WO2005067139A1

WO2005067139A1 - 増幅器

Info

Publication number: WO2005067139A1
Application number: PCT/JP2004/019526
Authority: WO
Inventors: Yuuichi Aoki
Original assignee: Nec Corporation
Priority date: 2004-01-05
Filing date: 2004-12-27
Publication date: 2005-07-21
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Description

明細書

増幅器

技術分野

[0001] 本発明は、増幅器に関し、特に、広範囲の出力電力制御を行う無線通信に用いる多段に接続された複数のトランジスタによって入力電力を増幅して出力する増幅器に関する。

背景技術

[0002] ェミッタ接地バイポーラトランジスタを用いた電力増幅器には、定電圧源に近い動作をするベースバイアス回路が不可欠である。ノィァス回路として定電流源よりも定電圧源の方が適する理由は以下の通りである。

[0003] 定電圧源でベースにバイアスを与えたェミッタ接地バイポーラトランジスタに、 RF入力を加えることを考える。入力電力が充分小さい場合、このェミッタ接地バイポーラトランジスタは小信号動作するため、そのコレクタ電流は、増幅器に信号を入力しない状態で流れる、わゆるコレクタバイアス電流にほぼ等、。

[0004] これに対し、入力電力を大きくして行くと、ェミッタ接地バイポーラトランジスタのコレクタ電流は増加し、コレクタバイアス電流の数倍以上に達する。このコレクタ電流の増加により、より高い飽和出力と低歪みが実現される。

[0005] 一方、定電流源でベースにバイアスを与えた場合、コレクタ電流はベースバイアス電流の hFE倍に常に保たれるため、入力電力を大きくしてもコレクタ電流の増加は生じない。従って、コレクタバイアス電流を、定電圧源でベースバイアスを与えた場合と同等に設定すると、大信号動作時の利得圧縮がより低い入力電力において生じる。即ち飽和特性が劣化し、付加電力効率の低下や線形性の劣化を招く。

[0006] また、コレクタバイアス電流を、定電圧源でベースバイアスを与えた場合でかつ入力電力が大きい場合のコレクタ電流と同等に設定すると、 RF信号が入力されない場合や入力電力が小さいときにも大きなコレクタ電流が流れるため、消費電力が増加するなどの問題点が生じる。

[0007] 以上の理由により、ェミッタ接地ノイポーラトランジスタを用いた電力増幅器には、定電圧源に近、動作をするベースバイアス回路が不可欠である。定電圧源に近ヽ動作をするベースバイアス回路の従来例として、特許第 3377675号公報に記載されている第 1の従来の増幅器がある。これを図 1に示した。この回路の動作を特許第 33 77675号公報の実施の形態に従って説明する。

[0008] 図 1 (特許第 3377675号公報の図 1参照）は特許第 3377675号公報の第 1の従来の増幅器の回路図であり、図 2 (特許第 3377675号公報の図 2参照）は図 1に示す回路中のトランジスタのベース及びダイオードにかかる電圧を示すグラフ、図 3 (特許第 3377675号公報の図 3参照）は、図 1の回路の入出力特性を示すグラフである。ノイポーラトランジスタより成るェミッタ接地増幅器を線形増幅器として使用する場合、図 1に示すようにベース側の B1点の印加電圧は、外部の電圧源 VBより印加された電圧を例えば抵抗 R1と R2による抵抗分割等で任意の電圧値に変換して、更に図中 B2点から B1点の間に B1点側をダイオードの力ソード端子側となるようにダイォード D1を挿入して与えられている。同時に B2点とアース電位との間に B2点力もバイァス抵抗側を見たインピーダンスに比べ、充分小さ!、インピーダンス値となるようなキヤパシタ C1が挿入されている。

[0009] 図 1のェミッタ接地トランジスタ Trlの動作点を A級にした場合、入力電力の電圧が図 5 (特許第 3377675号公報の図 9参照）の VIで示すように充分小さぐその振幅が B1点に与えられて!/、るバイアス電圧 VB1とベース ·ェミッタ間のダイオードの ON 電圧 V との電位差を越えない電圧振幅であるときは、上記トランジスタ Trlは線形動 th

作状態であり、利得'入出力電力の位相偏差は共に一定である。ところが、図 5の V2 で示すように入力電力の増加につれて、 B1点の電圧振幅 V2が増加し、上記 B1点に与えられているバイアス電圧 VB1とベース 'ェミッタ間のダイオードの ON電圧 V と

th の電位差を越えると、トランジスタ Trlは非線形動作状態となり、 A級としての動作点を保つことができず電力利得が徐々に減少していく。又、ベース'ェミッタ間のダイォードの ON電圧 V 以下の電位まで B1点の電圧値が振れると、上記トランジスタ Trl

th

のベース .ェミッタ間には、オン状態の時間と、オフ状態の時間とが発生する。

[0010] オン状態では、ベース'ェミッタ間のダイオードの入力インピーダンスは A級動作点を保っているときと等しいが、オフ状態のときは、上記ベース'ェミッタ間のダイオードの入力インピーダンスは A級動作点を保って、るときに比べ高、インピーダンスになるので、そのときの B1点の電圧値は、負側に大きく振れる。 A級動作点を保っている場合は、時間平均では B1点の電圧値は V で一定であつたが、上記のオフ状態のと

B1

きは時間平均では V よりも小さい電圧値となる。ベース 'ェミッタ間ダイオードのジャ

B1

ンクシヨン容量値は電圧依存性を持っている。従って、ベース'ェミッタ間への印加電圧が変動すると上記ベース'ェミッタ間ダイオードのジャンクション容量が変動し、エミッタ接地増幅器の入力インピーダンスが、入力電力が充分小さく A級動作を保っているときに比べ異なった値になる。

[0011] 一方、 B2点の電位は、定電圧源の電圧値と抵抗 Rl、 R2の分割比で決定され、入力電力の増カロに影響されないので、 B1点の電位が上述のように徐々に小信号動作時より下がってしまうと、図 1に示すダイオード D1にかかる電圧値 AVBE2は、図 2に示すように徐々に増加していく。そのため上記ェミッタ接地のトランジスタ Trlのべ一ス.エミッタ間ダイオードのジャンクション容量の変動とは、逆の変動をバイアス回路中のダイオード D1の持つジャンクション容量は行うことになる。従って、徐々に入力電力が増加していくと、入力電力の振幅が増加し、それに伴ってェミッタ接地トランジスタ Trlの入力インピーダンスが変動する力ダイオード D1のインピーダンスがそれを相殺するように変動するため、上記ェミッタ接地トランジスタ Trlの入力インピーダンスの変動を抑制し、通過位相偏差を従来回路に比べて小さくできる。更に、ダイォード D1にかかる電圧値が大きくなると、ダイオード D1を通ってトランジスタ Trlのベースに流れ込む電流値が増加するので、コレクタ電流が増加し、コレクタ端での出力電力の飽和を解消でき、電力利得の減少も改善することができる。

[0012] し力しながら、入力電力が高くなり、ダイオード D1に流れるノィァス電流が増えると、抵抗 R1による電圧降下により電圧が低下し、図 2の B2点の電位までもが下がってきてしまうためもはや定電圧源として動作できなくなってしまう。このため、ダイオード D1に流れる電流が無視できるくらいに抵抗 R2に流れる電流を増やさなければならないという第 1の問題がある。

[0013] この第 1の問題を軽減したのが同じく特許第 3377675号公報の図 4に記載されている、図 4の第 2の従来の増幅器である。図 4において、バイポーラトランジスタ Tr2は抵抗 R1、R2で電源電圧 VBを分割するベースバイアス回路の B2点とトランジスタ Tr 1のベース間に上記トランジスタ Tr2のベース'ェミッタが順方向になるように接続されており、上記トランジスタ Tr2のコレクタには、電源電圧 VCが印加される。ベースバイァス回路中の B2点即ち上記トランジスタ Tr2のベース端子と接地点との間には、上記ベース力もバイアス用抵抗 R1、R2を見たときのインピーダンスよりも充分小さいィンピーダンスとなるようなキャパシタ C1が挿入されている。

[0014] この第 2の従来の増幅器は、図 1に示すベースバイアス回路に設けたダイオード D1 の PN接合を利用したものに対して、トランジスタ Tr2のベース 'ェミッタ間の PN接合を利用するもので、回路の動作はダイオード D1をベースノィァス回路に設けた図 1 に示す第 1の従来の増幅器の場合と実質的に同じである。ただ、上記トランジスタ Tr 2は増幅回路を形成しているので、ベースバイアス電流はこのトランジスタ Tr 2によつて増幅され、ェミッタ接地トランジスタ Trlのベースに供給される。従って、上記抵抗 R 1、 R2で構成した、もとのベースバイアスを生成するベースバイアス回路に流れる電流を低減することができる。

[0015] し力しながら、低減されるとは言え、第 2の従来の増幅器にも、第 1の従来の増幅器と同様にトランジスタ Tr2のベースに流れる電流が無視できるくら!/、に抵抗 R2に流れる電流を増やさなければならないという第 1の問題が発生するのは同様である。さらに、ェミッタ接地バイポーラトランジスタは相互コンダクタンスが極めて高いため、ベースに与える電圧を厳密に与える必要がある力その電圧を抵抗 Rl、 R2による抵抗分割で与えている第 1および第 2のバイアス回路では、温度や製造ばらつきなどによるベース'ェミッタ間電圧変動の影響を大きく受けるという第 2の問題も生じる。

[0016] この第 1および第 2の問題を軽減したの力特開 2002-9559号公報に記載されている第 3の従来の増幅器である。第 3の従来の増幅器の回路図を図 6 (特開 2002-9 559号公報の図 5参照）に示す。第 3の従来の増幅器では、抵抗 18を直接接地せず、ノイポーラトランジスタ Tr 19とバイポーラトランジスタ Tr20からなる基準電圧回路を介して接地されている。バイポーラトランジスタ Tr 19のベースの電位は、バイポーラトランジスタ Tr20の VBEとバイポーラトランジスタ Trl9の VBEの和に等しくなる。

[0017] 本回路は、バイポーラトランジスタ Tr20のコレクタ電流密度と、パワートランジスタ Tr 22のコレクタ電流密度が等しくなるように設計されている。従って、バイポーラトランジスタ Tr20の VBEとパワートランジスタ Tr22の VBEは等しい。

[0018] パワートランジスタ Tr22のベース電流はバイポーラトランジスタ Tr21のェミッタ電流に等しぐバイポーラトランジスタ Tr20のベース電流はバイポーラトランジスタ Trl 9のェミッタ電流に等しぐバイポーラトランジスタ Tr20のェミッタ面積はバイポーラトランジスタ Trl 9のそれと等しく、かつパワートランジスタ Tr22のェミッタ面積はバイポーラトランジスタ Tr21のそれより大きく設定されている。従って、バイポーラトランジスタ Tr 21の VBEの方力バイポーラトランジスタ Trl 9の VBEよりも大きくなる。抵抗 18の電圧降下は、バイポーラトランジスタ Tr21の VBEとバイポーラトランジスタ Trl9の VBE の差と等しくなる。

[0019] ここで、簡単のためトランジスタの直流電流増幅率が全て等しい j8であるとすると、 [0020] [数 1]

ΙΟ_τ,₂₂ = ( 1 )

ここで、バイポーラトランジスタ Tr20のコレクタ電流密度と、パワートランジスタ Tr22 のコレクタ電流密度が等しくなるように設計されていることから、 IC と IC の関係

Tr22 Tr20 はパワートランジスタ Tr22とバイポーラトランジスタ Tr20の面積比の関係に等しい。パワートランジスタ Tr22の面積を S 、バイポーラトランジスタ Tr20の面積を S とす

22 20 ると、

[0021] [数 2]

となり、 j8 ²》lの場合は IC = (S ZS ) 1 の電流源となる。

Tr22 22 20 ref

この回路は、温度や製造ばらつきによる VBEの変化が互いに打ち消しあうため、前述の第 2の問題を軽減できる。前述の第 1の問題に関しても、入力パワーの増加によるパワートランジスタ Tr22の VBEの低下はバイポーラトランジスタ Tr20の VBEに影響せず打ち消しあわないため、定電圧源に近い動作をすることができる。

[0023] ここで I は、

ref

[0024] [数 3] j B - VBE_Tr2X - VBE_{Tr22 ( 3 )}

で与えられるため、 VBE変動の影響を受ける。

[0025] し力し、図 4に示した第 2の従来の増幅器のバイアス回路力トランジスタ Tr2のべースに流れる電流が無視できるくらいに抵抗 R2に流れる電流を増やさなければならなヽと、う第 1の問題を持って、たのに対し、図 6の第 3の従来の増幅器のバイアス回路では、面積比を大きくとれば I の値を小さくできるため、 R17の値を大きくするこ

ref

とができ、変動は小さく抑えられる。

[0026] 以上では、特許第 3377675号公報の実施の形態に従い、増幅トランジスタを A級にバイアスする場合を考えてきた。以降では、これらの従来の増幅器を、 B級もしくは、 B級に近い AB級でバイアスする場合について説明する。 W— CDMAなどの CDM A携帯電話端末では、遠近問題 (近、端末力の電波の影響により遠くにある端末と通信できなくなる問題)を避けるために、 50dBを超える大きな出力電力制御を行っている。したがって、基地局の多い地域では低い電力で通信する頻度が増える。低い電力で送信する場合の出力電力に対する消費電力の割合は、増幅器の動作を A級力 B級に近づけるほど小さくなる。つまり、増幅器を B級に近い状態で動作させるほど高ヽ電力付加効率が得られる。

[0027] ここで、 B級に近、動作をするェミッタ接地増幅回路を、定電圧源に近!、動作をする前述の第 1乃至第 3の従来の増幅器のバイアス回路でバイアスする場合を考える。 B級に近、状態でバイアスしたェミッタ接地増幅回路はベース ·ェミッタ間ダイオードの整流作用により、入力電力の増加に伴、ベース電流が増えるため図 7に示すように利得拡張を起こす。

[0028] この利得拡張特性を持つアンプに W— CDMA信号のような電力変化を伴う広帯域変調された信号を入力すると利得変動が起きるが、このため信号が歪んでしまうという第 3の問題を引き起こす。この信号の歪みは図 8に示すように、通信チャネルの隣にある隣接チャンネルへの妨害波となって現れる。通信チャネルの信号強度と隣接チャネルの妨害波の強度の比を隣接チャネル漏洩電力（ACPR)と呼ぶ。

[0029] この第 3の問題を解決するための従来例として、特開 2000-183663号公報、特開 2002— 111400号公報、特開 2002— 171145号公報、特開平 10— 135750号公報に挙げられるような歪みキャンセル手法がある。これらの手法には、図 9に示すように、第 2増幅段に示す利得拡張特性を持つ増幅段に対し、第 1増幅段に示すもう一方の増幅段を、利得圧縮特性を持つようにすることで、両者の利得変動を打ち消し、歪み低減を図ると、う共通点がある。以下ではこの利得拡張増幅段と利得圧縮増幅段の歪み相殺について説明する。

[0030] 任意の増幅器の増幅特性をティラー展開したものを、

[0031] [数 4]

n とする。

[0032] この増幅器に、

[0033] [数 5]

V_in = A(sm ω_χί + sin ω₂ί) ( 5 ) という 2波の正弦波を入力すると、増幅器の非線形性により主信号および歪み成分変化が生じる。

[0034] (4)に（5)を代入し、 η= 5まで計算すると、 V の周波数 ω の成分は、

out 1

[0035] [数 6]

となる。

[0036] sinの係数のうち、 a は増幅率 (つまり利得）、残りは利得の入力振幅に対する変動（つまり利得拡張カゝ利得圧縮か)を表す。また V の周波数成分 2 ω — ω は、 out 1 2

[0037] [数 7]

Vout

+ ⁵ jsin(2 - ω₂ )ί ( 7 ) となる。

[0038] (7)は、 V の 3次相互変調歪み（ΙΜ3)成分である。ここで、 aと a、 aが同符号の out 1 3 5

とき、 (6)は、入力振幅 Aの広い範囲で、 Aにつれて利得が増大する利得拡張特性を示す。また、同じ条件のとき、（7)の sinの係数は、（6)の sinの係数と同じになる。この場合を基本波と IM3の位相が同じであると定義する。

[0039] 通常、違う周波数の信号で位相は定義できな、が、この場合入力に（5)に示した信号を用いているため、周波数（ω — ω

2 1 )Ζ2πだけ離れた 2波の位相は、 2π Ζ( ω

2 ω )秒毎に揃う。同じぐ（ω — ω ) Ζ2 πだけ離れた基本波と ΙΜ3の位相角は、 2

1 2 1

π / ( ω ~ ω )秒毎に同じ角度を持っため、「位相が同じ」または「位相が逆」という

2 1

言葉で定義している。（6)、（7)は入力電力の広い範囲に渡って利得拡張を起こして V、る場合は基本波と ΙΜ3の位相が同じであることを示して!/、る。

[0040] ここで、前段の歪みを後段が増幅した ΙΜ3の位相と、後段が基本波を増幅することで発生する ΙΜ3の位相が ± 90度以上違っていれば歪みの相殺現象がおきる。そこで、以降では簡単のため基本波と ΙΜ3の位相角が士 90度以内の場合を「位相が同じ」とし、それ以上の場合を「位相が逆」と表現する。

[0041] 図 6に示した第 3の従来の増幅器を Β級に近い ΑΒ級にバイアスし、解析した場合の基本波と ΙΜ3信号の位相の関係を例として図 10に示す。ここで ΙΜ3信号の大きさは基本波と比較して小さ、ため 10倍に拡大して表示して、る。位相の絶対値は単に入出力の遅延を表しているだけなので特に意味を持っていない。また、そのときの利得拡張の様子を図 11に示す。

[0042] 図 11には図 10に描画した入力電力範囲を矢印で示してある。多くの場合、利得拡張特性を示す増幅器では、基本波と IM3の位相が同じである。図 12の利得可変増幅器と乗算器を用いた利得拡張増幅器を用いて解析を行った場合の基本波と IM3 信号の位相の関係の例を図 13に示す。ここでも IM3の大きさは 10倍に拡大して表示している。図示されるように、基本波と IM3の位相が同じである。また、そのときの利得拡張の様子を図 14に示す。図 14は利得拡張特性を示してヽる。

[0043] 逆に、多くの場合、利得圧縮特性を示す増幅器では、基本波と IM3の位相が逆である。利得拡張増幅器の場合と同じぐ図 12の利得可変増幅器 (利得制御端子の制御特性を逆にして用いてヽる）と乗算器を用いた利得拡張増幅器を用いて解析を行つた場合の基本波と IM3信号の位相の関係の例を図 15に示す。ここでも IM3の大きさは 10倍に拡大して表示している。図示されるように、基本波と IM3の位相が逆である。また、そのときの利得拡張の様子を図 16に示す。図 16は利得圧縮特性を示している。

[0044] つまり、利得拡張増幅段と利得圧縮増幅段を組み合わせて歪みを低減できる理由は、それぞれの段で基本波と IM3の位相角が反転しているため、前段で出た IM3を後段が増幅したものと、後段が基本波を増幅することにより発生した IM3が反対の位相を持ち、相殺しているからである。

[0045] それぞれの従来例では以下のようにして歪み低減を図って!/、る。まず、特開 2000

183663号公報記載の従来例では、図 9における第 1増幅段を、利得拡張特性を持つよう FET増幅回路のゲートバイアスを B級に、第 2増幅段を、利得圧縮特性を持つよう FET増幅回路のゲートバイアスを AB級にすることにより、利得拡張特性と利得圧縮特性をキャンセルさせ歪みを低減して、る。

[0046] 次に、特開 2002—111400号公報記載の従来例では、図 9における第 1増幅段を、利得拡張特性を持つよう HBT増幅回路のベースノィァスを AB級に、第 2増幅段を、利得圧縮特性を持つよう HBT増幅回路のゲートバイアスを A級にすることにより、利得拡張特性と利得圧縮特性をキャンセルさせ歪みを低減している。

[0047] そして、特開 2002— 171145号公報記載の従来例では、図 9における第 1増幅段を、利得圧縮特性を持つよう MES増幅回路のゲートバイアスを A級に、第 2増幅段を、利得拡張特性を持つよう MOS増幅回路のゲートバイアスを AB級にすることにより、利得拡張特性と利得圧縮特性をキャンセルさせ歪みを低減して、る。

[0048] 最後に、特開平 10— 135750号公報記載の従来例では、図 9における第 1増幅段を、利得拡張特性を持つよう HBT増幅回路のベースバイアスを AB級もしくは C級に、第 2増幅段を、利得圧縮特性を持つよう HBT増幅回路のゲートバイアスを A級にすることにより、利得拡張特性と利得圧縮特性をキャンセルさせ歪みを低減している。

[0049] 簡単のため、これらの従来例を総じて第 4の従来の増幅器と呼ぶ。これら第 4の従来の増幅器は、利得拡張増幅段と利得圧縮増幅段を組み合わせて歪み低減を図つているために、低出力時の電力付加効率の良い利得拡張特性を持つアンプを、全ての増幅段に適用することができないという第 4の問題を持っている。

[0050] 他に、位相反転させた歪み成分を相殺させることにより歪み低減を図った従来例として、特許 3337766号公報、特開 2003— 338713号公報に挙げられるような、差周波数注入技術がある。

[0051] 図 17は、特許 3337766号公報の図 9に示された 2次歪み（差周波数）注入による歪み補償の説明図である。非線形素子に差周波数を注入することにより、位相反転させた歪み成分を相殺させて!/、る。

[0052] (4)にお、て、入力信号を

[0053] [数 8]

V_in = A\ sin ω_λί + sin ω + Ό cos{co₂ - co_x )t) ( 8 ) という 2波の正弦波とその差周波をカ卩えたものであるとして、（4)に（8)を代入し n= 5 まで計算すると、増幅器の非線形性により生じる V の基本波（ω )の成分は、 out 1

[0054] [数 9]

V out Id)]

{a, A +

+ α₂Α D

となる。

[0055] また V の ΙΜ3 (2 ω — ω )成分は、

out 1 2

[0056] [数 10]

-α₃ ^³ ίΐ + Ζ)² )+— l + 3D^z + -D + 16α₂Α² + -a₄A (9D + 3D³ ) 4 ³ ' 8 2 、 ' χ sin(2<a₁ - ω₂ )ί

( 1 0 ) となる。

[0057] よって、注入量 Dを (負の）適当な値に選べばある入力振幅 Αにおいて数 10に示した IM3成分を小さくできることがわかる。し力しながら、入力振幅 Aの値と独立に IM3 を小さくするような注入量 Dを選べな!/、ため、フィードバックやフィードフォワードなど何らかの方法で注入量を最適にする必要が生じる。

[0058] 簡単のため、特許 3337766号公報、特開 2003— 338713号公報の従来例を総じて第 5の従来の増幅器と呼ぶ。第 5の従来の増幅器では、最適な注入量が入力振幅に依存するため、フィードバックやフィードフォワードなどによる注入量調整が必要になると、う第 5の問題を持って、る。

[0059] 以上まとめると、従来技術には、次のような問題点がある。

[0060] 前述した第 3の問題点の通り、第 1乃至第 3の従来の増幅器の課題は、低出力時の電力付加効率を上げるために B級に近、状態でバイアスして用いると、利得拡張により信号が歪んでしまうことである。

[0061] また、前述した第 4の問題点の通り、第 4の従来の増幅器の課題は、前述の第 3の問題点があるために、低出力時の電力付加効率の良い増幅段を、全ての段に用いることができなヽと、うことである。

[0062] そして、前述した第 5の問題点の通り、第 5の従来の増幅器の課題は、差周波信号の注入は、最適な注入量が入力振幅に依存するため、フィードバックやフィードフォワードなどによる注入量調整が必要になるということである。

発明の開示 [0063] 本発明の第 1の目的は、利得拡張特性を持つ増幅段に対して、歪みを反転する手段を提供することにある。

[0064] 本発明の第 2の目的は、低出力時の電力付加効率の良い B級に近い状態でバイァスして利得拡張特性を持つ増幅段を多段増幅器の全ての段にぉ、て用いる手法を提供することにある。

[0065] 本発明の第 3の目的は、 B級に近、状態でバイアスして利得拡張特性を持つ増幅段を多段増幅器の全ての段において用いる手法をフィードバックやフィードフォヮ一ドなどの最適量制御をすることなく提供することにある。

[0066] 本発明の増幅器は、入力電力または出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ増幅器において、前記増幅器に周波数の近い 2波の信号を入力した際、前記 2波の信号の位相が同じになる瞬間における 3次相互変調歪みの位相力前記 2波の信号の位相より 90度以上回転する出力特性を持つことを特徴とする。

[0067] 本発明によれば、多段増幅器において、各段の歪みを互いに相殺することができる。また、低出力時の電力付加効率の良い B級に近い状態でバイアスして利得拡張特性を持つ増幅段を多段増幅器の全ての段において用いることができる。

図面の簡単な説明

[0068] [図 1]第 1の従来の増幅器を説明する回路図である。

[図 2]第 1の従来の増幅器の入力電力に対する各点の電位差について説明する図である。

[図 3]第 1の従来の増幅器の入力電力に対する利得と位相の変動について説明する図である。

[図 4]第 2の従来の増幅器を説明する回路図である。

[図 5]第 1の従来の増幅器を説明する図である。

[図 6]第 3の従来の増幅器を説明する回路図である。

[図 7]利得拡張特性について説明する回路図である。

[図 8]隣接チャネル漏洩電力（ACPR)について説明する図である。

[図 9]第 4の従来の増幅器を説明する図である。 [図 10]第 3の従来の増幅器を B級に近い AB級にバイアスした場合の基本波と IM3信号の位相の関係を示す。

[図 11]第 3の従来の増幅器を B級に近い AB級にバイアスした場合の入力電力と利得の関係を説明する図である。

圆 12]利得拡張増幅器について説明する回路図である。

圆 13]—般的な利得拡張増幅器における、基本波と歪みの位相関係を説明する図である。

圆 14]図 12の回路で利得拡張増幅器をつくった場合の入力電力と利得の関係を説明する図である。

圆 15]—般的な利得圧縮増幅器における、基本波と歪みの位相関係を説明する図である。

圆 16]図 12の回路で利得圧縮増幅器をつくった場合の入力電力と利得の関係を説明する図である。

圆 17]第 5の従来の増幅器について説明する図である。

圆 18]第 2の従来の増幅回路の基本波と歪みの位相関係を説明する図である。圆 19]第 2の従来の増幅回路の出力電力と利得の関係を説明する図である。

[図 20]第 2の従来の増幅回路のトランジスタ Trlのベース'ェミッタ間電圧とトランジスタ Tr2のェミッタ電流との関係を説明する図である。

圆 21]第 2の従来の増幅回路の基本波と歪みの位相関係を説明する図である。圆 22]第 2の従来の増幅回路の出力電力と利得の関係を説明する図である。

圆 23]第 2の従来の増幅回路の基本波と歪みの位相関係を説明する図である。圆 24]本発明の第 1の実施の形態を示す図である。

圆 25]本発明の第 2の実施の形態を説明する回路図である。

圆 26]本発明の第 2の実施の形態における基本波と歪みの位相関係を説明する図である。

圆 27]本発明の第 2の実施の形態を示す図である。

圆 28]本発明の第 2の実施の形態を説明する回路図である。

圆 29]本発明の第 2の実施の形態における基本波と歪みの位相関係を説明する図である。

[図 30]本発明の第 3の実施の形態を示す図である。

[図 31]本発明の第 4の実施の形態を示す図である。

[図 32]本発明の第 5の実施の形態を示す図である。

[図 33]本発明の第 6の実施の形態を示す図である。

[図 34]本発明の第 6の実施の形態を説明する回路図である。

[図 35]本発明の第 6の実施の形態における基本波と歪みの位相関係を説明する図である。

[図 36]本発明の第 6の実施の形態におけるトランジスタ 26のェミッタ電位の瞬時地と、同じくトランジスタ 26のェミッタ供給される電流の関係を説明する図である。

[図 37]本発明の第 7の実施の形態において、多段増幅器での歪み相殺の概念を示す図である。

[図 38]本発明の第 7の実施の形態を示す図である。

[図 39]本発明の第 7の実施の形態を説明する回路図である。

[図 40]本発明の第 7の実施の形態を説明する回路図である。

[図 41]本発明の第 7の実施の形態による歪み相殺を説明する図である。

発明を実施するための最良の形態

[0069] まず、本発明の原理について説明する。

[0070] 本発明の増幅器は、入力電力を増幅して出力電力とし、前記入力電力または前記出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ増幅器であり、前記増幅器が入力に高周波にお V、て振幅を圧縮する機構を持つことを特徴とする。

[0071] 本発明を多段増幅器に用いる場合は、入力電力を増幅して出力電力とし、少なくとも 2段以上の増幅段が前記入力電力または前記出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ多段増幅器であり、前記増幅段のうち終段以外の少なくとも 1段が (利得拡張電力範囲において)、入力に高周波において振幅を圧縮する機構を持つことを特徴とする。

[0072] 第 4の従来の増幅器として示した従来例では、利得拡張増幅段と利得圧縮増幅段を組み合わせて歪み低減を図っていた。多くの増幅器ではこの関係が成り立つが、利得拡増幅段と利得圧縮増幅段を組み合わせれば歪み低減できると、うのは、必ずしも本質的ではない。なぜならば、数 4の増幅器の特性は、入力の瞬時値が出力の瞬時値としてどう、う値をとるかと!/、う関係を与えて、るだけであり、例えば増幅器を B 級に近いバイアスとした場合に、入力電力の増加とともにバイアス量が増えて利得拡張すると、うような効果は含んで、な、。

[0073] これはつまり、平均入力電力の増加にともないバイアス量が増えて利得拡張するような B級に近いバイアスの増幅器でも入力の瞬時値と出力の瞬時値の関係を変えることにより基本波と IM3の位相を逆にすることが出来るということである。本発明の増幅器では、増幅器入力の瞬時振幅が圧縮するような振幅圧縮特性を持たせることによって、利得拡張特性を持ち、基本波と IM3の位相が逆になる特性を持たせた増幅段と、同じく利得拡張特性を持ち、基本波と IM3の位相が同じである特性を持つ通常の増幅段との間で、歪みを相殺することで、出力にあらわれる歪みを低減する。し V、ては、低出力時にぉ、て効率の良、B級に近、状態にバイアスした増幅段を増幅器の全ての段に使うことができるようになる。

[0074] 作用についてさらに詳しく説明するために、図 4に示した第 2の従来の増幅器において、端子 B2を定電圧源でバイアスした場合を例にとって説明する (前述した入力電力が上がると B2の電位が下がるという第 1の問題は、 B2を定電圧源でバイアスすることにより回避されている。また、温度や製造ばらつきに関する第 2の問題はここでは想定しない)。第 2の従来の増幅器を B級に近いバイアスで用いた場合、ある一定の条件を満たすことにより、利得拡張領域で歪みを反転させる増幅器になり得る。

[0075] その条件とは、増幅トランジスタ Trlに対して、ノィァス供給トランジスタ Tr2のサイズが 10分の 1以上の大きさであり、また、入力振幅がある程度大きいことである。図 1 8に、 Trlの面積: Tr2の面積の比を 5:1にしたものを増幅器 Aとして、増幅器 Aを解祈した場合の基本波と IM3の位相の関係を示す。 IM3は 50倍に拡大して表示している。入力が小さいとき、 IM3は最初基本波と同じ方向に生じた後反転して基本波と逆転する。図 19に、このときの出力電力対利得の関係を示す。図 18に表示した電力範囲は出力電力 16dBm以下の利得拡張している範囲なので、利得拡張電力範囲でも基本波と IM3の位相が逆になつている。

[0076] 振幅が大きなときに IM3の位相が逆になる理由は以下の通りである。図 20にトランジスタ Trlの VBEの瞬時値とトランジスタ Tr2のェミッタカゝら供給される電流の関係を示す。この図はトランジスタ Tr2の内部インピーダンスを表す負荷線である。図中に示した 2本の線は、 2周波数を入力し、出力が 16dBm、 6dBmとなる場合の最大振幅付近（2周波がちょうど足し合わさる瞬間）の負荷線を表して、る。図からわかるように、小振幅時と比較して、大振幅が入った場合にはベース電位が下がったときの Tr2の出力インピーダンスが極端に小さくなつていることがわかる。

[0077] このインピーダンスの変化により入力信号の一部はバイアス回路側に漏れる形になり、振幅の瞬時値は圧縮され、出力の基本波と IM3の位相が逆になる。

[0078] ここで、 Trlの面積を 7.2倍拡大し、 Trlの面積: Tr2の面積の比を 36: 1にしたものを増幅器 Bとする。そして、増幅器 Bを解析した場合の基本波と IM3の位相の関係を図 21に示す。 IM3は同じく 50倍に拡大して表示している。図 22に、このときの出力電力対利得の関係を示す。図 21に表示した電力範囲は出力電力 16dBm以下の利得拡張している範囲である。この場合、基本波と IM3の位相が同じになっている。これは、 Trlの面積を拡大したことにより Trlのベースの入力インピーダンスが下がったため、バイアス回路のインピーダンスが変化して小さくなつた場合の影響が見えにくくなったためである。これは、 Trlのベースインピーダンスが下がったことにより、同じ入力電力での電圧振幅が小さくなるため、 Tr2の出力インピーダンスを下げるまで振幅を振り込むための入力電力が等価的に高くなるとも言い換えられる。

[0079] ここで、増幅器 Aがある入力電力範囲で基本波と IM3の位相が逆になり、増幅器 B が基本波と IM3の位相が同じであるならば、増幅器 Aを前段、増幅器 Bを後段とした 2段増幅器では歪みを低減できるように見える力そうではない。図 22より、出力 16d Bmのときの利得は約 14dBだとわ力るので、増幅器 Bには 2dBmの入力電力が入る。増幅器 Aの出力電力 2dBmのときの基本波と IM3の関係を図 23に示す。この場合、基本波と IM3の位相は同じであるため、増幅器 Aで生じた IM3を増幅器 Bで増幅したものと、増幅器 Bで生じた IM3が足し合わされ、歪みは増加してしまう。

[0080] ここで、本発明の増幅器では、入力端子から見た増幅トランジスタ側の入力インピ一ダンスを大きく見せることにより、増幅器歪みは、より低い入力振幅力基本波と IM 3が逆の位相を持つようになり、後段の基本波と IM3が同じ位相である増幅器と歪みを相殺することができるようになり、しいては、低出力時において効率の良い B級に近い状態にノィァスした増幅段を増幅器の全ての段に使うことができるようになる。

[0081] さらに、本発明を多段増幅器に用いる場合では、前段で発生させた歪みと後段で発生させた歪みを相殺させて!/、る。通常 IM3は入力電力増加分の 3倍増加するため、前段と後段の歪み量は連動して増える。そのため、本発明によれば、フィードバック、フィードフォワードなど入力電 -力 4 _ に応じた最適制御を行なうことなしに、入力電力の

4

広、範囲で歪み低減効果を得ることができる。

[0082] ここで、入力部に振幅圧縮を持たせることで利得拡張増幅器の歪みを低減できる例として、主信号の³倍波を注入する場合を考える。

[0083] (4)において、入力信号を

[0084] [数 11]

V_in = A {sin ω_χί + sm ω₂ί + Z)(sin 3<w + sin 3<¾₂ί )} ( 1 1 ) という 2波の正弦波とその 3倍波をカ卩えたものであるとする。正弦波に 3倍波をカ卩えると、基本波のピーク値で 3倍波が逆位相のピーク値を持つことになるので、最大振幅が圧縮される。

[0085] (4)に（11)を代入し η= 5まで計算すると、増幅器の非線形性により生じる V の基

out 本波（ω )の成分は、

[0086] [数 12]

25 ,

a_iA + -a₃A³l l - -D² H α₅Α' \ - ^D + -D² - -D' + -D⁴

4 8 10 5

X smiy

( 1 2 ) となる。

[0087] また V の ΙΜ3 (2 ω —ω )成分は、 [0088] [数 13]

( 1 3 ) となる。

[0089] よって、注入量 Dを適当な値に選べばある入力振幅 Aにおいて（13)に示した IM3 成分を小さくできることがわかる。この場合、（10)とは違い、各項を独自に消すことができる。例えば、 D = 0.5とすれば IM3の aの項が 0になる。よって、注入量をある値

3

に固定したままでも、比較的広!、入力振幅 Aの範囲で歪みを低減できる。

[0090] 以下、具体的な実施の形態について説明していく。

[0091] (第 1の実施の形態）図 24は本発明の第 1の実施の形態である基本波に対する IM 3の位相を逆にする増幅器を表す図である。増幅トランジスタ 1はェミッタ接地増幅回路を形成し、トランジスタ 1のベースはインピーダンス素子 2を介して入力整合回路 3とバイアス供給ダイオード 4の力ソードに接続されて、る。バイアス供給ダイオード 4のアノードは高周波で十分低いインピーダンスとなる基準電源 5に接続されている。トランジスタ 1のコレクタは、負荷 6を介してコレクタ電源 7に接続され、また出力整合回路 8を介して出力端子 9につながれている。

[0092] 本実施の形態を表す図 24は、第 1の従来例を表す図 1に対応している。図 24に示す第 1の実施の形態と、図 1の第 1の従来例を比較すると、従来技術がバイアス供給ダイオード D1の力ソードを直接増幅トランジスタ Trlのベース端子に接続しているのに対し、本実施の形態では、バイアス供給ダイオード 4の力ソードは、インピーダンス素子 2を介して増幅 Trlに接続されて!、る。インピーダンス素子 2を接続することにより、入力端子 10から見た増幅トランジスタ 1の入力インピーダンスを高く見せ、基本波と IM3の位相が逆になる状態を低い入力電力力達成する。ここで、ノィァスはインピーダンス素子 2を介して増幅トランジスタ 1に供給されて、るため、このインピーダンス素子 2は直流電流を阻止しないものである。本実施の形態は後述の実施の形態 2 と効果や動作がほぼ同じなので、第 2の実施の形態において、まとめて説明する。 [0093] (第 2の実施の形態）図 27は本発明の第 2の実施の形態である基本波に対する IM 3の位相を逆にする増幅器を表す図で、第 2の従来例の図 4に対応している。本実施の形態は、第 1の実施の形態のダイオード 4の代わりに、ノィァス供給トランジスタ 11 のベース .ェミッタ間を用いている。そのため、効果や動作は第 1の実施の形態と同じである。本実施例によると、基準電源 5を抵抗で実現した際に、抵抗による電圧降下が起きるという前述の第 2の問題点を軽減できる。本実施の形態でも、ノィァスはインピーダンス素子 21を介して増幅トランジスタ 1に供給されているため、このインピーダンス素子 21は直流電流を阻止しないものである。本実施の形態は前述の第 1の実施の形態と効果や動作がほぼ同じなので、以下本実施の形態において、まとめて説明する。

[0094] 図 25は本発明の第 2の実施の形態をより具体的な例で説明する図である。第 1の実施の形態の説明に対してはバイアス供給トランジスタ 11のベース'ェミッタ間をバイァス供給ダイオード 4と考える。図 25はインピーダンス素子 2として抵抗 13とコンデンサ容量 14の並列回路を用いたより具体的な例を示したものである。また、基準電源 5 として、図 6に示した第 3の従来の増幅器と同様の構成の基準電源 35を用いた。ただし、高周波的に十分低ヽインピーダンスとなるようにバイアス供給トランジスタ 11のべースを、容量 19を用いて接地した。

[0095] 解析のためのトランジスタモデルとして、 GaAsヘテロ接合バイポーラトランジスタ（H BT)を用い、増幅トランジスタ 1としてェミッタ面積が 120 μ m²の単位 ΗΒΤを 5個並列したものを使用し、インピーダンス素子 2の抵抗 13は、トランジスタ 1のバラスト抵抗も兼ねて 250 Ωの抵抗を 5個並列にし、インピーダンス素子 2の容量 14は 0.8pFのものを 5個並列にして構成した。ノィァス供給トランジスタ 11としてェミッタ面積を 120 /z m²の HBTを使用した。基準電源 35のトランジスタ 15、 16にはェミッタ面積 30 m 2の HBTを使用した。基準電源 35内の容量 19としては、 2pFの容量を用いた。負荷 6としては基本波に対して 1/4波長の長さとなる線路を用い、コレクタ電源 7とバイァス電源 12には 3.5 Vの定電圧源を用いた。

[0096] 入力端子 10から入力信号のないときの増幅トランジスタ 1のコレクタ電流が 5mAとなるよう基準電源 35の回路パラメータおよび制御電源 20を設定し、基本波として fl = 1948 (MHz)、 f2= 1952 (MHz)の 2波を入力し解析した場合の、出力電力 2dB mのときの基本波と IM3の関係を図 26に示す。ここで、 IM3の大きさは 50倍に拡大して表示して、る。基本波に対する IM3の位相が逆になつて!/、る。

[0097] 全く同じ条件で、図 25の回路図における、 1.バイアス供給トランジスタ 11のェミッタとインピーダンス素子 2内の容量 14を直接つないでいる配線を切断する、 2.インピ一ダンス素子 2をなくし、バイアス供給トランジスタ 11のェミッタを増幅トランジスタ 1のベースに直接つなぎ、バラスト抵抗を 2.2 Ω ( = 250/ β Ω )にしてェミッタ側に接続する、 3.基準電源 35内の容量 19を取り除ぐのいずれを行った場合でも、高周波に対して入力端子 10 (入力整合回路 3の出口）から見た増幅トランジスタ 1のベース入力インピーダンスに対するバイアス供給トランジスタ 11のェミッタ出力インピーダンスが高くなるため、出力電力 2dBmのときの基本波に対する ΙΜ3の位相は同じになる。

[0098] 図 28は本発明の第 2の実施の形態をより具体的に説明する他の例を示した図で、インピーダンス素子 21としてインダクタ 22を用いたものである。ここでも、第 1の実施の形態の説明に対してはバイアス供給トランジスタ 11のベース'ェミッタ間をバイアス供給ダイオード 4と考える。インピーダンス素子 21として 5nHのインダクタ 22を用い、ノラスト抵抗を 2.2 Ω ( = 250/ β Ω )にしてェミッタ側に並列に接続する以外は第 1 の実施の形態と同じ条件で解析した場合の、出力電力 2dBmのときの基本波と ΙΜ3 の関係を図 29に示す。ここで、 IM3の大きさは 50倍に拡大して表示している。基本波に対する IM3の位相が逆になつている。

[0099] ここで、図 29に示した本実施の形態の基本波と IM3の大きさの割合と、図 23に示した従来例の基本波と IM3の大きさの割合を比較すると本実施例の方が基本波に対する IM3の大きさの割合が大きい。このことは、本発明が多段増幅器において歪みを低減する技術であり必ずしも 1段の増幅器での歪みを低減する技術ではな、ことを示している。

[0100] 本実施例と全く同じ条件で、図 28の回路図における、 1.インピーダンス素子であるインダクタ 22をなくす、 2.基準電源 35内の容量を取り除ぐのいずれを行った場合でも、高周波に対して入力端子 10 (入力整合回路 3の出口）から見た増幅トランジスタ 1のベース入力インピーダンスに対するバイアス供給トランジスタ 11のェミッタ出力インピーダンスが高くなるため、出力電力 2dBmのときの基本波に対する IM3の位相は同じになる。

[0101] (第 3の実施の形態）図 30は本発明の第 3の実施の形態である基本波に対する IM 3の位相を逆にする増幅器を表す図である。増幅トランジスタ 1はェミッタ接地増幅回路を形成し、トランジスタ 1のベースはバイアス供給ダイオード 23によってバイアスされている。また、同じくトランジスタ 1のベースはインピーダンス素子 25を介して入力整合回路 3とバイアス供給ダイオード 24に接続されてヽる。バイアス供給ダイオード 2 3および 24のアノードは基準電源 5に接続されている。トランジスタ 1のコレクタは、負荷 6を介してコレクタ電源 7に接続され、また出力整合回路 8を介して出力端子 9につながれている。

[0102] 本実施の形態は後述する第 4から第 6の実施の形態と効果や動作が同じなので、第 6の実施の形態において、まとめて説明する。

[0103] (第 4の実施の形態）図 31は本発明の第 4の実施の形態である基本波に対する IM 3の位相を逆にする増幅器を表す図である。本実施の形態は、第 3の実施の形態のダイオード 24の代わりにバイポーラトランジスタ 26のベース 'ェミッタ間を用いている。そのため、効果や動作は第 3の実施の形態、および後述する第 5から第 6の実施の形態と効果や動作が同じなので、第 6の実施の形態において、まとめて説明する。

[0104] (第 5の実施の形態）図 32は本発明の第 5の実施の形態である基本波に対する IM 3の位相を逆にする増幅器を表す図である。本実施の形態は、第 3の実施の形態のダイオード 23として、バイポーラトランジスタ 27のベース'ェミッタ間を用いている。そのため、効果や動作は第 3の実施の形態、第 4の実施の形態、および後述する第 6の実施の形態と効果や動作が同じなので、第 6の実施の形態において、まとめて説明する。

[0105] (第 6の実施の形態）図 33は本発明の第 6の実施の形態である基本波に対する IM 3の位相を逆にする増幅器を表す図である。本実施の形態は、第 3の実施の形態のダイオード 23および 24として、バイアス供給トランジスタ 26、 27のベース'ェミッタ間を用いている。そのため、効果や動作は上記第 3から第 5の実施の形態と同じである [0106] 第 3乃至第 6の実施の形態の動作について基本波に対する IM3の位相が逆になる理由は、第 1乃至第 2の実施の形態とほぼ同じである。本実施の形態は上記第 3から第 5の実施の形態と効果や動作が同じなので、以下、第 6の実施の形態を例にしてまとめて説明する。

[0107] 図 34は本発明の第 6の実施の形態を説明する図である。図 34は図 33におけるィンピーダンス素子 25として、抵抗 30と抵抗 31の直列回路を容量 32と並列回路にしている。また、基準電源 5として、図 6に示した第 3の従来の増幅器と同じ構成の基準電源 36を用いた。

[0108] 解析のためのトランジスタモデルとして、 GaAsヘテロ接合バイポーラトランジスタ（H BT)を用い、増幅トランジスタ 1としてェミッタ面積が 120 μ m²の単位 ΗΒΤを 5個並列したものを使用し、インピーダンス素子 25の抵抗 30は、トランジスタのバラスト抵抗も兼ねて 250 Ωの抵抗を 5個平行にし、同じく抵抗 31は、 lk Qの抵抗を用いた。インピーダンス素子 25の容量 32は 0.8pFのものを 5個平行にして構成した。ノィァス供給トランジスタ 27としてェミッタ面積を 120 /z m²の HBTを使用した。また、ノィァス供給トランジスタ 26としてェミッタ面積を 30 m²の HBTを使用した。基準電源 36のトランジスタ 15、 16にはェミッタ面積 30 m²のものを使用した。負荷 6としては基本波に対して 1/4波長の長さとなる線路を用い、コレクタ電源 7とバイアス電源 12には 3.5V の定電圧源を用いた。

[0109] 入力端子 10からの入力信号のないときの増幅トランジスタ 1のコレクタ電流が 5mA となるよう基準電源 36の回路パラメータおよび制御電源 20を設定し、基本波として fl = 1948 (MHz)、 f2= 1952 (MHz)の 2波を入力し解析した場合の、出力電力 2dB mのときの基本波と IM3の関係を図 35に示す。ここで、 IM3の大きさは 50倍に拡大して表示して、る。基本波に対する IM3の位相が逆になつて!/、る。

[0110] 図 36にトランジスタ 26のェミッタ電位の瞬時値と同じくトランジスタ 26のェミッタから供給される電流の関係を示す。この図はトランジスタ 26の内部インピーダンスを表す負荷線である。図中に示した 2本の線は、 2周波数を入力し、出力が 10dBm、— 3dB mとなる場合の最大振幅付近（2周波がちょうど足し合わさる瞬間）の負荷線を表している。図からわ力るように、小振幅時と比較して、大振幅が入った場合にはベース電位が下がったときのトランジスタ 26の出力インピーダンスが極端に小さくなつていることがわかる。

[0111] このインピーダンスの変化により増幅トランジスタ 1に入力される振幅の瞬時値が圧縮され、出力の基本波と IM3の位相が逆になる点は第 1乃至第 2の実施の形態と同じである。第 3乃至第 6の実施の形態をとる利点は、以下の通りである。第 1乃至第 2 の実施の形態では、インピーダンス素子として抵抗と容量の並列回路などインピーダンスの実部を持つ回路を用い、入力整合を取った際に、インピーダンス実部によりェネルギ一が消費されるため損失が生じる。また、抵抗は増幅トランジスタ 1へのバイァス電流を供給しているためむやみに大きくできない。第 3乃至第 6の実施の形態をとれば増幅トランジスタ 1へのバイアス電流供給はバイアス供給トランジスタ 27によって行えるため、抵抗 31の値を大きくし、高周波が抵抗側を通らないようにできる。

[0112] また、本実施例では基準電源を高周波的に低インピーダンスにするような工夫は特に行っていないが、バイアス供給トランジスタ 26および 27のベースを、容量を用いて接地した場合にも同様の効果が得られる。

[0113] (第 7の実施の形態）図 37および図 38は本発明の第 7の実施の形態を示す多段増幅器を表す図である。図 38【こお!ヽて、 80、 82、 84ίま整合回路、 81、 83ίま増幅段を示す。図 38に示すように、入力電力または出力電力のある範囲において入力電力または出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ 2段以上の増幅段を持つ多段増幅器において、終段以外の段が入力に高周波における振幅圧縮機構を持つようになつている。

[0114] 終段に振幅圧縮機構を持つ増幅段を用いない理由は、終段の増幅トランジスタのサイズは通常、全増幅トランジスタの中で最大となるため、入力インピーダンスが低くなり、基本波に対する ΙΜ3の位相が逆になるよう制御するのが困難なためである。

[0115] 図 39、図 40、および図 41は本実施の形態を説明する図である。本実施の形態は入力に高周波における振幅圧縮機構を持つ増幅段として、第 1の実施の形態と同じ構成（図 25)の増幅段を用いている。初段増幅トランジスタ 61として、ェミッタ面積が 180 μ m²の単位 ΗΒΤを 3個並列したものを使用し、インピーダンス素子 62の抵抗 4 3は、トランジスタ 61のバラスト抵抗も兼ねて 250 Ωの抵抗を 3個並列にし、インピーダンス素子 62の容量 44は 0.8pFのものを 3個並列にして構成した。バイアス供給トランジスタ 42としてェミッタ面積を 60 μ m²の ΗΒΤを使用した。

[0116] 終段増幅トランジスタ 71として、ェミッタ面積が 180 μ m²の単位 ΗΒΤを 24個並列したものを使用し、インピーダンス素子 72の抵抗 53は、トランジスタのバラスト抵抗も兼ねて 250 Ωの抵抗を 24個並列にし、インピーダンス素子 72の容量 54は 0.8pFのものを 24個並列にして構成した。ノィァス供給トランジスタ 52としてェミッタ面積を 120 /z m²の HBTを 2個並列に使用した。基準電源 35および 46のトランジスタには、エミッタ面積 30 m²の HBTを使用した。基準電源 35内の容量 39としては、 3pFの容量を用いた。負荷 66、 76としては基本波に対して 1Z4波長の長さとなる伝送線路を用い、コレクタ電源 67、 77とノィァス電源 36、 56には 3.5Vの定電圧源を用いた。

[0117] 入力端子 60から入力信号のないときの増幅トランジスタ 61のコレクタ電流が 5mA、同じく入力端子 55から入力信号のないときの増幅トランジスタ 71のコレクタ電流が 15 mA、となるよう基準電源 35、 46のパラメータおよび制御電源 45、 49を設定し、 W— CDMA信号を入力して実測した場合の出力電力に対する利得と ACPRの変化を表した図が図 41である。図 41には、比較のため、図 40に示した終段のみの増幅器を測定した場合の出力電力に対する利得と ACPRの変ィ匕もあわせて示して、る。

[0118] 図 41において、出力電力 lOdBmから 25dBmの範囲で終段のみの増幅器の測定した場合の ACPRより、初段 +終段の多段増幅器で測定した場合の ACPRが低く抑えられている。つまり、この電力範囲において初段と終段の歪みが相殺している。終段のみの利得と、初段 +終段の利得を比較すると、出力電力 lOdBmから 25dBmの範囲で利得の差が拡大しているので、この電力範囲では初段、終段ともに利得拡張していることがわ力る。

[0119] 以上において、トランジスタとして高周波特性に優れた GaAsヘテロ接合バイポーラトランジスタ（HBT)を用いたが、 SiGe— HBTや Siバイポーラなどの他のバイポーラトランジスタを用いても同様の効果が得られることは言うまでもな!/、。

[0120] また、バイアス回路の基準電源として、特許第 3377675号公報、特開 2002— 955 9号公報記載のものを用いた力 2段積みダイオードやアバランシェダイオードを用いた基準電源や、他のカレントミラー回路など、基準電源として働くいかなる回路を用いても同様の効果が得られることも言うまでもない。

また、基準電源が高周波的に十分低いインピーダンスになるように 2pFの容量で接地したが、異なる容量値を持たせたり、容量以外の素子 (例えばアクティブキャパシタ )を用いて高周波のインピーダンスを下げたりした場合にも、同様の効果を得ることができる。

Claims

請求の範囲

[1] 入力電力または出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ増幅器において、

前記増幅器に周波数の近い 2波の信号を入力した際、前記 2波の信号の位相が同じになる瞬間における 3次相互変調歪みの位相力前記 2波の信号の位相より 90度以上回転する出力特性を持つことを特徴とする増幅器。

[2] 入力電力または出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ増幅器において、

前記増幅器が入力に高周波において振幅を圧縮する機構を持つことを特徴とする増幅器。

[3] 入力電力または出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ増幅器において、

第 1のバイポーラトランジスタより成るェミッタ接地増幅回路のベース端子が、直流を阻止しない第 1のインピーダンス素子を介して入力整合回路とバイアス電圧を供給する第 1のダイオードの力ソードに接続されており、前記第 1のダイオードのアノードは、高周波で十分低いインピーダンスとなる基準電源に接続されていることを特徴とする増幅器。

[4] 請求項 3の増幅器において、

前記第 1のダイオードの力ソードの面積力前記第 1のバイポーラトランジスタのエミッタの面積の 10分の 1以上であることを特徴とする増幅器。

[5] 入力電力または出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ増幅器において、

第 1のバイポーラトランジスタより成るェミッタ接地増幅回路のベース端子と、前記べース端子にベースバイアス電圧を供給する基準電圧端子との間に、第 1のダイオードを順方向に設け、前記第 1のダイオードと並列に、第 2のダイオードと直流を阻止しない第 1のインピーダンス素子が直列に接続された回路を、前記第 2のダイオードが順方向になるように設けたことを特徴とする増幅器。

[6] 請求項 5の増幅器において、前記第 2のダイオードを、コレクタをバイアス電源に接続されェミッタを前記第 1のィンピーダンス素子に接続され、ベースを基準電圧端子に接続された第 3のバイポーラトランジスタのベース ·ェミッタ間としたことを特徴とする増幅器。

[7] 請求項 3乃至請求項 6の増幅器において、

前記第 1のダイオードが、コレクタをバイアス電源に接続されェミッタを前記第 1のバイポーラトランジスタに接続されベースを基準電圧端子に接続された第 2のバイポーラトランジスタのベース'ェミッタ間であることを特徴とする増幅器。

[8] 請求項 3乃至請求項 7の増幅器において、

前記第 1のインピーダンス素子が容量と抵抗の並列回路であることを特徴とする増幅器。

[9] 請求項 3乃至請求項 8の前記増幅器にお、て、

入力端子力前記ェミッタ接地増幅回路を見た高周波のインピーダンスが、入力端子からバイアス供給回路を見た高周波のインピーダンスより高いことを特徴とする増幅器。

[10] 少なくとも 2段以上の増幅段を備え入力電力または出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ多段増幅器において、

前記増幅段のうち終段以外の少なくとも 1段が前記利得拡張特性を持つ電力範囲において、周波数の近い 2波の信号を入力した際、前記 2波の信号の位相が同じになる瞬間における 3次相互変調歪みの位相力前記 2波の信号の位相より 90度以上回転する出力特性となることを特徴とする多段増幅器。

[11] 少なくとも 2段以上の増幅段が入力電力または出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ多段増幅器において、

前記増幅段のうち終段以外の少なくとも 1段が入力に高周波において振幅を圧縮する機構を持つことを特徴とする多段増幅器。

[12] 請求項 11の多段増幅器において、

前記入力に振幅を圧縮する機構を持つ増幅回路として、第 1のバイポーラトランジスタより成るェミッタ接地増幅回路のベース端子が入力整合回路とバイアスを供給する第 1のダイオードの力ソードに接続されており、前記第 1のダイオードのアノードは、高周波で十分低いインピーダンスとなる基準電源に接続されていることを特徴とする多段増幅器。

[13] 請求項 12の多段増幅器において、

前記第 1のダイオードの力ソード面積が、前記第 1のノイポーラトランジスタのェミツタ面積の 10分の 1以上であることを特徴とする多段増幅器。

[14] 請求項 12乃至 13の多段増幅器において、

前記第 1のバイポーラトランジスタより成るェミッタ接地増幅回路のベース端子に直列に、直流を阻止しない第 1のインピーダンス素子を設けたことを特徴とする多段増幅器。

[15] 請求項 11の多段増幅器において、

前記入力に振幅を圧縮する機構を持つ増幅回路として、第 1のバイポーラトランジスタより成るェミッタ接地増幅回路のベース端子と、前記ベース端子にベースバイァスを供給する基準電圧端子との間に、第 1のダイオードを順方向に設け、前記第 1のダイオードと並列に、第 2のダイオードと第 1のインピーダンス素子が直列に接続された回路を、第 2のダイオードが順方向になるように設けたことを特徴とする多段増幅器

[16] 請求項 15の多段増幅器において、

前記第 2のダイオードが、コレクタをバイアス電源に接続されェミッタを前記第 1のィンピーダンス素子に接続されベースを基準電圧端子に接続された第 3のバイポーラトランジスタのベース'ェミッタ間であることを特徴とする多段増幅器。

[17] 請求項 14乃至 16の多段増幅器において、

前記第 1のインピーダンス素子が容量と抵抗の並列回路であることを特徴とする多段増幅器。

[18] 請求項 12乃至請求項 17の多段増幅器において、

前記第 1のダイオードが、コレクタをバイアス電源に接続されェミッタを前記第 1のバイポーラトランジスタに接続されベースを基準電圧端子に接続された第 2のバイポーラトランジスタのベース'ェミッタ間であることを特徴とする多段増幅器。

[19] 請求項 12乃至 17の多段増幅器において、

前記入力に振幅を圧縮する機構を持つ増幅回路が、入力端子から前記ェミッタ接地増幅回路を見たインピーダンスが、入力端子からバイアス供給回路を見たインピーダンスより高い増幅回路であることを特徴とする多段増幅器。

[20] 請求項 12乃至 19の多段増幅器において、

前記入力に振幅を圧縮する機構を持つ増幅回路以降の段にある増幅段が、入力端子力も前記ェミッタ接地増幅回路を見たインピーダンスが、入力端子からバイアス供給回路を見たインピーダンスより低いことを特徴とする多段増幅器。