JP3699664B2 - 非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造およびミリ波送受信器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ミリ波集積回路等に組み込まれて高周波信号の伝送用として用いられ、かつ外部に高周波信号を電波として送受信可能とされた非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造およびミリ波送受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、誘電体線路を１対の平行平板導体によって挟持した構造からなる非放射性誘電体線路（NonRadiative Dielectric Waveguideで、以下ＮＲＤガイドという）が、高周波信号の伝送線路の１種として用いられることが知られている。そして、このＮＲＤガイドを配線基板などに組入れる場合、回路設計上、ＮＲＤガイドを他の高周波用伝送線路，アンテナ等と接続することが必要であり、その場合伝送特性の劣化を小さくして接続することが重要である。
【０００３】
そこで、他の高周波伝送線路との接続構造として、ＮＲＤガイドとマイクロストリップ線路とを接続するための構造が提案されている。その一般的な構造を図４に示す。同図に示すように、一対の平行平板導体１１，１２の間に誘電体線路３が配設されたＮＲＤガイドにおいて、平行平板導体１１にスロット孔１３を形成し、平行平板導体１１のスロット孔１３を含む表面に、中心導体１５が表面に形成された誘電体基板１４をスロット孔１３と中心導体１５の終端部とが所定の位置関係になるように載置して、ＮＲＤガイドとマイクロストリップ線路とをスロット孔１３を介して電磁的に接続するものである。
【０００４】
この他、ＮＲＤガイドの誘電体線路と金属導波管とを接続する構成（図示せず）として、誘電体線路の入力端部または出力端部をテーパー状とし、そのテーパー部に近接させて矩形ホーン状とされた金属導波管の一端を配置するものがある。
【０００５】
さらに、ＮＲＤガイドと金属導波管との接続構造として、平行平板導体の誘電体線路に相当する部分の一部に開孔を設け、その開孔と金属導波管の開放端部とを接続したものが提案されている（特開平１２−２２４０７号公報参照）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＮＲＤガイドの誘電体線路と金属導波管とを接続する場合に、上記の如く誘電体線路の端部をテーパー状としたタイプでは、そのテーパー部の長さは高周波信号の２波長以上の長さを要するため、ミリ波集積回路の小型化という点で不利である。
【０００７】
一方、小型化の点では図４に示した構成がよいが、高周波信号の周波数が３０ＧＨｚ以上のミリ波帯では、マイクロストリップ線路を用いたものでは伝送損失自体が大きくなるため、上記従来の接続構造は信号周波数が３０ＧＨｚ以上である回路基板には不向きであった。
【０００８】
マイクロストリップ線路に代わり、３０ＧＨｚ以上のミリ波帯に対してもＮＲＤガイドと同様に伝送損失の小さい伝搬路構造として金属導波管が知られており、回路設計においても金属導波管を用いることが重要となる。その一例として、平行平板導体の誘電体線路に相当する部分の一部に開孔を設け、その開孔と誘電体導波管の開放端部とを接続したものがある（特開平１２−２２４０７号公報参照）。しかしながら、この構成では、平行平板導体の誘電体線路相当部と誘電体導波管との接続部で信号の反射や漏れが生じ易く、信号の損失を小さく抑える点で不十分なものであった。
【０００９】
従って、本発明は上記問題点に鑑み完成されたものであり、その目的は、３０ＧＨｚ以上のミリ波帯でも損失の小さい伝送が可能であり、外部に高周波信号を電波として送受信可能な小型化されたものとすることである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造は、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、前記高周波信号が伝搬される誘電体線路が配設されて成る非放射性誘電体線路に対して、一方の前記平行平板導体に前記誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が形成されるとともに、該開口に金属導波管の開放終端部が接続されている非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造において、前記金属導波管と反対側の前記平行平板導体の内面と前記誘電体線路との間の空隙が平均５μｍ以下であり、前記誘電体線路の両側面に沿っているとともに前記誘電体線路の終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材であって、前記誘電体線路の終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材の長さが前記高周波信号の周波数で不要モードが遮断される長さ以下の電磁遮蔽部材が設けられていることを特徴とする。
【００１１】
本発明は、上記の構成により、ＮＲＤガイドと金属導波管とを、反射および伝送損失を小さくして接続することができる。金属導波管と反対側の平行平板導体の内面と誘電体線路との間の空隙が平均５μｍを超えると、高周波信号の反射及び伝送損失が著しく大きくなる。一方、誘電体線路と金属導波管側の平行平板導体との間に空隙がある程度形成されていると、高周波信号の反射および伝送損失の劣化を抑えることができる。つまり、平行平板導体の内面と誘電体線路との間にできる空隙について、金属導波管側に形成される場合はよいが、金属導波管と反対側の平行平板導体の内面と誘電体線路との間に形成される空隙は所定以下の小さいものとする必要がある。なお、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔とは、空気中での高周波信号の波長に相当するものである。
【００１２】
本発明において、好ましくは、前記金属導波管側の前記平行平板導体の内面と前記誘電体線路との間の空隙は平均１００μｍ以下であることを特徴する。
【００１３】
本発明は、上記の構成により、空隙による高周波信号の反射および伝送損失の劣化を抑えることができる。金属導波管側の平行平板導体の内面と誘電体線路との間の空隙が平均１００μｍを越えた場合、高周波信号の反射および伝送損失が著しく劣化する。
【００１６】
本発明のミリ波送受信器は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、高周波発生素子が一端部に付設され、前記高周波発生素子から出力された前記ミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、バイアス電圧印加方向が前記ミリ波信号の電界方向に合致するように配置され、前記バイアス電圧を周期的に制御することによって前記ミリ波信号を周波数変調した送信用のミリ波信号として出力するための可変容量ダイオードと、前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは一端が接合されて、前記送信用のミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、前記平行平板導体に平行に配設されたフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記送信用のミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有し、一つの前記接続部から入力された前記送信用のミリ波信号を前記フェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力するサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記送信用のミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続されるサーキュレータと、該サーキュレータの前記第２の接続部に接合され、前記送信用のミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを有する第３の誘電体線路と、前記送受信アンテナで受信され前記第３の誘電体線路を伝搬して前記サーキュレータの前記第３の接続部より出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第４の誘電体線路と、前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記送信用のミリ波信号の一部と前記受信波とを混合して中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、前記第３の誘電体線路の終端部の両側面に沿っているとともに前記第３の誘電体線路の終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材であって、前記第３の誘電体線路の終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材の長さが前記高周波信号の周波数で不要モードが遮断される長さ以下の電磁遮蔽部材が設けられており、一方の前記平行平板導体に前記第３の誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が形成され、かつ一方の開放終端部が前記開口に接続され他方に送受信アンテナが設けられた金属導波管を具備しており、前記金属導波管と反対側の前記平行平板導体の内面と前記第３の誘電体線路との間の空隙が平均５μｍ以下であることを特徴とする。
【００１７】
本発明のミリ波送受信器は、上記の構成により、ミリ波信号の伝送損失が小さくなるため伝送特性に優れ、その結果ミリ波レーダー等に適用した場合に探知距離を増大し得るものとなる。
【００１８】
また、本発明のミリ波送受信器は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、高周波発生素子が一端部に付設され、前記高周波発生素子から出力された前記ミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、バイアス電圧印加方向が前記ミリ波信号の電界方向に合致するように配置され、前記バイアス電圧を周期的に制御することによって前記ミリ波信号を周波数変調した送信用のミリ波信号として出力するための可変容量ダイオードと、前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは一端が接合されて、前記送信用のミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、前記平行平板導体に平行に配設されたフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記送信用のミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有し、一つの前記接続部から入力された前記送信用のミリ波信号を前記フェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力するサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記送信用のミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続されるサーキュレータと、該サーキュレータの前記第２の接続部に接続され、前記送信用のミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナを有する第３の誘電体線路と、先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた第４の誘電体線路と、前記サーキュレータの前記第３の接続部に接続され、前記送信アンテナで受信混入したミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に設けられた無反射終端部で前記ミリ波信号を減衰させる第５の誘電体線路と、前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記送信用のミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、前記第３の誘電体線路と前記第４の誘電体線路の終端部の両側面に沿っているとともに前記第３の誘電体線路と前記第４の誘電体線路の各終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材であって、前記第３の誘電体線路と前記第４の誘電体線路の各終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材の長さが前記高周波信号の周波数で不要モードが遮断される長さ以下の電磁遮蔽部材がそれぞれ設けられており、一方の前記平行平板導体に前記第３の誘電体線路中および前記第４の誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口がそれぞれ形成され、かつ一方の開放終端部が前記開口に接続され他方に送信アンテナまたは受信アンテナが設けられた金属導波管を具備しており、前記金属導波管と反対側の前記平行平板導体の内面と、前記第３の誘電体線路および前記第４の誘電体線路との間のそれぞれの空隙が平均５μｍ以下であることを特徴とする。
【００１９】
本発明は、上記の構成により、ミリ波信号の伝送損失が小さくなるとともに送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、その結果ミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダー等に適用した場合に受信信号のノイズが低減し探知距離が増大するものとなる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
本発明のＮＲＤガイドについて以下に詳細に説明する。図１，図５，図６，図７は本発明のＮＲＤガイドを示す斜視図であり、これらの図に示すように、本発明のＮＲＤガイドは、一対の平行平板導体１，２間に、断面形状が幅ａ×高さｂの矩形の誘電体線路３が配設されており、その終端部は閉じた終端部３ａとなっており、高周波信号に対しては短絡状態ではなく開放状態とされた終端部３ａとなっている。この構成のＮＲＤガイドでは、図２に示したＬＳＭモードによる電界の定在波が終端部３ａの端面からの反射波によって生じる。
【００２１】
本発明では、この定在波の電界の強い部分、即ち図２におけるＥ１，Ｅ２，Ｅ３，Ｅ４のいずれかの箇所に対応する平行平板導体１の部位に、Ｅ１〜Ｅ４の各箇所のいずれかを中心とする開口５を設ける。尚、Ｅ１（下記ｍがｍ＝０）は誘電体線路３の終端部３ａ付近であり、Ｅ２（ｍ＝１），Ｅ３（ｍ＝２），Ｅ４（ｍ＝３）は終端部３ａから管内波長のｍ／２（ｍは０以上の整数）倍の長さに相当する位置に存在する。そして、誘電体線路３と金属導波管４との接続位置は、低損失の点から、Ｅ２，Ｅ３またはＥ４の箇所に開口５を設けることが良い。さらに、低損失および小型化の点からＥ２の個所がより好ましい。
【００２２】
図１に示すように、誘電体線路３と金属導波管４側の平行平板導体１の内面との間の空隙ｔ１は平均１００μｍ以下が好ましく、１００μｍを超えると、高周波信号の反射特性が著しく劣化し、損失も大きくなる。より好ましくはｔ１は平均５０μｍ以下が良い。誘電体線路３と金属導波管４と反対側の平行平板導体２の内面との間の空隙ｔ２は平均５μｍ以下とする。５μｍを超えると反射特性が著しく劣化し、損失も大きくなる。好ましくは、誘電体線路３を平行平板導体２に接着するのがよい。これにより、空隙を小さくすることができる。このとき、誘電体線路３の上面や下面を平行平板導体２に接着する場合、上面や下面の全面を接着すると、高温環境下では誘電体線路３と平行平板導体２との熱膨張係数差により誘電体線路３にクラック等が入ることがあるため、上面や下面の一部を接着することがある。この場合誘電体線路３と平行平板導体１の内面との間に小さな空隙が生じることになる。
【００２３】
また、空隙ｔ２は５μｍ以下と小さくしなければならないことから、誘電体線路３と金属導波管４と反対側の平行平板導体２の内面とを接着することが好ましい。
【００２４】
誘電体線路３と平行平板導体１の内面との間の空隙ｔ１，ｔ２は、例えば誘電体線路３と平行平板導体１とを信号伝送方向に平行な面で切断しその断面を観察することにより測定することができる。また、誘電体線路３の接合面の算術平均粗さおよび平行平板導体１の内面の算術平均粗さを測定し、それらから算出することもできる。
【００２５】
誘電体線路３と金属導波管４とは、平行平板導体１に設けられた開口５を介して接続される。接続の構成としては、これらの電界方向が合致するようにして接続する。即ち、図６に示すように、開口５に金属導波管４の一方の開放終端部４１が接続される構成である。これに加え、高周波信号（以下、信号ともいう）の漏洩等による接続損失を低減し、信号の反射を小さくするために、図１に示すように、開口５の周辺の誘電体線路３の終端部３ａの両側面に沿って電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２を配設することがよい。また、終端部３ａの端面に離隔して電磁遮蔽部材Ｂ３を設けており、終端部３ａの端面側への高周波信号の漏洩を防ぐことができる。
【００２６】
本発明の電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３は、電気的導体材料からなっていればよく、具体的にはＣｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ｎｉ，Ｃｒ，Ｔｉ，Ａｕ，Ａｇ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金），Ｆｅ−Ｎｉ合金，Ｆｅ−Ｎｉ−Ｃｏ合金等の金属、合金、または上記金属元素の１種以上を主成分として含む合金が好ましい。これらは高い導電性を有し形状の加工性も比較的良好である。また、プラスチック，セラミックス等の絶縁性の基体表面に上記金属材料をメッキ法等により被着させたもの、あるいはプラスチック，セラミックス等の絶縁性の基体表面に上記金属材料の微粒子を含む導電性樹脂等をコートしたものでもよい。
【００２７】
また、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３は、板状のもので壁を成すもの、梯子状のものを梯子段が立設するように配置したもの、格子状のもの、網目状のもの、複数のポール状（柱状）のものを立設して配列したもの等種々の形状とし得る。梯子状のものの場合の梯子段と梯子段との間隔、格子状のものの場合の格子間隔、網目状のもの場合の網目間隔、ポール状のものの場合のポール間隔は、電磁遮蔽を行ううえでそれぞれλ／４以下（λは高周波信号の波長）とするのがよい。
【００２８】
電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３の高さｂ１（図１）は、平行平板導体１，２の間隔ｂと同じであるのが、電磁遮蔽の点で好ましいが、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３の高さはｂよりも若干低くてもよい。電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２の長さｃは、誘電体線路３の終端部３ａの端面から開口５を超える長さとするのがよく、その場合信号の漏洩等を有効に抑えることができる。
【００２９】
誘電体線路３の側面と電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２との間隔ｄ１，ｄ２は、それぞれλ／１６以上が好ましく、λ／１６未満では、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２に対向する誘電体線路３のインピーダンスが変化し、誘電体線路３中を伝搬してきた信号の反射が大きくなる。また、誘電体線路３の幅とｄ１，ｄ２との和に等しくなる電磁遮蔽部材Ｂ３の長さｄは、動作周波数で不要モードが遮断される幅ｄｘ以下であり、この幅ｄｘを超えると、信号の漏洩等を有効に抑えることが困難になる。例えば、ｄｘは、信号の周波数が７７ＧＨｚ，誘電体線路３の比誘電率が４．９（コーディエライトセラミックス）の場合、約３．２ｍｍである。また、誘電体線路３の端面と電磁遮蔽部材Ｂ３との間に間隔ｄ３が有る場合、ｄ３は特に限定するものではない。
【００３０】
平行平板導体１に形成した開口５の形状および寸法は、図１（ａ）に示すように、誘電体線路３の管内波長の半分以下の長さＬと、誘電体線路３の幅ａと同じ程度の幅Ｗを持つ長方形等の矩形がよく、このような矩形状の開口５は接続損失が小さいうえ加工性も良好である。また、矩形状に限らず、円形状、長円形状等であってもよい。
【００３１】
本発明では、図５に示すように、平行平板導体１の主面に平行な方向において誘電体線路３に金属導波管４を接続した構成とすることもできる。この場合、開口５に、一方が閉じた終端部で他方が開放終端部とされた金属導波管４の閉じた終端部から管内波長のｎ／２＋１／４（ｎは０以上の整数）倍の位置の側面に設けられた開口が接続されているのがよい。これにより、金属導波管４の電界強度が最も大きくなる部位が接続されるため、高周波信号の損失が小さくなり伝送特性が向上する。
【００３２】
さらに本発明において、図６に示すように、金属導波管４の他方の開放終端部４２を漸次大口径化されたホーンアンテナ６と成すことが好ましい。この構成により、金属導波管４の他方の開放終端部４２をアンテナとして共用することができ、他のアンテナ部材を設ける場合と比較して、アンテナ部材との接続部による接続損失が小さくなる。また高周波信号を電波として外部に送受信可能とすることで、高効率の伝送特性を有する自動車用のミリ波レーダーシステム等に適用できる。また、図７のように、金属導波管４の他方の開放終端部４２に、平面アンテナ７等のアンテナ部材を設けることが好適である。この場合、図６の場合よりもアンテナ部材の接続損失が若干大きくなるが、金属導波管４の他方の開放終端部４２にアンテナ部材を設けることで高周波信号を電波として外部に送受信可能とし、高効率の伝送特性を有する自動車用のミリ波レーダーシステム等に適用できる。
【００３３】
本発明において、金属導波管４に設けられる開口面アンテナとしてはホーンアンテナ，積層型開口面アンテナ等があり、平面アンテナとしてはパッチアンテナ，スロットアンテナ，プリントダイポールアンテナ等があり、特にミリ波帯域ではミリ波集積回路の小型化の点で平面アンテナが好ましい。このアンテナについては、上記範疇のものであればその他種々のものが使用できる。
【００３４】
金属導波管４はＣｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体材料、あるいはセラミックス，樹脂等から成る絶縁材料の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。これらの導体材料は、高い電気伝導度および加工性等の点で好適である。また、誘電体線路３の材料は、テフロン，ポリスチレン等の樹脂系誘電体材料、またはコーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ2Ｏ3・５ＳｉＯ2）セラミックス，アルミナ（Ａｌ2Ｏ3）セラミックス，ガラスセラミックス等のセラミックスが好ましく、これらは高周波帯域において低損失である。
【００３５】
本発明でいう高周波帯域は数１０〜数１００ＧＨｚ帯域のマイクロ波帯域およびミリ波帯域に相当し、例えば３０ＧＨｚ以上、特に５０ＧＨｚ以上、更には７０ＧＨｚ以上の高周波帯域が好適である。
【００３６】
本発明のＮＲＤガイド用の平行平板導体１，２は、高い電気伝導度および加工性等の点で、Ｃｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体板、あるいはセラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。
【００３７】
また、本発明のＮＲＤガイドは、高周波発生素子としてガンダイオード等の高周波ダイオードを組み込むことによって、無線ＬＡＮ，自動車のミリ波レーダー等に使用されるものであり、例えば自動車の周囲の障害物および他の自動車に対しミリ波を照射し、反射波を元のミリ波と合成して中間周波信号を得、この中間周波信号を分析することにより障害物および他の自動車までの距離、それらの移動速度等が測定できる。
【００３８】
かくして、本発明は、ＮＲＤガイドの誘電体線路と金属導波管とを接続損失を小さくして接続することができ、またＮＲＤガイドおよびそれが組み込まれるミリ波集積回路等が小型化されるという作用効果を有する。
【００３９】
次に本発明のミリ波送受信器について以下に説明する。図８〜図１１は本発明のミリ波送受信器を示し、図８は送信アンテナと受信アンテナが一体化されたものの平面図、図９は送信アンテナと受信アンテナが独立したものの平面図、図１０はミリ波信号発振部の斜視図、図１１はミリ波信号発振部用の可変容量ダイオード（バラクタダイオード）を設けた配線基板の斜視図である。
【００４０】
図８において、５１は本発明の一方の平行平板導体（他方は省略する）、５２は第１の誘電体線路５３の一端部に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部である。このミリ波信号発振部は、ガンダイオード等の高周波ダイオードと可変容量ダイオードを具備しており、バイアス電圧印加方向がミリ波信号の電界方向に合致するように、第１の誘電体線路５３の高周波ダイオード（高周波発生素子）近傍に可変容量ダイオードが配置されており、その可変容量ダイオードの入出力電極間に印加するバイアス電圧を制御して、高周波ダイオードからのミリ波信号を三角波，正弦波等で周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。
【００４１】
５３は、高周波ダイオードから出力された高周波信号が変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路、５４は、第１，第３，第４の誘電体線路５３，５５，５７にそれぞれ接続される第１，第２，第３の接続部５４ａ，５４ｂ，５４ｃを有する、フェライト円板等から成るサーキュレータ、５５は、サーキュレータ５４の第２の接続部５４ｂに接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナ５６を有する第３の誘電体線路、５６は、第３の誘電体線路５５に金属導波管を介して接続される送受信アンテナである。
【００４２】
なお、サーキュレータ５４は、平行平板導体５１に平行に配設されたフェライト円板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第1の接続部５４ａ，第２の接続部５４ｂおよび第３の接続部５４ｃを有し、一つの接続部から入力されたミリ波信号をフェライト円板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力させるものである。
【００４３】
また５７は、送受信アンテナ５６で受信され第３の誘電体線路５５を伝搬してサーキュレータ５４の第３の接続部５４ｃより出力した受信波をミキサー５９側へ伝搬させる第４の誘電体線路、５８は、第１の誘電体線路５３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路５３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー５９側へ伝搬させる第２の誘電体線路、５８ａは、第２の誘電体線路５８のミキサー５９と反対側の一端部に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。図中Ｍ１は、第２の誘電体線路５８の中途と第４の誘電体線路５７の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波を混合させて中間周波信号を発生させるミキサー部である。
【００４４】
本発明では、第１の誘電体線路５３と第２の誘電体線路５８とを接合する場合、誘電体線路５３，５８のうちいずれか一方の接合部を円弧状となし、その円弧状部の曲率半径ｒを高周波信号の波長λ以上とするのがよい。これにより、高周波信号を低損失に、かつ出力電力を均等に分岐させることができる。また、第２の誘電体線路５８と第４の誘電体線路５７とを接合する場合、上記と同様に、誘電体線路５８，５７のうちいずれか一方の接合部を円弧状となし、その円弧状部の曲率半径ｒを高周波信号の波長λ以上とするのがよい。
【００４５】
そして、これらの各種部品は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に設けられており、第３の誘電体線路５５の開放状態とされた終端部から生じる定在波の電界が最大になる箇所に対応して、一方の平行平板導体に開口が形成され、その開口に金属導波管を介して送受信アンテナ５６が設けられている。この金属導波管、送受信アンテナ５６の構成、金属導波管と第３の誘電体線路５５との接続構造、および各誘電体線路の詳細な構成、材料、電磁遮蔽部材等については、上述した通りである。
【００４６】
図８において、第１の誘電体線路５３の中途に、図１１に示した構成の変調器としてのスイッチを介在させ、ミリ波信号を変調することもできる。例えば、図１１のように、配線基板３８の一主面に第２のチョーク型バイアス供給線路４０を形成し、その中途に実装されたＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオードを設けたスイッチである。この配線基板３８を、第１の誘電体線路５３の第２の誘電体線路５８との信号分岐部とサーキュレータ５４との間に、ＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオードなどの振幅変調用ダイオードの入出力電極に印加されるバイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するようにして、図１０に示すように第１の誘電体線路５３に介在させるものである。
【００４７】
また、第１の誘電体線路５３にもう一つのサーキュレータを介在させ、その第１，第３の接続部に第１の誘電体線路５３を接続し、第２の接続部に他の誘電体線路を接続し、その誘電体線路の先端部の端面に、図１１のようなショットキーバリアダイオードを設けたスイッチを設置してもよい。
【００４８】
本発明のミリ波送受信器について実施の形態の他の例として、送信アンテナと受信アンテナを独立させた図９のタイプがある。同図において、６１は本発明の一方の平行平板導体（他方は省略する）、６２は第１の誘電体線路６３の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部である。このミリ波信号発振部は、ガンダイオード等の高周波ダイオードと可変容量ダイオードを具備しており、バイアス電圧印加方向がミリ波信号の電界方向に合致するように、第１の誘電体線路６３の高周波ダイオード近傍に可変容量ダイオードが配置されている。その可変容量ダイオードの入出力電極間に印加するバイアス電圧を制御して、高周波ダイオードからのミリ波信号を三角波，正弦波等で周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。
【００４９】
６３は、高周波ダイオードから出力された高周波信号が変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路、６４は、第１，第３，第５の誘電体線路６３，６５，６７にそれぞれ接続される第１，第２，第３の接続部６４ａ，６４ｂ，６４ｃを有する、フェライト円板等から成るサーキュレータである。６５は、サーキュレータ６４の第２の接続部６４ｂに接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナ６６を有する第３の誘電体線路、６６は、第３の誘電体線路６５に金属導波管を介して接続される送信アンテナ、６７は、サーキュレータ６４の第３の接続部６４ｃに接続され、送信用のミリ波信号を減衰させる無反射終端部６７ａが先端に設けられた第５の誘電体線路である。
【００５０】
また６８は、第１の誘電体線路６３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路６３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー７１側へ伝搬させる第２の誘電体線路、６８ａは、第２の誘電体線路６８のミキサー７１と反対側の一端部に設けられた無反射終端部、６９は、受信アンテナ７０で受信された受信波をミキサー７１側へ伝搬させる第４の誘電体線路である。図中Ｍ２は、第２の誘電体線路６８の中途と第４の誘電体線路６９の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサー部である。
【００５１】
本発明では、第１の誘電体線路６３と第２の誘電体線路６８とを接合する場合、誘電体線路６３，６８のうちいずれか一方の接合部を円弧状となし、その円弧状部の曲率半径ｒを高周波信号の波長λ以上とするのがよい。これにより、高周波信号を低損失で、かつ出力電力を均等に分岐させることができる。また、第２の誘電体線路６８と第４の誘電体線路６９とを接合する場合、上記と同様に、誘電体線路６８，６９のうちいずれか一方の接合部を円弧状となし、その円弧状部の曲率半径ｒを高周波信号の波長λ以上とするのがよい。
【００５２】
そして、これらの各種部品は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に設けられており、第３の誘電体線路６５と第４の誘電体線路６９のそれぞれについて、それぞれの開放状態の終端部からの反射波によって生じるＬＳＭ（Longitudinal Section Magnetic）01モードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して一方の平行平板導体に開口が形成され、その開口に、一端に送信アンテナ６６または受信アンテナ７０が設けられた金属導波管の他端の開放終端部が接続される。この金属導波管，送受信アンテナの構成、金属導波管と第３の誘電体線路６５，第４の誘電体線路６９との接続構造、および各誘電体線路の詳細な構成、材料、電磁遮蔽部材等については、上述した通りである。
【００５３】
図９において、サーキュレータ６４をなくし、第１の誘電体線路６３の先端部に送信アンテナ６６を接続した構成とすることもできる。この場合、小型化されたものとなるが、受信波の一部がミリ波信号発振部６２に混入しノイズ等の原因となり易いため、図９のタイプが好ましい。
【００５４】
また、図９において、第１の誘電体線路６３の中途に、図１１の構成のスイッチを設け、それを振幅変調信号で制御することでミリ波信号を振幅変調することもできる。例えば、図１１のように、配線基板３８の一主面に第２のチョーク型バイアス供給線路４０を形成し、その中途に実装されたビームリードタイプのＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオードを設けたスイッチである。この配線基板３８を、第１の誘電体線路６３の第２の誘電体線路６８との信号分岐部と、サーキュレータ６４との間に、ＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオードなどの振幅変調用ダイオードの入出力電極に印加されるバイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するようにして、図１０に示すようにして第１の誘電体線路６３に介在させるものである。
【００５５】
また、第１の誘電体線路６３にもう一つのサーキュレータを介在させ、その第１，第３の接続部に第１の誘電体線路６３を接続し、第２の接続部に他の誘電体線路を接続し、その誘電体線路の先端部の端面に、図１１のようなショットキーバリアダイオードを設けたスイッチを設置してもよい。
【００５６】
図９のタイプにおいて、第２の誘電体線路６８が、第３の誘電体線路６５に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第３の誘電体線路６５に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー７１側へ伝搬させるように配置されていてもよい。この場合も図９のものと同様の効果が得られる。
【００５７】
これらのミリ波送受信器において、平行平板導体間の間隔はミリ波信号の空気中での波長であって使用周波数での波長の２分の１以下となる。
【００５８】
図８，図９のミリ波送受信器用のミリ波信号発振部５２，６２を図１０，図１１に示す。これらの図において、３２は、ガンダイオード３３を設置するための金属ブロック等の金属部材、３３は、ミリ波を発振する高周波ダイオードの１種であるガンダイオード、３４は、金属部材３２の一側面に設置され、ガンダイオード３３にバイアス電圧を供給するとともに高周波信号の漏れを防ぐローパスフィルタとして機能するチョーク型バイアス供給線路３４ａを形成した配線基板である。また３５は、チョーク型バイアス供給線路３４ａとガンダイオード３３の上部導体とを接続する金属箔リボン等の帯状導体、３６は、誘電体基体に共振用の金属ストリップ線路３６ａを設けた金属ストリップ共振器、３７は、金属ストリップ共振器３６により共振した高周波信号をミリ波信号発振部外へ導く誘電体線路である。
【００５９】
さらに、誘電体線路３７の中途には、周波数変調用ダイオードであって可変容量ダイオードの１種であるバラクタダイオード３０を装荷した配線基板３８を設置している。このバラクタダイオード３０の入出力電極は、誘電体線路３７での高周波信号の伝搬方向に垂直かつ平行平板導体の主面に平行な方向（電界方向）に並んでいる。また、バラクタダイオード３０の入出力電極に印可されるバイアス電圧の印加方向は、誘電体線路３７中を伝搬するＬＳＭ01モードの高周波信号の電界方向と合致しており、これにより高周波信号とバラクタダイオード３０とを電磁結合させ、バイアス電圧を制御することによりバラクタダイオード３０の静電容量を変化させることで、高周波信号の周波数を制御できる。また、３９は、バラクタダイオード３０と誘電体線路３７とのインピーダンス整合をとるための高比誘電率の誘電体板である。
【００６０】
また図１１に示すように、配線基板３８の一主面には第２のチョーク型バイアス供給線路４０が形成され、第２のチョーク型バイアス供給線路４０の中途にビームリードタイプのバラクタダイオード３０が配置される。第２のチョーク型バイアス供給線路４０のバラクタダイオード３０との接続部には、接続用の電極３１が形成されている。
【００６１】
そして、ガンダイオード３３から発振された高周波信号は、金属ストリップ共振器３６を通して誘電体線路３７に導出される。次いで、高周波信号の一部はバラクタダイオード３０部で反射されてガンダイオード３３側へ戻る。この反射信号がバラクタダイオード３０の静電容量の変化に伴って変化し、発振周波数が変化する。
【００６２】
また、図８，図９のミリ波送受信器はＦＭＣＷ（Frequency Modulation Continuous Waves）方式であり、ＦＭＣＷ方式の動作原理は以下のようなものである。ミリ波信号発振部の変調信号入力用のＭＯＤＩＮ端子に、電圧振幅の時間変化が三角波等となる入力信号を入力し、その出力信号を周波数変調し、ミリ波信号発振部の出力周波数偏移を三角波等になるように偏移させる。そして、送受信アンテナ５６，送信アンテナ６６より出力信号（送信波）を放射した場合、送受信用アンテナ５６，送信アンテナ６６の前方にターゲットが存在すると、電波の伝搬速度の往復分の時間差をともなって、反射波（受信波）が戻ってくる。この時、ミキサー５９，７１の出力側のＩＦＯＵＴ端子には、送信波と受信波の周波数差が出力される。このＩＦＯＵＴ端子の出力周波数等の周波数成分を解析することで、Ｆif＝４Ｒ・ｆｍ・Δｆ／ｃ｛Fif：ＩＦ（Intermediate Frequency）出力周波数，Ｒ：距離，ｆｍ：変調周波数，Δｆ：周波数偏移幅，ｃ：光速｝という関係式から距離が得られる。
【００６３】
本発明のミリ波信号発振部において、チョーク型バイアス供給線路３４ａおよび帯状導体３５の材料は、Ｃｕ，Ａｌ，Ａｕ，Ａｇ，Ｗ，Ｔｉ，Ｎｉ，Ｃｒ，Ｐｄ，Ｐｔ等から成り、特にＣｕ，Ａｇが、電気伝導度が良好であり、損失が小さく、発振出力が大きくなるといった点で好ましい。また、帯状導体３５は金属部材３２の表面から所定間隔をあけて金属部材３２と電磁結合しており、チョーク型バイアス供給線路３４ａとガンダイオード３３間に架け渡されている。即ち、帯状導体３５の一端はチョーク型バイアス供給線路３４ａの一端に半田付け等により接続され、帯状導体３５の他端はガンダイオード３３の上部導体に半田付け等により接続されており、帯状導体３５の接続部を除く中途部分は宙に浮いた状態となっている。
【００６４】
そして、金属部材３２は、ガンダイオード３３の電気的な接地（アース）を兼ねているため金属導体であれば良く、その材料は金属（合金を含む）導体であれば特に限定するものではないが、真鍮（黄銅：Ｃｕ−Ｚｎ合金），Ａｌ，Ｃｕ，ＳＵＳ（ステンレススチール），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等から成る。また金属部材３２は、全体が金属から成る金属ブロック、セラミックスやプラスチック等の絶縁基体の表面全体または部分的に金属メッキしたもの、絶縁基体の表面全体または部分的に導電性樹脂材料等をコートしたものであっても良い。
【００６５】
かくして、本発明のミリ波送受信器は、図８のものではミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離を増大し得るものとなり、図９のものではミリ波信号の伝送特性に優れるうえ送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、その結果受信信号のノイズが低減し探知距離が増大するものとなる。
【００６７】
図１，図６に示すＮＲＤガイドと金属導波管との接続構造を以下のように構成した。まず、図１のＮＲＤガイドを以下のように構成した。一対の平行平板導体１，２として、厚さ６ｍｍの２枚のＡｌ板を１．８ｍｍの間隔で平行に置き、断面形状が幅０．８ｍｍ、高さ１．８ｍｍ、長さ６０ｍｍ、比誘電率４．８のコーディエライトセラミックスから成る誘電体線路３を平行平板導体１，２板間に設置することで、ＮＲＤガイドの本体部分を作製した。そして、誘電体線路３の終端部３ａ側の上面に、図１に示す接続構造を設けた。即ち、誘電体線路３の終端部３ａの端面から２．５２ｍｍの位置に中心を持つ、幅Ｗが１．５５ｍｍ、長さＬが３．１０ｍｍの矩形の開口５を平行平板導体１に開けた。
【００６８】
また、図１に示すように、Ａｌから成る板状の電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２を、終端部３ａ側の誘電体線路３の両側面に沿うように立設した。このとき、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２の高さｂ１は１．８ｍｍ、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２の長さｃは５．８ｍｍ、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２と誘電体線路３の側面との間隔ｄ１，ｄ２は１．５５ｍｍであった。
【００６９】
そして、開口５に対して、開口５形状と略同じ断面形状を持つ金属導波管４を接続した。この構成の接続構造について、誘電体線路３（ＬＳＭモード）側からみた金属導波管４との接続部（開口５）での反射損失ｓ11を有限要素法によりシミュレーションして算出した。この計算結果を図３のグラフに示す。
【００７０】
平行平板導体１，２と誘電体線路３とが接着されており、これらの間に空隙が無い場合についてシミュレーションを行った。その結果、反射特性は７６〜７７ＧＨｚで−２０ｄＢ以下（−３７ｄＢ：７６．５ＧＨｚ）の特性が得られた。
【００７１】
金属導波管４側の平行平板導体１の内面と誘電体線路３との間に１００μｍの空隙がある場合についてシミュレーションを行った。その結果、反射特性は７６〜７７ＧＨｚで−２０ｄＢ以下（−３４ｄＢ：７６．５ＧＨｚ）の特性が得られた。
【００７２】
金属導波管４と反対側の平行平板導体２の内面と誘電体線路３との間に１０μｍの空隙がある場合についてシミュレーションを行った。その結果、反射特性は７６〜７７ＧＨｚで−２０ｄＢ以上（−１８ｄＢ：７６．５ＧＨｚ）で特性が劣化した。
【００７３】
図３から、平行平板導体１，２と誘電体線路３との間に空隙の無い構造のものと、金属導波管４側の平行平板導体１の内面と誘電体線路３との間に１００μｍの空隙があるものは、−２０ｄＢ以下の良好な変換特性を示し、低い反射特性で低損失な接続が可能なことが判った。これに対し、金属導波管４と反対側の平行平板導体２の内面と誘電体線路３との間に１０μｍの空隙があるものは反射特性が劣化したことがわかった。
【００７４】
また、図５のものについても同様にシミュレーションを行ったが、上記例と同様の結果が得られた。
【００７５】
なお、本発明は、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々の変更を行うことは何等差し支えない。
【００７６】
本発明は、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、高周波信号が伝搬される誘電体線路が配設されて成るＮＲＤガイドに対して、一方の平行平板導体に誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が形成されるとともに、その開口に金属導波管の開放終端部が接続されているものにおいて、金属導波管と反対側の平行平板導体の内面と誘電体線路との間の空隙が平均５μｍ以下であり、前記誘電体線路の両側面に沿っているとともに誘電体線路の終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材であって、前記誘電体線路の終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材の長さが高周波信号の周波数で不要モードが遮断される長さ以下の電磁遮蔽部材が設けられていることにより、ＮＲＤガイドと金属導波管とを、反射および伝送損失を小さくして接続することができる。金属導波管と反対側の平行平板導体の内面と誘電体線路との間の空隙が平均５μｍを超えると、高周波信号の反射及び伝送損失が著しく大きくなる。
【００７７】
本発明は、好ましくは金属導波管側の平行平板導体の内面と誘電体線路との間の空隙は平均１００μｍ以下であることにより、空隙による高周波信号の反射および伝送損失の劣化を抑えることができる。
【００７８】
また本発明は、好ましくは、誘電体線路の両側面に沿って電磁遮蔽部材が設けられていることにより、高周波信号の漏洩等の接続損失が低減され、反射を小さくすることができる。
【００７９】
本発明の送受信アンテナを具備したＮＲＤガイド型のミリ波送受信器は、第３の誘電体線路の終端部の両側面に沿って電磁遮蔽部材が設けられるとともに、一方の平行平板導体に第３の誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が形成され、かつ一方の開放終端部が開口に接続され他方に送受信アンテナが設けられた金属導波管を具備しており、金属導波管と反対側の平行平板導体の内面と第３の誘電体線路との間の空隙が平均５μｍ以下であることにより、ミリ波信号の伝送特性に優れ、その結果ミリ波レーダー等に適用した場合に探知距離を増大し得るものとなる。
【００８０】
また、本発明の送信アンテナと受信アンテナが独立したＮＲＤガイド型のミリ波送受信器は、第３の誘電体線路と第４の誘電体線路の終端部の両側面に沿って電磁遮蔽部材がそれぞれ設けられるとともに、一方の平行平板導体に第３の誘電体線路中および第４の誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口がそれぞれ形成され、かつ一方の開放終端部が開口に接続され他方に送信アンテナまたは受信アンテナが設けられた金属導波管を具備しており、金属導波管と反対側の平行平板導体の内面と、第３の誘電体線路および第４の誘電体線路との間のそれぞれの空隙が平均５μｍ以下であることにより、ミリ波信号の伝送特性に優れるうえ送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、その結果受信信号のノイズが低減し探知距離が増大するものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＮＲＤガイドと金属導波管との接続構造について実施の形態の例を示し、（ａ）は誘電体線路の終端部の両側面に沿って電磁遮蔽部材を設けたものの部分透過斜視図、（ｂ）は（ａ）について誘電体線路の軸方向を含む面で切断した場合の縦断面図である。
【図２】ＮＲＤガイド内の誘電体線路の電界分布を説明するための平面図である。
【図３】図１のものについて平行平板導体の内面と誘電体線路との間の空隙を三種に変化させた場合の高周波信号の伝送特性を示すグラフである。
【図４】従来例を示し、ＮＲＤガイドの誘電体線路にマイクロストリップ線路を接続したものの斜視図である。
【図５】本発明の接続構造について実施の形態の他の例を示す斜視図である。
【図６】本発明の接続構造について実施の形態の他の例を示す斜視図である。
【図７】本発明の接続構造について実施の形態の他の例を示す斜視図である。
【図８】本発明のＮＲＤガイド型のミリ波送受信器について実施の形態の例を示す平面図である。
【図９】本発明のＮＲＤガイド型のミリ波送受信器について実施の形態の他の例を示す平面図である。
【図１０】本発明のミリ波送受信器用のミリ波信号発振部の斜視図である。
【図１１】図１０のミリ波信号発振部用の可変容量ダイオードを設けた配線基板の斜視図である。
【符号の説明】
１，２：平行平板導体
３：誘電体線路
３ａ：終端部
４：金属導波管
５：開口
【発明の属する技術分野】
本発明は、ミリ波集積回路等に組み込まれて高周波信号の伝送用として用いられ、かつ外部に高周波信号を電波として送受信可能とされた非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造およびミリ波送受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、誘電体線路を１対の平行平板導体によって挟持した構造からなる非放射性誘電体線路（NonRadiative Dielectric Waveguideで、以下ＮＲＤガイドという）が、高周波信号の伝送線路の１種として用いられることが知られている。そして、このＮＲＤガイドを配線基板などに組入れる場合、回路設計上、ＮＲＤガイドを他の高周波用伝送線路，アンテナ等と接続することが必要であり、その場合伝送特性の劣化を小さくして接続することが重要である。
【０００３】
そこで、他の高周波伝送線路との接続構造として、ＮＲＤガイドとマイクロストリップ線路とを接続するための構造が提案されている。その一般的な構造を図４に示す。同図に示すように、一対の平行平板導体１１，１２の間に誘電体線路３が配設されたＮＲＤガイドにおいて、平行平板導体１１にスロット孔１３を形成し、平行平板導体１１のスロット孔１３を含む表面に、中心導体１５が表面に形成された誘電体基板１４をスロット孔１３と中心導体１５の終端部とが所定の位置関係になるように載置して、ＮＲＤガイドとマイクロストリップ線路とをスロット孔１３を介して電磁的に接続するものである。
【０００４】
この他、ＮＲＤガイドの誘電体線路と金属導波管とを接続する構成（図示せず）として、誘電体線路の入力端部または出力端部をテーパー状とし、そのテーパー部に近接させて矩形ホーン状とされた金属導波管の一端を配置するものがある。
【０００５】
さらに、ＮＲＤガイドと金属導波管との接続構造として、平行平板導体の誘電体線路に相当する部分の一部に開孔を設け、その開孔と金属導波管の開放端部とを接続したものが提案されている（特開平１２−２２４０７号公報参照）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＮＲＤガイドの誘電体線路と金属導波管とを接続する場合に、上記の如く誘電体線路の端部をテーパー状としたタイプでは、そのテーパー部の長さは高周波信号の２波長以上の長さを要するため、ミリ波集積回路の小型化という点で不利である。
【０００７】
一方、小型化の点では図４に示した構成がよいが、高周波信号の周波数が３０ＧＨｚ以上のミリ波帯では、マイクロストリップ線路を用いたものでは伝送損失自体が大きくなるため、上記従来の接続構造は信号周波数が３０ＧＨｚ以上である回路基板には不向きであった。
【０００８】
マイクロストリップ線路に代わり、３０ＧＨｚ以上のミリ波帯に対してもＮＲＤガイドと同様に伝送損失の小さい伝搬路構造として金属導波管が知られており、回路設計においても金属導波管を用いることが重要となる。その一例として、平行平板導体の誘電体線路に相当する部分の一部に開孔を設け、その開孔と誘電体導波管の開放端部とを接続したものがある（特開平１２−２２４０７号公報参照）。しかしながら、この構成では、平行平板導体の誘電体線路相当部と誘電体導波管との接続部で信号の反射や漏れが生じ易く、信号の損失を小さく抑える点で不十分なものであった。
【０００９】
従って、本発明は上記問題点に鑑み完成されたものであり、その目的は、３０ＧＨｚ以上のミリ波帯でも損失の小さい伝送が可能であり、外部に高周波信号を電波として送受信可能な小型化されたものとすることである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造は、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、前記高周波信号が伝搬される誘電体線路が配設されて成る非放射性誘電体線路に対して、一方の前記平行平板導体に前記誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が形成されるとともに、該開口に金属導波管の開放終端部が接続されている非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造において、前記金属導波管と反対側の前記平行平板導体の内面と前記誘電体線路との間の空隙が平均５μｍ以下であり、前記誘電体線路の両側面に沿っているとともに前記誘電体線路の終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材であって、前記誘電体線路の終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材の長さが前記高周波信号の周波数で不要モードが遮断される長さ以下の電磁遮蔽部材が設けられていることを特徴とする。
【００１１】
本発明は、上記の構成により、ＮＲＤガイドと金属導波管とを、反射および伝送損失を小さくして接続することができる。金属導波管と反対側の平行平板導体の内面と誘電体線路との間の空隙が平均５μｍを超えると、高周波信号の反射及び伝送損失が著しく大きくなる。一方、誘電体線路と金属導波管側の平行平板導体との間に空隙がある程度形成されていると、高周波信号の反射および伝送損失の劣化を抑えることができる。つまり、平行平板導体の内面と誘電体線路との間にできる空隙について、金属導波管側に形成される場合はよいが、金属導波管と反対側の平行平板導体の内面と誘電体線路との間に形成される空隙は所定以下の小さいものとする必要がある。なお、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔とは、空気中での高周波信号の波長に相当するものである。
【００１２】
本発明において、好ましくは、前記金属導波管側の前記平行平板導体の内面と前記誘電体線路との間の空隙は平均１００μｍ以下であることを特徴する。
【００１３】
本発明は、上記の構成により、空隙による高周波信号の反射および伝送損失の劣化を抑えることができる。金属導波管側の平行平板導体の内面と誘電体線路との間の空隙が平均１００μｍを越えた場合、高周波信号の反射および伝送損失が著しく劣化する。
【００１６】
本発明のミリ波送受信器は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、高周波発生素子が一端部に付設され、前記高周波発生素子から出力された前記ミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、バイアス電圧印加方向が前記ミリ波信号の電界方向に合致するように配置され、前記バイアス電圧を周期的に制御することによって前記ミリ波信号を周波数変調した送信用のミリ波信号として出力するための可変容量ダイオードと、前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは一端が接合されて、前記送信用のミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、前記平行平板導体に平行に配設されたフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記送信用のミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有し、一つの前記接続部から入力された前記送信用のミリ波信号を前記フェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力するサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記送信用のミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続されるサーキュレータと、該サーキュレータの前記第２の接続部に接合され、前記送信用のミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを有する第３の誘電体線路と、前記送受信アンテナで受信され前記第３の誘電体線路を伝搬して前記サーキュレータの前記第３の接続部より出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第４の誘電体線路と、前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記送信用のミリ波信号の一部と前記受信波とを混合して中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、前記第３の誘電体線路の終端部の両側面に沿っているとともに前記第３の誘電体線路の終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材であって、前記第３の誘電体線路の終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材の長さが前記高周波信号の周波数で不要モードが遮断される長さ以下の電磁遮蔽部材が設けられており、一方の前記平行平板導体に前記第３の誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が形成され、かつ一方の開放終端部が前記開口に接続され他方に送受信アンテナが設けられた金属導波管を具備しており、前記金属導波管と反対側の前記平行平板導体の内面と前記第３の誘電体線路との間の空隙が平均５μｍ以下であることを特徴とする。
【００１７】
本発明のミリ波送受信器は、上記の構成により、ミリ波信号の伝送損失が小さくなるため伝送特性に優れ、その結果ミリ波レーダー等に適用した場合に探知距離を増大し得るものとなる。
【００１８】
また、本発明のミリ波送受信器は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、高周波発生素子が一端部に付設され、前記高周波発生素子から出力された前記ミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、バイアス電圧印加方向が前記ミリ波信号の電界方向に合致するように配置され、前記バイアス電圧を周期的に制御することによって前記ミリ波信号を周波数変調した送信用のミリ波信号として出力するための可変容量ダイオードと、前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは一端が接合されて、前記送信用のミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、前記平行平板導体に平行に配設されたフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記送信用のミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有し、一つの前記接続部から入力された前記送信用のミリ波信号を前記フェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力するサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記送信用のミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続されるサーキュレータと、該サーキュレータの前記第２の接続部に接続され、前記送信用のミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナを有する第３の誘電体線路と、先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた第４の誘電体線路と、前記サーキュレータの前記第３の接続部に接続され、前記送信アンテナで受信混入したミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に設けられた無反射終端部で前記ミリ波信号を減衰させる第５の誘電体線路と、前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記送信用のミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、前記第３の誘電体線路と前記第４の誘電体線路の終端部の両側面に沿っているとともに前記第３の誘電体線路と前記第４の誘電体線路の各終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材であって、前記第３の誘電体線路と前記第４の誘電体線路の各終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材の長さが前記高周波信号の周波数で不要モードが遮断される長さ以下の電磁遮蔽部材がそれぞれ設けられており、一方の前記平行平板導体に前記第３の誘電体線路中および前記第４の誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口がそれぞれ形成され、かつ一方の開放終端部が前記開口に接続され他方に送信アンテナまたは受信アンテナが設けられた金属導波管を具備しており、前記金属導波管と反対側の前記平行平板導体の内面と、前記第３の誘電体線路および前記第４の誘電体線路との間のそれぞれの空隙が平均５μｍ以下であることを特徴とする。
【００１９】
本発明は、上記の構成により、ミリ波信号の伝送損失が小さくなるとともに送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、その結果ミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダー等に適用した場合に受信信号のノイズが低減し探知距離が増大するものとなる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
本発明のＮＲＤガイドについて以下に詳細に説明する。図１，図５，図６，図７は本発明のＮＲＤガイドを示す斜視図であり、これらの図に示すように、本発明のＮＲＤガイドは、一対の平行平板導体１，２間に、断面形状が幅ａ×高さｂの矩形の誘電体線路３が配設されており、その終端部は閉じた終端部３ａとなっており、高周波信号に対しては短絡状態ではなく開放状態とされた終端部３ａとなっている。この構成のＮＲＤガイドでは、図２に示したＬＳＭモードによる電界の定在波が終端部３ａの端面からの反射波によって生じる。
【００２１】
本発明では、この定在波の電界の強い部分、即ち図２におけるＥ１，Ｅ２，Ｅ３，Ｅ４のいずれかの箇所に対応する平行平板導体１の部位に、Ｅ１〜Ｅ４の各箇所のいずれかを中心とする開口５を設ける。尚、Ｅ１（下記ｍがｍ＝０）は誘電体線路３の終端部３ａ付近であり、Ｅ２（ｍ＝１），Ｅ３（ｍ＝２），Ｅ４（ｍ＝３）は終端部３ａから管内波長のｍ／２（ｍは０以上の整数）倍の長さに相当する位置に存在する。そして、誘電体線路３と金属導波管４との接続位置は、低損失の点から、Ｅ２，Ｅ３またはＥ４の箇所に開口５を設けることが良い。さらに、低損失および小型化の点からＥ２の個所がより好ましい。
【００２２】
図１に示すように、誘電体線路３と金属導波管４側の平行平板導体１の内面との間の空隙ｔ１は平均１００μｍ以下が好ましく、１００μｍを超えると、高周波信号の反射特性が著しく劣化し、損失も大きくなる。より好ましくはｔ１は平均５０μｍ以下が良い。誘電体線路３と金属導波管４と反対側の平行平板導体２の内面との間の空隙ｔ２は平均５μｍ以下とする。５μｍを超えると反射特性が著しく劣化し、損失も大きくなる。好ましくは、誘電体線路３を平行平板導体２に接着するのがよい。これにより、空隙を小さくすることができる。このとき、誘電体線路３の上面や下面を平行平板導体２に接着する場合、上面や下面の全面を接着すると、高温環境下では誘電体線路３と平行平板導体２との熱膨張係数差により誘電体線路３にクラック等が入ることがあるため、上面や下面の一部を接着することがある。この場合誘電体線路３と平行平板導体１の内面との間に小さな空隙が生じることになる。
【００２３】
また、空隙ｔ２は５μｍ以下と小さくしなければならないことから、誘電体線路３と金属導波管４と反対側の平行平板導体２の内面とを接着することが好ましい。
【００２４】
誘電体線路３と平行平板導体１の内面との間の空隙ｔ１，ｔ２は、例えば誘電体線路３と平行平板導体１とを信号伝送方向に平行な面で切断しその断面を観察することにより測定することができる。また、誘電体線路３の接合面の算術平均粗さおよび平行平板導体１の内面の算術平均粗さを測定し、それらから算出することもできる。
【００２５】
誘電体線路３と金属導波管４とは、平行平板導体１に設けられた開口５を介して接続される。接続の構成としては、これらの電界方向が合致するようにして接続する。即ち、図６に示すように、開口５に金属導波管４の一方の開放終端部４１が接続される構成である。これに加え、高周波信号（以下、信号ともいう）の漏洩等による接続損失を低減し、信号の反射を小さくするために、図１に示すように、開口５の周辺の誘電体線路３の終端部３ａの両側面に沿って電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２を配設することがよい。また、終端部３ａの端面に離隔して電磁遮蔽部材Ｂ３を設けており、終端部３ａの端面側への高周波信号の漏洩を防ぐことができる。
【００２６】
本発明の電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３は、電気的導体材料からなっていればよく、具体的にはＣｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ｎｉ，Ｃｒ，Ｔｉ，Ａｕ，Ａｇ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金），Ｆｅ−Ｎｉ合金，Ｆｅ−Ｎｉ−Ｃｏ合金等の金属、合金、または上記金属元素の１種以上を主成分として含む合金が好ましい。これらは高い導電性を有し形状の加工性も比較的良好である。また、プラスチック，セラミックス等の絶縁性の基体表面に上記金属材料をメッキ法等により被着させたもの、あるいはプラスチック，セラミックス等の絶縁性の基体表面に上記金属材料の微粒子を含む導電性樹脂等をコートしたものでもよい。
【００２７】
また、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３は、板状のもので壁を成すもの、梯子状のものを梯子段が立設するように配置したもの、格子状のもの、網目状のもの、複数のポール状（柱状）のものを立設して配列したもの等種々の形状とし得る。梯子状のものの場合の梯子段と梯子段との間隔、格子状のものの場合の格子間隔、網目状のもの場合の網目間隔、ポール状のものの場合のポール間隔は、電磁遮蔽を行ううえでそれぞれλ／４以下（λは高周波信号の波長）とするのがよい。
【００２８】
電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３の高さｂ１（図１）は、平行平板導体１，２の間隔ｂと同じであるのが、電磁遮蔽の点で好ましいが、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３の高さはｂよりも若干低くてもよい。電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２の長さｃは、誘電体線路３の終端部３ａの端面から開口５を超える長さとするのがよく、その場合信号の漏洩等を有効に抑えることができる。
【００２９】
誘電体線路３の側面と電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２との間隔ｄ１，ｄ２は、それぞれλ／１６以上が好ましく、λ／１６未満では、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２に対向する誘電体線路３のインピーダンスが変化し、誘電体線路３中を伝搬してきた信号の反射が大きくなる。また、誘電体線路３の幅とｄ１，ｄ２との和に等しくなる電磁遮蔽部材Ｂ３の長さｄは、動作周波数で不要モードが遮断される幅ｄｘ以下であり、この幅ｄｘを超えると、信号の漏洩等を有効に抑えることが困難になる。例えば、ｄｘは、信号の周波数が７７ＧＨｚ，誘電体線路３の比誘電率が４．９（コーディエライトセラミックス）の場合、約３．２ｍｍである。また、誘電体線路３の端面と電磁遮蔽部材Ｂ３との間に間隔ｄ３が有る場合、ｄ３は特に限定するものではない。
【００３０】
平行平板導体１に形成した開口５の形状および寸法は、図１（ａ）に示すように、誘電体線路３の管内波長の半分以下の長さＬと、誘電体線路３の幅ａと同じ程度の幅Ｗを持つ長方形等の矩形がよく、このような矩形状の開口５は接続損失が小さいうえ加工性も良好である。また、矩形状に限らず、円形状、長円形状等であってもよい。
【００３１】
本発明では、図５に示すように、平行平板導体１の主面に平行な方向において誘電体線路３に金属導波管４を接続した構成とすることもできる。この場合、開口５に、一方が閉じた終端部で他方が開放終端部とされた金属導波管４の閉じた終端部から管内波長のｎ／２＋１／４（ｎは０以上の整数）倍の位置の側面に設けられた開口が接続されているのがよい。これにより、金属導波管４の電界強度が最も大きくなる部位が接続されるため、高周波信号の損失が小さくなり伝送特性が向上する。
【００３２】
さらに本発明において、図６に示すように、金属導波管４の他方の開放終端部４２を漸次大口径化されたホーンアンテナ６と成すことが好ましい。この構成により、金属導波管４の他方の開放終端部４２をアンテナとして共用することができ、他のアンテナ部材を設ける場合と比較して、アンテナ部材との接続部による接続損失が小さくなる。また高周波信号を電波として外部に送受信可能とすることで、高効率の伝送特性を有する自動車用のミリ波レーダーシステム等に適用できる。また、図７のように、金属導波管４の他方の開放終端部４２に、平面アンテナ７等のアンテナ部材を設けることが好適である。この場合、図６の場合よりもアンテナ部材の接続損失が若干大きくなるが、金属導波管４の他方の開放終端部４２にアンテナ部材を設けることで高周波信号を電波として外部に送受信可能とし、高効率の伝送特性を有する自動車用のミリ波レーダーシステム等に適用できる。
【００３３】
本発明において、金属導波管４に設けられる開口面アンテナとしてはホーンアンテナ，積層型開口面アンテナ等があり、平面アンテナとしてはパッチアンテナ，スロットアンテナ，プリントダイポールアンテナ等があり、特にミリ波帯域ではミリ波集積回路の小型化の点で平面アンテナが好ましい。このアンテナについては、上記範疇のものであればその他種々のものが使用できる。
【００３４】
金属導波管４はＣｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体材料、あるいはセラミックス，樹脂等から成る絶縁材料の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。これらの導体材料は、高い電気伝導度および加工性等の点で好適である。また、誘電体線路３の材料は、テフロン，ポリスチレン等の樹脂系誘電体材料、またはコーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ2Ｏ3・５ＳｉＯ2）セラミックス，アルミナ（Ａｌ2Ｏ3）セラミックス，ガラスセラミックス等のセラミックスが好ましく、これらは高周波帯域において低損失である。
【００３５】
本発明でいう高周波帯域は数１０〜数１００ＧＨｚ帯域のマイクロ波帯域およびミリ波帯域に相当し、例えば３０ＧＨｚ以上、特に５０ＧＨｚ以上、更には７０ＧＨｚ以上の高周波帯域が好適である。
【００３６】
本発明のＮＲＤガイド用の平行平板導体１，２は、高い電気伝導度および加工性等の点で、Ｃｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体板、あるいはセラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。
【００３７】
また、本発明のＮＲＤガイドは、高周波発生素子としてガンダイオード等の高周波ダイオードを組み込むことによって、無線ＬＡＮ，自動車のミリ波レーダー等に使用されるものであり、例えば自動車の周囲の障害物および他の自動車に対しミリ波を照射し、反射波を元のミリ波と合成して中間周波信号を得、この中間周波信号を分析することにより障害物および他の自動車までの距離、それらの移動速度等が測定できる。
【００３８】
かくして、本発明は、ＮＲＤガイドの誘電体線路と金属導波管とを接続損失を小さくして接続することができ、またＮＲＤガイドおよびそれが組み込まれるミリ波集積回路等が小型化されるという作用効果を有する。
【００３９】
次に本発明のミリ波送受信器について以下に説明する。図８〜図１１は本発明のミリ波送受信器を示し、図８は送信アンテナと受信アンテナが一体化されたものの平面図、図９は送信アンテナと受信アンテナが独立したものの平面図、図１０はミリ波信号発振部の斜視図、図１１はミリ波信号発振部用の可変容量ダイオード（バラクタダイオード）を設けた配線基板の斜視図である。
【００４０】
図８において、５１は本発明の一方の平行平板導体（他方は省略する）、５２は第１の誘電体線路５３の一端部に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部である。このミリ波信号発振部は、ガンダイオード等の高周波ダイオードと可変容量ダイオードを具備しており、バイアス電圧印加方向がミリ波信号の電界方向に合致するように、第１の誘電体線路５３の高周波ダイオード（高周波発生素子）近傍に可変容量ダイオードが配置されており、その可変容量ダイオードの入出力電極間に印加するバイアス電圧を制御して、高周波ダイオードからのミリ波信号を三角波，正弦波等で周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。
【００４１】
５３は、高周波ダイオードから出力された高周波信号が変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路、５４は、第１，第３，第４の誘電体線路５３，５５，５７にそれぞれ接続される第１，第２，第３の接続部５４ａ，５４ｂ，５４ｃを有する、フェライト円板等から成るサーキュレータ、５５は、サーキュレータ５４の第２の接続部５４ｂに接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナ５６を有する第３の誘電体線路、５６は、第３の誘電体線路５５に金属導波管を介して接続される送受信アンテナである。
【００４２】
なお、サーキュレータ５４は、平行平板導体５１に平行に配設されたフェライト円板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第1の接続部５４ａ，第２の接続部５４ｂおよび第３の接続部５４ｃを有し、一つの接続部から入力されたミリ波信号をフェライト円板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力させるものである。
【００４３】
また５７は、送受信アンテナ５６で受信され第３の誘電体線路５５を伝搬してサーキュレータ５４の第３の接続部５４ｃより出力した受信波をミキサー５９側へ伝搬させる第４の誘電体線路、５８は、第１の誘電体線路５３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路５３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー５９側へ伝搬させる第２の誘電体線路、５８ａは、第２の誘電体線路５８のミキサー５９と反対側の一端部に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。図中Ｍ１は、第２の誘電体線路５８の中途と第４の誘電体線路５７の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波を混合させて中間周波信号を発生させるミキサー部である。
【００４４】
本発明では、第１の誘電体線路５３と第２の誘電体線路５８とを接合する場合、誘電体線路５３，５８のうちいずれか一方の接合部を円弧状となし、その円弧状部の曲率半径ｒを高周波信号の波長λ以上とするのがよい。これにより、高周波信号を低損失に、かつ出力電力を均等に分岐させることができる。また、第２の誘電体線路５８と第４の誘電体線路５７とを接合する場合、上記と同様に、誘電体線路５８，５７のうちいずれか一方の接合部を円弧状となし、その円弧状部の曲率半径ｒを高周波信号の波長λ以上とするのがよい。
【００４５】
そして、これらの各種部品は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に設けられており、第３の誘電体線路５５の開放状態とされた終端部から生じる定在波の電界が最大になる箇所に対応して、一方の平行平板導体に開口が形成され、その開口に金属導波管を介して送受信アンテナ５６が設けられている。この金属導波管、送受信アンテナ５６の構成、金属導波管と第３の誘電体線路５５との接続構造、および各誘電体線路の詳細な構成、材料、電磁遮蔽部材等については、上述した通りである。
【００４６】
図８において、第１の誘電体線路５３の中途に、図１１に示した構成の変調器としてのスイッチを介在させ、ミリ波信号を変調することもできる。例えば、図１１のように、配線基板３８の一主面に第２のチョーク型バイアス供給線路４０を形成し、その中途に実装されたＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオードを設けたスイッチである。この配線基板３８を、第１の誘電体線路５３の第２の誘電体線路５８との信号分岐部とサーキュレータ５４との間に、ＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオードなどの振幅変調用ダイオードの入出力電極に印加されるバイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するようにして、図１０に示すように第１の誘電体線路５３に介在させるものである。
【００４７】
また、第１の誘電体線路５３にもう一つのサーキュレータを介在させ、その第１，第３の接続部に第１の誘電体線路５３を接続し、第２の接続部に他の誘電体線路を接続し、その誘電体線路の先端部の端面に、図１１のようなショットキーバリアダイオードを設けたスイッチを設置してもよい。
【００４８】
本発明のミリ波送受信器について実施の形態の他の例として、送信アンテナと受信アンテナを独立させた図９のタイプがある。同図において、６１は本発明の一方の平行平板導体（他方は省略する）、６２は第１の誘電体線路６３の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部である。このミリ波信号発振部は、ガンダイオード等の高周波ダイオードと可変容量ダイオードを具備しており、バイアス電圧印加方向がミリ波信号の電界方向に合致するように、第１の誘電体線路６３の高周波ダイオード近傍に可変容量ダイオードが配置されている。その可変容量ダイオードの入出力電極間に印加するバイアス電圧を制御して、高周波ダイオードからのミリ波信号を三角波，正弦波等で周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。
【００４９】
６３は、高周波ダイオードから出力された高周波信号が変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路、６４は、第１，第３，第５の誘電体線路６３，６５，６７にそれぞれ接続される第１，第２，第３の接続部６４ａ，６４ｂ，６４ｃを有する、フェライト円板等から成るサーキュレータである。６５は、サーキュレータ６４の第２の接続部６４ｂに接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナ６６を有する第３の誘電体線路、６６は、第３の誘電体線路６５に金属導波管を介して接続される送信アンテナ、６７は、サーキュレータ６４の第３の接続部６４ｃに接続され、送信用のミリ波信号を減衰させる無反射終端部６７ａが先端に設けられた第５の誘電体線路である。
【００５０】
また６８は、第１の誘電体線路６３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路６３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー７１側へ伝搬させる第２の誘電体線路、６８ａは、第２の誘電体線路６８のミキサー７１と反対側の一端部に設けられた無反射終端部、６９は、受信アンテナ７０で受信された受信波をミキサー７１側へ伝搬させる第４の誘電体線路である。図中Ｍ２は、第２の誘電体線路６８の中途と第４の誘電体線路６９の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサー部である。
【００５１】
本発明では、第１の誘電体線路６３と第２の誘電体線路６８とを接合する場合、誘電体線路６３，６８のうちいずれか一方の接合部を円弧状となし、その円弧状部の曲率半径ｒを高周波信号の波長λ以上とするのがよい。これにより、高周波信号を低損失で、かつ出力電力を均等に分岐させることができる。また、第２の誘電体線路６８と第４の誘電体線路６９とを接合する場合、上記と同様に、誘電体線路６８，６９のうちいずれか一方の接合部を円弧状となし、その円弧状部の曲率半径ｒを高周波信号の波長λ以上とするのがよい。
【００５２】
そして、これらの各種部品は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に設けられており、第３の誘電体線路６５と第４の誘電体線路６９のそれぞれについて、それぞれの開放状態の終端部からの反射波によって生じるＬＳＭ（Longitudinal Section Magnetic）01モードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して一方の平行平板導体に開口が形成され、その開口に、一端に送信アンテナ６６または受信アンテナ７０が設けられた金属導波管の他端の開放終端部が接続される。この金属導波管，送受信アンテナの構成、金属導波管と第３の誘電体線路６５，第４の誘電体線路６９との接続構造、および各誘電体線路の詳細な構成、材料、電磁遮蔽部材等については、上述した通りである。
【００５３】
図９において、サーキュレータ６４をなくし、第１の誘電体線路６３の先端部に送信アンテナ６６を接続した構成とすることもできる。この場合、小型化されたものとなるが、受信波の一部がミリ波信号発振部６２に混入しノイズ等の原因となり易いため、図９のタイプが好ましい。
【００５４】
また、図９において、第１の誘電体線路６３の中途に、図１１の構成のスイッチを設け、それを振幅変調信号で制御することでミリ波信号を振幅変調することもできる。例えば、図１１のように、配線基板３８の一主面に第２のチョーク型バイアス供給線路４０を形成し、その中途に実装されたビームリードタイプのＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオードを設けたスイッチである。この配線基板３８を、第１の誘電体線路６３の第２の誘電体線路６８との信号分岐部と、サーキュレータ６４との間に、ＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオードなどの振幅変調用ダイオードの入出力電極に印加されるバイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するようにして、図１０に示すようにして第１の誘電体線路６３に介在させるものである。
【００５５】
また、第１の誘電体線路６３にもう一つのサーキュレータを介在させ、その第１，第３の接続部に第１の誘電体線路６３を接続し、第２の接続部に他の誘電体線路を接続し、その誘電体線路の先端部の端面に、図１１のようなショットキーバリアダイオードを設けたスイッチを設置してもよい。
【００５６】
図９のタイプにおいて、第２の誘電体線路６８が、第３の誘電体線路６５に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第３の誘電体線路６５に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー７１側へ伝搬させるように配置されていてもよい。この場合も図９のものと同様の効果が得られる。
【００５７】
これらのミリ波送受信器において、平行平板導体間の間隔はミリ波信号の空気中での波長であって使用周波数での波長の２分の１以下となる。
【００５８】
図８，図９のミリ波送受信器用のミリ波信号発振部５２，６２を図１０，図１１に示す。これらの図において、３２は、ガンダイオード３３を設置するための金属ブロック等の金属部材、３３は、ミリ波を発振する高周波ダイオードの１種であるガンダイオード、３４は、金属部材３２の一側面に設置され、ガンダイオード３３にバイアス電圧を供給するとともに高周波信号の漏れを防ぐローパスフィルタとして機能するチョーク型バイアス供給線路３４ａを形成した配線基板である。また３５は、チョーク型バイアス供給線路３４ａとガンダイオード３３の上部導体とを接続する金属箔リボン等の帯状導体、３６は、誘電体基体に共振用の金属ストリップ線路３６ａを設けた金属ストリップ共振器、３７は、金属ストリップ共振器３６により共振した高周波信号をミリ波信号発振部外へ導く誘電体線路である。
【００５９】
さらに、誘電体線路３７の中途には、周波数変調用ダイオードであって可変容量ダイオードの１種であるバラクタダイオード３０を装荷した配線基板３８を設置している。このバラクタダイオード３０の入出力電極は、誘電体線路３７での高周波信号の伝搬方向に垂直かつ平行平板導体の主面に平行な方向（電界方向）に並んでいる。また、バラクタダイオード３０の入出力電極に印可されるバイアス電圧の印加方向は、誘電体線路３７中を伝搬するＬＳＭ01モードの高周波信号の電界方向と合致しており、これにより高周波信号とバラクタダイオード３０とを電磁結合させ、バイアス電圧を制御することによりバラクタダイオード３０の静電容量を変化させることで、高周波信号の周波数を制御できる。また、３９は、バラクタダイオード３０と誘電体線路３７とのインピーダンス整合をとるための高比誘電率の誘電体板である。
【００６０】
また図１１に示すように、配線基板３８の一主面には第２のチョーク型バイアス供給線路４０が形成され、第２のチョーク型バイアス供給線路４０の中途にビームリードタイプのバラクタダイオード３０が配置される。第２のチョーク型バイアス供給線路４０のバラクタダイオード３０との接続部には、接続用の電極３１が形成されている。
【００６１】
そして、ガンダイオード３３から発振された高周波信号は、金属ストリップ共振器３６を通して誘電体線路３７に導出される。次いで、高周波信号の一部はバラクタダイオード３０部で反射されてガンダイオード３３側へ戻る。この反射信号がバラクタダイオード３０の静電容量の変化に伴って変化し、発振周波数が変化する。
【００６２】
また、図８，図９のミリ波送受信器はＦＭＣＷ（Frequency Modulation Continuous Waves）方式であり、ＦＭＣＷ方式の動作原理は以下のようなものである。ミリ波信号発振部の変調信号入力用のＭＯＤＩＮ端子に、電圧振幅の時間変化が三角波等となる入力信号を入力し、その出力信号を周波数変調し、ミリ波信号発振部の出力周波数偏移を三角波等になるように偏移させる。そして、送受信アンテナ５６，送信アンテナ６６より出力信号（送信波）を放射した場合、送受信用アンテナ５６，送信アンテナ６６の前方にターゲットが存在すると、電波の伝搬速度の往復分の時間差をともなって、反射波（受信波）が戻ってくる。この時、ミキサー５９，７１の出力側のＩＦＯＵＴ端子には、送信波と受信波の周波数差が出力される。このＩＦＯＵＴ端子の出力周波数等の周波数成分を解析することで、Ｆif＝４Ｒ・ｆｍ・Δｆ／ｃ｛Fif：ＩＦ（Intermediate Frequency）出力周波数，Ｒ：距離，ｆｍ：変調周波数，Δｆ：周波数偏移幅，ｃ：光速｝という関係式から距離が得られる。
【００６３】
本発明のミリ波信号発振部において、チョーク型バイアス供給線路３４ａおよび帯状導体３５の材料は、Ｃｕ，Ａｌ，Ａｕ，Ａｇ，Ｗ，Ｔｉ，Ｎｉ，Ｃｒ，Ｐｄ，Ｐｔ等から成り、特にＣｕ，Ａｇが、電気伝導度が良好であり、損失が小さく、発振出力が大きくなるといった点で好ましい。また、帯状導体３５は金属部材３２の表面から所定間隔をあけて金属部材３２と電磁結合しており、チョーク型バイアス供給線路３４ａとガンダイオード３３間に架け渡されている。即ち、帯状導体３５の一端はチョーク型バイアス供給線路３４ａの一端に半田付け等により接続され、帯状導体３５の他端はガンダイオード３３の上部導体に半田付け等により接続されており、帯状導体３５の接続部を除く中途部分は宙に浮いた状態となっている。
【００６４】
そして、金属部材３２は、ガンダイオード３３の電気的な接地（アース）を兼ねているため金属導体であれば良く、その材料は金属（合金を含む）導体であれば特に限定するものではないが、真鍮（黄銅：Ｃｕ−Ｚｎ合金），Ａｌ，Ｃｕ，ＳＵＳ（ステンレススチール），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等から成る。また金属部材３２は、全体が金属から成る金属ブロック、セラミックスやプラスチック等の絶縁基体の表面全体または部分的に金属メッキしたもの、絶縁基体の表面全体または部分的に導電性樹脂材料等をコートしたものであっても良い。
【００６５】
かくして、本発明のミリ波送受信器は、図８のものではミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離を増大し得るものとなり、図９のものではミリ波信号の伝送特性に優れるうえ送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、その結果受信信号のノイズが低減し探知距離が増大するものとなる。
【００６７】
図１，図６に示すＮＲＤガイドと金属導波管との接続構造を以下のように構成した。まず、図１のＮＲＤガイドを以下のように構成した。一対の平行平板導体１，２として、厚さ６ｍｍの２枚のＡｌ板を１．８ｍｍの間隔で平行に置き、断面形状が幅０．８ｍｍ、高さ１．８ｍｍ、長さ６０ｍｍ、比誘電率４．８のコーディエライトセラミックスから成る誘電体線路３を平行平板導体１，２板間に設置することで、ＮＲＤガイドの本体部分を作製した。そして、誘電体線路３の終端部３ａ側の上面に、図１に示す接続構造を設けた。即ち、誘電体線路３の終端部３ａの端面から２．５２ｍｍの位置に中心を持つ、幅Ｗが１．５５ｍｍ、長さＬが３．１０ｍｍの矩形の開口５を平行平板導体１に開けた。
【００６８】
また、図１に示すように、Ａｌから成る板状の電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２を、終端部３ａ側の誘電体線路３の両側面に沿うように立設した。このとき、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２の高さｂ１は１．８ｍｍ、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２の長さｃは５．８ｍｍ、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２と誘電体線路３の側面との間隔ｄ１，ｄ２は１．５５ｍｍであった。
【００６９】
そして、開口５に対して、開口５形状と略同じ断面形状を持つ金属導波管４を接続した。この構成の接続構造について、誘電体線路３（ＬＳＭモード）側からみた金属導波管４との接続部（開口５）での反射損失ｓ11を有限要素法によりシミュレーションして算出した。この計算結果を図３のグラフに示す。
【００７０】
平行平板導体１，２と誘電体線路３とが接着されており、これらの間に空隙が無い場合についてシミュレーションを行った。その結果、反射特性は７６〜７７ＧＨｚで−２０ｄＢ以下（−３７ｄＢ：７６．５ＧＨｚ）の特性が得られた。
【００７１】
金属導波管４側の平行平板導体１の内面と誘電体線路３との間に１００μｍの空隙がある場合についてシミュレーションを行った。その結果、反射特性は７６〜７７ＧＨｚで−２０ｄＢ以下（−３４ｄＢ：７６．５ＧＨｚ）の特性が得られた。
【００７２】
金属導波管４と反対側の平行平板導体２の内面と誘電体線路３との間に１０μｍの空隙がある場合についてシミュレーションを行った。その結果、反射特性は７６〜７７ＧＨｚで−２０ｄＢ以上（−１８ｄＢ：７６．５ＧＨｚ）で特性が劣化した。
【００７３】
図３から、平行平板導体１，２と誘電体線路３との間に空隙の無い構造のものと、金属導波管４側の平行平板導体１の内面と誘電体線路３との間に１００μｍの空隙があるものは、−２０ｄＢ以下の良好な変換特性を示し、低い反射特性で低損失な接続が可能なことが判った。これに対し、金属導波管４と反対側の平行平板導体２の内面と誘電体線路３との間に１０μｍの空隙があるものは反射特性が劣化したことがわかった。
【００７４】
また、図５のものについても同様にシミュレーションを行ったが、上記例と同様の結果が得られた。
【００７５】
なお、本発明は、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々の変更を行うことは何等差し支えない。
【００７６】
本発明は、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、高周波信号が伝搬される誘電体線路が配設されて成るＮＲＤガイドに対して、一方の平行平板導体に誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が形成されるとともに、その開口に金属導波管の開放終端部が接続されているものにおいて、金属導波管と反対側の平行平板導体の内面と誘電体線路との間の空隙が平均５μｍ以下であり、前記誘電体線路の両側面に沿っているとともに誘電体線路の終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材であって、前記誘電体線路の終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材の長さが高周波信号の周波数で不要モードが遮断される長さ以下の電磁遮蔽部材が設けられていることにより、ＮＲＤガイドと金属導波管とを、反射および伝送損失を小さくして接続することができる。金属導波管と反対側の平行平板導体の内面と誘電体線路との間の空隙が平均５μｍを超えると、高周波信号の反射及び伝送損失が著しく大きくなる。
【００７７】
本発明は、好ましくは金属導波管側の平行平板導体の内面と誘電体線路との間の空隙は平均１００μｍ以下であることにより、空隙による高周波信号の反射および伝送損失の劣化を抑えることができる。
【００７８】
また本発明は、好ましくは、誘電体線路の両側面に沿って電磁遮蔽部材が設けられていることにより、高周波信号の漏洩等の接続損失が低減され、反射を小さくすることができる。
【００７９】
本発明の送受信アンテナを具備したＮＲＤガイド型のミリ波送受信器は、第３の誘電体線路の終端部の両側面に沿って電磁遮蔽部材が設けられるとともに、一方の平行平板導体に第３の誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が形成され、かつ一方の開放終端部が開口に接続され他方に送受信アンテナが設けられた金属導波管を具備しており、金属導波管と反対側の平行平板導体の内面と第３の誘電体線路との間の空隙が平均５μｍ以下であることにより、ミリ波信号の伝送特性に優れ、その結果ミリ波レーダー等に適用した場合に探知距離を増大し得るものとなる。
【００８０】
また、本発明の送信アンテナと受信アンテナが独立したＮＲＤガイド型のミリ波送受信器は、第３の誘電体線路と第４の誘電体線路の終端部の両側面に沿って電磁遮蔽部材がそれぞれ設けられるとともに、一方の平行平板導体に第３の誘電体線路中および第４の誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口がそれぞれ形成され、かつ一方の開放終端部が開口に接続され他方に送信アンテナまたは受信アンテナが設けられた金属導波管を具備しており、金属導波管と反対側の平行平板導体の内面と、第３の誘電体線路および第４の誘電体線路との間のそれぞれの空隙が平均５μｍ以下であることにより、ミリ波信号の伝送特性に優れるうえ送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、その結果受信信号のノイズが低減し探知距離が増大するものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＮＲＤガイドと金属導波管との接続構造について実施の形態の例を示し、（ａ）は誘電体線路の終端部の両側面に沿って電磁遮蔽部材を設けたものの部分透過斜視図、（ｂ）は（ａ）について誘電体線路の軸方向を含む面で切断した場合の縦断面図である。
【図２】ＮＲＤガイド内の誘電体線路の電界分布を説明するための平面図である。
【図３】図１のものについて平行平板導体の内面と誘電体線路との間の空隙を三種に変化させた場合の高周波信号の伝送特性を示すグラフである。
【図４】従来例を示し、ＮＲＤガイドの誘電体線路にマイクロストリップ線路を接続したものの斜視図である。
【図５】本発明の接続構造について実施の形態の他の例を示す斜視図である。
【図６】本発明の接続構造について実施の形態の他の例を示す斜視図である。
【図７】本発明の接続構造について実施の形態の他の例を示す斜視図である。
【図８】本発明のＮＲＤガイド型のミリ波送受信器について実施の形態の例を示す平面図である。
【図９】本発明のＮＲＤガイド型のミリ波送受信器について実施の形態の他の例を示す平面図である。
【図１０】本発明のミリ波送受信器用のミリ波信号発振部の斜視図である。
【図１１】図１０のミリ波信号発振部用の可変容量ダイオードを設けた配線基板の斜視図である。
【符号の説明】
１，２：平行平板導体
３：誘電体線路
３ａ：終端部
４：金属導波管
５：開口
Claims (4)
- 高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、前記高周波信号が伝搬される誘電体線路が配設されて成る非放射性誘電体線路に対して、一方の前記平行平板導体に前記誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が形成されるとともに、該開口に金属導波管の開放終端部が接続されている非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造において、前記金属導波管と反対側の前記平行平板導体の内面と前記誘電体線路との間の空隙が平均５μｍ以下であり、前記誘電体線路の両側面に沿っているとともに前記誘電体線路の終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材であって、前記誘電体線路の終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材の長さが前記高周波信号の周波数で不要モードが遮断される長さ以下の電磁遮蔽部材が設けられていることを特徴とする非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造。
- 前記金属導波管側の前記平行平板導体の内面と前記誘電体線路との間の空隙は平均１００μｍ以下であることを特徴する請求項１記載の非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造。
- ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子が一端部に付設され、前記高周波発生素子から出力された前記ミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
バイアス電圧印加方向が前記ミリ波信号の電界方向に合致するように配置され、前記バイアス電圧を周期的に制御することによって前記ミリ波信号を周波数変調した送信用のミリ波信号として出力するための可変容量ダイオードと、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは一端が接合されて、前記送信用のミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に配設されたフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記送信用のミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有し、一つの前記接続部から入力された前記送信用のミリ波信号を前記フェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力するサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記送信用のミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続されるサーキュレータと、
該サーキュレータの前記第２の接続部に接合され、前記送信用のミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを有する第３の誘電体線路と、
前記送受信アンテナで受信され前記第３の誘電体線路を伝搬して前記サーキュレータの前記第３の接続部より出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第４の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記送信用のミリ波信号の一部と前記受信波とを混合して中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、
前記第３の誘電体線路の終端部の両側面に沿っているとともに前記第３の誘電体線路の終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材であって、前記第３の誘電体線路の終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材の長さが前記高周波信号の周波数で不要モードが遮断される長さ以下の電磁遮蔽部材が設けられており、一方の前記平行平板導体に前記第３の誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が形成され、かつ一方の開放終端部が前記開口に接続され他方に送受信アンテナが設けられた金属導波管を具備しており、前記金属導波管と反対側の前記平行平板導体の内面と前記第３の誘電体線路との間の空隙が平均５μｍ以下であることを特徴とするミリ波送受信器。 - ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子が一端部に付設され、前記高周波発生素子から出力された前記ミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
バイアス電圧印加方向が前記ミリ波信号の電界方向に合致するように配置され、前記バイアス電圧を周期的に制御することによって前記ミリ波信号を周波数変調した送信用のミリ波信号として出力するための可変容量ダイオードと、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは一端が接合されて、前記送信用のミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に配設されたフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記送信用のミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有し、一つの前記接続部から入力された前記送信用のミリ波信号を前記フェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力するサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記送信用のミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続されるサーキュレータと、
該サーキュレータの前記第２の接続部に接続され、前記送信用のミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナを有する第３の誘電体線路と、
先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた第４の誘電体線路と、
前記サーキュレータの前記第３の接続部に接続され、前記送信アンテナで受信混入したミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に設けられた無反射終端部で前記ミリ波信号を減衰させる第５の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記送信用のミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、
前記第３の誘電体線路と前記第４の誘電体線路の終端部の両側面に沿っているとともに前記第３の誘電体線路と前記第４の誘電体線路の各終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材であって、前記第３の誘電体線路と前記第４の誘電体線路の各終端部の端面に離隔して設けられた電磁遮蔽部材の長さが前記高周波信号の周波数で不要モードが遮断される長さ以下の電磁遮蔽部材がそれぞれ設けられており、一方の前記平行平板導体に前記第３の誘電体線路中および前記第４の誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口がそれぞれ形成され、かつ一方の開放終端部が前記開口に接続され他方に送信アンテナまたは受信アンテナが設けられた金属導波管を具備しており、前記金属導波管と反対側の前記平行平板導体の内面と、前記第３の誘電体線路および前記第４の誘電体線路との間のそれぞれの空隙が平均５μｍ以下であることを特徴とするミリ波送受信器。
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