DE3001813C2

DE3001813C2 - Mikrowellen-Polarisator

Info

Publication number: DE3001813C2
Application number: DE3001813A
Authority: DE
Inventors: Kenneth R. Sunnyvale Calif. Goudey; Attilio F. Los Altos Calif. Sciambi jun.
Original assignee: Ford Aerospace and Communications Corp
Current assignee: Space Systems Loral LLC
Priority date: 1979-01-19
Filing date: 1980-01-18
Publication date: 1986-05-28
Also published as: CA1142610A; US4228410A; DE3001813A1; JPS6115601B2; JPS5597701A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Mikrowellen-Polarisator der im Oberbesriff des Anspruchs 1

Der Stand der Technik kennt verschiedene Wege zur Umwandlung eines linear polarisierten Mikrowellensignals in ein zirkulär polarisiertes Mikrowellensignal und umgekehrt. Beispielsweise kann die Umwandlung zwischen einer Linear- und einer Zirkularpolarisation durch einen Septum- bzw. Membranpolarisator erfolgen. Ein Septumpolarisator ist üblicherweise eine Wellenleiteranordnung mit drei Anschlüssen, wobei die Anzahl der Anschlüsse sich auf die physikalischen Anschlußöffnungen in den nachstehend beschriebenen Vorrichtungen bezieht. Es kann aus Zirkular- bzw. Rundwellenleitern bestehen, üblicherweise besteht er jedoch aus zwei Rechteck-Wellenleitern, die eine gemeinsame Breite oder H-Ebenen-Wandung besitzen. Die beiden Rechteck-Wellenleiter werden durch eine schräg verlaufende Septum-Membran in einen einzigen quadratischen Wellenleiter überführt. In der US-Patentschrift 39 58 193 sind verschiedene bekannte Konstruktionen von Septumpolarisatoren nach dem Stande der Technik beschrieben.

In einem Septumpolarisator wird ein linearer polarisiertes Mikrowellensigna! mit elektrischem Transversalfeld durch die Wirkung des Septums in ein zirkulär polarisiertes (CP) Mikrowellensignal umgewandelt, und umgekehrt Das linear polarisierte Signal wird in eine der beiden Rechteck-Wellenleiter-Anschlüsse eingeführt und erzeugt in dem Anschluß des quadratischen Wellenleiters ein Mikrowellensignal, das entweder rechtsdrehend oder linksdrehend zirkulär polarisiert ist (RHCP oder LHCP). t)b eine rechtdrehende (RHCP) oder eine linksdrehende (LHCP) Polarisation auftritt, hängt davon ab, welcher der beiden Rechteck-Wellenleiter-Anschlüsse erregt wird. Es ist möglich und für bestimmte Anwendungsfälle sehr erwünscht, gleichzeitig in beide Rechteck-Wellenleiter-Anschlüsse linear polarisierte Signale einzuführen und in dem Anschluß des quadratischen Wellenleiters sowohl rechts- als auch linksdrehende zirkulär polarisierte (RHCP und LHCP) Signale zu erzeugen, und umgekehrt. Die beiden linear oder zirkulär polarisierten Signale können gesonderte Informationskanäle darstellen. Falls die in dem quadratischen Wellenleiter-Anschluß nebeneinander bestehenden rechts- und linksdrehend zirkulär polarisierten RHCP- und LHCP-Signale vollkommene Zirkularpolarisationseigenschaften besitzen, sind sie vollständig voneinander isoliert, und es besteht keinerlei Wechselwirkung zwischen ihnen.

Ein vollkommen zirkulär polarisiertes Signal besitzt ein rotierendes elektrisches Feld, das als die Vektorresultierende zweier Orthogonalkomponenten E_x und E_y mit sinusförmig veränderlichen Beträgen genau gleicher Amplitude aufgefaßt werden kann, die jedoch um 90° in der Phase gegeneinander versetzt sind. Je stärker sich gleichzeitig existierende rechts- und linksdrehende RHCP- bzw. LHCP-Signale einem vollständig zirkulär polarisierten Signal annähern, um so größer ist die Isolation zwischen ihnen. Das als Axialverhältnis AR bezeichnete Verhältnis von E_x zu E_y stellt eine Anzeige dafür dar, in welchem Ausmaß ein zirkulär polarisiertes CP-Signal von dem Idealzustand abweicht. In dB-Ausdrucksweise wird das Axialverhältnis AR durch die Größe 20 log E_xZEy wiedergegeben. Vollkommen zirkulär polarisierte (CP) Signale besitzen ein Axialverhältnis AR von OdB.

Das Hauptproblem bei den bekannten Poiarisatoren nach dem Stande der Technik besteht darin, daß bei ihnen kein niedriger Wert des Axialverhältnisses über ein mäßig breites Frequenzband und auch kein niedriger Wert des Welligkeitsfaktors bzw. Stehwellenverhältnisses (VSWR, »voltage standing wave ratio«) über ein derartig mäßig breites Frequenzband gewährleistet ist Um ein vollkommen linear polarisiertes Signal in ein vollkommen zirkulär polarisiertes (CP) Signal umzuwandeln oder umgekehrt, muß der Polarisator eine Phasenverschiebung von genau 90" zwischen einer der orthogonalen Komponenten des elektrischen Felds des zirkulär polarisierten Signals und dem linearen elektrischen Feld in dem Rechteck-Wellenleiter-Anschluß erzeugen. Viele bekannte Konstruktionen nach dem Stande der Technik ergeben einen Funktionsverlauf des Phasenverschiebungswinkels in Abhängigkeit von der Frequenz, der keine Umkehrstelle im Verlauf besitzt. Mit anderen Worten, der Phasenverschiebungswinkel als Funktion der Frequenz weist über den Arbeitsfrequenzbereich des Polarisators hin eine Neigung auf, die entweder positiv bleibt oder negativ bleibt (ob die Neigung positiv oder negativ ist hangt von den als Bezug gewählten Bedingungen ab). Die Abweichungen des Phasenwinkel« von 90' führen zu einem Anstieg des Axialverhältnisses von etwa 0,15 dB je Grad Abweichung der Phasenverschiebung von 90°. Soweit bekannte Polarisatorkonstruktionen eine Umkehrstelle in der Phasenverschiebungswinkel/Frequenz-Kurve besitzen, sind sie nicht ohne weiteres mit sämtlichen Antennentypen kompatibel und besitzen ferner nur eine begrenzte Flexibilität hinsichtlich der Wahl der Neigung des Kurvenverlaufs um die Umkehrstel-Ie herum. Insbesondere gibt es Anwendungszwecke, für welche die bekannten Konstruktionen nach dem Stande der Technik keinen genügend niedrigen Wert des Axialverhältnisses über ein ausreichend breites Frequenzband gewährleisten.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Mikrowellen-Polarisator der eingangs genannten Art zu schaffen, der über ein verhältnismäßig breites Arbeitsfrequenzband niedrige Werte des Axialverhältnisses aufweist und mit üblichen Antennentypen kompatibel ist

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindungen ergeben sich aus den Unteransprüchen. Durch die erfindungsgemäße Ausgestaltung des Mikrowellen-Polarisators ergeben sich über ein verhältnismäßig breites Arbeitsfrequenzband niedrige Werte des Axialverhältnisses, und der Mikrowellen-Polarisator ist mit üblichen Antennentypen kompatibel.

Die Polarisationseinstellvorrichtung bewirkt im Betrieb eine Einstellung bzw. Steuerung der Polarisation durchlaufender Signale mit einem relativ hohen Trenngrad zwischen den betreffenden Polarisationen über das relativ breite Frequenzband und die Rechteck-Wellenleiter-Übertragungswege weisen eine unterschiedliche Länge und Breite bezüglich der Mikrowellensignalfortpflanzung derart auf, daß die Phasen/Frequenz-Kennlinie des Signals eine Umkehrstelle besitzt und somit zwei Frequenzen vorhanden sind, für welche die Phasenverschiebung einen gewünschten Wert besitzt. Falls beispielsweise zirkuläre Polarisation gewünscht wird, muß die Phasenverschiebung genau 90° betragen, für eine lineare Polarisation muß die Phasenverschiebung genau 180" betragen und dazwischenliegende Werte der Phasenverschiebung ergeben eine elliptische Polarisation.

Nach der Theorie kann ein linear polarisiertes Signal dadurch zirkulär polarisiert werden, daß man zunächst das linear polarisierte Signal in zwei gleiche zueinander orthogonale Komponenten aufspaltet und sodann zwischen den beiden Komponenten eine zeitliche Phasendifferenz erzeugt, derart, daß die so erhaltene Resultierende ein zirkulär polarisiertes Signal wird. Umgekehrt kann ein zirkulär polarisiertes Signal in eine linear polarisiertes Signal umgewandelt werden, indem man das zirkulär polarisierte Signal in zwei orthogonale Komponenten aufspaltet und eine der Komponenten gegenüber der anderen verzögert, derart, daß sie bei der nachfolgenden Rekombination in Phase miteinander sind.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Zeichnung noch näher erläutert. In der Zeichnung zeigt

F i g. 1 eine perspektivische Ansicht einer Ausführungsform des Mikrowellen-Polarisators,

Fig.2 eine perspektivische Ansicht einer weiteren Ausführungsform eines Mikrowellen-Polarisators zur Anwendung mit zwei Frequenzen unter Erzeugung von Zirkularpolarisation für jede Frequenz,

Fig.3 eine graphische Darstellung der Frequenzabhängigkeit des Axialverhältnisses für einen Polarisator gemäß einer Ausführungsform, und zwar aufgrund gemessener sowie berechneter Daten,

F i g. 4 eine Längsschnittansicht von zwei Rechteck-Wellenleiter-Übertragungswegen einer Polarisationsein-Stellvorrichtung,

F i g. 5 jeweils graphische Darstellungen des Frequenzverlaufs des Phasenwinkels für einen ersten lediglich mit Längenunterschied arbeitenden Mikrowellen-Polarisator, für einen zweiten lediglich mit unterschiedlicher Breite arbeitenden Mikrowellen-Polarisator sowie für einen dritten eine Ausführungsform darstellenden Mikrowellen-Polarisator, der sowohl mit Breiten- wie Längenunterschied arbeitet.

In der Zeichnung, in deren Figuren jeweils gleiche oder entsprechende Teile mit gleichen Bezugsziffern bezeichnet sind, sind Anordnungen und Kennlinienverläufe eines Zirkular-Polarisators dargestellt. Näherhin zeigt Fig. 1 einen als Ganzes mit 10 bezeichneten Zirkular-Polarisator, welcher einen Hornstrahler 11 von allgemein symmetrischer Form aufweist, der sich trichierartig zu einem symmetrischen axialen Eingangsanschluß einer Polarisationsweiche 12 verjüngt, welche ihrerseits einen axialen Rechteck-Anschluß 12a und einen radialen Rechteck-Anschluß 126 in einem symmetrischen Abschnitt 12c aufweist. Mit dem Anschluß 12a ist ein Rechteck-Wellenleiterstück 13 und entsprechend mit dem Anschluß 126 ein Rechteck-Wellenleiterstück 14 verbunden. Die Wellenleiter 13 und 14 weisen beide Krümmer bzw. Kniestücke zur leichteren Anschlußverbindung mit zusätzlichen Bauteilen des Zirkular-Polarisators 10 auf.

Mit den Wellenleitern 13 bzw. 14 sind Kompensationswellenleiter 15 bzw. 16 verbunden. An die Kompensationswellenleiter 15 bzw. 16 sind Rechteck-Wellenleiterstücke 17 bzw. 18' angekoppelt, welche die Kompensationswellenleiter 15 und 16 mit einer Polarisationsweiche 18 verbinden. Die Wellenleiter Yl und 18' weisen 90"-Krümmer zur leichteren Anschlußverbindung auf. Die Polarisationsweiche 18 besitzt einen Zirkular-Wellcnleiterabschnitt 18c, der in seiner Wandung einen radialen Rechteck-Anschluß 186 zur Verbindung mit dem Wellenleiterstück 17 aufweist. Am axialen Ende der Polarisationsweiche 18 ist ein Rechteck-Anschluß 18a zur Verbindung mit dem Wellenleiter 18' vorgesehen. Mit dem Zirkular-Wellenleiterabschnitt 18cist ein Zirkularabschnitt 19c einer Polarisationsweiche 19 verbunden, die ebenfalls einen radialen Rechteck-Anschluß 196 in der Wandung des Zirkularabschnitts 19c und einen axialen Rechteck-Anschluß 19a am axialen Ende der Polarisationsweiche 19 aufweist.

Die Breite der langen oder Η-Fläche der Kompensationswellenleiter 15 und 16 ist nicht konstant, derart, daß die Fortpflanzungsgeschwindigkeit einer elektromagnetischen Welle in den Kompensationswellenleitern 15 und 16 variiert wird. Im einzelnen haben die parallelen Wellenleiter-Wege zwischen den Polarisationsweichen 18 und 12 eine solche Länge und Breite, daß über einen verhältnismäßig breiten Frequenzbereich die längs dieser beiden Wege laufenden Signale zeitlich um 90° gegeneinander versetzt werden und so eine Zirkular-Polarisation resultiert. Beispielsweise ergibt eine am Radialanschluß 196 eingespeiste linear polarisierte Welle eine rechlsdrehende Zirkular-Polarisation (RHCP) am Hornstrahler 11. Eine am Axialanschluß 19a zugeführte linear polarisierte Welle ergibt eine linksdrehend zirkulär polarisierte (LHCP) Welle am Hornstrahler 11. An ihren Enden besitzen die Kompensationswellenleiter 15 und 16 sämtlich nach Größe und Form gleiche Rechteckquerschnitte. Jedoch besitzt der Kompensationswellenleiter 15 in seinem Mittelteil eine gegenüber den Endabschnitten verringerte Breite, und entsprechend der Kompensationswellenleiter 16 in seinem Mittelteil eine gegenüber den Endabschnitten größere Breite. Demzufolge ist die Fortpflanzungsgeschwindigkeit durch den Kompensalionswellenleiter 15 höher als die Fortpflanzungsgeschwindigkeit durch den Kompensationswellenleiter 16. Die Differenz zwischen den Fortpflanzungsgeschwindigkeiten durch die Kompensationswellenleiter hängt von der Frequenz des fortgepflanzten Signals ab, so daß für verschiedene Frequenzen jeweils ein unterschiedlicher Betrag der Phasenverschiebung in den beiden Kompensationswellenleitern auftritt. Jedoch besitzt über einen breiten Frequenzbereich die Phasenverschiebung etwa den zur Erzeugung eines ideal zirkulär polarisierten Signals erforderlichen Wert von etwa 90°.

Zur Erzielung einer räumlichen Trennung von 90° (im Gegensatz zu einer zeitlichen 90°-Phasen-Trennung) zwischen zwei vom gleichen Signal abgeleiteten Signalkomponenten ist die Polarisationsweiche 19 um 45° bezüglich der Polarisationsweiche 18 gedreht. Das heißt, die Längsachse des Axialanschlusses 19a ist bezüglich der Längsachse des Axialanschlusses 18a um 45° gedreht. In gleicher Weise ist die Umfangsstellung des Radialanschlusses 196 um 45° gegenüber der Umfangsstellung des Radialanschlusses 186 versetzt. Dies hat zur Folge, daß ein in einen der Anschlüsse 19a oder 196 eingeführtes linear polarisiertes Signal in zwei Komponenten gleicher Leistung, die jedoch um 90° im Raum gegeneinander versetzt sind, aufgespalten wird, wobei die eine Komponente durch den Axialanschluß 18a und die andere Komponente durch den Radialanschluß 186 austritt. Bei weiterem Verlauf dieser beiden Komponenten durch die Kompensationswellenleiter 15 und 16 tritt eine Relativverzögerung zwischen ihnen auf, derart, daß sie gegeneinander auch in der Phase um 90° versetzt werden; in der Polarisationsweiche 12 werden sie dann zu einer zirkulär polarisierten Welle kombiniert.

Vorstehend wurde diese Ausführungsform zwar anhand der Umwandlung eines linear polarisierten Mikrowellen-Signals in ein zirkulär polarisiertes Signal beschrieben; jedoch kann die Umwandlung auch für zwei beliebige orthogonal polarisierte Mikrowellen-Signale erfolgen, die allgemein als elliptisch polarisierte Signale bezeichnet werden und Linear-Polarisation und Zirkular-Polarisation als Spezialfälle enthalten. Die Phasendifferenz zwischen den beiden orthogonal polarisierten Mikrowellen-Signalen bestimmt dabei, welche Art Signal erzeugt wird. Falls, wie oben erwähnt, die Phasendifferenz 90° beträgt, wird ein zirkulär polarisiertes Signal erzeugt, falls die Phasendifferenz 180° beträgt, entsteht ein anderes linear polarisiertes Signal, und für eine von 0°, 90°, 180° oder Vielfachen hiervon verschiedene Phasendifferenz wird ein elliptisch polarisiertes Signal erzeugt.

ίο Falls erwünscht, können gleichzeitig linear polarisierte Signale an den Anschlüssen 19a und 196 eingeführt und zur Erzeugung von sowohl rechtsdrehenden wie linksdrehenden ideal zirkulär polarisierten Signalen verwendet werden. Zwischen den beiden linear polarisierten Signalen besteht dabei keine Wechselwirkung, falls sie rein orthogonal und betragsmäßig gleich sind. Dies beruht darauf, daß eine zirkulär polarisierte (CP) Welle als orthogonale elektrische Komponenten enthaltend charakterisiert werden kann. Im Falle eines ideal zirkulär polarisierten Signals, d. h., wenn die E_x- und .^Komponenten betragsmäßig gleich und genau um 90° außer Phase sind, kann ein entgegengesetzt drehend zirkulär polarisiertes Signal in einen Wellenleiter eingeführt werden, wobei es zu keiner Wechselwirkung zwischen diesem zweiten zirkulär polarisierten Signal mit dem ersten kommt.

Die Erfindung bringt einen wesentlichen Fortschritt und eine wesentliche Verbesserung gegenüber bekannten Polarisatoren, indem erfindungsgemäß ein über ein relativ breites Frequenzband brauchbarer Polarisator geschaffen wird, der die Umwandlung linear polarisierter Signale in zirkulär polarisierte Signale und umgekehrt ohne die für die bekannten Polarisatoren nach dem Stande der Technik bezeichnenden damit einhergehenden hohen Werte des Axialverhältnisses gestattet. Dies ist bedeutsam, weil hohe Werte des Axialverhältnisses in den zirkulär polarisierten Signalen eine Wechselwirkung zwischen gleichzeitig übertragenen LHCP- und RHCP-Si-

gnalen verursachen. Diese Interferenz oder Wechselwirkung kann die Anwendung dieser gleichzeitigen Übertragung in Kommunikationssystemen beeinträchtigen oder ausschließen, was einen Nachteil darstellt, da die gleichzeitige Fortpflanzung oder Übertragung von linksdrehenden und rechtsdrehenden LHCP- bzw. RHCP-Signalen praktisch die Kapazität des Mikrowellen-Übertragungssystems verdoppelt. Fig.3 ist eine graphische Darstellung des Verlaufs des Axialverhältnisses in Abhängigkeit von der Frequenz für einen erfindungsgemäßen Zirkular-Polarisator. Die graphische Darstellung beruht auf Messungen der orthogonalen elektrischen Feldkomponenten E_x und Ey über den angegebenen Frequenzbereich sowohl für rechtsdrehende (RHCP) wie für linksdrehende (LHCP) Signale in dem Zirkular-Polarisator. Die Axialverhältnisse sind in dB aufgetragen und durch horizontale Linien in der graphischen Darstellung veranschaulicht.

In einem speziellen Beispielsfall sind die Kompensationswellenleiter so ausgebildet, daß sie nahezu 90° Phasenunterschied über das gesamte 3,7 bis 4,2 GHz Band ergeben. Indem man einfach den einen Wellenleiter um eine Viertel Wellenlänge länger als den anderen wählt, erhält man einen Schmalband-Polarisator, desgleichen wenn man den einen Wellenleiter schmaler als den anderen macht. Eine Kombination dieser beiden Maßnahmen jedoch ergibt zwei Wellenleiter, die eine Phasendifferenz von genau 90° bei zwei verschiedenen Frequenzen besitzen und deren Phasendifferenz überall zwischen den beiden Kreuzungsfrequenzen auf einen Wert nahe 90° gebracht werden kann. Um zu veranschaulichen, wie es hierzu kommt, seien zwei Wellenleiter mit unterschiedlichen Breiten und Längen angenommen. Bei einer durch den Index »1« bezeichneten ersten Frequenz (f\)soll der Index »a« den einen Wellenleiter und der Index »£x< den anderen Wellenleiter bezeichnen; dann gilt

/?„.,/. + 90° = ß_b.;lb.

Darin bedeuten:

/ = Länge der beiden Wellenleiter
β = Fortpflanzungs- bzw. Übertragungskonstante in dem Wellenleiter

ß - ^t/i-

2a

λ = Wellenlänge = f-

C = Lichtgeschwindigkeit
A = Breite des Wellenleiters.

Bei der durch den Index »2« bezeichneten zweiten Frequenz (fi) gilt

ß_aj_a + 90° = ßtalb-Durch Umformung erhält man aus diesen Gleichungen

360° ι /, / *-\ γ j ₊ 9QO ₌

360° ' '

Durch Festlegung der beiden A's, für die der Phasenabgleich gewünscht wird, erhält man zwei Gleichungen mit vier Unbekannten, und zwei weitere Variablen können durch Randbedingungen festgelegt werden. Es läßt sich zeigen, daß dieses Gleichungssystem nur ein Minimum für die Nettophasenfunktion besitzt und somit nur zwei Kreuzungsfrequenzen. Vorteilhaft werden A_n und A_b so gewählt, daß die Abweichung der Phasendifferenz vom Wert 90° über ein bestimmtes Frequenzband möglichst gering wird. Aus einer Analyse der Gleichungen läßt sich ableiten, daß die Dispersion minimalisiert wird, wenn A„ so weit wie möglich gleich A_b ist, was auch zu sehr großen Werten /_;, und l_b führt. Das bedeutet, daß A_n und A_b so genau gleich groß gewählt werden sollen, wie dies nach praktischen Längeerwägungen möglich ist. In der Anlage zur Beschreibung wird der Beitrag von Längen- und Breitenänderungen zu den Kennlinien des zusammengesetzten Polarisators veranschaulicht. Zur Auslegung eines Polarisators für das Frequenzband von 3,7 bis 4,2 GHz werden folgende Annahmen bzw. Festsetzungen getroffen:

f\ = 3,762GHz

h = 4,115GHz

A_n = 2,2 Zoll

Ah = 2,38 Zoll.

Hieraus erhält man:

80,450224 /_;, + 90° = 86,293212 l_b
95,179104 4 + 90° = 100,166570 4.

Durch Auflösen nach 4 und l_b erhält man:

I₁₁ = 8,061
lh = 8,558.

Damit läßt sich nunmehr die Nettophasenfunktion für jede beliebige Frequenz unter Verwendung der angegebenen Längen- und Breitenwerte wie folgt angeben:

_A _ 3080,88 I/, / i V 2901,96 I/, _

^{φ =} ~^r~ v^] Kur) r~ l ^l \ÄjJ ·

Darin bedeutet A die Wellenlänge in Zoll. Diese Funktion ist in F i g. 3 graphisch dargestellt; der Kurvenverlauf zeigt, daß sich ein potentielles Axialverhältnis von weniger als 0,05 dB über das 3,7 bis 4 2 GHz Band erzielen

Bei diesem speziellen Beispiel sollte als Verbindungswellenleiter für diese Phasenverzögerungs-Abschnitte der Wcllenlciteriyp WR 229 verwendet werden und ein niedriger Wert des Eingangs-Welligkeitsfaktors (Stehwellenverhältnisses) VSWR = »voltage standing wave ratio« war erwünscht; an den beiden Enden jedes der beiden Kompensationswellenleiter wurde daher ein Anpassungsabschnitt zugefügt. Die Wellenleiter wurden nach den vorstehend beschriebenen Methoden nachgerechnet, was zu den in F i g. 4 veranschaulichten Abmessungen führte. Die Nettophasenfunktion wurde für diese Wellenleiter berechnet und ist in F i g. 3 dargestellt. In F i g. 3 ist auch zum Vergleich mit der berechneten Phase die tatsächlich gemessene Phase der Kompensationswellenleiter mit dem angefügten Zwischenverbindungswellenleiter aufgetragen. Innerhalb der Meßgenauigkeit sind die gemessene und die berechnete Phase nahezu identisch. Bei Verbindung mit dem übrigen Teil der Zuführanordnung ergeben diese Phasensteuerungs-Wellenleiter potentiell ein Axialverhältnis von weniger als 0,05 dB über das 3,7 bis 4,2 GHz Band.

Falls in dem vorstehend betrachteten Beispiel statt einer Zirkular-Polarisation eine anderweitige Polarisation gewünscht würde, müßte man die 90° -Phasenverschiebung entsprechend ändern. Das heißt, in der Gleichung

Ä..4 + 90° = ß_b.xh

würde anstelle von 90° der Wert 180° gesetzt, um eine andere Linear-Polarisation zu erhalten, oder durch eine entsprechende anderweitige Phasenverschiebung zur Erzielung elliptischer Polarisation (d. h. eine von 0°, 90°, 180° oder Vielfachen hiervon verschiedene Phasenverschiebung). Welche spezielle Phasenverschiebung jedoch jeweils auch gewünscht wird, stets gibt es zwei verschiedene Frequenzen, bei welchen die Phasendifferenz genau gleich der gewünschten Phasenverschiebung ist, und gleichzeitig kann die Phasendifferenz an allen Stellen zwischen den beiden Kreuzungsfrequenzen nahezu gleich der gewünschten Phasenverschiebung gemacht werden.

F i g. 2 veranschaulicht eine Ausführungs- und Anwendungsform der Erfindung als Diplexer bzw. Frequenzweiche. Die als Ganzes mit 30 bezeichnete Diplexeranordnung weist einen Zirkular-Polarisator 10 der in F i g. 1 gezeigten Art in Verbindung mit einem Hornstrahler 11a und einem Zirkular-Polarisator 20 auf. Allgemein gesprochen, stellen die Zirkular-Polarisatoren 10 und 20 alternative Übertragungswege zu dem Hornstrahler 11a dar. Das heißt, falls entweder zwei Sender oder zwei Empfänger mit verschiedenen Frequenzen arbeiten,

kann die eine Frequenz in Verbindung mit dem Zirkular-Polarisator 10 und die andere Frequenz in Verbindung mit dem Zirkular-Polarisator 20 verwendet werden. Eine Drehkreuz-Polarisationsweiche 21 dient als gemeinsame Übertragungsverbindung zwischen dem Hornstrahler Ua und den Zirkular-Polarisatoren 10 und 20. Die Drehkreuz-Polarisationsweiche 21 weist ein allgemein kreisförmiges Mittelteil und vier um dessen Umfang in gegenseitigen Umfangsabständen von 90° herum verteilte Rechtecköffnungen bzw. -anschlüsse 21a, 216, 21c und 21c/ auf. Bekanntlich wird die Leistung einer in bestimmter Richtung drehenden Polarisation gleichmäßig zwischen gegenüberliegenden Rechteck-Anschlüssen aufgespalten. Der Zirkular-Polarisator 20 unterscheidet sich von dem Zirkular-Polarisator 10 dadurch, daß vier Kompensationswellenleiter erforderlich sind. Die Kompensationswellenleiter 22, 23, 24 und 25 erstrecken sich zwischen der Drehkreuz-Polarisationsweiche 21 und

ίο einer weiteren Drehkreuz-Polarisationsweiche 26. Die Drehkreuz-Polarisationsweiche 26 besitzt vier in Umfangsabständen angeordnete Rechteck-Anschlüsse 26a, 266,26c und 26c/ in den gleichen Umfangsstellungen wie die entsprechend bezeichneten Anschlüsse der Drehkreuz-Polarisationsweiche 21. Der Kompensationswellenleiter 22 erstreckt sich zwischen den Anschlüssen 21a und 26a, der Kompensationswellenleiter 23 zwischen den Anschlüssen 216 und 266, der Kompensationswellenleiter 24 zwischen den Anschlüssen 21c und 26c und der Kompensationswellenleiter 23 zwischen den Anschlüssen 21c/und 26c/.

Die gegenüberliegenden Kompensationswellenleiter 22 und 24 besitzen in einem Mittelteil eine gleichartige Verengung der Wellenleiterbreite. In analoger Weise sind die gegenüberliegenden Kompensationswellenleiter 23 und 25 in einem Mittelteil mit gleichartig verbreiterter Wellenleiterbreite ausgebildet Eine Polarisationsweiche 27 mit drei Anschlüssen weist einen Abschnitt 27c mit kreisförmigem Querschnitt und eine axiale Kreisöffnung auf, die mit einer entsprechenden axialen Kreisöffnung der Drehkreuz-Polarisationsweiche 26 verbunden ist. Die Polarisationsweiche 27 weist einen axialen Rechteck-Anschluß 27a und einen radialen Rechteck-Anschluß 276 auf. Der Radialanschluß 276 ist in seiner Umfangsstellung um 45° gegenüber den benachbarten Rechteck-Anschlüssen 26a und 266 der Drehkreuzverbindung 26 versetzt Dies ist analog zur Beziehung zwischen den Polarisationsweichen 18 und 19 in F i g. 1 und ergibt eine 90°-räumliche Phasenverschiebung bzw. räumliche Trennung von die Kombination der Verbindungen 26 und 27 durchsetzenden Signalen. Bei Zufuhr eines Signals an einen der Anschlüsse 27a oder 276 werden diese Signale in zwei betragsmäßig gleiche und gegeneinander räumlich um 90° versetzte Vektoren aufgeteilt. Jeweils eine Hälfte jedes Vektors wird dann in den gegenüberliegenden Kompensationswellenleitern weiter übertragen und bezüglich den beiden Hälften der anderen räumlich gegeneinander versetzten Vektoren, welche in den beiden anderen gegenüberliegenden Kompensationswellenleitern übertragen werden, in der Phase verschoben. Die von den Kompensationswellenleitern 22,23,24 und 25 übertragenen Signale werden in der Drehkreuz-Polarisationsweiche 21 unter Erzeugung eines zirkulär polarisierten Signals kombiniert.

Zur Isolation des Zirkular-Polarisators 10 gegenüber dem Zirkular-Polarisator 20 weist die Drehkreuz-Polarisationsweiche 21 ein Filter, beispielsweise ein Tiefpaßfrequenzfilter, auf, das den Zirkular-Polarisator 10 für Signale sperrt. Analog weist die Polarisationsweiche 12 ein Filter, beispielsweise ein Hochpaßfrequenzfilter, auf, das den Zirkular-Polarisator 20 für Signale sperrt. Ein Tiefpaßfilter stellt einen Kurzschluß für die höherfrequenten Obertragungs- bzw. Sendesignale dar, derart, daß diese nicht durchgelassen werden, während es für die niedriger frequenten Empfangssignale eine Leerlauf- oder angepaßte Impedanz bildet, derart, daß die niedriger frequenten Signale wirksam angekoppelt werden. Die Drehkreuz-Polarisationsweichen werden jeweils mil

einem Paar diametral gegenüberliegender Öffnungen statt mit nur einer öffnung zur Ankopplung jedes Signals von der Hornantenne verwendet, zur Aufrechterhaltung der Symmetrie in dem Zirkularwellenleiter, um so die Anregung von Strahlungsmodes höherer Ordnung zu verringern.

Die Diplexervorrichtung 30 (F i g. 2) arbeitet mit zwei zueinander orthogonal polarisierten Übertragungsbzw. Sendesignalen bei einer Frequenz und zwei zueinander orthogonal polarisierten Empfangssignalen bei einer zweiten Frequenz, in Verbindung mit einer einzigen Antenne. Bekanntlich wirkt eine Diplexervorrichtung reziprok mit einer anderen Diplexervorrichtung zusammen, und die Übertragungs- bzw. Sendesignale unter diesen Frequenzen können umgekehrt werden, ohne daß hierfür eine Änderung in der Anordnung selbst erforderlich ist. Für die Zwecke der Erläuterung soll der Zirkular-Polarisator 10 einem Übertragungs- bzw. Sendesignal und der Zirkular-Polarisator 20 einem Empfangssignal zugeordnet sein. Die Generatorsignale für die Übertragungs- bzw. Sendesignale werden dem Zirkular-Polarisator 10 über die Anschlüsse 12a und 12£ zugeführt.

An der Hornantenne 11a wird ein Paar aus zwei polarisierten Empfangssignalen mit zueinander orthogonalen elektrischen Feldvektoren aufgenommen und über einen die Verbindung zwischen dem Mittelteil der Drehkreuz-Polarisationsweiche 21 und der Hornantenne 11a bildenden Zirkular-Anschluß durch die Polarisationsweiche 21 geleitet. Die Empfangssignale werden unabhängig voneinander über die Anschlüsse 21a bis 21c/aus der Drehkreuz-Polarisationsweiche 21 ausgekoppelt. Eine Vektorkomponente des einen Signals wird hierbe gleichmäßig auf zwei Kompensationswellenleiter 22 und 24 und entsprechend die hierzu orthogonalen Vektorkomponente des anderen Signals in ähnlicher Weise gleichmäßig auf die Kompensationswellenleiter 23 und 2J aufgeteilt. Die orthogonalen Vektorkomponenten jedes der beiden Signale sollen in der Drehkreuz-Polarisa· tionsweiche 26 nach der Phasenverschiebung in den Kompensationswellenleitern 22, 23, 24 und 25 kombinier! werden. Von der Drehkreuz-Polarisationsweiche 26 gelangen sie zu der Polarisationsweiche 27, wodurch eine 90°-räumliche Orientierung des Signals stattfindet.

Im Sendebetriebszustand werden Senderausgangssignale bei der gleichen Frequenz in den Axialanschluß 12; und den Radialanschluß 126 eingeführt. Diese Signale werden dem Mittelwert des Zirkularabschnitts 12i

b5 zugeführt. Infolge der Symmetrie des Zirkularwellenleiterteils der Polarisationsweiche 12 und der Fortpflan Zungseigenschaften der Rechteck-Wellenleiterabschnitte benachbart den Anschlüssen 12a und 126 sind clii beiden Sendeübertragungs-Öffnungen gegeneinander isoliert. Der angeregte radiale Anschluß 126 erzeugt ii dem Zirkularwellenleiter ein elektrisches Feld, das rechtwinklig zur längeren Seite des Axialanschlusses 12;

polarisier! ist. Entsprechend erzeugt der angeregte Axialanschltiß 12«? ein elektrisches Feld in dem Zirkularwellcnlcilcr, das rechtwinklig zur längeren Seile des Radialanschlusses 126 polarisiert ist. Da jeweils die längeren Seiten der beiden Anschlüsse !2a und i2b rechtwinklig zueinander sind, bleiben die Übertragungs- bzw. Scndesignale gegeneinander isoliert, während sie gleichzeitig orthogonale Felder in dem Zirkularabschnitt der Polarisationsweiche 12 hervorrufen.

Bei Empfangsbetrieb wird ein Paar aus zwei zueinander orthogonalen Signalen bei der niedrigeren Frequenz von der Hornantenne 11a der Drehkreuz-Polarisationsweiche 21 zugeführt Die niedrigerfrequenten Signale werden vom Sender isoliert und zwar wegen des einen kleineren Durchmesser aufweisenden Zirkular-Wellenleiters der Polarisationsweiche 12, der unterhalb der Durchlaßgrenze bei der Empfangsfrequenz liegt Somit treten beim Empfang von Signalen in dem Zirkularwellenleiter der Polarisationsweiche 21 diese Signale nur durch die Kopplungsöffnungen in die Kompensationswellenleiter 22 bis 25 aus.

F i g. 5 zeigt Phasen/Frequenz-Kurven bzw. -Kennlinien für drei verschiedene Polarisatoren. Bei dem erste·' Polarisator findet lediglich eine Längendifferenz zur Erzielung einer Phase von 90° im Mittelbereich seines Betriebsfrequenzbandes Anwendung, was eine monoton mit der Frequenz ansteigende Phasen/Frequenz-Kurve zur Folge hat Bei dem zweiten Polarisator findet lediglich eine Breitendifferenz zur Erzielung einer 90°-Phasenverschiebung Anwendung, was zu einer mit der Frequenz monoton fallenden Phasen/Frequenz-Kurve führt. Bei dem dem vorstehend beschriebenen Polarisator entsprechenden dritten Polarisator findet sowohl eine Längendifferenz als auch eine Breitendifferenz Anwendung, zur Erzielung einer sattelförmigen Phasen/Frequenz-Kurve. Aus den lediglich mit Breiten- oder lediglich mit Längenmodifizierung arbeitenden Kurven ist ersichtlich, daß die Abweichung von der gewünschter/ Phasenverschiebung 90° an den Rändern des Betriebsfrequenzbandes wenigstens 17° beträgt während bei dem sowohl mit Breiten- als auch mit Längenänderung arbeitenden Polarisator die Abweichung der Phasenverschiebung von dem gewünschten Wert 90° weniger als 1,1° über das gesamte Betriebsfrequenzband beträgt. Für einen lediglich mit Längenunterschieden arbeitenden Polarisator ergeben sich folgende Beziehungen:

Unter Verwendung einer Basisbreite des WR 229-Polarisators von 2,290 Zoll

360

mit Einstellung von /für beste Phasenlage bei 3,4 und 4,2 GHz erhält man

Φ 3,4 = 67,64687201 /
4*4,2 = 101,1554752/

und hieraus

90 - 67,64687201 / = 101,1554752 / - 90
168,8023472 /=180

/= 1,066335883

383,8809179

φ = !—

Für einen nur mit Breitenunterschieden arbeitenden Polarisator werden, um die Gesamtlänge etwa gleich groß wie bei dem Vergleichspolarisator zu machen, folgende Werte gewählt:

<·(, = 2,11" und a₂ = 2,47"

a_{2 = 22Q}„ _{oderdje Basisbreitedes WR} 229-Polarisators

2
360

Durch Einstellung von /für beste Phasenlage zwischen 3,4 und 4,2 GHz erhält man

45 3,4 =-- 14,81582346/
S54,2 = 9,78856415/

und weiter

90 - 14,81582346 / = 9,78856415/- 90
24,60438761 /=180

/= 7,315768344"

φ = ²⁶³³'⁶⁸

ν 4.22 y J

Für einen sowohl mit Breiten- wie mit Längenunterschieden arbeitenden Polarisator lauten die Beziehungen:

R - RS?

10

15

20

25

35

40

45

Dies kann wie folgt in Breitenänderungs- und Längenänderungskomponenten aufgetrennt werden:

♦ [O⁷⁷⁷W - RF) (^

worin der erste Ausdruck in eckigen Klammern die Längenkomponente und der zweite Ausdruck in eckigen Klammern die Breitenkomponente darstellen.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

30

1 I

60

Claims

30 01 8i3 Patentansprüche:

1. Mikrowellen-Polarisator zur Umwandlung der Polarisation eines Mikrowellensignals zwischen Zirkular- und Linearpolarisation, bei dem zwei in ihrer Polarisationsrichtung aufeinander senkrechtstehende Mikrowellensignale gegeneinander um 90° verzögert werden, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste Polarisationsweiche (12) zur Leistungskopplung zwischen einem Rund-Wellenleiter (\2c) und zwei Rechteck-Wellenleitern (12a, 126,/derart vorgesehen ist, daß auf jeden der beiden Rechteck-Wellenleiter die Hälfte der Leistung in dem Rund-Wellenleiter (12c,) entfällt, daß eine zweite Polarisationsweiche (18) zur Leistungskopplung zwischen zwei Rechteck-Wellenleitern (18a, 186,1 und einem Rund-Welienleiter (Mc) derart vorgesehen ist, daß die Leistung in dem Rund-Wellenleiter (18c) doppelt so groß wie die Leistung in jedem der Rechteck-Wellenleiter (\%a, 186,} ist, daß Übertragungsvorrichtungen zur Erzeugung der Phasenverschiebung zwischen den beiden Mikrowellensignalen zwischen den beiden Polarisationsweichen (12, 18) angeordnet sind, daß die Übertragungsvorrichtungen einen ersten Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg (13, 15, 17) und einen zweiten Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg (14, 16, 18') aufweisen, daß die

beiden Übertragungswege eine unterschiedliche Länge zwischen den beiden Polarisationsweichen (12, 18) aufweisen, daß der erste Übertragungsweg (13,15,17) eine betragsmäßig zunächst abnehmende und dann zunehmende Breitenabmessung aufweist, wobei die Abnahme und die Zunahm? betragsmäßig symmetrisch gleich groß sind, so daß der er'te Übertragungsweg einen Mittelbereich (15) mit gegenüber dem übrigen Teil des Übertragungsweges verringerter Breite aufweist, daß der zweite Übertragungsweg (14, 16, 18') eine betragsmäßig zunächst zunehmende und dann abnehmende Breitenabmessung aufweist, wobei die Zunahme und die Abnahme betragsmäßig symmetrisch gleich groß sind, so daß der zweite Übertragungsweg einen zweiten mittleren Bereich (16) mit einer gegenüber dem übrigen Teil des zweiten Übertragungsweges größeren Breite aufweist, daß die Abmessungen der Übertragungsvorrichtungen so gewählt sind, daß für zwei verschiedene Signalfrequenzen von durch die Übertragungsvorrichtungen übertragenen Signalen die Phasendifferenz von 90° erzielt wird, daß eine dritte Polarisationsweiche (19) mit mit dem Rund-Wellenleiterteil (18c^der zweiten Polarisationsweiche (18) verbundenem Rund-Wellenleiterteil (19ς) und zwei Rechteck-Wellenleiteranschlüssen (19a, 196,) vorgesehen ist, die gegenüber den Rechteck-Wellenleiteranschlüssen (18a, 18tyder zweiten Polarisationsweiche (18) um 45° gedreht siiid, und daß die Rechteck-Wellenleiteranschlüsse (19a, 196,} der dritten Polarisationsweiche (19) so ausgebildet sind, daß sie jeweils nur Signale durchlassen, die orthogonalen Polarisationsrichtungen zugeordnet sind.

2. Mikrowellen-Polarisator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Polarisationsweiche (12) einen ersten Anschluß (12c,)zur Weiterleitung erster und zweiter zueinander orthogonal polarisierter Mikrowellensignale eines ersten Frequenzbandes, einen zweiten Anschluß (12a,) für das erste Signal und einen dritten Anschluß (\2b) für das zweite Signal aufweist, daß die Übertragungsvorrichtungen (13 bis 17, 18') eine erste Polarisationseinstellvorrichtung mit einem vierten, fünften, sechsten und siebten Anschluß bilden, von welchem der vierte und fünfte mit dem zweiten und dritten Anschluß (12a, \2b) gekoppelt sind und das erste bzw. zweite Signal durchlassen, während der sechste und der siebte Anschluß zwei orthogonal zueinander polarisierte Signale des ersten Frequenzbandes durchlassen, wobei jeweils eines dieser Signale von einem dieser beiden Anschlüsse durchgelassen wird, und daß die Polarisationseinstellvorrichtung durch den ersten Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg (13,15,17) zwischen dem vierten (i2a) und dem sechsten (186,1 Anschluß sowie den zweiten Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg (14, 16, 18') zwischen dem fünften (126,}und dem siebten (18a,} Anschluß gebildet ist.

3. Mikrowellen-Polarisator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite und dritte Polarisationsweiche (18,19) einen achten, neunten, zehnten und elften Anschluß aufweisen, daß der achte bzw. der neunte Anschluß mit dem sechsten (186,} bzw. dem siebten (18a,} Anschluß verbunden ist, und daß der achte und der neunte Anschluß zwei zueinander orthogonal polarisierte Signale durchlassen.

4. Polarisator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite und dritte Polarisationsweiche (18, 19) einen ersten Rund-Wellenleiterabschnitt (18c,) und einen hiermit axial ausgerichteten zweiten Rund-Wellenleiterabschnitt (19c,)aufweisen, daß der erste Rund-Wellenleiterabschnitt (18c,) an seinem ersten Ende mit dem ersten Ende des zweiten Rund-Wellenleiterabschnitts (19ς} in Verbindung steht, daß der erste Rund-Wellenleiterabschnitt (18c,) an seinem dem ersten Ende gegenüberliegenden zweiten Ende mit einer dem siebten Anschluß (18a,) entsprechenden ersten Rechtecköffnung und in seiner Wandung mit einer dem achten Anschluß entsprechenden zweiten Reckteck-Öffnung (186,) versehen ist, daß der zweite Rund-Wellenleiterabschnitt (19ς) an seinem dem ersten Ende gegenüberliegenden zweiten Ende mit einer dem zehnten Anschluß (19a,} entsprechenden ersten Reckteck-Öffnung und in seiner Wandung mit einer dem elften Anschluß (196) entsprechenden zweiten Rechteck-Öffnung versehen ist, daß der siebte Anschluß (iSa) und der zehnte Anschluß (19a,) gegeneinander um die Mittelachse der beiden Rund-Wellenleiterabschnitte (18c, 19c^ verdreht sind, und daß der achte Anschluß (186,) und der elfte Anschluß (196,) gegeneinander in Umfangsrichtung um die Mittelachse gegeneinander versetzt sind.

5. Mikrowellen-Polarisator nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Betrag der in den beiden Übertragungswegen auftretenden Phasenverschiebung in Abhängigkeit von den Frequenzen des ersten Frequenzbandes veränderlich ist.

6. Mikrowellen-Polarisalor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, diif.i clic Breite und Länge der Rechlcek-Wellenleiterübcrtragungswege (13, 15, 17 bzw. 14, 16, 18') fiL-miil.t den

M folgenden Beziehungen gewühlt sind:

360°

worin »a« und »Zx< jeweils die beiden Übertragungswege, »/« die jeweilige Länge eines Übertragungsweges, »A« die Breite eines Übertragungsweges, »/?j« und »Λ2« die beiden Wellenlängen, für welche das Axialverhältnis der orthogonalen Komponenten des zirkulär polarisierten Signals 0 dB beträgt, sowie »P« die Soll-Phasenverschiebung von z. B. 90° bedeutet.

7. Mikrowellen-Polarisator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Breitenänderungen in diskreten Stufen ausgeführt sind.

8. Mikrowellen-Polarisator nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine elektromagnetische Wellenleitervorrichtung (21, Fig.2) mit einem zwölften, dreizehnten, vierzehnten (21a,/ und einem fünfzehnten (2ib) Anschluß vorgesehen ist daß der zwölfte Anschluß (von 11a her) das erste und zweite Signal des ersten Frequenzbandes sowie zueinander orthogonal polarisierte dritte und vierte Signale in einem zweiten Frequenzband durchläßt, daß der dreizehnte Anschluß das erste und zweite Signal durchläßt, das dritte und vierte Signal hingegen sperrt, daß der vierzehnte Anschluß (21a) das dritte Signal durchläßt, das erste und zweite und dritte und vierte Signal sperrt, daß der fünfzehnte Anschluß (21 b) das vierte Signal durchläßt, das erste, zweite und dritte Signal jedoch sperrt, daß der dreizehnte Anschluß in Verbindung mit dem ersten Anschluß(12c, Fig. 1) steht,daß eine vierte Polarisationsweiche (26, 27, Fig. 2) mit einem sechzehnten (26a,/, einem siebzehnten (26b), einem achtzehnten und einem neunzehnten Anschluß vorgesehen ist, daß der sechzehnte (26a) und der siebzehnte (26b) Anschluß Signale des zweiten Frequenzbandes durchlassen und der achtzehnte und neunzehnte Anschluß jeweils eines von zwei zueinander orthogonal polarisierten Signalen des zweiten Frequenzbandes durchlassen, daß eine zweite Polarisationseinstellvorrichtung vorgesehen ist, die einen zwischen dem vierzehnten (21a,/ und dem sechzehnten (26a) Anschluß angeschlossenen Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg (22) und einen zwischen dem fünfzehnten (2\b) und dem siebzehnten (26b) Anschluß angeschlossenen vierten Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg (23) aufweist, daß die Breite und Länge des dritten (22) und des vierten (23) Rechteck-Wellenleiter-Übertragungs- , weges so gewählt sind, daß der jeweilige Polarisationszustand von über die betreffenden Übertragungswege übertragenen Signalen durch Änderung der relativen zeitlichen Phasenlage zwischen den beiden Signalen die gewünschte Soll-Phasenverschiebung ergibt, so daß beim Empfang des dritten und vierten Signals zwei zueinander orthogonal polarisierte Signale des zweiten Frequenzbandes erzeugt werden.

9. Mikrowellen-Polarisator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die vierte Polarisationsweiche (26,27) einen dritten Rund-Wellenleiterabschnitt (27) sowie einen mit diesem axial ausgerichteten Rund-Wellenleiterabschnitt (26) aufweist, daß der dritte Rund-Wellenleiterabschnitt (27) an seinem ersten Ende mit dem ersten Ende des vierten Rund-Wellenleiterabschnitts (26) in Verbindung steht, daß der dritte Rund-Wellenleiterabschnitt (27) an seinem dem ersten Ende gegenüberliegenden zweiten Ende mit einer dem neunzehnten Anschluß entsprechenden Rechteck-Öffnung und in seiner Wandung mit einer dem achtzehnten Anschluß entsprechenden zweiten Rechteck-Öffnung versehen ist, daß der vierte Rund-Wellenleiterabschnitt (26) an seinem dem ersten Ende gegenüberliegenden zweiten Ende geschlossen ist und in seiner Wandung zwei in Umfangsabstand voneinander angeordnete, dem sechzehnten Anschluß (26a,) und dem siebzehnten Anschluß (26b) entsprechende Rechteck-Öffnungen aufweist, und daß der siebzehnte Anschluß (26b) und der sechzehnte Anschluß (26a,/ gegenüber dem in der Wandung des dritten Rund-Wellenleiterabschnitts (27) angeordneten achtzehnten Anschluß in Umfangsrichtung um die Mittelachse der Rund-Wellenleiterabschnitte (26,27) versetzt sind.

10. Mikrowellen-Polarisator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Rund-Wellenleiterabschnitt (27) ein Teil einer Polarisationsweiche ist und daß der vierte Rund-Wellenleiterabschnitt (26) eine Drehkreuz-Polarisationsweiche bildet und zwischen zwei Komponenten eines über die dritte Polarisationsweiche übertragenen Signals eine räumlich-geometrische Phasendrehung um 90° hervorruft.

11. Mik^owellen-Polarisator nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Polarisationseinstellvorrichtung einen fünften Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg (24) und einen sechsten Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg (25) aufweist, daß die elektromagnetische Wellenleitervorrichtung (21) in ihren Wandungen zwei weitere Rechteckanschlüsse (21c, 21 d) gegenüberliegend zu dem vierzehnten bzw. fünfzehnten Anschluß (21a bzw. 216,) aufweist, daß der vierte Rund-Wellenleiterabschnitt (26) der dritten Polarisationsweiche zwei weitere Rechteckanschlüsse (26c, 26d) gegenüberliegend zum sechzehnten und siebzehnten Anschluß (26a bzw. 266,)aufweist, und daß die zusätzlichen Rechteckanschlüsse (21c, 21c/bzw. 26c, 26cy paarweise durch den fünften (24) und den sechsten (25) Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg miteinander verbunden sind.

12. Mikrowellen-Polarisator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Übertragungsweg (22) einen Mittelbereich von gegenüber den Endabschnitten verringertem Durchmesser und der vierte Übertragungsweg (23) einen Mittelbereich von gegenüber den Endabschnitten vergrößertem Durchmesser aufweist, und daß die diametral gegenüberliegenden fünften und sechsten Übertragungawege(24,25] Mittelabschnitte mit jeweils entsprechender Breite besitzen, derart, daß einander gegenüberliegende Übertragungswege (22, 24 bzw. 23, 25) gleichartige Phasenverschiebungen der in ihnen übertragenen Signale bewirken.