JPS6115601B2

JPS6115601B2 -

Info

Publication number: JPS6115601B2
Application number: JP55003750A
Authority: JP
Inventors: Reimondo Gaudei Kenesu; Furanshisu Shiamubi Junia Atsuteirio
Original assignee: FUOODO EAROSUPEISU ANDO KOMYUNIKEISHONZU CORP
Current assignee: FUOODO EAROSUPEISU ANDO KOMYUNIKEISHONZU CORP
Priority date: 1979-01-19
Filing date: 1980-01-18
Publication date: 1986-04-25
Also published as: DE3001813A1; JPS5597701A; DE3001813C2; US4228410A; CA1142610A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は直線的に偏波されたマイクロ波信号を
楕円的に偏波されたマイクロ波信号に変換するた
めのおよびその逆の変換を行なうための偏波器に
関する。

従来技術は直線偏波のマイクロ信号を円偏波の
マイクロ波信号に変換するおよびその逆の変換を
行なう種々の方法を教示している。例えば、直線
偏波と円偏波間の変換は隔壁偏波器によつて行な
うことができる。隔壁偏波器は通常、三口導波管
デバイスである。ここで口の数は後記するデバイ
スの物理的口をいう。この偏波器は円形導波管か
らつくることができるが、しかし共通の幅または
Ｈ面壁を持つ２つの長方形導波管によつて形成さ
れるのがより代表的である。２つの長方形導波管
は傾斜する隔壁によつて単一の方形導波管に変換
される。種々の従来技術の隔壁偏波器の設計が米
国特許第3958193号に例示され、記載されてい
る。

隔壁偏波器においては、直線偏波のTEマイク
ロ波信号が隔壁の作用により円偏波（CP）のマ
イクロ波信号に、およびその逆に、変換される。
この直線偏波信号は２つの長方形導波管の口の一
方に導入され、そして方形導波管の口に右側円偏
波（RHCP）または左側円偏波（LHCP）を有す
るマイクロ波信号を発生する。RHCPが発生され
るか、あるいはLHCPが発生されるかは２つの長
方形導波管の口のどちらが励振されるかに依存す
る。長方形導波管の口の両方に同時に直線偏波信
号を導入し、方形導波管の口にRHCPおよび
LHCPの両信号を発生させること、またはその逆
を行なうことは可能であり、かつある応用装置で
は非常に望ましい。２つの直線または円偏波信号
は別個の情報チヤネルを構成し得る。方形導波管
の口に共存するRHCPおよびLHCP信号が完全な
円偏波特性を持つならば、それら信号は互いに完
全に分離され、それら間に干渉が生じない。

完全なCP信号は、振幅が正確に等しいがしか
し位相が90゜ずれている正弦波的に変化する大き
さを有する２つの直交成分ExおよびEyのベクト
ル合力とみなし得る回転電界を有する。同時に存
在するRHCPおよびLHCP信号が完全なCP信号に
近ずけば近ずくほど、それら間の分離（アイソレ
ーシヨン）は大きくなる。軸方向の比ARはEx対
Eyの比であり、そしてCP信号が理想状態から逸
脱した度合の指示ある。軸方向比ARはdBでは
20logEx／Eyに等しい。完全なCP信号はOdBの
ARを有する。

従来技術の偏波器に関連する問題は適度に広い
周波数帯域にわたつて低い軸方向比を提供するこ
とができないこと、およびそのような帯域にわた
つて低い電圧定在波比（VSWR）を提供すること
ができないことである。完全に直線偏波された信
号を完全なCP信号に、またはその逆に、変換す
るために、偏波器はCP信号電界の直交する成分
の一方と長方形導波管の口における直線的電界と
の間に正確に90゜の位相ずれを生じさせなければ
ならない。多くの従来技術の設計はその傾斜（ス
ロープ）に変曲点を持たない位相角対周波数関数
を提供している。換言すれば、偏波器の有用な周
波数範囲にわたる周波数の関数として、移相角は
正または負にとどまる変化度または傾斜を有する
（傾斜が正であるか負であるかは基準として選択
される条件に依存する）。90゜からの位相角の偏
差は90゜から約0.15dB／度の軸方向比の増大を
もたらす。位相角対周波数関数に変曲点を有する
従来技術の設計はすべての形式のアンテナには簡
単には適合せず、変曲点のまわりの関数の傾斜を
選択する際の順応性に制限を受ける。特に、従来
技術では十分に低い軸方向比でもつて十分に広い
周波数帯域を提供できない応用例がある。これら
は本発明が解決しようとする問題のいくつかであ
る。

直線偏波マイクロ信号を円ないし楕円偏波信号
に変換するおよびその逆の変換を行なうための本
発明による偏波器は補償手段と第１および第２の
直交型分岐のようなデユアルモードトランスジユ
ーサを含む。補償手段はそれぞれが長方形導波管
である第１および第２の経路によつて２点間に信
号を伝送するための補償手段であり、これら経路
の一端部は第１のデユアルモードトランスジユー
サに結合され、これら経路の他端部は第２のデユ
アルモードトランスジユーサに結合されている。
これらデユアルモードトランスジユーサは２つの
直線偏波信号を１つの偏波信号に結合するととも
に、１つの信号からのパワーを２つの等しい大き
さに分割するようになつている。

上記補償手段は比較的広い周波数帯域にわたつ
て偏波間に比較的高度の分離をもつようにこの補
償手段を通行する信号の偏波を調整するように動
作する。この補償手段は第１の経路中に第１の補
償ガイド（補償導波管）、ならびに第２の経路中
に第２の補償ガイド（補償導波管）を有する。第
１および第２の補償ガイドはそれらを通行する２
つの信号間の時間に対する相対位相を変化させる
ことによつてこれら信号の偏波を調整するのに適
当した幅および長さを有する。第１および第２の
補償ガイドはそれぞれマイクロ波信号の伝播に関
して異なる長さおよび幅を有し、その結果信号の
位相対周波数特性は変曲点を有し、そして位相ず
れが所望の度数である２つの周波数が存在し得
る。例えば、円偏波が望まれる場合には、位相ず
れは正確に90゜でなければならず、また直線偏波
が望まれる場合には、位相ずれは正確に180゜で
なければならず、位相ずれの中間の値は楕円偏波
をもたらす。

理論に従つて、直線偏波信号は、初めにこの直
線偏波信号を２つの等しい直交する成分に分割
し、次いで合力が円偏波信号であるようにこれら
２つの成分間に時間位相差を提供することによつ
て、円偏波できる。逆に、円偏波信号は、この円
偏波信号を２つの直交する成分に分割し、これら
成分の一方をその他方に対して、それらが再結合
されたときに同相であるように、遅延させること
によつて、直線偏波信号に変換できる。

以下本発明の実施例につき添付図面を参照して
詳細に説明する。なお、添付図面には、円偏波器
およびその特性が示されており、同じ参照数字は
全図面を通じて同じ部分（部品）を示す。

第１図を参照すると、円偏波器１０は直交型分
岐１２のようなデユアルモードトランスジユーサ
の対称軸方向入力に達するおおむね対称形状を有
するホーン１１を含み、この分岐１２は長方形の
軸方向口１２ａおよび対称セクシヨン１２ｃに長
方形の半径方向口１２ｂを有する。ある長さの長
方形導波管１３が口１２ａに取付けられ、またあ
る長さの長方形導波管１４が口１２ｂに取付けら
れる。これら導波管１３および１４は、両方と
も、ベンドを有し、円偏波器１０の追加の構成素
子の接続を容易にしている。

補償ガイド（補償導波管）１５および１６が導
波管１３および１４にそれぞれ結合されている。
ある長さの長方形導波管１７および１８′が補償
ガイド１５および１６にそれぞれ結合され、そし
てこれら補償ガイド１５および１６を直交型分岐
１８に接続する。導波管１７および１８′はま
た、90゜のベンドを有し、接続を容易にしてい
る。直交型分岐１８は円形導波管セクシヨン１８
ｃを有し、この円形導波管セクシヨン１８ｃはそ
の壁部に長方形の半径方向口１８ｂを有する。こ
の口１８ｂは導波管１７に接続されている。直交
型分岐１８の軸方向端部の長方形の口１８ｂは導
波管１８に接続されている。円形導波管セクシヨ
ン１８ｃには直交型分岐１９の円形セクシヨン１
９ｃが接続されている。この直交型分岐１９は円
形セクシヨン１２ｃの壁部に長方形の半径方向口
１９ｂを、またその軸方向端部に長方形の軸方向
口１９ａを有する。

補償ガイド１５および１６のＨ側の長辺の幅は
補償ガイド１５および１６における電磁波の伝播
速度が変化するように一定ではない。実際には、
直交型分岐１８と１２間の並列導波管路は比較的
広い周波数範囲にわたつてこれら２つの導波管路
を通る信号が互いに関して時間において90゜変位
され、円偏波が生じるような長さおよび幅を有す
る。例えば、半径方向口１９ｂに供給される直線
偏波はホーン１１において右側円偏波器
（RHCP）となる。また、軸方向口１９ａに供給
される直線偏波はホーン１１において左側円偏波
（LHCP）となる。補償ガイド１５および１６の
端部における長方形横断面の寸法および形状はす
べて同じである。しかしながら、補償ガイド１５
の中央部分は両端部に対して幅が減少しており、
また補償ガイド１６の中央部分は両端部に対して
幅が増大している。その結果、補償ガイド１５を
通る伝播速度は補償ガイド１６を通る伝播速度よ
り速い。これら補償ガイドを通る伝播速度の差は
伝播信号の周波数に依存し、従つて異なる量の位
相ずれが補償ガイドのそれぞれにおいて異なる周
波数で生じる。しかしながら、広い周波数範囲に
わたつて、位相ずれは理想的な円偏波信号を発生
するためには約90゜である必要がある。

同じ信号から派生される２つの信号成分間に90
゜の空間的分離（時間基準の90゜の位相分離と対
照して）を得るために、直交型分岐１９は直交型
分岐１８に対して45゜回転される。すなわち、軸
方向口１９ａの長手方向軸が軸方向口１８ａの長
手方向軸に対して45゜回転される。同様に、半径
方向口１９ｂの周囲位置が半径方向口１８ｂの位
置から45゜変位される。その結果、口１９ａまた
は１９ｂに導入される直線偏波信号は等しいパワ
ー（大きさ）を有しかつ互いに空間的に90゜変位
された２つの成分に分割され、１つの成分は軸方
向口１８ａから出て行き、また１つの成分は軸方
向口１８ｂから出て行く。これら２つの成分が補
償ガイド１５および１６を通過するときに、相対
的遅延があり、これら成分は互いに関して位相が
90゜変位され、次いで直交型分岐１２において円
偏波に結合される。

上記の実施例は直線偏波マイクロ波信号を円偏
波信号に変換するけれど、この変換は広く楕円偏
波信号と呼ばれ、直線偏波および円偏波の特別の
場合を含む２つの直交するように偏波された任意
のマイクロ波信号に対して行なうことができる。
２つの直交するように偏波されたマイクロ波信号
間の位相差はどの形式の信号が発生されるかを決
定する。上記したように、位相差が90゜である場
合には円偏波信号が発生され、位相差が180゜で
ある場合には、別の直線偏波信号が発生され、そ
して位相差が０゜、90゜、180゜あるいはそれら
の倍数以外である場合には、楕円偏波信号が発生
される。

所望ならば、直線偏波信号を口１９ａおよび１
９ｂに同時に導入することができ、理想の右側お
よび左側の両円偏波信号を発生するために使用で
きる。２つの直線偏波信号は、それらが真に直交
しておりかつ大きさにおいて等しいならば、互い
に干渉しない。これは、円偏波（CP）が直交す
る電気成分を含むものと特徴付けることができる
ためである。円偏波信号が理想的である場合に
は、すなわち、ExおよびEy成分が等しい大きさ
を有し、これら成分が正確に90゜位相がずれてい
るならば、反対側の円偏波信号が導波管に導入で
き、この第２の円偏波信号は第１の円偏波信号と
干渉しない。

本発明は、従来技術の偏波器の特徴であつた高
い軸方向比をともなうことなく比較的広い周波数
帯域にわたつて直線偏波信号を円偏波信号に、お
よびその逆に、変換するための偏波器を提供する
という点において従来技術の偏波器を改良したも
のである。これは、円偏波信号における高い軸方
向比が同時に伝播されるLHCPおよびRHCP信号
間に干渉を生じさせるので、重要である。この干
渉は通信システムにおいてそのような同時の送信
の用途を排除し得るもので、望ましくないことで
ある。何故ならば、LHCPおよびRHCP信号の同
時の伝播がマイクロ波伝送システムの容量を事実
上２倍にするからである。特に第３図を参照する
と、本発明に従つて構成された円偏波器に対する
軸方向比応答対周波数を例示するグラフが示され
ている。このグラフは円偏波器におけるRHCPお
よびLHCPの両信号に対する指示された周波数範
囲にわたつての直交する電界成分ExおよびEyの
測定値に基づいている。軸方向比（AR）はdBで
あり、グラフにおいて水平線で指示されている。

特定の一実施例においては、補償ガイドは3.7
〜4.2GHzの全帯域にわたつてほぼ90゜の位相差
を生じるように設計されている。単に一方の導波
管を他方より1/4波長長くつくることは単に一方
の導波管を他方より細くつくることと同様に狭帯
域の偏波器をもたらす。しかしながら、これら２
つの手法の組合せは２つの異なる周波数において
正確に90゜の位相差を有しかつ２つのクロスオー
バー間のどこにおいても約90゜にすることができ
る２つの導波管を与える。これがどのようにして
生ずるかを示すため、異なる幅および長さを有す
る２つの導波管を考えてみよう。下書き（添字）
の１で表わされた第１の周波数_１において、下
書きのａが一方の導波管を示し、下書きのｂが他
方の導波管を示すものとすると、 βａ，_１・Ia＋90゜＝βｂ，_１・Ib ここでＩは各導波管の長さ βは導波管における伝播定数で λは波長で λ＝ｃ／_１ｃは光の速度Ａは導波管の幅である。また、下書きの２で表わされた第２の周
波数_２においては、 βａ，_２・Ia＋90゜＝βｂ，_２・Ｉ(b) 上記各式を書き替えると次のようになる。

位相の整合が望まれる場合に２つのλを特定する
ことによつて４つの未知数の２つの式となり、そ
して２つ以上の変数が拘束できる。この一組の式
は正味の位相関数に対する１つの最小値のみを与
え、従つて２つのクロスオーバー周波数のみを与
えるということがいえる。ある帯域の周波数につ
いて90゜からの偏差を最小にするようにAaおよ
びAbを選択することは有益である。Aaができる
だけAbにほぼ等しいときに分散が最小となり、
これはまた非常に大きなIaおよびIbをもたらすと
いうことは上記式を検討することにより推論でき
る。これは、AaおよびAbが実際の長さを考慮し
た範囲でほぼ等しいように選択されるべきである
ということを意味する。第５図を参照しての後記
の説明は長さおよび幅を変えることによつて複合
偏波器の特性がどのように変化するかを示してい
る。偏波器を3.7から4.2GHzに設計するために、 _１＝3.762GHz _２＝4.115GHz Aa＝2.2インチ Ab＝2.38インチとすると、 80.4502241Ia＋90＝86.293212Ib 95.179104Ia＋90＝100.166570Ib となる。IaおよびIbの解を求めると、 Ia＝8.061 Ib＝8.558 となる。上記の長さおよび幅を使用して任意の周
波数における正味の位相関数を書くことが可能と
なり、次のようになる。

ここでλは波長（インチ）である。この式は第
３図にプロツトされており、0.05dBより良い可
能な軸方向比が3.7ないし4.2GHz帯域にわたつて
達成できることを示している。

この特定の実施例においては、これら位相調整
部分に対する接続導波管としてWR229導波管を
使用することが望まれ、また低入力VSWRが望ま
れ、そして調合部分が各補償導波管の各端部に加
えられた。導波管は上記した方法を使用して計算
し直され、第４図に示す寸法を得た。これら導波
管に対する正味の位相関数が計算され、そして第
３図に曲線Ａでプロツトされている。第３図には
また、計算された位相と比較のために相互接続導
波管が取付けられた補償導波管の実際の測定され
た位相が曲線Ｂでプロツトされている。測定誤差
内で測定された位相および計算された位相はほぼ
同一である。これら位相調整導波管は給電部の残
部に接続されたときに3.7ないし4.2GHz帯域にわ
たり0.05dBより良好な軸方向比をもたらす可能
性がある。

上例において円偏波以外の偏波を発生すること
が望まれる場合には、90゜の位相ずれは適当に変
更される。すなわち、次式 βａ，_１・Ia＋90゜＝βｂ，_１・Ib において別の直線偏波を得るために90゜が180゜
と置換され、また楕円偏波を発生するために90゜
が適当な位相ずれ（すなわち、０゜、90゜、180
゜またはそれらの倍数以外の位相ずれ）と置換さ
れる。しかしながら、どのような所望の位相ずれ
が選択されようとも、位相差が所望の位相ずれに
正確に等しいかつ２つのクロスオーバー周波数間
のどこにおいても所望の位相ずれにほぼ等しくす
ることができる２つの異なる周波数が依然として
存在する。

第２図を参照すると、ダイプレクサ装置３０は
ホーン１１ａおよび円偏波器２０と組合された第
１図に示す円偏波器１０を含む。一般的にいえ
ば、円偏波器１０および２０はホーン１１ａに交
互の通路を提供する。すなわち、２つの送信機ま
たは２つの受信機が異なる周波数を使用する場合
には、一方の周波数は円偏波器１０とともに使用
でき、また他方の周波数は円偏波器２０とともに
使用できる。ターンスタイル直交型分岐２１はホ
ーン１１ａと円偏波器１０および２０との間に共
通の通信分岐を提供する。ターンスタイル直交型
分岐２１は１つのおおむね円形の中心部と４つの
長方形開口２１ａ、２１ｂ、２１ｃおよび２１ｄ
とを有し、これら長方形開口２１ａ、２１ｂ、２
１ｃ、２１ｄは直交型分岐２１のまわりに90゜の
間隔で円周方向に離間されている。既知のよう
に、特定の側の偏波の大きさ（パワー）は対向す
る長方形開口間に等しく分割される。円偏波器２
０は４つの補償ガイド（補償導波管）が必要であ
るという点で円偏波器１０と相違する。補償ガイ
ド２２、２３、２４および２５はターンスタイル
直交型分岐２１とターンスタイル直交型分岐２６
との間に延在する。ターンスタイル直交型分岐２
６はターンスタイル直交型分岐２１の対応的に符
号の付された口と同じ円周方向位置に４つの長方
形の円周方向に離間された口２６ａ、２６ｂ、２
６ｃおよび２６ｄを有する。補償ガイド２２は口
２１と口２６ａとの間に延在し、補償ガイド２３
は口２１ｂと口２６ｂとの間に延在し、補償ガイ
ド２４は口２１ｃと口２６ｃとの間に延在し、そ
して補償ガイド２５は口２１ｄと口２６ｄとの間
に延在する。

対向する補償ガイド２２および２４は中央部分
において導波管の幅が同様に狭い部分がある。同
じく、対向する補償ガイド２３および２５は中央
部分において導波管の幅が同様に広い部分があ
る。３つの口を持つ直交型分岐２７は円形セクシ
ヨン２７ｃとターンスタイル直交型分岐２６の軸
方向の円形口に結合された軸方向の円形口を有す
る。直交型分岐２７は長方形の軸方向の口２７ａ
および長方形の半径方向の口２７ｂを有する。半
径方向の口２７ｂの円周方向位置はターンスタイ
ル直交型分岐２６の隣接する長方形の口２６ａお
よび２６ｂから45゜変位されている。これは直交
型分岐１８と１９間の関係に類似しており、分岐
２６および２７の組合せを通過する信号に対して
90゜の空間的位相ずれを提供する。信号が口２７
ａまたは口２７ｂに供給されると、この信号は等
しい大きさのかつ互いに空間において90゜変位さ
れた２つのベクトルに分割される。各ベクトルの
半分が対向する補償ガイドによつて搬送され、そ
して他の２つの対向する補償ガイドによつて搬送
される他の空間的に変位されたベクトルのそれぞ
れの半分に対して移相される。補償ガイド２２、
２３、２４および２５によつて搬送されたこれら
信号はターンスタイル直交型分岐２１において結
合され、円偏波信号を発生する。

円偏波器１０を円偏波器２０から分離するため
にターンスタイル直交型分岐２１はフイルタ、例
えば低域周波数フイルタ、を含み、円偏波器１０
からの信号を阻止する。同様に、直交型分岐１２
は高域周波数フイルタのようなフイルタを含み、
円偏波器２０からの信号を阻止する。低域フイル
タはより高い周波数の送信信号に対しては短絡回
路となり、従つてこれらの信号は通過せず、また
より低い周波数の送信信号に対しては開回路また
は整合インピーダンスとなり、これら受信信号は
効率良く結合される。ターンスタイル直交型分岐
は、円形導波管における対称を維持し、それによ
つてより高い次数のモードの励振を減じるため
に、アンテナホーンからの各信号を結合するため
に単一の開口ではなくて一対の直径方向に対向す
る開口とともに使用される。

ダイプレクサ装置３０（第２図）は２つの相互
に直交するように偏波された第１の周波数の送信
信号、２つの相互に直交するように偏波された第
２の周波数の受信信号、ならびに単一のアンテナ
とともに動作する。知られているように、１つの
ダイプレクサ装置は他のダイプレクサ装置と相互
的に作用し、これら周波数のもとでの送信信号は
装置それ自体の変更を必要とすることなしに反転
することができる。説明を分り易くするため、円
偏波器１０は送信信号と関連し、円偏波器２０は
受信信号と関連するものとする。送信信号として
発生された信号を口１２ａおよび１２ｂを介して
円偏波器に供給される。

それらの電界が直交関係にある一対の偏波され
た受信信号はホーン１１ａで受信され、ターンス
タイル直交型分岐２１の中央部分とホーン１１ａ
とを連通する円形の口を通じて直交型分岐２１に
入る。受信信号はターンスタイル直交型分岐２１
により口２１ａ、２１ｂ、２１ｃおよび２１ｄを
通じて独立に結合される。１つの信号の１つのベ
クトル成分は補償ガイド２２および２４に等分さ
れ、他方の信号の直交ベクトル成分は同様に補償
ガイド２３および２５に等分される。２つの信号
のそれぞれの直交ベクトル成分は補償ガイド２
２、２３、２４および２５における移相の後でタ
ーンスタイル直交型分岐２６で結合されることに
なる。ターンスタイル直交型分岐２６から直交型
分岐２７に達し、それによつて信号の90゜の空間
的配向が生じる。

動作において、送信時には、同じ周波数の送信
機出力信号が軸方向口１２ａおよび半径方向口１
２ｂに導入される。これら信号は円形セクシヨン
１２ｃの中央部分に導びかれる。直交型分岐１２
の円形導波管部分の対称および口１２ａ、１２ｂ
に隣接する長方形導波管セクシヨンの伝播特性の
ため、２つの送信機開口は互いに分離されてい
る。半径方向口１２ｂの励振により軸方向口１２
ａの長い方の辺に直角な方向に偏波される電界を
円形導波管に生じさせる。同様に、軸方向口１２
ａの励振は半径方向口１２ｂの長辺に直角な方向
に偏波される電界を円形導波管に生じさせる。２
つの口１２ａおよび１２ｂの長辺は直角関係にあ
るから、送信信号は直角型分岐１２の円形セクシ
ヨンに直交する電界を発生している間は互いに分
離されたままにある。

受信時に、低い周波数の一対の直交関係の信号
はアンテナホーン１１ａからターンスタイル直交
型分岐２１に指向される。これら低い周波数信号
は直交型分岐１２の直径の小さい円形導波管によ
つて送信機から分離される。この直径の小さい円
形導波管は送信周波数のカツトオフ以下である。
かくして、信号が直交型分岐２１の円形導波管に
受信されると、これら信号はそれらを補償ガイド
２２、２３、２４および２５に結合する開口を通
じてのみ伝達される。

種々の変形および変更が本発明の属する種々の
分野の技術者に生じることは疑いのないことであ
る。例えば、マイクロ波エネルギをダイプレクサ
装置に結合する特定の手段は本明細書の記載から
変更できる。これらおよび技術上の進歩をもたら
した本発明の教示に根本的に基づく他のすべての
変形、変更は本発明の範囲内にあるとみなし得
る。

第５図は３つの異なる偏波器の位相対周波数曲
線を示す。第１の偏波器は単に長さの差だけによ
つて、周波数とともに単調に増大する位相曲線を
生じる、その動作帯域の中央部分の近傍で、90゜
の位相ずれを得るようにしたもので、その曲線を
Ａで示す。第２の偏波器は単に幅の差だけによつ
て、周波数とともに単調に減少する位相曲線を生
じる90゜の位相ずれを得るようにしたもので、そ
の曲線をＢで示す。第３の偏波器は本発明の実施
例によるもので、長さの差および幅の差の両方を
使用して鞍形の位相曲線を得るようにしたもので
ある。その曲線をＣで示す。単に幅だけまたは単
に長さだけを変えた偏波器の曲線Ａ、Ｂから、所
望の位相の90゜からのずれは動作帯域の端部にお
いて少なくとも17゜であるのに対し、幅および長
さの両方を変えた偏波器の曲線Ｃは動作帯域全体
にわたり所望の90゜から1.1゜以下しかずれてい
ないことが分る。単に長さだけを変えた偏波器に
対しては、次式が成立する。これはWR229の基
本幅2.290″を使用した場合である。

3.4ないし4.2GHz間の最良の位相に対するｌを調
整する。

φ3.4＝67.64687201l φ4.2＝101.1554752l 90−67.6487201l＝101.1554752l−90 とおくと、 168.8023472l＝180 ｌ＝1.066335883 単に幅だけを変えた偏波器に対しては、比較の偏
波器とほぼ同じ全長にするために、次のように選
択する。

a₁＝2.11″，a₂＝2.47″ ａ_１＋ａ_２／２＝2.29″すなわちWR229の基本幅 3.4ないし4.2GHz間の最良の位相に対するｌを調
整する。

φ3.4＝14.81582346l φ4.2＝9.78856415l 90−14.81582346l＝9.78856415l−90 とおくと、 24.60438761l＝180 ｌ＝7.315768344″ 幅および長さの両方を変えた偏波器に対しては次
式が成立する。

これを幅の変化および長さの変化成分に分ける
と次のようになる。

ここで第１の大括弧の項が長さの成分であり、
第２の大括弧の項が幅の成分である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例による円偏波器の斜
視図、第２図は特に２つの周波数とともに使用で
き、各周波数の円偏波を提供する本発明の他の実
施例による円偏波器の斜視図、第３図は測定され
たデータと計算されたデータの両方を使用して本
発明の一実施例の軸方向比対周波数の関係を示す
特性曲線図、第４図は本発明の一実施例による補
償手段に対する２つの導波管の長手方向の横断面
図、第５図は長さのみが変えられた第１の偏波
器、幅のみが変えられた第２の偏波器ならびに本
発明の一実施例による幅およいび長さの両方が変
えられた第３の偏波器のそれぞれ位相角対周波数
の関係を示す特性曲線図である。１０：円偏波器、１１：ホーン、１２，１８，
１９：直交型分岐、１５，１６：補償導波管、２
０：円偏波器、１１ａ：ホーン、２１，２６：タ
ーンスタイル直交型分岐、２２，２３，２４，２
５：補償導波管、２７：直交型分岐、３０：ダイ
プレクサ装置。

Claims

【特許請求の範囲】１直線偏波マイクロ信号を円ないし楕円偏波マ
イクロ信号に変換するためのおよびその逆の変換
を行なうための偏波器において、それぞれが長方
形導波管である第１の経路および第２の経路によ
つて２点間に信号を伝送するための補償手段であ
つて、該第１および第２の経路が該第１の経路で
搬送された信号と該第２の経路で搬送された信号
との間に相対的位相ずれを生じさせ、該第１およ
び第２の経路がそれぞれマイクロ波信号の伝播に
関して異なる長さおよび幅を有し、この異なる長
さおよび幅によつてマイクロ波信号の位相対周波
数特性が変曲点を持ち、かつ前記位相ずれが正確
に所望のあらかじめ定められた値である２つの周
波数が存在し得るようにし、前記第１および第２
の経路を通る信号が前記所望の位相ずれを有する
２つの周波数を含むある帯域の周波数を有し、軸
方向比が該周波数帯域にわたり特定の設計値に保
持されている補償手段と、前記第１および第２の経路のそれぞれの第１の
端部を結合するための第１のデユアルモードトラ
ンスジユーサと、前記第１および第２の経路のそれぞれの第２の
端部を結合するための第２のデユアルモードトラ
ンスジユーサとを具備し、前記第１および第２のデユアルモードトランス
ジユーサが２つの直線偏波された信号を１つの偏
波信号に結合するとともに、１つの信号からのパ
ワーを２つの等しい大きさに分割するようになつ
ており、前記第１の経路がこの第１の経路に沿つての長
手方向の移動に関して長手方向に対称的に減少し
た後増大する幅を有し、前記第２の経路がこの第２の経路に沿つての長
手方向の移動に関して長手方向に対称的に増大し
た後減少する幅を有し、前記増大が任意の与えられた経路において前記
減少に等しく、任意の与えられた経路の半分の経
路においては増大または減少のみが生じるように
構成されていることを特徴とする偏波器。２前記補償手段の幅および長さが次式によつて
決定される特許請求の範囲第１項記載の偏波器。ここで、下書きのａは前記補償手段の経路の一
方を示し、下書きのｂは前記補償手段の経路の他
方を示し、１は補償手段の長さを示し、Ａは補償
手段の幅を示し、λ_１およびλ_２はOdBの軸方向
比である場合の２つの波長であり、Ｐは前記所望
の位相ずれの度数を示す。３Ｐが90゜に等しく、それによつて該偏波器が
直線偏波信号と円偏波信号間の変換に使用できる
特許請求の範囲第２項記載の偏波器。