JP2000252758A - 位相補正増幅器及び該位相補正増幅器を用いたフィード・フォワード増幅器 - Google Patents
位相補正増幅器及び該位相補正増幅器を用いたフィード・フォワード増幅器Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/12—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of attenuating means
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3223—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward
- H03F1/3229—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward using a loop for error extraction and another loop for error subtraction
Abstract
(57)【要約】
【課題】 位相特性を補正する位相補正増幅器及びこの
位相補正増幅器を用いたフィード・フォワード増幅器に
関し、ピーク・エンベロープ・パワーに対する歪を低減
する。 【解決手段】 位相特性が異なるGaAs FETと、
MOS FET又はSiバイポーラトランジスタとを縦
続接続して、位相補正増幅器を構成する。この位相補正
増幅器を、フィード・フォワード増幅器の歪抽出ループ
3の主増幅器5及び歪除去ループ4の補助増幅器6とし
て用いる。
位相補正増幅器を用いたフィード・フォワード増幅器に
関し、ピーク・エンベロープ・パワーに対する歪を低減
する。 【解決手段】 位相特性が異なるGaAs FETと、
MOS FET又はSiバイポーラトランジスタとを縦
続接続して、位相補正増幅器を構成する。この位相補正
増幅器を、フィード・フォワード増幅器の歪抽出ループ
3の主増幅器5及び歪除去ループ4の補助増幅器6とし
て用いる。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、位相特性を補正し
て、無線基地局等の送信電力増幅器にも適用可能とした
位相補正増幅器及び該位相補正増幅器を用いたフィード
・フォワード増幅器に関する。
て、無線基地局等の送信電力増幅器にも適用可能とした
位相補正増幅器及び該位相補正増幅器を用いたフィード
・フォワード増幅器に関する。
【0002】
【従来の技術】移動無線通信システム等に於ける送信装
置の電力増幅器は、線形領域で増幅動作させることによ
り、歪の発生は少なくなるが、電力効率が低い構成とな
る。従って、電力増幅器の出力が飽和する近傍まで動作
領域を広げることにより、電力効率の改善を図るのが一
般的である。その場合、入力信号のピーク・エンベロー
プ・パワーが大きくなると、歪が大きくなる。
置の電力増幅器は、線形領域で増幅動作させることによ
り、歪の発生は少なくなるが、電力効率が低い構成とな
る。従って、電力増幅器の出力が飽和する近傍まで動作
領域を広げることにより、電力効率の改善を図るのが一
般的である。その場合、入力信号のピーク・エンベロー
プ・パワーが大きくなると、歪が大きくなる。
【0003】例えば、PDC(Personal Digital C
ellular )方式に於ける複数チャネルの送信信号を一括
して増幅して送信する為の電力増幅器は、単一チャネル
の送信信号を増幅する場合に比較して相互変調等による
歪が大きくなる。又CDMA(Code Division Multi
ple Access )方式に於いては、コード多重度を大きく
していることにより、搬送波位相の一致等によるピーク
・エンベロープ・パワーが大きくなるから、電力増幅器
の歪が大きくなる。
ellular )方式に於ける複数チャネルの送信信号を一括
して増幅して送信する為の電力増幅器は、単一チャネル
の送信信号を増幅する場合に比較して相互変調等による
歪が大きくなる。又CDMA(Code Division Multi
ple Access )方式に於いては、コード多重度を大きく
していることにより、搬送波位相の一致等によるピーク
・エンベロープ・パワーが大きくなるから、電力増幅器
の歪が大きくなる。
【0004】このような電力増幅器に於ける歪を補償す
る各種の構成が提案されている。例えば、プリディスト
ーション型歪補償器や、歪抽出ループと歪除去ループと
からなるフィード・フォーワード増幅器等が知られてい
る。
る各種の構成が提案されている。例えば、プリディスト
ーション型歪補償器や、歪抽出ループと歪除去ループと
からなるフィード・フォーワード増幅器等が知られてい
る。
【0005】図8は従来例の説明図であり、31は入力
端子、32は出力端子、33は歪抽出ループ、34は歪
除去ループ、35は主増幅器、36は補助増幅器、37
は主増幅器信号経路、38は補助増幅器信号経路、3
9,40は線形信号経路、41,42はベクトル調整
器、43は電力分配器、44は方向性結合器、45は電
力合成器を示す。歪抽出ループ33と歪除去ループ34
とを方向性結合器44を介して接続することにより、フ
ィード・フォワード増幅器を構成している。
端子、32は出力端子、33は歪抽出ループ、34は歪
除去ループ、35は主増幅器、36は補助増幅器、37
は主増幅器信号経路、38は補助増幅器信号経路、3
9,40は線形信号経路、41,42はベクトル調整
器、43は電力分配器、44は方向性結合器、45は電
力合成器を示す。歪抽出ループ33と歪除去ループ34
とを方向性結合器44を介して接続することにより、フ
ィード・フォワード増幅器を構成している。
【0006】又入力端子31からの信号は、電力分配器
43により主増幅器信号経路37側と線形信号経路39
側とに分配され、主増幅器信号経路37側の信号は、ベ
クトル調整器41を介して主増幅器35に入力されて増
幅され、増幅出力信号は方向性結合器44に入力され
る。又線形信号経路39側の信号は、そのまま方向性結
合器44に入力される。
43により主増幅器信号経路37側と線形信号経路39
側とに分配され、主増幅器信号経路37側の信号は、ベ
クトル調整器41を介して主増幅器35に入力されて増
幅され、増幅出力信号は方向性結合器44に入力され
る。又線形信号経路39側の信号は、そのまま方向性結
合器44に入力される。
【0007】歪除去ループ34に於いては、方向性結合
器44から線形信号経路40側には主増幅器35により
増幅された信号が出力され、補助増幅器信号経路38側
には歪成分が出力される。この歪成分がベクトル調整器
42を介して補助増幅器36に入力されて増幅され、電
力合成器45に於いて線形信号経路40の信号と補助増
幅器信号経路38の信号との位相を反転して合成するこ
とにより、歪成分が打ち消された増幅出力信号が出力端
子32から送出される。
器44から線形信号経路40側には主増幅器35により
増幅された信号が出力され、補助増幅器信号経路38側
には歪成分が出力される。この歪成分がベクトル調整器
42を介して補助増幅器36に入力されて増幅され、電
力合成器45に於いて線形信号経路40の信号と補助増
幅器信号経路38の信号との位相を反転して合成するこ
とにより、歪成分が打ち消された増幅出力信号が出力端
子32から送出される。
【0008】主増幅器35と補助増幅器36とは、例え
ば、MOS FET(電界効果トランジスタ)により構
成する場合が一般的である。図9はこのMOS FET
を用いた増幅器の説明図であり、Q3,Q4はMOS
FET、Cは結合コンデンサ、Vgはゲートバイアス電
圧、Vdはドレイン電圧を示す。MOS FETQ3,
Q4を結合コンデンサCを介して縦続接続してMOS
FET増幅器を構成した場合を示し、ドレイン電圧Vd
は通常25V程度が使用されている。又コンデンサ,イ
ンダクタンス,抵抗の表示は、集中定数回路として示す
ものであるが、ストリップライン等による分布定数回路
により構成することもできるもので、整合回路やバイア
ス回路を示す。
ば、MOS FET(電界効果トランジスタ)により構
成する場合が一般的である。図9はこのMOS FET
を用いた増幅器の説明図であり、Q3,Q4はMOS
FET、Cは結合コンデンサ、Vgはゲートバイアス電
圧、Vdはドレイン電圧を示す。MOS FETQ3,
Q4を結合コンデンサCを介して縦続接続してMOS
FET増幅器を構成した場合を示し、ドレイン電圧Vd
は通常25V程度が使用されている。又コンデンサ,イ
ンダクタンス,抵抗の表示は、集中定数回路として示す
ものであるが、ストリップライン等による分布定数回路
により構成することもできるもので、整合回路やバイア
ス回路を示す。
【0009】このMOS FET増幅器を補助増幅器3
6として用いた場合の歪除去ループ34の線形信号経路
40のAM−AM(入力レベル変動に対する出力レベル
変動),AM−PM(入力レベル変動に対する出力位相
変動)特性を図10の(a)に、又補助増幅器信号経路
38のAM−AM,AM−PM特性を図10の(b)に
それぞれ示す。又それぞれの横軸は相対出力レベル〔d
B〕、縦軸は−10〜0〔dB〕の振幅レベル〔dB〕
及び0〜10°,180°〜170°の位相量〔de
g.〕を示す。
6として用いた場合の歪除去ループ34の線形信号経路
40のAM−AM(入力レベル変動に対する出力レベル
変動),AM−PM(入力レベル変動に対する出力位相
変動)特性を図10の(a)に、又補助増幅器信号経路
38のAM−AM,AM−PM特性を図10の(b)に
それぞれ示す。又それぞれの横軸は相対出力レベル〔d
B〕、縦軸は−10〜0〔dB〕の振幅レベル〔dB〕
及び0〜10°,180°〜170°の位相量〔de
g.〕を示す。
【0009】又平均電力を0〔dB〕とし、ピーク・エ
ンベロープ・パワーを9〔dB〕とすると、平均電力の
時の信号周波数帯域内に於ける歪抑圧量〔dB〕は
(c)に示すように、−40〔dB〕であるが、ピーク
・エンベロープ・パワーの相対出力レベルが9〔dB〕
の時の歪抑圧量〔dB〕は(d)に示すように、−25
〔dB〕となる。即ち、ピーク・エンベロープ・パワー
が大きくなるに従って急速に歪抑圧量が小さくなる。な
お、(c),(d)の横軸は周波数、縦軸は歪抑圧量
〔dB〕を示す。
ンベロープ・パワーを9〔dB〕とすると、平均電力の
時の信号周波数帯域内に於ける歪抑圧量〔dB〕は
(c)に示すように、−40〔dB〕であるが、ピーク
・エンベロープ・パワーの相対出力レベルが9〔dB〕
の時の歪抑圧量〔dB〕は(d)に示すように、−25
〔dB〕となる。即ち、ピーク・エンベロープ・パワー
が大きくなるに従って急速に歪抑圧量が小さくなる。な
お、(c),(d)の横軸は周波数、縦軸は歪抑圧量
〔dB〕を示す。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】移動通信システムに於
いては、加入者数の増加や、マルチメディア対応の大容
量伝送の要望に対して、例えば、PDC方式では搬送波
数の増加、CDMA方式ではコード多重度の増大等を行
うことになる。それによって、搬送波のピーク・エンベ
ロープ・パワーが更に大きくなる。従って、前述のよう
に、フィード・フォワード増幅器を適用しても、歪が大
きくなる。
いては、加入者数の増加や、マルチメディア対応の大容
量伝送の要望に対して、例えば、PDC方式では搬送波
数の増加、CDMA方式ではコード多重度の増大等を行
うことになる。それによって、搬送波のピーク・エンベ
ロープ・パワーが更に大きくなる。従って、前述のよう
に、フィード・フォワード増幅器を適用しても、歪が大
きくなる。
【0011】即ち、図10の(a)に示す歪除去ループ
34の線形信号経路40のAM−AM特性及びAM−P
M特性のように、補助増幅器信号経路38のAM−AM
特性及びAM−PM特性も線形的な特性であれば、歪除
去が確実であるが、補助増幅器36が非線形素子を含む
構成であることにより、同図の(b)に示すように非線
形特性を有し、振幅及び位相が瞬時的なピーク・エンベ
ロープ・パワーの増大に追従できないことにより、歪抑
圧量が減少する問題がある。本発明は、位相特性を補正
し、フィード・フォワード増幅器に適用した場合のピー
ク・エンベロープ・パワーの増大によっても充分な歪抑
圧量を維持することを目的とする。
34の線形信号経路40のAM−AM特性及びAM−P
M特性のように、補助増幅器信号経路38のAM−AM
特性及びAM−PM特性も線形的な特性であれば、歪除
去が確実であるが、補助増幅器36が非線形素子を含む
構成であることにより、同図の(b)に示すように非線
形特性を有し、振幅及び位相が瞬時的なピーク・エンベ
ロープ・パワーの増大に追従できないことにより、歪抑
圧量が減少する問題がある。本発明は、位相特性を補正
し、フィード・フォワード増幅器に適用した場合のピー
ク・エンベロープ・パワーの増大によっても充分な歪抑
圧量を維持することを目的とする。
【0012】
【課題を解決するための手段】本発明の位相補正増幅器
は、(1)GaAs電界効果トランジスタと、Si電界
効果トランジスタ又はSiバイポーラトランジスタとを
縦続接続した構成を有するものである。
は、(1)GaAs電界効果トランジスタと、Si電界
効果トランジスタ又はSiバイポーラトランジスタとを
縦続接続した構成を有するものである。
【0013】又(2)GaAs電界効果トランジスタ
と、Si電界効果トランジスタ又はSiバイポーラトラ
ンジスタとを、調整可能の減衰器を介して接続した構成
とすることができる。
と、Si電界効果トランジスタ又はSiバイポーラトラ
ンジスタとを、調整可能の減衰器を介して接続した構成
とすることができる。
【0014】又(3)送信信号を分配してそれぞれ入力
する主増幅器5を含む信号経路7と線形信号経路9とか
らなる歪抽出ループ3と、この歪抽出ループ3の主増幅
器信号経路7を介した出力信号と、線形信号経路9を介
した出力信号とを入力する方向性結合器14と、この方
向性結合器14の出力信号をそれぞれ入力する補助増幅
器6を含む信号経路8と線形信号経路10とからなる歪
除去ループ4と、この歪除去ループ4の補助増幅器信号
経路10を介した出力信号と、補助線形信号経路8を介
した出力信号とを入力して合成する合成器15とからな
るフィード・フォワード増幅器であって、主増幅器5及
び補助増幅器6を、GaAs電界効果トランジスタと、
Si電界効果トランジスタ又はSiバイポーラトランジ
スタとを縦続接続した位相補正増幅器により構成してい
る。又このGaAs電界効果トランジスタと、Si電界
効果トランジスタ又はSiバイポーラトランジスタとの
間に調整可能の減衰器を設けることができる。
する主増幅器5を含む信号経路7と線形信号経路9とか
らなる歪抽出ループ3と、この歪抽出ループ3の主増幅
器信号経路7を介した出力信号と、線形信号経路9を介
した出力信号とを入力する方向性結合器14と、この方
向性結合器14の出力信号をそれぞれ入力する補助増幅
器6を含む信号経路8と線形信号経路10とからなる歪
除去ループ4と、この歪除去ループ4の補助増幅器信号
経路10を介した出力信号と、補助線形信号経路8を介
した出力信号とを入力して合成する合成器15とからな
るフィード・フォワード増幅器であって、主増幅器5及
び補助増幅器6を、GaAs電界効果トランジスタと、
Si電界効果トランジスタ又はSiバイポーラトランジ
スタとを縦続接続した位相補正増幅器により構成してい
る。又このGaAs電界効果トランジスタと、Si電界
効果トランジスタ又はSiバイポーラトランジスタとの
間に調整可能の減衰器を設けることができる。
【0015】
【発明の実施の形態】図1は本発明の実施の形態の説明
図であり、1は入力端子、2は出力端子、3は歪抽出ル
ープ、4は歪除去ループ、5は主増幅器、6は補助増幅
器、7は主増幅器信号経路、8は補助増幅器信号経路、
9,10は線形信号経路、11,12はベクトル調整
器、13は電力分配器、14は方向性結合器、15は電
力合成器、A1,A2,A3,A4は、GaAs FE
T(電界効果トランジスタ)やMOS FET(電界効
果トランジスタ)等のトランジスタを示す。
図であり、1は入力端子、2は出力端子、3は歪抽出ル
ープ、4は歪除去ループ、5は主増幅器、6は補助増幅
器、7は主増幅器信号経路、8は補助増幅器信号経路、
9,10は線形信号経路、11,12はベクトル調整
器、13は電力分配器、14は方向性結合器、15は電
力合成器、A1,A2,A3,A4は、GaAs FE
T(電界効果トランジスタ)やMOS FET(電界効
果トランジスタ)等のトランジスタを示す。
【0016】歪除去ループ4の主増幅器5及び歪除去ル
ープ4の補助増幅器6を、それぞれ位相特性が異なるト
ランジスタにより構成したもので、例えば、前段のトラ
ンジスタA1,A3をGaAs FET、後段のトラン
ジスタA2,A4をMOSFET又はSiバイポーラ・
トランジスタとして縦続接続する。この場合、GaAs
FETと、MOS FET又はSiバイポーラ・トラ
ンジスタとは位相特性が異なるものであり、それらを組
合せることにより位相補正増幅器を構成することができ
る。
ープ4の補助増幅器6を、それぞれ位相特性が異なるト
ランジスタにより構成したもので、例えば、前段のトラ
ンジスタA1,A3をGaAs FET、後段のトラン
ジスタA2,A4をMOSFET又はSiバイポーラ・
トランジスタとして縦続接続する。この場合、GaAs
FETと、MOS FET又はSiバイポーラ・トラ
ンジスタとは位相特性が異なるものであり、それらを組
合せることにより位相補正増幅器を構成することができ
る。
【0017】又接続順序は何れか一方を前段、他方を後
段とすることができるもので、何れの場合も同様な効果
が得られる。なお、GaAs FETは、10V程度の
電源電圧を使用し、又MOS FETは、20〜30V
程度の電源電圧を使用する場合が一般的であり、後段の
トランジスタA2,A4を、電源電圧の高いMOSFE
Tとすることが出力電力等の点から好適である。
段とすることができるもので、何れの場合も同様な効果
が得られる。なお、GaAs FETは、10V程度の
電源電圧を使用し、又MOS FETは、20〜30V
程度の電源電圧を使用する場合が一般的であり、後段の
トランジスタA2,A4を、電源電圧の高いMOSFE
Tとすることが出力電力等の点から好適である。
【0018】例えば、GaAs FETのみによる増幅
器のAM−AM特性及びAM−PM特性は、図2の
(a),(b)に示すものとなり、MOS FETのみ
による増幅器のAM−AM特性及びAM−PM特性は、
図3の(a),(b)に示すものとなる。
器のAM−AM特性及びAM−PM特性は、図2の
(a),(b)に示すものとなり、MOS FETのみ
による増幅器のAM−AM特性及びAM−PM特性は、
図3の(a),(b)に示すものとなる。
【0019】前述の図2及び図3は、周波数2.1GH
zに於いて測定したもので、(a),(b)のそれぞれ
の横軸の入力レベルPin〔dBm〕は、−20〜0
〔dBm〕について示す。又(a)の縦軸のゲインGa
in〔dB〕は、(1dB/)として示すように、1目
盛りは1dBを表し、又(b)の縦軸の位相Phase
〔deg.〕は、(2°/)として示すように、1目盛
りは2°を表す。
zに於いて測定したもので、(a),(b)のそれぞれ
の横軸の入力レベルPin〔dBm〕は、−20〜0
〔dBm〕について示す。又(a)の縦軸のゲインGa
in〔dB〕は、(1dB/)として示すように、1目
盛りは1dBを表し、又(b)の縦軸の位相Phase
〔deg.〕は、(2°/)として示すように、1目盛
りは2°を表す。
【0020】又MOS FETのみによる増幅器のAM
−AM特性及びAM−PM特性は、図3の(a),
(b)に示すものとなる。測定条件及び横軸と縦軸と
は、図2の場合と同様である。即ち、AM−AM特性
は、GaAs FET増幅器による場合と、MOS F
ET増幅器による場合とほぼ同様であるが、AM−PM
特性は、位相の変化が反対となっている。
−AM特性及びAM−PM特性は、図3の(a),
(b)に示すものとなる。測定条件及び横軸と縦軸と
は、図2の場合と同様である。即ち、AM−AM特性
は、GaAs FET増幅器による場合と、MOS F
ET増幅器による場合とほぼ同様であるが、AM−PM
特性は、位相の変化が反対となっている。
【0021】図4は本発明の実施の形態の位相補正増幅
器によるAM−AM,AM−PM特性説明図であり、図
1の主増幅器5及び補助増幅器6を、それぞれ特性の異
なるGaAs FETと、MOS FETとを縦続接続
した位相補正増幅器の構成とした場合のAM−AM特性
を(a)に、AM−PM特性を(b)に示す。又測定条
件は、図2及び図3に示す場合と同様である。この図4
の(b)のAM−PM特性から判るように、本発明の実
施の形態の位相補正増幅器によれば、入力レベルの増加
に対する位相変化も少なくなる。従って、AM−PM特
性を改善した増幅器を提供することができる。
器によるAM−AM,AM−PM特性説明図であり、図
1の主増幅器5及び補助増幅器6を、それぞれ特性の異
なるGaAs FETと、MOS FETとを縦続接続
した位相補正増幅器の構成とした場合のAM−AM特性
を(a)に、AM−PM特性を(b)に示す。又測定条
件は、図2及び図3に示す場合と同様である。この図4
の(b)のAM−PM特性から判るように、本発明の実
施の形態の位相補正増幅器によれば、入力レベルの増加
に対する位相変化も少なくなる。従って、AM−PM特
性を改善した増幅器を提供することができる。
【0022】図5は本発明の実施の形態の特性説明図で
あり、図1に於ける歪除去ループ4の線形信号経路10
のAM−AM,AM−PM特性を(a)に示し、補助増
幅器信号経路8のAM−AM,AM−PM特性を(b)
に示す。又(a),(b)の横軸は相対出力レベル〔d
B〕を示し、平均電力を0〔dB〕とし、ピーク・エン
ベロープ・パワーを9〔dB〕とし、縦軸を振幅レベル
〔dB〕及び位相量〔deg.〕としている。なお、位
相量は、(a)に於いては0°を基準としているのに対
して、(b)は位相が反転していることから、180°
を基準として示している。
あり、図1に於ける歪除去ループ4の線形信号経路10
のAM−AM,AM−PM特性を(a)に示し、補助増
幅器信号経路8のAM−AM,AM−PM特性を(b)
に示す。又(a),(b)の横軸は相対出力レベル〔d
B〕を示し、平均電力を0〔dB〕とし、ピーク・エン
ベロープ・パワーを9〔dB〕とし、縦軸を振幅レベル
〔dB〕及び位相量〔deg.〕としている。なお、位
相量は、(a)に於いては0°を基準としているのに対
して、(b)は位相が反転していることから、180°
を基準として示している。
【0022】又相対出力レベルが0〔dB〕の平均電力
の時の歪抑圧量〔dB〕を(c)に、9〔dB〕のピー
ク・エンベロープ・パワーの時の歪抑圧量〔dB〕を
(d)に示す。又横軸は周波数を示し、縦軸は歪抑圧量
〔dB〕を示す。従来例の図9と対比すれば明らかなよ
うに、本発明の実施の形態によれば、補助増幅器信号経
路8の補助増幅器6を位相補正増幅器としたことによ
り、ピーク・エンベロープ・パワーの時でも入力レベル
変動に対する位相変動は僅かとなり、線形信号経路10
に類似した特性となる。従って、歪除去を確実に行うこ
とができるから、歪抑圧量は、(d)に示すように、−
35〔dB〕とすることができる。
の時の歪抑圧量〔dB〕を(c)に、9〔dB〕のピー
ク・エンベロープ・パワーの時の歪抑圧量〔dB〕を
(d)に示す。又横軸は周波数を示し、縦軸は歪抑圧量
〔dB〕を示す。従来例の図9と対比すれば明らかなよ
うに、本発明の実施の形態によれば、補助増幅器信号経
路8の補助増幅器6を位相補正増幅器としたことによ
り、ピーク・エンベロープ・パワーの時でも入力レベル
変動に対する位相変動は僅かとなり、線形信号経路10
に類似した特性となる。従って、歪除去を確実に行うこ
とができるから、歪抑圧量は、(d)に示すように、−
35〔dB〕とすることができる。
【0023】図6は本発明の実施の形態の位相補正増幅
器の説明図であり、Q1はGaAsFET、Q2はMO
S FET、ATTは可変減衰器、C1,C2は結合コ
ンデンサ、Vg1,Vg2はゲートバイアス電圧、Vd
1,Vd2はドレイン電圧を示す。又コンデンサ,イン
ダクタンス,抵抗等の表示による回路構成は、マイクロ
ストリップライン等による回路構成の各成分を示すもの
である。
器の説明図であり、Q1はGaAsFET、Q2はMO
S FET、ATTは可変減衰器、C1,C2は結合コ
ンデンサ、Vg1,Vg2はゲートバイアス電圧、Vd
1,Vd2はドレイン電圧を示す。又コンデンサ,イン
ダクタンス,抵抗等の表示による回路構成は、マイクロ
ストリップライン等による回路構成の各成分を示すもの
である。
【0024】この実施の形態は、前段にGaAs FE
Tを設け、後段にMOS FETを設けた場合を示し、
更に減衰量を調整可能として段間接続を行う可変減衰器
ATTを結合コンデンサC1,C2を介してを設け、前
段と後段との特性の異なるFETを縦続接続した場合の
後段のMOS FETに入力されるレベルを調整して位
相補正特性の精度を更に向上させることができる。
Tを設け、後段にMOS FETを設けた場合を示し、
更に減衰量を調整可能として段間接続を行う可変減衰器
ATTを結合コンデンサC1,C2を介してを設け、前
段と後段との特性の異なるFETを縦続接続した場合の
後段のMOS FETに入力されるレベルを調整して位
相補正特性の精度を更に向上させることができる。
【0025】又前段にMOS FETQ2を設け、後段
にGaAs FETQ1を設けた構成とすることも可能
である。又可変減衰器ATTは、後段のFETへの入力
レベルの調整が必要でない場合は省略することができ
る。又GaAs FETQ1のドレイン電圧Vd1は、
通常は10V程度、MOS FETQ2のドレイン電圧
Vd2は、通常25V程度とすることができる。このよ
うに電源電圧が2種類必要となるが、DC−DCコンバ
ータ等によって所望の電圧を容易に得ることができる。
にGaAs FETQ1を設けた構成とすることも可能
である。又可変減衰器ATTは、後段のFETへの入力
レベルの調整が必要でない場合は省略することができ
る。又GaAs FETQ1のドレイン電圧Vd1は、
通常は10V程度、MOS FETQ2のドレイン電圧
Vd2は、通常25V程度とすることができる。このよ
うに電源電圧が2種類必要となるが、DC−DCコンバ
ータ等によって所望の電圧を容易に得ることができる。
【0026】図7は本発明の実施の形態と従来例との特
性比較説明図であり、横軸をピークレベル(相対値)
〔dB〕、縦軸を漏電力〔dBm〕及び歪抑圧量〔d
B〕とし、従来例を細点線及び太点線で示し、本発明の
実施の形態を細実線及び太実線で示す。又漏電力は、方
向性結合器14,44を介して歪除去ループ4,34の
補助増幅器信号経路8,38に入力される電力を意味
し、本発明に於いては、歪抽出ループ3の主増幅器5も
位相補正増幅器により構成していることにより、ピーク
レベルが高い時でも、漏電力量減少として示すように、
従来例に比較して数〔dB〕の減少となる。
性比較説明図であり、横軸をピークレベル(相対値)
〔dB〕、縦軸を漏電力〔dBm〕及び歪抑圧量〔d
B〕とし、従来例を細点線及び太点線で示し、本発明の
実施の形態を細実線及び太実線で示す。又漏電力は、方
向性結合器14,44を介して歪除去ループ4,34の
補助増幅器信号経路8,38に入力される電力を意味
し、本発明に於いては、歪抽出ループ3の主増幅器5も
位相補正増幅器により構成していることにより、ピーク
レベルが高い時でも、漏電力量減少として示すように、
従来例に比較して数〔dB〕の減少となる。
【0027】又歪抑圧量は、本発明によれば、ピークレ
ベル(相対値)が9〔dB〕までは−40〔dB〕を維
持することが可能であるが、従来例によると、ピークレ
ベル(相対値)が6〔dB〕を超えると少なくなり、ピ
ークレベル(相対値)が8〔dB〕に於いては−27
〔dB〕程度となる。従って、本発明によれば、歪抑圧
量は矢印で示すように大きく改善されることになる。又
MOS FETと、Siバイポーラトランジスタとの位
相特性が類似していることから、GaAs FETとS
iバイポーラトランジスタとを組合せ位相補正増幅器を
構成することも可能である。
ベル(相対値)が9〔dB〕までは−40〔dB〕を維
持することが可能であるが、従来例によると、ピークレ
ベル(相対値)が6〔dB〕を超えると少なくなり、ピ
ークレベル(相対値)が8〔dB〕に於いては−27
〔dB〕程度となる。従って、本発明によれば、歪抑圧
量は矢印で示すように大きく改善されることになる。又
MOS FETと、Siバイポーラトランジスタとの位
相特性が類似していることから、GaAs FETとS
iバイポーラトランジスタとを組合せ位相補正増幅器を
構成することも可能である。
【0028】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、位相特
性の異なるGaAs電界効果トランジスタと、Si電界
効果トランジスタ又はSiバイポーラ・トランジスタと
を縦続接続して位相補正増幅器を構成したもので、簡単
な構成により、AM−PM特性を改善した増幅器を提供
することができる。又この位相補正増幅器を、主増幅器
5と補助増幅器6とに適用したことにより、ピーク・エ
ンベロープ・パワーに於いても大きな歪抑圧量を維持し
て、送信信号の電力増幅を可能とすることができる利点
がある。従って、移動通信システムに於ける加入者数の
増加に対応するように、無線基地局の送信電力増幅器に
適用することができる。
性の異なるGaAs電界効果トランジスタと、Si電界
効果トランジスタ又はSiバイポーラ・トランジスタと
を縦続接続して位相補正増幅器を構成したもので、簡単
な構成により、AM−PM特性を改善した増幅器を提供
することができる。又この位相補正増幅器を、主増幅器
5と補助増幅器6とに適用したことにより、ピーク・エ
ンベロープ・パワーに於いても大きな歪抑圧量を維持し
て、送信信号の電力増幅を可能とすることができる利点
がある。従って、移動通信システムに於ける加入者数の
増加に対応するように、無線基地局の送信電力増幅器に
適用することができる。
【図1】本発明の実施の形態の説明図である。
【図2】GaAs FET増幅器によるAM−AM,A
M−PM特性説明図である。
M−PM特性説明図である。
【図3】MOS FET増幅器によるAM−AM,AM
−PM特性説明図である。
−PM特性説明図である。
【図4】本発明の実施の形態の位相補正増幅器によるA
M−AM,AM−PM特性説明図である。
M−AM,AM−PM特性説明図である。
【図5】本発明の実施の形態の特性説明図である。
【図6】本発明の実施の形態の位相補正増幅器の説明図
である。
である。
【図7】本発明の実施の形態と従来例との特性比較説明
図である。
図である。
【図8】従来例の説明図である。
【図9】従来例のMOS FET増幅器の説明図であ
る。
る。
【図10】従来例の特性説明図である。
1 入力端子 2 出力端子 3 歪抽出ループ 4 歪除去ループ 5 主増幅器 6 補助増幅器 7 主増幅器信号経路 8 補助増幅器信号経路 9,10 線形信号経路 11,12 ベクトル調整器 13 電力分配器 14 方向性結合器 15 電力合成器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Fターム(参考) 5J090 AA04 AA41 CA01 CA26 FA15 GN02 GN05 GN07 HA02 HA10 HA18 HA24 HA26 HA29 HA33 HN03 HN14 KA15 KA16 KA23 KA26 KA48 KA68 MA08 MA14 MA20 MA22 SA14 TA01 TA02 TA03
Claims (4)
- 【請求項1】 GaAs電界効果トランジスタと、Si
電界効果トランジスタ又はSiバイポーラトランジスタ
とを縦続接続した構成を備えたことを特徴とする位相補
正増幅器。 - 【請求項2】 GaAs電界効果トランジスタと、Si
電界効果トランジスタ又はSiバイポーラトランジスタ
とを、調整可能の減衰器を介して接続した構成を有する
ことを特徴とする位相補正増幅器。 - 【請求項3】 送信信号を分配してそれぞれ入力する主
増幅器を含む信号経路と線形信号経路とからなる歪抽出
ループと、該歪抽出ループの前記主増幅器信号経路を介
した出力信号と前記線形信号経路を介した出力信号とを
入力する方向性結合器と、該方向性結合器の出力信号を
それぞれ入力する補助増幅器を含む信号経路と線形信号
経路とからなる歪除去ループと、該歪除去ループの前記
補助増幅器信号経路を介した出力信号と前記補助線形信
号経路を介した出力信号とを入力して合成する合成器と
からなるフィード・フォワード増幅器に於いて、 前記主増幅器及び前記補助増幅器を、GaAs電界効果
トランジスタと、Si電界効果トランジスタ又はSiバ
イポーラトランジスタとを縦続接続した位相補正増幅器
により構成したことを特徴とするフィード・フォワード
増幅器。 - 【請求項4】 前記主増幅器及び前記補助増幅器を、G
aAs電界効果トランジスタと、Si電界効果トランジ
スタ又はSiバイポーラトランジスタとを、調整可能の
減衰器を介して縦続接続した位相補正増幅器により構成
したことを特徴とする請求項3記載のフィード・フォワ
ード増幅器。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11052406A JP2000252758A (ja) | 1999-03-01 | 1999-03-01 | 位相補正増幅器及び該位相補正増幅器を用いたフィード・フォワード増幅器 |
US09/491,149 US6313702B1 (en) | 1999-03-01 | 2000-01-26 | Phase correction amplifier and a feed-forward amplifier using the same |
US09/966,174 US20020017955A1 (en) | 1999-03-01 | 2001-09-28 | Phase correction amplifier and a feed-forward amplifier using the same |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11052406A JP2000252758A (ja) | 1999-03-01 | 1999-03-01 | 位相補正増幅器及び該位相補正増幅器を用いたフィード・フォワード増幅器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000252758A true JP2000252758A (ja) | 2000-09-14 |
Family
ID=12913920
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11052406A Pending JP2000252758A (ja) | 1999-03-01 | 1999-03-01 | 位相補正増幅器及び該位相補正増幅器を用いたフィード・フォワード増幅器 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (2) | US6313702B1 (ja) |
JP (1) | JP2000252758A (ja) |
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CN1241324C (zh) * | 2001-07-18 | 2006-02-08 | 松下电器产业株式会社 | 前馈放大器及前馈放大方法 |
KR101400862B1 (ko) * | 2007-09-19 | 2014-05-28 | 삼성전자주식회사 | 무선통신시스템에서 저잡음 증폭 장치 및 방법 |
CN104868487B (zh) * | 2015-05-07 | 2017-08-29 | 国家电网公司 | 低频段抑制加强型抗反调电力系统稳定方法 |
CN110661539B (zh) * | 2019-09-20 | 2021-09-14 | 锐捷网络股份有限公司 | 一种数据接收电路、方法、装置、设备及介质 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2418981A1 (fr) * | 1978-03-03 | 1979-09-28 | Lignes Telegraph Telephon | Circuit d'amplification pour telecommunication en hyperfrequence |
JPH0777330B2 (ja) | 1988-02-03 | 1995-08-16 | 日本電信電話株式会社 | フィードフォワード増幅器の自動調整回路 |
JPH0785523B2 (ja) | 1988-02-05 | 1995-09-13 | 日本電信電話株式会社 | 非線形歪補償回路 |
JP2799911B2 (ja) | 1991-03-14 | 1998-09-21 | 日本電信電話株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
JP2711414B2 (ja) | 1990-12-28 | 1998-02-10 | 日本電信電話株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
JP2945451B2 (ja) | 1990-07-25 | 1999-09-06 | 日本電信電話株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
JP2711413B2 (ja) | 1990-12-28 | 1998-02-10 | 日本電信電話株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
JP2948279B2 (ja) | 1990-07-25 | 1999-09-13 | 日本電信電話株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
JP2945447B2 (ja) | 1990-07-11 | 1999-09-06 | 日本電信電話株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
US5565814A (en) * | 1994-12-21 | 1996-10-15 | Nec Corporation | Feedforward amplifier using frequency changeable pilot signal |
JP3361657B2 (ja) * | 1995-07-20 | 2003-01-07 | 松下電器産業株式会社 | フィードフォワード増幅器の制御装置および制御方法 |
US5796307A (en) * | 1995-11-16 | 1998-08-18 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Amplifying device having input and output nonlinear phase shifters of opposite phase-frequency characteristics |
US6172567B1 (en) * | 1998-08-31 | 2001-01-09 | Hitachi, Ltd. | Radio communication apparatus and radio frequency power amplifier |
JP4015782B2 (ja) * | 1998-10-22 | 2007-11-28 | 日本無線株式会社 | フィードフォワード非線形歪補償増幅器 |
-
1999
- 1999-03-01 JP JP11052406A patent/JP2000252758A/ja active Pending
-
2000
- 2000-01-26 US US09/491,149 patent/US6313702B1/en not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-09-28 US US09/966,174 patent/US20020017955A1/en not_active Abandoned
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US6313702B1 (en) | 2001-11-06 |
US20020017955A1 (en) | 2002-02-14 |
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A977 | Report on retrieval |
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