JP3571000B2 - 非放射性誘電体線路用のパルス変調器およびそれを用いたミリ波送受信器 - Google Patents
非放射性誘電体線路用のパルス変調器およびそれを用いたミリ波送受信器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3571000B2 JP3571000B2 JP2001057243A JP2001057243A JP3571000B2 JP 3571000 B2 JP3571000 B2 JP 3571000B2 JP 2001057243 A JP2001057243 A JP 2001057243A JP 2001057243 A JP2001057243 A JP 2001057243A JP 3571000 B2 JP3571000 B2 JP 3571000B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- millimeter
- wave signal
- mode
- dielectric
- mode suppressor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
- Waveguides (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transceivers (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、非放射性誘電体線路型のミリ波集積回路，ミリ波レーダーモジュール等に組み込まれて、ミリ波信号をＡＳＫ（Amplituted Shift Keying）変調等させるパルス変調器、およびそれを用いた非放射性誘電体線路構造のミリ波送受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、マイクロ波やミリ波の高周波信号を伝送させる非放射性誘電体線路（Nonradiative Dielectric Waveguideで、以下、ＮＲＤガイドという）の基本構成を図３に示す。同図に示すように、所定の間隔ａでもって平行配置された平行平板導体１１，１２間に、断面が長方形等の矩形状の誘電体線路１３を配置した構成であり、この間隔ａが高周波信号の波長λに対してａ≦λ／２であれば、外部から誘電体線路１３へのノイズの侵入をなくし、かつ外部への高周波信号の放射をなくして、誘電体線路１３中で高周波信号を伝搬させることができる。なお、高周波信号の波長λは使用周波数における空気中（自由空間）での波長である。
【０００３】
このようなＮＲＤガイドに組み込まれるパルス変調器の斜視図を図１（ａ）に、上方から見た平面図を図１（ｂ）に示す。なお、両図とも上部の平行平板導体は省略している。
【０００４】
同図において、１ａ，１ｂ，１ｃは、テフロン（登録商標），ポリスチレン，コーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ２Ｏ３・５ＳｉＯ２）セラミックス，ガラスセラミックス等から成る、ＬＳＭモードの電磁波を伝送しＬＳＥモードの電磁波を遮断する誘電体線路から成るモードサプレッサ、２は、モードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃの先端が接続され、周囲にモードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃが１２０°の間隔で放射状に配置されるサーキュレータ用の２枚のフェライト円板、３は、モードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃの内部に配置された、Ｃｕ箔等からなるストリップ線路導体であり、電界が平行平板導体８の主面に垂直方向であるＬＳＥモードの電磁波を遮断する。また、ストリップ線路導体３は、ＴＥＭモードを除去するためにλ／４チョークパターンが施されている。そして、４はモードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃのフェライト円板２側の一方の端面に設置されたインピーダンス整合部材である。
【０００５】
さらに、誘電体配線基板５上のチョーク型バイアス供給線路６の中途に、半田実装または熱圧着実装された、ビームリードタイプまたはフリップチップタイプのショットキーバリアダイオード７を接続したパルス変調用スイッチＳｐを、モードサプレッサ１ｂの他方の端面に設置している。このとき、ショットキーバリアダイオード７のバイアス電圧印加方向がＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致するようにショットキーバリアダイオード７が設置されている。
【０００６】
また、図２は、パルス変調用スイッチＳｐの誘電体配線基板５の平面図であり、チョーク型バイアス供給線路６はλ／４の幅の広い線路部分と幅の狭い線路部分とが交互に形成されたチョークパターンが施されている。
【０００７】
このパルス変調器では、モードサプレッサ１ａ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板２によって波面が反時計方向に回転されてモードサプレッサ１ｂへ伝搬され、モードサプレッサ１ｃへは伝搬しない。そして、モードサプレッサ１ｂを伝搬した電磁波は、その先の誘電体配線基板５上のショットキーバリアダイオード７において、ショットキーバリアダイオード７に順方向にバイアス電圧をかけたときは吸収されて反射がないため、モードサプレッサ１ｃでの出力は得られない。
【０００８】
これに対し、ショットキーバリアダイオード７に無バイアスまたは逆方向にバイアス電圧をかけたときは、電磁波は反射する。反射された電磁波は、再びモードサプレッサ１ｂ中を伝搬し、フェライト円板２によって波面が反時計方向に回転されてモードサプレッサ１ｃへ伝搬され、出力が得られる。
【０００９】
このようにして、ショットキーバリアダイオード７に印加するバイアス電圧を制御することにより、電磁波にＡＳＫ変調を施すことができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のＮＲＤガイド用のパルス変調器では、所望の周波数で動作させるために、モードサプレッサ１ｂと誘電体配線基板５との間に別途設けられた誘電体線路と、モードサプレッサ１ｂとの空隙、その誘電体線路の長さ、ショットキーバリアダイオード７とその誘電体線路との間に別途設けられたインピーダンス調整用の誘電体シートの厚み等により、インピーダンスの整合をとっており、それらの位置ずれや加工精度が低いと動作周波数がずれ、所望の周波数でのＡＳＫ変調の特性が劣化していた。即ち、それらの加工精度および位置決め精度の管理が難しく、また組立ての再現性が低く製造の作業性が悪くなるため、信頼性の高いものとならず、量産にも向かないという問題点があった。
【００１１】
また、平行平板導体８の内面の平面度が悪いと、モードサプレッサ１ｂを伝搬する電磁波の管内波長が変化し、インピーダンスの整合がとれず、所望の周波数でのＡＳＫ変調が困難になるという問題点があった。
【００１２】
さらに、平行平板導体８の内面の平面度が悪いと、平行平板導体８とモードサプレッサ１ａ〜１ｃとの間に隙間ができるため、電磁波が隙間より放射されて漏洩し、損失が大きくなるという問題点があった。
【００１３】
さらに、平行平板導体８の内面の平面度が悪いと、平行平板導体８とサーキュレータとの間に隙間ができ、これによりサーキュレータの特性が劣化し、モードサプレッサ１ａからモードサプレッサ１ｂに伝搬する電磁波の一部がモードサプレッサ１ｃの方へ洩れて伝搬してしまい、結果的にショットキーバリアダイオード７での吸収量が減少し、ＡＳＫ変調でのオンとオフの差が小さくなり特性が劣化するという問題点があった。
【００１４】
従って、本発明は上記事情に鑑みて完成されたものであり、その目的は、インピーダンス整合が容易にとれ、ＡＳＫ変調の動作が所望の周波数で良好なものとなるパルス変調器を提供することである。また、平行平板導体とモードサプレッサとの隙間における電磁波の漏洩、平行平板導体とサーキュレータとの隙間における電磁波の漏洩、およびモードサプレッサ間での電磁波の漏洩を防ぎ、その結果としてＡＳＫ変調におけるオンとオフの比（アイソレーション特性）を大きくすることである。さらに、パルス変調器の特性が再現性良く安定して得られるとともに、製造が容易化されて量産性に優れたものとすることである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明の非放射性誘電体線路用のパルス変調器は、高周波信号の波長λの２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、該平行平板導体の内面に互いに対向させて設置された２枚のフェライト板と、該２枚のフェライト板に対して互いの主面を面一としてそれらが前記平行平板導体の内面に接した状態で略放射状に複数配置された、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとともにＬＳＥモードの電磁波を遮断する誘電体線路から成る複数のモードサプレッサと、該モードサプレッサの前記フェライト板側の一方の端面に設置された、前記モードサプレッサの比誘電率εｒ１と異なる比誘電率εｒ２（−１０≦εｒ２−εｒ１≦２０，εｒ２≠εｒ１）を有するインピーダンス整合部材とから成るサーキュレータが設けられており、誘電体配線基板上のチョーク型バイアス供給線路の中途にショットキーバリアダイオードを接続したパルス変調用スイッチが、前記モードサプレッサの他方の端面に前記ショットキーバリアダイオードのバイアス電圧印加方向が前記ＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致するように設置されており、前記平行平板導体の内面の平面度が０．０１ｍｍ以下であることにより前記平行平板導体と前記モードサプレッサおよび前記フェライト板との間の隙間が０．０１ｍｍ以下であることを特徴とする。
【００１６】
本発明の非放射性誘電体線路用のパルス変調器によれば、上記の構成により、平行平板導体とモードサプレッサとの間にできる隙間が０．０１ｍｍ以下と小さくなり、管内波長や放射損への影響も無視できるレベルとなるため、平行平板導体とモードサプレッサとの隙間における電磁波の漏洩を防ぎ、その結果としてＡＳＫ変調におけるオンとオフの比を大きくすることができる。同様に、平行平板導体とサーキュレータのフェライト板との隙間における電磁波の漏洩、およびモードサプレッサ間での電磁波の漏洩を防ぐことができ、その結果としてＡＳＫ変調におけるオンとオフの比を大きくすることができる。平行平板導体とサーキュレータのフェライト板との間にできる隙間が小さくなると、サーキュレータが正常に動作し、モードサプレッサから伝搬対象ではないモードサプレッサへ電磁波の洩れも小さくなるため、良好なＡＳＫ変調特性を持つパルス変調器となる。
【００１７】
さらに、平行平板導体とモードサプレッサとの間にできる隙間が小さくなるため、各部品の組立再現性が向上し、パルス変調器の良好な特性が再現性良く安定して得られる。従って、信頼性の高いパルス変調器を生産性良く製造できる。また、インピーダンス整合部材の比誘電率εｒ２をモードサプレッサの比誘電率εｒ１に対して所定の異なるものとしたことにより、インピーダンス整合部材の伝送線路幅が小さくなり、その取り扱いが困難となるため、その設置の位置精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなることがなく、インピーダンス整合部材の伝送方向の長さが短くなって、その取り扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなることもなく、高周波信号の反射が大きくなって、インピーダンス整合をとるのが困難となることもない。
【００１８】
また、本発明のミリ波送受信器は、送信用のミリ波信号の波長λの２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、前記送信用のミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、該第１の誘電体線路に付設され、高周波発生素子から出力された前記送信用のミリ波信号を前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、前記第１の誘電体線路に、一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記送信用のミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、前記平行平板導体の内面に互いに対向させて平行に配設された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で略放射状に配置され、かつそれぞれ第１，第２および第３のモードサプレッサの一端が接続されて前記ミリ波信号の入出力端とされた第１，第２および第３の接続部を有し、一つの接続部から入力された前記ミリ波信号を前記フェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力するサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部の前記第１のモードサプレッサが接続され、前記第２の接続部の前記第２のモードサプレッサの他端にパルス変調用スイッチが設置された第１のサーキュレータと、前記平行平板導体の内面に互いに対向させて平行に配設された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で略放射状に配置され、かつそれぞれ前記第３のモードサプレッサの他端ならびに第４および第５のモードサプレッサの一端が接続されて前記ミリ波信号の入出力端とされた第１，第２および第３の接続部を有し、一つの接続部から入力された前記ミリ波信号を前記フェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力する第２のサーキュレータと、該第２のサーキュレータの前記第２の接続部の前記第４のモードサプレッサの他端に接続された送受信アンテナと、該送受信アンテナで受信され前記第４のモードサプレッサを伝搬して前記第２のサーキュレータの前記第３の接続部の前記第５のモードサプレッサより出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第３の誘電体線路と、前記第２の誘電体線路の中途と前記第３の誘電体線路の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記送信用のミリ波信号の一部と前記受信波とを混合して中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、前記平行平板導体と前記第１のサーキュレータと前記パルス変調用スイッチとが、本発明の非放射性誘電体線路用のパルス変調器を構成していることを特徴とする。
【００１９】
本発明のミリ波送受信器によれば、上記構成により、ミリ波信号のＡＳＫ変調等のパルス変調によるアイソレーション特性が改善され、その結果、ミリ波レーダー等に適用した場合にその探知距離を増大し得るものとなる。
【００２０】
また、本発明のミリ波送受信器は、送信用のミリ波信号の波長λの２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、前記送信用のミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された前記送信用のミリ波信号を前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、前記第１の誘電体線路に、一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記送信用のミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、前記平行平板導体の内面に互いに対向させて平行に配設された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で略放射状に配置され、かつそれぞれ第１，第２および第３のモードサプレッサの一端が接続されて前記ミリ波信号の入出力端とされた第１，第２および第３の接続部を有し、一つの接続部から入力された前記ミリ波信号を前記フェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力するサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部の前記第１のモードサプレッサが接続され、前記第２の接続部の前記第２のモードサプレッサの他端にパルス変調用スイッチが設置されたサーキュレータと、該サーキュレータの前記第３の接続部の前記第３のモードサプレッサの他端に接続された送信アンテナと、先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた、前記受信アンテナで受信された受信波を伝搬させる第３の誘電体線路と、前記第２の誘電体線路の中途と前記第３の誘電体線路の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記送信用のミリ波信号の一部と前記受信波とを混合して中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、前記平行平板導体と前記サーキュレータと前記パルス変調用スイッチとが、本発明の非放射性誘電体線路用のパルス変調器を構成していることを特徴とする。
【００２１】
本発明のミリ波送受信器によれば、このような構成により、ミリ波信号のＡＳＫ変調等のパルス変調によるアイソレーション特性が改善され、また送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、従って、ミリ波レーダーモジュールに適用した場合に、受信信号のノイズが低減し探知距離が増大し、ミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るものとなる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明のＮＲＤガイド用のパルス変調器、およびそれを用いたミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて以下に説明する。本発明のパルス変調器の全体の基本構成は、図１，図２に示したものと同様であり、以下、図１，図２に基いて説明する。
【００２３】
図１（ａ）は本発明のパルス変調器の斜視図、図１（ｂ）は本発明のパルス変調器を上方から見た平面図である。なお、両図とも上部の平行平板導体は省略している。
【００２４】
同図において、１ａ，１ｂ，１ｃは、テフロン，ポリスチレン，コーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ２Ｏ３・５ＳｉＯ２）セラミックス，ガラスセラミックス等から成る、ＬＳＭモードの電磁波を伝送しＬＳＥモードの電磁波を遮断する誘電体線路から成るモードサプレッサ、２は、モードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃの先端が接続され、周囲にモードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃが１２０°の間隔で放射状に配置されるサーキュレータ用の２枚のフェライト円板、３は、モードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃの内部に配置され、Ｃｕ箔等からなるストリップ線路導体であり、電界が平行平板導体の主面に垂直方向であるＬＳＥモードの電磁波を遮断する。また、ストリップ線路導体３は、ＴＥＭモードを除去するためにλ／４チョークパターンが施されている。そして、４はモードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃのフェライト円板２側の一方の端面に設置されたインピーダンス整合部材である。
【００２５】
さらに、誘電体配線基板５上のチョーク型バイアス供給線路６の中途に、半田実装または熱圧着実装された、ビームリードタイプまたはフリップチップタイプのショットキーバリアダイオード７を接続したパルス変調用スイッチＳｐを、モードサプレッサ１ｂの他方の端面に、フェライト円板２の端から略ｎλ／２（ｎは１以上の整数）の距離をおいて設置している。このとき、ショットキーバリアダイオード７のバイアス電圧印加方向がＬＳＭモードの電磁波の電界方向（平行平板導体の主面に平行な方向）に合致するように、ショットキーバリアダイオード７が設置されている。
【００２６】
また、図２は、パルス変調用スイッチＳｐの誘電体配線基板５の平面図であり、チョーク型バイアス供給線路６はλ／４の幅の広い線路部分と幅の狭い線路部分とが交互に形成されたチョークパターンが施されている。
【００２７】
そして、本発明では、平行平板導体８の内面の平面度（最高部と最低部との高さの差）を０．０１ｍｍ以下にすることにより、平行平板導体８とモードサプレッサ１ａ〜１ｃとの間にできる隙間も０．０１ｍｍ以下と小さくなり、管内波長や放射損への影響も無視できるレベルのため組立再現性が向上し、パルス変調器の特性が再現性良く安定して得られる。従って、信頼性の高いパルス変調器を生産性良く製造できる。
【００２８】
また、平行平板導体８とサーキュレータのフェライト円板２との間にできる隙間も小さくなり、サーキュレータも正常に動作し、モードサプレッサ１ａから伝搬対象ではないモードサプレッサ１ｃへの電磁波の洩れも小さくなるため、良好なＡＳＫ変調特性を持つパルス変調器となる。
【００２９】
このパルス変調器では、モードサプレッサ１ａ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板２によって波面が反時計方向に回転されてモードサプレッサ１ｂへ伝搬され、モードサプレッサ１ｃへは伝搬しない。そして、モードサプレッサ１ｂを伝搬した電磁波は、その先の誘電体配線基板５上のチョーク型バイアス供給線路６に実装されたショットキーバリアダイオード７にて、ショットキーバリアダイオード７に順方向にバイアス電圧をかけたときは吸収されて反射がないため、モードサプレッサ１ｃでの出力は得られない。
【００３０】
これに対し、ショットキーバリアダイオード７に無バイアスまたは逆方向にバイアス電圧をかけたときは、電磁波は反射する。反射された電磁波は、再びモードサプレッサ１ｂ中を伝搬し、フェライト円板２によって波面が反時計方向に回転されてモードサプレッサ１ｃへ伝搬され、出力が得られる。
【００３１】
このようにして、ショットキーバリアダイオード７に印加するバイアス電圧を制御することにより、電磁波にＡＳＫ変調を施すことができる。
【００３２】
本発明のＮＲＤガイド用のパルス変調器において、２枚の同一形状のフェライト円板２は、対向配置された平行平板導体８の内面に同心状に対向させて設置される。即ち、対向配置された平行平板導体８の内面にそれらの主面が接している。なお、図１（ａ）のものは、２枚のフェライト円板２の主面とモードサプレッサ１ａ〜１ｃの主面とは面一とされ、それらは平行平板導体８の内面に接した状態であり、高周波信号の伝送損失を小さくするうえでこのような構成が好ましい。
【００３３】
このフェライト円板２の厚さについては、自動車用のミリ波レーダーで使用される７７ＧＨｚ帯域において、比誘電率１３のフェライトを使用した場合、フェライト円板２の厚さは０．１５〜０．３０ｍｍがよく、０．１５ｍｍ未満では、フェライト円板２の強度が低下して取り扱いが困難になる。０．３０ｍｍを超えると、通過帯域のずれを防ぐためにその直径を小さくしなければならず、直径が小さくなるとサーキュレータのアイソレーションが劣化し、モードサプレッサ１ａからモードサプレッサ１ｃへ電磁波が洩れて結果的にＡＳＫ変調の特性が悪くなる。
【００３４】
また、フェライト円板２の直径は１〜３ｍｍがよく、１ｍｍ未満ではサーキュレータのアイソレーションが劣化し、３ｍｍを超えると通過帯域がずれないようにその厚さを薄くする必要があるが、厚さが０．１５ｍｍ未満になり取り扱いが困難になる。
【００３５】
上記フェライト円板２の代わりに正多角形のフェライト板を用いてもよく、その場合、接続される誘電体線路（モードサプレッサ）の本数をｍ本（ｍは２以上の整数）とすると、その平面形状は正ｋ角形（ｋは３以上の整数）である。なお、フェライト円板２の主面に対して、平行平板導体８の外側から３５５５００Ａ／ｍ程度の直流磁界を印加する磁石、電磁石等を設けることにより、フェライト円板２はサーキュレータとして機能する。
【００３６】
また本発明のＮＲＤガイド用のパルス変調器において、モードサプレッサ１ａ〜１ｃはフェライト円板２に対して略放射状に接続される。モードサプレッサ１ａ〜１ｃは、それらの伝送路方向のなす角が１２０°の等間隔で３本配置されているが、１２０°の等間隔で２本配置してもよく、その場合には高周波信号は１方向でのみ伝送路が変換される。図１（ａ）のものでは、モードサプレッサ１ａからモードサプレッサ１ｂ、モードサプレッサ１ｂからモードサプレッサ１ｃ、モードサプレッサ１ｃからモードサプレッサ１ａへの３方向の変換が可能である。その他、９０°間隔で４本、６０°間隔で６本等設けることもできる。
【００３７】
本発明のＮＲＤガイド用のパルス変調器におけるインピーダンス整合部材４は、モードサプレッサ１ａ〜１ｃと異なる比誘電率を有するものであり、モードサプレッサ１ａ〜１ｃの比誘電率をεｒ１、インピーダンス整合部材４の比誘電率をεｒ２とすると、−１０≦εｒ２−εｒ１≦２０（εｒ２≠εｒ１）とするのが好ましい。εｒ２−εｒ１＜−１０では、インピーダンス整合部材４の伝送線路幅が小さくなり、その取り扱いが困難となるため、その設置の位置精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。２０＜εｒ２−εｒ１では、インピーダンス整合のためにインピーダンス整合部材４の伝送方向の長さを短くする必要が生じ、その取り扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。εｒ２＝εｒ１では、高周波信号の反射が大きく、インピーダンスの整合を取るのが困難となる。
【００３８】
また、インピーダンス整合部材４の伝送路方向の厚さは０．０５〜０．５ｍｍが好ましく、０．０５ｍｍ未満では、その取り扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。０．５ｍｍを超えると、サーキュレータのアイソレーション特性が劣化する。
【００３９】
インピーダンス整合部材４の材質は、比誘電率が９．７程度と比較的高いアルミナセラミックス、比誘電率７のフォルステライト（２ＭｇＯ・ＳｉＯ２）セラミックス、比誘電率８程度のスピネル（ＭｇＯ・Ａｌ２Ｏ３）セラミックス、その他ムライト（３Ａｌ２Ｏ３・２ＳｉＯ２）セラミックス、窒化珪素（Ｓｉ３Ｎ４）セラミックス等がよく、これらは誘電損失が小さく強度に優れる。
【００４０】
本発明でいう高周波帯域は、数１０〜数１００ＧＨｚ帯域のマイクロ波帯域およびミリ波帯域に相当し、例えば３０ＧＨｚ以上、特に５０ＧＨｚ以上、更には７０ＧＨｚ以上の高周波帯域が好適である。
【００４１】
本発明のＮＲＤガイド用の平行平板導体８は、高い電気伝導度および加工性等の点で、Ｃｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体板、あるいはセラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。
【００４２】
かくして、本発明のＮＲＤガイド用のパルス変調器によれば、平行平板導体８とモードサプレッサ１ａ〜１ｃとの間にできる隙間が０．０１ｍｍ以下と小さくなり、誘電体線路の管内波長や放射損への影響も無視できるレベルとなるため、平行平板導体８とモードサプレッサ１ａ〜１ｃとの隙間における電磁波の漏洩を防ぎ、その結果としてＡＳＫ変調におけるオンとオフの比を大きくすることができる。同様に、平行平板導体８とサーキュレータのフェライト円板２との隙間における電磁波の漏洩、およびモードサプレッサ１ａ〜１ｃ間での電磁波の漏洩を防ぐことができ、その結果としてＡＳＫ変調におけるオンとオフの比を大きくすることができる。平行平板導体８とサーキュレータのフェライト円板２との間にできる隙間が小さくなると、サーキュレータが正常に動作し、モードサプレッサ１ａ〜１ｃから伝搬対象ではないモードサプレッサ１ａ〜１ｃへ電磁波の洩れも小さくなるため、良好なＡＳＫ変調特性を持つパルス変調器となる。
【００４３】
さらに、平行平板導体８とモードサプレッサ１ａ〜１ｃとの間にできる隙間が小さくなるため、各部品の組立再現性が向上し、パルス変調器の良好な特性が再現性良く安定して得られる。従って、信頼性の高いパルス変調器を生産性良く製造できる。また、インピーダンス整合部材の比誘電率εｒ２をモードサプレッサの比誘電率εｒ１に対して所定の異なるものとしたことにより、インピーダンス整合部材の伝送線路幅が小さくなり、その取り扱いが困難となるため、その設置の位置精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなることがなく、インピーダンス整合部材の伝送方向の長さが短くなって、その取り扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなることもなく、高周波信号の反射が大きくなって、インピーダンス整合をとるのが困難となることもない。
【００４４】
次に、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて以下に説明する。図６〜図８は本発明のミリ波レーダーモジュールについて示すものであり、図６は送信アンテナと受信アンテナが一体化されたものの平面図、図７は送信アンテナと受信アンテナが独立したものの平面図、図８はミリ波信号発振部の斜視図である。
【００４５】
図６において、５１は本発明の一方の平行平板導体（他方は省略する）、５２は第１の誘電体線路５３の一端に設けられたミリ波信号発振部（電圧制御発振器）であり、送信用のミリ波信号を出力する。
【００４６】
５３は、高周波発生素子としてのガンダイオード等の高周波ダイオードから出力された高周波信号が変調された送信用のミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路、５４ａは第１の誘電体線路５３に続く第１のモードサプレッサ、５５ａは、第１，第２，第３のモードサプレッサ５４ａ〜５４ｃとフェライト円板とから成る第１のサーキュレータ、５６は、第１のサーキュレータ５５ａの第２のモードサプレッサ５４ｂに接続されたショットキーバリアダイオード（図示せず）が実装された誘電体配線基板（パルス変調用スイッチ）であり、本発明のパルス変調器を構成している。モードサプレッサ５４ｃの他端には、第３，第４，第５のモードサプレッサ５４ｃ〜５４ｅとフェライト円板とから成る第２のサーキュレータ５５ｂがあり、第４のモードサプレッサ５４ｄの他端には、先端がテーパー状等とされた送受信アンテナ６０が設けられている。
【００４７】
また５７は、送受信アンテナ６０で受信され第４のモードサプレッサ５４ｄを伝搬して第２のサーキュレータ５５ｂの第５のモードサプレッサ５４ｅより出力した受信波をミキサー５９側へ伝搬させる第３の誘電体線路である。５８は、第１の誘電体線路５３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路５３に一端が接合されて、送信用のミリ波信号の一部をミキサー５９側へ伝搬させる第２の誘電体線路である。５８ａは、第２の誘電体線路５８のミキサー５９と反対側の一端部に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。また、図中Ｍ１は、第２の誘電体線路５８の中途と第３の誘電体線路５７の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させることにより、送信用のミリ波信号の一部と受信波を混合して中間周波信号を発生するミキサー部である。
【００４８】
そして、これらの各種部品は、送信用のミリ波信号の波長λの２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体５１，５１間に設けられている。
【００４９】
また、本発明のミリ波レーダーモジュールの他の実施の形態として、送信アンテナと受信アンテナを独立させた図７のタイプがある。同図において、６１は本発明の一方の平行平板導体（他方は省略する）、６２は第１の誘電体線路６３の一端に設けられたミリ波信号発振部であり、送信用のミリ波信号を出力する。
【００５０】
６３は、高周波ダイオードから出力された高周波信号が周波数変調された送信用のミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路、６４ａは、第１の誘電体線路６３に続く第１のモードサプレッサ、６５は、第１，第２，第３のモードサプレッサ６４ａ〜６４ｃと、フェライト円板から成るサーキュレータである。６６は、サーキュレータ６５の第２のモードサプレッサ６４ｂに接続されたショットキーバリアダイオード（図示せず）が実装された誘電体配線基板であり、本発明のパルス変調器を構成している。６７は、サーキュレータ６５の第３のモードサプレッサ６４ｃに接続され、先端がテーパー状等とされた送信アンテナ６７である。
【００５１】
また６８は、第１の誘電体線路６３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路６３に一端が接合されて、送信用のミリ波信号の一部をミキサー７１側へ伝搬させる第２の誘電体線路である。６８ａは、第２の誘電体線路６８のミキサー７１と反対側の一端部に設けられた無反射終端部、６９は、受信アンテナ７０で受信された受信波をミキサー７１側へ伝搬させる第３の誘電体線路である。また、図中Ｍ２は、第２の誘電体線路６８の中途と第３の誘電体線路６９の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、送信用のミリ波信号の一部と受信波とを混合して中間周波信号を発生するミキサー部である。
【００５２】
そして、これらの各種部品は、送信用のミリ波信号の波長λの２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体６１，６１間に設けられる。
【００５３】
また、これらのミリ波レーダーモジュールにおいて、平行平板導体間の間隔は、送信用のミリ波信号の空気中での波長λであって、使用周波数での波長λの２分の１以下となる。
【００５４】
図６，図７のミリ波レーダーモジュール用のミリ波信号発振部５２，６２を図８に示す。この図において、８２は、ガンダイオード８３を設置（マウント）するための金属ブロック等の金属部材、８３は、ミリ波を発振する高周波ダイオードの１種であるガンダイオード、８４は、金属部材８２の一側面に設置され、ガンダイオード８３にバイアス電圧を供給するとともに高周波信号の漏れを防ぐローパスフィルタとして機能するチョーク型バイアス供給線路８４ａを形成した配線基板である。８５は、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオード８３の上部導体とを接続する金属箔リボン等の帯状導体、８６は、誘電体の基体に共振用の金属ストリップ線路８６ａを設けた金属ストリップ共振器、８７は、金属ストリップ共振器８６により共振した高周波信号をミリ波信号発振部５２，６２外へ導く誘電体線路である。
【００５５】
また、図６，図７のミリ波レーダーモジュールはパルス変調方式であり、その動作原理は以下のようなものである。ミリ波信号発振部５２，６２より出力されたミリ波信号は、本発明のパルス変調器において、変調信号入力用のＭＯＤＩＮ端子に、パルス形状の電圧を入力することにより、パルス変調がかけられる。そして、送受信アンテナ６０，送信アンテナ６７より出力信号（送信波）を放射した場合、送受信用アンテナ６０，送信アンテナ６７の前方にターゲットが存在すると、電波の伝搬速度の往復分の時間差をともなって、反射波（受信波）が戻り、送受信アンテナ６０，受信用アンテナ７０で受信され、ミキサー５９，７１の出力側のＩＦＯＵＴ端子にて出力される。
【００５６】
このＩＦＯＵＴ端子の出力の送信パルスの遅延時間ｔより、Ｒ＝ｃｔ／２（ｃ：光速）という関係式から距離を求めることができる。
【００５７】
本発明のミリ波送受信器のミリ波信号発振部５２，６２において、チョーク型バイアス供給線路８４ａおよび帯状導体８５の材料は、Ｃｕ，Ａｌ，Ａｕ，Ａｇ，Ｗ，Ｔｉ，Ｎｉ，Ｃｒ，Ｐｄ，Ｐｔ等から成り、特にＣｕ，Ａｇが、電気伝導度が良好であり、損失が小さく、発振出力が大きくなるといった点で好ましい。
【００５８】
また、帯状導体８５は金属部材８２の表面から所定間隔をあけて金属部材８２と電磁結合しており、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオード素子８３間に架け渡されている。即ち、帯状導体８５の一端はチョーク型バイアス供給線路８４ａの一端に半田付け等により接続され、帯状導体８５の他端はガンダイオード素子８３の上部導体に半田付け等により接続されており、帯状導体８５の接続部を除く中途部分は宙に浮いた状態となっている。
【００５９】
そして、金属部材８２は、ガンダイオード素子８３の電気的な接地（アース）を兼ねているため金属導体であればよく、その材料は金属（合金を含む）導体であれば特に限定するものではなく、真鍮（黄銅：Ｃｕ−Ｚｎ合金），Ａｌ，Ｃｕ，ＳＵＳ（ステンレススチール），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等から成る。また金属部材８２は、全体が金属から成る金属ブロック、セラミックスやプラスチック等の絶縁基体の表面全体または部分的に金属メッキしたもの、絶縁基体の表面全体または部分的に導電性樹脂材料等をコートしたものであってもよい。
【００６０】
かくして、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールは、ミリ波信号のパルス変調によるアイソレーション特性が改善され、従って、ミリ波レーダーモジュールに適用した場合に、受信信号のノイズが低減し、ミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離を増大し得るものとなる（図６のもの）。また、ミリ波信号のパルス変調によるアイソレーション特性が改善され、また送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、その結果、受信信号のノイズが低減し探知距離が増大するものであって、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るものとなる（図７のもの）。
【００６１】
なお、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々の変更を行うことは何等差し支えない。
【００６２】
【実施例】
本発明のＮＲＤガイド用のパルス変調器について以下に説明する。図１のパルス変調器を以下のようにして構成した。平行平板導体８として厚さ６ｍｍの２枚のＡｌ板を１．８ｍｍの間隔で配置し、それらの間に断面形状が１．８ｍｍ（高さ）×０．８ｍｍ（幅）の矩形状であり、比誘電率４．８のガラスセラミックスから成る３本のモードサプレッサ１ａ〜１ｃを、１２０°の等間隔で放射状になるように２枚のフェライト円板２に接続して配置した。なお、モードサプレッサ１ａ〜１ｃは、その内部に、λ／４チョークパターンが施され、Ｃｕ箔から成るストリップ線路導体３が配置されたものとした。
【００６３】
このとき、モードサプレッサ１ａ〜１ｃの上下面が２枚のフェライト円板２の主面に面一となるようにした。即ち、２枚のフェライト円板２を平行平板導体８，８の内面に互いに対向させて設置し、インピーダンス整合部材４の上下に２枚のフェライト円板２の間隔に略等しい間隔で段差ができるよう設けられている。
【００６４】
このフェライト円板２の寸法は直径２．０ｍｍ、厚さ０．２１ｍｍであり、フェライト円板２の上下に３５５５００Ａ／ｍの直流磁界を印加するための磁石を配置した。即ち、平行平板導体８の外面のフェライト円板２に対応する部分に、フェライト円板２と同心的に直径１２．５ｍｍ、深さ５ｍｍの円形の凹部を形成し、その凹部に厚さ４．５ｍｍで直径１２．５ｍｍの円形の磁石を設置した。また、インピーダンス整合部材４は比誘電率９．７のアルミナセラミックスから成り、その伝送方向に垂直な面での断面形状は高さ１．３８ｍｍ×幅０．８ｍｍで、伝送方向の長さ（厚さ）は０．１ｍｍであった。従って、段差は０．２１ｍｍとした。
【００６５】
モードサプレッサ１ｂは、長さが５．５ｍｍであり、その他端には、厚さ０．２ｍｍのガラスエポキシ樹脂からなる誘電体配線基板５を配置した。さらに、誘電体配線基板５の裏面（モードサプレッサ１ｂと反対側の面）には、チョーク型バイアス供給線路６をプリントした。チョーク型バイアス供給線路６の幅の広い線路と幅の狭い線路について、幅の広い線路の長さはλ／４＝０．７ｍｍ（誘電体基板上では短波長化する）、幅の狭い線路の長さはλ／４＝０．７ｍｍであり、幅の広い線路部の幅は１．５ｍｍ、幅の狭い線路部の幅は０．２ｍｍであった。そして、チョーク型バイアス供給線路６上にはビームリードタイプのショットキーバリアダイオード７をはんだ付けにて実装し、フェライト円板２からショットキーバリアダイオードまでの距離ｄは５．７ｍｍであった。これは、モードサプレッサ１ｂの管内波長の１波長（７６．５ＧＨｚのモードサプレッサ１ｂ内の管内波長は５．８ｍｍ）とほぼ同じとなった。
【００６６】
内面の平面度を０．００８ｍｍとした平行平板導体８，８を具備した上記構成のパルス変調器について、スペクトラムアナライザを用いて７５〜８０ＧＨｚの高周波帯域で、ショットキーバリアダイオード７に順方向にバイアスをかけた場合（高周波信号は吸収されて出力されない；オフ状態）と、逆方向にバイアスをかけた場合（高周波信号は反射してサーキュレータを介して出力される；オン状態）とで、高周波信号の透過特性を測定した結果を図４に示す。
【００６７】
本実施例では、７６．５ＧＨｚ±０．５ＧＨｚを目的の周波数としており、図４より、上記の周波数帯域でのオン時の透過特性は−１〜−２ｄＢ程度と非常に損失が小さく、また、オン時とオフ時の差であるアイソレーション特性は上記の周波数帯域の全域にわたって−１８ｄＢ以上であり、最も高い部分では−３０ｄＢ程度と非常に良好な特性であった。さらに、この最もアイソレーション特性が高い部分の周波数は、所望の７６．５ＧＨｚであり、この周波数において整合が最もとれており、効率良く高周波信号がショットキーバリアダイオードで吸収されていることがわかった。
【００６８】
これに対して、比較例として、内面の平面度を０．０１３ｍｍとした平行平板導体８，８を具備した上記構成のパルス変調器について、同様にスペクトラムアナライザを用いて７５〜８０ＧＨｚの高周波帯域で、ショットキーバリアダイオード７に順方向にバイアスをかけた場合（高周波信号は吸収されて出力されない：オフ状態）と逆方向にバイアスをかけた場合（高周波信号は反射してサーキュレータを介して出力される：オン状態）の高周波信号の透過特性を測定した結果を図５に示す。
【００６９】
図５より、７６．５ＧＨｚ±０．５ＧＨｚの周波数域でのオン時の透過特性は−１〜−２ｄＢ程度と図４とほぼ同じであるが、オフ時の透過特性が約−１７ｄＢと劣化した。オン時とオフ時の差であるアイソレーション特性も上記の周波数帯域で−１３ｄＢ程度であり、サーキュレータの特性が不十分で電磁波がもれていることが予想される。また、最もアイソレーション特性が高い部分の周波数は、約７７ＧＨｚであり、所望の７６．５ＧＨｚとずれていることがわかった。
【００７０】
【発明の効果】
本発明のパルス変調器によれば、高周波信号の波長λの２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、平行平板導体の内面に互いに対向させて設置された２枚のフェライト板と、２枚のフェライト板に対して互いの主面を面一としてそれらが平行平板導体の内面に接した状態で略放射状に複数配置された、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとともにＬＳＥモードの電磁波を遮断する誘電体線路から成る複数のモードサプレッサと、モードサプレッサのフェライト板側の一方の端面に設置された、モードサプレッサの比誘電率εｒ１と異なる比誘電率εｒ２（−１０≦εｒ２−εｒ１≦２０，εｒ２≠εｒ１）を有するインピーダンス整合部材とから成るサーキュレータが設けられており、誘電体配線基板上のチョーク型バイアス供給線路の中途にショットキーバリアダイオードを接続したパルス変調用スイッチが、モードサプレッサの他方の端面にショットキーバリアダイオードのバイアス電圧印加方向がＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致するように設置されており、平行平板導体の内面の平面度が０．０１ｍｍ以下であることにより平行平板導体とモードサプレッサおよびフェライト板との間の隙間が０．０１ｍｍ以下であることにより、平行平板導体とモードサプレッサとの間にできる隙間が０．０１ｍｍ以下と小さくなり、管内波長や放射損への影響も無視できるレベルのため、組立再現性が向上し、パルス変調器の特性が再現性良く安定して得られる。従って、信頼性の高いパルス変調器を生産性良く製造できる。
【００７１】
また、平行平板導体とサーキュレータのフェライト板との間の隙間も小さくなり、その結果、サーキュレータの動作性が向上し、サーキュレータのアイソレーションポートへの洩れも小さいため、良好なＡＳＫ変調特性を持つパルス変調器が容易かつ再現性良く製造できる。また、インピーダンス整合部材の比誘電率εｒ２をモードサプレッサの比誘電率εｒ１に対して所定の異なるものとしたことにより、インピーダンス整合部材の伝送線路幅が小さくなり、その取り扱いが困難となるため、その設置の位置精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなることがなく、インピーダンス整合部材の伝送方向の長さが短くなって、その取り扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなることもなく、高周波信号の反射が大きくなって、インピーダンス整合をとるのが困難となることもない。
【００７２】
また、本発明のミリ波送受信器によれば、本発明のパルス変調器を用いることにより、ミリ波信号のパルス変調によるアイソレーション特性が改善され、従って、ミリ波レーダー等に適用した場合に、受信信号のノイズが低減し、ミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離を増大し得るものとなる。また、本発明の送信アンテナと受信アンテナが独立したミリ波送受信器は、本発明のパルス変調器を用いることにより、ミリ波信号のパルス変調によるアイソレーション特性が改善され、また送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、その結果、受信信号のノイズが低減し探知距離が増大するものであって、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）は本発明のＮＲＤガイド用のパルス変調器について実施の形態の例を示す斜視図、（ｂ）は（ａ）のパルス変調器を上方から見たときの平面図である。
【図２】本発明のパルス変調器におけるパルス変調用スイッチの平面図である。
【図３】ＮＲＤガイドの基本構成を示し、内部を一部透視したものの斜視図である。
【図４】本発明のパルス変調器について高周波信号の透過特性を測定した結果のグラフである。
【図５】比較例のパルス変調器について高周波信号の透過特性を測定した結果のグラフである。
【図６】本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて実施の形態の例を示す平面図である。
【図７】本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて実施の形態の他の例を示す平面図である。
【図８】本発明のミリ波送受信器におけるミリ波信号発振部の斜視図である。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ，１ｃ：モードサプレッサ
２：フェライト円板
３：ストリップ線路導体
４：インピーダンス整合部材
５：誘電体配線基板
６：チョーク型バイアス供給線路
７：ショットキーバリアダイオード
８：平行平板導体
【発明の属する技術分野】
本発明は、非放射性誘電体線路型のミリ波集積回路，ミリ波レーダーモジュール等に組み込まれて、ミリ波信号をＡＳＫ（Amplituted Shift Keying）変調等させるパルス変調器、およびそれを用いた非放射性誘電体線路構造のミリ波送受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、マイクロ波やミリ波の高周波信号を伝送させる非放射性誘電体線路（Nonradiative Dielectric Waveguideで、以下、ＮＲＤガイドという）の基本構成を図３に示す。同図に示すように、所定の間隔ａでもって平行配置された平行平板導体１１，１２間に、断面が長方形等の矩形状の誘電体線路１３を配置した構成であり、この間隔ａが高周波信号の波長λに対してａ≦λ／２であれば、外部から誘電体線路１３へのノイズの侵入をなくし、かつ外部への高周波信号の放射をなくして、誘電体線路１３中で高周波信号を伝搬させることができる。なお、高周波信号の波長λは使用周波数における空気中（自由空間）での波長である。
【０００３】
このようなＮＲＤガイドに組み込まれるパルス変調器の斜視図を図１（ａ）に、上方から見た平面図を図１（ｂ）に示す。なお、両図とも上部の平行平板導体は省略している。
【０００４】
同図において、１ａ，１ｂ，１ｃは、テフロン（登録商標），ポリスチレン，コーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ２Ｏ３・５ＳｉＯ２）セラミックス，ガラスセラミックス等から成る、ＬＳＭモードの電磁波を伝送しＬＳＥモードの電磁波を遮断する誘電体線路から成るモードサプレッサ、２は、モードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃの先端が接続され、周囲にモードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃが１２０°の間隔で放射状に配置されるサーキュレータ用の２枚のフェライト円板、３は、モードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃの内部に配置された、Ｃｕ箔等からなるストリップ線路導体であり、電界が平行平板導体８の主面に垂直方向であるＬＳＥモードの電磁波を遮断する。また、ストリップ線路導体３は、ＴＥＭモードを除去するためにλ／４チョークパターンが施されている。そして、４はモードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃのフェライト円板２側の一方の端面に設置されたインピーダンス整合部材である。
【０００５】
さらに、誘電体配線基板５上のチョーク型バイアス供給線路６の中途に、半田実装または熱圧着実装された、ビームリードタイプまたはフリップチップタイプのショットキーバリアダイオード７を接続したパルス変調用スイッチＳｐを、モードサプレッサ１ｂの他方の端面に設置している。このとき、ショットキーバリアダイオード７のバイアス電圧印加方向がＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致するようにショットキーバリアダイオード７が設置されている。
【０００６】
また、図２は、パルス変調用スイッチＳｐの誘電体配線基板５の平面図であり、チョーク型バイアス供給線路６はλ／４の幅の広い線路部分と幅の狭い線路部分とが交互に形成されたチョークパターンが施されている。
【０００７】
このパルス変調器では、モードサプレッサ１ａ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板２によって波面が反時計方向に回転されてモードサプレッサ１ｂへ伝搬され、モードサプレッサ１ｃへは伝搬しない。そして、モードサプレッサ１ｂを伝搬した電磁波は、その先の誘電体配線基板５上のショットキーバリアダイオード７において、ショットキーバリアダイオード７に順方向にバイアス電圧をかけたときは吸収されて反射がないため、モードサプレッサ１ｃでの出力は得られない。
【０００８】
これに対し、ショットキーバリアダイオード７に無バイアスまたは逆方向にバイアス電圧をかけたときは、電磁波は反射する。反射された電磁波は、再びモードサプレッサ１ｂ中を伝搬し、フェライト円板２によって波面が反時計方向に回転されてモードサプレッサ１ｃへ伝搬され、出力が得られる。
【０００９】
このようにして、ショットキーバリアダイオード７に印加するバイアス電圧を制御することにより、電磁波にＡＳＫ変調を施すことができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のＮＲＤガイド用のパルス変調器では、所望の周波数で動作させるために、モードサプレッサ１ｂと誘電体配線基板５との間に別途設けられた誘電体線路と、モードサプレッサ１ｂとの空隙、その誘電体線路の長さ、ショットキーバリアダイオード７とその誘電体線路との間に別途設けられたインピーダンス調整用の誘電体シートの厚み等により、インピーダンスの整合をとっており、それらの位置ずれや加工精度が低いと動作周波数がずれ、所望の周波数でのＡＳＫ変調の特性が劣化していた。即ち、それらの加工精度および位置決め精度の管理が難しく、また組立ての再現性が低く製造の作業性が悪くなるため、信頼性の高いものとならず、量産にも向かないという問題点があった。
【００１１】
また、平行平板導体８の内面の平面度が悪いと、モードサプレッサ１ｂを伝搬する電磁波の管内波長が変化し、インピーダンスの整合がとれず、所望の周波数でのＡＳＫ変調が困難になるという問題点があった。
【００１２】
さらに、平行平板導体８の内面の平面度が悪いと、平行平板導体８とモードサプレッサ１ａ〜１ｃとの間に隙間ができるため、電磁波が隙間より放射されて漏洩し、損失が大きくなるという問題点があった。
【００１３】
さらに、平行平板導体８の内面の平面度が悪いと、平行平板導体８とサーキュレータとの間に隙間ができ、これによりサーキュレータの特性が劣化し、モードサプレッサ１ａからモードサプレッサ１ｂに伝搬する電磁波の一部がモードサプレッサ１ｃの方へ洩れて伝搬してしまい、結果的にショットキーバリアダイオード７での吸収量が減少し、ＡＳＫ変調でのオンとオフの差が小さくなり特性が劣化するという問題点があった。
【００１４】
従って、本発明は上記事情に鑑みて完成されたものであり、その目的は、インピーダンス整合が容易にとれ、ＡＳＫ変調の動作が所望の周波数で良好なものとなるパルス変調器を提供することである。また、平行平板導体とモードサプレッサとの隙間における電磁波の漏洩、平行平板導体とサーキュレータとの隙間における電磁波の漏洩、およびモードサプレッサ間での電磁波の漏洩を防ぎ、その結果としてＡＳＫ変調におけるオンとオフの比（アイソレーション特性）を大きくすることである。さらに、パルス変調器の特性が再現性良く安定して得られるとともに、製造が容易化されて量産性に優れたものとすることである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明の非放射性誘電体線路用のパルス変調器は、高周波信号の波長λの２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、該平行平板導体の内面に互いに対向させて設置された２枚のフェライト板と、該２枚のフェライト板に対して互いの主面を面一としてそれらが前記平行平板導体の内面に接した状態で略放射状に複数配置された、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとともにＬＳＥモードの電磁波を遮断する誘電体線路から成る複数のモードサプレッサと、該モードサプレッサの前記フェライト板側の一方の端面に設置された、前記モードサプレッサの比誘電率εｒ１と異なる比誘電率εｒ２（−１０≦εｒ２−εｒ１≦２０，εｒ２≠εｒ１）を有するインピーダンス整合部材とから成るサーキュレータが設けられており、誘電体配線基板上のチョーク型バイアス供給線路の中途にショットキーバリアダイオードを接続したパルス変調用スイッチが、前記モードサプレッサの他方の端面に前記ショットキーバリアダイオードのバイアス電圧印加方向が前記ＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致するように設置されており、前記平行平板導体の内面の平面度が０．０１ｍｍ以下であることにより前記平行平板導体と前記モードサプレッサおよび前記フェライト板との間の隙間が０．０１ｍｍ以下であることを特徴とする。
【００１６】
本発明の非放射性誘電体線路用のパルス変調器によれば、上記の構成により、平行平板導体とモードサプレッサとの間にできる隙間が０．０１ｍｍ以下と小さくなり、管内波長や放射損への影響も無視できるレベルとなるため、平行平板導体とモードサプレッサとの隙間における電磁波の漏洩を防ぎ、その結果としてＡＳＫ変調におけるオンとオフの比を大きくすることができる。同様に、平行平板導体とサーキュレータのフェライト板との隙間における電磁波の漏洩、およびモードサプレッサ間での電磁波の漏洩を防ぐことができ、その結果としてＡＳＫ変調におけるオンとオフの比を大きくすることができる。平行平板導体とサーキュレータのフェライト板との間にできる隙間が小さくなると、サーキュレータが正常に動作し、モードサプレッサから伝搬対象ではないモードサプレッサへ電磁波の洩れも小さくなるため、良好なＡＳＫ変調特性を持つパルス変調器となる。
【００１７】
さらに、平行平板導体とモードサプレッサとの間にできる隙間が小さくなるため、各部品の組立再現性が向上し、パルス変調器の良好な特性が再現性良く安定して得られる。従って、信頼性の高いパルス変調器を生産性良く製造できる。また、インピーダンス整合部材の比誘電率εｒ２をモードサプレッサの比誘電率εｒ１に対して所定の異なるものとしたことにより、インピーダンス整合部材の伝送線路幅が小さくなり、その取り扱いが困難となるため、その設置の位置精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなることがなく、インピーダンス整合部材の伝送方向の長さが短くなって、その取り扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなることもなく、高周波信号の反射が大きくなって、インピーダンス整合をとるのが困難となることもない。
【００１８】
また、本発明のミリ波送受信器は、送信用のミリ波信号の波長λの２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、前記送信用のミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、該第１の誘電体線路に付設され、高周波発生素子から出力された前記送信用のミリ波信号を前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、前記第１の誘電体線路に、一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記送信用のミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、前記平行平板導体の内面に互いに対向させて平行に配設された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で略放射状に配置され、かつそれぞれ第１，第２および第３のモードサプレッサの一端が接続されて前記ミリ波信号の入出力端とされた第１，第２および第３の接続部を有し、一つの接続部から入力された前記ミリ波信号を前記フェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力するサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部の前記第１のモードサプレッサが接続され、前記第２の接続部の前記第２のモードサプレッサの他端にパルス変調用スイッチが設置された第１のサーキュレータと、前記平行平板導体の内面に互いに対向させて平行に配設された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で略放射状に配置され、かつそれぞれ前記第３のモードサプレッサの他端ならびに第４および第５のモードサプレッサの一端が接続されて前記ミリ波信号の入出力端とされた第１，第２および第３の接続部を有し、一つの接続部から入力された前記ミリ波信号を前記フェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力する第２のサーキュレータと、該第２のサーキュレータの前記第２の接続部の前記第４のモードサプレッサの他端に接続された送受信アンテナと、該送受信アンテナで受信され前記第４のモードサプレッサを伝搬して前記第２のサーキュレータの前記第３の接続部の前記第５のモードサプレッサより出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第３の誘電体線路と、前記第２の誘電体線路の中途と前記第３の誘電体線路の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記送信用のミリ波信号の一部と前記受信波とを混合して中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、前記平行平板導体と前記第１のサーキュレータと前記パルス変調用スイッチとが、本発明の非放射性誘電体線路用のパルス変調器を構成していることを特徴とする。
【００１９】
本発明のミリ波送受信器によれば、上記構成により、ミリ波信号のＡＳＫ変調等のパルス変調によるアイソレーション特性が改善され、その結果、ミリ波レーダー等に適用した場合にその探知距離を増大し得るものとなる。
【００２０】
また、本発明のミリ波送受信器は、送信用のミリ波信号の波長λの２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、前記送信用のミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された前記送信用のミリ波信号を前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、前記第１の誘電体線路に、一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記送信用のミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、前記平行平板導体の内面に互いに対向させて平行に配設された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で略放射状に配置され、かつそれぞれ第１，第２および第３のモードサプレッサの一端が接続されて前記ミリ波信号の入出力端とされた第１，第２および第３の接続部を有し、一つの接続部から入力された前記ミリ波信号を前記フェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力するサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部の前記第１のモードサプレッサが接続され、前記第２の接続部の前記第２のモードサプレッサの他端にパルス変調用スイッチが設置されたサーキュレータと、該サーキュレータの前記第３の接続部の前記第３のモードサプレッサの他端に接続された送信アンテナと、先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた、前記受信アンテナで受信された受信波を伝搬させる第３の誘電体線路と、前記第２の誘電体線路の中途と前記第３の誘電体線路の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記送信用のミリ波信号の一部と前記受信波とを混合して中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、前記平行平板導体と前記サーキュレータと前記パルス変調用スイッチとが、本発明の非放射性誘電体線路用のパルス変調器を構成していることを特徴とする。
【００２１】
本発明のミリ波送受信器によれば、このような構成により、ミリ波信号のＡＳＫ変調等のパルス変調によるアイソレーション特性が改善され、また送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、従って、ミリ波レーダーモジュールに適用した場合に、受信信号のノイズが低減し探知距離が増大し、ミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るものとなる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明のＮＲＤガイド用のパルス変調器、およびそれを用いたミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて以下に説明する。本発明のパルス変調器の全体の基本構成は、図１，図２に示したものと同様であり、以下、図１，図２に基いて説明する。
【００２３】
図１（ａ）は本発明のパルス変調器の斜視図、図１（ｂ）は本発明のパルス変調器を上方から見た平面図である。なお、両図とも上部の平行平板導体は省略している。
【００２４】
同図において、１ａ，１ｂ，１ｃは、テフロン，ポリスチレン，コーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ２Ｏ３・５ＳｉＯ２）セラミックス，ガラスセラミックス等から成る、ＬＳＭモードの電磁波を伝送しＬＳＥモードの電磁波を遮断する誘電体線路から成るモードサプレッサ、２は、モードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃの先端が接続され、周囲にモードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃが１２０°の間隔で放射状に配置されるサーキュレータ用の２枚のフェライト円板、３は、モードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃの内部に配置され、Ｃｕ箔等からなるストリップ線路導体であり、電界が平行平板導体の主面に垂直方向であるＬＳＥモードの電磁波を遮断する。また、ストリップ線路導体３は、ＴＥＭモードを除去するためにλ／４チョークパターンが施されている。そして、４はモードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃのフェライト円板２側の一方の端面に設置されたインピーダンス整合部材である。
【００２５】
さらに、誘電体配線基板５上のチョーク型バイアス供給線路６の中途に、半田実装または熱圧着実装された、ビームリードタイプまたはフリップチップタイプのショットキーバリアダイオード７を接続したパルス変調用スイッチＳｐを、モードサプレッサ１ｂの他方の端面に、フェライト円板２の端から略ｎλ／２（ｎは１以上の整数）の距離をおいて設置している。このとき、ショットキーバリアダイオード７のバイアス電圧印加方向がＬＳＭモードの電磁波の電界方向（平行平板導体の主面に平行な方向）に合致するように、ショットキーバリアダイオード７が設置されている。
【００２６】
また、図２は、パルス変調用スイッチＳｐの誘電体配線基板５の平面図であり、チョーク型バイアス供給線路６はλ／４の幅の広い線路部分と幅の狭い線路部分とが交互に形成されたチョークパターンが施されている。
【００２７】
そして、本発明では、平行平板導体８の内面の平面度（最高部と最低部との高さの差）を０．０１ｍｍ以下にすることにより、平行平板導体８とモードサプレッサ１ａ〜１ｃとの間にできる隙間も０．０１ｍｍ以下と小さくなり、管内波長や放射損への影響も無視できるレベルのため組立再現性が向上し、パルス変調器の特性が再現性良く安定して得られる。従って、信頼性の高いパルス変調器を生産性良く製造できる。
【００２８】
また、平行平板導体８とサーキュレータのフェライト円板２との間にできる隙間も小さくなり、サーキュレータも正常に動作し、モードサプレッサ１ａから伝搬対象ではないモードサプレッサ１ｃへの電磁波の洩れも小さくなるため、良好なＡＳＫ変調特性を持つパルス変調器となる。
【００２９】
このパルス変調器では、モードサプレッサ１ａ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板２によって波面が反時計方向に回転されてモードサプレッサ１ｂへ伝搬され、モードサプレッサ１ｃへは伝搬しない。そして、モードサプレッサ１ｂを伝搬した電磁波は、その先の誘電体配線基板５上のチョーク型バイアス供給線路６に実装されたショットキーバリアダイオード７にて、ショットキーバリアダイオード７に順方向にバイアス電圧をかけたときは吸収されて反射がないため、モードサプレッサ１ｃでの出力は得られない。
【００３０】
これに対し、ショットキーバリアダイオード７に無バイアスまたは逆方向にバイアス電圧をかけたときは、電磁波は反射する。反射された電磁波は、再びモードサプレッサ１ｂ中を伝搬し、フェライト円板２によって波面が反時計方向に回転されてモードサプレッサ１ｃへ伝搬され、出力が得られる。
【００３１】
このようにして、ショットキーバリアダイオード７に印加するバイアス電圧を制御することにより、電磁波にＡＳＫ変調を施すことができる。
【００３２】
本発明のＮＲＤガイド用のパルス変調器において、２枚の同一形状のフェライト円板２は、対向配置された平行平板導体８の内面に同心状に対向させて設置される。即ち、対向配置された平行平板導体８の内面にそれらの主面が接している。なお、図１（ａ）のものは、２枚のフェライト円板２の主面とモードサプレッサ１ａ〜１ｃの主面とは面一とされ、それらは平行平板導体８の内面に接した状態であり、高周波信号の伝送損失を小さくするうえでこのような構成が好ましい。
【００３３】
このフェライト円板２の厚さについては、自動車用のミリ波レーダーで使用される７７ＧＨｚ帯域において、比誘電率１３のフェライトを使用した場合、フェライト円板２の厚さは０．１５〜０．３０ｍｍがよく、０．１５ｍｍ未満では、フェライト円板２の強度が低下して取り扱いが困難になる。０．３０ｍｍを超えると、通過帯域のずれを防ぐためにその直径を小さくしなければならず、直径が小さくなるとサーキュレータのアイソレーションが劣化し、モードサプレッサ１ａからモードサプレッサ１ｃへ電磁波が洩れて結果的にＡＳＫ変調の特性が悪くなる。
【００３４】
また、フェライト円板２の直径は１〜３ｍｍがよく、１ｍｍ未満ではサーキュレータのアイソレーションが劣化し、３ｍｍを超えると通過帯域がずれないようにその厚さを薄くする必要があるが、厚さが０．１５ｍｍ未満になり取り扱いが困難になる。
【００３５】
上記フェライト円板２の代わりに正多角形のフェライト板を用いてもよく、その場合、接続される誘電体線路（モードサプレッサ）の本数をｍ本（ｍは２以上の整数）とすると、その平面形状は正ｋ角形（ｋは３以上の整数）である。なお、フェライト円板２の主面に対して、平行平板導体８の外側から３５５５００Ａ／ｍ程度の直流磁界を印加する磁石、電磁石等を設けることにより、フェライト円板２はサーキュレータとして機能する。
【００３６】
また本発明のＮＲＤガイド用のパルス変調器において、モードサプレッサ１ａ〜１ｃはフェライト円板２に対して略放射状に接続される。モードサプレッサ１ａ〜１ｃは、それらの伝送路方向のなす角が１２０°の等間隔で３本配置されているが、１２０°の等間隔で２本配置してもよく、その場合には高周波信号は１方向でのみ伝送路が変換される。図１（ａ）のものでは、モードサプレッサ１ａからモードサプレッサ１ｂ、モードサプレッサ１ｂからモードサプレッサ１ｃ、モードサプレッサ１ｃからモードサプレッサ１ａへの３方向の変換が可能である。その他、９０°間隔で４本、６０°間隔で６本等設けることもできる。
【００３７】
本発明のＮＲＤガイド用のパルス変調器におけるインピーダンス整合部材４は、モードサプレッサ１ａ〜１ｃと異なる比誘電率を有するものであり、モードサプレッサ１ａ〜１ｃの比誘電率をεｒ１、インピーダンス整合部材４の比誘電率をεｒ２とすると、−１０≦εｒ２−εｒ１≦２０（εｒ２≠εｒ１）とするのが好ましい。εｒ２−εｒ１＜−１０では、インピーダンス整合部材４の伝送線路幅が小さくなり、その取り扱いが困難となるため、その設置の位置精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。２０＜εｒ２−εｒ１では、インピーダンス整合のためにインピーダンス整合部材４の伝送方向の長さを短くする必要が生じ、その取り扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。εｒ２＝εｒ１では、高周波信号の反射が大きく、インピーダンスの整合を取るのが困難となる。
【００３８】
また、インピーダンス整合部材４の伝送路方向の厚さは０．０５〜０．５ｍｍが好ましく、０．０５ｍｍ未満では、その取り扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。０．５ｍｍを超えると、サーキュレータのアイソレーション特性が劣化する。
【００３９】
インピーダンス整合部材４の材質は、比誘電率が９．７程度と比較的高いアルミナセラミックス、比誘電率７のフォルステライト（２ＭｇＯ・ＳｉＯ２）セラミックス、比誘電率８程度のスピネル（ＭｇＯ・Ａｌ２Ｏ３）セラミックス、その他ムライト（３Ａｌ２Ｏ３・２ＳｉＯ２）セラミックス、窒化珪素（Ｓｉ３Ｎ４）セラミックス等がよく、これらは誘電損失が小さく強度に優れる。
【００４０】
本発明でいう高周波帯域は、数１０〜数１００ＧＨｚ帯域のマイクロ波帯域およびミリ波帯域に相当し、例えば３０ＧＨｚ以上、特に５０ＧＨｚ以上、更には７０ＧＨｚ以上の高周波帯域が好適である。
【００４１】
本発明のＮＲＤガイド用の平行平板導体８は、高い電気伝導度および加工性等の点で、Ｃｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体板、あるいはセラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。
【００４２】
かくして、本発明のＮＲＤガイド用のパルス変調器によれば、平行平板導体８とモードサプレッサ１ａ〜１ｃとの間にできる隙間が０．０１ｍｍ以下と小さくなり、誘電体線路の管内波長や放射損への影響も無視できるレベルとなるため、平行平板導体８とモードサプレッサ１ａ〜１ｃとの隙間における電磁波の漏洩を防ぎ、その結果としてＡＳＫ変調におけるオンとオフの比を大きくすることができる。同様に、平行平板導体８とサーキュレータのフェライト円板２との隙間における電磁波の漏洩、およびモードサプレッサ１ａ〜１ｃ間での電磁波の漏洩を防ぐことができ、その結果としてＡＳＫ変調におけるオンとオフの比を大きくすることができる。平行平板導体８とサーキュレータのフェライト円板２との間にできる隙間が小さくなると、サーキュレータが正常に動作し、モードサプレッサ１ａ〜１ｃから伝搬対象ではないモードサプレッサ１ａ〜１ｃへ電磁波の洩れも小さくなるため、良好なＡＳＫ変調特性を持つパルス変調器となる。
【００４３】
さらに、平行平板導体８とモードサプレッサ１ａ〜１ｃとの間にできる隙間が小さくなるため、各部品の組立再現性が向上し、パルス変調器の良好な特性が再現性良く安定して得られる。従って、信頼性の高いパルス変調器を生産性良く製造できる。また、インピーダンス整合部材の比誘電率εｒ２をモードサプレッサの比誘電率εｒ１に対して所定の異なるものとしたことにより、インピーダンス整合部材の伝送線路幅が小さくなり、その取り扱いが困難となるため、その設置の位置精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなることがなく、インピーダンス整合部材の伝送方向の長さが短くなって、その取り扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなることもなく、高周波信号の反射が大きくなって、インピーダンス整合をとるのが困難となることもない。
【００４４】
次に、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて以下に説明する。図６〜図８は本発明のミリ波レーダーモジュールについて示すものであり、図６は送信アンテナと受信アンテナが一体化されたものの平面図、図７は送信アンテナと受信アンテナが独立したものの平面図、図８はミリ波信号発振部の斜視図である。
【００４５】
図６において、５１は本発明の一方の平行平板導体（他方は省略する）、５２は第１の誘電体線路５３の一端に設けられたミリ波信号発振部（電圧制御発振器）であり、送信用のミリ波信号を出力する。
【００４６】
５３は、高周波発生素子としてのガンダイオード等の高周波ダイオードから出力された高周波信号が変調された送信用のミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路、５４ａは第１の誘電体線路５３に続く第１のモードサプレッサ、５５ａは、第１，第２，第３のモードサプレッサ５４ａ〜５４ｃとフェライト円板とから成る第１のサーキュレータ、５６は、第１のサーキュレータ５５ａの第２のモードサプレッサ５４ｂに接続されたショットキーバリアダイオード（図示せず）が実装された誘電体配線基板（パルス変調用スイッチ）であり、本発明のパルス変調器を構成している。モードサプレッサ５４ｃの他端には、第３，第４，第５のモードサプレッサ５４ｃ〜５４ｅとフェライト円板とから成る第２のサーキュレータ５５ｂがあり、第４のモードサプレッサ５４ｄの他端には、先端がテーパー状等とされた送受信アンテナ６０が設けられている。
【００４７】
また５７は、送受信アンテナ６０で受信され第４のモードサプレッサ５４ｄを伝搬して第２のサーキュレータ５５ｂの第５のモードサプレッサ５４ｅより出力した受信波をミキサー５９側へ伝搬させる第３の誘電体線路である。５８は、第１の誘電体線路５３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路５３に一端が接合されて、送信用のミリ波信号の一部をミキサー５９側へ伝搬させる第２の誘電体線路である。５８ａは、第２の誘電体線路５８のミキサー５９と反対側の一端部に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。また、図中Ｍ１は、第２の誘電体線路５８の中途と第３の誘電体線路５７の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させることにより、送信用のミリ波信号の一部と受信波を混合して中間周波信号を発生するミキサー部である。
【００４８】
そして、これらの各種部品は、送信用のミリ波信号の波長λの２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体５１，５１間に設けられている。
【００４９】
また、本発明のミリ波レーダーモジュールの他の実施の形態として、送信アンテナと受信アンテナを独立させた図７のタイプがある。同図において、６１は本発明の一方の平行平板導体（他方は省略する）、６２は第１の誘電体線路６３の一端に設けられたミリ波信号発振部であり、送信用のミリ波信号を出力する。
【００５０】
６３は、高周波ダイオードから出力された高周波信号が周波数変調された送信用のミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路、６４ａは、第１の誘電体線路６３に続く第１のモードサプレッサ、６５は、第１，第２，第３のモードサプレッサ６４ａ〜６４ｃと、フェライト円板から成るサーキュレータである。６６は、サーキュレータ６５の第２のモードサプレッサ６４ｂに接続されたショットキーバリアダイオード（図示せず）が実装された誘電体配線基板であり、本発明のパルス変調器を構成している。６７は、サーキュレータ６５の第３のモードサプレッサ６４ｃに接続され、先端がテーパー状等とされた送信アンテナ６７である。
【００５１】
また６８は、第１の誘電体線路６３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路６３に一端が接合されて、送信用のミリ波信号の一部をミキサー７１側へ伝搬させる第２の誘電体線路である。６８ａは、第２の誘電体線路６８のミキサー７１と反対側の一端部に設けられた無反射終端部、６９は、受信アンテナ７０で受信された受信波をミキサー７１側へ伝搬させる第３の誘電体線路である。また、図中Ｍ２は、第２の誘電体線路６８の中途と第３の誘電体線路６９の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、送信用のミリ波信号の一部と受信波とを混合して中間周波信号を発生するミキサー部である。
【００５２】
そして、これらの各種部品は、送信用のミリ波信号の波長λの２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体６１，６１間に設けられる。
【００５３】
また、これらのミリ波レーダーモジュールにおいて、平行平板導体間の間隔は、送信用のミリ波信号の空気中での波長λであって、使用周波数での波長λの２分の１以下となる。
【００５４】
図６，図７のミリ波レーダーモジュール用のミリ波信号発振部５２，６２を図８に示す。この図において、８２は、ガンダイオード８３を設置（マウント）するための金属ブロック等の金属部材、８３は、ミリ波を発振する高周波ダイオードの１種であるガンダイオード、８４は、金属部材８２の一側面に設置され、ガンダイオード８３にバイアス電圧を供給するとともに高周波信号の漏れを防ぐローパスフィルタとして機能するチョーク型バイアス供給線路８４ａを形成した配線基板である。８５は、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオード８３の上部導体とを接続する金属箔リボン等の帯状導体、８６は、誘電体の基体に共振用の金属ストリップ線路８６ａを設けた金属ストリップ共振器、８７は、金属ストリップ共振器８６により共振した高周波信号をミリ波信号発振部５２，６２外へ導く誘電体線路である。
【００５５】
また、図６，図７のミリ波レーダーモジュールはパルス変調方式であり、その動作原理は以下のようなものである。ミリ波信号発振部５２，６２より出力されたミリ波信号は、本発明のパルス変調器において、変調信号入力用のＭＯＤＩＮ端子に、パルス形状の電圧を入力することにより、パルス変調がかけられる。そして、送受信アンテナ６０，送信アンテナ６７より出力信号（送信波）を放射した場合、送受信用アンテナ６０，送信アンテナ６７の前方にターゲットが存在すると、電波の伝搬速度の往復分の時間差をともなって、反射波（受信波）が戻り、送受信アンテナ６０，受信用アンテナ７０で受信され、ミキサー５９，７１の出力側のＩＦＯＵＴ端子にて出力される。
【００５６】
このＩＦＯＵＴ端子の出力の送信パルスの遅延時間ｔより、Ｒ＝ｃｔ／２（ｃ：光速）という関係式から距離を求めることができる。
【００５７】
本発明のミリ波送受信器のミリ波信号発振部５２，６２において、チョーク型バイアス供給線路８４ａおよび帯状導体８５の材料は、Ｃｕ，Ａｌ，Ａｕ，Ａｇ，Ｗ，Ｔｉ，Ｎｉ，Ｃｒ，Ｐｄ，Ｐｔ等から成り、特にＣｕ，Ａｇが、電気伝導度が良好であり、損失が小さく、発振出力が大きくなるといった点で好ましい。
【００５８】
また、帯状導体８５は金属部材８２の表面から所定間隔をあけて金属部材８２と電磁結合しており、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオード素子８３間に架け渡されている。即ち、帯状導体８５の一端はチョーク型バイアス供給線路８４ａの一端に半田付け等により接続され、帯状導体８５の他端はガンダイオード素子８３の上部導体に半田付け等により接続されており、帯状導体８５の接続部を除く中途部分は宙に浮いた状態となっている。
【００５９】
そして、金属部材８２は、ガンダイオード素子８３の電気的な接地（アース）を兼ねているため金属導体であればよく、その材料は金属（合金を含む）導体であれば特に限定するものではなく、真鍮（黄銅：Ｃｕ−Ｚｎ合金），Ａｌ，Ｃｕ，ＳＵＳ（ステンレススチール），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等から成る。また金属部材８２は、全体が金属から成る金属ブロック、セラミックスやプラスチック等の絶縁基体の表面全体または部分的に金属メッキしたもの、絶縁基体の表面全体または部分的に導電性樹脂材料等をコートしたものであってもよい。
【００６０】
かくして、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールは、ミリ波信号のパルス変調によるアイソレーション特性が改善され、従って、ミリ波レーダーモジュールに適用した場合に、受信信号のノイズが低減し、ミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離を増大し得るものとなる（図６のもの）。また、ミリ波信号のパルス変調によるアイソレーション特性が改善され、また送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、その結果、受信信号のノイズが低減し探知距離が増大するものであって、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るものとなる（図７のもの）。
【００６１】
なお、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々の変更を行うことは何等差し支えない。
【００６２】
【実施例】
本発明のＮＲＤガイド用のパルス変調器について以下に説明する。図１のパルス変調器を以下のようにして構成した。平行平板導体８として厚さ６ｍｍの２枚のＡｌ板を１．８ｍｍの間隔で配置し、それらの間に断面形状が１．８ｍｍ（高さ）×０．８ｍｍ（幅）の矩形状であり、比誘電率４．８のガラスセラミックスから成る３本のモードサプレッサ１ａ〜１ｃを、１２０°の等間隔で放射状になるように２枚のフェライト円板２に接続して配置した。なお、モードサプレッサ１ａ〜１ｃは、その内部に、λ／４チョークパターンが施され、Ｃｕ箔から成るストリップ線路導体３が配置されたものとした。
【００６３】
このとき、モードサプレッサ１ａ〜１ｃの上下面が２枚のフェライト円板２の主面に面一となるようにした。即ち、２枚のフェライト円板２を平行平板導体８，８の内面に互いに対向させて設置し、インピーダンス整合部材４の上下に２枚のフェライト円板２の間隔に略等しい間隔で段差ができるよう設けられている。
【００６４】
このフェライト円板２の寸法は直径２．０ｍｍ、厚さ０．２１ｍｍであり、フェライト円板２の上下に３５５５００Ａ／ｍの直流磁界を印加するための磁石を配置した。即ち、平行平板導体８の外面のフェライト円板２に対応する部分に、フェライト円板２と同心的に直径１２．５ｍｍ、深さ５ｍｍの円形の凹部を形成し、その凹部に厚さ４．５ｍｍで直径１２．５ｍｍの円形の磁石を設置した。また、インピーダンス整合部材４は比誘電率９．７のアルミナセラミックスから成り、その伝送方向に垂直な面での断面形状は高さ１．３８ｍｍ×幅０．８ｍｍで、伝送方向の長さ（厚さ）は０．１ｍｍであった。従って、段差は０．２１ｍｍとした。
【００６５】
モードサプレッサ１ｂは、長さが５．５ｍｍであり、その他端には、厚さ０．２ｍｍのガラスエポキシ樹脂からなる誘電体配線基板５を配置した。さらに、誘電体配線基板５の裏面（モードサプレッサ１ｂと反対側の面）には、チョーク型バイアス供給線路６をプリントした。チョーク型バイアス供給線路６の幅の広い線路と幅の狭い線路について、幅の広い線路の長さはλ／４＝０．７ｍｍ（誘電体基板上では短波長化する）、幅の狭い線路の長さはλ／４＝０．７ｍｍであり、幅の広い線路部の幅は１．５ｍｍ、幅の狭い線路部の幅は０．２ｍｍであった。そして、チョーク型バイアス供給線路６上にはビームリードタイプのショットキーバリアダイオード７をはんだ付けにて実装し、フェライト円板２からショットキーバリアダイオードまでの距離ｄは５．７ｍｍであった。これは、モードサプレッサ１ｂの管内波長の１波長（７６．５ＧＨｚのモードサプレッサ１ｂ内の管内波長は５．８ｍｍ）とほぼ同じとなった。
【００６６】
内面の平面度を０．００８ｍｍとした平行平板導体８，８を具備した上記構成のパルス変調器について、スペクトラムアナライザを用いて７５〜８０ＧＨｚの高周波帯域で、ショットキーバリアダイオード７に順方向にバイアスをかけた場合（高周波信号は吸収されて出力されない；オフ状態）と、逆方向にバイアスをかけた場合（高周波信号は反射してサーキュレータを介して出力される；オン状態）とで、高周波信号の透過特性を測定した結果を図４に示す。
【００６７】
本実施例では、７６．５ＧＨｚ±０．５ＧＨｚを目的の周波数としており、図４より、上記の周波数帯域でのオン時の透過特性は−１〜−２ｄＢ程度と非常に損失が小さく、また、オン時とオフ時の差であるアイソレーション特性は上記の周波数帯域の全域にわたって−１８ｄＢ以上であり、最も高い部分では−３０ｄＢ程度と非常に良好な特性であった。さらに、この最もアイソレーション特性が高い部分の周波数は、所望の７６．５ＧＨｚであり、この周波数において整合が最もとれており、効率良く高周波信号がショットキーバリアダイオードで吸収されていることがわかった。
【００６８】
これに対して、比較例として、内面の平面度を０．０１３ｍｍとした平行平板導体８，８を具備した上記構成のパルス変調器について、同様にスペクトラムアナライザを用いて７５〜８０ＧＨｚの高周波帯域で、ショットキーバリアダイオード７に順方向にバイアスをかけた場合（高周波信号は吸収されて出力されない：オフ状態）と逆方向にバイアスをかけた場合（高周波信号は反射してサーキュレータを介して出力される：オン状態）の高周波信号の透過特性を測定した結果を図５に示す。
【００６９】
図５より、７６．５ＧＨｚ±０．５ＧＨｚの周波数域でのオン時の透過特性は−１〜−２ｄＢ程度と図４とほぼ同じであるが、オフ時の透過特性が約−１７ｄＢと劣化した。オン時とオフ時の差であるアイソレーション特性も上記の周波数帯域で−１３ｄＢ程度であり、サーキュレータの特性が不十分で電磁波がもれていることが予想される。また、最もアイソレーション特性が高い部分の周波数は、約７７ＧＨｚであり、所望の７６．５ＧＨｚとずれていることがわかった。
【００７０】
【発明の効果】
本発明のパルス変調器によれば、高周波信号の波長λの２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、平行平板導体の内面に互いに対向させて設置された２枚のフェライト板と、２枚のフェライト板に対して互いの主面を面一としてそれらが平行平板導体の内面に接した状態で略放射状に複数配置された、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとともにＬＳＥモードの電磁波を遮断する誘電体線路から成る複数のモードサプレッサと、モードサプレッサのフェライト板側の一方の端面に設置された、モードサプレッサの比誘電率εｒ１と異なる比誘電率εｒ２（−１０≦εｒ２−εｒ１≦２０，εｒ２≠εｒ１）を有するインピーダンス整合部材とから成るサーキュレータが設けられており、誘電体配線基板上のチョーク型バイアス供給線路の中途にショットキーバリアダイオードを接続したパルス変調用スイッチが、モードサプレッサの他方の端面にショットキーバリアダイオードのバイアス電圧印加方向がＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致するように設置されており、平行平板導体の内面の平面度が０．０１ｍｍ以下であることにより平行平板導体とモードサプレッサおよびフェライト板との間の隙間が０．０１ｍｍ以下であることにより、平行平板導体とモードサプレッサとの間にできる隙間が０．０１ｍｍ以下と小さくなり、管内波長や放射損への影響も無視できるレベルのため、組立再現性が向上し、パルス変調器の特性が再現性良く安定して得られる。従って、信頼性の高いパルス変調器を生産性良く製造できる。
【００７１】
また、平行平板導体とサーキュレータのフェライト板との間の隙間も小さくなり、その結果、サーキュレータの動作性が向上し、サーキュレータのアイソレーションポートへの洩れも小さいため、良好なＡＳＫ変調特性を持つパルス変調器が容易かつ再現性良く製造できる。また、インピーダンス整合部材の比誘電率εｒ２をモードサプレッサの比誘電率εｒ１に対して所定の異なるものとしたことにより、インピーダンス整合部材の伝送線路幅が小さくなり、その取り扱いが困難となるため、その設置の位置精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなることがなく、インピーダンス整合部材の伝送方向の長さが短くなって、その取り扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなることもなく、高周波信号の反射が大きくなって、インピーダンス整合をとるのが困難となることもない。
【００７２】
また、本発明のミリ波送受信器によれば、本発明のパルス変調器を用いることにより、ミリ波信号のパルス変調によるアイソレーション特性が改善され、従って、ミリ波レーダー等に適用した場合に、受信信号のノイズが低減し、ミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離を増大し得るものとなる。また、本発明の送信アンテナと受信アンテナが独立したミリ波送受信器は、本発明のパルス変調器を用いることにより、ミリ波信号のパルス変調によるアイソレーション特性が改善され、また送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、その結果、受信信号のノイズが低減し探知距離が増大するものであって、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）は本発明のＮＲＤガイド用のパルス変調器について実施の形態の例を示す斜視図、（ｂ）は（ａ）のパルス変調器を上方から見たときの平面図である。
【図２】本発明のパルス変調器におけるパルス変調用スイッチの平面図である。
【図３】ＮＲＤガイドの基本構成を示し、内部を一部透視したものの斜視図である。
【図４】本発明のパルス変調器について高周波信号の透過特性を測定した結果のグラフである。
【図５】比較例のパルス変調器について高周波信号の透過特性を測定した結果のグラフである。
【図６】本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて実施の形態の例を示す平面図である。
【図７】本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて実施の形態の他の例を示す平面図である。
【図８】本発明のミリ波送受信器におけるミリ波信号発振部の斜視図である。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ，１ｃ：モードサプレッサ
２：フェライト円板
３：ストリップ線路導体
４：インピーダンス整合部材
５：誘電体配線基板
６：チョーク型バイアス供給線路
７：ショットキーバリアダイオード
８：平行平板導体
Claims (3)
- 高周波信号の波長λの２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、該平行平板導体の内面に互いに対向させて設置された２枚のフェライト板と、該２枚のフェライト板に対して互いの主面を面一としてそれらが前記平行平板導体の内面に接した状態で略放射状に複数配置された、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとともにＬＳＥモードの電磁波を遮断する誘電体線路から成る複数のモードサプレッサと、該モードサプレッサの前記フェライト板側の一方の端面に設置された、前記モードサプレッサの比誘電率εｒ１と異なる比誘電率εｒ２（−１０≦εｒ２−εｒ１≦２０，εｒ２≠εｒ１）を有するインピーダンス整合部材とから成るサーキュレータが設けられており、誘電体配線基板上のチョーク型バイアス供給線路の中途にショットキーバリアダイオードを接続したパルス変調用スイッチが、前記モードサプレッサの他方の端面に前記ショットキーバリアダイオードのバイアス電圧印加方向が前記ＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致するように設置されており、前記平行平板導体の内面の平面度が０．０１ｍｍ以下であることにより前記平行平板導体と前記モードサプレッサおよび前記フェライト板との間の隙間が０．０１ｍｍ以下であることを特徴とする非放射性誘電体線路用のパルス変調器。
- 送信用のミリ波信号の波長λの２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
前記送信用のミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
該第１の誘電体線路に付設され、高周波発生素子から出力された前記送信用のミリ波信号を前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路に、一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記送信用のミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体の内面に互いに対向させて平行に配設された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で略放射状に配置され、かつそれぞれ第１，第２および第３のモードサプレッサの一端が接続されて前記ミリ波信号の入出力端とされた第１，第２および第３の接続部を有し、一つの接続部から入力された前記ミリ波信号を前記フェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力するサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部の前記第１のモードサプレッサが接続され、前記第２の接続部の前記第２のモードサプレッサの他端にパルス変調用スイッチが設置された第１のサーキュレータと、
前記平行平板導体の内面に互いに対向させて平行に配設された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で略放射状に配置され、かつそれぞれ前記第３のモードサプレッサの他端ならびに第４および第５のモードサプレッサの一端が接続されて前記ミリ波信号の入出力端とされた第１，第２および第３の接続部を有し、一つの接続部から入力された前記ミリ波信号を前記フェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力する第２のサーキュレータと、
該第２のサーキュレータの前記第２の接続部の前記第４のモードサプレッサの他端に接続された送受信アンテナと、
該送受信アンテナで受信され前記第４のモードサプレッサを伝搬して前記第２のサーキュレータの前記第３の接続部の前記第５のモードサプレッサより出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第３の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第３の誘電体線路の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記送信用のミリ波信号の一部と前記受信波とを混合して中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、
前記平行平板導体と前記第１のサーキュレータと前記パルス変調用スイッチとが、請求項１記載のパルス変調器を構成していることを特徴とするミリ波送受信器。 - 送信用のミリ波信号の波長λの２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
前記送信用のミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された前記送信用のミリ波信号を前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路に、一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記送信用のミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体の内面に互いに対向させて平行に配設された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で略放射状に配置され、かつそれぞれ第１，第２および第３のモードサプレッサの一端が接続されて前記ミリ波信号の入出力端とされた第１，第２および第３の接続部を有し、一つの接続部から入力された前記ミリ波信号を前記フェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力するサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部の前記第１のモードサプレッサが接続され、前記第２の接続部の前記第２のモードサプレッサの他端にパルス変調用スイッチが設置されたサーキュレータと、
該サーキュレータの前記第３の接続部の前記第３のモードサプレッサの他端に接続された送信アンテナと、
先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた、前記受信アンテナで受信された受信波を伝搬させる第３の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第３の誘電体線路の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記送信用のミリ波信号の一部と前記受信波とを混合して中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、
前記平行平板導体と前記サーキュレータと前記パルス変調用スイッチとが、請求項１記載のパルス変調器を構成していることを特徴とするミリ波送受信器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001057243A JP3571000B2 (ja) | 2001-03-01 | 2001-03-01 | 非放射性誘電体線路用のパルス変調器およびそれを用いたミリ波送受信器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001057243A JP3571000B2 (ja) | 2001-03-01 | 2001-03-01 | 非放射性誘電体線路用のパルス変調器およびそれを用いたミリ波送受信器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002261516A JP2002261516A (ja) | 2002-09-13 |
| JP3571000B2 true JP3571000B2 (ja) | 2004-09-29 |
Family
ID=18917149
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001057243A Expired - Fee Related JP3571000B2 (ja) | 2001-03-01 | 2001-03-01 | 非放射性誘電体線路用のパルス変調器およびそれを用いたミリ波送受信器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3571000B2 (ja) |
-
2001
- 2001-03-01 JP JP2001057243A patent/JP3571000B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002261516A (ja) | 2002-09-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6868258B2 (en) | Structure for connecting non-radiative dielectric waveguide and metal waveguide, millimeter wave transmitting/receiving module and millimeter wave transmitter/receiver | |
| US7068118B2 (en) | Pulse modulator for nonradiative dielectric waveguide, and millimeter wave transmitter/receiver using the same | |
| JP3571000B2 (ja) | 非放射性誘電体線路用のパルス変調器およびそれを用いたミリ波送受信器 | |
| JP3652275B2 (ja) | 非放射性誘電体線路用のパルス変調器およびそれを用いたミリ波送受信器 | |
| JP2001237618A (ja) | 非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造およびミリ波送受信部並びにミリ波送受信器 | |
| JP3659480B2 (ja) | 非放射性誘電体線路用のサーキュレータおよびそれを用いたミリ波送受信器 | |
| JP3709163B2 (ja) | 非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造およびミリ波送受信器 | |
| JP3699664B2 (ja) | 非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造およびミリ波送受信器 | |
| JP2002016405A (ja) | 非放射性誘電体線路およびミリ波送受信器 | |
| JP2002076721A (ja) | 非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造およびミリ波送受信部並びにミリ波送受信器 | |
| JP4268507B2 (ja) | 非放射性誘電体線路用の振幅変調器およびそれを用いたミリ波送受信器 | |
| JP2001203510A (ja) | 非放射性誘電体線路用のサーキュレータおよびそれを用いたミリ波送受信器 | |
| JP3638533B2 (ja) | 非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造およびミリ波送受信器 | |
| JP3623146B2 (ja) | 非放射性誘電体線路用のモードサプレッサおよびそれを用いたミリ波送受信器 | |
| JP3777099B2 (ja) | 高周波ダイオード発振器およびそれを用いたミリ波送受信器 | |
| JP2003249801A (ja) | 非放射性誘電体線路のサーキュレータおよびこれを用いたミリ波送受信器 | |
| JP2001237615A (ja) | 非放射性誘電体線路用のサーキュレータおよびそれを用いたミリ波送受信器 | |
| JP2002016406A (ja) | 非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造およびミリ波送受信部ならびにミリ波送受信器 | |
| JP2001345609A (ja) | ミリ波送受信器 | |
| JP2002076776A (ja) | 高周波ダイオード発振器およびそれを用いたミリ波送受信器 | |
| JP3574793B2 (ja) | 非放射性誘電体線路およびミリ波送受信器 | |
| JP2002290113A (ja) | 非放射性誘電体線路およびそれを用いたミリ波送受信器 | |
| JP3709186B2 (ja) | 非放射性誘電体線路用の振幅変調器およびそれを用いたミリ波送受信器 | |
| JP2002359506A (ja) | 非放射性誘電体線路用のモードサプレッサおよびそれを用いたミリ波送受信器 | |
| JP2002290110A (ja) | 非放射性誘電体線路用のサーキュレータおよびそれを用いたミリ波送受信器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040305 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040316 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040514 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040615 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040622 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080702 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080702 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090702 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090702 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100702 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100702 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110702 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120702 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120702 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130702 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |