JP3722804B2 - 非放射性誘電体線路用のサーキュレータおよびそれを用いたミリ波送受信器 - Google Patents
非放射性誘電体線路用のサーキュレータおよびそれを用いたミリ波送受信器 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、非放射性誘電体線路型のミリ波集積回路，ミリ波レーダモジュール等に組み込まれ、複数の誘電体線路間で高周波信号の伝搬路を変換させるサーキュレータ、およびそれを用いた非放射性誘電体線路型のミリ波送受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、マイクロ波やミリ波の高周波信号を伝送させるためには金属導波管が多用されてきたが、近年の高周波モジュールの小型化の要求により、誘電体線路を高周波信号の導波路として用いた高周波モジュールが開発されている。なかでも、高周波信号の伝送損失の少ない非放射性誘電体線路（Nonradiative Dielectric Waveguideで、以下ＮＲＤガイドともいう）が注目されている。ＮＲＤガイドの基本構成を図２に示す。同図に示すように、所定の間隔ａでもって平行配置された平行平板導体１１，１２の間に、断面形状が長方形等の矩形状の誘電体線路１３を配置した構成であり、この間隔ａが高周波信号の波長λに対してａ≦λ／２であれば、外部から誘電体線路１３へのノイズの侵入をなくしかつ外部への高周波信号の放射をなくして、誘電体線路１３中で高周波信号を効率良く伝搬させることができる。なお、高周波信号の波長λは使用周波数における空気中（自由空間）での波長である。
【０００３】
このようなＮＲＤガイドに組み込まれる、高周波信号のサーキュレータの従来例を図３に示す（下記の非特許文献１参照）。同図において、２０ａ、２０ｂ、２０ｃはテフロン（Ｒ）、ポリスチレン等からなる誘電体線路、２１は各誘電体線路２０ａ〜２０ｃの先端部に設けられ、ＬＳＥ（Longitudinal Section Electric）モードの電磁波を遮断するモードサプレッサ、２２はモードサプレッサ２１の先端が接続され、周囲に誘電体線路２０ａ〜２０ｃが１２０°の角度間隔で放射状に配置されるサーキュレータ用の２枚のフェライト円板、２３はモードサプレッサ２１の内部に配置され、銅箔等からなるストリップ線路導体であり、電界が平行平板導体の主面に垂直方向（図３では縦方向）であるＬＳＥモードの電磁波を遮断する。また、ストリップ導体線路２３はＴＥＭ（Transverse Electro Magnetic）モードを除去するためにλ／４チョークパターンが施されている。
【０００４】
そして、誘電体線路２０ａ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板２２によって波面が反時計方向に回転され誘電体線路２０ｂへ伝搬され、誘電体線路２０ｃへは伝搬しない。同様に誘電体線路２０ｂ中を伝搬してきた電磁波は、誘電体線路２０ｃへ伝搬される。このようにして、電磁波の伝搬路が変換される。
【０００５】
また、上記のサーキュレータを一つの接続用誘電体線路の両端にそれぞれ接続した２段型のサーキュレータ（下記の非特許文献２参照）が知られており、２段型のサーキュレータによって高周波信号を振幅変調またはスイッチング制御するようにしたミリ波送受信器やミリ波レーダが開発されている。
【０００６】
【非特許文献１】
米山 務，「非放射性誘電体線路を用いたミリ波集積回路」電子情報通信学会論文誌 Ｃ−１ Ｖｏｌ．Ｊ７３−Ｃ−１ Ｎｏ．３ １９９０年３月 ｐｐ．８７−９４
【非特許文献２】
Futoshi Kuroki，Masayuki Sugioka，Shinji Matsukawa，Kengo Ikeda，Tsukasa Yoneyama，"High−speed ASK transceiver based on the NRD−guide Technology at 60−GHz band"，IEEE Transaction on Microwave Theory and Technology，USA，IEEE，June 1998，Vol.46，No.6，pp806−810．
【非特許文献３】
馬場潤寧、久米千佳夫、太郎丸眞、黒木太司、米山務，「経路切換型６０ＧＨｚ帯ＮＲＤガイドＢＰＳＫ変調器の試作」１９９８年電子情報通信学会エレクトロニクスソサイエティ大会 Ｃ−２−２７，電子情報通信学会，１９９８年９月，Ｐ５３
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図３のサーキュレータにおいては、平行平板導体の外面のフェライト板が位置する部位に一対の磁石を互いに吸引し合う磁極の向きで配置する必要があり、また２段型のサーキュレータの場合２対の磁石を設けていたが、２段型のサーキュレータの場合には以下のような問題点があった。
【０００８】
即ち、２段型のサーキュレータの各サーキュレータについて高周波信号の伝搬方向（電磁波の波面の回転方向）を同じにするために２対の磁石のＳ極とＮ極の位置を同じにした場合、２対の磁石が近接しているので、一つの平行平板導体において磁石間の反発力で磁石の設置が困難になる。そのため、磁石の設置を容易にするために２対の磁石間の距離を大きくすると、ミリ波モジュールが大型化するという問題があった。
【０００９】
そこで、２対の磁石の設置を容易にする構成として、２対の磁石のＳ極とＮ極の位置を逆にすることが提案されている（非特許文献３参照）。しかし、２対の磁石間でＳ極とＮ極の位置を逆にすると、サーキュレータ間で高周波信号の伝搬方向が逆転するという特性がある。例えば、図３で誘電体線路２０ａから誘電体線路２０ｂへの伝搬が、誘電体線路２０ａから誘電体線路２０ｃへの伝搬となる。そのため、２つのサーキュレータで高周波信号の伝搬方向が逆になり、ローカル信号（送信用のミリ波信号の一部）と受信信号とを混合させて中間周波数信号を出力させるミキサー回路等を構成することが困難になるという問題があった。
【００１０】
そこで、本出願人は、２段型のサーキュレータにおいて、平行平板導体の外面に、磁力線が平行平板導体の内面に略垂直になっている領域内に全てのフェライト板が存在するように一対の磁石が設置されているＮＲＤガイド用のサーキュレータを提案した（特願２００２−１４７８９号）。さらに、高効率振幅変調器を作製するために、３段型のサーキュレータを提案した（特願２００２−３６１３３３号）。
【００１１】
しかしながら、より高機能のミリ波送受信器を作製できるように平行平板導体の外面に信号処理回路を設けたり、ミリ波送受信器の電磁シールド性を向上させるためにミリ波送受信器自体を金属ケースに収納すると、サーキュレータ用の磁石が、周囲の金属製部品や金属ケースに引き寄せられて外れ易くなっているうえ、さらにミリ波送受信器を激しい振動が加わる車載用ミリ波レーダ等として使用すると、外れたり破損したりする危険性があった。
【００１２】
また、磁石が外れるのを防止するために磁石の外側からカバーをねじ止めするなどの方法がとられたが、磁力線の乱れや等の悪影響が生じるとともにカバーの増加による組立の煩雑さが問題となった。
【００１３】
さらに、樹脂接着剤等の接着剤で磁石を平行平板導体の外面に接着するために磁石の主面に接着剤を塗布して接着すると、平行平板導体の外面と磁石の主面との間に接着剤による空隙が形成され、フェライト板に印加すべき磁力が低下したり、磁力線が乱されるという問題があった。また、接着剤の量を少なくすると接着効果が低下するという問題があった。
【００１４】
従って、本発明は上記事情に鑑みて完成されたものであり、その目的は、サーキュレータ用の磁石を平行平板導体の凹部に隙間無く設置し強固に固定できるとともにサーキュレータ特性を安定して得られるものとすることにある。また、サーキュレータを用いたミリ波送受信器が振動の激しい車載用等として使用されても、磁石が平行平板導体に強固に設置されて外れず、安定的に作動できるものとすることにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明の非放射性誘電体線路用のサーキュレータは、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置された平行平板導体間に、該平行平板導体のそれぞれの内面に互いに対向させて設置された２枚のフェライト板の周縁に放射状に複数配置された、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとともにＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサが設けられた誘電体線路を有しているサーキュレータにおいて、前記平行平板導体は、それぞれ外面に平面視で前記フェライト板を覆う凹部が形成されており、該凹部に前記磁石が嵌着されているとともに前記凹部の開口側の内周面に前記磁石の側面が接着されていることを特徴とする。
【００１６】
本発明のサーキュレータは、平行平板導体は、それぞれ外面に平面視でフェライト板を覆う凹部が形成されており、凹部に磁石が嵌着されているとともに凹部の開口側の内周面に磁石の側面が接着されていることから、磁石は凹部に隙間なく強固に接着剤で嵌着されるため、ＮＲＤガイドを用いた高機能のミリ波送受信器を構成するために平行平板導体の外面に信号処理回路を設けたり、電磁シールド性を向上させるためにミリ波送受信器自体を金属ケースに収納した際に、サーキュレータ用の磁石が周囲の金属製部品や金属ケースに引き寄せられて外れるのを防ぐことができる。その結果、ミリ波送受信器を激しい振動が加わる車載用に使用しても、磁石が平行平板導体から外れたり破損したりするのを防ぐことができる。また、磁石の外れ防止用のカバーをねじ止めすることも不要となり、組立の煩雑さを解消できるとともに、磁石の磁力線に悪影響を与えることも解消される。
【００１７】
さらに、磁石はその側面が凹部の内周面の開口側に接着されていることから、磁石の主面と凹部の底面との間にまったく隙間が生じず、その結果、フェライト板に印加すべき磁力が低下したり磁力線が乱されることもなくなり、安定したサーキュレータ特性が得られる。
【００１８】
また、凹部は平面視でフェライト板を覆う大きさであるとともにその凹部に磁石が嵌着されていることから、フェライト板の全面において磁力線が直交するように発生するため、高周波信号の伝搬損失が抑えられた高特性のサーキュレータ特性が得られる。
【００１９】
本発明のサーキュレータにおいて好ましくは、前記サーキュレータは、接続用誘電体線路を介して３つが連続して接続されており、前記平行平板導体は、それぞれ外面に平面視で全ての前記サーキュレータの前記フェライト板を覆う凹部が形成されていることを特徴とする。
【００２０】
本発明のサーキュレータは、好ましくは、接続用誘電体線路を介して３つが連続して接続されており、平行平板導体は、それぞれ外面に平面視で全てのサーキュレータのフェライト板を覆う凹部が形成されていることから、３段型のサーキュレータのそれぞれにおいて、高周波信号（電磁波）の波面の回転方向が同じになるため、サーキュレータが組みこまれるミリ波送受信器やミリ波レーダモジュールにおけるミキサー回路等が容易に構成でき、製造が容易化されて量産性に優れたものとなる。また、各サーキュレータを互いに近接させて配置できるので、小型の３段型のサーキュレータとなる。さらに、３段型のサーキュレータは磁力線が平行平板導体の内面に直交している領域内に配置されることから、サーキュレータにおける高周波信号の伝搬損失が小さくなり、良好な伝搬特性が得られる。
【００２１】
本発明のサーキュレータにおいて好ましくは、前記接続用誘電体線路は、全体がモードサプレッサとされていることを特徴とする。
【００２２】
本発明のサーキュレータは、好ましくは接続用誘電体線路は全体がモードサプレッサとされていることから、各サーキュレータで接続用誘電体線路のモードサプレッサを共用することができ、その結果、接続用誘電体線路を短くすることができるため、小型のサーキュレータとなるとともに、接続用誘電体線路における高周波信号の伝送損失が大幅に小さくなる。
【００２３】
本発明のミリ波送受信器は、
送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有する第１のサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続される第１のサーキュレータと、
該第１のサーキュレータの前記第２の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第３の誘電体線路と、
前記第１のサーキュレータの前記第３の接続部に一端が接続された第４の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部，第５の接続部および第６の接続部を有する第２のサーキュレータであって、前記第４の接続部に前記第４の誘電体線路の他端が接続された第２のサーキュレータと、
前記第２のサーキュレータの前記第５の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第５の誘電体線路と、
前記第２のサーキュレータの前記第６の接続部に一端が接続された第６の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部，第８の接続部および第９の接続部を有する第３のサーキュレータであって、前記第７の接続部に前記第６の誘電体線路の他端が接続された第３のサーキュレータと、
該第３のサーキュレータの前記第８の接続部に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを有する第７の誘電体線路と、
前記送受信アンテナで受信され前記第７の誘電体線路を伝搬して前記第３のサーキュレータの前記第９の接続部より出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第８の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第８の誘電体線路の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサーとを具備しており、
前記第１〜３のサーキュレータが上記本発明のサーキュレータであることを特徴とする。
【００２４】
本発明のミリ波送受信器は、上記の構成により、信頼性の高い安定したサーキュレータ特性が得られるとともに、ミリ波信号の良好な伝搬特性が得られるためミリ波レーダ等に適用した場合にその探知距離が増大する。
【００２５】
また本発明のミリ波送受信器は、
送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有する第１のサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続される第１のサーキュレータと、
該第１のサーキュレータの前記第２の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第３の誘電体線路と、
前記第１のサーキュレータの前記第３の接続部に一端が接続された第４の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部，第５の接続部および第６の接続部を有する第２のサーキュレータであって、前記第４の接続部に前記第４の誘電体線路の他端が接続された第２のサーキュレータと、
前記第２のサーキュレータの前記第５の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第５の誘電体線路と、
前記第２のサーキュレータの前記第６の接続部に一端が接続された第６の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部，第８の接続部および第９の接続部を有する第３のサーキュレータであって、前記第７の接続部に前記第６の誘電体線路の他端が接続された第３のサーキュレータと、
該第３のサーキュレータの前記第８の接続部に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナを有する第７の誘電体線路と、
前記第３のサーキュレータの前記第９の接続部に接続され、前記送信アンテナで受信混入した受信波を伝搬させるとともに先端部に設けられた無反射終端部で前記受信波を減衰させる第８の誘電体線路と、
先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた第９の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第９の誘電体線路の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサーとを具備しており、
前記第１〜３のサーキュレータが上記本発明のサーキュレータであることを特徴とする。
【００２６】
本発明のミリ波送受信器は、上記の構成により、信頼性の高い安定したサーキュレータ特性が得られるとともに、ミリ波信号の良好な伝搬特性が得られるためミリ波レーダ等に適用した場合にその探知距離が増大する。さらに、送信アンテナと受信アンテナとが独立して設けられているため、送信用のミリ波信号がミキサーに混入することが防止されることで、受信信号のノイズが低減してミリ波信号の伝送特性により優れており、ミリ波レーダ等に適用した場合にその探知距離がさらに増大したものとなる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
本発明のＮＲＤガイド用のサーキュレータ（Circulatorで、以下ＣＬＴともいう）およびミリ波送受信器としてのミリ波レーダモジュールについて以下に詳細に説明する。図１は本発明のＣＬＴの透視斜視図であり、同図において、４ａ〜４ｅは誘電体線路であり、それらの先端部にはＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサ１ａ〜１ｅが設けられている。モードサプレッサ１ａ〜１ｅの内部には、図３に示した銅箔等からなるストリップ線路導体が設けられており、ストリップ線路導体は、ＴＥＭモードを除去するためにλ／４チョークパターンが施されている。５ａ、５ｂは対向配置された一対のフェライト円板２ａ，２ｂ、およびフェライト円板２ｂ，２ｃをそれぞれ接続する接続用誘電体線路であり、その内部には図３のストリップ線路導体が設けられており、ＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサとしての機能も有している。
【００２８】
なお、モードサプレッサ１ａ〜１ｅ、接続用誘電体線路５ａ、５ｂの先端にインピーダンス整合用の誘電体板６（図４）や短い誘電体線路を接続しても良い。また、２ａ、２ｂ、２ｃはそれぞれ、その周囲に誘電体線路４ａ〜４ｅおよび接続用誘電体線路５ａ、５ｂが１２０°の等角度間隔で放射状に配置されるＣＬＴ用の一対のフェライト円板である。
【００２９】
本発明のＣＬＴは、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置された平行平板導体７（図４）間に、平行平板導体７のそれぞれの内面に互いに対向させて設置された２枚のフェライト円板２ａ（２ｂ，２ｃ）の周縁に放射状に複数配置された、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとともにＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサ１ａ〜１ｅが設けられた誘電体線路４ａ〜４ｅを有しているものにおいて、平行平板導体７は、それぞれ外面に平面視でフェライト円板２ａ〜２ｃを覆う凹部が形成されており、凹部に磁石３が嵌着されているとともに凹部の開口側の内周面に磁石３の側面が接着されている。
【００３０】
また、本発明のＣＬＴにおいて好ましくは、図４に示すように、接続用誘電体線路５ａ，５ｂを介して３つが連続して接続されており、平行平板導体７は、それぞれ外面に平面視で全てのサーキュレータのフェライト円板２ａ〜２ｃを覆う凹部が形成されている。
【００３１】
本発明における磁石３は板状のものであり、図５（ａ），（ｂ）に示すように、その主面の形状は円形、四角形等の多角形である。また、磁石３において、磁力線が平行平板導体７の内面に直交している領域は、平行平板導体７の内面側の主面のうち、磁力線が曲がりやすく所望の磁束密度が得られない外周端部の領域以外の中央領域である。この中央領域は平行平板導体７間の間隔にもよるので、一概には規定できないが、外周端から１．０ｍｍ程度以上中央側であれば十分であり、また中央領域では所望の磁束密度が得られる。この中央領域内にフェライト円板２ａ〜２ｃが存在するように配置する。
【００３２】
そして、磁石３を固定する樹脂接着剤等の接着剤は、磁石３間の距離を変化させたり、磁石３を傾けたりすることのないように、平行平板導体７に設けられた凹部の内周面の開口側に塗布される。この部分は磁力線が平行平板導体７の内面に直交している領域から離れており、また磁石３の下側主面と凹部の底面に隙間が生じないように接着できる。また、接着状態を外部から容易に確認できるため、接着効果の長期信頼性を確保するためにも効果的である。好ましくは、図４に示すように、磁石３の上側主面と凹部の開口との高さを０．１〜３．０ｍｍ程度異なるようにして、接着剤のメニスカスが形成されるようにすることが効果的である。０．１ｍｍ未満では接着剤のメニスカスが十分に形成されず、３．０ｍｍを超えると接着剤のメニスカスは十分に形成されるが、磁石３が厚くなりすぎて突出部が他の部品に接触したり、磁石３が薄くなりすぎて強度が低下する。
【００３３】
また、接着剤としては、高温高湿耐久性を有したエポキシ樹脂から成る樹脂接着剤を用いるのが好ましいが、高温高湿耐久性を有するものであれば他の接着剤でも良い。
【００３４】
本発明のＣＬＴは、例えば誘電体線路４ａ中を伝搬してきた高周波信号（電磁波）はフェライト円板２ａによって波面が時計方向に回転されて誘電体線路４ｂへ伝搬され、誘電体線路５ａへは伝搬しない。同様に、誘電体線路４ｂ中を伝搬してきた電磁波は、誘電体線路５ａへ伝搬される。このようにして電磁波の伝搬路が変換される。
【００３５】
また、フェライト円板２ａ〜２ｃの全体に対して一対の磁石を設けているため、フェライト円板２ｂ，２ｃにおいてもフェライト円板２ａと同様の伝搬路の変換が行われる。即ち、誘電体線路４ｃ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板２ｂによって波面が時計方向に回転されて誘電体線路５ｂへ伝搬され、誘電体線路５ａへは伝搬しない。同様に、誘電体線路４ｄ中を伝搬してきた電磁波は誘電体線路４ｅへ伝搬される。フェライト円板２ａ〜２ｃの主面に磁力線が直交するように印加される直流磁界のＳ極とＮ極の位置を逆にすると、高周波信号の波面の回転方向も逆転する。
【００３６】
本発明において、図４に示すように、２枚一対（３対で６枚）の同一形状のフェライト円板２ａ〜２ｃは、平行平板導体７の内面に対してその主面が平行にかつ同心状に対向配置されるが、平行平板導体７の内面にそれらの主面が接していても良く、また平行平板導体７の内面から所定間隔をあけて設置しても良い。なお、図１のものは、２枚１対のフェライト円板２ａ〜２ｃは、その主面とモードサプレッサ１ａ〜１ｅの主面とは面一とされ、それらは平行平板導体７の内面に接した状態である。
【００３７】
フェライト円板２ａ〜２ｃの厚さは、自動車用のミリ波レーダで使用される７７ＧＨｚ帯域において比誘電率１３のフェライトを使用した場合、０．１５〜０．３０ｍｍが良い。０．１５ｍｍ未満では、フェライト円板２ａ〜２ｃの強度が低下して取り扱いが困難になる。０．３０ｍｍを超えると、通過帯域のずれを防ぐためにその直径を小さくしなければならず、直径が小さくなるとＣＬＴのアイソレーションが劣化する。また、フェライト円板２ａ〜２ｃの直径は１〜３ｍｍが良く、１ｍｍ未満ではＣＬＴのアイソレーションが劣化し、３ｍｍを超えると通過帯域がずれないようにその厚さを薄くする必要があるが、厚さが０．１５ｍｍ未満になると取扱いが困難になる。
【００３８】
また、フェライト円板２ａ〜２ｃの代わりに正多角形のフェライト板を用いても良く、その場合、一つのフェライト板に接続される誘電体線路の本数をｎ本（ｎは２以上の整数）とすると、その平面形状は正ｍ角形（ｍは３以上の整数）である。
【００３９】
なお、フェライト円板２ａ〜２ｃの主面に対して、平行平板導体７の外面側から３５５５００Ａ／ｍ程度の直流磁界を印加する永久磁石や電磁石等からなる磁石３を設けることにより、フェライト円板２ａ〜２ｃはＣＬＴとして機能する。
【００４０】
本発明において、誘電体線路４ａ〜４ｅ、接続用誘電体線路５ａ，５ｂの材料は、テフロン（Ｒ），ポリスチレン等の樹脂、または低比誘電率のコーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ2Ｏ3・５ＳｉＯ2）セラミックス，アルミナ（Ａｌ2Ｏ3）セラミックス，ガラスセラミックス等のセラミックスが好ましく、これらは高周波帯域において低損失である。
【００４１】
本発明において、接続用誘電体線路５ａ，５ｂはその全体がモードサプレッサとされていることが好ましい。即ち、接続用誘電体線路５ａ，５ｂ自体がモードサプレッサとなっていることが良い。これにより、各ＣＬＴで接続用誘電体線路５ａ，５ｂのモードサプレッサを共有することができ、その結果、接続用誘電体線路５ａ，５ｂを短くすることができるため、小型のＣＬＴとなる。また、各ＣＬＴで接続用誘電体線路５ａ，５ｂのモードサプレッサを共用するとともに接続用誘電体線路５ａ，５ｂが短くなるため、接続用誘電体線路５ａ，５ｂにおける高周波信号の伝送損失が大幅に小さくなる。
【００４２】
本発明でいう高周波帯域は、数１０〜数１００ＧＨｚ帯域のマイクロ波帯域やミリ波帯域に相当し、例えば３０ＧＨｚ以上、特に５０ＧＨｚ以上、さらには７０ＧＨｚ以上の高周波帯域が好適である。特に、７６〜７７ＧＨｚが好ましく、この場合、本発明のＣＬＴに付随した振幅変調器を作動周波数が７６〜７７ＧＨｚ程度である自動車用のミリ波レーダモジュール等のミリ波送受信器に用いた場合、発振器の発振周波数が温度等で変化しても広い帯域で高周波信号の高い透過特性が得られるものとなる。
【００４３】
本発明のＮＲＤガイド用の平行平板導体７は、高い電気伝導度および加工性等の点で、Ｃｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体板、またはセラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。
【００４４】
また、本発明のＮＲＤガイドは、高周波発生素子としてガンダイオード等の高周波ダイオードを用い、高周波発生素子から出力された高周波信号の伝搬路に設けられたバラクタダイオード等の可変容量ダイオードのバイアス電圧を電圧制御することによって周波数変調する電圧制御発振器（Voltage Control Oscillator：ＶＣＯ）、あるいはＶＣＯモジュールを組み込むことによって、無線ＬＡＮ，自動車のミリ波レーダ等に使用される。例えば、自動車の周囲の障害物および他の自動車に対しミリ波信号を照射し、反射波を元のミリ波信号と合成して中間周波信号を得、この中間周波信号を分析することにより、障害物および他の自動車までの距離、それらの移動速度等が測定できる。
【００４５】
そして、本発明のＣＬＴに付随した振幅変調器は、２つのＣＬＴにそれぞれ設けられたショットキーバリアダイオード（以下、ＳＢＤともいう）に入力する順方向電流をそれぞれ制御することにより、所定値以上のオン／オフ比が得られるようにすることができる。また、高周波帯域においてアイソレーション特性が改善される帯域幅が格段に広くなる。
【００４６】
即ち、ＳＢＤは、順方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を流したとき：ＳＢＤオン時）は、高周波信号の大部分を吸収してその反射がほとんどなく、逆方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を流さないとき；ＳＢＤオフ時）は、高周波信号の大部分を反射するものであるが、ＳＢＤのオフ時の高周波信号の反射特性は高周波信号の入力パワー（電圧振幅）によって変化するため、高周波信号のある入力パワーに対して最大のオン／オフ比が得られる最適な順方向電流値が存在する。また、２つＳＢＤを設けた場合、双方ともオンかオフとされて駆動されるが、第１のＣＬＴ側のＳＢＤに順方向にバイアス電圧をかけたとき、ＳＢＤで大部分吸収され反射された高周波信号の入力パワーは相当に低下しているので、第２のＣＬＴ側のＳＢＤでは、その低下した高周波信号の入力パワーにおいて最大の吸収特性が得られる順方向電流値とする必要がある。これにより、２つのＣＬＴを通過した高周波信号について所定値以上のオン／オフ比が得られることとなる。
【００４７】
また、ＳＢＤは高周波信号の周波数および温度によりオン／オフ比が変化するため、第１のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流値をある周波数および温度で最適値とすることはできるが、第１のＣＬＴ側のＳＢＤで大部分吸収され反射された高周波信号の入力パワーは周波数および温度により変化するため、第２のＣＬＴ側のＳＢＤではその変化を考慮した制御を行なう必要がある。このような周波数および温度による変化を加味した第２のＣＬＴ側のＳＢＤの制御は、周波数および温度の変化に完全に追随できない場合もあり、後述するように２つのＣＬＴで所定値以上のオン／オフ比が得られるように近似的に制御することができる。これにより、２つのＣＬＴを通過した高周波信号について所定値以上のオン／オフ比が得られる。
【００４８】
上記の所定値以上のオン／オフ比とは、例えば２つのＣＬＴで合わせて２０ｄＢ以上であり、２０ｄＢ未満ではオン／オフ比（アイソレーション）が小さいため十分なＳ／Ｎ比がとれず、ＣＬＴをミリ波レーダに組みこんだ場合に最大探知距離が不十分であったり、誤探知が生ずる可能性がある。
【００４９】
そして、２つのＣＬＴで合わせて２０ｄＢ以上のオン／オフ比を得る２つの場合について以下に説明する。
【００５０】
第１の場合として、ＳＢＤの入力パワー依存性が入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比が１ｄＢ以下である場合、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を第１のＣＬＴ側のＳＢＤによって１０ｄＢ低下したパワーで最大のオン／オフ比（１０ｄＢ以上）が得られるように設定する。これにより、２つのＣＬＴで合わせて２０ｄＢ程度のオン／オフ比が得られる。
【００５１】
第２の場合として、ＳＢＤの入力パワー依存性が入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比が１．１ｄＢ以下である場合、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を第１のＣＬＴ側のＳＢＤによって１１ｄＢ低下したパワーで最大のオン／オフ比が得られるように設定する。このとき、第１のＣＬＴ側のＳＢＤのオン／オフ比による高周波信号（周波数７６〜７７ＧＨｚ）の入力パワーの低下をＲＴ１、周波数によるＲＴ１のずれ（低下分）をｘ、第２のＣＬＴ側のＳＢＤのオン／オフ比による高周波信号の入力パワーの低下をＲＴ２とした場合、ＲＴ１が１１〜２０ｄＢのとき、下記表１のようになり、全ての場合でＲＴ１＋ＲＴ２は２０ｄＢ以上得られる。
【００５２】
なお、第２の場合において、ＳＢＤの入力パワー依存性が入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比が１．１ｄＢ以下であるとしているが、これは、入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比の変化は一般に１．１ｄＢ以下であることによる。また、周波数によるＲＴ１のずれｘに対して、ＲＴ２を（１０−１．１×ｘ）で線形的に規定しているが、実際には（１．１×ｘ）の項は非線形的に変化する場合がある。即ち、厳密にはｘの大きさによって１．１ｄＢの値が変化する場合があるが、その変化量はわずかであるため、上記のように近似的に線形的に規定できる。
【００５３】
【表１】
【００５４】
また、温度によるＲＴ１のずれについても同様であり、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流をＳＢＤの電流依存性に合わせて適切に設定することによって、ＲＴ１が変動しても目標とするオン／オフ比を得ることができる。
【００５５】
従って、周波数によるずれおよび温度変化によるずれを考慮して上記のような制御を行なうことも可能である。
【００５６】
上記のような制御を行う制御回路（図示せず）は、振幅変調器が組み込まれるＮＲＤガイドやミリ波送受信器等の外部に設けることもできるが、平行平板導体の内面または外面に設けることが好ましく、この場合、振幅変調器が小型化され、また、制御回路とＳＢＤとの間の信号線が短縮化されて信号線に余計なインダクタンスやキャパシタンスが発生しにくくなるためＳＢＤを高精度に制御でき、その結果、所定値以上のオン／オフ比を得るのに有利なものとなる。
【００５７】
次に、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダモジュールについて以下に説明する。
【００５８】
図６〜図９は本発明のミリ波レーダモジュールを示し、図６は送信アンテナと受信アンテナとが一体化されたものの平面図、図７は送信アンテナと受信アンテナとが独立したものの平面図、図８はミリ波信号発振部の斜視図、図９はミリ波信号発振部用の可変容量ダイオード（バラクタダイオード）を設けた配線基板の斜視図である。
【００５９】
図６のミリ波レーダモジュールは、送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置された平行平板導体（他方は省略する）５１間に高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路５３と、第１の誘電体線路５３に付設され、ミリ波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し、第１の誘電体線路５３中を伝搬させるミリ波信号発振部５２と、第１の誘電体線路５３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路５３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー６２側へ伝搬させる第２の誘電体線路６１とが設けられている。
【００６０】
また、平行平板導体５１間に、平行平板導体５１に平行に対向配置された２枚のフェライト板５５ａの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部５５ａ１、第２の接続部５５ａ２および第３の接続部５５ａ３を有する第１のＣＬＴＡであって、第１の誘電体線路５３のミリ波信号の出力端に第１の接続部５５ａ１が接続される第１のＣＬＴＡと、第１のＣＬＴＡの第２の接続部５５ａ２に一端が接続され、ミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが他端部（先端部）に接続された第３の誘電体線路５６と、第１のＣＬＴＡの第３の接続部５５ａ３に一端が接続された第４の誘電体線路５４ｃとが設けられている。
【００６１】
また、平行平板導体間５１に、平行平板導体５１に平行に対向配置された２枚のフェライト板５５ｂの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部５５ｂ１、第５の接続部５５ｂ２および第６の接続部５５ｂ３を有する第２のＣＬＴＢであって、第４の誘電体線路５４ｃのミリ波信号の出力端に第４の接続部５５ｂ１が接続される第２のＣＬＴＢと、第２のＣＬＴＢの第５の接続部５５ｂ２に一端が接続され、ミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが他端部（先端部）に接続された第５の誘電体線路５８と、第２のＣＬＴＢの第６の接続部５５ｂ３に一端が接続された第６の誘電体線路５４ｅとが設けられている。
【００６２】
また、平行平板導体間５１に、平行平板導体５１に平行に対向配置された２枚のフェライト板５５ｃの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部５５ｃ１、第８の接続部５５ｃ２および第９の接続部５５ｃ３を有する第３のＣＬＴＣであって、第７の接続部５５ｃ１に第６の誘電体線路５４ｅの他端が接続された第３のＣＬＴＣと、第３のＣＬＴＣの第８の接続部５５ｃ２に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナ５９ａを有する第７の誘電体線路５９と、送受信アンテナ５９ａで受信され第７の誘電体線路５９を伝搬して第３のＣＬＴＣの第９の接続部５５ｃ３より出力した受信波をミキサー６２側へ伝搬させる第８の誘電体線路６０と、第２の誘電体線路６１の中途と第８の誘電体線路６０の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波数信号を発生させるミキサー６２とが設けられている。
【００６３】
そして、ＳＢＤがそれぞれ設けられた第１および第２のＣＬＴＡ，Ｂが振幅変調器である。なお、図中Ｍ１は中間周波数信号を発生させるミキサー部、６１ａは、第２の誘電体線路６１のミキサー６２と反対側の端部に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。
【００６４】
第１の誘電体線路５３の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部５２は、バイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するように、第１の誘電体線路５３の高周波発生素子（高周波ダイオード等）の近傍に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御して、三角波、正弦波等とすることにより、周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。なお、高周波ダイオードと可変容量ダイオードとの組み合わせと同等の機能を有するＶＣＯ（ＶＣＯは電圧で周波数を変化させる発振器であり、例えば可変容量ダイオードを用いずにガンダイオード（高周波発生素子）のバイアス電圧を変化させるものも可能である）をミリ波信号発振部として用いることで、同じ目的を達成できる。
【００６５】
なお、図６において、５４ａ〜５４ｇはモードサプレッサである。また、５７ａ，５７ｂはミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが設けられた配線基板であり、図９のような構成である。例えば、図９の配線基板８８の一主面にチョーク型バイアス供給線路９０を形成し、その中途にフリップチップ実装、バンプ実装またはハンダ実装されたＳＢＤ８０を設けたスイッチである。このＳＢＤ８０の順方向電流を流すまたは流さないという制御をすることにより、ミリ波信号をオフ（吸収）−オン（反射）制御（スイッチング制御）または振幅変調することができる。
【００６６】
また、送受信アンテナ５９ａは、第７の誘電体線路５９の先端をテーパー状とすることにより設けられる。または、送受信アンテナ５９ａは、平行平板導体５１に開口を設け、平行平板導体５１の外面にその開口に金属導波管を介してホーンアンテナ等のアンテナを接続した構成のものでもよい。
【００６７】
第４，第６の誘電体線路５４ｃ，５４ｅは接続用誘電体線路であり、その全体がモードサプレッサとなっている。
【００６８】
また、第１の誘電体線路５３は第１のＣＬＴＡの入力用誘電体線路、第３の誘電体線路５６は第１のＣＬＴＡの変調用誘電体線路、第４の誘電体線路５４ｃは第１のＣＬＴＡの出力用誘電体線路に相当する。第４の誘電体線路５４ｃは第２のＣＬＴＢの入力用誘電体線路、第５の誘電体線路５８は第２のＣＬＴＢの変調用誘電体線路、第６の誘電体線路５４ｅは第２のＣＬＴＢの出力用誘電体線路に相当する。
【００６９】
本発明のミリ波レーダモジュールの実施の形態の他の例として、送信アンテナと受信アンテナを独立させた図７のタイプがある。
【００７０】
図７のものは、送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置された平行平板導体（他方は省略する）７８間に高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路６７と、第１の誘電体線路６７に付設され、ミリ波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し、第１の誘電体線路６７中を伝搬させるミリ波信号発振部６６と、第１の誘電体線路６７に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路６７に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー７６側へ伝搬させる第２の誘電体線路６９とが設けられている。
【００７１】
また、平行平板導体７８間に、平行平板導体７８に平行に対向配置された２枚のフェライト板７０ａの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部７０ａ１、第２の接続部７０ａ２および第３の接続部７０ａ３を有する第１のＣＬＴＡであって、第１の誘電体線路６７のミリ波信号の出力端に第１の接続部７０ａ１が接続される第１のＣＬＴＡと、第１のＣＬＴＡの第２の接続部７０ａ２に一端が接続され、ミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが他端部（先端部）に接続された第３の誘電体線路７１と、第１のＣＬＴＡの第３の接続部７０ａ３に一端が接続された第４の誘電体線路６８ｃとが設けられている。
【００７２】
また、平行平板導体７８間に、平行平板導体７８に平行に対向配置された２枚のフェライト板７０ｂの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部７０ｂ１、第５の接続部７０ｂ２および第６の接続部７０ｂ３を有する第２のＣＬＴＢであって、第４の誘電体線路６８ｃのミリ波信号の出力端に第４の接続部７０ｂ１が接続される第２のＣＬＴＢと、第２のＣＬＴＢの第５の接続部７０ｂ２に一端が接続され、ミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが他端部（先端部）に接続された第５の誘電体線路７２と、第２のＣＬＴＢの第６の接続部７０ｂ３に一端が接続された第６の誘電体線路６８ｅとが設けられている。
【００７３】
また、平行平板導体７８間に、平行平板導体７８に平行に対向配置された２枚のフェライト板７０ｃの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部７０ｃ１、第８の接続部７０ｃ２および第９の接続部７０ｃ３を有する第３のＣＬＴＣであって、第７の接続部７０ｃ１に第６の誘電体線路６８ｅの他端が接続された第３のＣＬＴＣと、第３のＣＬＴＣの第８の接続部７０ｃ２に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナ７３ａを有する第７の誘電体線路７３と、送信アンテナ７３ａで受信混入した受信波を伝搬させるとともに先端部に設けられた無反射終端７４ａで受信波を減衰させる第８の誘電体線路７４と、先端部に受信アンテナ７５ａ、他端部にミキサー７６が各々設けられた第９の誘電体線路７５と、第２の誘電体線路６９の中途と第９の誘電体線路７５の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波数信号を発生させるミキサー７６とが設けられている。
【００７４】
そして、それぞれＳＢＤが設けられた第１および第２のＣＬＴＡ，Ｂが振幅変調器である。なお、図中Ｍ２は中間周波数信号を発生させるミキサー部、６９ａは、第２の誘電体線路６９のミキサー７６と反対側の端部に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。
【００７５】
第１の誘電体線路６７の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部６６は、バイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するように、第１の誘電体線路６７の高周波発生素子近傍に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御して、三角波、正弦波等とすることにより、周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。なお、高周波ダイオードと可変容量ダイオードとの組み合わせと同等の機能を有するＶＣＯをミリ波信号発振部として用いることで、同じ目的を達成できる。
【００７６】
なお、図７において、６８ａ〜６８ｇはモードサプレッサである。また、７７ａ，７７ｂはミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが設けられた配線基板であり、図９のような構成である。
【００７７】
また、送信アンテナ７３ａ、受信アンテナ７５ａは、第７の誘電体線路７３、第９の誘電体線路７５の先端をテーパー状とすることによりそれぞれ設けられる。または、送信アンテナ７３ａ、受信アンテナ７５ａは、平行平板導体７８に開口を設け、平行平板導体７８の外面にその開口に金属導波管を介してホーンアンテナ等のアンテナを接続した構成のものでもよい。
【００７８】
第４，第６の誘電体線路６８ｃ，６８ｅは接続用誘電体線路であり、その全体がモードサプレッサとなっている。
【００７９】
また、第１の誘電体線路６７は第１のＣＬＴＡの入力用誘電体線路、第３の誘電体線路７１は第１のＣＬＴＡの変調用誘電体線路、第４の誘電体線路６８ｃは第１のＣＬＴＡの出力用誘電体線路に相当する。第４の誘電体線路６８ｃは第２のＣＬＴＢの入力用誘電体線路、第５の誘電体線路７２は第２のＣＬＴＢの変調用誘電体線路、第６の誘電体線路６８ｅは第２のＣＬＴＢの出力用誘電体線路に相当する。
【００８０】
図６，図７のミリ波レーダモジュール用のミリ波信号発振部５２，６６をガンダイオードで構成したものを図８，図９に示す。これらの図において、８２は、ガンダイオード８３を設置するための直方体状の金属ブロック等の金属部材、８３は、ミリ波を発振する高周波ダイオードの１種であるガンダイオード、８４は、金属部材８２の一側面に設置され、ガンダイオード８３にバイアス電圧を供給するとともに高周波信号の漏れを防ぐローパスフィルタとして機能するチョーク型バイアス供給線路８４ａを形成した配線基板、８５は、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオード８３の上部導体とを接続する金属箔リボン等の帯状導体、８６は、誘電体基体に共振用の金属ストリップ線路８６ａを設けた金属ストリップ共振器、８７は、金属ストリップ共振器８６により共振した高周波信号をミリ波信号発振部外へ導く誘電体線路である。
【００８１】
さらに、誘電体線路８７の中途には、周波数変調用ダイオードであって可変容量ダイオードの１種であるバラクタダイオード８０を装荷した配線基板８８を設置している。このバラクタダイオード８０のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路８７での高周波信号の伝搬方向に垂直かつ平行平板導体の主面に平行な方向（電界方向）とされている。また、バラクタダイオード８０のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路８７中を伝搬するＬＳＭ01モードの高周波信号の電界方向と合致しており、これにより高周波信号とバラクタダイオード８０とを電磁結合させ、バイアス電圧を制御することによりバラクタダイオード８０の静電容量を変化させることで、高周波信号の周波数を制御できる。また、８９は、バラクタダイオード８０と誘電体線路８７とのインピーダンス整合をとるための高比誘電率の誘電体板である。
【００８２】
また図９に示すように、配線基板８８の一主面にはチョーク型バイアス供給線路９０が形成され、チョーク型バイアス供給線路９０の中途にバラクタダイオード８０が配置される。チョーク型バイアス供給線路９０のバラクタダイオード８０との接続部には、接続用の電極８１が形成されている。
【００８３】
そして、ガンダイオード８３から発振された高周波信号は、金属ストリップ共振器８６を通して誘電体線路８７に導出される。次に、高周波信号の一部はバラクタダイオード８０部で反射されてガンダイオード８３側へ戻る。この反射信号がバラクタダイオード８０の静電容量の変化に伴って変化し、発振周波数が変化する。
【００８４】
また、図６，図７のミリ波レーダモジュールはＦＭＣＷ（Frequency Modulation Continuous Waves）方式であり、その動作原理は以下のようなものである。ミリ波信号発振部の変調信号入力用のＭＯＤＩＮ端子に、電圧振幅の時間変化が三角波，正弦波等となる入力信号を入力し、その出力信号を周波数変調し、ミリ波信号発振部の出力周波数偏移を三角波，正弦波等になるように偏移させる。そして、送受信アンテナ５９ａ，送信アンテナ７３ａより出力信号（送信波）を放射した場合、送受信アンテナ５９ａ，送信アンテナ７３ａの前方にターゲットが存在すると、電波の伝搬速度の往復分の時間差をともなって、反射波（受信波）が戻ってくる。この時、ミキサー６２，７６の出力側のＩＦＯＵＴ端子には、送信波と受信波の周波数差が出力される。
【００８５】
このＩＦＯＵＴ端子の出力周波数等の周波数成分を解析することで、Ｆif＝４Ｒ・ｆｍ・Δｆ／ｃ（Fif：ＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）出力周波数，Ｒ：距離，ｆｍ：変調周波数，Δｆ：周波数偏移幅，ｃ：光速）という関係式から距離を求めることができる。
【００８６】
本発明のミリ波信号発振部において、チョーク型バイアス供給線路８４ａおよび帯状導体８５の材料は、Ｃｕ，Ａｌ，Ａｕ，Ａｇ，Ｗ，Ｔｉ，Ｎｉ，Ｃｒ，Ｐｄ，Ｐｔ等から成り、特にＣｕ，Ａｇが、電気伝導度が良好であり、損失が小さく、発振出力が大きくなるといった点で好ましい。
【００８７】
また、帯状導体８５は金属部材８２の表面から所定間隔をあけて金属部材８２と電磁結合しており、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオード素子８３間に架け渡されている。即ち、帯状導体８５の一端はチョーク型バイアス供給線路８４ａの一端に半田付け等により接続され、帯状導体８５の他端はガンダイオード素子８３の上部導体に半田付け等により接続されており、帯状導体８５の接続部を除く中途部分は宙に浮いた状態となっている。
【００８８】
そして、金属部材８２は、ガンダイオード素子８３の電気的な接地（アース）を兼ねているため金属等の導体であれば良く、その材料は金属（合金を含む）であれば特に限定するものではなく、真鍮（黄銅：Ｃｕ−Ｚｎ合金），Ａｌ，Ｃｕ，ＳＵＳ（ステンレススチール），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等から成る。また金属部材８２は、全体が金属から成る金属ブロック、セラミックスやプラスチック等の絶縁基体の表面全体または部分的に金属メッキしたもの、絶縁基体の表面全体または部分的に導電性樹脂材料等をコートしたものであっても良い。
【００８９】
かくして、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダモジュールは、図６の構成においては、信頼性の高い安定したサーキュレータ特性が得られるとともに、ミリ波信号の良好な伝搬特性が得られるためミリ波レーダ等に適用した場合にその探知距離が増大する。また、高いオン／オフ比（アイソレーション）を有する振幅変調器を有した高性能のものとなる。また、図７の構成においては、図６と同様の作用効果が得られるとともに、送信アンテナと受信アンテナとが独立しているため、送信用のミリ波信号がミキサーに混入することが防止されることで、受信信号のノイズが低減してミリ波信号の伝送特性により優れており、ミリ波レーダ等に適用した場合にその探知距離がさらに増大したものとなる。
【００９０】
【実施例】
本発明のＮＲＤガイド用のサーキュレータ（ＣＬＴ）の実施例を以下に説明する。
【００９１】
図１，図４の３段型ＣＬＴを以下のようにして構成した。一対の平行平板導体７として、縦４５ｍｍ×横４５ｍｍ×厚さ５．５ｍｍのＡｌ板と、縦４５ｍｍ×横４５ｍｍ×厚さ３．０ｍｍのＡｌ板とを１．８ｍｍの間隔で配置し、それらの間に断面形状が１．８ｍｍ（高さ）×０．８ｍｍ（幅）の矩形状であり、比誘電率４．９のコーディエライトセラミックスから成る誘電体線路４ａ〜４ｅの先端部にモードサプレッサ１ａ〜１ｅを設け、モードサプレッサおよび接続用誘電体線路５ａ，５ｂを図１のように１２０°の等角度間隔で放射状になるように、２枚ずつのフェライト円板２ａ〜２ｃに接続し配置した。なお、モードサプレッサ１ａ〜１ｅおよび接続用誘電体線路５ａ，５ｂは、内部にＣｕ製のλ／４チョークパターンが施されたガラスセラミックスから成る。
【００９２】
このとき、モードサプレッサ１ａ〜１ｅの上下面が計６枚のフェライト円板２ａ〜２ｃの主面に面一となるようにした。即ち、６枚のフェライト円板２ａ〜２ｃの２枚ずつを平行平板導体７の内面に互いに対向させて設置し、モードサプレッサ１ａ〜１ｅのフェライト円板２ａ〜２ｃ側の端面に設けた長方形のインピーダンス整合部材６の上下面に、フェライト円板２ａ〜２ｃの厚さに等しい間隔でそれぞれ段差ができるようにしている。即ち、インピーダンス整合部材６は、比誘電率４．９のコーディライトセラミックスから成り、高周波信号の伝送方向に直交する面での断面形状は高さ１．３４ｍｍ×幅０．８ｍｍで、伝送方向の厚さは０．１５ｍｍであり、モードサプレッサ１ａ〜１ｅとインピーダンス整合部材６との段差はフェライト円板２ａ〜２ｃの厚みに相当する０．２３ｍｍとした。
【００９３】
フェライト円板２ａ〜２ｃの寸法は直径２．０ｍｍ、厚さ０．２３ｍｍであり、また、それらの上下の平行平板導体７の外面に、磁力線が平行平板導体７の内面に直交している領域内にフェライト板２ａ〜２ｃが存在するように１対の磁石３を設置した。磁石３は３５５５００Ａ／ｍの直流磁界を印加するものとした。即ち、平行平板導体７の外面のフェライト円板２ａ〜２ｃが位置する部位に、磁石６とフェライト円板２ａ〜２ｃとの間の距離が１ｍｍとなるように、厚さ５．５ｍｍの平行平板導体７には縦９．８ｍｍ、横１６．５ｍｍ、深さ４．５ｍｍの凹部、厚さ３．０ｍｍの平行平板導体には縦９．８ｍｍ、横１６．５ｍｍ、深さ２．０ｍｍの凹部を形成した。
【００９４】
それらの凹部に、縦８．７ｍｍ、横１５．４ｍｍ、厚さ３．１ｍｍの長方形の磁石３をそれぞれ嵌め込み、図４，図５（ａ）に示すように、エポキシ樹脂接着剤により接着して嵌着した。磁石３は、平面視でフェライト板２ａ〜２ｃを覆っており、磁石３の下面の外周部で、磁力線が平行平板導体７の内面に完全に直交せずに若干曲がっている領域の幅は全周にわたって１．５ｍｍ（図５の斜線部）であり、その領域以外の中央領域にフェライト板２ａ〜２ｃが存在するよう設置した。
【００９５】
この３段型ＣＬＴにおいて、振動耐久試験、衝撃試験を施したところ、試験前後での高周波伝送特性（周波数約７６．５ＧＨｚ）に変化が見られないうえ、磁石の破損や外れがないという優れた結果が得られた。
【００９６】
また、比較例として、磁石３の下側主面と凹部の底面との間をエポキシ樹脂接着剤により接着するとともに、磁石３の外周端が平面視でフェライト板２ａ〜２ｃの外周端に重なるようにして凹部に磁石３を設置した３段型のＣＬＴを作製した。そして、上記実施例と同じ試験を行なったところ、サーキュレータのアイソレーションが劣化するとともに高周波伝送特性（周波数約７６．５ＧＨｚ）も劣化したという結果が得られた。これは、磁石３の下側主面と凹部の底面との間に隙間が生じたため、激しい振動が加わった際に磁石３が凹部から外れたり、部分的に剥離した状態で振動により破損したためと考えられる。また、フェライト板２ａ〜２ｃの外周端部では、それらの主面に対して磁力線が直交していないため、サーキュレータ特性が劣化したためと考えられる。
【００９７】
なお、本発明は上記実施の形態および実施例に限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変更を施すことは何等差し支えない。
【００９８】
【発明の効果】
本発明のサーキュレータは、平行平板導体は、それぞれ外面に平面視でフェライト板を覆う凹部が形成されており、凹部に磁石が嵌着されているとともに凹部の開口側の内周面に磁石の側面が接着されていることから、磁石は凹部に隙間なく強固に接着剤で嵌着されるため、ＮＲＤガイドを用いた高機能のミリ波送受信器を構成するために平行平板導体の外面に信号処理回路を設けたり、電磁シールド性を向上させるためにミリ波送受信器自体を金属ケースに収納した際に、サーキュレータ用の磁石が周囲の金属製部品や金属ケースに引き寄せられて外れるのを防ぐことができる。その結果、ミリ波送受信器を激しい振動が加わる車載用に使用しても、磁石が平行平板導体から外れたり破損したりするのを防ぐことができる。また、磁石の外れ防止用のカバーをねじ止めすることも不要となり、組立の煩雑さを解消できるとともに、磁石の磁力線に悪影響を与えることも解消される。
【００９９】
さらに、磁石はその側面が凹部の内周面の開口側に接着されていることから、磁石の主面と凹部の底面との間にまったく隙間が生じず、その結果、フェライト板に印加すべき磁力が低下したり磁力線が乱されることもなくなり、安定したサーキュレータ特性が得られる。
【０１００】
また、凹部は平面視でフェライト板を覆う大きさであるとともにその凹部に磁石が嵌着されていることから、フェライト板の主面の全面において磁力線が直交するように発生するため、高周波信号の伝搬損失が抑えられた高特性のサーキュレータ特性が得られる。
【０１０１】
本発明のサーキュレータは、好ましくは、接続用誘電体線路を介して３つが連続して接続されており、平行平板導体は、それぞれ外面に平面視で全てのサーキュレータのフェライト板を覆う凹部が形成されていることから、３段型のサーキュレータのそれぞれにおいて、高周波信号（電磁波）の波面の回転方向が同じになるため、サーキュレータが組みこまれるミリ波送受信器におけるミキサー回路等が容易に構成でき、製造が容易化されて量産性に優れたものとなる。また、各サーキュレータを互いに近接させて配置できるので、小型の３段型のサーキュレータとなる。さらに、３段型のサーキュレータは磁力線が平行平板導体の内面に直交している領域内に配置されるため、サーキュレータにおける高周波信号の伝搬損失が小さくなる。
【０１０２】
本発明のサーキュレータは、好ましくは接続用誘電体線路は全体がモードサプレッサとされていることから、各サーキュレータで接続用誘電体線路のモードサプレッサを共用することができ、その結果、接続用誘電体線路を短くすることができるため、小型のサーキュレータとなるとともに接続用誘電体線路における高周波信号の伝送損失が大幅に小さくなる。
【０１０３】
本発明のミリ波送受信器は、送受信アンテナを有するものの場合、信頼性の高い安定したサーキュレータ特性が得られるとともに、ミリ波信号の良好な伝搬特性が得られるためミリ波レーダ等に適用した場合にその探知距離が増大する。また、高いオン／オフ比（アイソレーション）を有する振幅変調器を有した高性能のものとなる。また、送信アンテナと受信アンテナが独立したものの場合、上記と同様の作用効果が得られるとともに、送信用のミリ波信号がミキサーに混入することが防止されることで、受信信号のノイズが低減してミリ波信号の伝送特性により優れており、ミリ波レーダ等に適用した場合にその探知距離がさらに増大したものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のサーキュレータについて実施の形態の例を示す透視斜視図である。
【図２】ＮＲＤガイドの基本構成を示し、内部を一部透視したものの斜視図である。
【図３】サーキュレータの基本構成を示す斜視図である。
【図４】本発明のサーキュレータについて実施の形態の例を示すの断面図である。
【図５】（ａ），（ｂ）は本発明のサーキュレータの実施の形態の２例を示す透視平面図である。
【図６】本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダモジュールについて実施の形態の例を示す平面図である。
【図７】本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダモジュールについて実施の形態の他の例を示す平面図である。
【図８】本発明のミリ波レーダモジュールにおける電圧制御型のミリ波信号発振部の斜視図である。
【図９】図８のミリ波信号発振部用のバラクタダイオードを設けた配線基板の斜視図である。
【符号の説明】
１ａ〜１ｅ：モードサプレッサ
２ａ，２ｂ：フェライト円板
３：磁石
４ａ〜４ｅ：誘電体線路
５ａ，５ｂ：接続用誘電体線路
【発明の属する技術分野】
本発明は、非放射性誘電体線路型のミリ波集積回路，ミリ波レーダモジュール等に組み込まれ、複数の誘電体線路間で高周波信号の伝搬路を変換させるサーキュレータ、およびそれを用いた非放射性誘電体線路型のミリ波送受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、マイクロ波やミリ波の高周波信号を伝送させるためには金属導波管が多用されてきたが、近年の高周波モジュールの小型化の要求により、誘電体線路を高周波信号の導波路として用いた高周波モジュールが開発されている。なかでも、高周波信号の伝送損失の少ない非放射性誘電体線路（Nonradiative Dielectric Waveguideで、以下ＮＲＤガイドともいう）が注目されている。ＮＲＤガイドの基本構成を図２に示す。同図に示すように、所定の間隔ａでもって平行配置された平行平板導体１１，１２の間に、断面形状が長方形等の矩形状の誘電体線路１３を配置した構成であり、この間隔ａが高周波信号の波長λに対してａ≦λ／２であれば、外部から誘電体線路１３へのノイズの侵入をなくしかつ外部への高周波信号の放射をなくして、誘電体線路１３中で高周波信号を効率良く伝搬させることができる。なお、高周波信号の波長λは使用周波数における空気中（自由空間）での波長である。
【０００３】
このようなＮＲＤガイドに組み込まれる、高周波信号のサーキュレータの従来例を図３に示す（下記の非特許文献１参照）。同図において、２０ａ、２０ｂ、２０ｃはテフロン（Ｒ）、ポリスチレン等からなる誘電体線路、２１は各誘電体線路２０ａ〜２０ｃの先端部に設けられ、ＬＳＥ（Longitudinal Section Electric）モードの電磁波を遮断するモードサプレッサ、２２はモードサプレッサ２１の先端が接続され、周囲に誘電体線路２０ａ〜２０ｃが１２０°の角度間隔で放射状に配置されるサーキュレータ用の２枚のフェライト円板、２３はモードサプレッサ２１の内部に配置され、銅箔等からなるストリップ線路導体であり、電界が平行平板導体の主面に垂直方向（図３では縦方向）であるＬＳＥモードの電磁波を遮断する。また、ストリップ導体線路２３はＴＥＭ（Transverse Electro Magnetic）モードを除去するためにλ／４チョークパターンが施されている。
【０００４】
そして、誘電体線路２０ａ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板２２によって波面が反時計方向に回転され誘電体線路２０ｂへ伝搬され、誘電体線路２０ｃへは伝搬しない。同様に誘電体線路２０ｂ中を伝搬してきた電磁波は、誘電体線路２０ｃへ伝搬される。このようにして、電磁波の伝搬路が変換される。
【０００５】
また、上記のサーキュレータを一つの接続用誘電体線路の両端にそれぞれ接続した２段型のサーキュレータ（下記の非特許文献２参照）が知られており、２段型のサーキュレータによって高周波信号を振幅変調またはスイッチング制御するようにしたミリ波送受信器やミリ波レーダが開発されている。
【０００６】
【非特許文献１】
米山 務，「非放射性誘電体線路を用いたミリ波集積回路」電子情報通信学会論文誌 Ｃ−１ Ｖｏｌ．Ｊ７３−Ｃ−１ Ｎｏ．３ １９９０年３月 ｐｐ．８７−９４
【非特許文献２】
Futoshi Kuroki，Masayuki Sugioka，Shinji Matsukawa，Kengo Ikeda，Tsukasa Yoneyama，"High−speed ASK transceiver based on the NRD−guide Technology at 60−GHz band"，IEEE Transaction on Microwave Theory and Technology，USA，IEEE，June 1998，Vol.46，No.6，pp806−810．
【非特許文献３】
馬場潤寧、久米千佳夫、太郎丸眞、黒木太司、米山務，「経路切換型６０ＧＨｚ帯ＮＲＤガイドＢＰＳＫ変調器の試作」１９９８年電子情報通信学会エレクトロニクスソサイエティ大会 Ｃ−２−２７，電子情報通信学会，１９９８年９月，Ｐ５３
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図３のサーキュレータにおいては、平行平板導体の外面のフェライト板が位置する部位に一対の磁石を互いに吸引し合う磁極の向きで配置する必要があり、また２段型のサーキュレータの場合２対の磁石を設けていたが、２段型のサーキュレータの場合には以下のような問題点があった。
【０００８】
即ち、２段型のサーキュレータの各サーキュレータについて高周波信号の伝搬方向（電磁波の波面の回転方向）を同じにするために２対の磁石のＳ極とＮ極の位置を同じにした場合、２対の磁石が近接しているので、一つの平行平板導体において磁石間の反発力で磁石の設置が困難になる。そのため、磁石の設置を容易にするために２対の磁石間の距離を大きくすると、ミリ波モジュールが大型化するという問題があった。
【０００９】
そこで、２対の磁石の設置を容易にする構成として、２対の磁石のＳ極とＮ極の位置を逆にすることが提案されている（非特許文献３参照）。しかし、２対の磁石間でＳ極とＮ極の位置を逆にすると、サーキュレータ間で高周波信号の伝搬方向が逆転するという特性がある。例えば、図３で誘電体線路２０ａから誘電体線路２０ｂへの伝搬が、誘電体線路２０ａから誘電体線路２０ｃへの伝搬となる。そのため、２つのサーキュレータで高周波信号の伝搬方向が逆になり、ローカル信号（送信用のミリ波信号の一部）と受信信号とを混合させて中間周波数信号を出力させるミキサー回路等を構成することが困難になるという問題があった。
【００１０】
そこで、本出願人は、２段型のサーキュレータにおいて、平行平板導体の外面に、磁力線が平行平板導体の内面に略垂直になっている領域内に全てのフェライト板が存在するように一対の磁石が設置されているＮＲＤガイド用のサーキュレータを提案した（特願２００２−１４７８９号）。さらに、高効率振幅変調器を作製するために、３段型のサーキュレータを提案した（特願２００２−３６１３３３号）。
【００１１】
しかしながら、より高機能のミリ波送受信器を作製できるように平行平板導体の外面に信号処理回路を設けたり、ミリ波送受信器の電磁シールド性を向上させるためにミリ波送受信器自体を金属ケースに収納すると、サーキュレータ用の磁石が、周囲の金属製部品や金属ケースに引き寄せられて外れ易くなっているうえ、さらにミリ波送受信器を激しい振動が加わる車載用ミリ波レーダ等として使用すると、外れたり破損したりする危険性があった。
【００１２】
また、磁石が外れるのを防止するために磁石の外側からカバーをねじ止めするなどの方法がとられたが、磁力線の乱れや等の悪影響が生じるとともにカバーの増加による組立の煩雑さが問題となった。
【００１３】
さらに、樹脂接着剤等の接着剤で磁石を平行平板導体の外面に接着するために磁石の主面に接着剤を塗布して接着すると、平行平板導体の外面と磁石の主面との間に接着剤による空隙が形成され、フェライト板に印加すべき磁力が低下したり、磁力線が乱されるという問題があった。また、接着剤の量を少なくすると接着効果が低下するという問題があった。
【００１４】
従って、本発明は上記事情に鑑みて完成されたものであり、その目的は、サーキュレータ用の磁石を平行平板導体の凹部に隙間無く設置し強固に固定できるとともにサーキュレータ特性を安定して得られるものとすることにある。また、サーキュレータを用いたミリ波送受信器が振動の激しい車載用等として使用されても、磁石が平行平板導体に強固に設置されて外れず、安定的に作動できるものとすることにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明の非放射性誘電体線路用のサーキュレータは、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置された平行平板導体間に、該平行平板導体のそれぞれの内面に互いに対向させて設置された２枚のフェライト板の周縁に放射状に複数配置された、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとともにＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサが設けられた誘電体線路を有しているサーキュレータにおいて、前記平行平板導体は、それぞれ外面に平面視で前記フェライト板を覆う凹部が形成されており、該凹部に前記磁石が嵌着されているとともに前記凹部の開口側の内周面に前記磁石の側面が接着されていることを特徴とする。
【００１６】
本発明のサーキュレータは、平行平板導体は、それぞれ外面に平面視でフェライト板を覆う凹部が形成されており、凹部に磁石が嵌着されているとともに凹部の開口側の内周面に磁石の側面が接着されていることから、磁石は凹部に隙間なく強固に接着剤で嵌着されるため、ＮＲＤガイドを用いた高機能のミリ波送受信器を構成するために平行平板導体の外面に信号処理回路を設けたり、電磁シールド性を向上させるためにミリ波送受信器自体を金属ケースに収納した際に、サーキュレータ用の磁石が周囲の金属製部品や金属ケースに引き寄せられて外れるのを防ぐことができる。その結果、ミリ波送受信器を激しい振動が加わる車載用に使用しても、磁石が平行平板導体から外れたり破損したりするのを防ぐことができる。また、磁石の外れ防止用のカバーをねじ止めすることも不要となり、組立の煩雑さを解消できるとともに、磁石の磁力線に悪影響を与えることも解消される。
【００１７】
さらに、磁石はその側面が凹部の内周面の開口側に接着されていることから、磁石の主面と凹部の底面との間にまったく隙間が生じず、その結果、フェライト板に印加すべき磁力が低下したり磁力線が乱されることもなくなり、安定したサーキュレータ特性が得られる。
【００１８】
また、凹部は平面視でフェライト板を覆う大きさであるとともにその凹部に磁石が嵌着されていることから、フェライト板の全面において磁力線が直交するように発生するため、高周波信号の伝搬損失が抑えられた高特性のサーキュレータ特性が得られる。
【００１９】
本発明のサーキュレータにおいて好ましくは、前記サーキュレータは、接続用誘電体線路を介して３つが連続して接続されており、前記平行平板導体は、それぞれ外面に平面視で全ての前記サーキュレータの前記フェライト板を覆う凹部が形成されていることを特徴とする。
【００２０】
本発明のサーキュレータは、好ましくは、接続用誘電体線路を介して３つが連続して接続されており、平行平板導体は、それぞれ外面に平面視で全てのサーキュレータのフェライト板を覆う凹部が形成されていることから、３段型のサーキュレータのそれぞれにおいて、高周波信号（電磁波）の波面の回転方向が同じになるため、サーキュレータが組みこまれるミリ波送受信器やミリ波レーダモジュールにおけるミキサー回路等が容易に構成でき、製造が容易化されて量産性に優れたものとなる。また、各サーキュレータを互いに近接させて配置できるので、小型の３段型のサーキュレータとなる。さらに、３段型のサーキュレータは磁力線が平行平板導体の内面に直交している領域内に配置されることから、サーキュレータにおける高周波信号の伝搬損失が小さくなり、良好な伝搬特性が得られる。
【００２１】
本発明のサーキュレータにおいて好ましくは、前記接続用誘電体線路は、全体がモードサプレッサとされていることを特徴とする。
【００２２】
本発明のサーキュレータは、好ましくは接続用誘電体線路は全体がモードサプレッサとされていることから、各サーキュレータで接続用誘電体線路のモードサプレッサを共用することができ、その結果、接続用誘電体線路を短くすることができるため、小型のサーキュレータとなるとともに、接続用誘電体線路における高周波信号の伝送損失が大幅に小さくなる。
【００２３】
本発明のミリ波送受信器は、
送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有する第１のサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続される第１のサーキュレータと、
該第１のサーキュレータの前記第２の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第３の誘電体線路と、
前記第１のサーキュレータの前記第３の接続部に一端が接続された第４の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部，第５の接続部および第６の接続部を有する第２のサーキュレータであって、前記第４の接続部に前記第４の誘電体線路の他端が接続された第２のサーキュレータと、
前記第２のサーキュレータの前記第５の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第５の誘電体線路と、
前記第２のサーキュレータの前記第６の接続部に一端が接続された第６の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部，第８の接続部および第９の接続部を有する第３のサーキュレータであって、前記第７の接続部に前記第６の誘電体線路の他端が接続された第３のサーキュレータと、
該第３のサーキュレータの前記第８の接続部に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを有する第７の誘電体線路と、
前記送受信アンテナで受信され前記第７の誘電体線路を伝搬して前記第３のサーキュレータの前記第９の接続部より出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第８の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第８の誘電体線路の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサーとを具備しており、
前記第１〜３のサーキュレータが上記本発明のサーキュレータであることを特徴とする。
【００２４】
本発明のミリ波送受信器は、上記の構成により、信頼性の高い安定したサーキュレータ特性が得られるとともに、ミリ波信号の良好な伝搬特性が得られるためミリ波レーダ等に適用した場合にその探知距離が増大する。
【００２５】
また本発明のミリ波送受信器は、
送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有する第１のサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続される第１のサーキュレータと、
該第１のサーキュレータの前記第２の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第３の誘電体線路と、
前記第１のサーキュレータの前記第３の接続部に一端が接続された第４の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部，第５の接続部および第６の接続部を有する第２のサーキュレータであって、前記第４の接続部に前記第４の誘電体線路の他端が接続された第２のサーキュレータと、
前記第２のサーキュレータの前記第５の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第５の誘電体線路と、
前記第２のサーキュレータの前記第６の接続部に一端が接続された第６の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部，第８の接続部および第９の接続部を有する第３のサーキュレータであって、前記第７の接続部に前記第６の誘電体線路の他端が接続された第３のサーキュレータと、
該第３のサーキュレータの前記第８の接続部に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナを有する第７の誘電体線路と、
前記第３のサーキュレータの前記第９の接続部に接続され、前記送信アンテナで受信混入した受信波を伝搬させるとともに先端部に設けられた無反射終端部で前記受信波を減衰させる第８の誘電体線路と、
先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた第９の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第９の誘電体線路の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサーとを具備しており、
前記第１〜３のサーキュレータが上記本発明のサーキュレータであることを特徴とする。
【００２６】
本発明のミリ波送受信器は、上記の構成により、信頼性の高い安定したサーキュレータ特性が得られるとともに、ミリ波信号の良好な伝搬特性が得られるためミリ波レーダ等に適用した場合にその探知距離が増大する。さらに、送信アンテナと受信アンテナとが独立して設けられているため、送信用のミリ波信号がミキサーに混入することが防止されることで、受信信号のノイズが低減してミリ波信号の伝送特性により優れており、ミリ波レーダ等に適用した場合にその探知距離がさらに増大したものとなる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
本発明のＮＲＤガイド用のサーキュレータ（Circulatorで、以下ＣＬＴともいう）およびミリ波送受信器としてのミリ波レーダモジュールについて以下に詳細に説明する。図１は本発明のＣＬＴの透視斜視図であり、同図において、４ａ〜４ｅは誘電体線路であり、それらの先端部にはＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサ１ａ〜１ｅが設けられている。モードサプレッサ１ａ〜１ｅの内部には、図３に示した銅箔等からなるストリップ線路導体が設けられており、ストリップ線路導体は、ＴＥＭモードを除去するためにλ／４チョークパターンが施されている。５ａ、５ｂは対向配置された一対のフェライト円板２ａ，２ｂ、およびフェライト円板２ｂ，２ｃをそれぞれ接続する接続用誘電体線路であり、その内部には図３のストリップ線路導体が設けられており、ＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサとしての機能も有している。
【００２８】
なお、モードサプレッサ１ａ〜１ｅ、接続用誘電体線路５ａ、５ｂの先端にインピーダンス整合用の誘電体板６（図４）や短い誘電体線路を接続しても良い。また、２ａ、２ｂ、２ｃはそれぞれ、その周囲に誘電体線路４ａ〜４ｅおよび接続用誘電体線路５ａ、５ｂが１２０°の等角度間隔で放射状に配置されるＣＬＴ用の一対のフェライト円板である。
【００２９】
本発明のＣＬＴは、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置された平行平板導体７（図４）間に、平行平板導体７のそれぞれの内面に互いに対向させて設置された２枚のフェライト円板２ａ（２ｂ，２ｃ）の周縁に放射状に複数配置された、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとともにＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサ１ａ〜１ｅが設けられた誘電体線路４ａ〜４ｅを有しているものにおいて、平行平板導体７は、それぞれ外面に平面視でフェライト円板２ａ〜２ｃを覆う凹部が形成されており、凹部に磁石３が嵌着されているとともに凹部の開口側の内周面に磁石３の側面が接着されている。
【００３０】
また、本発明のＣＬＴにおいて好ましくは、図４に示すように、接続用誘電体線路５ａ，５ｂを介して３つが連続して接続されており、平行平板導体７は、それぞれ外面に平面視で全てのサーキュレータのフェライト円板２ａ〜２ｃを覆う凹部が形成されている。
【００３１】
本発明における磁石３は板状のものであり、図５（ａ），（ｂ）に示すように、その主面の形状は円形、四角形等の多角形である。また、磁石３において、磁力線が平行平板導体７の内面に直交している領域は、平行平板導体７の内面側の主面のうち、磁力線が曲がりやすく所望の磁束密度が得られない外周端部の領域以外の中央領域である。この中央領域は平行平板導体７間の間隔にもよるので、一概には規定できないが、外周端から１．０ｍｍ程度以上中央側であれば十分であり、また中央領域では所望の磁束密度が得られる。この中央領域内にフェライト円板２ａ〜２ｃが存在するように配置する。
【００３２】
そして、磁石３を固定する樹脂接着剤等の接着剤は、磁石３間の距離を変化させたり、磁石３を傾けたりすることのないように、平行平板導体７に設けられた凹部の内周面の開口側に塗布される。この部分は磁力線が平行平板導体７の内面に直交している領域から離れており、また磁石３の下側主面と凹部の底面に隙間が生じないように接着できる。また、接着状態を外部から容易に確認できるため、接着効果の長期信頼性を確保するためにも効果的である。好ましくは、図４に示すように、磁石３の上側主面と凹部の開口との高さを０．１〜３．０ｍｍ程度異なるようにして、接着剤のメニスカスが形成されるようにすることが効果的である。０．１ｍｍ未満では接着剤のメニスカスが十分に形成されず、３．０ｍｍを超えると接着剤のメニスカスは十分に形成されるが、磁石３が厚くなりすぎて突出部が他の部品に接触したり、磁石３が薄くなりすぎて強度が低下する。
【００３３】
また、接着剤としては、高温高湿耐久性を有したエポキシ樹脂から成る樹脂接着剤を用いるのが好ましいが、高温高湿耐久性を有するものであれば他の接着剤でも良い。
【００３４】
本発明のＣＬＴは、例えば誘電体線路４ａ中を伝搬してきた高周波信号（電磁波）はフェライト円板２ａによって波面が時計方向に回転されて誘電体線路４ｂへ伝搬され、誘電体線路５ａへは伝搬しない。同様に、誘電体線路４ｂ中を伝搬してきた電磁波は、誘電体線路５ａへ伝搬される。このようにして電磁波の伝搬路が変換される。
【００３５】
また、フェライト円板２ａ〜２ｃの全体に対して一対の磁石を設けているため、フェライト円板２ｂ，２ｃにおいてもフェライト円板２ａと同様の伝搬路の変換が行われる。即ち、誘電体線路４ｃ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板２ｂによって波面が時計方向に回転されて誘電体線路５ｂへ伝搬され、誘電体線路５ａへは伝搬しない。同様に、誘電体線路４ｄ中を伝搬してきた電磁波は誘電体線路４ｅへ伝搬される。フェライト円板２ａ〜２ｃの主面に磁力線が直交するように印加される直流磁界のＳ極とＮ極の位置を逆にすると、高周波信号の波面の回転方向も逆転する。
【００３６】
本発明において、図４に示すように、２枚一対（３対で６枚）の同一形状のフェライト円板２ａ〜２ｃは、平行平板導体７の内面に対してその主面が平行にかつ同心状に対向配置されるが、平行平板導体７の内面にそれらの主面が接していても良く、また平行平板導体７の内面から所定間隔をあけて設置しても良い。なお、図１のものは、２枚１対のフェライト円板２ａ〜２ｃは、その主面とモードサプレッサ１ａ〜１ｅの主面とは面一とされ、それらは平行平板導体７の内面に接した状態である。
【００３７】
フェライト円板２ａ〜２ｃの厚さは、自動車用のミリ波レーダで使用される７７ＧＨｚ帯域において比誘電率１３のフェライトを使用した場合、０．１５〜０．３０ｍｍが良い。０．１５ｍｍ未満では、フェライト円板２ａ〜２ｃの強度が低下して取り扱いが困難になる。０．３０ｍｍを超えると、通過帯域のずれを防ぐためにその直径を小さくしなければならず、直径が小さくなるとＣＬＴのアイソレーションが劣化する。また、フェライト円板２ａ〜２ｃの直径は１〜３ｍｍが良く、１ｍｍ未満ではＣＬＴのアイソレーションが劣化し、３ｍｍを超えると通過帯域がずれないようにその厚さを薄くする必要があるが、厚さが０．１５ｍｍ未満になると取扱いが困難になる。
【００３８】
また、フェライト円板２ａ〜２ｃの代わりに正多角形のフェライト板を用いても良く、その場合、一つのフェライト板に接続される誘電体線路の本数をｎ本（ｎは２以上の整数）とすると、その平面形状は正ｍ角形（ｍは３以上の整数）である。
【００３９】
なお、フェライト円板２ａ〜２ｃの主面に対して、平行平板導体７の外面側から３５５５００Ａ／ｍ程度の直流磁界を印加する永久磁石や電磁石等からなる磁石３を設けることにより、フェライト円板２ａ〜２ｃはＣＬＴとして機能する。
【００４０】
本発明において、誘電体線路４ａ〜４ｅ、接続用誘電体線路５ａ，５ｂの材料は、テフロン（Ｒ），ポリスチレン等の樹脂、または低比誘電率のコーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ2Ｏ3・５ＳｉＯ2）セラミックス，アルミナ（Ａｌ2Ｏ3）セラミックス，ガラスセラミックス等のセラミックスが好ましく、これらは高周波帯域において低損失である。
【００４１】
本発明において、接続用誘電体線路５ａ，５ｂはその全体がモードサプレッサとされていることが好ましい。即ち、接続用誘電体線路５ａ，５ｂ自体がモードサプレッサとなっていることが良い。これにより、各ＣＬＴで接続用誘電体線路５ａ，５ｂのモードサプレッサを共有することができ、その結果、接続用誘電体線路５ａ，５ｂを短くすることができるため、小型のＣＬＴとなる。また、各ＣＬＴで接続用誘電体線路５ａ，５ｂのモードサプレッサを共用するとともに接続用誘電体線路５ａ，５ｂが短くなるため、接続用誘電体線路５ａ，５ｂにおける高周波信号の伝送損失が大幅に小さくなる。
【００４２】
本発明でいう高周波帯域は、数１０〜数１００ＧＨｚ帯域のマイクロ波帯域やミリ波帯域に相当し、例えば３０ＧＨｚ以上、特に５０ＧＨｚ以上、さらには７０ＧＨｚ以上の高周波帯域が好適である。特に、７６〜７７ＧＨｚが好ましく、この場合、本発明のＣＬＴに付随した振幅変調器を作動周波数が７６〜７７ＧＨｚ程度である自動車用のミリ波レーダモジュール等のミリ波送受信器に用いた場合、発振器の発振周波数が温度等で変化しても広い帯域で高周波信号の高い透過特性が得られるものとなる。
【００４３】
本発明のＮＲＤガイド用の平行平板導体７は、高い電気伝導度および加工性等の点で、Ｃｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体板、またはセラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。
【００４４】
また、本発明のＮＲＤガイドは、高周波発生素子としてガンダイオード等の高周波ダイオードを用い、高周波発生素子から出力された高周波信号の伝搬路に設けられたバラクタダイオード等の可変容量ダイオードのバイアス電圧を電圧制御することによって周波数変調する電圧制御発振器（Voltage Control Oscillator：ＶＣＯ）、あるいはＶＣＯモジュールを組み込むことによって、無線ＬＡＮ，自動車のミリ波レーダ等に使用される。例えば、自動車の周囲の障害物および他の自動車に対しミリ波信号を照射し、反射波を元のミリ波信号と合成して中間周波信号を得、この中間周波信号を分析することにより、障害物および他の自動車までの距離、それらの移動速度等が測定できる。
【００４５】
そして、本発明のＣＬＴに付随した振幅変調器は、２つのＣＬＴにそれぞれ設けられたショットキーバリアダイオード（以下、ＳＢＤともいう）に入力する順方向電流をそれぞれ制御することにより、所定値以上のオン／オフ比が得られるようにすることができる。また、高周波帯域においてアイソレーション特性が改善される帯域幅が格段に広くなる。
【００４６】
即ち、ＳＢＤは、順方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を流したとき：ＳＢＤオン時）は、高周波信号の大部分を吸収してその反射がほとんどなく、逆方向にバイアス電圧をかけたとき（順方向電流を流さないとき；ＳＢＤオフ時）は、高周波信号の大部分を反射するものであるが、ＳＢＤのオフ時の高周波信号の反射特性は高周波信号の入力パワー（電圧振幅）によって変化するため、高周波信号のある入力パワーに対して最大のオン／オフ比が得られる最適な順方向電流値が存在する。また、２つＳＢＤを設けた場合、双方ともオンかオフとされて駆動されるが、第１のＣＬＴ側のＳＢＤに順方向にバイアス電圧をかけたとき、ＳＢＤで大部分吸収され反射された高周波信号の入力パワーは相当に低下しているので、第２のＣＬＴ側のＳＢＤでは、その低下した高周波信号の入力パワーにおいて最大の吸収特性が得られる順方向電流値とする必要がある。これにより、２つのＣＬＴを通過した高周波信号について所定値以上のオン／オフ比が得られることとなる。
【００４７】
また、ＳＢＤは高周波信号の周波数および温度によりオン／オフ比が変化するため、第１のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流値をある周波数および温度で最適値とすることはできるが、第１のＣＬＴ側のＳＢＤで大部分吸収され反射された高周波信号の入力パワーは周波数および温度により変化するため、第２のＣＬＴ側のＳＢＤではその変化を考慮した制御を行なう必要がある。このような周波数および温度による変化を加味した第２のＣＬＴ側のＳＢＤの制御は、周波数および温度の変化に完全に追随できない場合もあり、後述するように２つのＣＬＴで所定値以上のオン／オフ比が得られるように近似的に制御することができる。これにより、２つのＣＬＴを通過した高周波信号について所定値以上のオン／オフ比が得られる。
【００４８】
上記の所定値以上のオン／オフ比とは、例えば２つのＣＬＴで合わせて２０ｄＢ以上であり、２０ｄＢ未満ではオン／オフ比（アイソレーション）が小さいため十分なＳ／Ｎ比がとれず、ＣＬＴをミリ波レーダに組みこんだ場合に最大探知距離が不十分であったり、誤探知が生ずる可能性がある。
【００４９】
そして、２つのＣＬＴで合わせて２０ｄＢ以上のオン／オフ比を得る２つの場合について以下に説明する。
【００５０】
第１の場合として、ＳＢＤの入力パワー依存性が入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比が１ｄＢ以下である場合、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を第１のＣＬＴ側のＳＢＤによって１０ｄＢ低下したパワーで最大のオン／オフ比（１０ｄＢ以上）が得られるように設定する。これにより、２つのＣＬＴで合わせて２０ｄＢ程度のオン／オフ比が得られる。
【００５１】
第２の場合として、ＳＢＤの入力パワー依存性が入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比が１．１ｄＢ以下である場合、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流を第１のＣＬＴ側のＳＢＤによって１１ｄＢ低下したパワーで最大のオン／オフ比が得られるように設定する。このとき、第１のＣＬＴ側のＳＢＤのオン／オフ比による高周波信号（周波数７６〜７７ＧＨｚ）の入力パワーの低下をＲＴ１、周波数によるＲＴ１のずれ（低下分）をｘ、第２のＣＬＴ側のＳＢＤのオン／オフ比による高周波信号の入力パワーの低下をＲＴ２とした場合、ＲＴ１が１１〜２０ｄＢのとき、下記表１のようになり、全ての場合でＲＴ１＋ＲＴ２は２０ｄＢ以上得られる。
【００５２】
なお、第２の場合において、ＳＢＤの入力パワー依存性が入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比が１．１ｄＢ以下であるとしているが、これは、入力パワー１ｄＢの変化に対してオン／オフ比の変化は一般に１．１ｄＢ以下であることによる。また、周波数によるＲＴ１のずれｘに対して、ＲＴ２を（１０−１．１×ｘ）で線形的に規定しているが、実際には（１．１×ｘ）の項は非線形的に変化する場合がある。即ち、厳密にはｘの大きさによって１．１ｄＢの値が変化する場合があるが、その変化量はわずかであるため、上記のように近似的に線形的に規定できる。
【００５３】
【表１】
また、温度によるＲＴ１のずれについても同様であり、第２のＣＬＴ側のＳＢＤの順方向電流をＳＢＤの電流依存性に合わせて適切に設定することによって、ＲＴ１が変動しても目標とするオン／オフ比を得ることができる。
【００５５】
従って、周波数によるずれおよび温度変化によるずれを考慮して上記のような制御を行なうことも可能である。
【００５６】
上記のような制御を行う制御回路（図示せず）は、振幅変調器が組み込まれるＮＲＤガイドやミリ波送受信器等の外部に設けることもできるが、平行平板導体の内面または外面に設けることが好ましく、この場合、振幅変調器が小型化され、また、制御回路とＳＢＤとの間の信号線が短縮化されて信号線に余計なインダクタンスやキャパシタンスが発生しにくくなるためＳＢＤを高精度に制御でき、その結果、所定値以上のオン／オフ比を得るのに有利なものとなる。
【００５７】
次に、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダモジュールについて以下に説明する。
【００５８】
図６〜図９は本発明のミリ波レーダモジュールを示し、図６は送信アンテナと受信アンテナとが一体化されたものの平面図、図７は送信アンテナと受信アンテナとが独立したものの平面図、図８はミリ波信号発振部の斜視図、図９はミリ波信号発振部用の可変容量ダイオード（バラクタダイオード）を設けた配線基板の斜視図である。
【００５９】
図６のミリ波レーダモジュールは、送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置された平行平板導体（他方は省略する）５１間に高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路５３と、第１の誘電体線路５３に付設され、ミリ波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し、第１の誘電体線路５３中を伝搬させるミリ波信号発振部５２と、第１の誘電体線路５３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路５３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー６２側へ伝搬させる第２の誘電体線路６１とが設けられている。
【００６０】
また、平行平板導体５１間に、平行平板導体５１に平行に対向配置された２枚のフェライト板５５ａの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部５５ａ１、第２の接続部５５ａ２および第３の接続部５５ａ３を有する第１のＣＬＴＡであって、第１の誘電体線路５３のミリ波信号の出力端に第１の接続部５５ａ１が接続される第１のＣＬＴＡと、第１のＣＬＴＡの第２の接続部５５ａ２に一端が接続され、ミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが他端部（先端部）に接続された第３の誘電体線路５６と、第１のＣＬＴＡの第３の接続部５５ａ３に一端が接続された第４の誘電体線路５４ｃとが設けられている。
【００６１】
また、平行平板導体間５１に、平行平板導体５１に平行に対向配置された２枚のフェライト板５５ｂの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部５５ｂ１、第５の接続部５５ｂ２および第６の接続部５５ｂ３を有する第２のＣＬＴＢであって、第４の誘電体線路５４ｃのミリ波信号の出力端に第４の接続部５５ｂ１が接続される第２のＣＬＴＢと、第２のＣＬＴＢの第５の接続部５５ｂ２に一端が接続され、ミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが他端部（先端部）に接続された第５の誘電体線路５８と、第２のＣＬＴＢの第６の接続部５５ｂ３に一端が接続された第６の誘電体線路５４ｅとが設けられている。
【００６２】
また、平行平板導体間５１に、平行平板導体５１に平行に対向配置された２枚のフェライト板５５ｃの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部５５ｃ１、第８の接続部５５ｃ２および第９の接続部５５ｃ３を有する第３のＣＬＴＣであって、第７の接続部５５ｃ１に第６の誘電体線路５４ｅの他端が接続された第３のＣＬＴＣと、第３のＣＬＴＣの第８の接続部５５ｃ２に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナ５９ａを有する第７の誘電体線路５９と、送受信アンテナ５９ａで受信され第７の誘電体線路５９を伝搬して第３のＣＬＴＣの第９の接続部５５ｃ３より出力した受信波をミキサー６２側へ伝搬させる第８の誘電体線路６０と、第２の誘電体線路６１の中途と第８の誘電体線路６０の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波数信号を発生させるミキサー６２とが設けられている。
【００６３】
そして、ＳＢＤがそれぞれ設けられた第１および第２のＣＬＴＡ，Ｂが振幅変調器である。なお、図中Ｍ１は中間周波数信号を発生させるミキサー部、６１ａは、第２の誘電体線路６１のミキサー６２と反対側の端部に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。
【００６４】
第１の誘電体線路５３の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部５２は、バイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するように、第１の誘電体線路５３の高周波発生素子（高周波ダイオード等）の近傍に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御して、三角波、正弦波等とすることにより、周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。なお、高周波ダイオードと可変容量ダイオードとの組み合わせと同等の機能を有するＶＣＯ（ＶＣＯは電圧で周波数を変化させる発振器であり、例えば可変容量ダイオードを用いずにガンダイオード（高周波発生素子）のバイアス電圧を変化させるものも可能である）をミリ波信号発振部として用いることで、同じ目的を達成できる。
【００６５】
なお、図６において、５４ａ〜５４ｇはモードサプレッサである。また、５７ａ，５７ｂはミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが設けられた配線基板であり、図９のような構成である。例えば、図９の配線基板８８の一主面にチョーク型バイアス供給線路９０を形成し、その中途にフリップチップ実装、バンプ実装またはハンダ実装されたＳＢＤ８０を設けたスイッチである。このＳＢＤ８０の順方向電流を流すまたは流さないという制御をすることにより、ミリ波信号をオフ（吸収）−オン（反射）制御（スイッチング制御）または振幅変調することができる。
【００６６】
また、送受信アンテナ５９ａは、第７の誘電体線路５９の先端をテーパー状とすることにより設けられる。または、送受信アンテナ５９ａは、平行平板導体５１に開口を設け、平行平板導体５１の外面にその開口に金属導波管を介してホーンアンテナ等のアンテナを接続した構成のものでもよい。
【００６７】
第４，第６の誘電体線路５４ｃ，５４ｅは接続用誘電体線路であり、その全体がモードサプレッサとなっている。
【００６８】
また、第１の誘電体線路５３は第１のＣＬＴＡの入力用誘電体線路、第３の誘電体線路５６は第１のＣＬＴＡの変調用誘電体線路、第４の誘電体線路５４ｃは第１のＣＬＴＡの出力用誘電体線路に相当する。第４の誘電体線路５４ｃは第２のＣＬＴＢの入力用誘電体線路、第５の誘電体線路５８は第２のＣＬＴＢの変調用誘電体線路、第６の誘電体線路５４ｅは第２のＣＬＴＢの出力用誘電体線路に相当する。
【００６９】
本発明のミリ波レーダモジュールの実施の形態の他の例として、送信アンテナと受信アンテナを独立させた図７のタイプがある。
【００７０】
図７のものは、送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置された平行平板導体（他方は省略する）７８間に高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路６７と、第１の誘電体線路６７に付設され、ミリ波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し、第１の誘電体線路６７中を伝搬させるミリ波信号発振部６６と、第１の誘電体線路６７に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路６７に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー７６側へ伝搬させる第２の誘電体線路６９とが設けられている。
【００７１】
また、平行平板導体７８間に、平行平板導体７８に平行に対向配置された２枚のフェライト板７０ａの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部７０ａ１、第２の接続部７０ａ２および第３の接続部７０ａ３を有する第１のＣＬＴＡであって、第１の誘電体線路６７のミリ波信号の出力端に第１の接続部７０ａ１が接続される第１のＣＬＴＡと、第１のＣＬＴＡの第２の接続部７０ａ２に一端が接続され、ミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが他端部（先端部）に接続された第３の誘電体線路７１と、第１のＣＬＴＡの第３の接続部７０ａ３に一端が接続された第４の誘電体線路６８ｃとが設けられている。
【００７２】
また、平行平板導体７８間に、平行平板導体７８に平行に対向配置された２枚のフェライト板７０ｂの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部７０ｂ１、第５の接続部７０ｂ２および第６の接続部７０ｂ３を有する第２のＣＬＴＢであって、第４の誘電体線路６８ｃのミリ波信号の出力端に第４の接続部７０ｂ１が接続される第２のＣＬＴＢと、第２のＣＬＴＢの第５の接続部７０ｂ２に一端が接続され、ミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが他端部（先端部）に接続された第５の誘電体線路７２と、第２のＣＬＴＢの第６の接続部７０ｂ３に一端が接続された第６の誘電体線路６８ｅとが設けられている。
【００７３】
また、平行平板導体７８間に、平行平板導体７８に平行に対向配置された２枚のフェライト板７０ｃの周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部７０ｃ１、第８の接続部７０ｃ２および第９の接続部７０ｃ３を有する第３のＣＬＴＣであって、第７の接続部７０ｃ１に第６の誘電体線路６８ｅの他端が接続された第３のＣＬＴＣと、第３のＣＬＴＣの第８の接続部７０ｃ２に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナ７３ａを有する第７の誘電体線路７３と、送信アンテナ７３ａで受信混入した受信波を伝搬させるとともに先端部に設けられた無反射終端７４ａで受信波を減衰させる第８の誘電体線路７４と、先端部に受信アンテナ７５ａ、他端部にミキサー７６が各々設けられた第９の誘電体線路７５と、第２の誘電体線路６９の中途と第９の誘電体線路７５の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波数信号を発生させるミキサー７６とが設けられている。
【００７４】
そして、それぞれＳＢＤが設けられた第１および第２のＣＬＴＡ，Ｂが振幅変調器である。なお、図中Ｍ２は中間周波数信号を発生させるミキサー部、６９ａは、第２の誘電体線路６９のミキサー７６と反対側の端部に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。
【００７５】
第１の誘電体線路６７の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部６６は、バイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するように、第１の誘電体線路６７の高周波発生素子近傍に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御して、三角波、正弦波等とすることにより、周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。なお、高周波ダイオードと可変容量ダイオードとの組み合わせと同等の機能を有するＶＣＯをミリ波信号発振部として用いることで、同じ目的を達成できる。
【００７６】
なお、図７において、６８ａ〜６８ｇはモードサプレッサである。また、７７ａ，７７ｂはミリ波信号を振幅変調するＳＢＤが設けられた配線基板であり、図９のような構成である。
【００７７】
また、送信アンテナ７３ａ、受信アンテナ７５ａは、第７の誘電体線路７３、第９の誘電体線路７５の先端をテーパー状とすることによりそれぞれ設けられる。または、送信アンテナ７３ａ、受信アンテナ７５ａは、平行平板導体７８に開口を設け、平行平板導体７８の外面にその開口に金属導波管を介してホーンアンテナ等のアンテナを接続した構成のものでもよい。
【００７８】
第４，第６の誘電体線路６８ｃ，６８ｅは接続用誘電体線路であり、その全体がモードサプレッサとなっている。
【００７９】
また、第１の誘電体線路６７は第１のＣＬＴＡの入力用誘電体線路、第３の誘電体線路７１は第１のＣＬＴＡの変調用誘電体線路、第４の誘電体線路６８ｃは第１のＣＬＴＡの出力用誘電体線路に相当する。第４の誘電体線路６８ｃは第２のＣＬＴＢの入力用誘電体線路、第５の誘電体線路７２は第２のＣＬＴＢの変調用誘電体線路、第６の誘電体線路６８ｅは第２のＣＬＴＢの出力用誘電体線路に相当する。
【００８０】
図６，図７のミリ波レーダモジュール用のミリ波信号発振部５２，６６をガンダイオードで構成したものを図８，図９に示す。これらの図において、８２は、ガンダイオード８３を設置するための直方体状の金属ブロック等の金属部材、８３は、ミリ波を発振する高周波ダイオードの１種であるガンダイオード、８４は、金属部材８２の一側面に設置され、ガンダイオード８３にバイアス電圧を供給するとともに高周波信号の漏れを防ぐローパスフィルタとして機能するチョーク型バイアス供給線路８４ａを形成した配線基板、８５は、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオード８３の上部導体とを接続する金属箔リボン等の帯状導体、８６は、誘電体基体に共振用の金属ストリップ線路８６ａを設けた金属ストリップ共振器、８７は、金属ストリップ共振器８６により共振した高周波信号をミリ波信号発振部外へ導く誘電体線路である。
【００８１】
さらに、誘電体線路８７の中途には、周波数変調用ダイオードであって可変容量ダイオードの１種であるバラクタダイオード８０を装荷した配線基板８８を設置している。このバラクタダイオード８０のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路８７での高周波信号の伝搬方向に垂直かつ平行平板導体の主面に平行な方向（電界方向）とされている。また、バラクタダイオード８０のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路８７中を伝搬するＬＳＭ01モードの高周波信号の電界方向と合致しており、これにより高周波信号とバラクタダイオード８０とを電磁結合させ、バイアス電圧を制御することによりバラクタダイオード８０の静電容量を変化させることで、高周波信号の周波数を制御できる。また、８９は、バラクタダイオード８０と誘電体線路８７とのインピーダンス整合をとるための高比誘電率の誘電体板である。
【００８２】
また図９に示すように、配線基板８８の一主面にはチョーク型バイアス供給線路９０が形成され、チョーク型バイアス供給線路９０の中途にバラクタダイオード８０が配置される。チョーク型バイアス供給線路９０のバラクタダイオード８０との接続部には、接続用の電極８１が形成されている。
【００８３】
そして、ガンダイオード８３から発振された高周波信号は、金属ストリップ共振器８６を通して誘電体線路８７に導出される。次に、高周波信号の一部はバラクタダイオード８０部で反射されてガンダイオード８３側へ戻る。この反射信号がバラクタダイオード８０の静電容量の変化に伴って変化し、発振周波数が変化する。
【００８４】
また、図６，図７のミリ波レーダモジュールはＦＭＣＷ（Frequency Modulation Continuous Waves）方式であり、その動作原理は以下のようなものである。ミリ波信号発振部の変調信号入力用のＭＯＤＩＮ端子に、電圧振幅の時間変化が三角波，正弦波等となる入力信号を入力し、その出力信号を周波数変調し、ミリ波信号発振部の出力周波数偏移を三角波，正弦波等になるように偏移させる。そして、送受信アンテナ５９ａ，送信アンテナ７３ａより出力信号（送信波）を放射した場合、送受信アンテナ５９ａ，送信アンテナ７３ａの前方にターゲットが存在すると、電波の伝搬速度の往復分の時間差をともなって、反射波（受信波）が戻ってくる。この時、ミキサー６２，７６の出力側のＩＦＯＵＴ端子には、送信波と受信波の周波数差が出力される。
【００８５】
このＩＦＯＵＴ端子の出力周波数等の周波数成分を解析することで、Ｆif＝４Ｒ・ｆｍ・Δｆ／ｃ（Fif：ＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）出力周波数，Ｒ：距離，ｆｍ：変調周波数，Δｆ：周波数偏移幅，ｃ：光速）という関係式から距離を求めることができる。
【００８６】
本発明のミリ波信号発振部において、チョーク型バイアス供給線路８４ａおよび帯状導体８５の材料は、Ｃｕ，Ａｌ，Ａｕ，Ａｇ，Ｗ，Ｔｉ，Ｎｉ，Ｃｒ，Ｐｄ，Ｐｔ等から成り、特にＣｕ，Ａｇが、電気伝導度が良好であり、損失が小さく、発振出力が大きくなるといった点で好ましい。
【００８７】
また、帯状導体８５は金属部材８２の表面から所定間隔をあけて金属部材８２と電磁結合しており、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオード素子８３間に架け渡されている。即ち、帯状導体８５の一端はチョーク型バイアス供給線路８４ａの一端に半田付け等により接続され、帯状導体８５の他端はガンダイオード素子８３の上部導体に半田付け等により接続されており、帯状導体８５の接続部を除く中途部分は宙に浮いた状態となっている。
【００８８】
そして、金属部材８２は、ガンダイオード素子８３の電気的な接地（アース）を兼ねているため金属等の導体であれば良く、その材料は金属（合金を含む）であれば特に限定するものではなく、真鍮（黄銅：Ｃｕ−Ｚｎ合金），Ａｌ，Ｃｕ，ＳＵＳ（ステンレススチール），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等から成る。また金属部材８２は、全体が金属から成る金属ブロック、セラミックスやプラスチック等の絶縁基体の表面全体または部分的に金属メッキしたもの、絶縁基体の表面全体または部分的に導電性樹脂材料等をコートしたものであっても良い。
【００８９】
かくして、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダモジュールは、図６の構成においては、信頼性の高い安定したサーキュレータ特性が得られるとともに、ミリ波信号の良好な伝搬特性が得られるためミリ波レーダ等に適用した場合にその探知距離が増大する。また、高いオン／オフ比（アイソレーション）を有する振幅変調器を有した高性能のものとなる。また、図７の構成においては、図６と同様の作用効果が得られるとともに、送信アンテナと受信アンテナとが独立しているため、送信用のミリ波信号がミキサーに混入することが防止されることで、受信信号のノイズが低減してミリ波信号の伝送特性により優れており、ミリ波レーダ等に適用した場合にその探知距離がさらに増大したものとなる。
【００９０】
【実施例】
本発明のＮＲＤガイド用のサーキュレータ（ＣＬＴ）の実施例を以下に説明する。
【００９１】
図１，図４の３段型ＣＬＴを以下のようにして構成した。一対の平行平板導体７として、縦４５ｍｍ×横４５ｍｍ×厚さ５．５ｍｍのＡｌ板と、縦４５ｍｍ×横４５ｍｍ×厚さ３．０ｍｍのＡｌ板とを１．８ｍｍの間隔で配置し、それらの間に断面形状が１．８ｍｍ（高さ）×０．８ｍｍ（幅）の矩形状であり、比誘電率４．９のコーディエライトセラミックスから成る誘電体線路４ａ〜４ｅの先端部にモードサプレッサ１ａ〜１ｅを設け、モードサプレッサおよび接続用誘電体線路５ａ，５ｂを図１のように１２０°の等角度間隔で放射状になるように、２枚ずつのフェライト円板２ａ〜２ｃに接続し配置した。なお、モードサプレッサ１ａ〜１ｅおよび接続用誘電体線路５ａ，５ｂは、内部にＣｕ製のλ／４チョークパターンが施されたガラスセラミックスから成る。
【００９２】
このとき、モードサプレッサ１ａ〜１ｅの上下面が計６枚のフェライト円板２ａ〜２ｃの主面に面一となるようにした。即ち、６枚のフェライト円板２ａ〜２ｃの２枚ずつを平行平板導体７の内面に互いに対向させて設置し、モードサプレッサ１ａ〜１ｅのフェライト円板２ａ〜２ｃ側の端面に設けた長方形のインピーダンス整合部材６の上下面に、フェライト円板２ａ〜２ｃの厚さに等しい間隔でそれぞれ段差ができるようにしている。即ち、インピーダンス整合部材６は、比誘電率４．９のコーディライトセラミックスから成り、高周波信号の伝送方向に直交する面での断面形状は高さ１．３４ｍｍ×幅０．８ｍｍで、伝送方向の厚さは０．１５ｍｍであり、モードサプレッサ１ａ〜１ｅとインピーダンス整合部材６との段差はフェライト円板２ａ〜２ｃの厚みに相当する０．２３ｍｍとした。
【００９３】
フェライト円板２ａ〜２ｃの寸法は直径２．０ｍｍ、厚さ０．２３ｍｍであり、また、それらの上下の平行平板導体７の外面に、磁力線が平行平板導体７の内面に直交している領域内にフェライト板２ａ〜２ｃが存在するように１対の磁石３を設置した。磁石３は３５５５００Ａ／ｍの直流磁界を印加するものとした。即ち、平行平板導体７の外面のフェライト円板２ａ〜２ｃが位置する部位に、磁石６とフェライト円板２ａ〜２ｃとの間の距離が１ｍｍとなるように、厚さ５．５ｍｍの平行平板導体７には縦９．８ｍｍ、横１６．５ｍｍ、深さ４．５ｍｍの凹部、厚さ３．０ｍｍの平行平板導体には縦９．８ｍｍ、横１６．５ｍｍ、深さ２．０ｍｍの凹部を形成した。
【００９４】
それらの凹部に、縦８．７ｍｍ、横１５．４ｍｍ、厚さ３．１ｍｍの長方形の磁石３をそれぞれ嵌め込み、図４，図５（ａ）に示すように、エポキシ樹脂接着剤により接着して嵌着した。磁石３は、平面視でフェライト板２ａ〜２ｃを覆っており、磁石３の下面の外周部で、磁力線が平行平板導体７の内面に完全に直交せずに若干曲がっている領域の幅は全周にわたって１．５ｍｍ（図５の斜線部）であり、その領域以外の中央領域にフェライト板２ａ〜２ｃが存在するよう設置した。
【００９５】
この３段型ＣＬＴにおいて、振動耐久試験、衝撃試験を施したところ、試験前後での高周波伝送特性（周波数約７６．５ＧＨｚ）に変化が見られないうえ、磁石の破損や外れがないという優れた結果が得られた。
【００９６】
また、比較例として、磁石３の下側主面と凹部の底面との間をエポキシ樹脂接着剤により接着するとともに、磁石３の外周端が平面視でフェライト板２ａ〜２ｃの外周端に重なるようにして凹部に磁石３を設置した３段型のＣＬＴを作製した。そして、上記実施例と同じ試験を行なったところ、サーキュレータのアイソレーションが劣化するとともに高周波伝送特性（周波数約７６．５ＧＨｚ）も劣化したという結果が得られた。これは、磁石３の下側主面と凹部の底面との間に隙間が生じたため、激しい振動が加わった際に磁石３が凹部から外れたり、部分的に剥離した状態で振動により破損したためと考えられる。また、フェライト板２ａ〜２ｃの外周端部では、それらの主面に対して磁力線が直交していないため、サーキュレータ特性が劣化したためと考えられる。
【００９７】
なお、本発明は上記実施の形態および実施例に限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変更を施すことは何等差し支えない。
【００９８】
【発明の効果】
本発明のサーキュレータは、平行平板導体は、それぞれ外面に平面視でフェライト板を覆う凹部が形成されており、凹部に磁石が嵌着されているとともに凹部の開口側の内周面に磁石の側面が接着されていることから、磁石は凹部に隙間なく強固に接着剤で嵌着されるため、ＮＲＤガイドを用いた高機能のミリ波送受信器を構成するために平行平板導体の外面に信号処理回路を設けたり、電磁シールド性を向上させるためにミリ波送受信器自体を金属ケースに収納した際に、サーキュレータ用の磁石が周囲の金属製部品や金属ケースに引き寄せられて外れるのを防ぐことができる。その結果、ミリ波送受信器を激しい振動が加わる車載用に使用しても、磁石が平行平板導体から外れたり破損したりするのを防ぐことができる。また、磁石の外れ防止用のカバーをねじ止めすることも不要となり、組立の煩雑さを解消できるとともに、磁石の磁力線に悪影響を与えることも解消される。
【００９９】
さらに、磁石はその側面が凹部の内周面の開口側に接着されていることから、磁石の主面と凹部の底面との間にまったく隙間が生じず、その結果、フェライト板に印加すべき磁力が低下したり磁力線が乱されることもなくなり、安定したサーキュレータ特性が得られる。
【０１００】
また、凹部は平面視でフェライト板を覆う大きさであるとともにその凹部に磁石が嵌着されていることから、フェライト板の主面の全面において磁力線が直交するように発生するため、高周波信号の伝搬損失が抑えられた高特性のサーキュレータ特性が得られる。
【０１０１】
本発明のサーキュレータは、好ましくは、接続用誘電体線路を介して３つが連続して接続されており、平行平板導体は、それぞれ外面に平面視で全てのサーキュレータのフェライト板を覆う凹部が形成されていることから、３段型のサーキュレータのそれぞれにおいて、高周波信号（電磁波）の波面の回転方向が同じになるため、サーキュレータが組みこまれるミリ波送受信器におけるミキサー回路等が容易に構成でき、製造が容易化されて量産性に優れたものとなる。また、各サーキュレータを互いに近接させて配置できるので、小型の３段型のサーキュレータとなる。さらに、３段型のサーキュレータは磁力線が平行平板導体の内面に直交している領域内に配置されるため、サーキュレータにおける高周波信号の伝搬損失が小さくなる。
【０１０２】
本発明のサーキュレータは、好ましくは接続用誘電体線路は全体がモードサプレッサとされていることから、各サーキュレータで接続用誘電体線路のモードサプレッサを共用することができ、その結果、接続用誘電体線路を短くすることができるため、小型のサーキュレータとなるとともに接続用誘電体線路における高周波信号の伝送損失が大幅に小さくなる。
【０１０３】
本発明のミリ波送受信器は、送受信アンテナを有するものの場合、信頼性の高い安定したサーキュレータ特性が得られるとともに、ミリ波信号の良好な伝搬特性が得られるためミリ波レーダ等に適用した場合にその探知距離が増大する。また、高いオン／オフ比（アイソレーション）を有する振幅変調器を有した高性能のものとなる。また、送信アンテナと受信アンテナが独立したものの場合、上記と同様の作用効果が得られるとともに、送信用のミリ波信号がミキサーに混入することが防止されることで、受信信号のノイズが低減してミリ波信号の伝送特性により優れており、ミリ波レーダ等に適用した場合にその探知距離がさらに増大したものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のサーキュレータについて実施の形態の例を示す透視斜視図である。
【図２】ＮＲＤガイドの基本構成を示し、内部を一部透視したものの斜視図である。
【図３】サーキュレータの基本構成を示す斜視図である。
【図４】本発明のサーキュレータについて実施の形態の例を示すの断面図である。
【図５】（ａ），（ｂ）は本発明のサーキュレータの実施の形態の２例を示す透視平面図である。
【図６】本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダモジュールについて実施の形態の例を示す平面図である。
【図７】本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダモジュールについて実施の形態の他の例を示す平面図である。
【図８】本発明のミリ波レーダモジュールにおける電圧制御型のミリ波信号発振部の斜視図である。
【図９】図８のミリ波信号発振部用のバラクタダイオードを設けた配線基板の斜視図である。
【符号の説明】
１ａ〜１ｅ：モードサプレッサ
２ａ，２ｂ：フェライト円板
３：磁石
４ａ〜４ｅ：誘電体線路
５ａ，５ｂ：接続用誘電体線路
Claims (5)
- 高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置された平行平板導体間に、該平行平板導体のそれぞれの内面に互いに対向させて設置された２枚のフェライト板の周縁に放射状に複数配置された、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとともにＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサが設けられた誘電体線路を有しているサーキュレータにおいて、前記平行平板導体は、それぞれ外面に平面視で前記フェライト板を覆う凹部が形成されており、該凹部に前記磁石が嵌着されているとともに前記凹部の開口側の内周面に前記磁石の側面が接着されていることを特徴とする非放射性誘電体線路用のサーキュレータ。
- 前記サーキュレータは、接続用誘電体線路を介して３つが連続して接続されており、前記平行平板導体は、それぞれ外面に平面視で全ての前記サーキュレータの前記フェライト板を覆う凹部が形成されていることを特徴とする請求項１記載の非放射性誘電体線路用のサーキュレータ。
- 前記接続用誘電体線路は、全体がモードサプレッサとされていることを特徴とする請求項２記載の非放射性誘電体線路用のサーキュレータ。
- 送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有する第１のサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続される第１のサーキュレータと、
該第１のサーキュレータの前記第２の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第３の誘電体線路と、
前記第１のサーキュレータの前記第３の接続部に一端が接続された第４の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部，第５の接続部および第６の接続部を有する第２のサーキュレータであって、前記第４の接続部に前記第４の誘電体線路の他端が接続された第２のサーキュレータと、
前記第２のサーキュレータの前記第５の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第５の誘電体線路と、
前記第２のサーキュレータの前記第６の接続部に一端が接続された第６の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部，第８の接続部および第９の接続部を有する第３のサーキュレータであって、前記第７の接続部に前記第６の誘電体線路の他端が接続された第３のサーキュレータと、
該第３のサーキュレータの前記第８の接続部に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを有する第７の誘電体線路と、
前記送受信アンテナで受信され前記第７の誘電体線路を伝搬して前記第３のサーキュレータの前記第９の接続部より出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第８の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第８の誘電体線路の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサーとを具備しており、
前記第１〜３のサーキュレータが請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のサーキュレータであることを特徴とするミリ波送受信器。 - 送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子から出力され周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調して送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有する第１のサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続される第１のサーキュレータと、
該第１のサーキュレータの前記第２の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第３の誘電体線路と、
前記第１のサーキュレータの前記第３の接続部に一端が接続された第４の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第４の接続部，第５の接続部および第６の接続部を有する第２のサーキュレータであって、前記第４の接続部に前記第４の誘電体線路の他端が接続された第２のサーキュレータと、
前記第２のサーキュレータの前記第５の接続部に一端が接続され、前記ミリ波信号を振幅変調するショットキーバリアダイオードが他端に接続された第５の誘電体線路と、
前記第２のサーキュレータの前記第６の接続部に一端が接続された第６の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に対向配置された２枚のフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第７の接続部，第８の接続部および第９の接続部を有する第３のサーキュレータであって、前記第７の接続部に前記第６の誘電体線路の他端が接続された第３のサーキュレータと、
該第３のサーキュレータの前記第８の接続部に一端が接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナを有する第７の誘電体線路と、
前記第３のサーキュレータの前記第９の接続部に接続され、前記送信アンテナで受信混入した受信波を伝搬させるとともに先端部に設けられた無反射終端部で前記受信波を減衰させる第８の誘電体線路と、
先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた第９の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第９の誘電体線路の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサーとを具備しており、
前記第１〜３のサーキュレータが請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のサーキュレータであることを特徴とするミリ波送受信器。
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