下非対称伝送線路１と上下対称伝送線路２１との間に設けられた接続用線路で、該接続用線路２４は、誘電体基板２、第１〜第４の電極３Ａ，３Ｂ，５Ａ，５Ｂ、テーパ状スロット２５、接続用スロット２６等によって構成され、線路長Ｌ０をもって線路１，２１間に延びている。
２５は第１，第３のスロット４，２２の間を接続するテーパ状スロットで、該テーパ状スロット２５は、狭幅となった第１のスロット４から広幅となった第３のスロット２２に向けて幅寸法が漸次拡大（連続的に拡大）したテーパ状の開口を形成すると共に、これらの第１のスロット４、テーパ状スロット２５および第３のスロット２２は連続して直線状に延びている。
２６は第２，第４のスロット６，２３の間を接続する接続用スロットで、該接続用スロット２６は、第２，第４のスロット６，２３とほぼ同じ一定の幅寸法をもって延びる帯状の開口を形成すると共に、これらの第２のスロット６、接続用スロット２６および第４のスロット２３は連続して直線状に延びている。
かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。しかし、本実施の形態では、互いに異なる幅寸法をもった第１，第２のスロット４，６からなる上下非対称伝送線路１に対して、互いに同じ幅寸法をもった第３，第４のスロット２２，２３からなる上下対称伝送線路２１を接続するから、上下非対称伝送線路１を用いて電子部品との接続性、整合性を高めることができると共に、上下対称伝送線路２１を用いて低伝送損失の状態で高周波信号を伝搬させることができる。また、上下非対称伝送線路１と上下対称伝送線路２１との間をテーパ状スロット２５からなる接続用線路２４を用いて接続するから、これらの間の挿入損失を低減することができる。
また、接続用線路２４（テーパ状スロット２５）の線路長Ｌ０を検討するために、スペクトル領域法等を用いて、線路長Ｌ０を変化させたときの線路１，２１間の挿入損失と平行平板モードの漏洩損失を算出した。この結果を図１３および図１４にそれぞれ示す。
図１３および図１４の結果より、線路長Ｌ０が０．４〜０．８ｍｍ程度（Ｌ０≒０．４〜０．８ｍｍ）となったときには、線路長Ｌ０が０ｍｍのとき（線路１，２１を直接接続したとき）に比べて、挿入損失、漏洩損失がいずれも大きく減少することが分かる。一方、線路長Ｌ０が０．８ｍｍよりも大きい（Ｌ０＞０．８ｍｍ）ときでも、挿入損失、漏洩損失はさらに減少するものの、線路長Ｌ０の増加に対する損失の軽減効果は小さくなることが分かる。
このため、接続用線路２４の線路長Ｌ０を０．４〜０．８ｍｍ程度（Ｌ０≒０．４〜０．８ｍｍ）に設定したときに、線路長Ｌ０を短い値に保持しつつ、効率的に挿入損失および漏洩損失を低減することができる。即ち、上下非対称伝送線路１を伝搬する高周波信号の波長λｇを用いて規格化した場合には、接続用線路２４の線路長Ｌ０をλｇ／４〜λｇ／２程度（Ｌ０≒λｇ／４〜λｇ／２）に設定したときに、接続用線路２４（テーパ状スロット２５）を小型化しつつ、効率的に挿入損失および漏洩損失を低減することができる。
次に、図１５および図１６は本発明の第４の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、互いに異なる幅寸法をもった第１，第２のスロットからなる上下非対称伝送線路に対して、互いに同じ幅寸法をもった第３，第４のスロットからなる上下対称伝送線路を直接接続すると共に、これらの間にインピーダンス整合回路を構成したことにある。なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
３１は上下非対称伝送線路１の延長線上に位置して上下非対称伝送線路１に直接接続された上下対称伝送線路で、該上下対称伝送線路３１は、誘電体基板２、第１〜第４の電極３Ａ，３Ｂ，５Ａ，５Ｂ、第３，第４のスロット３２，３３等によって構成されている。
３２は誘電体基板２の表面２Ａ側に位置して第１，第２の電極３Ａ，３Ｂの間に挟設された第３のスロットで、該第３のスロット３２は、第１のスロット４の幅寸法Ｗ１よりも広く第２のスロット６の幅寸法Ｗ２とほぼ同じ幅寸法をもって帯状の開口を形成し、第１のスロット４に直接接続されている。そして、第１，第３のスロット４，３２の境界には、ステップ状の接続点３２Ａが形成されている。
３３は誘電体基板２の裏面２Ｂ側に位置して第３，第４の電極５Ａ，５Ｂの間に挟設された第４のスロットで、該第４のスロット３３は、誘電体基板２を挟んで第３のスロット３２と対向した位置に配置され、第２，第３のスロット６，３２の幅寸法Ｗ２とほぼ同じ一定の幅寸法を有している。
３４は上下非対称伝送線路１の途中に取付けられた電子部品で、該電子部品３４は、狭い幅寸法Ｗ１を有する第１のスロット４に接続され、その電極パターン（図示せず）が電極３Ａ，３Ｂにそれぞれ接続されている。
ここで、電子部品３４は、接続点３２Ａから線路長Ｌ１だけ離間した位置に配置され、線路長Ｌ１は例えば上下非対称伝送線路１を伝搬する高周波信号の波長λｇの１／４程度の値に設定されている（Ｌ１≒λｇ／４）。また、上下対称伝送線路３１の特性インピーダンスをＺ１とし、接続点３２Ａ側の上下非対称伝送線路１からみたときの電子部品３４の特性インピーダンスをＺ２としたときに、上下非対称伝送線路１の特性インピーダンスＺｃをＺｃ＝√（Ｚ１×Ｚ２）に設定する。これにより、上下対称伝送線路３１と電子部品３４との間には、λｇ／４インピーダンス整合回路３５を構成することができる。
かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができるが、本実施の形態では、上下非対称伝送線路１に上下対称伝送線路３１を接続したから、上下非対称伝送線路１を用いて電子部品３４との接続性、整合性を高めることができると共に、上下対称伝送線路を用いて低伝送損失の状態で高周波信号を伝搬させることができる。
また、上下非対称伝送線路１に上下対称伝送線路３１を直接接続すると共に、上下非対称伝送線路１の途中位置に電子部品３４を取付けたから、上下対称伝送線路３１と電子部品３４との間にλｇ／４インピーダンス整合回路３５を形成することができる。このため、λｇ／４インピーダンス整合回路３５を用いて、上下非対称伝送線路１と上下対称伝送線路３１との間の挿入損失を低減できると共に、電子部品３４に対する整合性を改善することができる。さらに、従来技術のように、上下対称伝送線路に対して線路変換導電体パターンを介してスロット線路に接続すると共に、スロット線路に電子部品を接続する場合に比べて、複雑な線路変換導電体パターンを用いる必要がなく、上下対称伝送線路３１と電子部品３４との間隔を短くし、小型化することができる。
次に、図１７は本発明の第５の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、第１，第２の電極と第３，第４の電極のうち少なくともいずれか一方には第１，第２のスロットの周囲に位置して平面型帯域阻止フィルタを設ける構成としたことにある。なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
４１は上下非対称伝送線路１の途中に取付けられた電子部品で、該電子部品４１は、狭い幅寸法Ｗ１を有する第１のスロット４に接続され、その電極パターン（図示せず）が電極３Ａ，３Ｂにそれぞれ接続されている。
４２は第１，第２の電極３Ａ，３Ｂに形成された平面型帯域阻止フィルタで、該平面型帯域阻止フィルタ４２は、第１のスロット４の周囲に位置して第１のスロット４に沿って延びると共に、電子部品４１を取囲んでいる。そして、平面型帯域阻止フィルタ４２は、高周波信号の使用周波数帯域で反射特性を有するように設計されている。
なお、平面型帯域阻止フィルタ４２は、誘電体基板２の表面２Ａ側の電極３Ａ，３Ｂにのみ設けるものとしたが、裏面２Ｂ側の電極５Ａ，５Ｂにのみ設ける構成としてもよく、両面２Ａ，２Ｂの電極３Ａ，３Ｂ，５Ａ，５Ｂにいずれも設ける構成としてもよい。
かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができるが、本実施の形態では、第１，第２の電極３Ａ，３Ｂには第１，第２のスロット４，６の周囲に位置して平面型帯域阻止フィルタ４２を設けたから、平面型帯域阻止フィルタ４２を用いて第１，第２のスロット４，６から漏洩（拡散）する平行平板モードの電磁波を反射させることができる。
特に、上下非対称伝送線路１では第１，第２のスロット４，６の幅寸法が異なることによって、平行平板モード（不要モード）の電磁波が誘電体基板２内に発生し易いのに対して、平面型帯域阻止フィルタ４２を用いて平行平板モードが第１，第２のスロット４，６から周囲に拡散するのを防止することができ、平行平板モードの漏洩損失を抑圧することができる。この結果、線路幅方向に向けて平行平板モードが漏洩するのを抑圧して、第１，第２のスロット４，６の周囲に高周波信号の電磁界エネルギを集中させることができるから、複数の線路を隣接して設けたときでも、隣接した線路間の不要な電磁的な干渉を軽減でき、信頼性を高めることができる。
次に、図１８ないし図２１は本発明の第６の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、上下非対称伝送線路を用いて高周波能動回路としての発振回路を構成したことにある。なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
５１は本実施の形態による発振回路で、該発振回路５１は、後述する誘電体共振器５２、ＦＥＴ５８、終端抵抗５９等によって構成されている。
５２は誘電体基板２に設けられた誘電体共振器で、該誘電体共振器５２は、誘電体基板２の両面２Ａ，２Ｂに設けられた電極５３，５４に対して互いに対向した円形の開口を形成することによって構成されている。そして、誘電体共振器５２は、共振周波数ｆ０に応じて開口の直径寸法が設定されている。
５５は誘電体共振器５２等に接続された上下対称伝送線路で、該上下対称伝送線路５５は、例えば第３の実施の形態による上下対称伝送線路２１とほぼ同様に誘電体基板２の両面２Ａ，２Ｂに設けられ互いに同じ幅寸法を有するスロット５５Ａ，５５Ｂ等によって構成されている。
５６は上下対称伝送線路５５に接続された上下非対称伝送線路で、該上下非対称伝送線路５６は、第１の実施の形態による上下非対称伝送線路１とほぼ同様に誘電体基板２の両面２Ａ，２Ｂに設けられ互いに異なる幅寸法を有するスロット５６Ａ，５６Ｂ等によって構成され、表面側のスロット５６Ａは裏面側のスロット５６Ｂよりも狭い幅寸法を有している。
また、上下非対称伝送線路５６は、例えば第３の実施の形態による接続用線路２４とほぼ同様の接続用線路５７を用いて上下対称伝送線路５５に接続されている。そして、接続用線路５７は、表面２Ａ側に設けられたテーパ状スロット５７Ａと、裏面２Ｂ側に設けられた直線状の接続用スロット５７Ｂによって構成されている。
５８は上下非対称伝送線路５６に接続された電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴ５８という）で、該ＦＥＴ５８は、そのゲート端子Ｇ、ドレイン端子Ｄ、ソース端子Ｓがそれぞれ誘電体基板２の表面２Ａ側の電極５３に接続されている。そして、ＦＥＴ５８は上下非対称伝送線路５６と上下対称伝送線路５５を介して誘電体共振器５２に接続され、共振周波数ｆ０の高周波信号を増幅している。
５９は上下非対称伝送線路５６に接続された終端抵抗で、該終端抵抗５９は、スロット５６Ａを跨いで誘電体基板２の表面２Ａ側の電極５３に接続されている。
本実施の形態による発振回路５１は上述の如き構成を有するもので、誘電体共振器５２、終端抵抗５９等が帯域反射型のフィルタとして、ＦＥＴ５８に共振周波数ｆ０に応じた信号を入力し、ＦＥＴ５８は、この高周波信号を増幅して上下対称伝送線路５５等を介して外部に出力する。
６０は電極５３に形成された平面型帯域阻止フィルタで、該平面型帯域阻止フィルタ６０は、伝送線路５５，５６等の周囲に位置し、ＦＥＴ５８、終端抵抗５９等を取囲んでいる。そして、平面型帯域阻止フィルタ６０は、高周波信号の使用周波数帯域で反射特性を有するように設計されている。
かくして、本実施の形態でも、第１，第３の実施の形態とほぼ同様の作用効果を得ることができる。しかし、本実施の形態では、上下非対称伝送線路５６等をＦＥＴ５８、終端抵抗５９に接続し、発振回路５１を構成したから、ＦＥＴ５８、終端抵抗５９との整合性を高めることができ、利得向上や出力電力を増大させることができる。また、上下非対称伝送線路５６等を用いることによって誘電体共振器５２とＦＥＴ５８とを整合よく接続できるから、発振回路５１の負荷Ｑ（ＱＬ）を向上することができ、位相雑音を軽減することができる。さらに、狭い幅寸法を有するスロット５６Ａを架橋するようにＦＥＴ５８、終端抵抗５９の接続用電極パターンを配置すればよいから、ＦＥＴ等の電子部品を誘電体基板の両面の電極に接続する場合に比べて、ＦＥＴ５８等の接続用電極パターンの設計自由度を高めることができる。
次に、図２２は本発明による第７の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、上下非対称伝送線路を用いて送受信装置としての通信機装置を構成したことにある。なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
６１は本実施の形態による通信機装置で、該通信機装置６１は、例えば信号処理回路６２と、信号処理回路６２に接続され高周波信号を送受信する高周波能動回路６３とを備え、高周波能動回路６３は、アンテナ共用器６４を介してアンテナ６５に接続されている。
また、高周波能動回路６３の送信側は、信号処理回路６２とアンテナ共用器６４との間に、帯域通過フィルタ６６、増幅器６７、ミキサ６８、帯域通過フィルタ６９、電力増幅器７０が直列接続されている。一方、高周波能動回路６３の受信側は、アンテナ共用器６４と信号処理回路６２との間に、帯域通過フィルタ７１、低雑音増幅器７２、ミキサ７３、帯域通過フィルタ７４、増幅器７５が直列接続されている。そして、ミキサ６８，７３には、例えば第６の実施の形態による発振回路５１とほぼ同様の発振回路７６が接続されている。
７７は増幅器６７等に接続された上下対称伝送線路で、該上下対称伝送線路７７は、第３の実施の形態による上下対称伝送線路２１とほぼ同様に構成され、増幅器６７，７０，７２，７５、ミキサ６８，７３等の電子部品との接続箇所が上下非対称伝送線路１を用いて接続されている。
本実施の形態による通信機装置６１は上述の如き構成を有するもので、次にその作動について説明する。
まず、送信時には、信号処理回路６２から出力された中間周波信号（ＩＦ信号）は、帯域通渦フィルタ６６で不要な信号が除去された後、増幅器６７によって増幅されてミキサ６８に入力される。このとき、ミキサ６８は、この中間周波信号と発振回路７６からの搬送波とを掛け合わせて高周波信号（ＲＦ信号）にアップコンバートする。そして、ミキサ６８から出力された高周波信号は、帯域通過フィルタ６９で不要な信号が除去された後、電力増幅器７０によって送信電力に増幅された後、アンテナ共用器６４を介してアンテナ６５から送信される。
一方、受信時には、アンテナ６５から受信された高周波信号は、アンテナ共用器６４を介して帯域通過フィルタ７１に入力される。これにより、高周波信号は、帯域通過フィルタ７１で不要な信号が除去された後、低雑音増幅器７２によって増幅されてミキサ７３に入力される。このとき、ミキサ７３は、この高周波信号と発振回路７６からの搬送波とを掛け合わせて中間周波信号にダウンコンバートする。そして、ミキサ７３から出力された中間周波信号は、帯域通過フィルタ７４で不要な信号が除去され、増幅器７５によって増幅された後、信号処理回路６２に入力される。
かくして、本実施の形態によれば、上下非対称伝送線路１を用いて通信機装置６１を構成するから、増幅器６７，７０，７２，７５等との整合性を高めることができ、通信機装置６１全体の損失を低減することができ、電力効率を高めて消費電力を低減することができると共に、通信品質を向上することができる。
なお、第７の実施の形態では、本発明による上下非対称伝送線路１を送受信装置としての通信機装置６１に適用した場合を例を挙げて説明したが、送受信装置として例えばレーダ装置等に適用してもよい。
本発明は、例えばマイクロ波、ミリ波等の高周波信号を伝送する平面誘電体線路および該平面誘電体線路を用いて構成される高周波能動回路や送受信装置に関する。
一般に、従来技術による平面誘電体線路として、例えば誘電体基板の表面に互いに所定の間隔を隔てて対向した第１，第２の電極を形成し、該第１，第２の電極の間に第１のスロットを設けると共に、誘電体基板の裏面に互いに所定の間隔を隔てて対向した第３，第４の電極を形成し、該第３，第４の電極の間に挟設され第１のスロットと対向した位置に配置された第２のスロットを設けたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。そして、このような従来技術では、高周波信号は、第１，第２のスロットの間で全反射を繰返しつつ、誘電体基板の内部を第１，第２のスロットに沿って伝搬する。
また、他の従来技術として、前述した平面誘電体線路にスロット線路を接続し、該スロット線路に対して抵抗、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）等の電子部品を接続したものも知られている（例えば、特許文献２参照）。
特開平８−２６５００７号公報 特開平１０−２４２７１７号公報
ところで、特許文献１の従来技術では、第１，第２のスロットに沿って高周波信号が伝搬するときに、高周波信号が誘電体基板の内部とその近傍に集中して伝搬するから、伝搬損失を低減することができる。しかし、この従来技術による平面誘電体線路と電子部品の入出力部とでは、互いに電磁界分布が異なり、平面誘電体線路では誘電体基板の内部に高周波信号が集中するのに対し、電子部品の入出力部では誘電体基板の外部に配置される。このため、従来技術による平面誘電体線路に電子部品を実装したときには、これらの間の接続損失が大きくなるという問題がある。
また、例えば誘電体基板の表面にだけ電子部品を実装した場合には、誘電体基板の裏面の電磁界に対して電子部品を結合させることができず、接続損失の増大につながるという問題もある。
一方、特許文献２の従来技術では、平面誘電体線路をスロット線路に変換した後に電子部品に接続するから、接続損失を低減することができる。しかし、この従来技術では、平面誘電体線路とスロット線路との間にモード変換を行うための線路変換導電体パターンを設ける必要があり、この線路変換導電体パターンを含めると電子部品を実装するための部位（実装部）が大型化するという問題がある。また、特許文献２の従来技術では、実装可能な電子部品の電極パターンの自由度が小さいのに加え、電子部品の実装部周辺の線路電極パターンの自由度も小さい傾向がある。
さらに、特許文献２の従来技術では、誘電体基板のうち電子部品が実装された部位の裏面には電極が形成されているから、電子部品の周囲から誘電体基板内に広がる不要モード（平行平板モード）の電磁波が発生し易く、該不要モードによる接続損失が増大すると共に、他の線路等に対して不要モードの干渉が生じるという問題がある。
本発明は上述した従来技術の問題に鑑みなされたもので、本発明の目的は、誘電体基板の片面側に高周波信号の電磁界エネルギを集中させ、電子部品等との接続損失を低減することができる平面誘電体線路、高周波能動回路および送受信装置を提供することにある。
上述した課題を解決するために、請求項１の発明は、誘電体基板と、該誘電体基板の表面に互いに所定の間隔を隔てて対向して形成された第１，第２の電極と、該第１，第２の電極の間に挟設された第１のスロットと、前記誘電体基板の裏面に互いに所定の間隔を隔てて対向して形成された第３，第４の電極と、該第３，第４の電極の間に挟設され前記第１のスロットと対向した位置に配置された第２のスロットとからなり、前記第１，第２のスロットに沿って高周波信号を伝搬させる平面誘電体線路において、前記誘電体基板の比誘電率を２０以上とし、前記誘電体基板の厚さ寸法を０．３〜０．４ｍｍとし、前記第１のスロットの幅寸法を１０μｍ以下とし、前記第２のスロットの幅寸法を１００μｍ以上とすることにより、前記誘電体基板の表面側に電流を集中させると共に、不要モードの漏洩損失を低減したことを特徴としている。
請求項１の発明によれば、第１のスロットの幅寸法と第２のスロットの幅寸法とは互いに異なる値に設定したから、狭い幅寸法を有するスロットに高周波信号の電磁界エネルギを集中させることができる。このため、狭い幅寸法をもったスロット側に電子部品を配置することによって、平面誘電体線路と電子部品との間の接続損失を低減することができる。また、第１，第２のスロットの幅寸法を互いに異なる値に設定したから、従来技術のように、２つのスロットの幅寸法を同じ値に設定した場合に比べて、各スロットの設計自由度を高めることができる。
また、前記誘電体基板の比誘電率を２０以上とし、前記誘電体基板の厚さ寸法を０．３〜０．４ｍｍとし、前記第１のスロットの幅寸法を１０μｍ以下とし、前記第２のスロットの幅寸法を１００μｍ以上としている。
このように構成したことにより、高周波信号の８０％以上の電磁界エネルギを１０μｍ以下の狭い幅寸法を有する第１のスロット側に集中させつつ、不要モードとなる平行平板モードの漏洩損失を低減することができる。
請求項２の発明では、前記第１のスロットには電子部品を接続してもよい。
これにより、平面誘電体線路と電子部品との間の整合性を高めて、接続損失を低減することができる。また、狭い幅寸法を有するスロットを架橋するように電子部品の接続用電極パターンを配置すればよいから、電子部品を誘電体基板の両面の電極に接続する場合に比べて、電子部品の接続用電極パターンの設計自由度を高めることができると共に、誘電体基板側の第１〜第４の電極の設計自由度も高めることができる。
また、従来技術のように、電子部品を接続するための線路変換を行わないから、電子部品と接続する部位を小型化することができる。さらに、電子部品を接続した部位でも、誘電体基板を挟んで第１，第２のスロットが互いに対向しているから、従来技術のように、スロットと対向する面が電極に覆われたスロット線路に対して電子部品を接続するのに比べて、誘電体基板内に不要モード（平行平板モード）が発生するのを抑えることができ、不要モードの漏洩損失を軽減することができる。
請求項３の発明では、前記誘電体基板には、前記第１のスロットの一端側に位置して前記第１，第２の電極の間に挟設された第３のスロットと、前記第２のスロットの一端側に位置して前記第３，第４の電極の間に挟設され該第３のスロットと対向し該第３のスロットと同じ幅寸法を有する第４のスロットとを設け、前記第１，第３のスロットの間を第１の接続用スロットを用いて接続し、第２，第４のスロットの間を第２の接続用スロットを用いて接続すると共に、第１，第２の接続用スロットのうち少なくともいずれか一方は幅寸法が漸次変化するテーパ状スロットによって構成してもよい。
請求項３の発明によれば、互いに異なる幅寸法をもった第１，第２のスロットからなる上下非対称伝送線路に対して、互いに同じ幅寸法をもった第３，第４のスロットからなる上下対称伝送線路を接続するから、上下非対称伝送線路を用いて電子部品との接続性、整合性を高めることができると共に、上下対称伝送線路を用いて高周波信号の伝送損失を低減することができる。また、上下非対称伝送線路と上下対称伝送線路との間をテーパ状スロットを用いて接続するから、これらの間の挿入損失を低減することができる。
この場合、請求項４の発明のように、前記第１，第２のスロットを伝搬する高周波信号の波長をλgとしたときに、前記テーパ状スロットの線路長はλg／４〜λg／２程度の値に設定するのが好ましい。
これにより、テーパ状スロットの線路長をλg／４〜λg／２程度の値に設定したから、テーパ状スロットの線路長を短くしつつ、挿入損失の低減効果を得ることができる。
また、請求項５の発明では、前記誘電体基板には、前記第１のスロットの一端側に位置して前記第１，第２の電極の間に挟設された第３のスロットと、前記第２のスロットの一端側に位置して前記第３，第４の電極の間に挟設され該第３のスロットと対向し該第３のスロットと同じ幅寸法を有する第４のスロットとを設け、前記第１，第３のスロットの間を直接接続し、第２，第４のスロットの間を直接接続してインピーダンス整合回路を構成してもよい。
請求項５の発明によれば、互いに異なる幅寸法をもった第１，第２のスロットからなる上下非対称伝送線路に対して、互いに同じ幅寸法をもった第３，第４のスロットからなる上下対称伝送線路を接続するから、上下非対称伝送線路を用いて電子部品との接続性、整合性を高めることができると共に、上下対称伝送線路を用いて高周波信号の伝送損失を低減することができる。
また、例えば上下非対称伝送線路に電子部品を接続する場合に、上下非対称伝送線路と上下対称伝送線路との接続点から電子部品までの線路長を高周波信号の波長λgの１／４に設定することによって、上下対称伝送線路と電子部品との間にλg／４インピーダンス整合回路を構成することができる。このため、λg／４インピーダンス整合回路を用いて、上下非対称伝送線路と上下対称伝送線路との間の挿入損失を低減できると共に、電子部品に対する整合性を改善することができる。また、従来技術のように、上下対称伝送線路に対して線路変換導電体パターンを介してスロット線路に接続すると共に、スロット線路に電子部品を接続する場合に比べて、複雑な線路変換導電体パターンを用いる必要がなく、上下対称伝送線路と電子部品との間を短くし、小型化することができる。
また、請求項６の発明では、前記第１，第２の電極と第３，第４の電極のうち少なくともいずれか一方には前記第１，第２のスロットの周囲に位置して平面型帯域阻止フィルタを設けてもよい。
この場合、第１，第２のスロットの幅寸法が異なることによって、平行平板モード（不要モード）の電磁波が誘電体基板内に発生する傾向がある。これに対して、請求項６の発明によれば、第１，第２のスロットの周囲に位置して平面型帯域阻止フィルタを設けたから、平面型帯域阻止フィルタを用いて平行平板モードが第１，第２のスロットから周囲に拡散するのを防止することができ、平行平板モードの漏洩損失を抑圧することができる。この結果、線路幅方向に向けて平行平板モードが漏洩するのを抑圧して、第１，第２のスロットの周囲に高周波信号の電磁界エネルギを集中させることができるから、複数の線路を隣接して設けたときでも、隣接した線路間の不要な電磁的な干渉を軽減でき、信頼性を高めることができる。
また、請求項７の発明のように、本発明の平面誘電体線路を用いて高周波能動回路を構成してもよい。これにより、抵抗、ＦＥＴ等の電子部品との整合性を高めることができ、利得向上や出力電力を増大させることができる。また、上下対称伝送線路を介して共振器に整合よく接続できるから、共振回路の負荷Ｑ（ＱL）を向上することができ、位相雑音を軽減することができる。さらに、狭い幅寸法を有するスロットを架橋するように電子部品の接続用電極パターンを配置すればよいから、電子部品を誘電体基板の両面の電極に接続する場合に比べて、電子部品の接続用電極パターンの設計自由度を高めることができる。
さらに、請求項８の発明のように、本発明の平面誘電体線路を用いて通信装置、レーダ装置等の送受信装置を構成してもよい。これにより、各種の電子部品に対して平面誘電体線路を高い整合性をもって接続することができ、送受信装置全体の損失を低減することができ、電力効率を高めて消費電力を低減することができると共に、通信品質を向上することができる。
以下、本発明の実施の形態による平面誘電体線路および送受信装置を、添付図面を参照しつつ詳細に説明する。
まず、図１ないし図８は第１の実施の形態を示し、図において、１は上下非対称伝送線路で、該上下非対称伝送線路１は、後述の誘電体基板２、第１，第２の電極３Ａ，３Ｂ、第１のスロット４、第３，第４の電極５Ａ，５Ｂ、第２のスロット６等によって構成されている。
２は樹脂材料、セラミックス材料、またはこれらを混合して焼結した複合材料からなる誘電体基板で、該誘電体基板２は、例えば２４程度の比誘電率εrで０．３ｍｍ程度の厚さ寸法Ｔをもった平板状に形成され、その表面２Ａには後述する第１，第２の電極３Ａ，３Ｂが設けられると共に、裏面２Ｂには第３，第４の電極５Ａ，５Ｂが設けられている。
３Ａ，３Ｂは誘電体基板２の表面２Ａに形成された第１，第２の電極で、該第１，第２の電極３Ａ，３Ｂは、互いに所定の間隔を隔てて対向し、誘電体基板２に対して導電性金属材料をスパッタ、真空蒸着等の手段を用いて薄膜状に形成されている。
４は誘電体基板２の表面２Ａ側に位置して第１，第２の電極３Ａ，３Ｂの間に挟設された第１のスロットで、該第１のスロット４は、一定の幅寸法Ｗ1をもって帯状（溝状）の開口を形成し、例えばマイクロ波、ミリ波等の高周波信号の伝送方向（図１中の矢示Ａ方向）に沿って延びている。
５Ａ，５Ｂは誘電体基板２の裏面２Ｂに形成された第３，第４の電極で、該第３，第４の電極５Ａ，５Ｂは、誘電体基板２を挟んで第１，第２の電極３Ａ，３Ｂと対向した位置に配置されている。そして、第３，第４の電極５Ａ，５Ｂは、第１，第２の電極３Ａ，３Ｂ間の間隔とは異なる所定の間隔を隔てて互いに対向し、誘電体基板２に対して導電性金属材料をスパッタ、真空蒸着等の手段を用いて薄膜状に形成されている。
６は誘電体基板２の裏面２Ｂ側に位置して第３，第４の電極５Ａ，５Ｂの間に挟設された第２のスロットで、該第２のスロット６は、第１のスロット４と幅方向の中心が同じ位置に配置されると共に、誘電体基板２を挟んで第１のスロット４と対向した位置に配置され、高周波信号の伝送方向（図１中の矢示Ａ方向）に沿って帯状（溝状）の開口を形成している。また、第２のスロット６は、第１のスロット４の幅寸法Ｗ1とは異なる一定の幅寸法Ｗ2を有し、例えば第２のスロット６の幅寸法Ｗ2は第１のスロット４の幅寸法Ｗ1よりも大きな値（Ｗ1＜Ｗ2）に設定されている。
７は誘電体基板２の表面２Ａ側に設けられた表面側パッケージで、該表面側パッケージ７は、導電性材料を用いて形成され、例えば第１，第２の電極３Ａ，３Ｂに接続（導通）して第１のスロット４を覆っている。
８は誘電体基板２の裏面２Ｂ側に設けられた裏面側パッケージで、該裏面側パッケージ８は、表面側パッケージ７とほぼ同様に導電性材料を用いて形成され、例えば第３，第４の電極５Ａ，５Ｂに接続（導通）して第２のスロット６を覆っている。
本実施の形態による平面誘電体線路は上述の如き構成を有するもので、次にその作動について説明する。
まず、上下非対称伝送線路１に高周波信号を入力すると、図２に示すように、第１，第２のスロット４，６の幅方向に対して電界Ｅが形成されると共に、第１，第２のスロット４，６の長さ方向と誘電体基板２の厚さ方向とに対して磁界Ｈが形成される。そして、高周波信号は、第１，第２のスロット４，６が開口した誘電体基板２の表面２Ａと裏面２ＢとをＥ面とするＴＥモードの電磁波（ＴＥ波）をなして第１，第２のスロット４，６に沿って伝搬する。このとき、高周波信号は、第１，第２のスロット４，６が開口した誘電体基板２の表面２Ａと裏面２Ｂでそれぞれ全反射を繰り返し、誘電体基板２の内部とその近傍に集中して伝搬する。
ここで、本実施の形態による上下非対称伝送線路１では、第１のスロット４の幅寸法Ｗ1を第２のスロット６の幅寸法Ｗ2よりも小さい値（Ｗ1＜Ｗ2）に設定したから、幅寸法Ｗ1，Ｗ2等に応じて第１のスロット４側に高周波信号の電磁界エネルギを集中させることができる。そこで、例えば６０ＧＨｚの高周波信号に対して、上下非対称伝送線路１の伝送特性を有限要素法およびスペクトル領域法（モーメント法）を用いて算出した。この結果を図３ないし図８に示す。
なお、条件を特に記載しない限り、伝送特性の算出に際して、誘電体基板２の比誘電率εrは２４（εr＝２４）とし、誘電体基板２の厚さ寸法Ｔは０．３ｍｍ（Ｔ＝０．３ｍｍ）とした。
まず、図３および図４は、第１のスロット４の幅寸法Ｗ1と第２のスロット６の幅寸法Ｗ2を変化させたときの線路の伝送損失αと実効比誘電率εreffをそれぞれ示している。これらの図３および図４の結果より、狭幅となった第１のスロット４の幅寸法Ｗ1を変化させたときには線路の伝送損失αと実効比誘電率εreffが変化するのに対し、広幅となった第２のスロット６の幅寸法Ｗ2を変化させても伝送損失αと実効比誘電率εreffはほとんど変化しないことが分かる。このため、第１のスロット４の幅寸法Ｗ1に応じて線路の伝送損失αと実効比誘電率εreffが決定されるから、第１のスロット４側に高周波信号の電磁界エネルギが集中することが分かる。
次に、図５は第１，第２のスロット４，６の幅寸法Ｗ1，Ｗ2を変化させたときの誘電体基板２の表面２Ａに分布する電流量ｉupperと全電流量ｉallとの比を示している。図５に示す通り、第１のスロット４の幅寸法Ｗ1を小さくすることによって、誘電体基板２の表面２Ａに電流を集中させることが可能となる。特に、Ｗ2≧１００μｍのときにＷ1＜１０μｍとした場合には、全電流量ｉallの８０％以上を表面２Ａ側に集中させることができる。また、Ｗ2≧１００μｍのときにＷ1＜５μｍとした場合には、全電流量ｉallの９０％以上を表面２Ａ側に集中させることができる。
次に、図６は第１，第２のスロット４，６の幅寸法Ｗ1，Ｗ2を変化させたときの平行平板モード（不要モード）の漏洩損失を示している。図６の結果から分かる通り、第２のスロット６の幅寸法Ｗ2を１００μｍ以下（Ｗ2≦１００μｍ）としたときに不要モードの漏洩損失を軽減することが可能となる。
次に、図７は誘電体基板２の厚さ寸法Ｔを変化させたときの不要モードの漏洩損失を示している。図７の結果より、誘電体基板２の厚さ寸法Ｔを０．３〜０．４ｍｍ程度に設定する（Ｔ≒０．３〜０．４ｍｍ）ことによって、不要モードの漏洩損失を低減することができる。
最後に、図８は誘電体基板２の比誘電率εrを変化させたときの不要モードの漏洩損失を示している。図８に示す通り、誘電体基板２の比誘電率εrが１０以上の範囲では、比誘電率εrが大きくなるに従って、不要モードの漏洩損失が減少する。特に、第１のスロット４の幅寸法Ｗ1を１０μｍ、第２のスロット６の幅寸法Ｗ2を１００μｍにそれぞれ設定した場合には、比誘電率εrを２０以上に設定したときに、比誘電率εrを２０よりも小さい値に設定したときと比較して、不要モードの漏洩損失を低減することができる。
以上の結果から、６０ＧＨｚ帯においては、誘電体基板２の比誘電率εrが２０以上（εr≧２０）、厚さ寸法Ｔが０．３〜０．４ｍｍ程度（Ｔ≒０．３〜０．４ｍｍ）、第１のスロット４の幅寸法Ｗ1が１０μｍ以下で、第２のスロット６の幅寸法Ｗ2が１００μｍ程度（Ｗ2≒１００μｍ）にそれぞれ選択することによって、誘電体基板２の表面２Ａ側に高周波信号の電磁界エネルギを集中させつつ、不要モードの漏洩損失を低減できることが分かる。これらの数値を高周波信号の誘電体基板２内での波長λg0を用いて規格化した場合、厚さ寸法Ｔは０．３λg0〜０．４λg0程度（Ｔ≒０．３×λg0〜０．４×λg0）、第１のスロット４の幅寸法Ｗ1はλg0／１０以下（Ｗ1≦λg0／１００）、第２のスロット６の幅寸法Ｗ2は１００μｍ程度（Ｗ2≒λg0／１０）に設定すればよいことが分かる。なお、波長λg0は、高周波信号の使用周波数ｆ、誘電体基板２の比誘電率εrおよび光速ｃを用いて、以下の数１の式によって表すことができる。
Figure 2005020367
かくして、本実施の形態では、第１，第２のスロット４，６の幅寸法Ｗ1，Ｗ2を互いに異なる値に設定したから、狭い幅寸法Ｗ1を有する第１のスロット４に高周波信号の電磁界エネルギを集中させることができる。このため、第１のスロット４側に電子部品を配置することによって、上下非対称伝送線路１と電子部品との間の接続損失を低減することができる。
また、第１，第２のスロット４，６の幅寸法Ｗ1，Ｗ2を互いに異なる値に設定したから、従来技術のように、２つのスロットの幅寸法を同じ値に設定した場合に比べて、各スロット４，６の設計自由度を高めることができる。
特に、誘電体基板２の比誘電率εrを２０以上とし、誘電体基板２の厚さ寸法Ｔを０．３×λg0〜０．４×λg0程度に設定し、第１のスロット４の幅寸法Ｗ1をλg0／１００以下に設定し、第２のスロット６の幅寸法Ｗ2をλg0／１０程度に設定した場合には、高周波信号の８０％以上の電磁界エネルギを狭い幅寸法Ｗ1を有する第１のスロット４側に集中させることができると共に、不要モードの漏洩損失を低減することができる。
次に、図９および図１０は本発明の第２の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、第１，第２のスロットのうち狭い幅寸法を有するスロットには電子部品を接続する構成としたことにある。なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
１１は狭い幅寸法Ｗ1を有する第１のスロット４に接続された電子部品で、該電子部品１１は、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、抵抗、ダイオード、コンデンサ等によって構成され、第１のスロット４を跨いだ状態で取付けられている。そして、電子部品１１は、図２に示すように、例えば樹脂パッケージ内に収容された素子本体１１Ａと該素子本体１１Ａに接続された電極パターン１１Ｂを備え、電極パターン１１Ｂは電極３Ａ，３Ｂに接続されている。
かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。特に、本実施の形態では、狭い幅寸法Ｗ1を有する第１のスロット４に電子部品１１を接続したから、上下非対称伝送線路１と電子部品１１との間の整合性を高めて、接続損失を低減することができる。また、狭い幅寸法Ｗ1を有する第１のスロット４を架橋するように電子部品１１の接続用の電極パターン１１Ｂを配置すればよいから、電子部品１１を誘電体基板２の両面２Ａ，２Ｂの電極３Ａ，３Ｂ，５Ａ，５Ｂに接続する場合に比べて、電子部品１１の電極パターン１１Ｂの設計自由度を高めることができると共に、電子部品１１に接続される電極３Ａ，３Ｂ，５Ａ，５Ｂの設計自由度も高めることができる。
また、従来技術のように、電子部品１１を接続するための線路変換を行わないから、電子部品１１と接続する部位を小型化することができる。さらに、電子部品１１を接続した部位でも、誘電体基板２を挟んで第１，第２のスロット４，６が互いに対向しているから、電子部品１１と対向した位置には誘電体基板２の裏面２Ｂ側で電極５Ａ，５Ｂ間の開口（スロット６）を配置することができる。このため、従来技術のように、スロットと対向する面が電極に覆われたスロット線路に対して電子部品を接続する場合に比べて、誘電体基板２内に不要モード（平行平板モード）が発生するのを抑えることができ、平行平板モードの漏洩損失を軽減することができる。
次に、図１１ないし図１４は本発明の第３の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、互いに異なる幅寸法をもった第１，第２のスロットからなる上下非対称伝送線路に対して、互いに同じ幅寸法をもった第３，第４のスロットからなる上下対称伝送線路をテーパ状スロットを用いて接続する構成としたことにある。なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
２１は上下非対称伝送線路１の延長線上に配置された上下対称伝送線路で、該上下対称伝送線路２１は、誘電体基板２、第１〜第４の電極３Ａ，３Ｂ，５Ａ，５Ｂ、第３，第４のスロット２２，２３等によって構成されている。
２２は誘電体基板２の表面２Ａ側に位置して第１，第２の電極３Ａ，３Ｂの間に挟設された第３のスロットで、該第３のスロット２２は、高周波信号の伝送方向に沿って帯状（溝状）の開口を形成している。また、第３のスロット２２の幅寸法は、第１のスロット４の幅寸法Ｗ1よりも広く第２のスロット６の幅寸法Ｗ2とほぼ同じ値に設定されている。
２３は誘電体基板２の裏面２Ｂ側に位置して第３，第４の電極５Ａ，５Ｂの間に挟設された第４のスロットで、該第４のスロット２３は、第３のスロット２２と幅方向の中心が同じ位置に配置されると共に、誘電体基板２を挟んで第３のスロット２２と対向した位置に配置され、高周波信号の伝送方向に沿って帯状（溝状）の開口を形成している。また、第４のスロット２３は、第２，第３のスロット６，２２の幅寸法Ｗ2とほぼ同じ一定の幅寸法を有している。
２４は上下非対称伝送線路１と上下対称伝送線路２１との間に設けられた接続用線路で、該接続用線路２４は、誘電体基板２、第１〜第４の電極３Ａ，３Ｂ，５Ａ，５Ｂ、テーパ状スロット２５、接続用スロット２６等によって構成され、線路長Ｌ0をもって線路１，２１間に延びている。
２５は第１，第３のスロット４，２２の間を接続するテーパ状スロットで、該テーパ状スロット２５は、狭幅となった第１のスロット４から広幅となった第３のスロット２２に向けて幅寸法が漸次拡大（連続的に拡大）したテーパ状の開口を形成すると共に、これらの第１のスロット４、テーパ状スロット２５および第３のスロット２２は連続して直線状に延びている。
２６は第２，第４のスロット６，２３の間を接続する接続用スロットで、該接続用スロット２６は、第２，第４のスロット６，２３とほぼ同じ一定の幅寸法をもって延びる帯状の開口を形成すると共に、これらの第２のスロット６、接続用スロット２６および第４のスロット２３は連続して直線状に延びている。
かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。しかし、本実施の形態では、互いに異なる幅寸法をもった第１，第２のスロット４，６からなる上下非対称伝送線路１に対して、互いに同じ幅寸法をもった第３，第４のスロット２２，２３からなる上下対称伝送線路２１を接続するから、上下非対称伝送線路１を用いて電子部品との接続性、整合性を高めることができると共に、上下対称伝送線路２１を用いて低伝送損失の状態で高周波信号を伝搬させることができる。また、上下非対称伝送線路１と上下対称伝送線路２１との間をテーパ状スロット２５からなる接続用線路２４を用いて接続するから、これらの間の挿入損失を低減することができる。
また、接続用線路２４（テーパ状スロット２５）の線路長Ｌ0を検討するために、スペクトル領域法等を用いて、線路長Ｌ0を変化させたときの線路１，２１間の挿入損失と平行平板モードの漏洩損失を算出した。この結果を図１３および図１４にそれぞれ示す。
図１３および図１４の結果より、線路長Ｌ0が０．４〜０．８ｍｍ程度（Ｌ0≒０．４〜０．８ｍｍ）となったときには、線路長Ｌ0が０ｍｍのとき（線路１，２１を直接接続したとき）に比べて、挿入損失、漏洩損失がいずれも大きく減少することが分かる。一方、線路長Ｌ0が０．８ｍｍよりも大きい（Ｌ0＞０．８ｍｍ）ときでも、挿入損失、漏洩損失はさらに減少するものの、線路長Ｌ0の増加に対する損失の軽減効果は小さくなることが分かる。
このため、接続用線路２４の線路長Ｌ0を０．４〜０．８ｍｍ程度（Ｌ0≒０．４〜０．８ｍｍ）に設定したときに、線路長Ｌ0を短い値に保持しつつ、効率的に挿入損失および漏洩損失を低減することができる。即ち、上下非対称伝送線路１を伝搬する高周波信号の波長λgを用いて規格化した場合には、接続用線路２４の線路長Ｌ0をλg／４〜λg／２程度（Ｌ0≒λg／４〜λg／２）に設定したときに、接続用線路２４（テーパ状スロット２５）を小型化しつつ、効率的に挿入損失および漏洩損失を低減することができる。
次に、図１５および図１６は本発明の第４の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、互いに異なる幅寸法をもった第１，第２のスロットからなる上下非対称伝送線路に対して、互いに同じ幅寸法をもった第３，第４のスロットからなる上下対称伝送線路を直接接続すると共に、これらの間にインピーダンス整合回路を構成したことにある。なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
３１は上下非対称伝送線路１の延長線上に位置して上下非対称伝送線路１に直接接続された上下対称伝送線路で、該上下対称伝送線路３１は、誘電体基板２、第１〜第４の電極３Ａ，３Ｂ，５Ａ，５Ｂ、第３，第４のスロット３２，３３等によって構成されている。
３２は誘電体基板２の表面２Ａ側に位置して第１，第２の電極３Ａ，３Ｂの間に挟設された第３のスロットで、該第３のスロット３２は、第１のスロット４の幅寸法Ｗ1よりも広く第２のスロット６の幅寸法Ｗ2とほぼ同じ幅寸法をもって帯状の開口を形成し、第１のスロット４に直接接続されている。そして、第１，第３のスロット４，３２の境界には、ステップ状の接続点３２Ａが形成されている。
３３は誘電体基板２の裏面２Ｂ側に位置して第３，第４の電極５Ａ，５Ｂの間に挟設された第４のスロットで、該第４のスロット３３は、誘電体基板２を挟んで第３のスロット３２と対向した位置に配置され、第２，第３のスロット６，３２の幅寸法Ｗ2とほぼ同じ一定の幅寸法を有している。
３４は上下非対称伝送線路１の途中に取付けられた電子部品で、該電子部品３４は、狭い幅寸法Ｗ1を有する第１のスロット４に接続され、その電極パターン（図示せず）が電極３Ａ，３Ｂにそれぞれ接続されている。
ここで、電子部品３４は、接続点３２Ａから線路長Ｌ1だけ離間した位置に配置され、線路長Ｌ1は例えば上下非対称伝送線路１を伝搬する高周波信号の波長λgの１／４程度の値に設定されている（Ｌ1≒λg／４）。また、上下対称伝送線路３１の特性インピーダンスをＺ1とし、接続点３２Ａ側の上下非対称伝送線路１からみたときの電子部品３４の特性インピーダンスをＺ2としたときに、上下非対称伝送線路１の特性インピーダンスＺcをＺc＝√（Ｚ1×Ｚ2）に設定する。これにより、上下対称伝送線路３１と電子部品３４との間には、λg／４インピーダンス整合回路３５を構成することができる。
かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができるが、本実施の形態では、上下非対称伝送線路１に上下対称伝送線路３１を接続したから、上下非対称伝送線路１を用いて電子部品３４との接続性、整合性を高めることができると共に、上下対称伝送線路を用いて低伝送損失の状態で高周波信号を伝搬させることができる。
また、上下非対称伝送線路１に上下対称伝送線路３１を直接接続すると共に、上下非対称伝送線路１の途中位置に電子部品３４を取付けたから、上下対称伝送線路３１と電子部品３４との間にλg／４インピーダンス整合回路３５を形成することができる。このため、λg／４インピーダンス整合回路３５を用いて、上下非対称伝送線路１と上下対称伝送線路３１との間の挿入損失を低減できると共に、電子部品３４に対する整合性を改善することができる。さらに、従来技術のように、上下対称伝送線路に対して線路変換導電体パターンを介してスロット線路に接続すると共に、スロット線路に電子部品を接続する場合に比べて、複雑な線路変換導電体パターンを用いる必要がなく、上下対称伝送線路３１と電子部品３４との間隔を短くし、小型化することができる。
次に、図１７は本発明の第５の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、第１，第２の電極と第３，第４の電極のうち少なくともいずれか一方には第１，第２のスロットの周囲に位置して平面型帯域阻止フィルタを設ける構成としたことにある。なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
４１は上下非対称伝送線路１の途中に取付けられた電子部品で、該電子部品４１は、狭い幅寸法Ｗ1を有する第１のスロット４に接続され、その電極パターン（図示せず）が電極３Ａ，３Ｂにそれぞれ接続されている。
４２は第１，第２の電極３Ａ，３Ｂに形成された平面型帯域阻止フィルタで、該平面型帯域阻止フィルタ４２は、第１のスロット４の周囲に位置して第１のスロット４に沿って延びると共に、電子部品４１を取囲んでいる。そして、平面型帯域阻止フィルタ４２は、高周波信号の使用周波数帯域で反射特性を有するように設計されている。
なお、平面型帯域阻止フィルタ４２は、誘電体基板２の表面２Ａ側の電極３Ａ，３Ｂにのみ設けるものとしたが、裏面２Ｂ側の電極５Ａ，５Ｂにのみ設ける構成としてもよく、両面２Ａ，２Ｂの電極３Ａ，３Ｂ，５Ａ，５Ｂにいずれも設ける構成としてもよい。
かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができるが、本実施の形態では、第１，第２の電極３Ａ，３Ｂには第１，第２のスロット４，６の周囲に位置して平面型帯域阻止フィルタ４２を設けたから、平面型帯域阻止フィルタ４２を用いて第１，第２のスロット４，６から漏洩（拡散）する平行平板モードの電磁波を反射させることができる。
特に、上下非対称伝送線路１では第１，第２のスロット４，６の幅寸法が異なることによって、平行平板モード（不要モード）の電磁波が誘電体基板２内に発生し易いのに対して、平面型帯域阻止フィルタ４２を用いて平行平板モードが第１，第２のスロット４，６から周囲に拡散するのを防止することができ、平行平板モードの漏洩損失を抑圧することができる。この結果、線路幅方向に向けて平行平板モードが漏洩するのを抑圧して、第１，第２のスロット４，６の周囲に高周波信号の電磁界エネルギを集中させることができるから、複数の線路を隣接して設けたときでも、隣接した線路間の不要な電磁的な干渉を軽減でき、信頼性を高めることができる。
次に、図１８ないし図２１は本発明の第６の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、上下非対称伝送線路を用いて高周波能動回路としての発振回路を構成したことにある。なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
５１は本実施の形態による発振回路で、該発振回路５１は、後述する誘電体共振器５２、ＦＥＴ５８、終端抵抗５９等によって構成されている。
５２は誘電体基板２に設けられた誘電体共振器で、該誘電体共振器５２は、誘電体基板２の両面２Ａ，２Ｂに設けられた電極５３，５４に対して互いに対向した円形の開口を形成することによって構成されている。そして、誘電体共振器５２は、共振周波数ｆ0に応じて開口の直径寸法が設定されている。
５５は誘電体共振器５２等に接続された上下対称伝送線路で、該上下対称伝送線路５５は、例えば第３の実施の形態による上下対称伝送線路２１とほぼ同様に誘電体基板２の両面２Ａ,２Ｂに設けられ互いに同じ幅寸法を有するスロット５５Ａ,５５Ｂ等によって構成されている。
５６は上下対称伝送線路５５に接続された上下非対称伝送線路で、該上下非対称伝送線路５６は、第１の実施の形態による上下非対称伝送線路１とほぼ同様に誘電体基板２の両面２Ａ,２Ｂに設けられ互いに異なる幅寸法を有するスロット５６Ａ,５６Ｂ等によって構成され、表面側のスロット５６Ａは裏面側のスロット５６Ｂよりも狭い幅寸法を有している。
また、上下非対称伝送線路５６は、例えば第３の実施の形態による接続用線路２４とほぼ同様の接続用線路５７を用いて上下対称伝送線路５５に接続されている。そして、接続用線路５７は、表面２Ａ側に設けられたテーパ状スロット５７Ａと、裏面２Ｂ側に設けられた直線状の接続用スロット５７Ｂによって構成されている。
５８は上下非対称伝送線路５６に接続された電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴ５８という）で、該ＦＥＴ５８は、そのゲート端子Ｇ、ドレイン端子Ｄ、ソース端子Ｓがそれぞれ誘電体基板２の表面２Ａ側の電極５３に接続されている。そして、ＦＥＴ５８は上下非対称伝送線路５６と上下対称伝送線路５５を介して誘電体共振器５２に接続され、共振周波数ｆ0の高周波信号を増幅している。
５９は上下非対称伝送線路５６に接続された終端抵抗で、該終端抵抗５９は、スロット５６Ａを跨いで誘電体基板２の表面２Ａ側の電極５３に接続されている。
本実施の形態による発振回路５１は上述の如き構成を有するもので、誘電体共振器５２、終端抵抗５９等が帯域反射型のフィルタとして、ＦＥＴ５８に共振周波数ｆ0に応じた信号を入力し、ＦＥＴ５８は、この高周波信号を増幅して上下対称伝送線路５５等を介して外部に出力する。
６０は電極５３に形成された平面型帯域阻止フィルタで、該平面型帯域阻止フィルタ６０は、伝送線路５５，５６等の周囲に位置し、ＦＥＴ５８、終端抵抗５９等を取囲んでいる。そして、平面型帯域阻止フィルタ６０は、高周波信号の使用周波数帯域で反射特性を有するように設計されている。
かくして、本実施の形態でも、第１,第３の実施の形態とほぼ同様の作用効果を得ることができる。しかし、本実施の形態では、上下非対称伝送線路５６等をＦＥＴ５８、終端抵抗５９に接続し、発振回路５１を構成したから、ＦＥＴ５８、終端抵抗５９との整合性を高めることができ、利得向上や出力電力を増大させることができる。また、上下非対称伝送線路５６等を用いることによって誘電体共振器５２とＦＥＴ５８とを整合よく接続できるから、発振回路５１の負荷Ｑ（ＱL）を向上することができ、位相雑音を軽減することができる。さらに、狭い幅寸法を有するスロット５６Ａを架橋するようにＦＥＴ５８、終端抵抗５９の接続用電極パターンを配置すればよいから、ＦＥＴ等の電子部品を誘電体基板の両面の電極に接続する場合に比べて、ＦＥＴ５８等の接続用電極パターンの設計自由度を高めることができる。
次に、図２２は本発明による第７の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、上下非対称伝送線路を用いて送受信装置としての通信機装置を構成したことにある。なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
６１は本実施の形態による通信機装置で、該通信機装置６１は、例えば信号処理回路６２と、信号処理回路６２に接続され高周波信号を送受信する高周波能動回路６３とを備え、高周波能動回路６３は、アンテナ共用器６４を介してアンテナ６５に接続されている。
また、高周波能動回路６３の送信側は、信号処理回路６２とアンテナ共用器６４との間に、帯域通過フィルタ６６、増幅器６７、ミキサ６８、帯域通過フィルタ６９、電力増幅器７０が直列接続されている。一方、高周波能動回路６３の受信側は、アンテナ共用器６４と信号処理回路６２との間に、帯域通過フィルタ７１、低雑音増幅器７２、ミキサ７３、帯域通過フィルタ７４、増幅器７５が直列接続されている。そして、ミキサ６８,７３には、例えば第６の実施の形態による発振回路５１とほぼ同様の発振回路７６が接続されている。
７７は増幅器６７等に接続された上下対称伝送線路で、該上下対称伝送線路７７は、第３の実施の形態による上下対称伝送線路２１とほぼ同様に構成され、増幅器６７,７０,７２,７５、ミキサ６８,７３等の電子部品との接続箇所が上下非対称伝送線路１を用いて接続されている。
本実施の形態による通信機装置６１は上述の如き構成を有するもので、次にその作動について説明する。
まず、送信時には、信号処理回路６２から出力された中間周波信号（ＩＦ信号）は、帯域通過フィルタ６６で不要な信号が除去された後、増幅器６７によって増幅されてミキサ６８に入力される。このとき、ミキサ６８は、この中間周波信号と発振回路７６からの搬送波とを掛け合わせて高周波信号（ＲＦ信号）にアップコンバートする。そして、ミキサ６８から出力された高周波信号は、帯域通過フィルタ６９で不要な信号が除去された後、電力増幅器７０によって送信電力に増幅された後、アンテナ共用器６４を介してアンテナ６５から送信される。
一方、受信時には、アンテナ６５から受信された高周波信号は、アンテナ共用器６４を介して帯域通過フィルタ７１に入力される。これにより、高周波信号は、帯域通過フィルタ７１で不要な信号が除去された後、低雑音増幅器７２によって増幅されてミキサ７３に入力される。このとき、ミキサ７３は、この高周波信号と発振回路７６からの搬送波とを掛け合わせて中間周波信号にダウンコンバートする。そして、ミキサ７３から出力された中間周波信号は、帯域通過フィルタ７４で不要な信号が除去され、増幅器７５によって増幅された後、信号処理回路６２に入力される。
かくして、本実施の形態によれば、上下非対称伝送線路１を用いて通信機装置６１を構成するから、増幅器６７,７０,７２,７５等との整合性を高めることができ、通信機装置６１全体の損失を低減することができ、電力効率を高めて消費電力を低減することができると共に、通信品質を向上することができる。
なお、第７の実施の形態では、本発明による上下非対称伝送線路１を送受信装置としての通信機装置６１に適用した場合を例を挙げて説明したが、送受信装置として例えばレーダ装置等に適用してもよい。
図１は第１の実施の形態による上下非対称伝送線路を示す斜視図である。 図２は図１中の第１，第２のスロットを拡大して示す断面図である。 図３は図１中の第１のスロットの幅寸法と伝送損失との関係を示す特性線図である。 図４は図１中の第１のスロットの幅寸法と実効比誘電率との関係を示す特性線図である。 図５は図１中の第１のスロットの幅寸法に対する表面側の電流量と全電流量との比を示す特性線図である。 図６は図１中の第２のスロットの幅寸法と平行平板モードの漏洩損失との関係を示す特性線図である。 図７は図１中の誘電体基板の厚さ寸法と平行平板モードの漏洩損失との関係を示す特性線図である。 図８は図１中の誘電体基板の比誘電率と平行平板モードの漏洩損失との関係を示す特性線図である。 図９は第２の実施の形態による上下非対称伝送線路を示す斜視図である。 図１０は図９中の電子部品等を拡大して示す要部拡大の平面図である。 図１１は第３の実施の形態による上下非対称伝送線路、上下対称伝送線路および接続用線路を示す斜視図である。 図１２は第３の実施の形態による上下非対称伝送線路、上下対称伝送線路および接続用線路を示す平面図である。 図１３は図１１中の接続用線路の線路長と挿入損失との関係を示す特性線図である。 図１４は図１１中の接続用線路の線路長と平行平板モードの漏洩損失との関係を示す特性線図である。 図１５は第４の実施の形態による上下非対称伝送線路、上下対称伝送線路および電子部品を示す斜視図である。 図１６は第４の実施の形態による上下非対称伝送線路、上下対称伝送線路および電子部品を示す平面図である。 図１７は第５の実施の形態による上下非対称伝送線路等を示す断面図である。 図１８は第６の実施の形態による発振回路を示す分解斜視図である。 図１９は図１８中の誘電体基板を単体で示す平面図である。 図２０は図１８中の誘電体基板を単体で示す底面図である。 図２１は図１８中のＦＥＴ等を拡大して示す要部拡大の平面図である。 図２２は第７の実施の形態による通信機装置を示すブロック図である。
符号の説明
１，５６ 上下非対称伝送線路
２ 誘電体基板
２Ａ 表面
２Ｂ 裏面
３Ａ 第１の電極
３Ｂ 第２の電極
４，５６Ａ 第１のスロット
５Ａ 第３の電極
５Ｂ 第４の電極
６，５６Ｂ 第２のスロット
１１，３４，４１ 電子部品
２１，３１，５５，７７ 上下対称伝送線路
２２，３２，５５Ａ 第３のスロット
２３，３３，５５Ｂ 第４のスロット
２４，５７ 接続用線路
２５，５７Ａ テーパ状スロット
２６，５７Ｂ 接続用スロット
３５ λg／４インピーダンス整合回路
４２，６０ 平面型帯域阻止フィルタ
５１ 発振回路（高周波能動回路）
５２ 誘電体共振器
５３ 電極（第１，第２の電極）
５４ 電極（第３，第４の電極）
５８ ＦＥＴ（電子部品）
５９ 終端抵抗（電子部品）
６１ 通信機装置（送受信装置）
６３ 高周波能動回路
６７,７０,７２,７５ 増幅器（電子部品）
６８,７３ ミキサ（電子部品）

Claims (9)

  1. 誘電体基板と、該誘電体基板の表面に互いに所定の間隔を隔てて対向して形成された第１，第２の電極と、該第１，第２の電極の間に挟設された第１のスロットと、前記誘電体基板の裏面に互いに所定の間隔を隔てて対向して形成された第３，第４の電極と、該第３，第４の電極の間に挟設され前記第１のスロットと対向した位置に配置された第２のスロットとからなり、前記第１，第２のスロットに沿って高周波信号を伝搬させる平面誘電体線路において、前記第１のスロットの幅寸法と第２のスロットの幅寸法とは互いに異なる値に設定したことを特徴とする平面誘電体線路。
  2. 前記誘電体基板の比誘電率εｒを２０以上とし、該誘電体基板中の高周波信号の波長をλｇ０としたときに、誘電体基板の厚さ寸法を０．３×λｇ０〜０．４×λｇ０程度に設定し、前記第１，第２のスロットのうち一方のスロットの幅寸法をλｇ０／１００以下に設定し、他方のスロットの幅寸法をλｇ０／１０程度に設定してなる請求項１に記載の平面誘電体線路。
  3. 前記第１，第２のスロットのうち狭い幅寸法を有するスロットには電子部品を接続してなる請求項１または２に記載の平面誘電体線路。
  4. 前記誘電体基板には、前記第１のスロットの一端側に位置して前記第１，第２の電極の間に挟設された第３のスロットと、前記第２のスロットの一端側に位置して前記第３，第４の電極の間に挟設され該第３のスロットと対向し該第３のスロットと同じ幅寸法を有する第４のスロットとを設け、
    前記第１，第３のスロットの間を第１の接続用スロットを用いて接続し、第２，第４のスロットの間を第２の接続用スロットを用いて接続すると共に、第１，第２の接続用スロットのうち少なくともいずれか一方は幅寸法が漸次変化するテーパ状スロットによって構成してなる請求項１，２または３に記載の平面誘電体線路。
  5. 前記第１，第２のスロットを伝搬する高周波信号の波長をλｇとしたときに、前記テーパ状スロットの線路長はλｇ／４〜λｇ／２程度の値に設定してなる請求項４に記載の平面誘電体線路。
  6. 前記誘電体基板には、前記第１のスロットの一端側に位置して前記第１，第２の電極の間に挟設された第３のスロットと、前記第２のスロットの一端側に位置して前記第３，第４の電極の間に挟設され該第３のスロットと対向し該第３のスロットと同じ幅寸法を有する第４のスロットとを設け、
    前記第１，第３のスロットの間を直接接続し、第２，第４のスロットの間を直接接続してインピーダンス整合回路を構成してなる請求項１，２または３に記載の平面誘電体線路。
  7. 前記第１，第２の電極と第３，第４の電極のうち少なくともいずれか一方には前記第１，第２のスロットの周囲に位置して平面型帯域阻止フィルタを設けてなる請求項１，２，３，４，５または６に記載の平面誘電体線路。
  8. 前記請求項１ないし７のうちいずれかに記載の平面誘電体線路を用いた高周波能動回路。
  9. 前記請求項１ないし７のうちいずれかに記載の平面誘電体線路を用いた送受信装置。
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