WO2003083987A1 - Joint tournant - Google Patents

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WO2003083987A1
WO2003083987A1 PCT/JP2003/003631 JP0303631W WO03083987A1 WO 2003083987 A1 WO2003083987 A1 WO 2003083987A1 JP 0303631 W JP0303631 W JP 0303631W WO 03083987 A1 WO03083987 A1 WO 03083987A1
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WO
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waveguide
rotary joint
terminal
circular
branch
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Application number
PCT/JP2003/003631
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English (en)
French (fr)
Inventor
Yoji Aramaki
Naofumi Yoneda
Moriyasu Miyazaki
Akio Iida
Izuru Naito
Toshiyuki Horie
Yutaka Simawaki
Original Assignee
Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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Filing date
Publication date
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Priority to EP03712927A priority patent/EP1492191B1/en
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    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/06—Movable joints, e.g. rotating joints
    • H01P1/062—Movable joints, e.g. rotating joints the relative movement being a rotation
    • H01P1/066—Movable joints, e.g. rotating joints the relative movement being a rotation with an unlimited angle of rotation
    • H—ELECTRICITY
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    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/16—Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion
    • H01P1/161—Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion sustaining two independent orthogonal modes, e.g. orthomode transducer

Definitions

  • the present invention relates to a mouth joint used mainly in a VHF band, a UHF band, a microwave band, and a millimeter wave band.
  • FIG. 12 is a plan view showing a configuration of a conventional rotary joint disclosed in, for example, Japanese Patent Publication No. 56-5152.
  • reference numerals 101 and 102 denote circular waveguides having substantially the same cross-sectional dimensions and a substantially common axis
  • reference numeral 103 denotes a flange formed on the connecting surface between the circular waveguides 101 and 102.
  • Choke groove, 104 is a bearing, 105 is a connection part consisting of a choke groove and a bearing, 106 and 107 are convex portions for linear polarization / circular polarization conversion, 108 and 109 are input rectangular waveguides, 110 And 111 are output rectangular waveguides, 112 and 113 are short-circuiting plates, and 114 to 117 are coupling holes.
  • the choke groove 103 is a means usually used so that the gap between the circular waveguides 101 and 102 is equivalently short-circuited at the frequency propagating in the circular waveguides 101 and 102.
  • the circular waveguides 101 and 102 are connected to each other at a high frequency while maintaining a predetermined gap by the function of the connecting portion 105 having the choke groove 105.
  • the circular waveguide 102 rotates by a predetermined rotation angle about the circular axis with respect to the circular waveguide 102 around the circular axis while keeping the circular axis of the circular waveguide 101 common to the circular waveguide 101 by the action of the bearing 104. It is possible.
  • the position of the convex portion 106 for linear polarization / circular polarization conversion is set at + 45 ° or -45 ° with respect to the electric field direction of the TE 10 mode of the input rectangular waveguide 108.
  • the position of the convex portion 107 for polarization-circular polarization conversion is 1 45 ° with respect to the TE 10 mode electric field direction of the output rectangular waveguide 110 for the former, and + 45 ° for the latter. Is set at each position.
  • the coupling holes 1 1 4 and 1 1 6 are formed by cutting out a part of the short-circuit plates 1 1 2 and 1 1 3.
  • the coupling holes 115 and 117 are formed by cutting off a part of the side walls of the circular waveguides 101 and 102.
  • the TE10 mode radio wave incident from the input rectangular waveguide 108 is efficiently converted to the TE11 mode of the circular waveguide 101 through the coupling hole 114,
  • the linearly polarized light / circularly polarized light conversion convex portion 106 converts the linearly polarized light into circularly polarized light.
  • the converted circularly polarized wave is transmitted to the circular waveguide 102 via the connecting portion 105 regardless of the rotation angle of the circular waveguide 102 due to the rotational symmetry of the mode. On the contrary, it is guided to the output rectangular waveguide 110 through a process.
  • the output square wave is guided through the coupling hole 116. It is transmitted to the waveguide 110.
  • other TE10 mode radio waves incident from the input rectangular waveguide 109 are efficiently converted to the TE11 mode of the circular waveguide 101 via the coupling hole 115.
  • the direction of the electric field of the TE11 mode converted at this time is orthogonal to that of the TE11 mode due to the incident wave from the input rectangular waveguide 108.
  • the TE 11 mode radio wave converted via the coupling hole 1 15 is converted into the TE 11 mode via the coupling hole 1 14 by the linearly-circularly-polarized-conversion convex portion 106. Is converted to a circularly polarized wave of the opposite rotation. At this time, the converted circularly polarized wave is transmitted to the circular waveguide 102 via the connection portion 105 regardless of the rotation angle of the circular waveguide 102 due to the rotational symmetry of the mode, The light is guided to the output rectangular waveguide 111 through a process reverse to the above-described process.
  • the linearly polarized light is converted from circularly polarized light into linearly polarized light by the linearly-polarized to circularly-polarized light converting convex portion 107 in the circular waveguide 102, and then the output rectangular wave is guided through the coupling hole 117. It is transmitted to the waveguide 1 1 1.
  • the conventional oral tally joint shown in FIG. 12 has a structure in the input rectangular waveguide, regardless of whether the circular waveguide 102 and the output rectangular waveguide 110 rotate. Is guided to the output rectangular waveguide 110, and the signal in the input rectangular waveguide 109 is guided to the output rectangular waveguide 111. That is, the conventional rotary joint has a function as a two-channel rotary joint that can simultaneously transmit two different signals.
  • the linearly polarized light-circularly polarized light convex parts 106 and 107 have a relatively narrow frequency range in which a circularly polarized wave having good axial ratio characteristics can be obtained, and thus can be used as a mouth-to-tally joint. There is a problem that it is difficult to obtain a wide band.
  • the present invention has been made in order to solve the above-mentioned problems, and has an object to provide a thin-walled tally joint having a wide band characteristic, a low loss, and excellent power durability. I do. Disclosure of the invention
  • the rotary joint according to the present invention includes: a common-side terminal connected to the waveguide portion; and two branch-side terminals from which two mutually orthogonal polarized waves input to the common-side terminal are separated and taken out.
  • First and second polarizers having one end connected to a common terminal of the first polarizer and the other end connected to a common terminal of the second polarizer.
  • a waveguide section having a rotatable connection section.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a rotary joint according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a perspective view showing a part of the rotary joint according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a plan view showing a part of the mouth-tally joint according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. 4 is a plan view showing a part of a rotary joint according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 5 is a plan view showing a part of the mouth-tally joint according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing a demultiplexing operation of the rotary joint according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 7 is a perspective view showing a part of the mouth-tally joint according to Embodiment 1 of the present invention. View,
  • FIG. 8 is a configuration diagram of a mouth tally joint according to Embodiment 2 of the present invention
  • FIG. 9 is a configuration diagram of a rotary joint according to Embodiment 3 of the present invention
  • FIG. 10 is an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a configuration diagram showing a part of a rotary joint according to FIG.
  • FIG. 11 is a configuration diagram showing a part of a rotary joint according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 12 is a plan view showing a configuration of a conventional rotary joint. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a rotary joint according to Embodiment 1 of the present invention.
  • 21 and 22 denote polarizers
  • 23 denotes a rotating part of a circular waveguide having a rotatable structure
  • P1 to P6 denote terminals.
  • the polarization demultiplexers 21 and 22 use the same configuration of the polarization demultiplexers.
  • the polarization splitter 21 has a common terminal P 1 having a circular waveguide cross-sectional shape, and two branches from which two mutually orthogonal polarized waves inputted to the common terminal P 1 are separated and extracted. It has side terminals P 2 and P 3.
  • a common terminal P 4 having a circular waveguide cross-sectional shape and two mutually orthogonal polarized waves inputted to the common terminal P 4 are separated and extracted. It has two branch terminals P 5 and P 6.
  • One end of the circular waveguide rotating part 23 is connected to the common side terminal P 1 of the polarization splitter 21, and the other end is connected to the common side terminal P 4 of the polarization splitter 22.
  • FIGS. 2 to 4 show the configurations of the polarization splitters 21 and 22, and FIG. 5 shows the configuration of the circular waveguide rotating unit 23.
  • FIG. 2 is a perspective view showing a part of the rotary joint according to the first embodiment of the present invention.
  • Fig. 2 shows a part of the polarizer / demultiplexer 21 (22).
  • reference numeral 1 denotes a first square LED that transmits vertically polarized waves and horizontally polarized waves.
  • Waveguides, 2a to 2d, are branched at right angles and symmetrically with respect to the tube axis of the square main waveguide 1.
  • 1st to 4th rectangular branch waveguides, 3 is a short-circuit plate that closes one terminal of the square main waveguide 1,
  • Reference numeral 4 denotes a square pyramid-shaped metal block provided in the square main waveguide 1 and on the short-circuit plate 3, 9 is connected to one terminal of the square main waveguide 1, and Square The opening diameter decreases toward the branch of the first square main waveguide 1 with respect to the branch waveguides 2a to 2d, and the step is sufficiently small compared to the free space wavelength in the frequency band used.
  • Waveguide step, 10 is connected to a circular-square waveguide step 9, and is a circular main waveguide that transmits vertically polarized radio waves and horizontally polarized radio waves, P21, P22, P3 1, P32 is a terminal, H is a horizontally polarized radio wave, and V is a vertically polarized radio wave.
  • FIGS. 3 and 4 are plan views each showing a part of the rotary joint according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIGS. 3 and 4 show the polarization splitter 21 (22), which is a polarization splitter using the configuration of FIG. 3 and 4, 11 a to 1 d are connected to the first to fourth rectangular branch waveguides 2 a to 2 d, respectively, and the tube axis is curved in the H plane, and
  • the first to fourth rectangular waveguide multi-stage transformers whose aperture diameters decrease as the distance from the rectangular branch waveguides 2a to 2d increases, 12a is the first rectangular waveguide multi-stage transformer 11a
  • 12b is the third rectangular waveguide multistage transformer 11c and This is the second rectangular waveguide E-plane T branch circuit connected to the fourth rectangular waveguide multistage transformer 11d.
  • FIG. 5 is a plan view showing a part of the rotary joint according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 shows the circular waveguide rotating part 23.
  • 13 and 14 are circular waveguides
  • 15 is a choke groove formed on the flange of the connection surface of circular waveguides 13 and 14
  • 16 is a bearing
  • 17 is a choke groove and a bearing. It is a connecting part consisting of:
  • the operation of the rotary joint according to the first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.
  • this radio wave is a circular-square waveguide step 9, a square main waveguide 1
  • the light propagates through the rectangular branch waveguides 2a and 2b and is output from the terminals P21 and P22 as the fundamental mode (TE10 mode) of each branch waveguide.
  • the radio wave H is designed so that the distance between the upper and lower side walls of the rectangular branch waveguides 2c and 2d is less than half of the free space wavelength in the used frequency band. Because of this, they Hardly leaks to the terminals P 31 and P 32 due to the cutoff effect of.
  • FIG. 6 since the direction of the electric field is changed along the metal block 4 and the short-circuit plate 3, two rectangular waveguides E having equivalently excellent reflection characteristics are symmetrically placed. The electric field distribution is in a state of being shifted. For this reason, the radio wave H input from the terminal P 1 is efficiently output to the terminals P 21 and P 22 while suppressing reflection to the terminal P 1 and leakage to the terminals P 31 and P 32. You.
  • the circular-square waveguide step 9 is designed so that the step is sufficiently smaller than the free space wavelength in the used frequency band. For this reason, the reflection characteristic has a large reflection loss in a frequency band near the cutoff frequency of the basic mode of the radio wave H, and a very small reflection loss in a frequency band slightly higher than the cutoff frequency. This is similar to the reflection characteristics of the branch.
  • the fundamental mode of the radio wave H It is possible to suppress reflection characteristic deterioration due to a frequency band near the cutoff frequency without impairing good reflection characteristics in a frequency band that is somewhat higher than the cutoff frequency.
  • the fundamental mode (TE10 mode) of the vertically polarized radio wave V is input from the terminal P1
  • this radio wave is converted into a circular-square waveguide step 9, a square main waveguide 1, a rectangular branch waveguide.
  • the light propagates through 2c and 2d and is output from terminals P31 and P32 as the fundamental mode (TE10 mode) of each branch waveguide.
  • the radio wave V is designed so that the interval between the upper and lower side walls of the rectangular branch waveguides 2a and 2b is less than half of the free space wavelength in the used frequency band. Therefore, there is almost no leakage to the terminals P21 and P22 due to their blocking effect. Also, as in the case of the radio wave H, the direction of the electric field can be changed along the metal block 4 and the short-circuit plate 3, so that two square waveguides E having equivalently excellent reflection characteristics are symmetrically placed. The electric field distribution is in a state of being placed. For this reason, the radio wave V input from the terminal P1 is efficiently output to the terminals P31 and P32 while suppressing reflection to the terminal P1 and leakage to the terminals P21 and P22. Is done.
  • the circular-square waveguide step 9 is designed so that the step is sufficiently smaller than the free space wavelength in the used frequency band. Therefore, its reflection characteristics are The reflection loss is large in the frequency band near the cutoff frequency of one node, and the reflection loss is very small in the frequency band that is higher than the cutoff frequency. This is similar to the reflection characteristics of the branch. Therefore, by setting the circular-square waveguide step 9 at a position where the reflected wave from the branching part and the reflected wave from the circular-square waveguide step 9 cancel each other in the vicinity of the cutoff frequency band, the fundamental mode of the radio wave V It is possible to suppress reflection characteristic deterioration due to a frequency band near the cutoff frequency without impairing good reflection characteristics in a frequency band that is somewhat higher than the cutoff frequency.
  • the above operation principle describes the case where the terminal P1 is an input terminal and the terminals P21 to P32 are output terminals, but the terminals P21 to P32 are input terminals and the terminal P1 is a terminal.
  • the output waves are output terminals, the input waves from terminals P 21 and P 22 are of opposite phase and equal amplitude, and the input waves from terminals P 31 and P 32 are of opposite phase and equal amplitude. is there.
  • Fig. 3 assuming that the fundamental mode (TE01 mode) of the horizontally polarized radio wave H is input from terminal P1, this radio wave is a circular-square waveguide step 9, a square main waveguide 1, and a square branch.
  • Waveguides 2a and 2b propagate through rectangular waveguide multistage transformers 11a and 11b, are combined again in rectangular waveguide E plane T branch circuit 12a, and each is Output as the fundamental mode (TE10 mode) of the branch waveguide.
  • the radio wave H is designed so that the distance between the upper and lower side walls of the rectangular branch waveguides 2c and 2d is less than half of the free space wavelength in the used frequency band. Therefore, there is almost no leakage to the rectangular waveguides 2c and 2d due to their blocking effect.
  • the two rectangular waveguides E which are equivalently superior in reflection characteristics, are symmetric. The electric field distribution is in a state of being placed on the surface. For this reason, the radio wave H input from the terminal P 1 is efficiently transmitted to the rectangular waveguides 2 a and 2 b while suppressing reflection to the terminal P 1 and leakage to the rectangular waveguides 2 c and 2 d. Is output.
  • the step of the circular-square waveguide step 9 is designed to be sufficiently smaller than the free space wavelength in the frequency band used. For this reason, its reflection characteristics show a large reflection loss in the frequency band near the cutoff frequency of the basic mode of the radio wave H. The reflection loss is very small in a high frequency band. This is similar to the reflection characteristics of the branch. Therefore, by setting the circular-square waveguide step 9 at a position where the reflected wave from the branching part and the reflected wave from the circular-square waveguide step 9 cancel each other in the vicinity of the cutoff frequency band, the fundamental mode of the radio wave H It is possible to suppress reflection characteristic deterioration due to a frequency band near the cutoff frequency without impairing good reflection characteristics in a frequency band that is somewhat higher than the cutoff frequency.
  • the rectangular waveguide multi-stage transformers 11a and 11b have a curved tube axis and a plurality of steps on the upper wall surface.
  • the radio wave H separated into the rectangular branch waveguides 2a and 2b is combined by the rectangular waveguide E plane T branch circuit 12a, and reflected. Output can be efficiently performed to terminal P2 without deteriorating the characteristics.
  • the fundamental mode (TE10 mode) of the vertically polarized radio wave V is input from the terminal P1
  • this radio wave is converted into a circular-square waveguide step 9, a square main waveguide 1, a rectangular branch waveguide.
  • 2b and 2d propagate through the rectangular waveguide multi-stage transformer 11c and 11d, are combined again at the rectangular waveguide E-plane T-branch circuit 12b, and each branch is conducted from terminal P3.
  • the radio wave V is designed so that the interval between the upper and lower side walls of the rectangular branch waveguides 2a and 2b is less than half of the free space wavelength in the used frequency band. Therefore, almost no leakage to the rectangular waveguides 2a and 2b occurs due to their blocking effect.
  • the direction of the electric field can be changed along the metal block 4 and the short-circuit plate 3, so that two rectangular waveguide E-plane miterbends having equivalently excellent reflection characteristics can be formed.
  • the electric field distribution is symmetrical. Therefore, the radio wave V input from the terminal P 1 is efficiently transmitted to the rectangular waveguides 2 c and 2 d while suppressing reflection to the terminal P 1 and leakage to the rectangular waveguides 2 a and 2 b. Is output to
  • the step of the circular-square waveguide step 9 is designed to be sufficiently smaller than the free space wavelength in the frequency band used. For this reason, the reflection characteristic has a large reflection loss in a frequency band near the cutoff frequency of the basic mode of the radio wave V, and a very small reflection loss in a frequency band slightly higher than the cutoff frequency. This is similar to the reflection characteristics of the branch. Therefore, in the vicinity of the cutoff frequency band, By installing the circular-square waveguide Step 9 at the position where the reflected waves from the square waveguide Step 9 cancel each other, good reflection characteristics in a frequency band that is somewhat higher than the cutoff frequency of the fundamental mode of the radio wave V can be obtained. It is possible to suppress deterioration of the reflection characteristics due to the frequency band near the cutoff frequency without loss.
  • the rectangular waveguide multi-stage transformers 11c and 11d have a curved tube axis, a plurality of steps formed on the lower wall surface, and an interval between the steps formed in the pipe with respect to the waveguide center line. Since the wavelength is about 14, the radio wave V separated into the rectangular branch waveguides 2c and 2d is eventually converted into the rectangular waveguide multistage transformers 11a, 11b and the rectangular waveguide E.
  • Square waveguide E avoiding interference with surface T-branch circuit 12a Combine with surface T-branch circuit 12b and efficiently output to terminal P3 without impairing reflection characteristics Can be.
  • the above operating principle describes the case where the terminal P1 is an input terminal and the terminals P2 to P3 are output terminals.
  • the terminals P2 to P3 are input terminals and the terminal P1 is an output terminal. The same applies to the case in which the operation is performed.
  • the radio wave incident from the terminal P 1 propagates through the circular waveguide 13 as the circular waveguide TE 11 mode, and then is transmitted to the circular waveguide 14 via the connection portion 17. , Led to terminal P4.
  • the circular waveguide rotating unit 23 illustrated in FIG. 5 has a function of guiding the input signal from the terminal P1 to the terminal P4 regardless of whether the circular waveguide 14 rotates.
  • each unit in FIG. 1 The above is the operation of each unit in FIG. 1.
  • the overall operation in FIG. 1 will be described below.
  • two radio waves having the same phase and amplitude are input from terminals P 2 and P 3
  • these radio waves are combined as two orthogonally polarized waves inside the polarization splitter 21, and the amplitude ratio of the two radio waves
  • a composite wave of the circular waveguide TE 11 1 mode having a polarization angle depending on the frequency is guided to the terminal P 1.
  • the composite wave After being transmitted through the circular waveguide rotating section 23, the composite wave is again split into two orthogonal polarizations by the polarization demultiplexer 22, and distributed and output to terminals P5 and P6.
  • the circular waveguide TE 11 entering the polarizer 22 has a circular polarization angle of 1 mode.
  • Waveguide 1 4 The amplitude of the radio wave guided to terminals P5 and P6 changes correspondingly. At this time, no reflection occurs at the polarization splitter 22 and the circular waveguide rotating part 23.
  • the circular waveguide 14 and the polarizer / demultiplexer 22 are mechanically connected and rotate simultaneously, the circular waveguide 14 and the polarizer / demultiplexer 2 2 Regardless of whether or not there is rotation, two radio waves with a phase difference of 90 ° and equal amplitude are sent to terminals P5 and P6 without reflection at the polarizer / demultiplexer 22 and the circular waveguide rotating part 23. Distributed output. Therefore, the invention of the first embodiment shown in FIGS. 1 to 6 has a function as a two-channel rotary joint that can simultaneously transmit two different signals.
  • the polarization splitters 21 and 22 can be configured to be thin and wide-band, and have a long axial length and a relatively narrow frequency band. Since it is unnecessary, it has an effect and an advantage of being thin and having a wide band characteristic. Also, since it is composed of only a waveguide, it has the advantage of low loss and excellent power durability.
  • Embodiment 1 of the present invention the case where the square main waveguide is used as the waveguide for transmitting the vertically polarized radio wave and the horizontally polarized radio wave in FIG. 2 has been described. The same effect can be obtained even if it is used.
  • Embodiment 1 of the present invention the case where a circular waveguide is used in FIG. 5 has been described. However, a similar effect can be obtained by using a square waveguide.
  • the case where the square pyramid-shaped metal block 4 is provided to change the direction of the electric field as shown in FIG. 6 has been described.
  • the same effect can be obtained by providing a metal block having a stepped or arc-shaped notch.
  • Embodiment 1 of the present invention in FIG. 2, it is connected to one terminal of the square main waveguide 1, and the opening diameter is reduced toward the branch portion, and the step is free from the use frequency band.
  • the circular-square waveguide step 9 which is sufficiently smaller than the spatial wavelength is used has been described, the same effect can be obtained by using the circular-square waveguide step whose opening diameter increases toward the branch portion. Can be.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of a rotary joint according to Embodiment 2 of the present invention.
  • reference numeral 24 denotes a 90 ° high-prid
  • P 7 and P 8 denote terminals, and when terminal P 7 is an incident terminal, terminal P 8 becomes an isolation terminal, and the other two distribution terminals are It is connected to the branch-side terminals P 2 and P 3 of one polarization splitter 21.
  • the other components denoted by the same reference numerals are the same as those in the first embodiment shown in FIG.
  • the radio wave incident from the terminal P7 is distributed to the terminals P2 and P3 with 90 ° phase difference by the 90 ° hybrid 24 to the terminals P2 and P3 with equal amplitude.
  • These distributed radio waves are combined as circularly polarized waves in the polarization splitter 21. For this reason, the light is guided to the polarization splitter 22 regardless of the rotation angle of the circular waveguide rotation unit 23, and is redistributed to the terminals P5 and P6 with a phase difference of 90 ° and equal amplitude.
  • the oral tally joint according to the second embodiment of the present invention has the same functions, effects, and advantages as those of the first embodiment, and furthermore, the rotation of the circular waveguide rotating unit 23. It has the effect and advantage that two radio waves can be transmitted regardless of the angle.
  • Embodiment 3 has the same functions, effects, and advantages as those of the first embodiment, and furthermore, the rotation of the circular waveguide rotating unit 23. It has the effect and advantage that two radio waves can be transmitted regardless of the angle.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of a rotary joint according to Embodiment 3 of the present invention.
  • 25 is a 90 ° hybrid
  • 26 and 27 are phase shifters
  • P9 to P12 are terminals.
  • the other components denoted by the same reference numerals are the same as those in the second embodiment.
  • the 90 ° hybrids 24, 25 and the phase shifters 26, 27 constitute a variable power divider commonly used.
  • the radio wave arriving from the terminal PI 1 has a phase shift of the phase shifter 26 ranging from 0 ° to ⁇ 90 °, and a phase shift of the phase shifter 27 ranging from 0 ° to + 90 °.
  • the circular waveguide TE 1 1 By adjusting the polarization angle of the mode, radio waves having the same phase and an arbitrary amplitude ratio are guided to the terminals P5 and P6.
  • the rotary joint according to the third embodiment of the present invention has the same functions, effects, and advantages as the invention of the first embodiment, and furthermore, has the above and below the circular waveguide rotating unit 23. It has the effect and advantage that radio waves can be redistributed or recombined with any phase and any distribution ratio.
  • a square waveguide step and a square waveguide are replaced with a circular-square waveguide step 9 and a circular waveguide 10. The case where is used will be described.
  • FIG. 10 is a configuration diagram showing a part of a rotary joint according to Embodiment 4 of the present invention.
  • 7 is a square waveguide step
  • 8 is a square waveguide.
  • the other components denoted by the same reference numerals are the same as those in the first embodiment shown in FIG.
  • the rotary joint according to the fourth embodiment of the present invention uses the square waveguide step 7 and the square waveguide 8 to achieve the same operation principle, functions, effects, and advantages as those of the first embodiment.
  • the shape of the waveguide step is different and the reflection amplitude and phase are different, so the range of impedance matching as a polarizer is widened. Has the effect and advantage of
  • a circular-square waveguide step 9 and a circular waveguide 10 are further replaced by a square waveguide step and a square waveguide.
  • a pipe is added
  • FIG. 11 is a configuration diagram showing a part of a rotary joint according to a fifth embodiment of the present invention.
  • reference numeral 7 denotes a square waveguide step which is connected to one terminal of the first square main waveguide 1 and whose opening diameter decreases toward the branch portion
  • 8 denotes a square waveguide step.
  • a second square main waveguide 9 for transmitting vertically polarized waves and horizontally polarized waves, and 9 is a circular-square waveguide step connected to the second square main waveguide 8.
  • Reference numeral 10 denotes a circular main waveguide that is connected to the circular-square waveguide step 9 and that transmits a vertically polarized radio wave and a horizontally polarized radio wave.
  • the other components denoted by the same reference numerals are the same as those in the first embodiment.
  • the circular-square waveguide step 9, the square main waveguide 8, and the square waveguide step 7 operate as a circular one-sided waveguide multi-stage transformer. Therefore, by appropriately designing the diameter of the circular main waveguide 10, the diameter of the square main waveguide 8, and the tube axis length of the square main waveguide 8, the same as in the first embodiment is achieved.
  • the present invention has the effects and advantages that a wider band impedance matching can be obtained.
  • the rotary joint includes the common-side terminal and the two branch-side terminals from which two mutually orthogonal polarized waves input to the common-side terminal are separated and taken out.
  • a first and a second polarizer one end of which is connected to a common terminal of the first polarizer, and the other end which is connected to a common terminal of the second polarizer;
  • Providing a circular or square waveguide portion having a rotatable connection portion has an effect of being thin and having a wide band characteristic.
  • a 90 ° hybrid having first to fourth terminals is provided.
  • the second terminal of the 90 ° hybrid is connected to one branch side terminal of the first polarizer, and the third terminal of the 90 ° hybrid is the other terminal of the first polarizer.
  • first and second 90 ° hybrids each having first to fourth terminals, and first and second phase shifters, and the first 90 ° hybrid is provided.
  • the second terminal of the first 90 ° hybrid is connected to the third terminal of the second 90 ° hybrid via the first phase shifter, and the third terminal of the first 90 ° hybrid is connected to the third terminal of the 2 is connected to a second terminal of the second 90 ° hybrid via a second phase shifter, and a first terminal of the second 90 ° hybrid is connected to one of the first polarization splitters.
  • the fourth terminal of the second 90 ° hybrid is connected to the other terminal on the other side of the first polarization splitter, so that the circular or square waveguide is rotated. Radio waves can be redistributed or recombined with equal phase above and below the possible connection and with an arbitrary distribution ratio.
  • the circular or square waveguide section has a thin-type and wide-band characteristic because it has a cross-sectional dimension capable of transmitting only the circular waveguide TE 11 mode or the square waveguide TE 10 mode. This has the effect.
  • connection portion of the circular or square waveguide portion has a thin and wide band characteristic by being provided with a choke structure and a rotation mechanism formed outward from a side wall of the circular or square waveguide portion. This has the effect.
  • a first terminal is an input terminal
  • second and third terminals are distribution terminals
  • a fourth terminal is an isolation terminal
  • the first terminal is the second terminal.
  • the passing phase of the radio wave to the terminal and the passing phase from the first terminal to the third terminal have a relative difference of approximately 90 °
  • the passing phase from the fourth terminal to the third terminal also has a relative difference of about 90 °, regardless of the rotation angle of the circular or square waveguide rotatable connection. Can transmit two radio waves.
  • the polarizer includes a first main waveguide having a circular or square cross section, and a first to fourth rectangular branch waveguide that branches at a substantially right angle with respect to the first main waveguide.
  • the polarizer includes a first main waveguide having a square cross section, and first to fourth rectangular branch waveguides branching at a right angle to the first main waveguide.
  • a short-circuit plate connected to one terminal of the first main waveguide; a metal protrusion provided on the short-circuit plate; and one circle connected to the other terminal of the first main waveguide.
  • the polarizer includes a first main waveguide having a circular or square cross section, and first to fourth rectangular branch waveguides that branch at substantially right angles to the first main waveguide.
  • a short-circuit plate connected to one terminal of the first main waveguide; a metal protrusion provided on the short-circuit plate; and a second protrusion connected to the other terminal of the first main waveguide;
  • the polarizer includes a first main waveguide having a square cross section, and first to fourth rectangular branch waveguides branching at a right angle to the first main waveguide.
  • a short-circuit plate connected to one terminal of the first main waveguide; a metal protrusion provided on the short-circuit plate; connected to the other terminal of the first main waveguide; and One square waveguide step whose opening diameter decreases toward the branch waveguide side; a second main waveguide having a square cross section connected to the square waveguide step; and the second square
  • One circular-square waveguide step connected to the main waveguide, and a third main waveguide having a circular cross section connected to the circular-square waveguide step.
  • one square pyramid-shaped, step-shaped or arc-shaped cut is provided as the metal projection.
  • Providing a metal block having a notch has the effect of being thin and having a wide band characteristic.
  • metal projection by providing a metal thin plate having-out two arcuate or straight or stepped notch by orthogonal, Les to have broadband characteristics with thin, Ru cormorants force s fc.
  • the polarization splitter is connected to a first branch waveguide, and is connected to a first rectangular waveguide multistage transformer having a curved tube axis, and to the second branch waveguide.
  • a second rectangular waveguide multi-stage transformer having a curved tube axis; and a first rectangular waveguide E-plane T-branch connected to the first and second rectangular waveguide multi-stage transformers.
  • a fourth rectangular waveguide multi-stage transformer having a curved shape, and a second rectangular waveguide E-plane T-branch circuit connected to the third and fourth branch waveguides. And has an effect of having a wide band characteristic.

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  • Waveguide Connection Structure (AREA)

Description

明 細 書 口一タリージョイント 技術分野 この発明は、 主として VHF帯、 UHF帯、 マイクロ波帯およびミリ波帯で用 いられる口一タリ一ジョイントに関するものである。 背景技術
図 1 2は、 例えば、 特公昭 56— 5 1 522号公報に示された従来のロータリ 一ジョイントの構成を示す平面図である。 図 1 2において、 10 1および 102 は相互に断面寸法が略同一で且つ間軸が略共通な円形導波管、 1 03は円形導波 管 1 0 1と 102の接続面のフランジ部に形成されたチョーク溝、 104はベア リング、 105はチョーク溝とベアリングから成る接続部、 106および 107 は直線偏波一円偏波変換用凸部、 108および 109は入力方形導波管、 1 1 0 および 1 1 1は出力方形導波管、 1 1 2および 1 13は短絡板、 1 14〜1 1 7 は結合孔である。
チョーク溝 1 03は、 円形導波管 1 01と 102の間の隙間が円形導波管内 1 01および 102を伝搬する周波数において等価的に短絡となるように通常用い られている手段である。 円形導波管 1 01と 102は、 チョーク溝 1 05を有す る接続部 1 05の働きにより所定の隙間を保ちながら相互に高周波的に接続され ている。 円形導波管 102は、 ベアリング 104の働きにより、 円形導波管 10 1と管軸を共通に保ちながらこの管軸を中心に所定の回転角分だけ円形導波管 1 02に対して回転することが可能である。
直線偏波一円偏波変換用凸部 106の位置は入力方形導波管 1 08の TE 10 モードの電界方向に対して +45° あるいは一 45° の位置に設定され、 このと き、 直線偏波一円偏波変換用凸部 1 07の位置は前者に対しては出力方形導波管 1 1 0の TE 10モードの電界方向に対して一 45° 、 後者に対しては +45° の位置にそれぞれ設定されている。 結合孔 1 1 4および 1 1 6は短絡板 1 1 2お よび 1 1 3の一部を切除して形成されている。 結合孔 1 1 5および 1 1 7は円形 導波管 1 0 1および 1 0 2の側壁の一部を切除して形成されている。
次に動作について説明する。 いま、 入力方形導波管 1 0 8から入射する T E 1 0モードの電波は結合孔 1 1 4を介して効率よく円形導波管 1 0 1の T E 1 1モ 一ドに変換された後、 直線偏波一円偏波変換用凸部 1 0 6により直線偏波から円 偏波に変換される。 変換された円偏波はモードの回転対称性から円形導波管 1 0 2の回転角とは無関係に接続部 1 0 5を介して円形導波管 1 0 2に伝送され、 前 述の過程とは逆に過程を経て出力方形導波管 1 1 0に導かれる。 すなわち、 円形 導波管 1 0 2中の直線偏波一円偏波変換用凸部 1 0 7により円偏波から直線偏波 に変換された後、 結合孔 1 1 6を介して出力方形導波管 1 1 0に伝送される。 一方、 入力方形導波管 1 0 9から入射する他の T E 1 0モードの電波は結合孔 1 1 5を介して効率よく円形導波管 1 0 1の T E 1 1モードに変換される。 この とき変換される T E 1 1モードの電界方向は入力方形導波管 1 0 8からの入射波 による T E 1 1モードのそれとは直交する。 このため、 結合孔 1 1 5を介して変 換された前記 T E 1 1モードの電波は直線偏波—円偏波変換用凸部 1 0 6により 結合孔 1 1 4を介した T E 1 1モードに対するのとは逆旋の円偏波に変換される 。 このとき、 変換された円偏波はモードの回転対称性から円形導波管 1 0 2の回 転角とは無関係に接続部 1 0 5を介して円形導波管 1 0 2に伝送され、 前述の過 程とは逆に過程を経て出力方形導波管 1 1 1に導かれる。 すなわち、 円形導波管 1 0 2中の直線偏波一円偏波変換用凸部 1 0 7により円偏波から直線偏波に変換 された後、 結合孔 1 1 7を介して出力方形導波管 1 1 1に伝送される。
以上のように、 図 1 2に示す従来の口一タリージョイントは、 円形導波管 1 0 2および出力方形導波管 1 1 0の回転の有無にかかわらず、 入力方形導波管内 1 0 8の信号は出力方形導波管 1 1 0へ、 また、 入力方形導波管内 1 0 9の信号は 出力方形導波管 1 1 1へ導かれる。 すなわち、 従来のロータリージョイントは、 異なる 2つの信号を同時に伝送できる 2チャンネルロータリージョイントとして の機能を有する。
従来のロータリージョイントでは、 軸比特性の良好な円偏波を得るためには、 直線偏波一円偏波変換用凸部 1 0 6および 1 0 7の長さを比較的長く設ける必要 があるため、 総合の長さが長くなるという問題点があった。
また、 一般に、 直線偏波一円偏波変換用凸部 1 0 6および 1 0 7は、 軸比特性 の良好な円偏波が得られる周波数範囲が比較的狭いため、 口一タリージョイント としても広帯域なものが得にくいという問題点があった。
この発明は前記のような問題点を解決するためになされたものであり、 薄型で 広帯域特性を有し、 低損失で耐電力性にも優れた口一タリージョイントを提供す ることを目的とする。 発明の開示
この発明に係るロータリージョイントは、 導波管部と接続される共通側端子と 、 この共通側端子に入力された相互に直交する 2つの偏波が分離して取り出され る 2つの分岐側端子とを有する第 1および第 2の偏分波器と、 一端が前記第 1の 偏分波器の共通側端子に接続され、 他端が前記第 2の偏分波器の共通側端子に接 続され、 回転可能な接続部を有する導波管部とを備えるものである。 図面の簡単な説明
図 1は、 この発明の実施の形態 1によるロータリージョイントの構成図、 図 2は、 この発明の実施の形態 1によるロータリージョイントの一部を示す斜 視図、
図 3は、 この発明の実施の形態 1による口一タリージョイントの一部を示す平 面図、
図 4は、 この発明の実施の形態 1によるロータリージョイン卜の一部を示す平 面図、
図 5は、 この発明の実施の形態 1による口一タリージョイントの一部を示す平 面図、
図 6は、 この発明の実施の形態 1によるロータリージョイントの分波の動作を 示す説明図、
図 7は、 この発明の実施の形態 1による口一タリージョイントの一部を示す斜 視図、
図 8は、 この発明の実施の形態 2による口一タリージョイントの構成図、 図 9は、 この発明の実施の形態 3によるロータリージョイン卜の構成図、 図 1 0は、 この発明の実施の形態 4によるロータリ一ジョイン卜の一部を示す 構成図、
図 1 1は、 この発明の実施の形態 5によるロータリージョイントの一部を示す 構成図、
図 1 2は、 従来のロータリージョイントの構成を示す平面図である。 発明を実施するための最良の形態
実施の形態 1 .
図 1は、 この発明の実施の形態 1によるロータリ一ジョイントの構成図である 。 図 1において、 2 1及び 2 2は偏分波器、 2 3は回転可能な構造でなる円形導 波管回転部、 P 1〜P 6は端子である。 偏分波器 2 1と 2 2とでは同じ構成の偏 分波器を用いている。 偏分波器 2 1は、 円形導波管断面形状を有する共通側端子 P 1と、 共通側端子 P 1に入力された相互に直交する 2つの偏波が分離して取り 出される 2つの分岐側端子 P 2 , P 3とを有する。 同様に、 偏分波器 2 2は、 円 形導波管断面形状を有する共通側端子 P 4と、 共通側端子 P 4に入力された相互 に直交する 2つの偏波が分離して取り出される 2つの分岐側端子 P 5 , P 6とを 有する。 円形導波管回転部 2 3の一端は偏分波器 2 1の共通側端子 P 1に接続さ れ、 他端は偏分波器 2 2の共通側端子 P 4に接続されている。 偏分波器 2 1及び 2 2の構成を図 2〜図 4に、 円形導波管回転部 2 3の構成を図 5に示す。
図 2は、 この発明の実施の形態 1によるロータリージョイントの一部を示す斜 視図である。 この図 2は偏分波器 2 1 ( 2 2 ) の一部を示すものであり、 図 2に おいて、 1は垂直偏波の電波および水平偏波の電波を伝送する第 1の正方形主導 波管、 2 a〜2 dは正方形主導波管 1の管軸に対して直角かつ対称に分岐する第
1〜第 4の方形分岐導波管、 3は正方形主導波管 1の一方の端子を塞ぐ短絡板、
4は正方形主導波管内 1に、 かつ、 短絡板 3上に設けられた四角錘状の金属プロ ック、 9は正方形主導波管 1の一方の端子に接続され、 かつ、 第 1〜第 4の方形 分岐導波管 2 a〜 2 dに対する第 1の正方形主導波管 1の分岐部に向かって開口 径が狭まり、 かつ、 その段差が使用周波数帯の自由空間波長に比べて十分小さい 円形一正方形導波管ステップ、 1 0は円形一正方形導波管ステップ 9に接続され 、 かつ、 垂直偏波の電波および水平偏波の電波を伝送する円形主導波管、 P 2 1 、 P 2 2、 P 3 1、 P 3 2は端子、 Hは水平偏波の電波、 Vは垂直偏波の電波で ある。
図 3及び図 4は、 この発明の実施の形態 1によるロータリージョイントの一部 を示す平面図である。 この図 3及び図 4は偏分波器 2 1 ( 2 2 ) を示すものであ り、 図 2の構成を用いた偏分波器である。 図 3及び図 4において、 1 1 a〜l 1 dは第 1〜第 4の方形分岐導波管 2 a〜2 dに各々接続され、 かつ、 管軸がその H面において湾曲し、 かつ、 その開口径が方形分岐導波管 2 a〜2 dから離れる に従って小さくなる第 1〜第 4の方形導波管多段変成器、 1 2 aは第 1の方形導 波管多段変成器 1 1 aおよび第 2の方形導波管多段変成器 1 1 bに接続された第 1の方形導波管 E面 T分岐回路、 1 2 bは第 3の方形導波管多段変成器 1 1 cお よび第 4の方形導波管多段変成器 1 1 dに接続された第 2の方形導波管 E面 T分 岐回路である。
図 5は、 この発明の実施の形態 1によるロータリージョイントの一部を示す平 面図である。 この図 5は円形導波管回転部 2 3を示すものであり、 図 5において
、 1 3、 1 4は円形導波管、 1 5は円形導波管 1 3と 1 4の接続面のフランジ部 に形成されたチョーク溝、 1 6はベアリング、 1 7はチョーク溝とベアリングか ら成る接続部である。
以下に、 図 1〜図 5を用いてこの発明の実施の形態 1によるロータリージョイ ントの動作について説明する。 まず、 図 2において、 水平偏波の電波 Hの基本モ ード （T E 0 1モード） が端子 P 1から入力されたとすると、 この電波は円形一 正方形導波管ステップ 9、 正方形主導波管 1、 方形分岐導波管 2 aおよび 2 bを 伝搬して端子 P 2 1および P 2 2から各分岐導波管の基本モード （T E 1 0モー ド） として出力される。
ここで、 電波 Hは、 方形分岐導波管 2 cおよび 2 dの上下の側壁間隔を使用周 波数帯の自由空間波長の半分以下となるように設計している。 このため、 それら の遮断効果により端子 P 3 1および P 3 2側へほとんど漏れることはない。 また 、 図 6に示すように、 電界の向きが金属ブロック 4および短絡板 3に沿って変え られるので、 等価的に反射特性に優れた 2つの方形導波管 E面マイターベンドが 対称に置かれた状態の電界分布となっている。 このため、 端子 P 1から入力され た電波 Hは、 端子 P 1への反射および端子 P 3 1、 P 3 2への漏洩を抑えつつ、 端子 P 2 1、 P 2 2へ効率的に出力される。
更に、 円形一正方形導波管ステップ 9はその段差を使用周波数帯の自由空間波 長に比べて十分小さく設計している。 このため、 その反射特性は電波 Hの基本モ 一ドの遮断周波数近傍の周波数帯域では反射損が大きく、 遮断周波数よりある程 度高い周波数帯域では反射損が非常に小さい。 これは、 前記分岐部の反射特性に 類似している。 従って、 遮断周波数帯近傍において分岐部からの反射波と円形— 正方形導波管ステップ 9による反射波が打ち消し合う位置に円形一正方形導波管 ステップ 9を設置することにより、 電波 Hの基本モードの遮断周波数よりある程 度高い周波数帯域での良好な反射特性を損なうことなく遮断周波数近傍の周波数 帯域による反射特性劣化を抑制することが可能となる。
一方、 垂直偏波の電波 Vの基本モード （T E 1 0モード） が端子 P 1から入力 されたとすると、 この電波は円形一正方形導波管ステップ 9、 正方形主導波管 1 、 方形分岐導波管 2 cおよび 2 dを伝搬して端子 P 3 1および P 3 2から各分岐 導波管の基本モード （T E 1 0モード） として出力される。
ここで、 電波 Vは、 方形分岐導波管 2 aおよび 2 bの上下の側壁間隔を使用周 波数帯の自由空間波長の半分以下となるように設計している。 このため、 それら の遮断効果により端子 P 2 1および P 2 2側へほとんど漏れることはない。 また 、 電波 Hの場合と同様に、 電界の向きが金属ブロック 4および短絡板 3に沿って 変えられるので、 等価的に反射特性に優れた 2つの方形導波管 E面マイターベン ドが対称に置かれた状態の電界分布となっている。 このため、 端子 P 1から入力 された電波 Vは、 端子 P 1への反射および端子 P 2 1、 P 2 2への漏洩を抑えつ つ、 端子 P 3 1、 P 3 2へ効率的に出力される。
更に、 円形一正方形導波管ステップ 9はその段差を使用周波数帯の自由空間波 長に比べて十分小さく設計している。 このため、 その反射特性は電波 Vの基本モ 一ドの遮断周波数近傍の周波数帯域では反射損が大きく、 遮断周波数よりある程 度高い周波数帯域では反射損が非常に小さい。 これは、 前記分岐部の反射特性に 類似している。 従って、 遮断周波数帯近傍において分岐部からの反射波と円形一 正方形導波管ステップ 9による反射波が打ち消し合う位置に円形一正方形導波管 ステップ 9を設置することにより、 電波 Vの基本モードの遮断周波数よりある程 度高い周波数帯域での良好な反射特性を損なうことなく遮断周波数近傍の周波数 帯域による反射特性劣化を抑制することが可能となる。
前記の動作原理は、 端子 P 1を入力端子、 端子 P 2 1〜P 3 2を出力端子とし た場合についての記述であるが、 端子 P 2 1〜P 3 2を入力端子、 端子 P 1を出 力端子とし、 端子 P 2 1および P 2 2からの入力波を逆相かつ等振幅とし、 端子 P 3 1および P 3 2からの入力波を逆相かつ等振幅とした場合についても同様で ある。
次に、 前記図 2の構成を用いた図 3の偏分波器の動作について説明する。 図 3 において、 水平偏波の電波 Hの基本モード （T E 0 1モード） が端子 P 1から入 力されたとすると、 この電波は円形一正方形導波管ステップ 9、 正方形主導波管 1、 方形分岐導波管 2 aおよび 2 b、 方形導波管多段変成器 1 1 aおよび 1 1 b を伝搬し、 方形導波管 E面 T分岐回路 1 2 aにて再び合成されて端子 P 2から各 分岐導波管の基本モード （T E 1 0モード） として出力される。
ここで、 電波 Hは、 方形分岐導波管 2 cおよび 2 dの上下の側壁間隔を使用周 波数帯の自由空間波長の半分以下となるように設計している。 このため、 それら の遮断効果により方形導波管 2 cおよび 2 d側へほとんど漏れることはない。 ま た、 図 6に示すように、 電界の向きが金属ブロック 4および短絡板 3に沿って変 えられるので、 等価的に反射特性に優れた 2つの方形導波管 E面マイタ一ベンド が対称に置かれた状態の電界分布となっている。 このため、 端子 P 1から入力さ れた電波 Hは、 端子 P 1への反射および方形導波管 2 cおよび 2 dへの漏洩を抑 えつつ、 方形導波管 2 aおよび 2 bへ効率的に出力される。
また、 円形一正方形導波管ステップ 9はその段差を使用周波数帯の自由空間波 長に比べて十分小さく設計している。 このため、 その反射特性は電波 Hの基本モ 一ドの遮断周波数近傍の周波数帯域では反射損が大きく、 遮断周波数よりある程 度高い周波数帯域では反射損が非常に小さい。 これは、 前記分岐部の反射特性に 類似している。 従って、 遮断周波数帯近傍において分岐部からの反射波と円形一 正方形導波管ステップ 9による反射波が打ち消し合う位置に円形一正方形導波管 ステップ 9を設置することにより、 電波 Hの基本モードの遮断周波数よりある程 度高い周波数帯域での良好な反射特性を損なうことなく遮断周波数近傍の周波数 帯域による反射特性劣化を抑制することが可能となる。
更に、 方形導波管多段変成器 1 1 aおよび 1 1 bは、 管軸を湾曲させ、 かつ、 上側壁面に複数の段差を設け、 つ、 各段差の間隔を導波管中心線について管内 波長の約 1 Z 4としているため、 結局、 方形分岐導波管 2 aおよび 2 bに分離さ れた電波 Hを、 方形導波管 E面 T分岐回路 1 2 aにて合成し、 かつ、 反射特性を 損なうことなく端子 P 2へ効率的に出力することができる。
一方、 垂直偏波の電波 Vの基本モード （T E 1 0モード） が端子 P 1から入力 されたとすると、 この電波は円形一正方形導波管ステップ 9、 正方形主導波管 1 、 方形分岐導波管 2 bおよび 2 d、 方形導波管多段変成器 1 1 cおよび 1 1 dを 伝搬し、 方形導波管 E面 T分岐回路 1 2 bにて再び合成されて端子 P 3から各分 岐導波管の基本モード （T E 1 0モード） として出力される。
ここで、 電波 Vは、 方形分岐導波管 2 aおよび 2 bの上下の側壁間隔を使用周 波数帯の自由空間波長の半分以下となるように設計している。 このため、 それら の遮断効果により方形導波管 2 aおよび 2 b側へほとんど漏れることはなレ、。 ま た、 電波 Hの場合と同様に、 電界の向きが金属ブロック 4および短絡板 3に沿つ て変えられるので、 等価的に反射特性に優れた 2つの方形導波管 E面マイターべ ンドが対称に置かれた状態の電界分布となっている。 このため、 端子 P 1から入 力された電波 Vは、 端子 P 1への反射および方形導波管 2 aおよび 2 bへの漏洩 を抑えつつ、 方形導波管 2 cおよび 2 dへ効率的に出力される。
また、 円形一正方形導波管ステップ 9はその段差を使用周波数帯の自由空間波 長に比べて十分小さく設計している。 このため、 その反射特性は電波 Vの基本モ 一ドの遮断周波数近傍の周波数帯域では反射損が大きく、 遮断周波数よりある程 度高い周波数帯域では反射損が非常に小さい。 これは、 前記分岐部の反射特性に 類似している。 従って、 遮断周波数帯近傍において分岐部からの反射波と円形一 正方形導波管ステップ 9による反射波が打ち消し合う位置に円形一正方形導波管 ステップ 9を設置することにより、 電波 Vの基本モードの遮断周波数よりある程 度高い周波数帯域での良好な反射特性を損なうことなく遮断周波数近傍の周波数 帯域による反射特性劣化を抑制することが可能となる。
更に、 方形導波管多段変成器 1 1 cおよび 1 1 dは、 管軸を湾曲させ、 かつ、 下側壁面に複数の段差を設け、 かつ、 各段差の間隔を導波管中心線について管内 波長の約 1 4としているため、 結局、 方形分岐導波管 2 cおよび 2 dに分離さ れた電波 Vを、 方形導波管多段変成器 1 1 a、 1 1 bおよび方形導波管 E面 T分 岐回路 1 2 aとの干渉を避けて方形導波管 E面 T分岐回路 1 2 bにて合成し、 か つ、 反射特性を損なうことなく端子 P 3へ効率的に出力することができる。 前記の動作原理は、 端子 P 1を入力端子、 端子 P 2〜P 3を出力端子とした場 合についての記述であるが、 端子 P 2〜P 3を入力端子、 端子 P 1を出力端子と した場合についても同様である。
さらに、 図 5の円形導波管回転部の動作について説明する。 図 5において、 端 子 P 1から入射する電波は円形導波管 T E 1 1モードとして円形導波管 1 3を伝 搬した後、 接続部 1 7を介して円形導波管 1 4に伝送され、 端子 P 4に導かれる 。 このとき、 接続部 1 7の働きにより、 円形導波管 1 3に対して円形導波管 1 4 が共通の管軸を軸に回転した場合でも反射等の特性劣化を生じない。 このように 、 図 5に示す円形導波管回転部 2 3は、 円形導波管 1 4の回転の有無にかかわら ず、 端子 P 1からの入力信号を端子 P 4へ導く機能を有する。
以上が図 1による各部それぞれの動作であるが、 以下に図 1による全体の動作 について説明する。 端子 P 2と P 3から等位相で振幅の 2つの電波が入射される と、 これらの電波は偏分波器 2 1の内部において直交 2偏波として合成され、 前 記 2つの電波の振幅比に依存した偏波角を有する円形導波管 T E 1 1モードの合 成波が端子 P 1に導かれる。 この合成波は円形導波管回転部 2 3を伝送した後偏 分波器 2 2において再び直交 2偏波に分離され、 端子 P 5および P 6に分配出力 される。
ここで、 円形導波管 1 4と偏分波器 2 2が機械的に接続されて同時に回転する 場合、 偏分波器 2 2に入る円形導波管 T E 1 1モードの偏波角は円形導波管 1 4 の回転角に応じて変化し、 これに対応して端子 P 5と P 6に導かれる電波の振幅 が変化する。 このとき、 偏分波器 2 2および円形導波管回転部 2 3では反射は生 じない。
一方、 端子 P 2と P 3から位相差が 9 0 ° で等振幅の 2つの電波が入射される と、 これらの電波は偏分波器 2 1の内部において直交 2偏波として合成され、 円 形導波管 T E 1 1モードの円偏波として合成され端子 P 1に導かれる。 この合成 波は円形導波管回転部 2 3を伝送した後偏分波器 2 2において再び直交 2偏波に 分離され、 端子 P 5および P 6に分配出力される。
ここで、 円形導波管 1 4と偏分波器 2 2が機械的に接続されて同時に回転する 場合、 円偏波の軸対称性から、 円形導波管 1 4および偏分波器 2 2の回転の有無 にかかわらず、 偏分波器 2 2および円形導波管回転部 2 3では反射を生じること なく位相差が 9 0 ° で等振幅の 2つの電波が端子 P 5と P 6に分配出力される。 従って、 図 1〜6に示す実施の形態 1の発明は、 異なる 2つの信号を同時に伝 送できる 2チャンネルロータリージョイントとしての機能を有する。
以上のように、 実施の形態 1によるロータリージョイントは、 偏分波器 2 1お よび 2 2を薄型かつ広帯域に構成でき、 且つ、 軸長の長く比較的周波数帯域の狭 い円偏波発生部が不要なため、 薄型で広帯域特性を有するという効果および利点 を有する。 また、 導波管のみで構成されるため、 低損失で耐電力性にも優れてい るという利点を有する。
なお、 この発明の実施の形態 1では、 図 2において垂直偏波の電波および水平 偏波の電波を伝送する導波管として正方形主導波管を用いる場合について説明し たが、 円形導波管を用いても同様の効果を得ることができる。
また、 この発明の実施の形態 1では、 図 5において円形導波管を用いる場合に ついて説明したが、 正方形導波管を用いても同様の効果を得ることができる。 また、 この発明の実施の形態 1では、 図 6に示すような電界の向きを変えるも のとして、 四角錘状の金属ブロック 4を設ける場合について説明したが、 図 6に 示すように電界の向きを変えられればこれに限られず、 階段状あるいは円弧状の 切り欠きをもつ金属プロックを設けても同様の効果を得ることができる。 またさ らに、 図 7に示すような 2枚の円弧状の切り欠きをもつ金属薄板 4 aを設けても 同様の効果を得ることができ、 2枚の直線状または階段状の切り欠きを持つ金属 薄板を直交させて設けても同様の効果を得ることができる。
また、 この発明の実施の形態 1では、 図 2において正方形主導波管 1の一方の 端子に接続され、 かつ、 前記分岐部に向かって開口径が狭まり、 かつ、 その段差 が使用周波数帯の自由空間波長に比べて十分小さい円形一正方形導波管ステップ 9を用いる場合について説明したが、 前記分岐部に向かって開口径が広がる円形 一正方形導波管ステツプを用いても同様の効果を得ることができる。 実施の形態 2 .
この発明の実施の形態 2では、 前記実施の形態 1の口一タリージョイントにハ イブリツドを追加した場合について説明する。 図 8は、 この発明の実施の形態 2 によるロータリージョイントの構成図である。 図 8において、 2 4は 9 0 ° ハイ プリッド、 P 7、 P 8は端子を示し、 端子 P 7を入射端子とした場合、 端子 P 8 はアイソレーション端子となり、 その他の 2つの分配端子は第 1の偏分波器 2 1 の分岐側端子 P 2 , P 3にそれぞれ接続されている。 その他同一の符号を付した ものは、 図 1に示す実施の形態 1と同様である。
以下に動作について説明する。 端子 P 7から入射した電波は、 9 0 ° ハイプリ ッド 2 4により相互に 9 0 ° の位相差をもって端子 P 2と P 3に等振幅で分配さ れる。 分配されたこれらの電波は偏分波器 2 1において円偏波として合成される 。 このため、 円形導波管回転部 2 3による回転角には依らずに偏分波器 2 2に導 かれ、 端子 P 5および P 6に位相差 9 0 ° 等振幅にて再分配される。
以上のように、 この発明の実施の形態 2による口一タリージョイントは、 前記 実施の形態 1の発明と同様の機能、 効果、 および利点を有する上に、 円形導波管 回転部 2 3の回転角に依らずに 2つの電波を伝送できるという効果および利点を 有する。 実施の形態 3 .
この発明の実施の形態 3では、 前記実施の形態 2のロータリージョイントに更 に 9 0 ° ハイブリッドと移相器を追加した場合について説明する。 図 9は、 この 発明の実施の形態 3によるロータリージョイントの構成図である。 図 9において 、 2 5は 9 0 ° ハイブリッド、 2 6、 2 7は移相器、 P 9〜P 1 2は端子である 。 その他同一の符号を付したものは、 前記実施の形態 2と同様である。
以下に動作について説明する。 9 0 ° ハイブリッド 2 4、 2 5、 移相器 2 6、 2 7は一般によく用いられる可変電力分配器を構成している。 端子 P I 1から入 射した電波は、 移相器 2 6の通過位相を 0 ° から— 9 0 ° の範囲で、 また、 移相 器 2 7の通過位相を 0 ° から + 9 0 ° の範囲で、 両移相器の移相量の絶対値が等 しくなるように変化させることで、 端子 P 7および P 8に等位相かつ任意の分配 比で分配される。 このため、 円形導波管回転部 2 3による回転角に応じて移相器 2 6および 2 7の移相量を変化させて偏分波器 2 1で合成される円形導波管 T E 1 1モードの偏波角を調整することにより、 端子 P 5および P 6には等位相で任 意の振幅比の電波が導かれる。
以上のように、 この発明の実施の形態 3によるロータリージョイントは、 前記 実施の形態 1の発明と同様の機能、 効果、 および利点を有する上に、 円形導波管 回転部 2 3の上下において等位相、 且つ、 任意の分配比で電波を再分配あるいは 再合成できるという効果および利点を有する。 実施の形態 4 .
この発明の実施の形態 4では、 前記実施の形態 1のロータリージョイントにお いて、 円形一正方形導波管ステップ 9及び円形導波管 1 0の代わりに、 正方形導 波管ステップ及び正方形導波管を用いた場合について説明する。
図 1 0は、 この発明の実施の形態 4によるロータリージョイントの一部を示す 構成図である。 図 1 0において、 7は正方形導波管ステップ、 8は正方形導波管 である。 その他同一の符号を付したものは、 図 1に示す実施の形態 1と同様であ る。
この発明の実施の形態 4によるロータリージョイントは、 正方形導波管ステツ プ 7及び正方形導波管 8を用いることにより、 前記実施の形態 1の発明と同様の 動作原理、 機能、 効果、 および利点を有する他、 導波管ステップの形状が異なり 反射振幅位相も異なるため、 偏分波器としてのインピーダンス整合の範囲が広が るという効果および利点を有する。
なお、 この発明の実施の形態 4では、 正方形導波管ステップ 7及び正方形導波 管 8を用いる場合について説明したが、 円形導波管ステップ及び円形導波管を用 いてもよレヽ。
実施の形態 5 .
この発明の実施の形態 5では、 前記実施の形態 1のロータリージョイントにお いて、 円形一正方形導波管ステップ 9及び円形導波管 1 0の部分に、 更に正方形 導波管ステップ及び正方形導波管を追加した場合について説明する。
図 1 1は、 この発明の実施の形態 5によるロータリージョイントの一部を示す 構成図である。 図 1 1において、 7は第 1の正方形主導波管 1の一方の端子に接 続され、 かつ、 分岐部に向かって開口径が狭まる正方形導波管ステップ、 8は正 方形導波管ステップ 7に接続され、 かつ、 垂直偏波の電波および水平偏波の電波 を伝送する第 2の正方形主導波管、 9は第 2の正方形主導波管 8に接続された円 形一正方形導波管ステップ、 1 0は円形一正方形導波管ステップ 9に接続され、 かつ、 垂直偏波の電波および水平偏波の電波を伝送する円形主導波管である。 そ の他同一の符号を付したものは、 前記実施の形態 1と同様である。
この発明の実施の形態 5によるロータリージョイントは、 円形一正方形導波管 ステップ 9、 正方形主導波管 8、 および、 正方形導波管ステップ 7が円形一方形 導波管多段変成器として動作する。 このため、 円形主導波管 1 0の直径、 正方形 主導波管 8の径、 および、 正方形主導波管 8の管軸長を適当に設計することによ り、 前記実施の形態 1の発明と同様の機能、 効果、 および利点を有する上に、 さ らに広帯域なィンピーダンス整合が得られるという効果および利点を有する。 以上のように、 この発明のロータリージョイントによれば、 共通側端子と、 前 記共通側端子に入力された相互に直交する 2つの偏波が分離して取り出される 2 つの分岐側端子とを有する第 1および第 2の偏分波器と、 一端が前記第 1の偏分 波器の共通側端子に接続され、 他端が前記第 2の偏分波器の共通側端子に接続さ れ、 回転可能な接続部を有する円形あるいは正方形導波管部とを備えることによ り、 薄型で広帯域特性を有するという効果がある。
また、 第 1から第 4の端子を有する 9 0 ° ハイブリッドを備えるとともに、 前 記 9 0 ° ハイブリッドの第 2の端子は前記第 1の偏分波器の一方の分岐側端子に 接続され、 前記 9 0 ° ハイブリッドの第 3の端子は前記第 1の偏分波器の他方の 分岐側端子に接続されることにより、 円形あるいは正方形導波の回転可能な接続 部の回転角に依らずに 2つの電波を伝送できる。
また、 各々が第 1から第 4の端子を有する第 1および第 2の 9 0 ° ハイブリツ ドと、 第 1および第 2の移相器とを備えるとともに、 前記第 1の 9 0 ° ハイプリ ッドの第 2の端子は前記第 1の移相器を介して前記第 2の 9 0 ° ハイプリッドの 第 3の端子に接続され、 前記第 1の 9 0 ° ハイブリッ ドの第 3の端子は前記第 2 の移相器を介して前記第 2の 9 0 ° ハイブリッドの第 2の端子に接続され、 前記 第 2の 9 0 ° ハイブリツドの第 1の端子は前記第 1の偏分波器の一方の分岐側端 子に接続され、 前記第 2の 9 0 ° ハイブリッドの第 4の端子は前記第 1の偏分波 器の他方の分岐側端子に接続されることにより、 円形あるいは正方形導波の回転 可能な接続部の上下において等位相、 且つ、 任意の分配比で電波を再分配あるい は再合成できる。
また、 前記円形あるいは正方形導波管部は、 円形導波管 T E 1 1モードあるい は正方形導波管 T E 1 0モードのみが伝搬可能な断面寸法であることにより、 薄 型で広帯域特性を有するという効果がある。
また、 前記円形あるいは正方形導波管部の接続部は、 前記円形あるいは正方形 導波管部の側壁から外側に向かって形成されたチョーク構造および回転機構を備 えることにより、 薄型で広帯域特性を有するという効果がある。
また、 前記 9 0 ° ハイブリッドは、 第 1の端子が入力端子、 第 2および第 3の 端子が分配端子、 第 4の端子がアイソレーション端子であり、 前記第 1の端子か ら前記第 2の端子への電波の通過位相と前記第 1の端子から前記第 3の端子への 通過位相が略 9 0 ° の相対差を有し、 前記第 4の端子から前記第 2の端子への電 波の通過位相と前記第 4の端子から前記第 3の端子への通過位相も略 9 0 ° の相 対差を有することにより、 円形あるいは正方形導波の回転可能な接続部の回転角 に依らずに 2つの電波を伝送できる。
また、 前記偏分波器は、 円形あるいは正方形断面を有する第 1の主導波管と、 前記第 1の主導波管に対して略直角に分岐する第 1力 ら第 4の方形分岐導波管と 、 前記第 1の主導波管の一方の端子に接続された短絡板と、 前記短絡板上に設け られた金属突起と、 前記第 1の主導波管の他方の端子に接続され、 かつ、 前記分 岐導波管側に向かって開口径が狭まる 1つの導波管ステップと、 前記導波管ステ ップに接続され円形あるいは正方形断面を有する第 2の主導波管とを備えること により、 薄型で広帯域特性を有するという効果がある。
また、 前記偏分波器は、 正方形断面を有する第 1の主導波管と、 前記第 1の主 導波管に対して略直角に分岐する第 1から第 4の方形分岐導波管と、 前記第 1の 主導波管の一方の端子に接続された短絡板と、 前記短絡板上に設けられた金属突 起と、 前記第 1の主導波管の他方の端子に接続された 1つの円形一正方形導波管 ステップと、 前記円形一正方形導波管ステップに接続された円形断面を有する第 2の主導波管とを備えることにより、 薄型で広帯域特性を有するという効果があ る。
また、 前記偏分波器は、 円形あるいは正方形断面を有する第 1の主導波管と、 前記第 1の主導波管に対して略直角に分岐する第 1から第 4の方形分岐導波管と 、 前記第 1の主導波管の一方の端子に接続された短絡板と、 前記短絡板上に設け られた金属突起と、 前記第 1の主導波管の他方の端子に接続され、 かつ、 前記分 岐導波管側に向かって開口径が広がる 1つの導波管ステップと、 前記導波管ステ ップに接続され円形あるいは正方形断面を有する第 2の主導波管とを備えること により、 薄型で広帯域特性を有するという効果がある。
また、 前記偏分波器は、 正方形断面を有する第 1の主導波管と、 前記第 1の主 導波管に対して略直角に分岐する第 1から第 4の方形分岐導波管と、 前記第 1の 主導波管の一方の端子に接続された短絡板と、 前記短絡板上に設けられた金属突 起と、 前記第 1の主導波管の他方の端子に接続され、 かつ、 前記分岐導波管側に 向かって開口径が狭まる 1つの正方形導波管ステップと、 前記正方形導波管ステ ップに接続された正方形断面を有する第 2の主導波管と、 前記第 2の正方形主導 波管に接続された 1つの円形一正方形導波管ステップと、 前記円形一正方形導波 管ステツプに接続された円形断面を有する第 3の主導波管とを備えることにより
、 広帯域なインピーダンス整合が得られるという効果がある。
また、 前記金属突起として、 1つの四角錐状または階段状または円弧状の切り 欠きをもつ金属プロックを設けることにより、 薄型で広帯域特性を有するという 効果がある。
また、 前記金属突起として、 2枚の円弧状または直線状または階段状の切り欠 きをもつ金属薄板を直交させて設けることにより、 薄型で広帯域特性を有すると レ、う 力 s fcる。
また、 前記偏分波器は、 第 1の分岐導波管に接続され、 かつ、 管軸の湾曲した 第 1の方形導波管多段変成器と、 前記第 2の分岐導波管に接続され、 かつ、 管軸 の湾曲した第 2の方形導波管多段変成器と、 前記第 1および第 2の方形導波管多 段変成器に接続された第 1の方形導波管 E面 T分岐回路と、 前記第 3の分岐導波 管に接続され、 かつ、 管軸の湾曲した第 3の方形導波管多段変成器と、 前記第 4 の分岐導波管に接続され、 かつ、 管軸の湾曲した第 4の方形導波管多段変成器と 、 前記第 3および第 4の分岐導波管に接続された第 2の方形導波管 E面 T分岐回 路とを備えることにより、 薄型で広帯域特性を有するという効果がある。 産業上の利用の可能性
以上のように、 この発明によれば、 薄型で広帯域特性を有し、 低損失で耐電力 性にも優れた口一タリージョイントを提供することができる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 導波管部と接続される共通側端子と、 この共通側端子に入力された相 互に直交する 2つの偏波が分離して取り出される 2つの分岐側端子とを有する第 1および第 2の偏分波器と、
一端が前記第 1の偏分波器の共通側端子に接続され、 他端が前記第 2の偏分波 器の共通側端子に接続され、 回転可能な接続部を有する導波管部と
を備えたロータリージョイント。
2 . 請求項 1に記載のロータリージョイントにおいて、
前記第 1および第 2の偏分波器の共通端子は、 円形あるいは方形導波管断面形 状を有し、
前記導波管部は、 円形あるいは方形導波管部である
ことを特徴とするロータリージョイント。
3 . 請求項 1に記載のロータリ一ジョイントにおいて、
入力端子、 アイソレーション端子、 および前記第 1の偏分波器の 2つの分岐側 端子にそれぞれ接続される 2つの分配端子を有する 9 0 ° ハイプリッドをさらに 備える
ことを特徴とするロータリージョイント。
4 . 請求項 3に記載のロータリージョイントにおいて、
前記 9 0 ° ハイブリッドを第 1の 9 0 ° ハイブリッドとし、
前記第 1の 9 0 ° ハイブリッドに対し、 入力端子、 アイソレーション端子、 2 つの分配端子を有する第 2の 9 0 ° ハイブリッドをさらに備えると共に、 第 1お よび第 2の移相器とをさらに備え、
前記第 1の 9 0 ° ハイプリッドの入力端子は前記第 1の移相器を介して前記第 2の 9 0 ° ハイブリッドの一方の分配端子に接続され、 前記第 1の 9 0 ° ハイブ リッドのアイソレーション端子は前記第 2の移相器を介して前記第 2の 9 0 ° ハ イブリツドの他方の分配端子に接続される
ことを特徴とするロータリージョイント。
5 . 請求項 2に記載のロータリージョイントにおいて、 前記導波管部は、 円形導波管 T E 1 1モードあるいは正方形導波管 T E 1 0モ 一ドのみが伝搬可能な断面寸法を有する
ことを特徴とするロータリージョイント。
6 . 請求項 1に記載のロータリージョイントにおいて、
前記導波管部の接続部は、 前記導波管部の側壁から外側に向かって形成された チョーク構造および回転機構を備える
ことを特徴とするロータリージョイント。
7 . 請求項 3に記載のロータリージョイントにおいて、
前記 9 0 ° ハイブリッドは、 前記入力端子から一方の分配端子への電波の通過 位相と前記入力端子から他方の分配端子への通過位相が略 9 0 ° の相対差を有し 、 前記アイソレーション端子から前記一方の分配端子への電波の通過位相と前記 アイソレーション端子から前記他方の分配端子への通過位相が略 9 0 ° の相対差 を有する
ことを特徴とするロータリージョイント。
8 . 請求項 1に記載の口一タリージョイントにおいて、
前記第 1および第 2偏分波器は、 第 1の主導波管と、 前記第 1の主導波管に対 して略直角に分岐する第 1から第 4の方形分岐導波管と、 前記第 1の主導波管の 一方の端子に接続された短絡板と、 前記短絡板上に設けられた金属突起と、 前記 第 1の主導波管の他方の端子に接続された導波管ステップと、 前記導波管ステツ プに接続された第 2の主導波管とを備える
ことを特徴とする口一タリージョイント。
9 , 請求項 8に記載のロータリージョイントにおいて、
前記第 1の主導波管と前記第 2の主導波管は、 円形あるいは方形導波管断面形 状を有し、
前記導波管ステップは、 円形あるいは方形導波管ステップである
ことを特徴とする口一タリージョイント。
1 0 . 請求項 8に記載のロータリージョイントにおいて、
前記導波管ステップは、 前記分岐導波管側に向かって開口径が狭まる ことを特徴とする口一タリージョイント。
1 1 . 請求項 8に記載のロータリージョイントにおいて、 前記導波管ステップは、 前記分岐導波管側に向かって開口径が広がる ことを特徴とするロータリージョイント。
1 2 . 請求項 8に記載のロータリージョイントにおいて、
前記導波管ステップを第 1の導波管ステップとし、
前記第 1の導波管ステップに対し、 前記第 2の主導波管に接続された第 2の導 波管ステップをさらに備えると共に、
前記第 2の導波管ステップに接続された第 3の主導波管をさらに備える ことを特徴とするロータリージョイント。
1 3 . 請求項 1 2に記載のロータリージョイントにおいて、
前記第 1の主導波管と前記第 2の主導波管は、 方形導波管断面形状を有し、 前記第 3の主導波管は、 円形導波管断面形状を有し、
前記第 1の導波管ステップは、 方形導波管ステップであり、
前記第 2の導波管ステップは、 円形—方形導波管ステツプである
ことを特徴とするロータリージョイント。
1 4 . 請求項 8に記載のロータリージョイントにおいて、
前記金属突起として、 四角錐状または階段状または円弧状の切り欠きをもつ金 属ブロックを設ける
ことを特徴とするロータリージョイント。
1 5 . 請求項 8に記載のロータリージョイントにおいて、
前記金属突起として、 2枚の円弧状または直線状または階段状の切り欠きをも つ金属薄板を直交させて設ける
ことを特徴とするロータリ一ジョイント。
1 6 . 請求項 8に記載のロータリージョイントにおいて、
前記偏分波器は、 第 1の分岐導波管に接続され、 かつ、 管軸の湾曲した第 1の 方形導波管多段変成器と、 前記第 2の分岐導波管に接続され、 かつ、 管軸の湾曲 した第 2の方形導波管多段変成器と、 前記第 1および第 2の方形導波管多段変成 器に接続された第 1の方形導波管 E面 T分岐回路と、 前記第 3の分岐導波管に接 続され、 かつ、 管軸の湾曲した第 3の方形導波管多段変成器と、 前記第 4の分岐 導波管に接続され、 かつ、 管軸の湾曲した第 4の方形導波管多段変成器と、 前記 第.3および第 4の分岐導波管に接続された第 2の方形導波管 E面 T分岐回路とを 備える
ことを特徴とするロータリ一ジョイント。
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