JP2002171145A - 電力増幅回路 - Google Patents
電力増幅回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡素な回路構成によって線形性のよい高周波
電力増幅回路を実現でき、かつ安定した線形特性を維持
できる電力増幅回路を実現する。 【解決手段】 バイアス電圧ＶB1によってＡクラスで動
作するように制御されているＭＥＳトランジスタＱ１を
含む前段増幅段１０と、バイアス電圧ＶB2によってＡＢ
クラスで動作するように制御されているＭＯＳトランジ
スタＱ２を含む後段増幅段２０とを直列接続して、前段
増幅段１０の線形歪みと後段増幅段２０の線形歪みが打
ち消しあうように設計することによって、電力増幅回路
全体の線形特性を改善でき、複雑な帰還ループを設ける
ことなく、簡素な回路構成によって線形性に優れた電力
増幅回路を実現できる。
電力増幅回路を実現でき、かつ安定した線形特性を維持
できる電力増幅回路を実現する。 【解決手段】 バイアス電圧ＶB1によってＡクラスで動
作するように制御されているＭＥＳトランジスタＱ１を
含む前段増幅段１０と、バイアス電圧ＶB2によってＡＢ
クラスで動作するように制御されているＭＯＳトランジ
スタＱ２を含む後段増幅段２０とを直列接続して、前段
増幅段１０の線形歪みと後段増幅段２０の線形歪みが打
ち消しあうように設計することによって、電力増幅回路
全体の線形特性を改善でき、複雑な帰還ループを設ける
ことなく、簡素な回路構成によって線形性に優れた電力
増幅回路を実現できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信装置に用
いられ、送信信号を無線で送信するために大電力に増幅
する電力増幅回路、特に増幅特性の線形歪みを抑制で
き、線形性に優れた高周波の電力増幅回路に関するもの
である。
いられ、送信信号を無線で送信するために大電力に増幅
する電力増幅回路、特に増幅特性の線形歪みを抑制で
き、線形性に優れた高周波の電力増幅回路に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】無線通信装置などの送信部に用いられて
いる電力増幅回路は、送信信号をアンテナなどを通じて
無線で空中に放射させるために、入力される送信信号を
十分大きな電力レベルまでに増幅するための回路であ
る。ディジタル線形変調方式を用いた通信システムで
は、電力増幅回路の線形性が伝送信号の信頼性を評価す
る重要な要素の一つになる。ディジタル線形変調方式に
よって変調された送信信号の位相及び振幅はディジタル
信号を伝えるために重要な意味を持つ。このため、受信
側に情報を正確に伝送するため送信部の電力増幅回路に
対して、振幅または位相特性の線形性が特に厳しく要求
される。
いる電力増幅回路は、送信信号をアンテナなどを通じて
無線で空中に放射させるために、入力される送信信号を
十分大きな電力レベルまでに増幅するための回路であ
る。ディジタル線形変調方式を用いた通信システムで
は、電力増幅回路の線形性が伝送信号の信頼性を評価す
る重要な要素の一つになる。ディジタル線形変調方式に
よって変調された送信信号の位相及び振幅はディジタル
信号を伝えるために重要な意味を持つ。このため、受信
側に情報を正確に伝送するため送信部の電力増幅回路に
対して、振幅または位相特性の線形性が特に厳しく要求
される。
【０００３】従来では、電力増幅回路の線形性を改善す
るために種々の方式が提案されている。例えば、電力増
幅回路の前段に、その電力増幅回路の非線形性に合わせ
て予め入力信号を歪ませる非線形増幅回路を設け、電力
増幅回路の歪み特性と相殺するように非線形増幅回路の
歪み特性を設計することによって、非線形増幅回路と電
力増幅回路を含む電力増幅回路全体の線形特性を改善で
きる、いわゆるプリディストーション（予備歪み）とい
う手法がすでに知られている。また、電力増幅回路に非
線形特性を持つ帰還回路を設けることによって、その線
形特性を改善させる手法も提案されている。
るために種々の方式が提案されている。例えば、電力増
幅回路の前段に、その電力増幅回路の非線形性に合わせ
て予め入力信号を歪ませる非線形増幅回路を設け、電力
増幅回路の歪み特性と相殺するように非線形増幅回路の
歪み特性を設計することによって、非線形増幅回路と電
力増幅回路を含む電力増幅回路全体の線形特性を改善で
きる、いわゆるプリディストーション（予備歪み）とい
う手法がすでに知られている。また、電力増幅回路に非
線形特性を持つ帰還回路を設けることによって、その線
形特性を改善させる手法も提案されている。
【０００４】例えば、特許文献である公開特許公報「特
開平１０−９３３５４」には、縦続接続の２段構成を有
する電力増幅回路が開示されている。当該電力増幅回路
において、前段を予備歪み増幅段として、後段を電力増
幅段としてそれぞれ設けられ、前段と後段の非線形特性
を補償しあうことで増幅回路全体の線形特性を改善させ
る。また、前段の予備歪み増幅段に能動帰還ループを設
けることによって、歪み特性を調整し、増幅回路全体の
線形特性の改善が図れる。
開平１０−９３３５４」には、縦続接続の２段構成を有
する電力増幅回路が開示されている。当該電力増幅回路
において、前段を予備歪み増幅段として、後段を電力増
幅段としてそれぞれ設けられ、前段と後段の非線形特性
を補償しあうことで増幅回路全体の線形特性を改善させ
る。また、前段の予備歪み増幅段に能動帰還ループを設
けることによって、歪み特性を調整し、増幅回路全体の
線形特性の改善が図れる。
【０００５】また、公開特許公報「特開平１１−３１９
３１」には、帰還特性可変な帰還ループを設けた電力増
幅回路が開示されている。当該増幅回路において、ＭＥ
ＳＦＥＴ（MEtal Semiconductor FET ）を用いた帰還回
路が設けられ、当該ＭＥＳＥＦＴのゲートに印加される
制御電圧によって帰還回路の帰還特性を制御することに
よって、増幅回路の線形特性の改善を図る。
３１」には、帰還特性可変な帰還ループを設けた電力増
幅回路が開示されている。当該増幅回路において、ＭＥ
ＳＦＥＴ（MEtal Semiconductor FET ）を用いた帰還回
路が設けられ、当該ＭＥＳＥＦＴのゲートに印加される
制御電圧によって帰還回路の帰還特性を制御することに
よって、増幅回路の線形特性の改善を図る。
【０００６】さらに、公開特許公報「特開２０００−１
９６３７２」には、前置補償器と非線形増幅回路を直列
接続した第１並列増幅枝路と、線形増幅回路からなる第
２並列増幅枝路を少なくとも一つずつ有する並列構造の
電力増幅回路が開示されている。上記第１並列増幅枝路
は、前置補償器と非線形増幅回路の非線形特性を実質的
に相殺しあうように設計され、全体として線形特性のよ
い増幅特性を実現するプリディストーション技術が取り
入れられている。第１並列増幅枝路と第２並列増幅枝路
を適宜切り換えることによって、増幅信号の出力電力が
要求されるレベルに制御でき、ダイナミックレンジが広
く、かつ線形特性に優れた電力増幅回路を実現できる。
９６３７２」には、前置補償器と非線形増幅回路を直列
接続した第１並列増幅枝路と、線形増幅回路からなる第
２並列増幅枝路を少なくとも一つずつ有する並列構造の
電力増幅回路が開示されている。上記第１並列増幅枝路
は、前置補償器と非線形増幅回路の非線形特性を実質的
に相殺しあうように設計され、全体として線形特性のよ
い増幅特性を実現するプリディストーション技術が取り
入れられている。第１並列増幅枝路と第２並列増幅枝路
を適宜切り換えることによって、増幅信号の出力電力が
要求されるレベルに制御でき、ダイナミックレンジが広
く、かつ線形特性に優れた電力増幅回路を実現できる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の電力増幅回路では、線形特性を改善するために非線
形特性を持つ帰還ループを設けていたが、帰還ループの
制御が難しく、安定した線形特性を得ることが困難であ
った。また、こうすることによって、回路構成が複雑に
なり、コストの増加を招くことがある。さらに、上述し
た並列接続の回路を設けた場合、無線周波数に変調され
た高周波の信号を切り換えるスイッチング素子が必要と
なり、当該スイッチング素子の減衰及び歪み特性を考慮
して回路設計を行わなければならない。また、第１並列
増幅枝路と第２並列増幅枝路の切り替えに伴う増幅特性
の変動を最小限に抑えるための工夫が必要であり、回路
構成が複雑になるという不利益がある。
来の電力増幅回路では、線形特性を改善するために非線
形特性を持つ帰還ループを設けていたが、帰還ループの
制御が難しく、安定した線形特性を得ることが困難であ
った。また、こうすることによって、回路構成が複雑に
なり、コストの増加を招くことがある。さらに、上述し
た並列接続の回路を設けた場合、無線周波数に変調され
た高周波の信号を切り換えるスイッチング素子が必要と
なり、当該スイッチング素子の減衰及び歪み特性を考慮
して回路設計を行わなければならない。また、第１並列
増幅枝路と第２並列増幅枝路の切り替えに伴う増幅特性
の変動を最小限に抑えるための工夫が必要であり、回路
構成が複雑になるという不利益がある。
【０００８】本発明は、かかる事情に鑑みてなされたも
のであり、その目的は、簡素な回路構成によって線形性
のよい高周波数の電力増幅回路を実現でき、かつ安定し
た線形特性を維持できる電力増幅回路を提供することに
ある。
のであり、その目的は、簡素な回路構成によって線形性
のよい高周波数の電力増幅回路を実現でき、かつ安定し
た線形特性を維持できる電力増幅回路を提供することに
ある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の電力増幅回路は、前段増幅段と後段増幅段
が直列接続されてなる電力増幅回路であって、上記前段
増幅段は、ＭＥＳトランジスタによる増幅回路を含み、
上記後段増幅段は、ＭＯＳトランジスタによる増幅回路
を含む。
め、本発明の電力増幅回路は、前段増幅段と後段増幅段
が直列接続されてなる電力増幅回路であって、上記前段
増幅段は、ＭＥＳトランジスタによる増幅回路を含み、
上記後段増幅段は、ＭＯＳトランジスタによる増幅回路
を含む。
【００１０】また、本発明では、好適には、上記前段増
幅段のＭＥＳトランジスタによる増幅回路は、Ａクラス
で動作し、上記後段増幅段のＭＯＳトランジスタによる
増幅回路は、ＡＢクラスで動作する。
幅段のＭＥＳトランジスタによる増幅回路は、Ａクラス
で動作し、上記後段増幅段のＭＯＳトランジスタによる
増幅回路は、ＡＢクラスで動作する。
【００１１】また、本発明では、好適には、上記前段増
幅段のＡＣＰＲ（隣接チャネル漏洩電力）は、例えば、
上記後段増幅段のＡＣＰＲとほぼ同じレベルに設定され
ている。
幅段のＡＣＰＲ（隣接チャネル漏洩電力）は、例えば、
上記後段増幅段のＡＣＰＲとほぼ同じレベルに設定され
ている。
【００１２】また、本発明では、好適には、上記前段増
幅段のＡＣＰＲは、例えば、上記後段増幅段のＡＣＰＲ
より若干よいレベルに設定されている。
幅段のＡＣＰＲは、例えば、上記後段増幅段のＡＣＰＲ
より若干よいレベルに設定されている。
【００１３】また、本発明では、好適には、上記前段増
幅段に入力される信号は、ディジタル線形変調方式によ
って変調された高周波変調信号である。
幅段に入力される信号は、ディジタル線形変調方式によ
って変調された高周波変調信号である。
【００１４】さらに、本発明では、好適には、上記前段
増幅段に入力される信号は、無線周波数に変調されたＣ
ＤＭＡ変調信号である。
増幅段に入力される信号は、無線周波数に変調されたＣ
ＤＭＡ変調信号である。
【００１５】
【発明の実施の形態】図１は本発明に係る電力増幅回路
の一実施形態を示すブロック図である。図示のように、
本実施形態の電力増幅回路は、直列接続されている増幅
段１０と２０によって構成されている。前段増幅段１０
には、無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency ）に変調さ
れた高周波変調信号Ｓinが入力され、その出力信号ＳO
が後段増幅段２０に入力される。後段増幅段２０の出力
信号Ｓout が、例えば、図示していないアンテナなどを
含む送信回路に送られる。
の一実施形態を示すブロック図である。図示のように、
本実施形態の電力増幅回路は、直列接続されている増幅
段１０と２０によって構成されている。前段増幅段１０
には、無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency ）に変調さ
れた高周波変調信号Ｓinが入力され、その出力信号ＳO
が後段増幅段２０に入力される。後段増幅段２０の出力
信号Ｓout が、例えば、図示していないアンテナなどを
含む送信回路に送られる。
【００１６】図１に示すように、前段増幅段１０は、前
段入力整合回路１１、前段増幅部１２、前段出力整合回
路１３によって構成され、後段増幅段２０は、後段入力
整合回路２１、後段増幅部２２及び後段出力整合回路２
３によって構成されている。
段入力整合回路１１、前段増幅部１２、前段出力整合回
路１３によって構成され、後段増幅段２０は、後段入力
整合回路２１、後段増幅部２２及び後段出力整合回路２
３によって構成されている。
【００１７】図２は、本実施形態の電力増幅回路の構成
を示す回路図である。図示のように、前段増幅段１０に
おいて、前段入力整合回路１１は、キャパシタＣ１１，
Ｃ１２，Ｃ１３とインダクターＬ１１によって構成さ
れ、前段出力整合回路１３は、キャパシタＣ１４，Ｃ１
５，Ｃ１６とインダクターＬ１２によって構成されてい
る。また、前段増幅部１２は、ＭＥＳ ＦＥＴ（MEtal
Semiconductor Field Effect Transistor ）Ｑ１によっ
て構成されている。当該ＭＥＳＦＥＴＱ１は、前段入力
整合回路１１に供給されるバイアス電圧ＶB1によってＡ
クラスで動作するようバイアスされている。
を示す回路図である。図示のように、前段増幅段１０に
おいて、前段入力整合回路１１は、キャパシタＣ１１，
Ｃ１２，Ｃ１３とインダクターＬ１１によって構成さ
れ、前段出力整合回路１３は、キャパシタＣ１４，Ｃ１
５，Ｃ１６とインダクターＬ１２によって構成されてい
る。また、前段増幅部１２は、ＭＥＳ ＦＥＴ（MEtal
Semiconductor Field Effect Transistor ）Ｑ１によっ
て構成されている。当該ＭＥＳＦＥＴＱ１は、前段入力
整合回路１１に供給されるバイアス電圧ＶB1によってＡ
クラスで動作するようバイアスされている。
【００１８】後段増幅段２０において、後段入力整合回
路２１は、キャパシタＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３とインダ
クターＬ２１によって構成され、後段出力整合回路２３
は、キャパシタＣ２４，Ｃ２５，Ｃ２６とインダクター
Ｌ２２によって構成されている。また、後段増幅部２２
は、ＭＯＳ ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Fiel
d Effect Transistor ）Ｑ２によって構成されている。
当該ＭＯＳ ＦＥＴＱ２は、後段入力整合回路２１に供
給されるバイアス電圧ＶB2によってＡＢクラスで動作す
るようバイアスされている。
路２１は、キャパシタＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３とインダ
クターＬ２１によって構成され、後段出力整合回路２３
は、キャパシタＣ２４，Ｃ２５，Ｃ２６とインダクター
Ｌ２２によって構成されている。また、後段増幅部２２
は、ＭＯＳ ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Fiel
d Effect Transistor ）Ｑ２によって構成されている。
当該ＭＯＳ ＦＥＴＱ２は、後段入力整合回路２１に供
給されるバイアス電圧ＶB2によってＡＢクラスで動作す
るようバイアスされている。
【００１９】図３は、本実施形態の電力増幅回路の線形
特性を測定する場合の接続例を示している。図示のよう
に、前段増幅段１０の出力側にカプラー（Coupler ）Ｃ
Ｐ１が接続され、また、後段増幅段２０の出力側にカプ
ラーＣＰ２が接続されている。カプラーＣＰ１によって
前段増幅段１０の出力の一部分が取り出され、スペクト
ラムアナライザ（Spectrum Analyzer ）ＳＡに供給され
る。また、同様に、カプラーＣＰ２によって後段増幅段
２０の出力の一部分が取り出され、スペクトラムアナラ
イザＳＡに供給される。このため、スペクトラムアナラ
イザＳＡの測定結果に基づいて、前段増幅段１０と後段
増幅段２０の線形特性を分析することができる。
特性を測定する場合の接続例を示している。図示のよう
に、前段増幅段１０の出力側にカプラー（Coupler ）Ｃ
Ｐ１が接続され、また、後段増幅段２０の出力側にカプ
ラーＣＰ２が接続されている。カプラーＣＰ１によって
前段増幅段１０の出力の一部分が取り出され、スペクト
ラムアナライザ（Spectrum Analyzer ）ＳＡに供給され
る。また、同様に、カプラーＣＰ２によって後段増幅段
２０の出力の一部分が取り出され、スペクトラムアナラ
イザＳＡに供給される。このため、スペクトラムアナラ
イザＳＡの測定結果に基づいて、前段増幅段１０と後段
増幅段２０の線形特性を分析することができる。
【００２０】図４は、信号発生源によって発生される理
想的な高周波変調信号の周波数特性（スペクトラム）を
示す波形図である。ここで、使用されている信号源は、
アジレントテクノロジ社製のＥ４４３２Ｂであり、ま
た、スペクトラムアナライザＳＡは、アドバンテスト社
製のＲ３２６５Ａである。信号源によって、所望のＡＣ
ＰＲ（隣接チャネル漏洩電力）特性を持つ高周波変調信
号を生成することができる。なお、ＡＣＰＲが、高周波
変調信号の３次相互変調歪みに関わり、高周波信号が伝
送路で伝送する場合、隣接する通信チャネルへの干渉の
度合いを示すパラメータである。変調信号を電力増幅回
路によって増幅する場合、当該電力増幅回路の線形特性
の歪みによって信号のＡＣＰＲが劣化する。
想的な高周波変調信号の周波数特性（スペクトラム）を
示す波形図である。ここで、使用されている信号源は、
アジレントテクノロジ社製のＥ４４３２Ｂであり、ま
た、スペクトラムアナライザＳＡは、アドバンテスト社
製のＲ３２６５Ａである。信号源によって、所望のＡＣ
ＰＲ（隣接チャネル漏洩電力）特性を持つ高周波変調信
号を生成することができる。なお、ＡＣＰＲが、高周波
変調信号の３次相互変調歪みに関わり、高周波信号が伝
送路で伝送する場合、隣接する通信チャネルへの干渉の
度合いを示すパラメータである。変調信号を電力増幅回
路によって増幅する場合、当該電力増幅回路の線形特性
の歪みによって信号のＡＣＰＲが劣化する。
【００２１】図４の波形図に示すように、信号源によっ
て生成された高周波の変調信号は、中心周波数より±８
８５ｋＨｚ離調時のＡＣＰＲが約−７０．６ｄＢｃであ
る。即ち、線形歪みがごくわずかであり、ほぼ理想的な
高周波変調信号である。この変調信号の中心周波数ｆC
は１．９３ＧＨｚであり、帯域幅は約１．２２８８ＭＨ
ｚである。
て生成された高周波の変調信号は、中心周波数より±８
８５ｋＨｚ離調時のＡＣＰＲが約−７０．６ｄＢｃであ
る。即ち、線形歪みがごくわずかであり、ほぼ理想的な
高周波変調信号である。この変調信号の中心周波数ｆC
は１．９３ＧＨｚであり、帯域幅は約１．２２８８ＭＨ
ｚである。
【００２２】図４に示す信号が図３に示す測定回路の後
段増幅段２０に入力した場合、後段増幅段２０の出力信
号Ｓout のスペクトラムの測定結果が図５に示す通りで
ある。図４に示すように、ほぼ理想的な入力信号に対し
て、後段増幅段２０によって電力増幅した結果、当該増
幅段の線形特性の歪みによって出力信号Ｓout のＡＣＰ
Ｒが劣化した。図５に示す出力信号Ｓout に対して実測
した結果、出力信号Ｓout の中心周波数より±８８５ｋ
Ｈｚ離調時のＡＣＰＲは約−５２．５ｄＢｃになってい
た。入力信号のＡＣＰＲが約−７０ｄＢｃであることを
勘案すると、後段増幅段２０の線形歪みによって、信号
のＡＣＰＲが約１７．５ｄＢｃの劣化が生じた。
段増幅段２０に入力した場合、後段増幅段２０の出力信
号Ｓout のスペクトラムの測定結果が図５に示す通りで
ある。図４に示すように、ほぼ理想的な入力信号に対し
て、後段増幅段２０によって電力増幅した結果、当該増
幅段の線形特性の歪みによって出力信号Ｓout のＡＣＰ
Ｒが劣化した。図５に示す出力信号Ｓout に対して実測
した結果、出力信号Ｓout の中心周波数より±８８５ｋ
Ｈｚ離調時のＡＣＰＲは約−５２．５ｄＢｃになってい
た。入力信号のＡＣＰＲが約−７０ｄＢｃであることを
勘案すると、後段増幅段２０の線形歪みによって、信号
のＡＣＰＲが約１７．５ｄＢｃの劣化が生じた。
【００２３】次に、図４に示すほぼ理想的な入力信号を
前段増幅段１０に入力した場合の前段増幅段１０及び後
段増幅段２０それぞれの出力信号のスペクトラムの測定
結果を示し、本実施形態の電力増幅回路による線形特性
の改善について説明する。
前段増幅段１０に入力した場合の前段増幅段１０及び後
段増幅段２０それぞれの出力信号のスペクトラムの測定
結果を示し、本実施形態の電力増幅回路による線形特性
の改善について説明する。
【００２４】図６は、図４に示す入力信号が前段増幅段
１０に入力した場合、前段増幅段１０の出力信号ＳO の
スペクトラムを示す。さらに、図７は、前段増幅段１０
の出力信号ＳO が後段増幅段２０に入力する場合、後段
増幅段２０の出力信号Ｓoutのスペクトラムを示してい
る。
１０に入力した場合、前段増幅段１０の出力信号ＳO の
スペクトラムを示す。さらに、図７は、前段増幅段１０
の出力信号ＳO が後段増幅段２０に入力する場合、後段
増幅段２０の出力信号Ｓoutのスペクトラムを示してい
る。
【００２５】図６に示すように、前段の出力信号ＳO に
おいて、中心周波数より±８８５ｋＨｚ離調時のＡＣＰ
Ｒは約−５５ｄＢｃとなる。即ち、前段増幅段１０の線
形特性の歪みによって、出力信号ＳO のＡＣＰＲが入力
信号のＡＣＰＲに対して、ほぼ１５ｄＢｃが劣化した。
図５に示す後段増幅段２０の出力信号のスペクトラムに
較べて、前段増幅段１０のＡＣＰＲは、後段増幅段２０
のＡＣＰＲより若干よいレベルにある。本実施形態の電
力増幅回路において、前段増幅段１０のＡＣＰＲは、後
段増幅段２０のＡＣＰＲとほぼ同じレベル、また、後段
増幅段２０のＡＣＰＲより若干よいレベルに設定するこ
とができる。
おいて、中心周波数より±８８５ｋＨｚ離調時のＡＣＰ
Ｒは約−５５ｄＢｃとなる。即ち、前段増幅段１０の線
形特性の歪みによって、出力信号ＳO のＡＣＰＲが入力
信号のＡＣＰＲに対して、ほぼ１５ｄＢｃが劣化した。
図５に示す後段増幅段２０の出力信号のスペクトラムに
較べて、前段増幅段１０のＡＣＰＲは、後段増幅段２０
のＡＣＰＲより若干よいレベルにある。本実施形態の電
力増幅回路において、前段増幅段１０のＡＣＰＲは、後
段増幅段２０のＡＣＰＲとほぼ同じレベル、また、後段
増幅段２０のＡＣＰＲより若干よいレベルに設定するこ
とができる。
【００２６】前段増幅段１０の出力信号ＳO が後段増幅
段２０に入力され、後段増幅段２０によってさらに増幅
した信号Ｓout が出力される。図７に示す出力信号Ｓ
out のスペクトラムによれば、信号Ｓout のＡＣＰＲが
約−６５．３ｄＢｃとなり、理想入力信号時後段増幅段
２０の出力信号Ｓout のＡＣＰＲ（図５に示すように、
約−５２．５ｄＢｃ）に比較すると、約１２．８ｄＢｃ
改善された結果となる。ここで、出力信号Ｓout のＡＣ
ＰＲの改善は、前段増幅段１０と後段増幅段２０の線形
歪みが打ち消しあった結果と考えられる。
段２０に入力され、後段増幅段２０によってさらに増幅
した信号Ｓout が出力される。図７に示す出力信号Ｓ
out のスペクトラムによれば、信号Ｓout のＡＣＰＲが
約−６５．３ｄＢｃとなり、理想入力信号時後段増幅段
２０の出力信号Ｓout のＡＣＰＲ（図５に示すように、
約−５２．５ｄＢｃ）に比較すると、約１２．８ｄＢｃ
改善された結果となる。ここで、出力信号Ｓout のＡＣ
ＰＲの改善は、前段増幅段１０と後段増幅段２０の線形
歪みが打ち消しあった結果と考えられる。
【００２７】図８は、後段増幅段２０における入力信号
ＳO と出力信号Ｓout のＡＣＰＲの関係を示すグラフで
ある。ここで、入力信号ＳO のＡＣＰＲが−４０ｄＢｃ
から−７０ｄＢｃの範囲において出力信号Ｓout のＡＣ
ＰＲの測定値を示している。また、比較のため、入力信
号のＡＣＰＲに対する出力信号のＡＣＰＲの理論値も示
している。図８に示すように、本実施形態の電力増幅回
路によって、その線形特性が理論値より若干改善され、
特に入力信号のＡＣＰＲが−５５ｄＢｃ前後では、出力
信号のＡＣＰＲが−６５ｄＢｃにも達する。即ち、入力
信号のＡＣＰＲが−５５ｄＢｃ前後では、本実施形態の
電力増幅回路によって増幅した結果、理想入力信号時の
ＡＣＰＲに較べて、およそ１２ｄＢｃ改善された結果が
得られた。
ＳO と出力信号Ｓout のＡＣＰＲの関係を示すグラフで
ある。ここで、入力信号ＳO のＡＣＰＲが−４０ｄＢｃ
から−７０ｄＢｃの範囲において出力信号Ｓout のＡＣ
ＰＲの測定値を示している。また、比較のため、入力信
号のＡＣＰＲに対する出力信号のＡＣＰＲの理論値も示
している。図８に示すように、本実施形態の電力増幅回
路によって、その線形特性が理論値より若干改善され、
特に入力信号のＡＣＰＲが−５５ｄＢｃ前後では、出力
信号のＡＣＰＲが−６５ｄＢｃにも達する。即ち、入力
信号のＡＣＰＲが−５５ｄＢｃ前後では、本実施形態の
電力増幅回路によって増幅した結果、理想入力信号時の
ＡＣＰＲに較べて、およそ１２ｄＢｃ改善された結果が
得られた。
【００２８】以上説明した測定結果によれば、前段増幅
段１０の線形歪みによって一旦ＡＣＰＲが劣化した中間
の出力信号ＳO がさらに後段増幅段２０によって増幅し
た結果、理想入力信号時のＡＣＰＲに較べて約１２ｄＢ
ｃ改善された。この結果は、前段増幅段１０と後段増幅
段２０の線形歪みが互いに打ち消しあうことによって、
全体としての線形歪みが補償され、線形特性の改善が実
現できたと考えられる。即ち、本実施形態の電力増幅回
路を用いることで、前段増幅段と後段増幅段の線形歪み
が相殺しあうことによって、線形特性に優れた電力増幅
回路を実現できた。また、本実施形態の増幅回路は、従
来のプリディストーション構造の電力増幅回路に較べ
て、構成が簡素で、製造コストの低減を容易に実現でき
る。
段１０の線形歪みによって一旦ＡＣＰＲが劣化した中間
の出力信号ＳO がさらに後段増幅段２０によって増幅し
た結果、理想入力信号時のＡＣＰＲに較べて約１２ｄＢ
ｃ改善された。この結果は、前段増幅段１０と後段増幅
段２０の線形歪みが互いに打ち消しあうことによって、
全体としての線形歪みが補償され、線形特性の改善が実
現できたと考えられる。即ち、本実施形態の電力増幅回
路を用いることで、前段増幅段と後段増幅段の線形歪み
が相殺しあうことによって、線形特性に優れた電力増幅
回路を実現できた。また、本実施形態の増幅回路は、従
来のプリディストーション構造の電力増幅回路に較べ
て、構成が簡素で、製造コストの低減を容易に実現でき
る。
【００２９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の電力増幅
回路によれば、簡素な回路構成で優れた線形特性を実現
できる。また、本発明の電力増幅回路は、縦続接続され
た２段の増幅段によって構成され、それぞれの増幅段
は、ＭＥＳ ＦＥＴとＭＯＳ ＦＥＴによって構成で
き、また、複雑な帰還ループを用いることなく、回路の
設計及び製造が容易であり、コストの低減を実現でき
る。また、増幅用トランジスタのバイアス電圧によって
各増幅段の動作点が定められるので、安定した線形増幅
特性を維持できる。また、本発明の電力増幅回路を用い
ることで小型で、安価なディジタル移動通信用基地局、
またディジタル放送局用送信装置などを実現できる利点
がある。
回路によれば、簡素な回路構成で優れた線形特性を実現
できる。また、本発明の電力増幅回路は、縦続接続され
た２段の増幅段によって構成され、それぞれの増幅段
は、ＭＥＳ ＦＥＴとＭＯＳ ＦＥＴによって構成で
き、また、複雑な帰還ループを用いることなく、回路の
設計及び製造が容易であり、コストの低減を実現でき
る。また、増幅用トランジスタのバイアス電圧によって
各増幅段の動作点が定められるので、安定した線形増幅
特性を維持できる。また、本発明の電力増幅回路を用い
ることで小型で、安価なディジタル移動通信用基地局、
またディジタル放送局用送信装置などを実現できる利点
がある。
【図１】本発明に係る電力増幅回路の一実施形態を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】図１に示す電力増幅回路の構成を示す回路図で
ある。
ある。
【図３】本実施形態の電力増幅回路の増幅特性を測定す
る場合の接続例を示す回路図である。
る場合の接続例を示す回路図である。
【図４】線形歪みがごくわずかで、ほぼ理想的な入力信
号のスペクトラムを示す図である。
号のスペクトラムを示す図である。
【図５】理想的な入力信号が後段増幅段に入力した場合
当該後段増幅段の出力信号のスペクトラムを示す図であ
る。
当該後段増幅段の出力信号のスペクトラムを示す図であ
る。
【図６】理想的な入力信号が前段増幅段に入力した場合
前段増幅段の出力信号のスペクトラムを示す図である。
前段増幅段の出力信号のスペクトラムを示す図である。
【図７】理想的な入力信号が前段増幅段に入力した場合
後段増幅段の出力信号のスペクトラムを示す図である。
後段増幅段の出力信号のスペクトラムを示す図である。
【図８】入力信号のＡＣＰＲに対して出力信号のＡＣＰ
Ｒの変化を示すグラフである。
Ｒの変化を示すグラフである。
１０…前段増幅段、１１…前段入力整合回路、１２…前
段増幅部、１３…前段出力整合回路、２０…後段増幅
段、２１…後段入力整合回路、２２…後段増幅部、２３
…後段出力整合回路、ＣＰ１，ＣＰ２…カプラー、ＳＡ
…スペクトラムアナライザ、ＶCC…電源電圧、ＶB1…前
段増幅トランジスタのバイアス電圧、ＶB2…後段増幅ト
ランジスタのバイアス電圧。
段増幅部、１３…前段出力整合回路、２０…後段増幅
段、２１…後段入力整合回路、２２…後段増幅部、２３
…後段出力整合回路、ＣＰ１，ＣＰ２…カプラー、ＳＡ
…スペクトラムアナライザ、ＶCC…電源電圧、ＶB1…前
段増幅トランジスタのバイアス電圧、ＶB2…後段増幅ト
ランジスタのバイアス電圧。
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J069 AA01 AA41 AA62 AA63 CA21 CA87 CA92 FA10 HA10 HA11 HA29 HA33 KA00 KA12 KA29 KC06 MA08 MA21 SA14 TA01 TA02 TA03 5J090 AA01 AA41 AA62 AA63 CA21 CA87 CA92 FA10 GN01 HA10 HA11 HA29 HA33 KA00 KA12 KA29 MA08 MA21 SA14 TA01 TA02 TA03 5J091 AA01 AA41 AA62 AA63 CA21 CA87 CA92 FA10 HA10 HA11 HA29 HA33 KA00 KA12 KA29 MA08 MA21 SA14 TA01 TA02 TA03 UW08
Claims (7)
- 【請求項１】前段増幅段と後段増幅段が直列接続されて
なる電力増幅回路であって、 上記前段増幅段は、ＭＥＳトランジスタによる増幅回路
を含み、 上記後段増幅段は、ＭＯＳトランジスタによる増幅回路
を含む電力増幅回路。 - 【請求項２】上記前段増幅段のＭＥＳトランジスタによ
る増幅回路は、Ａクラスで動作する請求項１記載の電力
増幅回路。 - 【請求項３】上記後段増幅段のＭＯＳトランジスタによ
る増幅回路は、ＡＢクラスで動作する請求項１記載の電
力増幅回路。 - 【請求項４】上記前段増幅段のＡＣＰＲ（隣接チャネル
漏洩電力）は、上記後段増幅段のＡＣＰＲとほぼ同じレ
ベルに設定されている請求項１記載の電力増幅回路。 - 【請求項５】上記前段増幅段のＡＣＰＲ（隣接チャネル
漏洩電力）は、上記後段増幅段のＡＣＰＲより若干よい
レベルに設定されている請求項１記載の電力増幅回路。 - 【請求項６】上記前段増幅段に入力される信号は、ディ
ジタル線形変調方式によって変調された高周波変調信号
である請求項１記載の電力増幅回路。 - 【請求項７】上記前段増幅段に入力される信号は、無線
周波数に変調されたＣＤＭＡ変調信号である請求項１記
載の電力増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000365132A JP2002171145A (ja) | 2000-11-30 | 2000-11-30 | 電力増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000365132A JP2002171145A (ja) | 2000-11-30 | 2000-11-30 | 電力増幅回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002171145A true JP2002171145A (ja) | 2002-06-14 |
Family
ID=18835959
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000365132A Pending JP2002171145A (ja) | 2000-11-30 | 2000-11-30 | 電力増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002171145A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010074542A (ja) * | 2008-09-18 | 2010-04-02 | Sharp Corp | 電力増幅器、電力増幅器の制御方法、および無線通信装置 |
| US7768345B2 (en) | 2004-01-05 | 2010-08-03 | Nec Corporation | Amplifier |
-
2000
- 2000-11-30 JP JP2000365132A patent/JP2002171145A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7768345B2 (en) | 2004-01-05 | 2010-08-03 | Nec Corporation | Amplifier |
| JP2010074542A (ja) * | 2008-09-18 | 2010-04-02 | Sharp Corp | 電力増幅器、電力増幅器の制御方法、および無線通信装置 |
| JP4560573B2 (ja) * | 2008-09-18 | 2010-10-13 | シャープ株式会社 | 電力増幅器、電力増幅器の制御方法、および無線通信装置 |
| US7893769B2 (en) | 2008-09-18 | 2011-02-22 | Sharp Kabushiki Kaisha | Power amplifier, method for controlling power amplifier, and wireless communication apparatus |
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