JP2669066B2 - インピーダンス変換回路 - Google Patents
インピーダンス変換回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はインピーダンス変換回路に係り、特に高周波
伝送線路を用いてインピーダンスZ0とZ1との間のインピ
ーダンス変換を行なうインピーダンス変換回路に関す
る。
伝送線路を用いてインピーダンスZ0とZ1との間のインピ
ーダンス変換を行なうインピーダンス変換回路に関す
る。
第４図は高周波通信装置に利用される従来のインピー
ダンス変換回路を示す。同図中、伝送線路６の線路長は
使用周波数で４分の１波長（電気長で90゜）であり、そ
の特性インピーダンスZ2は以下の関係を満足している。
ダンス変換回路を示す。同図中、伝送線路６の線路長は
使用周波数で４分の１波長（電気長で90゜）であり、そ
の特性インピーダンスZ2は以下の関係を満足している。
ここで、４は特性インピーダンスZ0の伝送線路または
インピーダンスがZ0の接続用端子、５は特性インピーダ
ンスZ1の伝送線路またはインピーダンスがZ1の接続用端
子、あるいは、入力インピーダンスがZ1の回路素子であ
る。
インピーダンスがZ0の接続用端子、５は特性インピーダ
ンスZ1の伝送線路またはインピーダンスがZ1の接続用端
子、あるいは、入力インピーダンスがZ1の回路素子であ
る。
例えば、Z0を50Ω,Z1を１Ωとすると、伝送線路６の
特性インピーダンスZ2は（１）式より約７Ωとなる。こ
の例にように、50Ωと１Ω程度の超低インピーダンスと
の間のインピーダンス変換回路は、高出力増幅器内部の
整合回路中でしばしば必要となる。というのは、高出力
増幅器の入出力インピーダンスが一般に50Ωであるのに
対して、それに用いる高出力FETの入力インピーダンス
の実部は一般に１Ω程度の超低インピーダンスとなるか
らである。
特性インピーダンスZ2は（１）式より約７Ωとなる。こ
の例にように、50Ωと１Ω程度の超低インピーダンスと
の間のインピーダンス変換回路は、高出力増幅器内部の
整合回路中でしばしば必要となる。というのは、高出力
増幅器の入出力インピーダンスが一般に50Ωであるのに
対して、それに用いる高出力FETの入力インピーダンス
の実部は一般に１Ω程度の超低インピーダンスとなるか
らである。
ところが、特性インピーダンスが10Ω以下であるよう
な伝送線路を用いて高周波回路を設計、製造することは
容易でない。例えば、伝送線路として最も一般的なマイ
クロストリップ線路を使用した高周波回路の設計では、
伝送線路モデル（線路の幅方向の大きさやその効果を考
慮しない１次元的なモデル）で回路設計ができるマイク
ロストリップ線路の特性インピーダンス範囲は20Ω以上
に限られる。また、コプレーナ線路では、使用可能な特
性インピーダンスの範囲は通常30Ω〜100Ωであり、ス
ロット線路では通常40Ω〜150Ωである。
な伝送線路を用いて高周波回路を設計、製造することは
容易でない。例えば、伝送線路として最も一般的なマイ
クロストリップ線路を使用した高周波回路の設計では、
伝送線路モデル（線路の幅方向の大きさやその効果を考
慮しない１次元的なモデル）で回路設計ができるマイク
ロストリップ線路の特性インピーダンス範囲は20Ω以上
に限られる。また、コプレーナ線路では、使用可能な特
性インピーダンスの範囲は通常30Ω〜100Ωであり、ス
ロット線路では通常40Ω〜150Ωである。
マイクロストリップ線路において、特性インピーダン
スが10Ω以下であるような線路を製作することは物理的
に不可能ではないが、線路幅が４分の１波長と同程度の
寸法になってしまうため、もはや伝送線路モデルでは回
路設計ができなくなり、線路幅方向に２次元的に広がり
を持った平面回路の設計となる。この場合、回路設計は
極めて難しくなり、しかも設計性は乏しい。従って、入
出力整合回路中に第４図に示すインピーダンス変換回路
を使用した高出力増幅器の製造では、一般に、試行錯誤
的な特性調整が必要となっている。
スが10Ω以下であるような線路を製作することは物理的
に不可能ではないが、線路幅が４分の１波長と同程度の
寸法になってしまうため、もはや伝送線路モデルでは回
路設計ができなくなり、線路幅方向に２次元的に広がり
を持った平面回路の設計となる。この場合、回路設計は
極めて難しくなり、しかも設計性は乏しい。従って、入
出力整合回路中に第４図に示すインピーダンス変換回路
を使用した高出力増幅器の製造では、一般に、試行錯誤
的な特性調整が必要となっている。
さらに、一枚のガリウムひ素基板上に高出力FETと入
出力整合回路を一緒に作り込んだモノリシック・マイク
ロ波集積回路の場合、４分の１波長インピーダンス変換
回路を用いたのではチップ寸法が大きくなってしまう。
例えば、10GHzにおける４分の１波長伝送線路はマイク
ロストリップ線路やコプレーナ線路を用いた場合で約3m
mとなり、伝送線路と同時に作り込まれるFETの寸法が通
常0.5mm角以下であるのと比較して相対的に大きな寸法
となる。
出力整合回路を一緒に作り込んだモノリシック・マイク
ロ波集積回路の場合、４分の１波長インピーダンス変換
回路を用いたのではチップ寸法が大きくなってしまう。
例えば、10GHzにおける４分の１波長伝送線路はマイク
ロストリップ線路やコプレーナ線路を用いた場合で約3m
mとなり、伝送線路と同時に作り込まれるFETの寸法が通
常0.5mm角以下であるのと比較して相対的に大きな寸法
となる。
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、高出力FE
T等の数Ω程度の超低インピーダンス回路素子と高周波
回路の入出力の標準インピーダンスであるため50Ωなど
との間の整合を行うためのインピーダンス変換回路の設
計性を向上させ、かつ、製作が容易で、小型なインピー
ダンス変換回路を提供することを目的とする。
T等の数Ω程度の超低インピーダンス回路素子と高周波
回路の入出力の標準インピーダンスであるため50Ωなど
との間の整合を行うためのインピーダンス変換回路の設
計性を向上させ、かつ、製作が容易で、小型なインピー
ダンス変換回路を提供することを目的とする。
第１図は本発明の原理構成図を示す。同図中、１は特
性インピーダンスＺの伝送線路、２及び３は夫々互いに
等しい容量Ｃを有するキャパシタ、４は特性インピーダ
ンスZ0の伝送線路又はインピーダンスがZ0の接続用端
子、５は特性インピーダンスZ1の伝送線路又はインピー
ダンスがZ1の接続用端子又は入力インピーダンスがZ1の
回路素子である。
性インピーダンスＺの伝送線路、２及び３は夫々互いに
等しい容量Ｃを有するキャパシタ、４は特性インピーダ
ンスZ0の伝送線路又はインピーダンスがZ0の接続用端
子、５は特性インピーダンスZ1の伝送線路又はインピー
ダンスがZ1の接続用端子又は入力インピーダンスがZ1の
回路素子である。
伝送線路１の線路長は使用周波数の４分の１波長より
短く、かつ、その特性インピーダンスＺが 以上に設定されている。また、伝送線路１の両端は、各
キャパシタ2,5を介して接地導体に接続されている。
短く、かつ、その特性インピーダンスＺが 以上に設定されている。また、伝送線路１の両端は、各
キャパシタ2,5を介して接地導体に接続されている。
伝送線路１の特性インピーダンスZ,及びキャパシタ２
及び３の各容量Ｃは夫々次式で表わされる。
及び３の各容量Ｃは夫々次式で表わされる。
ここで、θは伝送線路１の電気長で、伝送線路１の線
路長が使用周波数ｆの４分の１波長より短いため、０゜
＜θ＜90゜となる。従って、特性インピーダンスＺは
（２）式により 以上となる。
路長が使用周波数ｆの４分の１波長より短いため、０゜
＜θ＜90゜となる。従って、特性インピーダンスＺは
（２）式により 以上となる。
いま、一例としてZ0が50Ω,Z1が１Ω，使用周波数ｆ
が10GHzの場合を考える。先ず、伝送線路の長さを45分
の１波長としてみる。この場合、電気長θは８゜である
から、伝送線路１の特性インピーダンスＺは（２）式よ
り51Ωとなり、（３）式より計算されるキャパシタ2,3
の容量Ｃは2.23pFとなる。伝送線路１の長さが45分の１
波長というのは、従来のインピーダンス変換回路の伝送
線路６の長さ４分の１波長と１波長と比較して10分の１
以下に短縮したことに相当する。しかも、伝送線路１の
特性インピーダンスＺは、従来例の７Ωから51Ωにする
ことができ、この線路インピーダンスはマイクロストリ
ップ線路やコプレーナ線路によって容易に製作できる。
が10GHzの場合を考える。先ず、伝送線路の長さを45分
の１波長としてみる。この場合、電気長θは８゜である
から、伝送線路１の特性インピーダンスＺは（２）式よ
り51Ωとなり、（３）式より計算されるキャパシタ2,3
の容量Ｃは2.23pFとなる。伝送線路１の長さが45分の１
波長というのは、従来のインピーダンス変換回路の伝送
線路６の長さ４分の１波長と１波長と比較して10分の１
以下に短縮したことに相当する。しかも、伝送線路１の
特性インピーダンスＺは、従来例の７Ωから51Ωにする
ことができ、この線路インピーダンスはマイクロストリ
ップ線路やコプレーナ線路によって容易に製作できる。
一方、使用したい伝送線路１の特性インピーダンスＺ
を先に与えてもよい。例えば、使用したい伝送線路１の
特性インピーダンスＺを70Ωとした場合は、電気長θを
5.8゜とすれば良く、このとき、キャパシタの容量Ｃは
2.24pFである。
を先に与えてもよい。例えば、使用したい伝送線路１の
特性インピーダンスＺを70Ωとした場合は、電気長θを
5.8゜とすれば良く、このとき、キャパシタの容量Ｃは
2.24pFである。
このように本発明では、従来の４分の１波長インピー
ダンス変換回路の伝送線路６の特性インピーダンスが
（１）式で示す値に一義的に決定されたのとは異なり、
特性インピーダンスＺと線路長の取り方に自由度があ
る。
ダンス変換回路の伝送線路６の特性インピーダンスが
（１）式で示す値に一義的に決定されたのとは異なり、
特性インピーダンスＺと線路長の取り方に自由度があ
る。
このように、本発明は、従来例のインピーダンス変換
回路で用いている４分の１波長の伝送線路の長さよりも
短い伝送線路を用いて回路を小型化し、かつキャパシタ
を付加して伝送線路の特性インピーダンスを上げること
により、マイクロストリップ線路やコプレーナ線路、ス
ロット線路を用いたインピーダンス変換回路の設計性お
よび製作性を良好かつ容易にせしめる線路インピーダン
ス範囲（一般に40Ω〜70Ω）で製作できる自由度を持つ
ことが従来と異なる。ただし、本発明は使用周波数にお
いて、従来例のインピーダンス変換回路と同等の特性を
得ることができる。
回路で用いている４分の１波長の伝送線路の長さよりも
短い伝送線路を用いて回路を小型化し、かつキャパシタ
を付加して伝送線路の特性インピーダンスを上げること
により、マイクロストリップ線路やコプレーナ線路、ス
ロット線路を用いたインピーダンス変換回路の設計性お
よび製作性を良好かつ容易にせしめる線路インピーダン
ス範囲（一般に40Ω〜70Ω）で製作できる自由度を持つ
ことが従来と異なる。ただし、本発明は使用周波数にお
いて、従来例のインピーダンス変換回路と同等の特性を
得ることができる。
なお伝送線路１は一つのガリウムひ素基板等の誘電体
基板上に形成されたコプレーナ線路であり、キャパシタ
2,3はこのコプレーナ線路の接地導体と、この接地導体
に絶縁体を介して対向する導体とを含む構造とすること
ができる。また、この伝送線路１を一つのガリウムひ素
基板等の誘電体基板上に形成されたスロット線路とし、
上記キャパシタ2,3はスロット線路の２つの導体と絶縁
体を介して対向する第３の導体からなる構造とすること
ができる。
基板上に形成されたコプレーナ線路であり、キャパシタ
2,3はこのコプレーナ線路の接地導体と、この接地導体
に絶縁体を介して対向する導体とを含む構造とすること
ができる。また、この伝送線路１を一つのガリウムひ素
基板等の誘電体基板上に形成されたスロット線路とし、
上記キャパシタ2,3はスロット線路の２つの導体と絶縁
体を介して対向する第３の導体からなる構造とすること
ができる。
第２図は本発明になるインピーダンス変換回路の第１
実施例の斜視図を示す。本実施例は伝送線路としてコプ
レーナ線路を用いて、モノリシック・マイクロ波集積回
路に適した構成にしたものである。同図中、10はガリウ
ムひ素基板などの誘電体基板、11はインピーダンス変換
回路を構成するコプレーナ線路、12および13はコプレー
ナ線路の接地導体と絶縁膜を介してこれと対向する導体
板によって構成されたキャパシタである。また、14およ
び15は接続用コプレーナ線路または接続用端子あるいは
FETなどの回路素子を示す。
実施例の斜視図を示す。本実施例は伝送線路としてコプ
レーナ線路を用いて、モノリシック・マイクロ波集積回
路に適した構成にしたものである。同図中、10はガリウ
ムひ素基板などの誘電体基板、11はインピーダンス変換
回路を構成するコプレーナ線路、12および13はコプレー
ナ線路の接地導体と絶縁膜を介してこれと対向する導体
板によって構成されたキャパシタである。また、14およ
び15は接続用コプレーナ線路または接続用端子あるいは
FETなどの回路素子を示す。
本実施例によれば、従来コプレーナ線路を用いた４分
の１波長インピーダンス変換回路では実現できなかった
超低インピーダンスと50Ωとの間のインピーダンス変換
回路を容易に製作できる。
の１波長インピーダンス変換回路では実現できなかった
超低インピーダンスと50Ωとの間のインピーダンス変換
回路を容易に製作できる。
第３図は本発明の第２実施例の斜視図を示す。本実施
例は伝送線路としてスロット線路を用いる例で、20はガ
リウムひ素基板などの誘電体基板、21はインピーダンス
変換回路を構成するスロット線路、22および23はスロッ
ト線路21の２つの導体と、これら２つの導体と絶縁膜を
介してこれと対向する第３の導体板によって構成された
キャパシタである。この第３の導体板は電位的に接地導
体と等しくなり、接地導体と同様な振る舞いをする。24
および25は接続用スロット線路または接続用端子あるい
はFETなどの回路素子を示す。
例は伝送線路としてスロット線路を用いる例で、20はガ
リウムひ素基板などの誘電体基板、21はインピーダンス
変換回路を構成するスロット線路、22および23はスロッ
ト線路21の２つの導体と、これら２つの導体と絶縁膜を
介してこれと対向する第３の導体板によって構成された
キャパシタである。この第３の導体板は電位的に接地導
体と等しくなり、接地導体と同様な振る舞いをする。24
および25は接続用スロット線路または接続用端子あるい
はFETなどの回路素子を示す。
本実施例によれば、従来スロット線路を用いた４分の
１波長インピーダンス変換回路では実現が困難であった
超低インピーダンスと50Ωとの間のインピーダンス変換
回路を容易に製作できる。
１波長インピーダンス変換回路では実現が困難であった
超低インピーダンスと50Ωとの間のインピーダンス変換
回路を容易に製作できる。
尚、キャパシタは高い周波数においても設計性が良い
ため、本発明のインピーダンス変換回路は超高周波帯で
も使用可能である。
ため、本発明のインピーダンス変換回路は超高周波帯で
も使用可能である。
以上説明したように、本発明によれば、インピーダン
ス変換回路の伝送線路を短縮して装置を小型化するとと
もに、その伝送線路の特性インピーダンスを製作が容易
で回路設計性の良い範囲（一般に40Ω〜70Ω）に設定で
きる自由度を持つ。また、キャパシタは高周波において
も設計性が良いため、本発明のインピーダンス変換回路
は高周波帯においても精度の高い回路設計ができ、か
つ、設計どうりの特性が得られる利点がある。本発明を
用いることにより各種高周波回路の整合回路部を、特性
劣化を招くことなく小型化できる。特に高出力増幅器で
は、超低入出力インピーダンスのトラジスタFETと増幅
器の入出力インピーダンス（一般に50Ω）との間の整合
回路が必要で、本発明のインピーダンス変換回路を用い
て整合回路を構成すれば増幅器の小型化と設計性の向上
を同時に実現できる。さらに、本発明は集積化に適して
おり、モノリシック・マイクロ波集積回路等、小型で設
計性の良いことが必要な高周波回路に適用するに有効で
ある。
ス変換回路の伝送線路を短縮して装置を小型化するとと
もに、その伝送線路の特性インピーダンスを製作が容易
で回路設計性の良い範囲（一般に40Ω〜70Ω）に設定で
きる自由度を持つ。また、キャパシタは高周波において
も設計性が良いため、本発明のインピーダンス変換回路
は高周波帯においても精度の高い回路設計ができ、か
つ、設計どうりの特性が得られる利点がある。本発明を
用いることにより各種高周波回路の整合回路部を、特性
劣化を招くことなく小型化できる。特に高出力増幅器で
は、超低入出力インピーダンスのトラジスタFETと増幅
器の入出力インピーダンス（一般に50Ω）との間の整合
回路が必要で、本発明のインピーダンス変換回路を用い
て整合回路を構成すれば増幅器の小型化と設計性の向上
を同時に実現できる。さらに、本発明は集積化に適して
おり、モノリシック・マイクロ波集積回路等、小型で設
計性の良いことが必要な高周波回路に適用するに有効で
ある。
第１図は本発明の原理構成図、第２図はコプレーナ線路
を用いた本発明の第１実施例の斜視図、第３図はスロッ
ト線路を用いた本発明の第２実施例の斜視図、第４図は
従来のインピーダンス変換回路の一例を示す図である。 １……伝送線路、2,3,12,13,22,23……キャパシタ、4,5
……接続用伝送線路、接続端子又は回路素子、10,20…
…誘電体基板、11……コプレーナ線路、21……スロット
線路。
を用いた本発明の第１実施例の斜視図、第３図はスロッ
ト線路を用いた本発明の第２実施例の斜視図、第４図は
従来のインピーダンス変換回路の一例を示す図である。 １……伝送線路、2,3,12,13,22,23……キャパシタ、4,5
……接続用伝送線路、接続端子又は回路素子、10,20…
…誘電体基板、11……コプレーナ線路、21……スロット
線路。
Claims (1)
- 【請求項１】第１のインピーダンスZ0と第２のインピー
ダンスZ1との間のインピーダンス変換を伝送線路を用い
て行なうインピーダンス変換回路において、 上記伝送線路の線路長を使用周波数の４分の１波長より
短くすると共に、該伝送線路の特性インピーダンスを 以上に設定し、かつ、該伝送線路の両端を、互いに容量
の等しい第１及び第２のキャパシタを別々に介して接地
導体に接続したことを特徴とするインピーダンス変換回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1211956A JP2669066B2 (ja) | 1989-08-17 | 1989-08-17 | インピーダンス変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1211956A JP2669066B2 (ja) | 1989-08-17 | 1989-08-17 | インピーダンス変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0376301A JPH0376301A (ja) | 1991-04-02 |
| JP2669066B2 true JP2669066B2 (ja) | 1997-10-27 |
Family
ID=16614486
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1211956A Expired - Fee Related JP2669066B2 (ja) | 1989-08-17 | 1989-08-17 | インピーダンス変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2669066B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2788838B2 (ja) * | 1993-05-31 | 1998-08-20 | 日本電気株式会社 | 高周波集積回路 |
| JPH08274510A (ja) * | 1995-03-29 | 1996-10-18 | Miri Wave:Kk | マイクロ波・ミリ波集積回路用の終端抵抗回路 |
| JPWO2005020367A1 (ja) * | 2003-08-22 | 2007-10-04 | 株式会社村田製作所 | 平面誘電体線路、高周波能動回路および送受信装置 |
| WO2005069428A1 (en) * | 2003-12-24 | 2005-07-28 | Molex Incorporated | Transmission line having a transforming impedance |
-
1989
- 1989-08-17 JP JP1211956A patent/JP2669066B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0376301A (ja) | 1991-04-02 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |