WO2005091056A1

WO2005091056A1 - 光変調器および光変調方法

Info

Publication number: WO2005091056A1
Application number: PCT/JP2005/004958
Authority: WO
Inventors: Hiroki Nakajima; Takayuki Yamanaka; Hideki Fukano; Yuichi Akage; Munehisa Tamura; Tadashi Saitoh
Original assignee: Nippon Telegraph And Telephone Corporation
Priority date: 2004-03-18
Filing date: 2005-03-18
Publication date: 2005-09-29
Also published as: US20060171011A1; EP1734399A1; KR20060059863A; JPWO2005091056A1; CN1764862A; CN100383610C; US7345803B2; JP4184405B2; EP1734399A4

Abstract

　電気／光相互作用領域（１１）を有する光変調素子（１０）において、電気信号入力端（２ａ）には電気信号線（３）が接続され、電気信号出力端（２ｂ）には他の電気信号線（４ａ）が接続され、この他の電気信号線（４ａ）に反射制御回路（５）が接続される。この反射制御回路（５）は、光変調素子（１０）の相互作用領域（１１）から出力された電気信号を積極的に反射するようにしたインピーダンス素子から構成される。これにより、Ｅ／Ｏ（電気入力／光出力）応答特性の改善可能な上限周波数の拡大、また、Ｅ／Ｏ応答の絶対的な値を劣化させることなくその周波数特性の平坦性の向上が可能となる。

Description

明細書

光変調器および光変調方法

技術分野

[0001] 本発明は、入力された光信号に対して電気信号による変調を加え、変調された光信号を出力する光変調器に関するものである。

背景技術

[0002] 光変調器 (Optical Modulators)は、一般に、外部からの電気的、磁気的、機械的、音響的、光学的手段等により、情報を担う光信号の強度、位相、偏光状態、波長 Z 周波数、進行方向などを変化 (変調)させる素子である。このうち、動作速度 (動作帯域)や制御性の観点から、電気的手段を用いて光信号の強度や位相を変調する素子が従来から広く用いられてヽる。

[0003] 光の強度を変調する素子としては、素子に電界を印加することにより素子を構成する材料の光吸収係数を制御して材料内を導波する光の強度を変調 (光を透過あるヽは吸収）する電界吸収型光変調器 (Electroabsorption modulator)や、電界印加による素子材料の屈折率変化およびこれに伴う光信号の位相変化をマッハ ·ツェンダー干渉計 (Mach- Zehnder interferometer)の干渉効果を利用して強度変化に置き換えるマッハ ·ツェンダー型光変調器 (Mach- Zehinder modulator)などが代表例として挙げられる。

[0004] 電界吸収型光変調器やマッハ ·ツェンダー型光変調器は、素子の動作機構として用いる物理現象はそれぞれ異なるものの、変調電気信号を入力して被変調光信号を出力する素子として見た場合、両者とも、光信号の入力端および出力端を備えた光素子としての側面と、電気信号の入力端および出力端を備えた電気素子としての側面とを併せ持つ素子であると、うことができる。上述した光信号の強度の変調の比、すなわち消光比 (extinction ratio)は、光変調器の光素子としての側面から見た性能指標として重要なものの一つに挙げられる。

[0005] 一方、光変調器の性能のうち動作帯域を考える場合は、電気素子としての側面に注目する必要がある。電界吸収型光変調器を例にとると、従来、その電極構造は、素子の動作帯域が、集中定数である素子容量 (C)と負荷抵抗 (R)力決まる時定数 (C R時定数)で制限されるような構造であった。この場合、素子の動作帯域を拡大するためには素子容量の低減が必要である。し力しながら、素子容量の低減のために例えば素子長 (光信号が導波する方向の長さ）を短くすると消光比が劣化し、また、例えば、素子の厚み (電気信号による電界が力かる方向の長さ）を大きくすると駆動電圧が大きくなつてしまう。

[0006] そこで、近年、素子の電極構造を集中定数型から進行波型 (分布定数型）に変更することによって、上述した CR時定数による帯域制限を大幅に緩和することが提案されている。電気信号 (マイクロ波）に対する電極をコプレーナ線路やマイクロストリップ線路とヽつた分布定数型の伝送線路となるように構成し、この伝送線路と光信号の導波路とを並走させる構造を進行波型電極構造という。この構造では、理想的な条件の下では、素子の動作帯域は素子内を伝搬する電気信号と光信号との位相速度差で決まるとされ、極めて広帯域な特性が期待できる。実際、進行波型電極構造素子により EZO (電気入力 Z光出力）応答の— 3dB帯域 (3- dB- down bandwidth)が例えば 50GHz以上の超広帯域特性が実現されて、る。

[0007] 上述したように、進行波型電極構造素子は電気信号を伝送線路上で伝搬させるものであるが、一般に伝送線路はそれぞれ特性インピーダンス (Z )を有しており、電気

0

信号の効率的な伝送には線路の特性インピーダンスと電気信号駆動系の終端抵抗とのインピーダンス整合が必須である。そして電気信号の駆動系は 50 Ω系（すなわち、終端抵抗は 50 Ω )が標準である。

[0008] ところが、進行波型電極構造光変調器を伝送線路からなる電気素子として見ると、その特性インピーダンスは典型的には Z— 25 Ω程度であるので、 50 Ω駆動系から

0

は低インピーダンス線路として見えてしまい、インピーダンス不整合が生じてしまう。ィンピーダンス不整合が生じると、例えば、マイクロ波である変調電気信号が光変調器に入力される際にその一部が反射されてしまい、光変調器内の電気 Z光相互作用領域に外部からの入力マイクロ波が効率的に供給されず、結果として EZO応答の周波数特性における平坦性の劣化や 3dB帯域の低下を招くことになる。

[0009] 光変調器におけるインピーダンス不整合の問題を改善する方法として、図 30に示すように、光変調器部 10内の電気 Z光相互作用領域 11と入力終端抵抗 81とを接続する電気信号線 3、および、電気 Z光相互作用領域 11と出力終端抵抗 91とを接続する電気信号線 4を、それぞれ特性インピーダンス Z— 100 Ω程度の高インピーダン

0

ス線路とする構成が提案されている（Electronic Letters 1st May 2003, Vol.39 No.9, pp733- 735参照。 )₀

[0010] この構成によれば、光変調器部 10の低インピーダンス線路 (Z— 25 Ω )とこれに直

0

列に接続された高インピーダンス線路 (Z— 100 Ω )を全体として一つの素子として

0

見ると、実効的な特性インピーダンスを個々の線路の特性インピーダンスの平均的な値とみなせるため、 50 Ω駆動系とのインピーダンス整合が可能となる。これにより、マイク口波に対する入力反射係数 (S 11)および出力反射係数 (S22)が低減され、電気信号駆動系入力終端側 (ドライバー回路)力光変調器に入力されるマイクロ波は電気信号駆動系出力終端側へと効率的に透過するため、光変調器内の電気 Z光相互作用領域へのマイクロ波電圧の印加効率が改善される。この結果、 EZO応答の周波数特性における平坦性を向上させることが可能となる。

[0011] また、 EZO応答の周波数特性における平坦性を向上させる別の方法として、出力終端抵抗 (負荷抵抗)の値を光変調器の特性インピーダンスの値よりも小さくする構成が提案されている (例えば、特開平 11— 183858号公報参照。；)。出力終端抵抗の値と光変調器の特性インピーダンスの値とを異なる値とするこの方法は、電気信号の出力終端側において意図的にインピーダンス不整合を生じさせ、光変調器内の電気 Z光相互作用領域に印加する電気信号としてドライバー回路力の入射電気信号のみならず、出力終端側のインピーダンス不整合によって発生した反射電気信号をも利用するものである。これより、 EZO応答の周波数特性におけるプロファイル (形状）の制御が可能となり、その平坦性、さらには— 3dB帯域が向上する。

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0012] 上述した高インピーダンス線路の直列接続によるインピーダンス整合技術にお！、ては、入力される電気信号の波長が、低インピーダンス線路である光変調器部と高インピーダンス線路とを合わせた素子全体の物理長より長、ことが必要条件である。これは、電気信号波長が素子全体の物理長と同程度あるいはそれより短くなると、素子全体の実効的な特性インピーダンスを個々の線路の特性インピーダンスの平均的な値とみなせなくなる力である。

[0013] したがって、高インピーダンス線路の直列接続によるインピーダンス整合技術には、適用可能な電気信号の波長に下限が存在する、換言すれば、適用可能な電気信号の周波数に上限が存在するという問題がある。実際、高インピーダンス線路の直列接続による EZO応答特性の改善が見られるのは入力マイクロ波の周波数が一 25GH z程度までの領域であり、これより高い周波数の入力マイクロ波に対する EZO応答特性は急激に劣化してしまう。

[0014] また、出力終端抵抗値の低減によるインピーダンス不整合技術においては、 EZO 応答の周波数特性における平坦性は向上するものの、これは、低周波側での EZO 応答の絶対的な値を減少させることによって高周波側での EZO応答の絶対的な値との相対的な差を小さくすることによるものである。 EZO応答の絶対的な値の低下は動的消光比の劣化を意味するものであり、望ま、ものではな、。

[0015] そこで、本発明の主目的は、光変調器の EZO応答特性の上限周波数を拡大することができる光変調器を提供することにある。

また、本発明の他の目的は、 EZO応答の絶対的な値を劣化させることなく周波数特性の平坦ィ匕を可能とする光変調器を提供することにある。

課題を解決するための手段

[0016] このような目的を達成するために、本発明にかかる光変調器は、光信号入出力端と電気信号入出力端と入力された光信号と電気信号とが相互作用する電気 Z光相互作用領域とを有する光変調素子と、上記電気信号出力端に接続された電気信号線と、この電気信号線に接続された反射制御回路とを備え、上記反射制御回路は、光変調素子の前記相互作用領域から出力された前記電気信号を積極的に反射するようにしたインピーダンス素子を含むことを特徴とする。

発明の効果

[0017] 本発明によれば、電気 Z光相互作用領域と出力終端抵抗とを電気的に接続する電気信号線に、変調電気信号の反射を助長するインピーダンス素子を接続することにより、 EZO (電気入力 Z光出力)応答特性の改善可能な上限周波数の拡大、また、EZO応答の絶対的な値を劣化させることなくその周波数特性の平坦性の向上が可能となる。

[0018] 従来では、例えば、電界吸収型光変調器の動作帯域を拡大するためには、素子容量低減を目的とした素子長の短縮が必須であつたが、素子長の短縮は必然的に消光比の低下を招来するものであった。し力しながら、本発明によれば、このようなトレードオフ関係を解消し、光変調器の動作帯域と消光比を独立に制御、設計することが可能となる。

[0019] 本発明によれば、光変調器の電気 Ζ光相互作用領域と電気信号駆動系の出力終端抵抗とを接続する電気信号線に、この電気信号線に対して並列にリアクタンス成分 Xまたは電気抵抗成分 R (より一般的にはインピーダンス Z=R+jX、 jは虚数単位)を接続することにより、光変調器に入力される電気信号や光変調器から出力される電気信号の反射を制御するための自由度が増大する。これにより入力（変調)電気信号に対する出力 (被変調)光信号の応答特性における設計自由度が大幅に拡大する。

[0020] 上述した高インピーダンス線路の直列接続によるインピーダンス整合技術にお！、ては、電気信号の反射を制御するための自由度は、光変調器の電気 Z光相互作用領域と終端抵抗とを接続する電気信号線の特性インピーダンス値および線路長についてのみであった。また、上述した終端抵抗値の低減によるインピーダンス不整合技術においては、電気信号の反射を制御するための自由度は、電気信号線に対して直列に接続された出力終端抵抗の値についてのみであった。すなわち、従来技術における電気信号の反射を制御するための自由度は、光変調器の電気 Z光相互作用領域と終端抵抗とを接続する電気信号線に対して直列な要素についてのみであった。これに対し本発明においては、電気信号線に対して並列に接続された要素をも利用することによって電気信号の反射を制御するための自由度を増大させる。

[0021] そして、本発明における電気信号の反射の制御とは、電気信号の反射の単なる抑制、すなわちインピーダンスの整合、という範疇を超えて、電気信号の反射の助長、すなわちインピーダンスの不整合をも包含するものである。より具体的には、光変調器の電気 Z光相互作用領域と出力終端抵抗とを接続する電気信号線に対して並列にインピーダンスを接続することにより、少なくともある周波数領域において、当該インピーダンスを接続しない場合と比較して電気信号の反射係数の増大が実現される。本発明は、このような電気信号の反射の助長 (反射電気信号の生成)を利用して入力 (変調)電気信号に対する出力 (被変調)光信号の応答特性における改善を図るものであって、本発明における並列インピーダンス（並列リアクタンス、並列電気抵抗）は、通常のインピーダンス整合 (電気信号の反射の抑制）におけるそれとは異なる機能を果たすものである。

[0022] なお、光変調器の電気 Z光相互作用領域と出力終端抵抗とを接続する電気信号線に対して直列に誘導性リアクタンスを接続しても、少なくともある周波数領域において、誘導性リアクタンスを直列接続しな!ヽ場合と比較して電気信号の出力反射係数の増大が実現される。

図面の簡単な説明

[0023] [図 1]図 1は、本発明にかかる光変調器の第 1の実施例の構成を示す図である。

[図 2]図 2は、図 1の具体的構造を示す斜視図である。

[図 3A]図 3Aは、先端開放スタブ構造を示す図である。

[図 3B]図 3Bは、接地されたコンデンサを示す図である。

[図 3C]図 3Cは、接地されたインダクタを示す図である。

[図 4]図 4は、第 1の実施例に力かる光変調器の EZO応答の周波数依存性を示す図である。

[図 5]図 5は、回路構成 Bの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されて!/、な!/、場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す図である。

[図 6]図 6は、回路構成 Bの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されてヽな、場合の光変調器の電気信号の透過係数の周波数依存性を示す図である。

[図 7]図 7は、回路構成 Cの反射制御回路が接続された光変調器の構成を示す図である。

[図 8]図 8は、回路構成 Cの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されてヽな、場合の光変調器の EZO応答の周波数依存性を示す図である。

[図 9]図 9は、第 2の実施例にカゝかる光変調器の構成を示す図である。

[図 10]図 10は、回路構成 Dの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されて、な、場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す図である。

[図 11]図 11は、回路構成 Dの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されて、な、場合の光変調器の ΕΖΟ応答の周波数依存性を示す図である。

[図 12]図 12は、第 3の実施例にカゝかる光変調器の構成を示す図である。

[図 13]図 13は、第 3実施例の具体例を示す斜視図である。

[図 14]図 14は、回路構成 Ε, Fの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されて、な、場合の光変調器の ΕΖΟ応答の周波数依存性を示す図である。

[図 15]図 15は、リアクタンス素子を多段構成とする回路の模式図である。

[図 16]図 16は、回路構成 Gの反射制御回路が接続された光変調器の構成を示す図である。

[図 17]図 17は、回路構成 Gの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されて、な、場合の光変調器の ΕΖΟ応答の周波数依存性を示す図である。

[図 18]図 18は、回路構成 Gの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されて、な、場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す図である。

[図 19]図 19は、回路構成 Gの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されて、な、場合の光変調器の電気信号の透過係数の周波数依存性を示す図である。

[図 20]図 20は、回路構成 Ηの反射制御回路が接続された光変調器の構成を示す図である。

[図 21]図 21は、回路構成 Ηの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されて、な、場合の光変調器の ΕΖΟ応答の周波数依存性を示す図である。圆 22Α]図 22Αは、回路構成 Iの反射制御回路が接続された光変調器の構成をそれぞれ示す図である。 [図 22B]図 22Bは、回路構の反射制御回路が接続された光変調器の構成をそれぞれ示す図である。

[図 22C]図 22Cは、回路構成 Kの反射制御回路が接続された光変調器の構成をそれぞれ示す図である。

[図 23]図 23は、回路構成 Iの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されて、な、場合の光変調器の EZO応答の周波数依存性を示す図である。

[図 24]図 24は、回路構成 Iの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されて、な、場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す図である。

[図 25]図 25は、回路構、 Kの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されて、な、場合の光変調器の EZO応答の周波数依存性を示す図である。

[図 26]図 26は、回路構成 Mの反射制御回路が接続された光変調器の構成を示す図である。

[図 27]図 27は、回路構成 Mの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されて、な、場合の光変調器の EZO応答の周波数依存性を示す図である。

[図 28]図 28は、第 5の実施例にカゝかる光変調器の構成を示す図である。

[図 29]図 29は、回路構成 Nの反射制御回路が接続された場合と反射制御回路が接続されて、な、場合の光変調器の EZO応答の周波数依存性を示す図である。

[図 30]図 30は、従来の光変調器の構成を示す図である。

発明を実施するための最良の形態

[0024] 以下、図面を参照して、本発明の実施例について詳細に説明する。

ここで、本発明において特徴づけられるのは、図 1の光変調素子 10の電気信号出力側に接続された第 2の電気信号線 4aに反射制御回路を接続したことにある。

[0025] [第 1の実施例]

図 1は、本発明の光変調器の第 1の実施例を示し、光変調器は、光信号入力端 la 、光信号出力端 lb、電気信号入力端 2a、電気信号出力端 2b、入力された光信号と電気信号とが相互作用する電気 Z光相互作用領域 11とから構成された光変調素子 10を有する。 [0026] また、上述した光変調素子 10の電気信号入力端 2aには、第 1の電気信号線 3が接続され、電気信号出力端 2bには、反射制御回路 RCNTの一部を構成する第 2の電気信号線 4aが接続されて、る。

[0027] 第 1の電気信号線 3には、電気信号駆動系入力終端側 8の (等価)入力終端抵抗 8 1が接続されている。

[0028] 反射制御回路 RCNTは、光変調素子 10と出力終端抵抗 91との間に配置され、光変調素子 10から出力される電気信号を積極的に反射させる構成となっている。反射制御回路は、第 2の電気信号線 4aに対して並列なインピーダンス素子 5を含む。以下に説明する各実施例では必要に応じて信号線について説明することとする。

[0029] 第 2の電気信号線 4aには、本発明によって特徴づけられる反射制御回路 RCNTのインピーダンス素子 5が接続され、電気信号線 4bを介して電気信号駆動系出力終端側 9の出力終端抵抗 91に接続されている。進行波型電極構造を有する電界吸収型光変調器の場合の具体的な構造は、図 2に示され、この場合、電気信号線 4a、 4bは、 V、ずれも半絶縁性 InP基板上に形成されたコプレーナ線路によって構成されて、る。本実施例では、光変調素子 10と反射制御回路 RCNTとは一体に構成されている。

[0030] さらに、光変調素子 10を構成する電気 Z光相互作用領域 11は、電気信号入力端 2aに供給される電気信号に応じて、光信号入力端 laから供給される光信号を変調する。この電気 Z光相互作用領域 11は、例えば、半絶縁 InP基板上に形成された n -InP/MQW/p-InP (MQWは InGaAlAsZlnAlAsの多量子井戸構造）の積層構造からなる。

[0031] また、第 2の電気信号線 4aには、前述したとおり、反射制御回路 RCNTのインピーダンス素子 5が接続される。一般に、この反射制御回路 RCNTは、インピーダンス成分によって構成される。この実施例では、インピーダンス成分は線路と接地との間に接続されたリアクタンス成分である。

[0032] このような光変調器にぉヽて、電気信号駆動系入力終端側 8で発生した変調電気信号は、第 1の電気信号線 3を介して光変調素子 10に入力され、電気 Z光相互作用領域 11にお、て光信号入力端 laから入力された光信号を変調して、被変調光信号として光信号出力端 lbから出力される。変調電気信号は、第 2の電気信号線 4a、反射制御回路 RCNTのインピーダンス素子 5を介して電気信号駆動系出力終端側 9へと送出される。

[0033] 前述したリアクタンス成分は、伝送線路力もなる先端開放スタブ (オープン 'スタブ）構造を想定したものであり、主線路である第 2の電気信号線 4a側カゝら見たときのインピーダンス Zは、スタブを構成する線路の特性インピーダンスを Z、電気長を Θとする

0

と下式（1)で表される。

[0034] Z=-jZ cot θ · · · (1)

ο

[0035] ここで、 jは虚数単位である。式（1)から明らかなように、主線路側から見た先端開放スタブのインピーダンスは純虚数であり、先端開放スタブは純リアクタンス成分を有する。

[0036] なお、先端開放スタブのリアクタンス成分は、電気長 Θの周期関数となっていることからわかるように、電気信号の周波数によって負（容量性）にもなるし、正 (誘導性）にもなる。したがって、使用する周波数やあるいは光変調器のマイクロ波反射特性に応じて、先端開放スタブ（図 3A)に替えて、図 3B, 3Cに示すように純リアクタンス成分を有する集中定数素子であるコンデンサやインダクタを並列に接続するようにしてもよい。あるいは、先端開放スタブ構造に替えて先端短絡スタブ (ショート 'スタブ)構造を用いるようにしてもよい。

ここで、インダクタや先端短絡スタブ構造を用いる場合、必要に応じて直流阻止用のコンデンサを挿入するようにしてもょヽ。

[0037] 図 1に示す構成、すなわち電気信号の反射を制御するための反射制御回路 RCN Tのインピーダンス素子 5を光変調素子 10の電気信号出力側に接続した場合についての、 EZO (電気入力 Z光出力）応答の周波数特性シミュレーションの結果を図 4に示す。図 4は本実施例の光変調器の EZO応答の周波数依存性を示す。

[0038] 本シミュレーションでは、光変調素子 10として電気 Z光相互作用領域 11の長さが 1 00 μ mの進行波型電極構造を有する電界吸収型光変調器を仮定し、入力終端抵抗 81および出力終端抵抗 91の値はともに 50 Ωとした。また、電気信号線 4a、 4bおよび反射制御回路 RCNTを構成するインピーダンス成分 (先端開放スタブ） 5は、すベて特性インピーダンスが Z = 50 Ωのコプレーナ線路とし、これらの線路長を以下

0

の 2通りに変化させた。以下、それぞれの線路長の電気信号線 4a, 4bおよびインピ一ダンス成分を有する回路を回路構成 A、 Bという。

[0039] (Ll、 L2、 Lstub) = (650 μ m、 100 μ m、 100 μ m)：回路構成 A

(Ll、 L2, Lstub) = (390 μ m、 100 μ m、 230 μ m)：回路構成 B

[0040] ここで、コプレーナ線路力もなる電気信号線 4aとリアクタンス素子 5 (先端開放スタブ )は、光変調素子 10が形成されている半絶縁性 InP基板と同一の基板上にモノリシック集積が可能であり、この場合、信号線 4aは図 2に示す光変調素子 10のコプレーナ線路からなる電気信号出力端 2bに直接接続される。

なお、第 1の電気信号線 3は、本シミュレーションでは単なる電気的結線とした。

[0041] 図 4に示す EZO応答特性は、入力マイクロ波の周波数力 5ΜΗζ— 100GHzのときの結果を示すものである。

電気信号の反射制御回路 RCNTがー切接続されてヽなヽ場合、すなわち光変調素子 10自体の EZO応答は、図 4において白四角印で示したとおり、入力マイクロ波周波数の増加とともに単調に減少し、— 3dB帯域は約 67GHzである。

[0042] これに対し、インピーダンス成分を含む反射制御回路 RCNTを接続すると、図 4〖こよく示されるように EZO応答特性を大幅に変化させることが可能となる。例えば回路構成 A (図 4にお、て黒丸印）では、 20— 45GHz付近の領域で EZO応答特性の平坦性が向上している。また、回路構成 B (図 4において黒三角印）では、おおよそ 35— 80GHzの高、周波数領域で EZO応答の絶対的な値が大幅に改善されて、る。

[0043] EZO応答特性において顕著なピーキング効果が見られる回路構成 Bについて、電気信号の入力反射係数 S11および出力反射係数 S22の周波数依存性を、反射制御回路 RCNTが接続されて、な、場合の反射係数とともに図 5に示す。図 5は、回路構成 Bの反射制御回路 RCNTが接続された場合と反射制御回路 RCNTが接続されて、な、場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す。ここで、反射制御回路 RCNTが接続されていない場合は、素子構造が入出力対称なので、 S11 = S22となる。なお、反射係数は入力終端部および出力終端部を基準面とするちのである。 [0044] トランジスタ等を用いた通常の電気回路の場合とは異なり、光変調器を用いた回路では、電気信号の出力側にのみ反射制御回路 RCNTを接続しているにもかかわらず入力反射係数 S 11をも制御することが可能である。図 5によく示されるように、入力マイクロ波周波数が約 25— 50GHzの領域において、反射制御回路 RCNT (回路構成 B)が接続された場合の S 11および S22の値は、反射制御回路 RCNTが接続されていない場合の反射係数より低減している。これを反映して、図 4に示す回路構成 B の EZO応答は、 25— 50GHzの領域で周波数の増加とともに増大する傾向を示している。

[0045] ところが、回路構成 Bが接続された場合に EZO応答でピーキングが生じている 55 GHz近傍の周波数では、図 5に示されるように、回路構成 Bが接続された場合の S1 1は反射制御回路 RCNTが接続されていない場合とほぼ同じである。また、 S22については、回路構成 Bが接続された場合の値は、反射制御回路 RCNTが接続されていない場合よりも大きくなつている。これは、 EZO応答におけるピーキングが生じる周波数近傍では、特に出力側において、電気的にインピーダンス不整合状態となつていることを意味する。このことは、図 6に示す電気信号の透過係数 S21の周波数依存性にも明確に現れている。図 6は、回路構成 Bの反射制御回路 RCNTが接続された場合と反射制御回路 RCNTが接続されて、な、場合の光変調器の電気信号の透過係数の周波数依存性を示す。

[0046] 図 6によく示されるように、回路構成 Bが接続されている場合の S21の値は、上述したインピーダンス不整合状態を反映して 55GHz近傍で反射制御回路 RCNTが接続されて、な、場合の S21の値より明らかに低下して!/、る。

[0047] このように、 EZO応答特性の改善は、単なるインピーダンス整合と、う枠組みを超えて、インピーダンス不整合、すなわち電気信号の反射の助長を積極的に利用すること〖こより可能となる。回路構成 Bの場合、光変調素子 10から出力された電気信号を反射制御回路 RCNTによって光変調素子 10側へ反射させる (反射信号を生成する )こと〖こよって、電気信号駆動系入力終端側 8で発生した変調電気信号と重ね合わされ、電気 Z光相互作用領域への信号電圧の印加効率が結果的に改善され、高周波側における EZO応答でピーキングが実現されている。前述した従来の出力終端抵抗値の低減によるインピーダンス不整合技術では、高周波側での（絶対的な大きさを含めた) EZO応答を向上させることは不可能である。

[0048] (比較例 1)

次に、本実施例に力かる並列のインピーダンス成分の役割を明らかにするため、図 7に示すように回路構成 Bからリアクタンス成分のみを取り除いた構成、すなわち反射制御回路 RCNTを構成する各線路の線路長を以下に示す回路構成 Cとした場合の EZO応答の周波数特性シミュレーション結果を図 8に示す。図 8は、回路構成じの反射制御回路 RCNTが接続された場合と反射制御回路 RCNTが接続されてヽな、場合の光変調器の Ε,Ο応答の周波数依存性を示す。

[0049] (Ll、 L2、 Lstub) = (390 μ m、 100 m、 0 m)：回路構成 C

[0050] なお、図 7に示す光変調器において、図 1に示した光変調器と同等の構成要素には図 1と同じ符号を付して、適宜説明を省略する。

[0051] 図 8によく示されるように、特性インピーダンス Z = 50 Ωの線路を直列に接続した回

0

路構成 Cの場合は、反射制御回路 RCNTが接続されてヽなヽ場合と比較して EZO 応答に何の変ィ匕も生じない。これは、電気信号の駆動系が 50 Ω系となっているため、この駆動系に特性インピーダンス Z = 50 Ωの線路を直列に接続したとしてもマイク

0

口波の反射には何ら影響がないからである。

[0052] このシミュレーション結果から、本実施例において EZO応答特性を大幅に変化させることが可能となる要因は反射制御回路 RCNTのインピーダンスの並列成分であることがゎカゝる。

[0053] [第 2の実施例]

次に、本発明の第 2の実施例について図 9を用いて説明する。

第 1の実施例では、光変調部の電気信号出力側に並列にインピーダンス成分を接続することにより反射電気信号を生成したが、本実施例は、光変調部の電気信号出力側に直列に反射制御回路 RCNTとして誘導性リアクタンスを接続することにより反射電気信号を生成するものである。

図 9は、本実施例にカゝかる光変調器の構成を示し、図 1に示す光変調器と同等の構成要素には図 1の場合と同じ符号を付して、適宜説明を省略する。 [0054] 図 9に示すように、第 2の電気信号線 4に直列に接続された素子 71はインダクタであり、そのインダクタンス値を L、角周波数を ωとすると、素子 71は + co Lの誘導性リァクタンス成分を有する。以下、このように素子 71が接続された回路構成を回路構成 Dという。

なお、インダクタはボンディング 'ワイヤ等により容易に実現することができる。

[0055] 図 9において、素子 71のインダクタンス値を L = 0. 04nHとしたときの電気信号の入力反射係数 S11および出力反射係数 S22の周波数依存性を、素子 71が接続されていない場合の反射係数とともに図 10に示す。図 10は、回路構成 Dの反射制御回路 RCNTが接続された場合と反射制御回路 RCNTが接続されてヽなヽ場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す。ここで、反射制御回路 RCN Tが接続されていない場合は、素子構造が入出力対称なので、 S11 = S22となる。

[0056] 図 10によく示されるように、回路構成 Dの反射制御回路 RCNTを光変調器に接続する、すなわち光変調素子 10の電気信号出力側に直列に誘導性リアクタンスを接続すると、反射制御回路 RCNTが接続されていない場合と比較して、約 30GHz以上の周波数領域において出力反射係数 S22を増大させることが可能となる。このときの EZO応答の周波数特性シミュレーション結果を図 11に示す。図 11は、回路構成 D の反射制御回路 RCNTが接続された場合と反射制御回路 RCNTが接続されていな V、場合の光変調器の EZO応答の周波数依存性を示す。

[0057] 図 11によく示されるように、回路構成 Dの反射制御回路 RCNTが接続された場合は、図 10で出力反射係数 S22が増大 (反射電気信号が増大)して!、る周波数領域で EZO応答が改善されて、ることがわ力る。

[0058] [第 3の実施例]

次に、本発明の第 3の実施例について図 12を用いて説明する。

本実施例は、光変調部の電気信号出力側に並列に反射制御回路 RCNTとして、リァクタンスを接続するとともに、直列に素子 71 (誘導性リアクタンス）を接続する構成、すなわち上述した第 1の実施例と第 2の実施例とを組み合わせたものに相当する。

[0059] 図 12は、本実施例にカゝかる光変調器の構成を示し、図 1に示す光変調器と同等の構成要素には図 1の場合と同じ符号を付して、適宜説明を省略する。具体例は図 13 に示され、光変調素子 10と反射制御回路 RCNTは分離され、両者の間はボンディングワイヤ 71 la— 711cで接続されている。この図 13の具体例の場合、直列伝送線路 4 a, 4bおよび先端開放スタブ構造 5は半絶縁性 InP基板上のコプレーナ線路によって形成されて!、る。図 2の光変調素子 10と反射制御回路 RCNTはモノリシック集積であるのに対し、本実施例の光変調素子 10と反射制御回路 RCNTはノ、イブリツド接続であるといえる。

[0060] 図 12において、光変調器の電気 Z光相互作用領域 11の電気信号出力側に素子 71が直接接続され、そのインダクタンス値を L、角周波数を ωとすると、素子 71は + ω Lの誘導性リアクタンス成分を有する。

[0061] 素子 71のインダクタンス値を L = 0. 04nHで固定し、特性インピーダンス Z = 50 Ω

0 のコプレーナ線路で構成される第 2の電気信号線 4aおよびインピーダンス成分としてのリアクタンス素子 (先端開放スタブ)の線路長を、以下の 2通りに変化させた。以下、それぞれの線路長の第 2の電気信号線 4aおよびインピーダンス成分 (リアクタンス素子)を有する回路を回路構成 E、 Fという。

[0062] (LI, L2, Lstub) = (650 μ m, 100 μ m, 70 ^ m) : 0{¾ j¾¾E

(LI, L2, Lstub) = ( 30 m、 100 μ m、 210 μ m)：回路構成 F

[0063] このときの EZO応答の周波数特性シミュレーション結果を図 14に示す。図 14は、回路構成 Ε, Fの反射制御回路 RCNTが接続された場合と反射制御回路 RCNTが接続されて!、な!、場合の光変調器の Ε,Ο応答の周波数依存性を示す。

[0064] 本実施例は、第 1の実施例および第 2の実施例と比較して、光変調素子 10の電気 Ζ光相互作用領域 11と出力終端抵抗を接続する電気信号線に接続される要素が、並列に接続された要素と直列に接続された要素の 2つに増えるため、電気信号の反射を制御するための自由度が増加するので、 ΕΖΟ応答特性における改善効果がより顕著である。

[0065] 例えば、回路構成 Ε (図 14において黒丸印）では、 40GHz程度の周波数領域まで EZO応答の絶対的な大きさを劣化させることなぐ平坦性が向上している。また、回路構成 F (図 14にお、て黒三角印）では、 100GHz程度の超高周波領域にぉ、ても EZO応答を大幅に改善させ、この場合の— 3dB帯域は 100GHzにも達する。このように EZO応答特性が改善されたのは、第 1および第 2の実施の形態と同様、電気信号の出力反射係数が助長されたことに起因する。

[0066] なお、第 1および第 3の実施例において、並列に接続される反射制御回路としてのインピーダンス成分は、リアクタンス素子一つだけであった力 ΕΖΟ応答特性の設計自由度を拡大するためには、図 15に示すように並列に接続される素子数を 2っ以上とする多段構成も有効である。図 15は、リアクタンス素子を多段構成とする回路を模式的に示す。

[0067] 図 15に示すように並列に接続されるリアクタンス成分を増やすと、電気信号の反射を制御 (助長)するための自由度がリアクタンス成分を増やした分増大するので、 ΕΖ Ο応答特性の設計自由度が拡大する。

[0068] (比較例 2)

上述した第 1および第 3の実施例では、反射制御回路 RCNTとしての並列リアクタンス素子は光変調器の電気信号出力側に接続されていた。そこで、並列リアクタンス素子を有する回路構成 Gの反射制御回路 RCNTが電気信号入力側に接続された光変調器について検討する。図 16は、回路構成 Gの反射制御回路 RCNTが接続された光変調器の構成を示す。

なお、図 16において図 1に示す光変調器と同等の構成要素については図 1と同じ符号を付して、適宜説明を省略する。

[0069] 図 16において、特性インピーダンス Z = 50 Ωのコプレーナ線路で構成される第 1

0

の電気信号線 3および反射制御回路 RCNTとしてのリアクタンス素子 (先端開放スタブ）の線路長をそれぞれ以下の通りにしたときの EZO応答の周波数特性シミュレ一シヨン結果を図 17に示す。図 17は、回路構成 Gの反射制御回路 RCNTが接続された場合と反射制御回路 RCNTが接続されて、な、場合の光変調器の EZO応答の周波数依存性を示す。

[0070] (L3、 L4、 Lstub) = (130 m、 100 m、 210 m)：回路構成 G

[0071] 図 17によく示されるように、並列リアクタンス素子が光変調素子 10の電気信号入力側に接続された場合も EZO応答を改善することが可能であり、回路構成 Gの場合では、およそ 40— 70GHzの周波数領域で EZO応答の改善効果が得られることがわかる。

[0072] 回路構成 Gの反射制御回路 RCNTにつ、て、電気信号の入力反射係数 S 11および出力反射係数 S22の周波数依存性および透過係数 S21の周波数依存性をそれぞれ図 18および図 19に示す。図 18は、回路構成 Gの反射制御回路 RCNTが接続された場合と反射制御回路 RCNTが接続されてヽなヽ場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す図、図 19は、回路構成 Gの反射制御回路 RCN Tが接続された場合と反射制御回路 RCNTが接続されて、な、場合の光変調器の電気信号の透過係数の周波数依存性を示す。

[0073] 図 18によく示されるように、図 17において EZO応答の改善効果が見られたおよそ 40— 70GHzの周波数領域に注目すると、回路構成 Gの反射制御回路 RCNTが接続された場合は、反射制御回路 RCNTが接続されていない場合と比較して、 S11および S22の値がともに低減されており、この周波数領域においてはインピーダンス整合状態となって、ることがわ力る。

[0074] また、これに対応して、図 19によく示されるように、回路構成 Gの反射制御回路 RC NTが接続された場合の S 21の値は、およそ 40— 70GHzの周波数領域にぉ、て反射制御回路 RCNTが接続されてヽな、場合よりも増大して、ることがわ力る。したがつて、 EZO応答の改善と電気信号の透過係数 S21の改善は、ほぼ完全な対応関係にあるといる。

[0075] この現象は、インピーダンス不整合により EZO応答の改善を図る回路構成 Bの反射制御回路 RCNTを接続した場合 (第 1の実施例）とは極めて対照的である。回路構成 Bの場合は、 EZO応答特性にぉ、て顕著なピーキングが見られる周波数領域では、電気信号の透過係数 S21は明らかに劣化してヽた（図 4および図 6参照)。

[0076] インピーダンス整合を用いた EZO応答の改善技術は、変調電気信号の入力端および出力端における反射を抑制して、光変調器に入力される電気信号を出力側に効率的に透過させることによって光変調器内の電気 Z光相互作用領域に効率的に信号電圧を供給するものであり、この結果として EZO応答特性の改善を得るものである。したがって、その設計思想は、入力端および出力端における電気信号の反射を抑制することによって入力側から出力側への電気信号の透過係数 S21、すなわち利得を改善するという、トランジスタ等を用いた通常の電気回路におけるインピーダンス整合と本質的には同じ設計思想であり、光変調器内を進行 (透過)する電気信号のみに着目したものであると言うことができる。

[0077] 一方、インピーダンス不整合を用いた EZO応答の改善技術は、光変調器内の透過 (入射)電気信号と、インピーダンス不整合によって発生する反射電気信号との重畳により、光変調器への信号電圧の印加を制御するものであるから、その設計自由度はインピーダンス整合を用いた技術より大幅に拡がるという利点がある。実際、図 1 6に示すようなインピーダンス整合を用いた構成（回路構成 G)では、 EZO応答の改善は図 17に示す程度しか行えな力つた。これに対して、図 1 (回路構成 A、回路構成 B)に示すインピーダンス不整合を用いた構成では、図 4によく示されるように大幅に EZO応答特性を変化させることが可能となる。

[0078] (比較例 3)

上述した第 2の実施例では、反射制御回路 RCNTとしての誘導性リアクタンスは光変調素子 10の電気信号出力側に直列に接続されている。そこで、誘導性リアクタンスを有する回路構成 Hが光変調素子 10の電気信号入力側に接続された光変調器について検討する。図 20は、回路構成 Hの反射制御回路 RCNTが接続された光変調器の構成を示す。

なお、図 20において、図 9に示す光変調器と同等の構成要素については図 9と同じ符号を付して、適宜説明を省略する。

[0079] 図 20において、素子 71 (インダクタ）のインダクタンス値を L = 0. 04nHとしたときの EZO応答の周波数特性シミュレーション結果を図 21に示す。図 21は、回路構成 H の反射制御回路 RCNTが接続された場合と反射制御回路 RCNTが接続されていな V、場合の光変調器の EZO応答の周波数依存性を示す。

[0080] 図 21によく示されるように、光変調素子 10の電気信号入力側に直列に誘導性リアクタンスを接続すると、入力マイクロ波周波数が増加するにつれて EZO応答が劣化することがわ力る。これは、光変調素子 10の電気信号入力側に周波数の増加とともに増大する Z= +j coLのインピーダンス成分が接続されるため、電気信号駆動系で発生したマイクロ波が光変調素子 10内の電気 Z光相互作用領域 11に達するまでに減衰してしまうからである。

[0081] [第 4の実施例 }

次に、本発明の第 4の実施例について図 22A-22Cを用いて説明する。本実施例は、光変調素子 10の電気信号出力端 2bに接続された電気信号線 4に対して反射制御回路 RCNTとして並列電気抵抗が接続されたものである。

図 22A, 22B, 22Cは、それぞれ回路構成 I, J, Kの反射制御回路 RCNTが接続された光変調器の構成を示す。なお、図 22において、図 1に示す光変調器と同等の構成要素には図 1の場合と同じ符号を付して、適宜説明を省略する。また、図 22〖こおいて、入力終端抵抗 81および出力終端抵抗 91の値はともに 50 Ωである。

[0082] 図 22Aに示す回路構成 Iの反射制御回路 RCNTの場合、第 2の電気信号線 4に反射制御回路 RCNTとしての並列電気抵抗が接地との間に接続されている。

図 22Bに示す回路構の反射制御回路 RCNTの場合、反射制御回路 5として並列電気抵抗に加えて、並列電気抵抗より光変調素子 10側の電気信号線 4に直列電気抵抗 7が接続されている。

図 22Cに示す回路構成 Kの制御回路の場合、反射制御回路 RCNTとしての並列電気抵抗に加えて、並列電気抵抗より出力終端抵抗側の電気信号線 4に直列電気抵抗 7が接続されている。

[0083] 図 22Aに示す回路構成 Iの場合の EZO応答特性の周波数特性シミュレーション結果を、反射制御回路 RCNTが接続されてヽなヽ光変調素子自体の EZO応答特性とともに図 23に示す。図 23は、回路構成 Iの反射制御回路 RCNTが接続された場合と反射制御回路 RCNTが接続されて、な、場合の光変調器の EZO応答の周波数依存性を示す。なお、本シミュレーションでは、光変調素子 10として第 1の実施例と同じものを仮定し、反射制御回路 RCNTの並列電気抵抗の値は 67 Ωとした。

[0084] 図 23によく示されるように、光変調素子 10の電気信号出力側に、反射制御回路 R CNTとして、並列電気抵抗を接続すると、終端抵抗の値を 50 Ωに維持したまま、低周波数側での EZO応答の絶対的な値を低下させるとともに高周波数側での EZO 応答の絶対的な値を改善して、周波数特性における平坦性を大幅に改善することができる。従来技術では、 EZO応答の周波数特性における平坦性を向上させるために出力終端抵抗 (負荷抵抗）自体の値を低減する必要があった。しカゝしながら、本実施の形態では、並列抵抗を付加することにより、電気信号駆動系のインピーダンスを標準的な値である 50 Ω力も変更する必要がな!、。

[0085] 回路構成 Iについて、電気信号の入反射係数 S11および出力反射係数 S22の周波数依存性を、反射制御回路 RCNTが接続されて、な、場合の反射係数とともに図 24に示す。図 24は、回路構成 Iの反射制御回路 RCNTが接続された場合と反射制御回路 RCNTが接続されて、な、場合の光変調器の電気信号の反射係数の周波数依存性を示す。ここで、反射制御回路 RCNTが接続されていない場合は、素子構造が入出力対称なので、 S11 = S22となる。

[0086] トランジスタ等を用いた通常の電気回路の場合とは異なり、光変調部を用いた回路では電気信号の出力側にのみ反射制御回路 RCNTを接続しているにもかかわらず入力反射係数 S 11を制御することが可能である。図 24によく示されるように、入力マイク口波周波数がおよそ 40GHzまでの領域では、反射制御回路（回路構成 I)が接続されて、る場合の S 11の値は、反射制御回路 RCNTが接続されて、な、場合とは逆、すなわち周波数の増加に対して減少する傾向を有する。特に、およそ 25GHzまでの領域において、反射制御回路 RCNTを接続することにより入力側の電気信号の反射が助長されている。

[0087] これに対応して、反射制御回路（回路構成 I)が接続されている場合の EZO応答は、図 23に示したように、およそ 40GHzまでの領域で周波数の増加とともに増大する傾向を示す。

[0088] このように、反射制御回路 RCNTとして光変調素子 10の電気信号出力側に並列電気抵抗のみを接続する回路構成 Iの場合によれば、 EZO応答の周波数特性における平坦性の改善が可能であるが、 EZO応答の絶対的な大きさは低周波側で低下してしまう。

[0089] 反射制御回路 RCNTとして光変調素子 10の電気信号出力側に並列電気抵抗のみを接続する回路構成 I〖こ対して、回路構， Kのように並列電気抵抗に加えて直列電気抵抗 7を接続することにより、 EZO応答特性の絶対的な大きさを含めた特性の改善が可能となる。回路構， Kの場合の EZO応答シミュレーション結果を図 25 に示す。図 25は、回路構、 Kの反射制御回路 RCNTが接続された場合と反射制御回路 RCNTが接続されて、な、場合の光変調器の EZO応答の周波数依存性を示す。

なお、図 25に示すシミュレーションにおいて、反射制御回路 RCNTとしての並列電気抵抗の値は回路構、 Kともに回路構成 Iと同じく 67 Ω、回路構の直列電気抵抗 7の値は 5 Ω、回路構成 Κの直列電気抵抗 7の値は 25 Ωとする。

[0090] 図 25によく示されるように、反射制御回路 RCNTとして並列電気抵抗に加えて直列電気抵抗 7も用いることにより、終端抵抗の値を 50 Ωに維持したまま、 EZO応答特性、特にその平坦性を EZO応答の絶対的な大きさを含めて改善することができ、かつ、—3dB帯域も拡大することが可能となる。

[0091] (比較例 4)

上述した第 4の実施例では、電気抵抗は光変調素子 10の電気信号出力側に並列に接続されていた。そこで、電気抵抗を有する回路構成 Mの反射制御回路 RCNT が光変調素子 10の電気信号入力側に接続された光変調器について検討する。図 2 6は、回路構成 Mの反射制御回路 RCNTが接続された光変調器の構成を示す。なお、図 26において、図 22に示す光変調器と同等の構成要素については図 22と同じ符号を付して、適宜説明を省略する。

[0092] 図 26において、反射制御回路 RCNTとしての並列電気抵抗の値を 67 Ωとしたときの EZO応答の周波数特性シミュレーション結果を図 27に示す。図 27は、回路構成 Mの反射制御回路 RCNTが接続された場合と反射制御回路 RCNTが接続されてヽな、場合の光変調器の Ε,Ο応答の周波数依存性を示す。

[0093] 図 27によく示されるように、光変調素子 10の電気信号入力側に反射制御回路 RC NTとしての並列電気抵抗を接続すると、 EZO応答の絶対的な値が大幅に劣化するため、実際のシステムへの応用には適さない。このような EZO応答の劣化は、光変調素子 10の電気信号入力側に電気抵抗成分が接続されるため、電気信号駆動系で発生したマイクロ波が光変調素子 10内の電気 Z光相互作用領域 11に達するまでに減衰してしまヽ、電気 Z光相互作用領域 11に信号電圧が有効に印加されな、ことに起因する。 [0094] [第 5の実施例]

次に、本発明の第 5の実施例について図 28を用いて説明する。

本実施例は、光変調部の電気信号出力側に並列に電気抵抗を接続するとともに、直列に誘導性リアクタンスを接続する構成、すなわち第 2の実施例と第 4の実施例を組み合わせたものに相当する。

図 28は、本実施例にカゝかる光変調器の構成を示す。なお、図 28において、図 9および図 22および示す光変調器と同等の構成要素には図 9および図 22の場合と同じ符号を付して、適宜説明を省略する。

[0095] 図 28において、第 2の電気信号線 4に直列に接続された素子 71はインダクタであり、そのインダクタンス値を L、角周波数を ωとすると、素子 71は + co Lの誘導性リアクタンス成分を有する。また、第 2の電気信号線 4の素子 71より出力終端抵抗側には、反射制御回路 RCNTとしての並列電気抵抗および直列電気抵抗 7が接続されている。以下、このような回路構成を回路構成 Nという。

[0096] 図 28に示す回路構成 Nが接続された光変調器において、素子 71のインダクタンス値を L = 0. 04nH、反射制御回路 RCNTとしての並列電気抵抗および直列電気抵抗 7の値をそれぞれ 67 Ω、 25 Ωとしたときの EZO応答の周波数特性シミュレーション結果を図 29に示す。図 29は、回路構成 Nの反射制御回路 RCNTが接続された場合と反射制御回路 RCNTが接続されて、な、場合の光変調器の EZO応答の周波数依存性を示す。

[0097] 図 29によく示されるように、回路構成 Nの場合は、 EZO応答特性をその絶対的な大きさを含めて大幅な改善が可能であり、 40GHz近傍を中心として極めて広い周波数領域にわたり EZO応答のピーキング効果が見られる。このようなピーキングが実現可能となると、例えば、光変調器を電気的に駆動するドライバー回路の出力電圧振幅が周波数の増加とともに低下するようなものであっても、光変調器からの光出力を 40GHz程度の周波数領域まで等化できるという利点がある。

[0098] なお、図 28に示す回路構成 Nでは直列電気抵抗 7が接続されているが、この直列電気抵抗がなくても同等の効果が得られる。

また、図 29において、低周波領域で EZO応答特性が周波数の増加とともに増大する傾向を示すのは、第一義的には、第 4の実施例と同じく電気信号の入力反射係数 S 11のプロファイルによる。

以上、第 1一第 5の実施例を通じて本発明を説明したが、それぞれの実施例を任意に組み合わせて良いことはいうまでもない。また、第 1一第 5の実施例においては、光変調素子として電界吸収型を例に説明したが、本発明は他の動作機構に基づく光変調素子、例えば、材料の屈折率変化を利用したマッハ'ツェンダー型光変調素子に対しても適用可能である。これは、本発明は光変調素子の電気 Z光相互作用領域における動作機構についてのものではなぐ電気 Z光相互作用領域に供給される電気信号の制御に関するものだ力である。

Claims

請求の範囲

[1] 光信号入出力端と電気信号入出力端と入力された光信号と電気信号とが相互作用する電気 Z光相互作用領域とを有する光変調素子と、

前記電気信号出力端に接続された電気信号線と、

この電気信号線に接続された反射制御回路と

を備え、

前記反射制御回路は、光変調素子の前記相互作用領域から出力された前記電気信号を積極的に反射するようにしたインピーダンス素子を含む

ことを特徴とする光変調器。

[2] 前記インピーダンス素子は、前記電気信号線と接地との間に接続されたリアクタンス素子である

ことを特徴とする請求項 1記載の光変調器。

[3] 前記リアクタンス素子は、スタブ構造の素子である

ことを特徴とする請求項 2記載の光変調器。

[4] 前記反射制御回路は、前記光変調素子から延在する前記電気信号線に直列に接続された他のインピーダンス成分をさらに含む

ことを特徴とする請求項 2記載の光変調器。

[5] 前記反射制御回路のインピーダンス成分は、前記電気信号線に直列に接続された誘導性リアクタンスである

ことを特徴とする請求項 1記載の光変調器。

[6] 前記反射制御回路のインピーダンス成分は、前記電気信号線と接地との間に接続された電気抵抗である

ことを特徴とする請求項 1記載の光変調器。

[7] 前記反射制御回路は、前記光変調素子から延在する前記電気信号線に直列に接続された他の電気抵抗をさらに含む

ことを特徴とする請求項 6記載の光変調器。

[8] 前記電気信号線に直列に接続されたインピーダンス成分は誘導性リアクタンスであることを特徴とする請求項 4記載の光変調器。

[9] 前記電気信号線は、出力終端抵抗に接続される

ことを特徴とする請求項 2記載の光変調器。

[10] 前記電気信号線は、出力終端抵抗に接続される

ことを特徴とする請求項 6記載の光変調器。

[11] 前記電気信号線に接続される出力終端抵抗の抵抗値は 50 Ωである

ことを特徴とする請求項 9記載の光変調器。

[12] 前記電気信号線に接続される出力終端抵抗の抵抗値は 50 Ωである

ことを特徴とする請求項 10記載の光変調器。

[13] 電気信号を前記相互作用領域に入力する電気信号線に接続された電気信号駆動系の入力終端抵抗と前記出力終端抵抗の抵抗値は等しい

ことを特徴とする請求項 9記載の光変調器。

[14] 電気信号を前記相互作用領域に入力する電気信号線に接続された電気信号駆動系の入力終端抵抗と前記出力終端抵抗の抵抗値は等しい

ことを特徴とする請求項 10記載の光変調器。

[15] 光信号入出力端と電気信号入出力端と入力された光信号と電気信号とが相互作用する電気 Z光相互作用領域とを有する光変調素子と、

前記電気信号出力端に接続された電気信号線と、

この電気信号線に接続された反射制御回路と

を用い、

光変調素子の前記相互作用領域から出力された前記電気信号をインピーダンス素子からなる前記反射制御回路により積極的に反射するようにし、生成された反射電気信号と前記入力された電気信号とを重畳させて、この重畳された電気信号により前記入力された光信号を変調する

ことを特徴とする光変調方法。

[16] 前記反射制御回路のインピーダンス素子は、前記電気信号線と接地との間に接続されたリアクタンス素子である

ことを特徴とする請求項 15記載の光変調方法。