JP3709186B2 - 非放射性誘電体線路用の振幅変調器およびそれを用いたミリ波送受信器 - Google Patents
非放射性誘電体線路用の振幅変調器およびそれを用いたミリ波送受信器 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、非放射性誘電体線路型のミリ波集積回路，ミリ波レーダーモジュール等に組み込まれ、ミリ波信号をスイッチイングまたはＡＳＫ（Amplituded Shift Keying）変調させる変調器、およびそれを用いた非放射性誘電体線路型のミリ波送受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、マイクロ波やミリ波の高周波信号を伝送させるためには金属導波管が多く用いられてきたが、近年の高周波モジュールの小型化の要求により、誘電体線路を高周波信号の導波路として用いた高周波モジュールが開発されている。なかでも、高周波信号の伝送損失の少ない非放射性誘電体線路（Nonradiative Dielectric Waveguideで、以下ＮＲＤガイドともいう）が注目されている。ＮＲＤガイドの基本構成を図２に示す。同図に示すように、所定の間隔ａでもって平行配置された平行平板導体１１，１２の間に、断面形状が長方形等の矩形状の誘電体線路１３を配置した構成であり、この間隔ａが高周波信号の波長λに対してａ≦λ／２であれば、外部から誘電体線路１３へのノイズの侵入をなくしかつ外部への高周波信号の放射をなくして、誘電体線路１３中で高周波信号を効率良く伝搬させることができる。なお、高周波信号の波長λは使用周波数における空気中（自由空間）での波長である。
【０００３】
このようなＮＲＤガイドに組み込まれる、高周波信号の振幅変調器の従来例を図３（ａ），（ｂ）に示す（例えば、下記の非特許文献１参照）。図３（ａ）は振幅変調器の斜視図、（ｂ）は振幅変調器を上方から見たときの平面図である。この振幅変調器は、サーキュレータ（circulatorで、以下ＣＬＴともいう）とショットキーバリアダイオードとを組み合わせて使用することにより、高周波信号を振幅変調（スイッチング制御を含む）するものであり、この振幅変調器を用いたミリ波送受信器やミリ波レーダー等が開発されている。
【０００４】
同図において、２０ａ，２０ｂ，２０ｃはテフロン、ポリスチレン等の誘電体線路からなる、ＬＳＥ（Longitudinal Section Electric）モードの電磁波を遮断するモードサプレッサ、２１は周囲にモードサプレッサ２０ａ〜２０ｃが１２０°の間隔で放射状に配置されるＣＬＴ用の２枚のフェライト円板、２２はモードサプレッサ２０ａ〜２０ｃの内部に配置され、銅箔等からなるストリップ線路導体であり、電界が平行平板導体の主面に垂直方向であるＬＳＥモードの電磁波を遮断する。また、ストリップ導体線路２２はＴＥＭ（Transverse ElectroMagnetic）モードを除去するためにλ／４チョークパターンが施されている。
【０００５】
また、モードサプレッサ２０ｂのフェライト円板２１と反対側の他端には、所定の空隙を設けて、テフロン、ポリスチレン等からなる誘電体線路２３ａが配置され、さらに、アルミナセラミックス等から成り、誘電体線路２３ａとは誘電率の異なる誘電体シート２４が配置されている。この誘電体シート２４の後方には、銅箔等からなるチョーク型バイアス供給線路構造のストリップ線路導体２５がプリントされ、その中途にショットキーバリアダイオード（以下、ＳＢＤともいう）２６が実装された配線基板２７が配置されている。配線基板２７の後方には、テフロン、ポリスチレン等からなる誘電体線路２３ｂが配置されている。
【０００６】
そして、モードサプレッサ２０ａ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円版２１によって波面が時計方向または反時計方向に回転されモードサプレッサ２０ｂへ伝搬され、モードサプレッサ２０ｃへは伝搬しない。そして、モードサプレッサ２０ｂを伝搬した電磁波は、その先の配線基板２７上のＳＢＤ２６において、ＳＢＤ２６に順方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を入力したとき）は吸収されて出力されずにオフ状態となる。一方、ＳＢＤ２６に逆方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を流さないとき）は、電磁波は反射されて出力される（オン状態となる）。ＳＢＤ２６で反射された電磁波は、再びモードサプレッサ２０ｂ中を伝搬し、フェライト円板２１によって波面が回転され、モードサプレッサ２０ｃへ伝搬される。
【０００７】
このように、ＳＢＤ２６にバイアス電圧をかけることにより、電磁波をＡＳＫ変調（振幅変調）することができる。なお、振幅変調の度合いを大きくすると、スイッチング制御することもできる。
【０００８】
さらに、平行平板導体の内面に互いに対向させて設置された２枚のフェライト板と、２枚のフェライト板に対して略放射状に複数配置された、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとともにＬＳＥモードの電磁波を遮断する誘電体線路から成るモードサプレッサと、モードサプレッサの一方の端面に設置された、誘電体線路と異なる比誘電率を有するインピーダンス整合部材とから成るＣＬＴが設けられており、誘電体配線基板上のチョーク型バイアス供給線路の中途にＳＢＤを接続したパルス変調スイッチを、モードサプレッサの他方の端面に、ＳＢＤのバイアス電圧印加方向がＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致するように設置したＮＲＤガイド用のパルス変調器において、フェライト板の端からＳＢＤまでの距離が略ｎλ／２（ｎは２以上の整数、λは高周波信号の波長）であること構成とすることにより、部品点数が削減されて組立再現性が向上するとともに、所望の周波数で動作させるためのインピーダンスの整合が容易になり、パルス変調器の特性を再現性良く安定して得られ、信頼性の高いものを生産性良く製造できる、ＮＲＤガイド用のパルス変調器を、本出願人は提案した（特願２００１−２２７１１）。
【０００９】
また、高周波信号を伝搬させる誘電体線路と、誘電体線路の一端側に空隙および他の誘電体線路を介して、配線基板上のチョーク型バイアス供給線路の中途にＳＢＤが接続されているとともにＳＢＤのバイアス電圧印加方向がＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致するように設置されているパルス変調用スイッチとを具備したことにより、部品点数が削減されて組立再現性が向上するとともに、所望の周波数で動作させるためのインピーダンス整合が容易になり、パルス変調器の良好な特性を再現性良く安定して得られ、信頼性の高いものを生産性良く製造できる、ＮＲＤガイド用のパルス変調器を、本出願人は提案した（特願２００１−１６１５０６）。
【００１０】
また、先端部にＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサが設けられるとともに高周波信号が伝送される複数の誘電体線路が、平行平板導体の内面に主面が平行かつ同心状に対向配置された２枚のフェライト板に対して各モードサプレッサの先端が接続されるとともに略放射状に配置されているＣＬＴを、一つの接続用誘電体線路を介して２つ接続したＮＲＤガイド用の２段型のＣＬＴにおいて、平行平板導体の外面に、磁力線が平行平板導体の内面に略垂直になっている領域内にフェライト板が存在するように一対の磁石が設置されていることにより、２段型のＣＬＴのそれぞれの回転方向が同じになるため、ＣＬＴが組み込まれるミリ波送受信器等が容易に構成でき、製造が容易化されて量産性に優れたものとなり、また、各ＣＬＴを互いに近接配置することができるので小型化され、さらに、２段型のＣＬＴは磁力線が平行平板導体の内面に略垂直になっている領域内に配置されることから、高周波信号の伝搬損失が小さくなる、ＮＲＤガイド用のＣＬＴを、本出願人は提案した（特願２００２−１４７８９）。
【００１１】
【非特許文献１】
Futoshi Kuroki，Masayuki Sugioka，Shinji Matsukawa，Kengo Ikeda，and T．Yoneyama，“High−Speed ASK Transceiver Based on the NRD−Guide Technology at 60−GHz Band”，IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniqes，USA，IEEE，JUNE 1988，VOL．46，NO．6，pp806−810
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図３のような２つのＣＬＴおよびＳＢＤからなる従来の振幅変調器は、図４に示すようにオン／オフ比（アイソレーション）が周波数によって大きく異なり、オン／オフ比を例えば１５ｄＢ以上に大きくとるためには、使用する周波数帯域が限られるという問題点があった。
【００１３】
また、上記振幅変調器をミリ波レーダーモジュール等に組み込んで使用する場合、ミリ波レーダーモジュールは温度変化が激しい自動車のエンジンルーム等に搭載されることとなるが、振幅変調器の周波数特性は温度に依存するため、環境温度によりオン／オフ比が変化するという問題点があった。
【００１４】
従って、本発明は上記事情に鑑みて完成されたものであり、その目的は、２つのＣＬＴにそれぞれ設けられたＳＢＤに入力する順方向電流をそれぞれ制御することにより、所定値以上のオン／オフ比が得られるようにすることができ、また、振幅変調の周波数特性が使用環境温度に左右されるのを抑制することができるものとすることにある。
【００１５】
本発明の非放射性誘電体線路用の振幅変調器は、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、該平行平板導体の内面に互いに対向させて配置された２枚のフェライト板と、該２枚のフェライト板に対して略放射状に配置された、高周波信号を入力する入力用誘電体線路、先端部にショットキーバリアダイオードが設けられた変調用誘電体線路および前記ショットキーバリアダイオードによって振幅変調された高周波信号を出力する出力用誘電体線路をそれぞれ具備した第１および第２のサーキュレータが接続されて設けられており、該第１および第２のサーキュレータは、前記第１のサーキュレータの出力用誘電体線路が前記第２のサーキュレータの入力用誘電体線路を兼ねることによって接続されており、前記第１のサーキュレータ側の前記ショットキーバリアダイオードの順方向電流を、前記第１のサーキュレータに入力される前記高周波信号の電圧振幅に対して所定値以上のオン／オフ比が得られるように制御するとともに、前記第２のサーキュレータ側の前記ショットキーバリアダイオードの順方向電流を、前記第１のサーキュレータのオン／オフ比によって低下した前記高周波信号の電圧振幅に対して、その低下した前記高周波信号の入力パワーにおいて最大の吸収特性が得られる順方向電流値とすることによって所定値以上のオン／オフ比が得られるように制御する制御回路が設けられていることを特徴とする。
【００１６】
本発明の振幅変調器は、第１のＣＬＴ側のショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）の順方向電流を第１のサーキュレータ（ＣＬＴ）に入力される高周波信号の電圧振幅に対して所定値以上のオン／オフ比が得られるように制御するとともに第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を第１のＣＬＴのオン／オフ比によって低下した高周波信号の電圧振幅に対して所定値以上のオン／オフ比が得られるように制御する制御回路が設けられていることから、２つのＣＬＴにそれぞれ設けられたＳＢＤに入力する順方向電流をそれぞれ制御することにより、所定値以上のオン／オフ比が得られる。
【００１７】
即ち、ＳＢＤは、順方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を流したとき；ＳＢＤオン時）は、高周波信号の大部分を吸収してその反射がほとんどなく、逆方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を流さないとき；ＳＢＤオフ時）は、高周波信号の大部分を反射するものであるが、ＳＢＤのオフ時の高周波信号の反射特性は高周波信号の入力パワー（電圧振幅）によって変化するため、高周波信号のある入力パワーに対して最大のオン／オフ比が得られる最適な順方向電流値が存在する。また、２つのＳＢＤは、双方ともオンかオフとされて駆動されるが、第１のＣＬＴ側のＳＢＤに順方向にバイアス電圧をかけたとき、ＳＢＤで大部分吸収され反射された高周波信号の入力パワーは相当に低下しているので、第２のＣＬＴ側のＳＢＤでは、その低下した高周波信号の入力パワーにおいて最大の吸収特性が得られる順方向電流値とする必要がある。これにより、２つのＣＬＴを通過した高周波信号について所定値以上のオン／オフ比が得られることとなる。
【００１８】
また、ＳＢＤは高周波信号の周波数および温度によってオン／オフ比が変化するため、第１のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流値をある周波数および温度において最適値とすることはできるが、第１のＣＬＴ側のＳＢＤで大部分吸収され反射された高周波信号の入力パワーは周波数および温度によって変化するため、第２のＣＬＴ側のＳＢＤではその変化を考慮した制御を行なう必要がある。このような周波数および温度による変化を加味した第２のＣＬＴ側のＳＢＤの制御は、周波数および温度の変化に完全に追随することができない場合もあり、後述するように２つのＣＬＴで所定値以上のオン／オフ比が得られるように近似的に制御することができる。これにより、２つのＣＬＴを通過した高周波信号について所定値以上のオン／オフ比が得られることとなる。
【００１９】
本発明の振幅変調器において、好ましくは、前記高周波信号は周波数が７６〜７７ＧＨｚとされていることを特徴とする。
【００２０】
本発明の振幅変調器は、高周波信号は周波数が７６〜７７ＧＨｚとされていることから、本発明の振幅変調器を作動周波数が７６〜７７ＧＨｚ程度であるミリ波レーダーモジュール等のミリ波送受信器に用いた場合に、発振器の発振周波数が温度等で変化しても広い帯域で高周波信号の高いオン／オフ比が得られるものとなる。
【００２１】
また本発明の振幅変調器において、好ましくは、前記制御回路は前記平行平板導体の内面または外面に設けられていることを特徴とする。
【００２２】
本発明の振幅変調器は、制御回路は平行平板導体の内面または外面に設けられていることから、振幅変調器が小型化され、また、制御回路とＳＢＤとの間の信号線が短縮化されて信号線に余計なインダクタンスやキャパシタンスが発生しにくくなるためＳＢＤを高精度に制御でき、その結果、高いオン／オフ比を得るのに有利なものとなる。
【００２３】
本発明のミリ波送受信器は、
送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有する第１のサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続される第１のサーキュレータと、
該第１のサーキュレータの前記第２の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第３の誘電体線路と、
前記第１のサーキュレータの前記第３の接続部に一端が接続された第４の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部，第５の接続部および第６の接続部を有する第２のサーキュレータであって、前記第４の接続部に前記第４の誘電体線路の他端が接続された第２のサーキュレータと、
前記第２のサーキュレータの前記第５の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第５の誘電体線路と、
前記第２のサーキュレータの前記第６の接続部に一端が接続された第６の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部，第８の接続部および第９の接続部を有する第３のサーキュレータであって、前記第７の接続部に前記第６の誘電体線路の他端が接続された第３のサーキュレータと、
該第３のサーキュレータの前記第８の接続部に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを有する第７の誘電体線路と、
前記送受信アンテナで受信され前記第７の誘電体線路を伝搬して前記第３のサーキュレータの前記第９の接続部より出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第８の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第８の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサーとを具備しており、
前記第１および第２のサーキュレータが上記本発明の振幅変調器を構成していることを特徴とする。
【００２４】
本発明のミリ波送受信器は、上記の構成により、高いオン／オフ比でもって高周波信号を振幅変調したりスイッチングできる高性能のものとなる。
【００２５】
また、本発明のミリ波送受信器は、
送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有する第１のサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続される第１のサーキュレータと、
該第１のサーキュレータの前記第２の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第３の誘電体線路と、
前記第１のサーキュレータの前記第３の接続部に一端が接続された第４の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部，第５の接続部および第６の接続部を有する第２のサーキュレータであって、前記第４の接続部に前記第４の誘電体線路の他端が接続された第２のサーキュレータと、
前記第２のサーキュレータの前記第５の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第５の誘電体線路と、
前記第２のサーキュレータの前記第６の接続部に一端が接続された第６の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部，第８の接続部および第９の接続部を有する第３のサーキュレータであって、前記第７の接続部に前記第６の誘電体線路の他端が接続された第３のサーキュレータと、
該第３のサーキュレータの前記第８の接続部に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナを有する第７の誘電体線路と、
前記第３のサーキュレータの前記第９の接続部に接続され、前記送信アンテナで受信混入した受信波を伝搬させるとともに先端部に設けられた無反射終端部で前記受信波を減衰させる第８の誘電体線路と、
先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた第９の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第９の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサーとを具備しており、
前記第１および第２のサーキュレータが上記本発明の振幅変調器を構成していることを特徴とする。
【００２６】
本発明のミリ波送受信器は、上記の構成により、送信アンテナと受信アンテナとが独立して設けられているため、送信用のミリ波信号がミキサーに混入することが防止されるとともに、高いオン／オフ比でもって高周波信号を振幅変調したりスイッチングできる高性能のものとなる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
本発明のＮＲＤガイド用の振幅変調器およびミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて以下に詳細に説明する。図１は本発明の振幅変調器の透視斜視図であり、同図において、４ａ〜４ｄは誘電体線路であり、それらの先端部にはＣＬＴのアイソレーションを向上させるためにＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサ１ａ〜１ｅが設けられている。モードサプレッサ１ａ〜１ｅの内部には、図３に示したように、ＴＥＭモードを除去するためにλ／４チョークパターンからなるＣｕ製の導体が設けられており、モードサプレッサ１ａ〜１ｅの先端にはインピーダンス整合用の誘電体板６ａ〜６ｆが接合されている。
【００２８】
また、２ａ，２ｂは周囲にモードサプレッサ１ａ〜１ｅが１２０°の間隔で放射状に配置されるＣＬＴ用の１対のフェライト円板である。また、平行平板導体を介してフェライト円板２ａ，２ｂの上下には、ＣＬＴとして機能させるための磁石が配置される。
【００２９】
第１のＣＬＴ（図１では右側のＣＬＴ）では、モードサプレッサ１ａ中を伝搬してきた高周波信号（電磁波）は、フェライト円板２ａによって波面が時計方向（または反時計方向）に回転されてモードサプレッサ１ｂへ伝搬され、モードサプレッサ１ｃへは伝搬されない。同様に、モードサプレッサ１ｂ中を伝搬してきた電磁波は、モードサプレッサ１ｃへ伝搬される。このようにして、電磁波の伝搬路が変換される。また、第２のＣＬＴにおいては、誘電体線路１ｃ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板２ｂによって波面が時計方向（または反時計方向）に回転されてモードサプレッサ１ｄへ伝搬され、モードサプレッサ１ｅへは伝搬されない。同様に、モードサプレッサ１ｄ中を伝搬してきた電磁波は、モードサプレッサ１ｅへ伝搬される。このようにして、電磁波の伝搬路が変換される。フェライト円板２ａ，２ｂの主面に略垂直に印加される直流磁界のＳ極とＮ極の位置を逆にすると、高周波信号の波面の回転方向も逆転することは言うまでもない。
【００３０】
本発明において、誘電体線路４ｂ，４ｃの先端部にミリ波信号を振幅変調するＳＢＤを設けた配線基板５ａ，５ｂが設けられている。これらの配線基板５ａ，５ｂは、図５のような構成のものである。例えば、図５における配線基板３０の一主面にチョーク型バイアス供給線路３３を形成し、その中途にフリップチップ実装、バンプ実装またはハンダ実装されたＳＢＤ３１を設けたものである。このＳＢＤ３１の順方向電流をオン／オフすることにより、ミリ波信号をオン／オフ制御（スイッチング制御）等の振幅制御することができる。
【００３１】
本発明において、２枚の同一形状のフェライト円板２ａ，２ｂは平行平板導体の内面に対してその主面が平行にかつ同心状に対向配置されるが、平行平板導体の内面にそれらの主面が接していてもよく、また平行平板導体の内面から所定の間隔をあけて設置してもよい。なお、図１のものは、２枚のフェライト円板２ａ，２ｂの主面とモードサプレッサ１ａ〜１ｅの主面とは面一とされ、それらは平行平板導体の内面に接した状態である。上記フェライト円板２ａ，２ｂの代わりに正多角形のフェライト板を用いてもよく、その場合接続される誘電体線路の本数をｎ本（ｎは２以上の整数）とすると、その平面形状は正ｍ角形（ｍは３以上の整数）である。
【００３２】
本発明において、誘電体線路１ａ〜１ｅの材料は、テフロン，ポリスチレン等の樹脂、または低比誘電率のコーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ２Ｏ３・５ＳｉＯ２）セラミックス，アルミナ（Ａｌ２Ｏ３）セラミックス，ガラスセラミックス等のセラミックスが好ましく、これらは高周波帯域において低損失である。
【００３３】
本発明でいう高周波帯域は、数１０〜数１００ＧＨｚ帯域のマイクロ波帯域およびミリ波帯域に相当し、例えば３０ＧＨｚ以上、特に５０ＧＨｚ以上、更には７０ＧＨｚ以上の高周波帯域が好適である。特に、７６〜７７ＧＨｚが好ましく、この場合、本発明の振幅変調器を作動周波数が７６〜７７ＧＨｚ程度である自動車用のミリ波レーダーモジュール等のミリ波送受信器に用いた場合に、発振器の発振周波数が温度等で変化しても広い帯域で高周波信号の高い透過特性が得られるものとなる。
【００３４】
本発明のＮＲＤガイド用の平行平板導体は、高い電気伝導度および加工性等の点で、Ｃｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体板、あるいはセラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。
【００３５】
また、本発明のＮＲＤガイドは、高周波発生素子としてガンダイオード等の高周波ダイオードを用い、高周波発生素子から出力された高周波信号の伝搬路に設けられたバラクタダイオード等の可変容量ダイオードのバイアス電圧を電圧制御することによって周波数変調する電圧制御発振器（Voltage Control Oscillator：ＶＣＯ）を組み込むことによって、無線ＬＡＮ，自動車のミリ波レーダー等に使用される。例えば、自動車の周囲の障害物および他の自動車に対しミリ波信号を照射し、反射波を元のミリ波信号と合成して中間周波信号を得、この中間周波信号を分析することにより、障害物および他の自動車までの距離、それらの移動速度等が測定できる。
【００３６】
そして、本発明の振幅変調器は、２つのＣＬＴにそれぞれ設けられたＳＢＤに入力する順方向電流をそれぞれ制御することにより、所定値以上のオン／オフ比が得られるようにすることができる。また、高周波帯域においてアイソレーション特性が改善される帯域幅が格段に広くなる。
【００３７】
即ち、ＳＢＤは、順方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を流したとき；ＳＢＤオン時）は、高周波信号の大部分を吸収してその反射がほとんどなく、逆方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を流さないとき；ＳＢＤオフ時）は、高周波信号の大部分を反射するものであるが、ＳＢＤのオフ時の高周波信号の反射特性は高周波信号の入力パワー（電圧振幅）によって変化するため、高周波信号のある入力パワーに対して最大のオン／オフ比が得られる最適な順方向電流値が存在する。また、２つのＳＢＤは、双方ともオンかオフとされて駆動されるが、第１のＣＬＴ側のＳＢＤに順方向にバイアス電圧をかけたとき、ＳＢＤで大部分吸収され反射された高周波信号の入力パワーは相当に低下しているので、第２のＣＬＴ側のＳＢＤでは、その低下した高周波信号の入力パワーにおいて最大の吸収特性が得られる順方向電流値とする必要がある。これにより、２つのＣＬＴを通過した高周波信号について所定値以上のオン／オフ比が得られることとなる。
【００３８】
また、ＳＢＤは高周波信号の周波数および温度によってオン／オフ比が変化するため、第１のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流値をある周波数および温度において最適値とすることはできるが、第１のＣＬＴ側のＳＢＤで大部分吸収され反射された高周波信号の入力パワーは周波数および温度によって変化するため、第２のＣＬＴ側のＳＢＤではその変化を考慮した制御を行なう必要がある。このような周波数および温度による変化を加味した第２のＣＬＴ側のＳＢＤの制御は、周波数および温度の変化に完全に追随することができない場合もあり、後述するように２つのＣＬＴで所定値以上のオン／オフ比が得られるように近似的に制御することができる。これにより、２つのＣＬＴを通過した高周波信号について所定値以上のオン／オフ比が得られることとなる。
【００３９】
本発明において、所定値以上とは、例えば２つのＣＬＴで合わせて２０ｄＢ以上という値であり、２０ｄＢ未満ではオン／オフ比（アイソレーション）が小さいため、十分なＳ／Ｎ比がとれず、ＣＬＴをミリ波レーダーに組み込んだ場合に最大検知距離が不十分であったり、誤検知が生ずる可能性がある。
【００４０】
そして、２つのＣＬＴで合わせて２０ｄＢ以上のオン／オフ比を得る２つの場合について以下に説明する。
【００４１】
第１の場合として、ＳＢＤの入力パワー依存性が入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比が１ｄＢ以下である場合は、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を第１のＣＬＴ側のＳＢＤによって１０ｄＢ低下したパワーで最大のオン／オフ比（１０ｄＢ以上）が得られるように設定する。これにより、２つのＣＬＴで合わせて２０ｄＢ以上のオン／オフ比が得られる。
【００４２】
第２の場合として、ＳＢＤの入力パワー依存性が入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比が１．１ｄＢ以下である場合は、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を第１のＣＬＴ側のＳＢＤによって１１ｄＢ低下したパワーで最大のオン／オフ比が得られるように設定する。このとき、第１のＣＬＴ側のＳＢＤのオン／オフ比による高周波信号（周波数７６〜７７ＧＨｚ）の入力パワーの低下をＲＴ１、周波数によるＲＴ１のずれ（低下分）をｘ、第２のＣＬＴ側のＳＢＤのオン／オフ比による高周波信号の入力パワーの低下をＲＴ２とした場合、ＲＴ１が１１〜２０ｄＢのとき、下記表１のようになり、全ての場合でＲＴ１＋ＲＴ２は２０ｄＢ以上得られる。
【００４３】
なお、第２の場合において、ＳＢＤの入力パワー依存性が入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比が１．１ｄＢ以下であるとしているが、これは、入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比の変化が１．１ｄＢ以下であることによる。また、周波数によるＲＴ１のずれｘに対して、ＲＴ２を（１０−１．１×ｘ）で線形的に規定しているが、実際には（１．１×ｘ）の項は非線形的に変化する場合がある。即ち、厳密にはｘの大きさによって１．１ｄＢの値が変化する場合があるが、その変化量はわずかであるため、上記のように近似的に線形的に規定できる。
【００４４】
【表１】
【００４５】
また、温度によるＲＴ１のずれについても同様であり、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流をＳＢＤの電流依存性に合わせて適切に設定することによって、ＲＴ１が変動しても目標とするオン／オフ比を得ることができる。
【００４６】
従って、周波数によるずれおよび温度変化によるずれを考慮して上記のような制御を行なうことも可能である。
【００４７】
上記のような制御を行う制御回路（図示せず）は、振幅変調器が組み込まれるＮＲＤガイドやミリ波送受信器等の外部に設けることもできるが、ＮＲＤガイドを成す平行平板導体の内面または外面に設けることが好ましく、この場合、振幅変調器が小型化され、また、制御回路とＳＢＤとの間の信号線が短縮化されて信号線に余計なインダクタンスやキャパシタンスが発生しにくくなるためＳＢＤを高精度に制御でき、その結果、所定値以上のオン／オフ比を得るのに有利なものとなる。
【００４８】
次に、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて以下に説明する。
【００４９】
図６〜図９は本発明のミリ波レーダーモジュールを示し、図６は送信アンテナと受信アンテナが一体化されたものの平面図、図７は送信アンテナと受信アンテナが独立したものの平面図、図８はミリ波信号発振部の斜視図、図９はミリ波信号発振部用の可変容量ダイオード（バラクタダイオード）を設けた配線基板の斜視図である。
【００５０】
図６のミリ波レーダーモジュールは、送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置された平行平板導体（他方は省略する）５１間に高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路５３と、第１の誘電体線路５３に付設され、ミリ波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し、第１の誘電体線路５３中を伝搬させるミリ波信号発振部５２と、第１の誘電体線路５３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路５３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー６２側へ伝搬させる第２の誘電体線路６１とが設けられている。
【００５１】
また、平行平板導体５１間に、平行平板導体５１に平行に対向配置された２枚のフェライト板５５ａの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部５５ａ１、第２の接続部５５ａ２および第３の接続部５５ａ３を有する第１のサーキュレータ（ＣＬＴ）Ａであって、第１の誘電体線路５３のミリ波信号の出力端に第１の接続部５５ａ１が接続される第１のＣＬＴＡと、第１のＣＬＴＡの第２の接続部５５ａ２に一端が接続され、ミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが他端部（先端部）に接続された第３の誘電体線路５６と、第１のＣＬＴＡの第３の接続部５５ａ３に一端が接続された第４の誘電体線路５４ｃとが設けられている。
【００５２】
また、平行平板導体間５１に、平行平板導体５１に平行に対向配置された２枚のフェライト板５５ｂの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部５５ｂ１、第５の接続部５５ｂ２および第６の接続部５５ｂ３を有する第２のＣＬＴＢであって、第４の誘電体線路５４ｃのミリ波信号の出力端に第４の接続部５５ｂ１が接続される第２のＣＬＴＢと、第２のＣＬＴＢの第５の接続部５５ｂ２に一端が接続され、ミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが他端部（先端部）に接続された第５の誘電体線路５８と、第２のＣＬＴＢの第６の接続部５５ｂ３に一端が接続された第６の誘電体線路５４ｅとが設けられている。
【００５３】
また、平行平板導体間５１に、平行平板導体５１に平行に対向配置された２枚のフェライト板５５ｃの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部５５ｃ１、第８の接続部５５ｃ２および第９の接続部５５ｃ３を有する第３のＣＬＴＣであって、第７の接続部５５ｃ１に第６の誘電体線路５４ｅの他端が接続された第３のＣＬＴＣと、第３のＣＬＴＣの第８の接続部５５ｃ２に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナ５９ａを有する第７の誘電体線路５９と、送受信アンテナ５９ａで受信され第７の誘電体線路５９を伝搬して第３のＣＬＴＣの第９の接続部５５ｃ３より出力した受信波をミキサー６２側へ伝搬させる第８の誘電体線路６０と、第２の誘電体線路６１の中途と第８の誘電体線路６０の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波数信号を発生させるミキサー６２とが設けられている。
【００５４】
そして、ＳＢＤがそれぞれ設けられた第１および第２のＣＬＴＡ，Ｂが本発明の振幅変調器である。なお、図中Ｍ１は中間周波数信号を発生させるミキサー部、６１ａは、第２の誘電体線路６１のミキサー６２と反対側の端部に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。
【００５５】
第１の誘電体線路５３の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部５２は、バイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するように、第１の誘電体線路５３の高周波発生素子（高周波ダイオード等）近傍に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御して、三角波、正弦波等とすることにより、周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。なお、高周波ダイオードと可変容量ダイオードとの組み合わせと同等の機能を有するＶＣＯ（ＶＣＯは電圧で周波数を変化させる発振器であり、例えば可変容量ダイオードを用いずにガンダイオード（高周波発生素子）のバイアス電圧を変化させるものも可能である）をミリ波信号発振部として用いることで、同じ目的を達成できることは言うまでも無い。
【００５６】
なお、図６において、５４ａ〜５４ｇはモードサプレッサである。また、５７ａ，５７ｂはミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが設けられた配線基板であり、図５のような構成である。例えば、図５の配線基板３０の一主面にチョーク型バイアス供給線路３３を形成し、その中途にフリップチップ実装、バンプ実装またはハンダ実装されたＳＢＤ３１を設けたスイッチである。このＳＢＤ３１の順方向電流を流すまたは流さないという制御をすることにより、ミリ波信号をオフ（吸収）−オン（反射）制御（スイッチング制御）または振幅変調することができる。
【００５７】
また、送受信アンテナ５９ａは、第７の誘電体線路５９の先端をテーパー状とすることにより設けられる。または、送受信アンテナ５９ａは、平行平板導体５１に開口を設け、平行平板導体５１の外面にその開口に金属導波管を介してホーンアンテナ等のアンテナを接続した構成のものでもよい。
【００５８】
第４，第６の誘電体線路５４ｃ，５４ｅは接続用誘電体線路であり、その略全体がモードサプレッサとなっている。
【００５９】
また、第１の誘電体線路５３は第１のＣＬＴＡの入力用誘電体線路、第３の誘電体線路５６は第１のＣＬＴＡの変調用誘電体線路、第４の誘電体線路５４ｃは第１のＣＬＴＡの出力用誘電体線路に相当する。第４の誘電体線路５４ｃは第２のＣＬＴＢの入力用誘電体線路、第５の誘電体線路５８は第２のＣＬＴＢの変調用誘電体線路、第６の誘電体線路５４ｅは第２のＣＬＴＢの出力用誘電体線路に相当する。
【００６０】
また、本発明のミリ波レーダーモジュールの他の実施形態として、送信アンテナと受信アンテナを独立させた図７のタイプがある。
【００６１】
図７のものは、送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置された平行平板導体（他方は省略する）６５間に高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路６７と、第１の誘電体線路６７に付設され、ミリ波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し、第１の誘電体線路６７中を伝搬させるミリ波信号発振部６６と、第１の誘電体線路６７に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路６７に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー７６側へ伝搬させる第２の誘電体線路６９とが設けられている。
【００６２】
また、平行平板導体６５間に、平行平板導体６５に平行に対向配置された２枚のフェライト板７０ａの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部７０ａ１、第２の接続部７０ａ２および第３の接続部７０ａ３を有する第１のＣＬＴＡであって、第１の誘電体線路６７のミリ波信号の出力端に第１の接続部７０ａ１が接続される第１のＣＬＴＡと、第１のＣＬＴＡの第２の接続部７０ａ２に一端が接続され、ミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが他端部（先端部）に接続された第３の誘電体線路７１と、第１のＣＬＴＡの第３の接続部７０ａ３に一端が接続された第４の誘電体線路６８ｃとが設けられている。
【００６３】
また、平行平板導体６５間に、平行平板導体６５に平行に対向配置された２枚のフェライト板７０ｂの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部７０ｂ１、第５の接続部７０ｂ２および第６の接続部７０ｂ３を有する第２のＣＬＴＢであって、第４の誘電体線路６８ｃのミリ波信号の出力端に第４の接続部７０ｂ１が接続される第２のＣＬＴＢと、第２のＣＬＴＢの第５の接続部７０ｂ２に一端が接続され、ミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが他端部（先端部）に接続された第５の誘電体線路７２と、第２のＣＬＴＢの第６の接続部７０ｂ３に一端が接続された第６の誘電体線路６８ｅとが設けられている。
【００６４】
また、平行平板導体６５間に、平行平板導体６５に平行に対向配置された２枚のフェライト板７０ｃの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部７０ｃ１、第８の接続部７０ｃ２および第９の接続部７０ｃ３を有する第３のＣＬＴＣであって、第７の接続部７０ｃ１に第６の誘電体線路６８ｅの他端が接続された第３のＣＬＴＣと、第３のＣＬＴＣの第８の接続部７０ｃ２に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナ７３ａを有する第７の誘電体線路７３と、送信アンテナ７３ａで受信混入した受信波を伝搬させるとともに先端部に設けられた無反射終端７４ａで受信波を減衰させる第８の誘電体線路７４と、先端部に受信アンテナ７５ａ、他端部にミキサー７６が各々設けられた第９の誘電体線路７５と、第２の誘電体線路６９の中途と第９の誘電体線路７５の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波数信号を発生させるミキサー７６とが設けられている。
【００６５】
そして、それぞれＳＢＤが設けられた第１および第２のＣＬＴＡ，Ｂが本発明の振幅変調器である。なお、図中Ｍ２は中間周波数信号を発生させるミキサー部、６９ａは、第２の誘電体線路６９のミキサー７６と反対側の端部に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。
【００６６】
第１の誘電体線路６７の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部６６は、バイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するように、第１の誘電体線路６７の高周波発生素子近傍に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御して、三角波、正弦波等とすることにより、周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。なお、高周波ダイオードと可変容量ダイオードとの組み合わせと同等の機能を有するＶＣＯをミリ波信号発振部として用いることで、同じ目的を達成できることは言うまでもない。
【００６７】
なお、図７において、６８ａ〜６８ｇはモードサプレッサである。また、７７ａ，７７ｂはミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが設けられた配線基板であり、図５のような構成である。
【００６８】
また、送信アンテナ７３ａ、受信アンテナ７５ａは、第７の誘電体線路７３、第９の誘電体線路７５の先端をテーパー状とすることによりそれぞれ設けられる。または、送信アンテナ７３ａ、受信アンテナ７５ａは、平行平板導体６５に開口を設け、平行平板導体６５の外面にその開口に金属導波管を介してホーンアンテナ等のアンテナを接続した構成のものでもよい。
【００６９】
第４，第６の誘電体線路６８ｃ，６８ｅは接続用誘電体線路であり、その略全体がモードサプレッサとなっている。
【００７０】
また、第１の誘電体線路６７は第１のＣＬＴＡの入力用誘電体線路、第３の誘電体線路７１は第１のＣＬＴＡの変調用誘電体線路、第４の誘電体線路６８ｃは第１のＣＬＴＡの出力用誘電体線路に相当する。第４の誘電体線路６８ｃは第２のＣＬＴＢの入力用誘電体線路、第５の誘電体線路７２は第２のＣＬＴＢの変調用誘電体線路、第６の誘電体線路６８ｅは第２のＣＬＴＢの出力用誘電体線路に相当する。
【００７１】
図６，図７のミリ波レーダーモジュール用のミリ波信号発振部５２，６６をガンダイオードで構成したものを図８，図９に示す。これらの図において、８２は、ガンダイオード８３を設置（マウント）するための略直方体の金属ブロック等の金属部材、８３は、ミリ波を発振する高周波ダイオードの１種であるガンダイオード、８４は、金属部材８２の一側面に設置され、ガンダイオード８３にバイアス電圧を供給するとともに高周波信号の漏れを防ぐローパスフィルタとして機能するチョーク型バイアス供給線路８４ａを形成した配線基板、８５は、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオード８３の上部導体とを接続する金属箔リボン等の帯状導体、８６は、誘電体基体に共振用の金属ストリップ線路８６ａを設けた金属ストリップ共振器、８７は、金属ストリップ共振器８６により共振した高周波信号をミリ波信号発振部外へ導く誘電体線路である。
【００７２】
さらに、誘電体線路８７の中途には、周波数変調用ダイオードであって可変容量ダイオードの１種であるバラクタダイオード８０を装荷した配線基板８８を設置している。このバラクタダイオード８０のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路８７での高周波信号の伝搬方向に垂直かつ平行平板導体の主面に平行な方向（電界方向）とされている。また、バラクタダイオード８０のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路８７中を伝搬するＬＳＭ０１モードの高周波信号の電界方向と合致しており、これにより高周波信号とバラクタダイオード８０とを電磁結合させ、バイアス電圧を制御することによりバラクタダイオード８０の静電容量を変化させることで、高周波信号の周波数を制御できる。また、８９は、バラクタダイオード８０と誘電体線路８７とのインピーダンス整合をとるための高比誘電率の誘電体板である。
【００７３】
また図９に示すように、配線基板８８の一主面には第２のチョーク型バイアス供給線路９０が形成され、第２のチョーク型バイアス供給線路９０の中途にバラクタダイオード８０が配置される。第２のチョーク型バイアス供給線路９０のバラクタダイオード８０との接続部には、接続用の電極８１が形成されている。
【００７４】
そして、ガンダイオード８３から発振された高周波信号は、金属ストリップ共振器８６を通して誘電体線路８７に導出される。次に、高周波信号の一部はバラクタダイオード８０部で反射されてガンダイオード８３側へ戻る。この反射信号がバラクタダイオード８０の静電容量の変化に伴って変化し、発振周波数が変化する。
【００７５】
また、図６，図７のミリ波レーダーモジュールはＦＭＣＷ（Frequency Modulation Continuous Waves）方式であり、その動作原理は以下のようなものである。ミリ波信号発振部の変調信号入力用のＭＯＤＩＮ端子に、電圧振幅の時間変化が三角波，正弦波等となる入力信号を入力し、その出力信号を周波数変調し、ミリ波信号発振部の出力周波数偏移を三角波，正弦波等になるように偏移させる。そして、送受信アンテナ５９ａ，送信アンテナ７５ａより出力信号（送信波）を放射した場合、送受信用アンテナ５９ａ，送信アンテナ７５ａの前方にターゲットが存在すると、電波の伝搬速度の往復分の時間差をともなって、反射波（受信波）が戻ってくる。この時、ミキサー６２，７６の出力側のＩＦＯＵＴ端子には、送信波と受信波の周波数差が出力される。
【００７６】
このＩＦＯＵＴ端子の出力周波数等の周波数成分を解析することで、Ｆif＝４Ｒ・ｆｍ・Δｆ／ｃ（Fif：ＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）出力周波数，Ｒ：距離，ｆｍ：変調周波数，Δｆ：周波数偏移幅，ｃ：光速）という関係式から距離を求めることができる。
【００７７】
本発明のミリ波信号発振部において、チョーク型バイアス供給線路８４ａおよび帯状導体８５の材料は、Ｃｕ，Ａｌ，Ａｕ，Ａｇ，Ｗ，Ｔｉ，Ｎｉ，Ｃｒ，Ｐｄ，Ｐｔ等から成り、特にＣｕ，Ａｇが、電気伝導度が良好であり、損失が小さく、発振出力が大きくなるといった点で好ましい。
【００７８】
また、帯状導体８５は金属部材８２の表面から所定間隔をあけて金属部材８２と電磁結合しており、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオード素子８３間に架け渡されている。即ち、帯状導体８５の一端はチョーク型バイアス供給線路８４ａの一端に半田付け等により接続され、帯状導体８５の他端はガンダイオード素子８３の上部導体に半田付け等により接続されており、帯状導体８５の接続部を除く中途部分は宙に浮いた状態となっている。
【００７９】
そして、金属部材８２は、ガンダイオード素子８３の電気的な接地（アース）を兼ねているため金属等の導体であれば良く、その材料は金属（合金を含む）であれば特に限定するものではなく、真鍮（黄銅：Ｃｕ−Ｚｎ合金），Ａｌ，Ｃｕ，ＳＵＳ（ステンレススチール），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等から成る。また金属部材８２は、全体が金属から成る金属ブロック、セラミックスやプラスチック等の絶縁基体の表面全体または部分的に金属メッキしたもの、絶縁基体の表面全体または部分的に導電性樹脂材料等をコートしたものであっても良い。
【００８０】
かくして、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールは、高いオン／オフ比（アイソレーション）を有する振幅変調器を有した高性能のものとなり、また、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、その結果探知距離を増大し得る（図６のもの）。また、高いオン／オフ比（アイソレーション）を有する振幅変調器を有した高性能のものとなり、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、さらに送信用のミリ波信号がＣＬＴを介してミキサーへ混入することがなく、その結果受信信号のノイズが低減し探知距離をさらに増大し得るものとなる（図７のもの）。
【００８１】
【実施例】
本発明の振幅変調器の実施例を以下に説明する。
【００８２】
図１の振幅変調器を以下のようにして構成した。平行平板導体として縦５０ｍｍ×横５０ｍｍ×厚さ６ｍｍの２枚のＡｌ板を１．８ｍｍの間隔で配置し、それらの間に断面形状が１．８ｍｍ（高さ）×０．８ｍｍ（幅）の矩形状であり、比誘電率４．９のコーディエライトセラミックスから成る誘電体線路４ａ〜４ｄの先端部にモードサプレッサ１ａ〜１ｅを設け、モードサプレッサ１ｅとともに１２０°の等間隔で放射状になるように２枚ずつのフェライト円板２ａ，２ｂに接続して配置した。なお、モードサプレッサ１ａ〜１ｅは、内部にλ／４チョークパターンが施されたＣｕを同時焼成したガラスセラミックスである。
【００８３】
このとき、モードサプレッサ１ａ〜１ｅの上下面が計４枚のフェライト円板２ａ，２ｂの主面に面一となるようにした。即ち、４枚のフェライト円板２ａ，２ｂの２枚ずつを平行平板導体の内面に互いに対向させて設置し、略長方形のインピーダンス整合部材６ａ〜６ｆの上下にフェライト円板２ａ，２ｂの厚さに略等しい間隔でそれぞれ段差ができるよう構成している。
【００８４】
フェライト円板２ａ，２ｂの寸法は直径２．０ｍｍ、厚さ０．２３ｍｍであり、フェライト円板２ａ，２ｂの上下の平行平板導体の外面に直流磁界を印加するための磁石を配置した。即ち、平行平板導体の外面のフェライト円板２ａ，２ｂに対応する部分に、フェライト円板２ａ，２ｂと同心的に直径１２．５ｍｍ、深さ５ｍｍの円形の凹部を形成し、その凹部に厚さ４．５ｍｍで直径１２．５ｍｍの円板状の磁石を設置した。
【００８５】
また、モードサプレッサ１ａ〜１ｅの先端部に接着されたインピーダンス整合部材６ａ〜６ｆは、比誘電率４．９のコーディライトセラミックスから成り、その伝送方向に垂直な面での断面形状は高さ１．３４ｍｍ×幅０．８ｍｍで、伝送方向の厚さは０．１５ｍｍであった。従って、モードサプレッサ１ａ〜１ｅとインピーダンス整合部材６ａ〜６ｆとの段差は、フェライト円板２ａ，２ｂの厚みに相当する０．２３ｍｍとした。
【００８６】
さらに、配線基板５ａ，５ｂの裏側（誘電体線路４ｂ，４ｃと反対側の面）には、図５に示すようにチョーク型バイアス供給線路３３がプリントされている。チョーク型バイアス供給線路３３の幅の広い線路と幅の狭い線路について、幅の広い線路の長さはλ／４＝０．７ｍｍ（λは周波数７６．５ＧＨｚの場合の波長）、幅の狭い線路の長さもλ／４＝０．７ｍｍであり、幅の広い線路部の幅は１．５ｍｍ、幅の狭い線路部の幅は０．１ｍｍである。そして、チョーク型バイアス供給線路３３上にはＳＢＤ３１がチョーク型バイアス供給線路３３の途中の電極３２にフリップチップ実装されている。
【００８７】
そして、第１のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を第１のＣＬＴに入力される高周波信号（７６〜７７ＧＨｚ）の電圧振幅に対して最大のオン／オフ比が得られるように制御し、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を第１のＣＬＴのオン／オフ比によって低下した高周波信号の電圧振幅に対して所定値以上のオン／オフ比が得られるように制御する制御回路を、平行平板導体の外面に設けた。
【００８８】
この制御回路は、ＳＢＤの入力パワー依存性が入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比が１．１ｄＢであるため、高周波信号のオフ時には、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を第１のＣＬＴ側のＳＢＤによって１１ｄＢ低下したパワーで最大のオン／オフ比が得られるような電流値となるように設定してある。
【００８９】
上記構成の振幅変調器について、スペクトラムアナライザを用いて７６〜７７ＧＨｚの高周波帯域で、高周波信号のオン／オフ比（アイソレーション特性）を図１０に示す。
【００９０】
本実施例では、７６．５ＧＨｚ±０．５ＧＨｚを目的の周波数としており、オン／オフ比は全周波数帯域にわたって２０ｄＢ以上であった。また、−３０℃〜８５℃の温度範囲でオン／オフ比は全周波数帯域にわたって２０ｄＢ以上であった。
【００９１】
なお、本発明は上記実施の形態および実施例に限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変更を施すことは何等差し支えない。
【００９２】
本発明の振幅変調器は、第１のサーキュレータ（ＣＬＴ）側のショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）の順方向電流を、第１のＣＬＴに入力される高周波信号の電圧振幅に対して所定値以上のオン／オフ比が得られるように制御するとともに、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を、第１のＣＬＴのオン／オフ比によって低下した高周波信号の電圧振幅に対して、その低下した前記高周波信号の入力パワーにおいて最大の吸収特性が得られる順方向電流値とすることによって所定値以上のオン／オフ比が得られるように制御する制御回路が設けられていることから、２つのＣＬＴにそれぞれ設けられたＳＢＤに入力する順方向電流をそれぞれ制御することにより、所定値以上のオン／オフ比が得られる。
【００９３】
即ち、第１のＣＬＴ側のＳＢＤに順方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を流したとき）、ＳＢＤで大部分吸収され反射された高周波信号の入力パワーは相当に低下しているので、第２のＣＬＴ側のＳＢＤでは、その低下した高周波信号の入力パワーにおいて所定値以上の吸収特性が得られる順方向電流値とする必要がある。これにより、２つのＣＬＴを通過した高周波信号について所定値以上のオン／オフ比が得られることとなる。
【００９４】
また、ＳＢＤは高周波信号の周波数および温度によってオン／オフ比が変化するため、第１のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流値をある周波数および温度において最適値とすることはできるが、第１のＣＬＴ側のＳＢＤで反射された高周波信号の入力パワーは周波数および温度によって変化するため、第２のＣＬＴ側のＳＢＤではその変化を考慮した制御を行なう必要がある。このような周波数および温度による変化を加味した第２のＣＬＴ側のＳＢＤの制御は、周波数および温度の変化に完全に追随することができない場合もあり、２つのＣＬＴで所定値以上のオン／オフ比が得られるように近似的に制御することができる。これにより、２つのＣＬＴを通過した高周波信号について所定値以上のオン／オフ比が得られることとなる。
【００９５】
本発明の振幅変調器は、好ましくは高周波信号は周波数が７６〜７７ＧＨｚとされていることから、本発明の振幅変調器を作動周波数が７６〜７７ＧＨｚ程度であるミリ波レーダーモジュール等のミリ波送受信器に用いた場合に、発振器の発振周波数が温度等で変化しても広い帯域で高周波信号の高いオン／オフ比が得られるものとなる。
【００９６】
また本発明の振幅変調器は、好ましくは、制御回路は平行平板導体の内面または外面に設けられていることから、振幅変調器が小型化され、また、制御回路とＳＢＤとの間の信号線が短縮化されて信号線に余計なインダクタンスやキャパシタンスが発生しにくくなるためＳＢＤを高精度に制御でき、その結果、高いオン／オフ比を得るのに有利なものとなる。
【００９７】
本発明のミリ波送受信器は、送受信アンテナを有するものの場合、本発明の振幅変調器を用いることにより、高いオン／オフ比が得られる高性能のものとなるとともに、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、その結果ミリ波レーダー等に適用した場合にその探知距離を増大し得るものとなる。また、本発明の送信アンテナと受信アンテナとが独立したものの場合、高いオン／オフ比が得られる高性能のものとなるとともに、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、また送信用のミリ波信号がＣＬＴを介してミキサーへ混入することがなく、従ってミリ波レーダーモジュールに適用した場合受信信号のノイズが低減し、ミリ波信号の伝送特性に優れるとともに探知距離をさらに増大し得るものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＮＲＤガイド用の振幅変調器の透視斜視図である。
【図２】ＮＲＤガイドの基本構成を示し、内部を一部透視したものの斜視図である。
【図３】従来のＮＲＤガイド用の振幅変調器を示し、（ａ）は振幅変調器の斜視図、（ｂ）は振幅変調器の平面図である。
【図４】図３の振幅変調器の高周波信号の反射損失の周波数特性を示すグラフである。
【図５】本発明の振幅変調器に用いられるショットキーバリアダイオードを設けた配線基板の斜視図である。
【図６】本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて実施の形態の例を示す平面図である。
【図７】本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて実施の形態の他の例を示す平面図である。
【図８】本発明のミリ波レーダーモジュールにおける電圧制御型のミリ波信号発振部の斜視図である。
【図９】図８のミリ波信号発振部用のバラクタダイオードを設けた配線基板の斜視図である。
【図１０】本発明の振幅変調器のオン／オフ比の周波数特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１ａ〜１ｅ：モードサプレッサ
２ａ，２ｂ：フェライト円板
４ａ〜４ｄ：誘電体線路
５ａ，５ｂ：ショットキーバリアダイオードを設けた配線基板
【発明の属する技術分野】
本発明は、非放射性誘電体線路型のミリ波集積回路，ミリ波レーダーモジュール等に組み込まれ、ミリ波信号をスイッチイングまたはＡＳＫ（Amplituded Shift Keying）変調させる変調器、およびそれを用いた非放射性誘電体線路型のミリ波送受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、マイクロ波やミリ波の高周波信号を伝送させるためには金属導波管が多く用いられてきたが、近年の高周波モジュールの小型化の要求により、誘電体線路を高周波信号の導波路として用いた高周波モジュールが開発されている。なかでも、高周波信号の伝送損失の少ない非放射性誘電体線路（Nonradiative Dielectric Waveguideで、以下ＮＲＤガイドともいう）が注目されている。ＮＲＤガイドの基本構成を図２に示す。同図に示すように、所定の間隔ａでもって平行配置された平行平板導体１１，１２の間に、断面形状が長方形等の矩形状の誘電体線路１３を配置した構成であり、この間隔ａが高周波信号の波長λに対してａ≦λ／２であれば、外部から誘電体線路１３へのノイズの侵入をなくしかつ外部への高周波信号の放射をなくして、誘電体線路１３中で高周波信号を効率良く伝搬させることができる。なお、高周波信号の波長λは使用周波数における空気中（自由空間）での波長である。
【０００３】
このようなＮＲＤガイドに組み込まれる、高周波信号の振幅変調器の従来例を図３（ａ），（ｂ）に示す（例えば、下記の非特許文献１参照）。図３（ａ）は振幅変調器の斜視図、（ｂ）は振幅変調器を上方から見たときの平面図である。この振幅変調器は、サーキュレータ（circulatorで、以下ＣＬＴともいう）とショットキーバリアダイオードとを組み合わせて使用することにより、高周波信号を振幅変調（スイッチング制御を含む）するものであり、この振幅変調器を用いたミリ波送受信器やミリ波レーダー等が開発されている。
【０００４】
同図において、２０ａ，２０ｂ，２０ｃはテフロン、ポリスチレン等の誘電体線路からなる、ＬＳＥ（Longitudinal Section Electric）モードの電磁波を遮断するモードサプレッサ、２１は周囲にモードサプレッサ２０ａ〜２０ｃが１２０°の間隔で放射状に配置されるＣＬＴ用の２枚のフェライト円板、２２はモードサプレッサ２０ａ〜２０ｃの内部に配置され、銅箔等からなるストリップ線路導体であり、電界が平行平板導体の主面に垂直方向であるＬＳＥモードの電磁波を遮断する。また、ストリップ導体線路２２はＴＥＭ（Transverse ElectroMagnetic）モードを除去するためにλ／４チョークパターンが施されている。
【０００５】
また、モードサプレッサ２０ｂのフェライト円板２１と反対側の他端には、所定の空隙を設けて、テフロン、ポリスチレン等からなる誘電体線路２３ａが配置され、さらに、アルミナセラミックス等から成り、誘電体線路２３ａとは誘電率の異なる誘電体シート２４が配置されている。この誘電体シート２４の後方には、銅箔等からなるチョーク型バイアス供給線路構造のストリップ線路導体２５がプリントされ、その中途にショットキーバリアダイオード（以下、ＳＢＤともいう）２６が実装された配線基板２７が配置されている。配線基板２７の後方には、テフロン、ポリスチレン等からなる誘電体線路２３ｂが配置されている。
【０００６】
そして、モードサプレッサ２０ａ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円版２１によって波面が時計方向または反時計方向に回転されモードサプレッサ２０ｂへ伝搬され、モードサプレッサ２０ｃへは伝搬しない。そして、モードサプレッサ２０ｂを伝搬した電磁波は、その先の配線基板２７上のＳＢＤ２６において、ＳＢＤ２６に順方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を入力したとき）は吸収されて出力されずにオフ状態となる。一方、ＳＢＤ２６に逆方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を流さないとき）は、電磁波は反射されて出力される（オン状態となる）。ＳＢＤ２６で反射された電磁波は、再びモードサプレッサ２０ｂ中を伝搬し、フェライト円板２１によって波面が回転され、モードサプレッサ２０ｃへ伝搬される。
【０００７】
このように、ＳＢＤ２６にバイアス電圧をかけることにより、電磁波をＡＳＫ変調（振幅変調）することができる。なお、振幅変調の度合いを大きくすると、スイッチング制御することもできる。
【０００８】
さらに、平行平板導体の内面に互いに対向させて設置された２枚のフェライト板と、２枚のフェライト板に対して略放射状に複数配置された、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとともにＬＳＥモードの電磁波を遮断する誘電体線路から成るモードサプレッサと、モードサプレッサの一方の端面に設置された、誘電体線路と異なる比誘電率を有するインピーダンス整合部材とから成るＣＬＴが設けられており、誘電体配線基板上のチョーク型バイアス供給線路の中途にＳＢＤを接続したパルス変調スイッチを、モードサプレッサの他方の端面に、ＳＢＤのバイアス電圧印加方向がＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致するように設置したＮＲＤガイド用のパルス変調器において、フェライト板の端からＳＢＤまでの距離が略ｎλ／２（ｎは２以上の整数、λは高周波信号の波長）であること構成とすることにより、部品点数が削減されて組立再現性が向上するとともに、所望の周波数で動作させるためのインピーダンスの整合が容易になり、パルス変調器の特性を再現性良く安定して得られ、信頼性の高いものを生産性良く製造できる、ＮＲＤガイド用のパルス変調器を、本出願人は提案した（特願２００１−２２７１１）。
【０００９】
また、高周波信号を伝搬させる誘電体線路と、誘電体線路の一端側に空隙および他の誘電体線路を介して、配線基板上のチョーク型バイアス供給線路の中途にＳＢＤが接続されているとともにＳＢＤのバイアス電圧印加方向がＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致するように設置されているパルス変調用スイッチとを具備したことにより、部品点数が削減されて組立再現性が向上するとともに、所望の周波数で動作させるためのインピーダンス整合が容易になり、パルス変調器の良好な特性を再現性良く安定して得られ、信頼性の高いものを生産性良く製造できる、ＮＲＤガイド用のパルス変調器を、本出願人は提案した（特願２００１−１６１５０６）。
【００１０】
また、先端部にＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサが設けられるとともに高周波信号が伝送される複数の誘電体線路が、平行平板導体の内面に主面が平行かつ同心状に対向配置された２枚のフェライト板に対して各モードサプレッサの先端が接続されるとともに略放射状に配置されているＣＬＴを、一つの接続用誘電体線路を介して２つ接続したＮＲＤガイド用の２段型のＣＬＴにおいて、平行平板導体の外面に、磁力線が平行平板導体の内面に略垂直になっている領域内にフェライト板が存在するように一対の磁石が設置されていることにより、２段型のＣＬＴのそれぞれの回転方向が同じになるため、ＣＬＴが組み込まれるミリ波送受信器等が容易に構成でき、製造が容易化されて量産性に優れたものとなり、また、各ＣＬＴを互いに近接配置することができるので小型化され、さらに、２段型のＣＬＴは磁力線が平行平板導体の内面に略垂直になっている領域内に配置されることから、高周波信号の伝搬損失が小さくなる、ＮＲＤガイド用のＣＬＴを、本出願人は提案した（特願２００２−１４７８９）。
【００１１】
【非特許文献１】
Futoshi Kuroki，Masayuki Sugioka，Shinji Matsukawa，Kengo Ikeda，and T．Yoneyama，“High−Speed ASK Transceiver Based on the NRD−Guide Technology at 60−GHz Band”，IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniqes，USA，IEEE，JUNE 1988，VOL．46，NO．6，pp806−810
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図３のような２つのＣＬＴおよびＳＢＤからなる従来の振幅変調器は、図４に示すようにオン／オフ比（アイソレーション）が周波数によって大きく異なり、オン／オフ比を例えば１５ｄＢ以上に大きくとるためには、使用する周波数帯域が限られるという問題点があった。
【００１３】
また、上記振幅変調器をミリ波レーダーモジュール等に組み込んで使用する場合、ミリ波レーダーモジュールは温度変化が激しい自動車のエンジンルーム等に搭載されることとなるが、振幅変調器の周波数特性は温度に依存するため、環境温度によりオン／オフ比が変化するという問題点があった。
【００１４】
従って、本発明は上記事情に鑑みて完成されたものであり、その目的は、２つのＣＬＴにそれぞれ設けられたＳＢＤに入力する順方向電流をそれぞれ制御することにより、所定値以上のオン／オフ比が得られるようにすることができ、また、振幅変調の周波数特性が使用環境温度に左右されるのを抑制することができるものとすることにある。
【００１５】
本発明の非放射性誘電体線路用の振幅変調器は、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、該平行平板導体の内面に互いに対向させて配置された２枚のフェライト板と、該２枚のフェライト板に対して略放射状に配置された、高周波信号を入力する入力用誘電体線路、先端部にショットキーバリアダイオードが設けられた変調用誘電体線路および前記ショットキーバリアダイオードによって振幅変調された高周波信号を出力する出力用誘電体線路をそれぞれ具備した第１および第２のサーキュレータが接続されて設けられており、該第１および第２のサーキュレータは、前記第１のサーキュレータの出力用誘電体線路が前記第２のサーキュレータの入力用誘電体線路を兼ねることによって接続されており、前記第１のサーキュレータ側の前記ショットキーバリアダイオードの順方向電流を、前記第１のサーキュレータに入力される前記高周波信号の電圧振幅に対して所定値以上のオン／オフ比が得られるように制御するとともに、前記第２のサーキュレータ側の前記ショットキーバリアダイオードの順方向電流を、前記第１のサーキュレータのオン／オフ比によって低下した前記高周波信号の電圧振幅に対して、その低下した前記高周波信号の入力パワーにおいて最大の吸収特性が得られる順方向電流値とすることによって所定値以上のオン／オフ比が得られるように制御する制御回路が設けられていることを特徴とする。
【００１６】
本発明の振幅変調器は、第１のＣＬＴ側のショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）の順方向電流を第１のサーキュレータ（ＣＬＴ）に入力される高周波信号の電圧振幅に対して所定値以上のオン／オフ比が得られるように制御するとともに第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を第１のＣＬＴのオン／オフ比によって低下した高周波信号の電圧振幅に対して所定値以上のオン／オフ比が得られるように制御する制御回路が設けられていることから、２つのＣＬＴにそれぞれ設けられたＳＢＤに入力する順方向電流をそれぞれ制御することにより、所定値以上のオン／オフ比が得られる。
【００１７】
即ち、ＳＢＤは、順方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を流したとき；ＳＢＤオン時）は、高周波信号の大部分を吸収してその反射がほとんどなく、逆方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を流さないとき；ＳＢＤオフ時）は、高周波信号の大部分を反射するものであるが、ＳＢＤのオフ時の高周波信号の反射特性は高周波信号の入力パワー（電圧振幅）によって変化するため、高周波信号のある入力パワーに対して最大のオン／オフ比が得られる最適な順方向電流値が存在する。また、２つのＳＢＤは、双方ともオンかオフとされて駆動されるが、第１のＣＬＴ側のＳＢＤに順方向にバイアス電圧をかけたとき、ＳＢＤで大部分吸収され反射された高周波信号の入力パワーは相当に低下しているので、第２のＣＬＴ側のＳＢＤでは、その低下した高周波信号の入力パワーにおいて最大の吸収特性が得られる順方向電流値とする必要がある。これにより、２つのＣＬＴを通過した高周波信号について所定値以上のオン／オフ比が得られることとなる。
【００１８】
また、ＳＢＤは高周波信号の周波数および温度によってオン／オフ比が変化するため、第１のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流値をある周波数および温度において最適値とすることはできるが、第１のＣＬＴ側のＳＢＤで大部分吸収され反射された高周波信号の入力パワーは周波数および温度によって変化するため、第２のＣＬＴ側のＳＢＤではその変化を考慮した制御を行なう必要がある。このような周波数および温度による変化を加味した第２のＣＬＴ側のＳＢＤの制御は、周波数および温度の変化に完全に追随することができない場合もあり、後述するように２つのＣＬＴで所定値以上のオン／オフ比が得られるように近似的に制御することができる。これにより、２つのＣＬＴを通過した高周波信号について所定値以上のオン／オフ比が得られることとなる。
【００１９】
本発明の振幅変調器において、好ましくは、前記高周波信号は周波数が７６〜７７ＧＨｚとされていることを特徴とする。
【００２０】
本発明の振幅変調器は、高周波信号は周波数が７６〜７７ＧＨｚとされていることから、本発明の振幅変調器を作動周波数が７６〜７７ＧＨｚ程度であるミリ波レーダーモジュール等のミリ波送受信器に用いた場合に、発振器の発振周波数が温度等で変化しても広い帯域で高周波信号の高いオン／オフ比が得られるものとなる。
【００２１】
また本発明の振幅変調器において、好ましくは、前記制御回路は前記平行平板導体の内面または外面に設けられていることを特徴とする。
【００２２】
本発明の振幅変調器は、制御回路は平行平板導体の内面または外面に設けられていることから、振幅変調器が小型化され、また、制御回路とＳＢＤとの間の信号線が短縮化されて信号線に余計なインダクタンスやキャパシタンスが発生しにくくなるためＳＢＤを高精度に制御でき、その結果、高いオン／オフ比を得るのに有利なものとなる。
【００２３】
本発明のミリ波送受信器は、
送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有する第１のサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続される第１のサーキュレータと、
該第１のサーキュレータの前記第２の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第３の誘電体線路と、
前記第１のサーキュレータの前記第３の接続部に一端が接続された第４の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部，第５の接続部および第６の接続部を有する第２のサーキュレータであって、前記第４の接続部に前記第４の誘電体線路の他端が接続された第２のサーキュレータと、
前記第２のサーキュレータの前記第５の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第５の誘電体線路と、
前記第２のサーキュレータの前記第６の接続部に一端が接続された第６の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部，第８の接続部および第９の接続部を有する第３のサーキュレータであって、前記第７の接続部に前記第６の誘電体線路の他端が接続された第３のサーキュレータと、
該第３のサーキュレータの前記第８の接続部に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを有する第７の誘電体線路と、
前記送受信アンテナで受信され前記第７の誘電体線路を伝搬して前記第３のサーキュレータの前記第９の接続部より出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第８の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第８の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサーとを具備しており、
前記第１および第２のサーキュレータが上記本発明の振幅変調器を構成していることを特徴とする。
【００２４】
本発明のミリ波送受信器は、上記の構成により、高いオン／オフ比でもって高周波信号を振幅変調したりスイッチングできる高性能のものとなる。
【００２５】
また、本発明のミリ波送受信器は、
送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有する第１のサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続される第１のサーキュレータと、
該第１のサーキュレータの前記第２の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第３の誘電体線路と、
前記第１のサーキュレータの前記第３の接続部に一端が接続された第４の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部，第５の接続部および第６の接続部を有する第２のサーキュレータであって、前記第４の接続部に前記第４の誘電体線路の他端が接続された第２のサーキュレータと、
前記第２のサーキュレータの前記第５の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第５の誘電体線路と、
前記第２のサーキュレータの前記第６の接続部に一端が接続された第６の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部，第８の接続部および第９の接続部を有する第３のサーキュレータであって、前記第７の接続部に前記第６の誘電体線路の他端が接続された第３のサーキュレータと、
該第３のサーキュレータの前記第８の接続部に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナを有する第７の誘電体線路と、
前記第３のサーキュレータの前記第９の接続部に接続され、前記送信アンテナで受信混入した受信波を伝搬させるとともに先端部に設けられた無反射終端部で前記受信波を減衰させる第８の誘電体線路と、
先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた第９の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第９の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサーとを具備しており、
前記第１および第２のサーキュレータが上記本発明の振幅変調器を構成していることを特徴とする。
【００２６】
本発明のミリ波送受信器は、上記の構成により、送信アンテナと受信アンテナとが独立して設けられているため、送信用のミリ波信号がミキサーに混入することが防止されるとともに、高いオン／オフ比でもって高周波信号を振幅変調したりスイッチングできる高性能のものとなる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
本発明のＮＲＤガイド用の振幅変調器およびミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて以下に詳細に説明する。図１は本発明の振幅変調器の透視斜視図であり、同図において、４ａ〜４ｄは誘電体線路であり、それらの先端部にはＣＬＴのアイソレーションを向上させるためにＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサ１ａ〜１ｅが設けられている。モードサプレッサ１ａ〜１ｅの内部には、図３に示したように、ＴＥＭモードを除去するためにλ／４チョークパターンからなるＣｕ製の導体が設けられており、モードサプレッサ１ａ〜１ｅの先端にはインピーダンス整合用の誘電体板６ａ〜６ｆが接合されている。
【００２８】
また、２ａ，２ｂは周囲にモードサプレッサ１ａ〜１ｅが１２０°の間隔で放射状に配置されるＣＬＴ用の１対のフェライト円板である。また、平行平板導体を介してフェライト円板２ａ，２ｂの上下には、ＣＬＴとして機能させるための磁石が配置される。
【００２９】
第１のＣＬＴ（図１では右側のＣＬＴ）では、モードサプレッサ１ａ中を伝搬してきた高周波信号（電磁波）は、フェライト円板２ａによって波面が時計方向（または反時計方向）に回転されてモードサプレッサ１ｂへ伝搬され、モードサプレッサ１ｃへは伝搬されない。同様に、モードサプレッサ１ｂ中を伝搬してきた電磁波は、モードサプレッサ１ｃへ伝搬される。このようにして、電磁波の伝搬路が変換される。また、第２のＣＬＴにおいては、誘電体線路１ｃ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板２ｂによって波面が時計方向（または反時計方向）に回転されてモードサプレッサ１ｄへ伝搬され、モードサプレッサ１ｅへは伝搬されない。同様に、モードサプレッサ１ｄ中を伝搬してきた電磁波は、モードサプレッサ１ｅへ伝搬される。このようにして、電磁波の伝搬路が変換される。フェライト円板２ａ，２ｂの主面に略垂直に印加される直流磁界のＳ極とＮ極の位置を逆にすると、高周波信号の波面の回転方向も逆転することは言うまでもない。
【００３０】
本発明において、誘電体線路４ｂ，４ｃの先端部にミリ波信号を振幅変調するＳＢＤを設けた配線基板５ａ，５ｂが設けられている。これらの配線基板５ａ，５ｂは、図５のような構成のものである。例えば、図５における配線基板３０の一主面にチョーク型バイアス供給線路３３を形成し、その中途にフリップチップ実装、バンプ実装またはハンダ実装されたＳＢＤ３１を設けたものである。このＳＢＤ３１の順方向電流をオン／オフすることにより、ミリ波信号をオン／オフ制御（スイッチング制御）等の振幅制御することができる。
【００３１】
本発明において、２枚の同一形状のフェライト円板２ａ，２ｂは平行平板導体の内面に対してその主面が平行にかつ同心状に対向配置されるが、平行平板導体の内面にそれらの主面が接していてもよく、また平行平板導体の内面から所定の間隔をあけて設置してもよい。なお、図１のものは、２枚のフェライト円板２ａ，２ｂの主面とモードサプレッサ１ａ〜１ｅの主面とは面一とされ、それらは平行平板導体の内面に接した状態である。上記フェライト円板２ａ，２ｂの代わりに正多角形のフェライト板を用いてもよく、その場合接続される誘電体線路の本数をｎ本（ｎは２以上の整数）とすると、その平面形状は正ｍ角形（ｍは３以上の整数）である。
【００３２】
本発明において、誘電体線路１ａ〜１ｅの材料は、テフロン，ポリスチレン等の樹脂、または低比誘電率のコーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ２Ｏ３・５ＳｉＯ２）セラミックス，アルミナ（Ａｌ２Ｏ３）セラミックス，ガラスセラミックス等のセラミックスが好ましく、これらは高周波帯域において低損失である。
【００３３】
本発明でいう高周波帯域は、数１０〜数１００ＧＨｚ帯域のマイクロ波帯域およびミリ波帯域に相当し、例えば３０ＧＨｚ以上、特に５０ＧＨｚ以上、更には７０ＧＨｚ以上の高周波帯域が好適である。特に、７６〜７７ＧＨｚが好ましく、この場合、本発明の振幅変調器を作動周波数が７６〜７７ＧＨｚ程度である自動車用のミリ波レーダーモジュール等のミリ波送受信器に用いた場合に、発振器の発振周波数が温度等で変化しても広い帯域で高周波信号の高い透過特性が得られるものとなる。
【００３４】
本発明のＮＲＤガイド用の平行平板導体は、高い電気伝導度および加工性等の点で、Ｃｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体板、あるいはセラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。
【００３５】
また、本発明のＮＲＤガイドは、高周波発生素子としてガンダイオード等の高周波ダイオードを用い、高周波発生素子から出力された高周波信号の伝搬路に設けられたバラクタダイオード等の可変容量ダイオードのバイアス電圧を電圧制御することによって周波数変調する電圧制御発振器（Voltage Control Oscillator：ＶＣＯ）を組み込むことによって、無線ＬＡＮ，自動車のミリ波レーダー等に使用される。例えば、自動車の周囲の障害物および他の自動車に対しミリ波信号を照射し、反射波を元のミリ波信号と合成して中間周波信号を得、この中間周波信号を分析することにより、障害物および他の自動車までの距離、それらの移動速度等が測定できる。
【００３６】
そして、本発明の振幅変調器は、２つのＣＬＴにそれぞれ設けられたＳＢＤに入力する順方向電流をそれぞれ制御することにより、所定値以上のオン／オフ比が得られるようにすることができる。また、高周波帯域においてアイソレーション特性が改善される帯域幅が格段に広くなる。
【００３７】
即ち、ＳＢＤは、順方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を流したとき；ＳＢＤオン時）は、高周波信号の大部分を吸収してその反射がほとんどなく、逆方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を流さないとき；ＳＢＤオフ時）は、高周波信号の大部分を反射するものであるが、ＳＢＤのオフ時の高周波信号の反射特性は高周波信号の入力パワー（電圧振幅）によって変化するため、高周波信号のある入力パワーに対して最大のオン／オフ比が得られる最適な順方向電流値が存在する。また、２つのＳＢＤは、双方ともオンかオフとされて駆動されるが、第１のＣＬＴ側のＳＢＤに順方向にバイアス電圧をかけたとき、ＳＢＤで大部分吸収され反射された高周波信号の入力パワーは相当に低下しているので、第２のＣＬＴ側のＳＢＤでは、その低下した高周波信号の入力パワーにおいて最大の吸収特性が得られる順方向電流値とする必要がある。これにより、２つのＣＬＴを通過した高周波信号について所定値以上のオン／オフ比が得られることとなる。
【００３８】
また、ＳＢＤは高周波信号の周波数および温度によってオン／オフ比が変化するため、第１のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流値をある周波数および温度において最適値とすることはできるが、第１のＣＬＴ側のＳＢＤで大部分吸収され反射された高周波信号の入力パワーは周波数および温度によって変化するため、第２のＣＬＴ側のＳＢＤではその変化を考慮した制御を行なう必要がある。このような周波数および温度による変化を加味した第２のＣＬＴ側のＳＢＤの制御は、周波数および温度の変化に完全に追随することができない場合もあり、後述するように２つのＣＬＴで所定値以上のオン／オフ比が得られるように近似的に制御することができる。これにより、２つのＣＬＴを通過した高周波信号について所定値以上のオン／オフ比が得られることとなる。
【００３９】
本発明において、所定値以上とは、例えば２つのＣＬＴで合わせて２０ｄＢ以上という値であり、２０ｄＢ未満ではオン／オフ比（アイソレーション）が小さいため、十分なＳ／Ｎ比がとれず、ＣＬＴをミリ波レーダーに組み込んだ場合に最大検知距離が不十分であったり、誤検知が生ずる可能性がある。
【００４０】
そして、２つのＣＬＴで合わせて２０ｄＢ以上のオン／オフ比を得る２つの場合について以下に説明する。
【００４１】
第１の場合として、ＳＢＤの入力パワー依存性が入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比が１ｄＢ以下である場合は、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を第１のＣＬＴ側のＳＢＤによって１０ｄＢ低下したパワーで最大のオン／オフ比（１０ｄＢ以上）が得られるように設定する。これにより、２つのＣＬＴで合わせて２０ｄＢ以上のオン／オフ比が得られる。
【００４２】
第２の場合として、ＳＢＤの入力パワー依存性が入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比が１．１ｄＢ以下である場合は、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を第１のＣＬＴ側のＳＢＤによって１１ｄＢ低下したパワーで最大のオン／オフ比が得られるように設定する。このとき、第１のＣＬＴ側のＳＢＤのオン／オフ比による高周波信号（周波数７６〜７７ＧＨｚ）の入力パワーの低下をＲＴ１、周波数によるＲＴ１のずれ（低下分）をｘ、第２のＣＬＴ側のＳＢＤのオン／オフ比による高周波信号の入力パワーの低下をＲＴ２とした場合、ＲＴ１が１１〜２０ｄＢのとき、下記表１のようになり、全ての場合でＲＴ１＋ＲＴ２は２０ｄＢ以上得られる。
【００４３】
なお、第２の場合において、ＳＢＤの入力パワー依存性が入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比が１．１ｄＢ以下であるとしているが、これは、入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比の変化が１．１ｄＢ以下であることによる。また、周波数によるＲＴ１のずれｘに対して、ＲＴ２を（１０−１．１×ｘ）で線形的に規定しているが、実際には（１．１×ｘ）の項は非線形的に変化する場合がある。即ち、厳密にはｘの大きさによって１．１ｄＢの値が変化する場合があるが、その変化量はわずかであるため、上記のように近似的に線形的に規定できる。
【００４４】
【表１】
また、温度によるＲＴ１のずれについても同様であり、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流をＳＢＤの電流依存性に合わせて適切に設定することによって、ＲＴ１が変動しても目標とするオン／オフ比を得ることができる。
【００４６】
従って、周波数によるずれおよび温度変化によるずれを考慮して上記のような制御を行なうことも可能である。
【００４７】
上記のような制御を行う制御回路（図示せず）は、振幅変調器が組み込まれるＮＲＤガイドやミリ波送受信器等の外部に設けることもできるが、ＮＲＤガイドを成す平行平板導体の内面または外面に設けることが好ましく、この場合、振幅変調器が小型化され、また、制御回路とＳＢＤとの間の信号線が短縮化されて信号線に余計なインダクタンスやキャパシタンスが発生しにくくなるためＳＢＤを高精度に制御でき、その結果、所定値以上のオン／オフ比を得るのに有利なものとなる。
【００４８】
次に、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて以下に説明する。
【００４９】
図６〜図９は本発明のミリ波レーダーモジュールを示し、図６は送信アンテナと受信アンテナが一体化されたものの平面図、図７は送信アンテナと受信アンテナが独立したものの平面図、図８はミリ波信号発振部の斜視図、図９はミリ波信号発振部用の可変容量ダイオード（バラクタダイオード）を設けた配線基板の斜視図である。
【００５０】
図６のミリ波レーダーモジュールは、送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置された平行平板導体（他方は省略する）５１間に高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路５３と、第１の誘電体線路５３に付設され、ミリ波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し、第１の誘電体線路５３中を伝搬させるミリ波信号発振部５２と、第１の誘電体線路５３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路５３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー６２側へ伝搬させる第２の誘電体線路６１とが設けられている。
【００５１】
また、平行平板導体５１間に、平行平板導体５１に平行に対向配置された２枚のフェライト板５５ａの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部５５ａ１、第２の接続部５５ａ２および第３の接続部５５ａ３を有する第１のサーキュレータ（ＣＬＴ）Ａであって、第１の誘電体線路５３のミリ波信号の出力端に第１の接続部５５ａ１が接続される第１のＣＬＴＡと、第１のＣＬＴＡの第２の接続部５５ａ２に一端が接続され、ミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが他端部（先端部）に接続された第３の誘電体線路５６と、第１のＣＬＴＡの第３の接続部５５ａ３に一端が接続された第４の誘電体線路５４ｃとが設けられている。
【００５２】
また、平行平板導体間５１に、平行平板導体５１に平行に対向配置された２枚のフェライト板５５ｂの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部５５ｂ１、第５の接続部５５ｂ２および第６の接続部５５ｂ３を有する第２のＣＬＴＢであって、第４の誘電体線路５４ｃのミリ波信号の出力端に第４の接続部５５ｂ１が接続される第２のＣＬＴＢと、第２のＣＬＴＢの第５の接続部５５ｂ２に一端が接続され、ミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが他端部（先端部）に接続された第５の誘電体線路５８と、第２のＣＬＴＢの第６の接続部５５ｂ３に一端が接続された第６の誘電体線路５４ｅとが設けられている。
【００５３】
また、平行平板導体間５１に、平行平板導体５１に平行に対向配置された２枚のフェライト板５５ｃの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部５５ｃ１、第８の接続部５５ｃ２および第９の接続部５５ｃ３を有する第３のＣＬＴＣであって、第７の接続部５５ｃ１に第６の誘電体線路５４ｅの他端が接続された第３のＣＬＴＣと、第３のＣＬＴＣの第８の接続部５５ｃ２に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナ５９ａを有する第７の誘電体線路５９と、送受信アンテナ５９ａで受信され第７の誘電体線路５９を伝搬して第３のＣＬＴＣの第９の接続部５５ｃ３より出力した受信波をミキサー６２側へ伝搬させる第８の誘電体線路６０と、第２の誘電体線路６１の中途と第８の誘電体線路６０の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波数信号を発生させるミキサー６２とが設けられている。
【００５４】
そして、ＳＢＤがそれぞれ設けられた第１および第２のＣＬＴＡ，Ｂが本発明の振幅変調器である。なお、図中Ｍ１は中間周波数信号を発生させるミキサー部、６１ａは、第２の誘電体線路６１のミキサー６２と反対側の端部に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。
【００５５】
第１の誘電体線路５３の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部５２は、バイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するように、第１の誘電体線路５３の高周波発生素子（高周波ダイオード等）近傍に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御して、三角波、正弦波等とすることにより、周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。なお、高周波ダイオードと可変容量ダイオードとの組み合わせと同等の機能を有するＶＣＯ（ＶＣＯは電圧で周波数を変化させる発振器であり、例えば可変容量ダイオードを用いずにガンダイオード（高周波発生素子）のバイアス電圧を変化させるものも可能である）をミリ波信号発振部として用いることで、同じ目的を達成できることは言うまでも無い。
【００５６】
なお、図６において、５４ａ〜５４ｇはモードサプレッサである。また、５７ａ，５７ｂはミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが設けられた配線基板であり、図５のような構成である。例えば、図５の配線基板３０の一主面にチョーク型バイアス供給線路３３を形成し、その中途にフリップチップ実装、バンプ実装またはハンダ実装されたＳＢＤ３１を設けたスイッチである。このＳＢＤ３１の順方向電流を流すまたは流さないという制御をすることにより、ミリ波信号をオフ（吸収）−オン（反射）制御（スイッチング制御）または振幅変調することができる。
【００５７】
また、送受信アンテナ５９ａは、第７の誘電体線路５９の先端をテーパー状とすることにより設けられる。または、送受信アンテナ５９ａは、平行平板導体５１に開口を設け、平行平板導体５１の外面にその開口に金属導波管を介してホーンアンテナ等のアンテナを接続した構成のものでもよい。
【００５８】
第４，第６の誘電体線路５４ｃ，５４ｅは接続用誘電体線路であり、その略全体がモードサプレッサとなっている。
【００５９】
また、第１の誘電体線路５３は第１のＣＬＴＡの入力用誘電体線路、第３の誘電体線路５６は第１のＣＬＴＡの変調用誘電体線路、第４の誘電体線路５４ｃは第１のＣＬＴＡの出力用誘電体線路に相当する。第４の誘電体線路５４ｃは第２のＣＬＴＢの入力用誘電体線路、第５の誘電体線路５８は第２のＣＬＴＢの変調用誘電体線路、第６の誘電体線路５４ｅは第２のＣＬＴＢの出力用誘電体線路に相当する。
【００６０】
また、本発明のミリ波レーダーモジュールの他の実施形態として、送信アンテナと受信アンテナを独立させた図７のタイプがある。
【００６１】
図７のものは、送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置された平行平板導体（他方は省略する）６５間に高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路６７と、第１の誘電体線路６７に付設され、ミリ波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し、第１の誘電体線路６７中を伝搬させるミリ波信号発振部６６と、第１の誘電体線路６７に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路６７に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー７６側へ伝搬させる第２の誘電体線路６９とが設けられている。
【００６２】
また、平行平板導体６５間に、平行平板導体６５に平行に対向配置された２枚のフェライト板７０ａの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部７０ａ１、第２の接続部７０ａ２および第３の接続部７０ａ３を有する第１のＣＬＴＡであって、第１の誘電体線路６７のミリ波信号の出力端に第１の接続部７０ａ１が接続される第１のＣＬＴＡと、第１のＣＬＴＡの第２の接続部７０ａ２に一端が接続され、ミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが他端部（先端部）に接続された第３の誘電体線路７１と、第１のＣＬＴＡの第３の接続部７０ａ３に一端が接続された第４の誘電体線路６８ｃとが設けられている。
【００６３】
また、平行平板導体６５間に、平行平板導体６５に平行に対向配置された２枚のフェライト板７０ｂの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部７０ｂ１、第５の接続部７０ｂ２および第６の接続部７０ｂ３を有する第２のＣＬＴＢであって、第４の誘電体線路６８ｃのミリ波信号の出力端に第４の接続部７０ｂ１が接続される第２のＣＬＴＢと、第２のＣＬＴＢの第５の接続部７０ｂ２に一端が接続され、ミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが他端部（先端部）に接続された第５の誘電体線路７２と、第２のＣＬＴＢの第６の接続部７０ｂ３に一端が接続された第６の誘電体線路６８ｅとが設けられている。
【００６４】
また、平行平板導体６５間に、平行平板導体６５に平行に対向配置された２枚のフェライト板７０ｃの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部７０ｃ１、第８の接続部７０ｃ２および第９の接続部７０ｃ３を有する第３のＣＬＴＣであって、第７の接続部７０ｃ１に第６の誘電体線路６８ｅの他端が接続された第３のＣＬＴＣと、第３のＣＬＴＣの第８の接続部７０ｃ２に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナ７３ａを有する第７の誘電体線路７３と、送信アンテナ７３ａで受信混入した受信波を伝搬させるとともに先端部に設けられた無反射終端７４ａで受信波を減衰させる第８の誘電体線路７４と、先端部に受信アンテナ７５ａ、他端部にミキサー７６が各々設けられた第９の誘電体線路７５と、第２の誘電体線路６９の中途と第９の誘電体線路７５の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波数信号を発生させるミキサー７６とが設けられている。
【００６５】
そして、それぞれＳＢＤが設けられた第１および第２のＣＬＴＡ，Ｂが本発明の振幅変調器である。なお、図中Ｍ２は中間周波数信号を発生させるミキサー部、６９ａは、第２の誘電体線路６９のミキサー７６と反対側の端部に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。
【００６６】
第１の誘電体線路６７の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部６６は、バイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するように、第１の誘電体線路６７の高周波発生素子近傍に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御して、三角波、正弦波等とすることにより、周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。なお、高周波ダイオードと可変容量ダイオードとの組み合わせと同等の機能を有するＶＣＯをミリ波信号発振部として用いることで、同じ目的を達成できることは言うまでもない。
【００６７】
なお、図７において、６８ａ〜６８ｇはモードサプレッサである。また、７７ａ，７７ｂはミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが設けられた配線基板であり、図５のような構成である。
【００６８】
また、送信アンテナ７３ａ、受信アンテナ７５ａは、第７の誘電体線路７３、第９の誘電体線路７５の先端をテーパー状とすることによりそれぞれ設けられる。または、送信アンテナ７３ａ、受信アンテナ７５ａは、平行平板導体６５に開口を設け、平行平板導体６５の外面にその開口に金属導波管を介してホーンアンテナ等のアンテナを接続した構成のものでもよい。
【００６９】
第４，第６の誘電体線路６８ｃ，６８ｅは接続用誘電体線路であり、その略全体がモードサプレッサとなっている。
【００７０】
また、第１の誘電体線路６７は第１のＣＬＴＡの入力用誘電体線路、第３の誘電体線路７１は第１のＣＬＴＡの変調用誘電体線路、第４の誘電体線路６８ｃは第１のＣＬＴＡの出力用誘電体線路に相当する。第４の誘電体線路６８ｃは第２のＣＬＴＢの入力用誘電体線路、第５の誘電体線路７２は第２のＣＬＴＢの変調用誘電体線路、第６の誘電体線路６８ｅは第２のＣＬＴＢの出力用誘電体線路に相当する。
【００７１】
図６，図７のミリ波レーダーモジュール用のミリ波信号発振部５２，６６をガンダイオードで構成したものを図８，図９に示す。これらの図において、８２は、ガンダイオード８３を設置（マウント）するための略直方体の金属ブロック等の金属部材、８３は、ミリ波を発振する高周波ダイオードの１種であるガンダイオード、８４は、金属部材８２の一側面に設置され、ガンダイオード８３にバイアス電圧を供給するとともに高周波信号の漏れを防ぐローパスフィルタとして機能するチョーク型バイアス供給線路８４ａを形成した配線基板、８５は、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオード８３の上部導体とを接続する金属箔リボン等の帯状導体、８６は、誘電体基体に共振用の金属ストリップ線路８６ａを設けた金属ストリップ共振器、８７は、金属ストリップ共振器８６により共振した高周波信号をミリ波信号発振部外へ導く誘電体線路である。
【００７２】
さらに、誘電体線路８７の中途には、周波数変調用ダイオードであって可変容量ダイオードの１種であるバラクタダイオード８０を装荷した配線基板８８を設置している。このバラクタダイオード８０のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路８７での高周波信号の伝搬方向に垂直かつ平行平板導体の主面に平行な方向（電界方向）とされている。また、バラクタダイオード８０のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路８７中を伝搬するＬＳＭ０１モードの高周波信号の電界方向と合致しており、これにより高周波信号とバラクタダイオード８０とを電磁結合させ、バイアス電圧を制御することによりバラクタダイオード８０の静電容量を変化させることで、高周波信号の周波数を制御できる。また、８９は、バラクタダイオード８０と誘電体線路８７とのインピーダンス整合をとるための高比誘電率の誘電体板である。
【００７３】
また図９に示すように、配線基板８８の一主面には第２のチョーク型バイアス供給線路９０が形成され、第２のチョーク型バイアス供給線路９０の中途にバラクタダイオード８０が配置される。第２のチョーク型バイアス供給線路９０のバラクタダイオード８０との接続部には、接続用の電極８１が形成されている。
【００７４】
そして、ガンダイオード８３から発振された高周波信号は、金属ストリップ共振器８６を通して誘電体線路８７に導出される。次に、高周波信号の一部はバラクタダイオード８０部で反射されてガンダイオード８３側へ戻る。この反射信号がバラクタダイオード８０の静電容量の変化に伴って変化し、発振周波数が変化する。
【００７５】
また、図６，図７のミリ波レーダーモジュールはＦＭＣＷ（Frequency Modulation Continuous Waves）方式であり、その動作原理は以下のようなものである。ミリ波信号発振部の変調信号入力用のＭＯＤＩＮ端子に、電圧振幅の時間変化が三角波，正弦波等となる入力信号を入力し、その出力信号を周波数変調し、ミリ波信号発振部の出力周波数偏移を三角波，正弦波等になるように偏移させる。そして、送受信アンテナ５９ａ，送信アンテナ７５ａより出力信号（送信波）を放射した場合、送受信用アンテナ５９ａ，送信アンテナ７５ａの前方にターゲットが存在すると、電波の伝搬速度の往復分の時間差をともなって、反射波（受信波）が戻ってくる。この時、ミキサー６２，７６の出力側のＩＦＯＵＴ端子には、送信波と受信波の周波数差が出力される。
【００７６】
このＩＦＯＵＴ端子の出力周波数等の周波数成分を解析することで、Ｆif＝４Ｒ・ｆｍ・Δｆ／ｃ（Fif：ＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）出力周波数，Ｒ：距離，ｆｍ：変調周波数，Δｆ：周波数偏移幅，ｃ：光速）という関係式から距離を求めることができる。
【００７７】
本発明のミリ波信号発振部において、チョーク型バイアス供給線路８４ａおよび帯状導体８５の材料は、Ｃｕ，Ａｌ，Ａｕ，Ａｇ，Ｗ，Ｔｉ，Ｎｉ，Ｃｒ，Ｐｄ，Ｐｔ等から成り、特にＣｕ，Ａｇが、電気伝導度が良好であり、損失が小さく、発振出力が大きくなるといった点で好ましい。
【００７８】
また、帯状導体８５は金属部材８２の表面から所定間隔をあけて金属部材８２と電磁結合しており、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオード素子８３間に架け渡されている。即ち、帯状導体８５の一端はチョーク型バイアス供給線路８４ａの一端に半田付け等により接続され、帯状導体８５の他端はガンダイオード素子８３の上部導体に半田付け等により接続されており、帯状導体８５の接続部を除く中途部分は宙に浮いた状態となっている。
【００７９】
そして、金属部材８２は、ガンダイオード素子８３の電気的な接地（アース）を兼ねているため金属等の導体であれば良く、その材料は金属（合金を含む）であれば特に限定するものではなく、真鍮（黄銅：Ｃｕ−Ｚｎ合金），Ａｌ，Ｃｕ，ＳＵＳ（ステンレススチール），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等から成る。また金属部材８２は、全体が金属から成る金属ブロック、セラミックスやプラスチック等の絶縁基体の表面全体または部分的に金属メッキしたもの、絶縁基体の表面全体または部分的に導電性樹脂材料等をコートしたものであっても良い。
【００８０】
かくして、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールは、高いオン／オフ比（アイソレーション）を有する振幅変調器を有した高性能のものとなり、また、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、その結果探知距離を増大し得る（図６のもの）。また、高いオン／オフ比（アイソレーション）を有する振幅変調器を有した高性能のものとなり、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、さらに送信用のミリ波信号がＣＬＴを介してミキサーへ混入することがなく、その結果受信信号のノイズが低減し探知距離をさらに増大し得るものとなる（図７のもの）。
【００８１】
【実施例】
本発明の振幅変調器の実施例を以下に説明する。
【００８２】
図１の振幅変調器を以下のようにして構成した。平行平板導体として縦５０ｍｍ×横５０ｍｍ×厚さ６ｍｍの２枚のＡｌ板を１．８ｍｍの間隔で配置し、それらの間に断面形状が１．８ｍｍ（高さ）×０．８ｍｍ（幅）の矩形状であり、比誘電率４．９のコーディエライトセラミックスから成る誘電体線路４ａ〜４ｄの先端部にモードサプレッサ１ａ〜１ｅを設け、モードサプレッサ１ｅとともに１２０°の等間隔で放射状になるように２枚ずつのフェライト円板２ａ，２ｂに接続して配置した。なお、モードサプレッサ１ａ〜１ｅは、内部にλ／４チョークパターンが施されたＣｕを同時焼成したガラスセラミックスである。
【００８３】
このとき、モードサプレッサ１ａ〜１ｅの上下面が計４枚のフェライト円板２ａ，２ｂの主面に面一となるようにした。即ち、４枚のフェライト円板２ａ，２ｂの２枚ずつを平行平板導体の内面に互いに対向させて設置し、略長方形のインピーダンス整合部材６ａ〜６ｆの上下にフェライト円板２ａ，２ｂの厚さに略等しい間隔でそれぞれ段差ができるよう構成している。
【００８４】
フェライト円板２ａ，２ｂの寸法は直径２．０ｍｍ、厚さ０．２３ｍｍであり、フェライト円板２ａ，２ｂの上下の平行平板導体の外面に直流磁界を印加するための磁石を配置した。即ち、平行平板導体の外面のフェライト円板２ａ，２ｂに対応する部分に、フェライト円板２ａ，２ｂと同心的に直径１２．５ｍｍ、深さ５ｍｍの円形の凹部を形成し、その凹部に厚さ４．５ｍｍで直径１２．５ｍｍの円板状の磁石を設置した。
【００８５】
また、モードサプレッサ１ａ〜１ｅの先端部に接着されたインピーダンス整合部材６ａ〜６ｆは、比誘電率４．９のコーディライトセラミックスから成り、その伝送方向に垂直な面での断面形状は高さ１．３４ｍｍ×幅０．８ｍｍで、伝送方向の厚さは０．１５ｍｍであった。従って、モードサプレッサ１ａ〜１ｅとインピーダンス整合部材６ａ〜６ｆとの段差は、フェライト円板２ａ，２ｂの厚みに相当する０．２３ｍｍとした。
【００８６】
さらに、配線基板５ａ，５ｂの裏側（誘電体線路４ｂ，４ｃと反対側の面）には、図５に示すようにチョーク型バイアス供給線路３３がプリントされている。チョーク型バイアス供給線路３３の幅の広い線路と幅の狭い線路について、幅の広い線路の長さはλ／４＝０．７ｍｍ（λは周波数７６．５ＧＨｚの場合の波長）、幅の狭い線路の長さもλ／４＝０．７ｍｍであり、幅の広い線路部の幅は１．５ｍｍ、幅の狭い線路部の幅は０．１ｍｍである。そして、チョーク型バイアス供給線路３３上にはＳＢＤ３１がチョーク型バイアス供給線路３３の途中の電極３２にフリップチップ実装されている。
【００８７】
そして、第１のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を第１のＣＬＴに入力される高周波信号（７６〜７７ＧＨｚ）の電圧振幅に対して最大のオン／オフ比が得られるように制御し、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を第１のＣＬＴのオン／オフ比によって低下した高周波信号の電圧振幅に対して所定値以上のオン／オフ比が得られるように制御する制御回路を、平行平板導体の外面に設けた。
【００８８】
この制御回路は、ＳＢＤの入力パワー依存性が入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比が１．１ｄＢであるため、高周波信号のオフ時には、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を第１のＣＬＴ側のＳＢＤによって１１ｄＢ低下したパワーで最大のオン／オフ比が得られるような電流値となるように設定してある。
【００８９】
上記構成の振幅変調器について、スペクトラムアナライザを用いて７６〜７７ＧＨｚの高周波帯域で、高周波信号のオン／オフ比（アイソレーション特性）を図１０に示す。
【００９０】
本実施例では、７６．５ＧＨｚ±０．５ＧＨｚを目的の周波数としており、オン／オフ比は全周波数帯域にわたって２０ｄＢ以上であった。また、−３０℃〜８５℃の温度範囲でオン／オフ比は全周波数帯域にわたって２０ｄＢ以上であった。
【００９１】
なお、本発明は上記実施の形態および実施例に限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変更を施すことは何等差し支えない。
【００９２】
本発明の振幅変調器は、第１のサーキュレータ（ＣＬＴ）側のショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）の順方向電流を、第１のＣＬＴに入力される高周波信号の電圧振幅に対して所定値以上のオン／オフ比が得られるように制御するとともに、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を、第１のＣＬＴのオン／オフ比によって低下した高周波信号の電圧振幅に対して、その低下した前記高周波信号の入力パワーにおいて最大の吸収特性が得られる順方向電流値とすることによって所定値以上のオン／オフ比が得られるように制御する制御回路が設けられていることから、２つのＣＬＴにそれぞれ設けられたＳＢＤに入力する順方向電流をそれぞれ制御することにより、所定値以上のオン／オフ比が得られる。
【００９３】
即ち、第１のＣＬＴ側のＳＢＤに順方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を流したとき）、ＳＢＤで大部分吸収され反射された高周波信号の入力パワーは相当に低下しているので、第２のＣＬＴ側のＳＢＤでは、その低下した高周波信号の入力パワーにおいて所定値以上の吸収特性が得られる順方向電流値とする必要がある。これにより、２つのＣＬＴを通過した高周波信号について所定値以上のオン／オフ比が得られることとなる。
【００９４】
また、ＳＢＤは高周波信号の周波数および温度によってオン／オフ比が変化するため、第１のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流値をある周波数および温度において最適値とすることはできるが、第１のＣＬＴ側のＳＢＤで反射された高周波信号の入力パワーは周波数および温度によって変化するため、第２のＣＬＴ側のＳＢＤではその変化を考慮した制御を行なう必要がある。このような周波数および温度による変化を加味した第２のＣＬＴ側のＳＢＤの制御は、周波数および温度の変化に完全に追随することができない場合もあり、２つのＣＬＴで所定値以上のオン／オフ比が得られるように近似的に制御することができる。これにより、２つのＣＬＴを通過した高周波信号について所定値以上のオン／オフ比が得られることとなる。
【００９５】
本発明の振幅変調器は、好ましくは高周波信号は周波数が７６〜７７ＧＨｚとされていることから、本発明の振幅変調器を作動周波数が７６〜７７ＧＨｚ程度であるミリ波レーダーモジュール等のミリ波送受信器に用いた場合に、発振器の発振周波数が温度等で変化しても広い帯域で高周波信号の高いオン／オフ比が得られるものとなる。
【００９６】
また本発明の振幅変調器は、好ましくは、制御回路は平行平板導体の内面または外面に設けられていることから、振幅変調器が小型化され、また、制御回路とＳＢＤとの間の信号線が短縮化されて信号線に余計なインダクタンスやキャパシタンスが発生しにくくなるためＳＢＤを高精度に制御でき、その結果、高いオン／オフ比を得るのに有利なものとなる。
【００９７】
本発明のミリ波送受信器は、送受信アンテナを有するものの場合、本発明の振幅変調器を用いることにより、高いオン／オフ比が得られる高性能のものとなるとともに、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、その結果ミリ波レーダー等に適用した場合にその探知距離を増大し得るものとなる。また、本発明の送信アンテナと受信アンテナとが独立したものの場合、高いオン／オフ比が得られる高性能のものとなるとともに、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、また送信用のミリ波信号がＣＬＴを介してミキサーへ混入することがなく、従ってミリ波レーダーモジュールに適用した場合受信信号のノイズが低減し、ミリ波信号の伝送特性に優れるとともに探知距離をさらに増大し得るものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＮＲＤガイド用の振幅変調器の透視斜視図である。
【図２】ＮＲＤガイドの基本構成を示し、内部を一部透視したものの斜視図である。
【図３】従来のＮＲＤガイド用の振幅変調器を示し、（ａ）は振幅変調器の斜視図、（ｂ）は振幅変調器の平面図である。
【図４】図３の振幅変調器の高周波信号の反射損失の周波数特性を示すグラフである。
【図５】本発明の振幅変調器に用いられるショットキーバリアダイオードを設けた配線基板の斜視図である。
【図６】本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて実施の形態の例を示す平面図である。
【図７】本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて実施の形態の他の例を示す平面図である。
【図８】本発明のミリ波レーダーモジュールにおける電圧制御型のミリ波信号発振部の斜視図である。
【図９】図８のミリ波信号発振部用のバラクタダイオードを設けた配線基板の斜視図である。
【図１０】本発明の振幅変調器のオン／オフ比の周波数特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１ａ〜１ｅ：モードサプレッサ
２ａ，２ｂ：フェライト円板
４ａ〜４ｄ：誘電体線路
５ａ，５ｂ：ショットキーバリアダイオードを設けた配線基板
Claims (5)
- 高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、該平行平板導体の内面に互いに対向させて配置された２枚のフェライト板と、該２枚のフェライト板に対して略放射状に配置された、高周波信号を入力する入力用誘電体線路、先端部にショットキーバリアダイオードが設けられた変調用誘電体線路および前記ショットキーバリアダイオードによって振幅変調された高周波信号を出力する出力用誘電体線路をそれぞれ具備した第１および第２のサーキュレータが接続されて設けられており、該第１および第２のサーキュレータは、前記第１のサーキュレータの出力用誘電体線路が前記第２のサーキュレータの入力用誘電体線路を兼ねることによって接続されており、前記第１のサーキュレータ側の前記ショットキーバリアダイオードの順方向電流を、前記第１のサーキュレータに入力される前記高周波信号の電圧振幅に対して所定値以上のオン／オフ比が得られるように制御するとともに、前記第２のサーキュレータ側の前記ショットキーバリアダイオードの順方向電流を、前記第１のサーキュレータのオン／オフ比によって低下した前記高周波信号の電圧振幅に対して、その低下した前記高周波信号の入力パワーにおいて最大の吸収特性が得られる順方向電流値とすることによって所定値以上のオン／オフ比が得られるように制御する制御回路が設けられていることを特徴とする非放射性誘電体線路用の振幅変調器。
- 前記高周波信号は周波数が７６〜７７ＧＨｚとされていることを特徴とする請求項１記載の非放射性誘電体線路用の振幅変調器。
- 前記制御回路は前記平行平板導体の内面または外面に設けられていることを特徴とする請求項１または請求項２記載の非放射性誘電体線路用の振幅変調器。
- 送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有する第１のサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続される第１のサーキュレータと、
該第１のサーキュレータの前記第２の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第３の誘電体線路と、
前記第１のサーキュレータの前記第３の接続部に一端が接続された第４の誘電体線路と、前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部，第５の接続部および第６の接続部を有する第２のサーキュレータであって、前記第４の接続部に前記第４の誘電体線路の他端が接続された第２のサーキュレータと、
前記第２のサーキュレータの前記第５の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第５の誘電体線路と、
前記第２のサーキュレータの前記第６の接続部に一端が接続された第６の誘電体線路と、前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部，第８の接続部および第９の接続部を有する第３のサーキュレータであって、
前記第７の接続部に前記第６の誘電体線路の他端が接続された第３のサーキュレータと、該第３のサーキュレータの前記第８の接続部に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを有する第７の誘電体線路と、
前記送受信アンテナで受信され前記第７の誘電体線路を伝搬して前記第３のサーキュレータの前記第９の接続部より出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第８の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第８の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサーとを具備しており、
前記第１および第２のサーキュレータが請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の振幅変調器を構成していることを特徴とするミリ波送受信器。 - 送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有する第１のサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続される第１のサーキュレータと、
該第１のサーキュレータの前記第２の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第３の誘電体線路と、
前記第１のサーキュレータの前記第３の接続部に一端が接続された第４の誘電体線路と、前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部，第５の接続部および第６の接続部を有する第２のサーキュレータであって、前記第４の接続部に前記第４の誘電体線路の他端が接続された第２のサーキュレータと、
前記第２のサーキュレータの前記第５の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第５の誘電体線路と、
前記第２のサーキュレータの前記第６の接続部に一端が接続された第６の誘電体線路と、前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部，第８の接続部および第９の接続部を有する第３のサーキュレータであって、前記第７の接続部に前記第６の誘電体線路の他端が接続された第３のサーキュレータと、
該第３のサーキュレータの前記第８の接続部に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナを有する第７の誘電体線路と、
前記第３のサーキュレータの前記第９の接続部に接続され、前記送信アンテナで受信混入した受信波を伝搬させるとともに先端部に設けられた無反射終端部で前記受信波を減衰させる第８の誘電体線路と、
先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた第９の誘電体線路と、前記第２の誘電体線路の中途と前記第９の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサーとを具備しており、
前記第１および第２のサーキュレータが請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の振幅変調器を構成していることを特徴とするミリ波送受信器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002361333A JP3709186B2 (ja) | 2002-12-12 | 2002-12-12 | 非放射性誘電体線路用の振幅変調器およびそれを用いたミリ波送受信器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002361333A JP3709186B2 (ja) | 2002-12-12 | 2002-12-12 | 非放射性誘電体線路用の振幅変調器およびそれを用いたミリ波送受信器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004194120A JP2004194120A (ja) | 2004-07-08 |
| JP3709186B2 true JP3709186B2 (ja) | 2005-10-19 |
Family
ID=32760129
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP2002361333A Expired - Fee Related JP3709186B2 (ja) | 2002-12-12 | 2002-12-12 | 非放射性誘電体線路用の振幅変調器およびそれを用いたミリ波送受信器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP3709186B2 (ja) |
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| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050422 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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