DE1942678A1

DE1942678A1 - Anordnung zur Signalspeisung bei einer in mehreren Modes arbeitenden Einzelimpulsanlage

Info

Publication number: DE1942678A1
Application number: DE19691942678
Authority: DE
Inventors: Peter Foldes
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1968-08-21
Filing date: 1969-08-21
Publication date: 1970-05-21
Also published as: GB1280841A; DE1942678C3; US3560976A; JPS5012717B1; DE1942678B2

Description

6822-69/Sch/Schä

ROA 60,281

U.S.Ser. No. 754,375

Filing Date: August 21,1968

RCA Corporation, Hew York, Ή.X. ,V.St.A.

Anordnung zur Signalspeisung bei einer in mehreren Modes arbeitenden Binzelimpulsanlage₀

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Signalspeisung bei einer in mehreren Modes arbeitenden Einzelimpulsanlage, bei welcher die zugeführte Energie in einem breiten Frequenzband abgestrahlt wird.

Das Anwendungsgebiet der Erfindung liegt bei Mikrowellenverbindungssystemen, insbesondere bei in mehreren Modes arbeitenden Breitband-Einzelimpulsantennen-Speisesystemen mit einem hohen Verhältnis von Gewinn zu Rauschtemperatur, wobei das System gleichzeitig die Funktionen des Empfangene, des Sendens und der automatischen Zielverfolgung ausführt und die ersten beiden dieser Funktionen durch die Verwendung eines Summensignals und die dritte dieser Funktionen durch die Verwendung eines Differenzmodesignales bewirkt wird.

Speisesysteme, welche in der Lage sind, Mikrowellenenergie in einer Mehrzahl von Schwingungsformen oder Modes zu erzeugen und zu empfangen,sind als Mehrfachmode-Speisesysteme bekannt. Solche Mehrfachmode-Speisesysteme werden oft bei Einzelimpulszielverfolgungssystemen verwendet, bei denen die durch das Speisesystem gesendete und empfangene Energie derart kombiniert wird, daß Summen-ünd Differenz-Strahlungsdiagramme während des Sendens und/oder Empfangene entstehen. Diese Diagramme werden analysiert zur Bestimmung der Lage des Objektes, welohes entweder ein Flugzeug, eine Rakete oder ein Satellit sein kann, oder zur automatischen Zielverfolgung dieses Objektes. Einzelimpuls-Zielverfolgungssysteme sind in dem Buoh "Introduction to Radar Systems" von Merrill L. Skolniok, MoGraw-Hill Book Co., 1962, und ·· Introduction to Monopulse" von D.R. Rhodes, MoGraw-Hill Book Co., 1959t beschrieben.

Die typischen Zielverfolgungs-Speisesysteme können mehrere Hornstrahler oder Öffnungen aufweisen«, Wird nur eine geringe Anzahl von Hörnstrahlern, beispielsweise ein Vier-Horn-System, verwendet, dann haben die Strahlungsdiagramme unerwünschte Eigenschaften, welche den Wirkungsgrad des Systemes herabsetzen und einen höheren Rauschpegel mit sich bringen. Es sind auch bereits einige Versuche angestellt worden, ein wirksameres Mehrfachmode-Speisesystem mit einer einzigen Strahlungsöffnung und niedrigem Rauschpegel zu entwickeln,» Die auf diese Weise entwickelten Geräte haben jedoch ein relativ niedriges Verhältnis von Gewinn-zu Rauschtemperatur, wenn sie als Speisesysteme für Reflektorantennen angewendet und wenn sie über einen großen Frequenzbereich betrieben werden» Weiterhin zeigen die bekannten Mehrfachmode-Speisesysteme keine sehr große Flexibilität hinsichtlich des Polarisationsmodes sowohl im Summenkanal (Nachrichtenverbindungskanal) als auch im Differenzkanal (Zielverfolgungskanal ) O

Obgleich bisher viele Speisesysteme gebaut worden sind, bei denen eine oder mehrere der drei Funktionen des Sendens, Empfangens und der Zielverfolgung unabhängig durch besondere Teile des Speisesystems ausgeübt werden, besteht dennoch ein Bedürfnis nach wirksamen Systemen mit einfacherem Betrieb, die eine einzige Strahlungsöffnung im Bereich des Brennpunktes des Primär- oder Sekundär-Reflektors haben und gleichzeitig alle drei Funktionen über einen breiten Frequenzbereich ausüben,, Um darüberhinaus die beste und wirksamste Feldverteilung zu erhalten, ist eine ungeteilte Strahlungsquellenöffnung erwünscht, wie sie durch einen einzigen Hornstrahler gegeben ist. Da die Polarisation (linear- oder Zirkular-Polarisation) von Satellit zu Satellit sich ändern kann und außerdem das Verhalten der Linear-Polarisation des Satelliten veränderlich sein kann, ist eine volle Flexibilität hinsichtlich der Polarisationsmodes für die optimale Verstärkung im Summenmode und für die Zielverfolgung erwünscht. Ferner muß die Empfangs- und Sende-Polarisation in praktischen Systemen orthogonal gehalten werden (rechts- gegenüber linksZirkular- oder orthogonal Linear-Polarisation),

0Ö9821/USS

19 Λ 2 6 7

damit die Polarisationsmodes der Speisesignale mit den verwendeten Polarisationsmodes des Satelliten zusammenpassen.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung eines in dieser Hinsicht verbesserten Mehrfachmode-Speisesystems, welches über einen relativ breiten Frequenzbereich arbeitete

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch ein Einzelimpuls-Mehrfaehmode-Speisesystem zur Fortleitung von Energie in einem breiten Frequenzband, welches einen Modekoppler mit einem Summenmode-Koppelarm und mehreren von diesem getrennten Differenzmode-Koppelarmen aufweist, sowie eine mit dem Summenarm gekoppelte erste Einrichtung, welche die ihr zugeführte Energie in eine erste Anzahl von Schwingungsmodes mit mindestens einem Polarisationszustand umwandelt, durch eine mit der Mehrzahl der Differenzmode-Arme gekoppelte zweite Einrichtung, welche die ihr zugeführte Energie in eine zweite Mehrzahl von zirkularpolarisierten Schwingungsmodes umwandelt, und durch eine mit dem Mode-Koppler gekoppelte dritte Einrichtung, welche einen Hornstrahler mit einer einzigen öffnung zur Steuerung der Amplituden- und Phasenbeziehungen über ein breites Fre-

quenzband zwischen der Energie der ersten und der zweiten Mehrzahl von Schwingungsmodes aufweist und Strahlungsdiagramme mit geringen Seitenkeulen in der E- und der Η-Ebene im Primär-Strahlungsdiagramm hat und das Axialverhältnis der zirkularpolarisierten Differenzmodes aufrechterhalte

Die Erfindung'ist im folgenden anhand der Darstellungen von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Antennen-Speisesystems einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

Fig« 2 eine Darstellung des bei der Erfindung verwendeten Mode-Kopplers;

Figc 3 eine Tabelle der im Mehrfachmode-Horn auftretenden erwünschten Schwingungsformen;

Figo 4 ein Blockschaltbild zur Veranschauliohung der Phasenbeziehungen für rechtszirkular polarisierte Wellen;

009821/U5B

Fig_o 5 eine perspektivische Ansicht des Mode-Filters;

Fig. 6 eine Seitenansicht des Mode-Filters;

Figo 7 eine perspektivische Ansicht des Hornstrahlers;

Figo 8 eine perspektivische Ansicht eines orthogonal Kopplers;

Fig-. 9 eine Seitenansicht eines 90° Differenz-Phasenschiebers nach der Erfindung;

Figo 10 eine Endansicht des Phasenschiebers der Fig» 9; Figo 11 eine Ansicht des drehbaren Polarisators und

Figo 12 einen Teilschnitt durch die Drehverbindung des Phasenschiebers nach Fig. 11 in Pfeilrichtung A gesehen»

In Figo 1 ist ein Breitband-Zielverfolgungs-Speisesystem 10 mit einer Vielfachmode-Hornstrahleranordnungi1, einer dreiarmigen Polarisatoranordnung 12 und einer Zielverfolgungs-Mode schaltung 13 dargestellt» Die gesamte Speiseanordnung für eine Satellitenverbindung muß beispielsweise ein breites Sendeband von 5925 bis 6425 MHz und ein Empfangsband von 3700 bis 4200 MHz verarbeiten» Die Polarisatoranordnung 12 sorgt dafür, daß die Ausbreitung der Sende- und Empfangs-Summensignale für die Verbindung in orthogonaler Beziehung erfolgt, während die Einzelimpuls-Differenzsignale von der Zielverfolgungsmode-Schaltung 13 verarbeitet werden. Die Vielfachmode-Hornstrahleranordnung 11 umfaßt einen ModeyKoppler 16, ein Mode-Filter 17 und einen Hornstrahler 18 mit einer einzigen Öffnung»

Figo 2 zeigt eine Endansicht des Mode-Kopplers 16, vom Mode-Filter 17 her gesehen. Der Mode-Koppler 16 weist einen großen, konisch geformten Arm 25 in der Mitte eines Wellenleiters von quadratischem Querschnitt auf und hat acht symmetrisch angeordnete identische Wellenleiterarme 26 bis 33, die in Eckpaaren angeordnet sind und vier strahlende Teilöffnungen für zirkuläre Polarisation bilden, wobei jeder Arm gegenüber dem zu seinem Paar gehörigen anderen Arm eine rechtwinklige Polarisierungsorientierung aufweist.

0098-2 W USB

19^2678

Der mittlere, konisch geformte Wandlerarm 25 hat für das vorerwähnte Frequenzband einen Durchmesser von etwa 5,4 mm am empfänger^eitigen Ende 34 des Mode-Köpplers und erweitert sich zum hornstrahlerseitigen Ende 35 auf etwa 7,6 mm. Am Ende des konischen Armes 25 zwischen dem 7,6 mm-Ende 35 des Konus und einem quadratischen Wellenleiterabschnitt mit einer Kantenlänge von etwa 10,2 mm am mode-filterseitigen Ende hat der Mode-Koppler 16 eine Stufe. Die Stufe 36 wird durch die Kantenfläche des Kopplers 16 gebildet, welche sich vor und in einer Ebene vor der die Öffnungen der Arme 26 bis 33 und die Endöffnung 35 des konischen Kopplers 25 enthaltenden Ebene befindet«, Die Länge des konischen mittleren Wandlerarmes 25 beträgt im beschriebenen Beispiel etwa 11,4 nun· In Folge der Stufe 36 wird im Horn zusätzlich zum G-rundmode TE₁₀, welcher dem Mode-Koppler 16 zugeführt wird, ein TE~_O-Mode sowie in geringerem Anteil IE.,ρ» TM.. ρ» ^p 1 ^un^ ^₂₁-Mode angeregt» Hinsichtlich dex" erwünschten EE..q- und TE~_O-Modes sei auf die in Fig. 3 gegebene Übersicht verwiesen.

Die acht symmetrisch angeordneten identischen Wellenleiterarme 26 bis 33» die für die Einzelimpuls-Zielverfolgung verwendet werden, enden an der Stufe 36, an welcher die Anregung des TE^Q-Modes auftritt«, Zum Verständnis der Einzelimpuls-Zielverfolgung sei die gesamte an der Stufe 36 befindliche Öffnung des Mode-Kopplers 16 als in vier Teilöffnungen a, b, c und d unterteilt betrachtet, wie es in Fig· 4 veranschaulicht ist» Jede Ecke oder Teilöffnung a, b, c und d des Mode-Kopplers 16 hat einen entsprechend horizontalpolarisierten Arm 28, 27, 32 31 und einen entsprechend vertikalpolarisierten Arm 29» 26, 33 und 30. Wegen der Kurzschlitz-Hybriden 44 bis 47» die in den Figuren 1 und 4 dargestellt sind, ist auch die jede Teilöffnung

durchsetzende Leistung gleich.

Um eine Zirkular-Polarisation bei der Speisung für die Einzelimpuls-Zielverfolgung zu erreichen, die sich zum Empfang und zum Senden von rechts- oder linkszirkularpolarisierten oder von linearpolarisierten Wellen eignet, soll die Phasenbeziehung

009821/U58

zwisclien den vier Teilöffnungen a, b, c und d der Stufenöffnung!

36 dieselbe sein₀ Jedoch soll jede Teilöffnung a, "b, c und d :

den TEq.-Mode (horizontale Polarisation) und den TE₁₀-Mode >

(vertikale Polarisation) unterstützen, und diese sollen gegen- ^:

einander um 90 vor- oder nacheilen, so daß für jede Teil- ;

öffnung ein zirkulärpolarisiertes elektromagnetisches Signal ^;

angeregt wird» >

Die Einzelimpuls-Zielverfolgungsschaltung zur Lieferung der Differenzmodes für entweder lineare Polarisierung oder Rechtsoder Linkszirkular-Polarisierung ist in den Figuren 1 und 4 dargestellte Die Schaltung weist sechs Kurzschlitz-Hybriden 44 bis 47 und 50 bis 53 und zwei "magic tee"-Hybriden 35 und 52 sowie verschiedene Umlenkungen der Wellenleiter und Wellenleiterabschnitte aufο Die Größen und Abmessungen dieser Wellenleiter und Y/ellenleiterabschnitte sind auf die Empfänger-Zielverfolgungsfrequenzbänder optimiert., Nach den Figuren 1,2 und 4 ist jeder der acht paarweise angeordneten Arme 26 bis 33 an einem der vier Kurzschlitz-rHybriden 44 bis 47 mit seinem orthogonalen Paar-Arm gekoppelte Jeweils ein Anschluß der Hybriden 44 Ma 47 ist mit Abschlüssen 55 Ms 58 abgeschlossen, der andere Anschluß ist beispielsweise mit dem Ausgang eines der anderen Hybriden 44 bis 47 an den Hybriden 50 oder 53 zusammengefaßt. Welche die abzuschliessenden Arme der Hybriden 44 bis 47 sind, hängt von der Polarisation, rechte oder linkeZirkular-Polarisation, abo Bei rechtszirkularpolarisierten Signalen werden Wellenleiterabschnitte 48 und 49 benutzt, und entsprechend Fig. 1 werden die Ausgangsanschlüsse 1, 3> 5 und 7 der Hybriden 44 bis 47 abgeschlossen und nicht verwendet, während die Anschlüsse 2,4,6 und 8 benutzt werden. Für linkszirkularpolarisierte Signale werden die Anschlüsse 2,4,6 und 8 abgeschlossen und die Anschlüsse 1, 3, 5 und 7 und die Wellenleiterabschnitte 59 und 60 benutzt» Auch die Rollen der Ausgangsanschlüase 61 und 62 verändern sich beim Wechsel von Elevations-Differenzmodes zu Azimut-Differenzmodes und umgekehrt, wie in Fig» 1

009821/USB

bezüglich reclits- oder linkszirkularpolarisierten Signalen angedeutet ist. Jeder der vier Hybrid-Koppler 44 bis 47> welche mit den Eck-Armpaaren 26 "bis 33 gekoppelt sind, sorgt für eine Leistungsaufteilung und eine Phasenverschiebung von 90 zwischen den Paararmen. Das kombinierte System der vier Seilöffnungen mit je 90 Phasenverschiebung zwischen dem vertikalpolarisierten TE-|Q-Mode und dem horizontalpolarisierten TEq-i-Mode mit der richtigen Phasenbeziehung zwischen den Teilöffnungen a, b, c und d sorgt für den vertikalpolarisierten TEp₀-Mode und horizontalpolarisierten Hybrid-Mode HE₁.. -TE.. ..+TM.. ₁ im Mode-Filter 17» welche bei Überlagerung das zirkularpolarisierte Äzimut-Differenzmode-System ergeben. In I¹Ig₀ 3 sind diese erwünschten Modes veranschaulicht.

Betrachtet man mit Bezug auf Hg· 4 beispielsweise den rechtszirkularpolarisierten Azimut-Differenzmode, dann werden die Kurzschlitz-Hybrid-Koppler 50 und 53 und die "magic tee"-Koppler 35 und 52 so angeschlossen, daß die Phasenbeziehungen an jedem Arm der Teilöfl'nungen in der dargestellten V/eise vorliegen. Die in Fig. 4 hinter dem Symbol A markierte Phase gibt die relative Phasenlage in dem Azimut-Differenzmode-System an. Die mit richtiger Phasenlage (a und d mit dem Phasenwinkel 0 und b und c mit dem Phasenwinkel 180°) und vertikalpolarisierten TE^Q-Modes in den Teilöffnungen a, b, c und d regen den vertikalpolarisierten TE₂₀-Mode an. Die in gleicher Phasenlage befindlichen und horizontalpolarisierten TE^_Q-Modes in den Teilöffnungen a, b, c und d (a und d mit 0°, b und c mit 180^L Phasenlage) regen den horizontalpolarisierten Hybrid-Mode HE.. .J=TE.. ..+TM.... an. Da physikalisch gesehen die Polarisation oder Richtung des elektrischen Feldes in der Teilöffnung b derjenigen in der Teilöffnung a entgegengesetzt ist, und die Polarisation in der Teilöffnung c derjenigen inder Teilöffnung d entgegengesetzt ist, sind die Arme a und d und c und d an gegenüberliegenden Enden dieses Feldes angeordnet, und die Teilöffnun^en a und d arbeiten effektiv mit 180° in G-egenphase, während die Teilöffnungen ~b und c effektiv mit 0° in Phase ai¹ belt en* Die gleichzeitige Anwesenheit und 90° Phasenverschiebung des vertikalpolarisierten TEpQ-Modes und des horizontal-

Ö09821 / UBB

polarisierten Hybrid^Modes HE₁₁=TE₁ ..+5DM₁₁ führt zu einem zirkularpolarisierten Differenzmode, dessen Strahlungsfeldkomponente in der vertikalen Ebene ITuIl ist( Horizontal- oder Azimut-Differenzmode ) O

Das gleiche kombinierte System der vier Teilöffnungen mit einem orthogonalen Satz richtiger Phasenbeziehungen liefert den vertikalpolarisierten Hybrid-Mode HE₁.J=TM₁^+TE.^ und horizontalpolarisierten TE₀₂-Mode im Mode-Filter, welche bei Überlagerung das zirkularpolarisierte Elevations-Differenzmode-System ergebene Die Phasenbeziehung zwischen den zirkularpolarisierten 'Teilöffnungen a, b, c und d wird durch die übrigen vier Hybrid-Koppier des Systems bestimmt, nämlich die beiden Kurzschlitz-Hybrid-Koppler 50 und 53 und die beiden "magic tee"-Koppler 35 und 52.

Betrachtet man mit Bezug auf Fig» 4 beispielsweise den rechtszirkularpolarisierten Vertikal-Differenzmode, dann sind die Hybridkoppler 50 und 53 und die "magic tee"-Koppler 35 und 52 so geschaltet, daß die Phasenbeziehungen an jedem Arm der Teilöffnungen a, b, c und d die dargestellte Lage haben. Die hinter dem Symbol E (Elevation) markierte Phase gibt die relative Phasenlage im Elevations-Differenzmode der Teilöffnungen für den kombinierten zirkularpolarisierten Differenzmode an, welcher den mit dem horizontalpolarisierten TE^ρ-Mode zusammengefaßten vertikalpolarisierten TE₁ ..+TM₁..-Mode umfaßte Fig₀ 3 veranschaulicht diese gewünschten Modes» In diesem Beispiel hat an der Teilöffnung ein a die horizontale Polarisation E oder Elevation die Phasenlage 0 , an den Teilöffnungen b und c hat die horizontale Polarisation die Phasenlage 180 und an der Teilöffnung c hat die horizontale Polarisation die Phasenlage 0° gegenüber dem Elevationsanschluß 61.

Da die Polarisationsrichtung oder die Richtung des elektrischen Feldes in der Teilöffnung b derjenigen in der Teilöffnung a entgegengesetzt ist, und die Polarisationsrichtung in der Teilöffnung c derjenigen in der¹ Teilöffnung d entgegengerichtet ist, ist die effektive elektrische Phasenlage an der

009821/UBS

.BAD

Teilöffnung b 0°, an der Teilöffnung c dagegen 180°_o Da die effektive relative Phasenlage zwischen den Teilöffnungen a und b 0°, ζγ/ischen den Teilöffnungen c und d 180° beträgt, und zwar zwischen den Teilöffnungen eines Elevations-Systemes, wird der vertikalpolarisierte Hybrid-Mode HE₁₁ und der horizontalpolarisierte Mode TEq₂ angeregt. Das gleichzeitige Vorhandensein und die 90 Phasenverschiebung des vertikalpolarisierten Modes HE₁₁ und des horizontalpolarisierten Modes TE_Q2 ergibt den zirkularpolarisierten Elevations-Differenzmode. Jedes Dreieck in Fig. 4 bezeichnet die Phase zwischen den Hybrid-Kopplern, während die Phase in den Teilöffnungen durch die Zahl angegeben wird, welche der E- oder Elevations-Phase und der A- oder Azimut-Phase folgte Die Phase gegenüber dem j mit A markierten Azimut oder der mit E markierten Elevation I

bezeichnet die Phasen der entsprechenden Anschlüsse am Ein- j

gang der acht Arme der vier Teilöffnungen a, b, c und d für ;

eine Rechts-zirkular-Polarisation. Der Betrieb für eine Links- j

zirkular-Polarisation ist entsprechende Jedoch vertauschen '

sich die Rollen der Speiseanschlüsse 61 und 62, wenn die PoIa- \ risation in dem Differenzmode von Rechtszirkular-Polarisation,j

wie sie in Fig. 4 dargestellt ist, in linkszirkular-Polari- ]

sation geändert wird, und daher tritt im Azimut-Differenzmode- :

kanal der Elevations-Differenzmode auf. _;

Die bis zu diesem Punkt beschriebene ZielverfοIgungs-Schaltung entspricht in Richtung auf den Empfänger und die Verarbeitungsschaltung zur Kombinierung der Differenzmode-Signale den üblichen Einzelimpuls-Brückenanordnungen, wie sie beispielsweise auf Seite 178 des bereits erwähnten Buches "Introduction of Radar Systems" beschrieben ist.

Es sei nun wieder auf Figo 2 eingegangen, wo der mittlere, konische Summen-Mode-Wandlerarm 25 in besonderer Weise dimensioniert und geformt ist und einen inneren Ring 37 aufweist, der bei dem beschriebenen Beispiel etwa 3,15 mm dick und etwa 7»6 mm vom iiornseitigen Ende des Armes 25 entfernt ist, so daß eine Rückausbreitung der erzeugten Differenzmodes (Hybrid-Modes HE₁₁=TE₁₁^TM₁₁ und TE₂₀) in das Summensystem ,

009821/U55 pS>

unterbunden wird und Störungen des Diff erenzmode-iöcialverhältnisses vermieden werden. Jeder der acht Differenzmode-Arme hat Abstimmvorspränge 40 zur Unterdrückung der unerwünschten Modes TE..,,, TM₁₂I ^TE21 ^{und ΪΜ}21 ^{im Hals des} Hornstrahlers und zur j Verringerung der Kopplung zwischen den Summen-und Differenz- j armen und zwischen den verschiedenen Differenzmoüe-Armeno Die j Differenzmodes höherer Ordnung, die durch die Acht-Element- ! Ringanordnung erzeugt werden, werden, nachdem sie im Verlauf ; des Summenmodeübergangs im konischen Teil im Mode-Koppler reflektiert und modifiziert worden sind, schließlich mit Hilfe des Mode-Filters 17 und Hornstrahlers 18 gefiltert und in ihrer Phasenlage eingestellt, so daß die gewünschte Diffex'enzmode-Öffnungsverteilung und Primär-Strahlungsmuster entstehen,,

Wenn aus den vier Teilöffnungen a, b, c und d zirkularpolarisierte Wellen unmittelbar in den Raum abgestrahlt werden, wobei die Phasenlage zwischen den Armen der Teilöffnungen 90° beträgt, dann würde das Speisesystem zu einem zirkularpolarisierten Vier-Horn-Einzelimpuls-System entarten_o Da jedoch der Mode-Koppler nicht in den Raum, sondern in einen einzigen Horn- _: strahler strahlt, wird das System zu einem Einzelharn-Vielfachmode-System, bei dem eine Einzelimpuls-Öffnungsverteilung größeren Wirkungsgrades vorliegt als bei einem Vier-HornTSystem.

Ein Breitband-Zielverfolgungs-SpeJsesystem, welches für Satellitenverbindungen erforderlich ist, soll beispielsweise für den Sendeiaetrieb ein Band von 5925 bis 6425 MHz und für Empfangsbetrieb ein Band von 3700 bis 4200 MHz aufweisen* Die richtige Breitband-Phasensteuerung und die Beeinflussung der beschriebenen Modes für solche Fälle erfolgt mit Hilfe des Mode-Filters 17 und des Hornstrahlers 18. Das Mode-Filter 17 wird zwischen dem Mode-Koppler 16 und dem Hornstrahler 18 angeordnet, wobei die Verbindungssignale (Summen-Mode) und die Zielverfolgungssignale (Differenzmode) in einer einzigen Öffnung zusammengefaßt werden. In den Figuren 5 und 6 ist das Mode-Filter 17 dargestellt; es hat einen quadratischen semi-exponentiellen Wellenleiterabschnitt mit je einer Rippe 41 an den vier öei-

009821/. U5 B

BAD ORIGINAL

19^/878

ten 42, so daß ein breites Frequenzband angeregt wird. Das Mode-Filter 17 hat längs der Ausbreitungsachse ein näherungsweise halbkosiiiusförmiges Profil und einen quadratischen Querschnitt mit in seinen beiden Hauptebenen symmetrisch angeordneten Rippen 41 ο Biese Form oder jede Abwandlung mit in geeigneter \v^Teise gegeneinandergeneigten Seiten, wie ein halbkosinusförmiges Profil, ist so gewählt, daß sich ein minimaler Quadratquerschnitt zwischen den beiden Endflanschen des Mode-Filters 17 ergibt. Das Halbkosinusprofil ist nur ein Beispiele Es läßt sich jede geeignete Variation mit längs der Ausbreitungsf· achse geneigten Flächen wählen, wobei die Länge 1 des Mode-Filters und die Indexting der Breite w oder Form des Profils (entsprechend der Amplitude der erwähnten Kosinusfunktion) so gewählt wird, daß die Frequenzabhängigkeit der Phasenlage zwischen den Differenzmodes TE_?0, IE_Q2 und HE₁₁=TE₁₁^-IM₁₁ einerseits und der Frequensabhängiglceit der Phasenlage zwischen den Suinmenmodes TE..,-, und TB-Z₀ andererseits virtuell eliminiert wird und auf diese Weise ein sehr breitbandiger Vielfach-Mode-Betrieb erreichbar ist. Der quadratische Querschnitt des Mode-Filters 17 hat eine minimale Breite w von typischerweise zwei λ und eine minimale Länge 1" von 5 <. > wobei λ das geometrische Kittel der Wellenlängengrenzen etwa einer Oktave des Erequenzbandes ist, welches durch die untere Empfangsfrequenz und die obere Sendefrequenz, welche bei dem vorgenannten Beispiel erwähnt sind, begrenzt ist„ Dimensioniert man das Filter in dieser Art, dann können"sich nur die Summen- und Differenzmodes höherer Ordnung durch den Filterquerschnitt ausbreiten, und die Phasenlage zwischen diesen erwünschten Modes ergibt kleine Seitenkeulen in der K- und Η-Ebene des Primär-Strahlungsdiagrammss ohne daß dadurch das Axialverhältnis für die zirkularpolarisierten uummen- und Differenzmodes geändert würdec Die genauen Abmessungen des beschriebenen Mode-Filters lassen sich von einem Fachmann auf dem Mikrowellen-Antennengebiet für den Einzelfall nach den vorstehenden Gesichtspunkten leicht bestimmen,, Der Ausgangsquerschnitt des Mode-Filters wird genügend groß gemacht,

O O 9 8 2 1 / U B 5

19^2878

so daß nur eine kleine Differenz-Phasenverschiebung zwischen den Modes im Vielfach-Mode-Hornstrahler selbst auftritt,, Der Grundmode TE^₀ und die Summenmodes höherer Ordnung TE^₀, welche von der Stufe zum 10,4 mm Querschnitt des Mode-Kopplers 16 angeregt werden, sind nach ihrer Filterung und Phaseneinstellung durch das Mode-Filter und den Hornstrahler schließlich für die Verteilung und das Strahlungsdiagramm an der Summenmode-Öffnung verantwortlich. Das Mode-Filter 17 und der quadratische, semiexponentielle Wellenleiterabschnitt 18 folgen derart," daß die erzeugten Modes höherer Ordnung an der Öffnung des Hornstrahlers mit der richtigen Phasenlage eintreffen. Hierunter ist zu verstehen, daß die gesamte Öffnungsfläche des Hornstrahlers in i dem gesamten, beispielsweise 500 MHz umfassenden Empfangsfrequenzband mehr oder weniger axialsymmetrisch abgeschrägt ist-.'

Wie Figo 7 erkennen läßt, ergibt sich die endgültige Form und die Frequenzstabilisierung der Öffnung des Hornstrahlers aus der Form des Hornstrahlers 18, dessen Neigungswinkel am Ende des Hornes anwächst« Dieser anwachsende Neigungswinkel führt zu einem relativ großen quadratischen Phasenfehler im Sendefrequenzband und zu einem kleineren quadratischen Phasenfehler im Empfangsfrequenzband, so daß die Strahlbreite des Senderbandes noch näher an die Strahlbreite des Empfangsbandes gebracht wird» Der Hornstrahler 18 weist ferner Rippen 19 längs dem geneigten Teil ^eder der vier Seiten auf, so daß eine noch bessere Annäherung an ein Gaussches Ausgangsstrahlungsdiagramm erreicht wird. Der Hornstrahler 18 hat' ferner einen quadratischen Y/ellenleiterabschnitt 20 in jeder seiner vier Ecken, so daß die Geschwindigkeit der in dem besonderen geneigten Abschnitt am unteren Ende des Frequenzbandes sich ausbreitenden Wellen heraufgesetzt wird und auf diese Weise für niedrige Frequenzen eine gleichförmigere Phasenfront an der Öffnung erreicht wird»

Bis zu diesem Punkt ist hauptsächlich die Behandlung der Zielverfolgungssignöle beschrieben; es sei nun auf die Verbindung ssignale, eingegangen. Die Summenmode-Signale am Mode-

0098?1 / U B B

BAD

Koppler 16 nach Fig. 1 werden dem dreiarmigen Polarisator 12 über den konischen Mittelarm 25 zugeführt. Der dreiarmige Polarisator umfaßt einen orthogonal Koppler 71» einen festen 90° Differenzial-Phasenschieber 73 und einen drehbaren 90 Differential-Phasenschieber 75»

Gemäß Figo 8 ist der orthogonal Koppler 71 mit einem quadratischen Wellenleiterabschnitt 80 aufgebaut, der auf der Innenfläche jeder seiner Seiten 82 eine Rippe 81 zur Anregung eines breiten Frequenzbandes hat₀ Der Koppler 71 dient der Kombinierunk der vom Senderanschluß 70 her kommenden Sendesignale mit den i zum Empfangsanschluß 72 gerichteten Empfangssignalen in einem ' gemeinsamen quadratischen Wellenleiter, der so dimensioniert !

und Liit Rippen versehen ist, daß er beide Signale fortleiteto ; Die gesendeten Signale liegen beispielsweise im TE..q-Mode vor, ; die empfangenen Signale beispielsweise im orthogonal TE₀^-Mode. '■ Drei innere Blenden 83 oder schmale Metallstreifen sind im ! Orthogonal-Koppler 71 an dessen Senderende vorgesehen} sie ver- \ laufen senkrecht zur Richtung des elektrischen Feldes des ^! !ES..Q-Mocl.es des Senders. Die TE^_Q-Mode-Signale vom Sender wer- { den mit vernachläßigbar kleiner Reflektion an den Blenden 83 | auf den ersten festen Phasenschieber 73 gekoppelt, und die orthogonalen Empfangssignale vom ersten festen Phasenschieber 73» die im TE«..-Mode vorliegen, werden an den Blenden 83 in den Seitenarm des Orthogonal-Kopplers 71 zum Empfangeranschluß 72 reflektiert. Auf diese Weise stören die Blenden die gesendete Welle nicht, wirken aber als 90 Umlenkung für die durch den Seitenarm 84 zumEmpfangsanschluß 72, kommenden Weilern

Der erste feste Phasenschieber 73 ist in den Figuren 9 und 10 dargestellt und hat einen quadratischen Wellenleiterabschnitt mit je einer Rippe 86 auf den vier Seiten, welche ein breites Frequenzband anregen. Dieser Phasenschieber ist das nächsbe Element vom Orthogonal-Koppler 71 in Richtung auf den Hornstrahler 18 gesehene Durch den quadratischen Wellenleiterabsohnitt können sioh Signale sowohl im TE_1Q-Mode, beispielsweise im Falle von Sendesignalen, und im Orthogonal-TE₁₀-Mode für Empfangssig-

009821/U55

nale ausbreiten» Der Phasenschieber 73 hat im vorliegenden Beispiel fünfzehn Blenden 88 in der reehfen unteren Ecke des Wellenleiters, wenn man in Ausbreitungsriehtung sieht, und fünfzehn Blenden 88 in der oberen linken Eeke des Wellenleiters,, Diese Anzahl von Eckenblenden 88 wirkt so, daß eine mit parallel zur Seitenwand des quadratischen Wellenleiters verlaufender Polarisation, wie eine Welle im TE..Q oder TE₀₁-Mode, in zwei gleiche rechtwinklige Leistungskomponenten aufgespalten wird, und es tritt zwischen diesen beiden Komponenten eine nominelle ■ Phasenverschiebungsdifferenz von 90° auf, wenn diese Komponenten sich durch den Phasenschieber^ ausbreiten,. Diese Aufspaltung und Phasendifferenz führt dazu_? daß eine ankommende, vertikale bzwo horizontal linearpolarisierte Welle in eine linkszirkularpolarisierte bzw. eine reohtszirkularpolarisierte Welle (Sendewelle bzwo Empfangswelle) umgewandelt wird. Für diese Polarisationskombination befinden sich die Blenden 88 im Phasenschieber 73 in der oberen linken und der unteren rechten Ecke, wenn man den dreiarmigen Polarisator vom Sendereingangsanschluß her sieht ο Im Interesse eines richtigen Breitbandbetriebes dieser drei Blenden 88 ist in die Mitte jeder Blende ein Stab 90 gesetzt» Diese Stäbe 90 schwingen im oberen Teil des !Frequenzbandes beispielsweise bei 6,2 ß-Hz im vorerwähnten Beispiel, und die Blenden 88 schwingen im unteren Teil des Frequenzbandes, beispielsweise bei 4 G-Hz_n Auf diese V/eise bleibt ihre Gesamtimpedanz über den Frequenzbereich konstant, und man erhält einen Breitbandbetriebo Die restlichen Fehlanpassungseffekte dieser Streifen oder Blenden lassen sich durch Abstimmschrauben 89 kompensieren, welche ebenfalls zur weiteren Optimierung des Axialverhältnisses verwenden lassen können, daß der Phasenschieber im Sende- und Empfangsfrequenzband in dem obenerwähnten Beispiel hat»

Da der Orthogonal-Koppler 73 zwischen den gesendeten und dan empfangenen Wellen für Orthogonalität sorgt, erhält man entsprechend eine Hechtszirkularpolarität oder eine Linkszirieular— polaritäto

009821 / 1 45S

1342678

Das nächste Bauelement des dreiarmigen Polarisators in Richtung auf die Antenne gesehen, ist der drehbare Polarisator 75» der in Figo 11 dai'gestellt isto Er hat ein drehbares Verbindungsteil 74 mit einem Wellenleiterübergang 96, der von einer quadratischen zu einer runden Form überleitet, ferner mit einem Wellenleiterübergang 97» der von einer runden zu einer quadratischen Form überleitet, mit einem drehbaren 90 Differential-Phasenschieber 75 und einem zweiten drehbaren Verbindungsteil · 76 mit einem von einem runden zu einem quadratischen Querschnitt! überleitenden Wellenleiter 105 und einem kurzen Abschnitt eines runden Wellenleiters 106, der an den mittleren Arm 25 des Mode-Kopplers 16 gekoppelt ist.

Gemäß den Figuren 11 und 12 hat das erste drehbare Verbindungsteil 74 einen Übergangsabschnitt 96 von quadratischem zu rundem Querschnitt, einen Wellenleiterübergang 97 von rundem zu quadratischem Querschnitt und ein Paar drehbare Koaxialflansche 98 und 99, deren Abstandsspalt 109 von etwa 0,57 mm (0,025 Zoll) breit ist. Die Koaxialflansche 98 und 99 sind koaxial zu den beiden Übergängen angeordnet und bedecken den Spalt zwischen den Übergängen., Jeder der Koaxialflansche 98 und

99 der drehbaren Verbindung hat zwei Hüten 100 und 101 am inneren Umfang der Flansehabdeckung, wobei der Abstand zwischen dem Ende der Nut 100 oder 101 der Drehverbindung zu der Endkante des Übergangsteils eine halbe 'Wellenlänge (i/2) bei der Sendefrequenz für eine Hute und für die andere Nute eine halbe Wellenlänge (/i/2) bei der Empfangsfrequenz ist. Die Nuten

100 und 101 wirken daher wie zwei Drosseln, deren eine bei der Empf angsfrequeiiz schwingt und das Empfangs signal in den Wellenleiter zurückreflektiert, während die andere das Sendesignal reflektiert, so daß Strahlungsverluste an der drehbaren Verbindung herabgesetzt werden.

Die erste Drehverbindung 74 wirkt als Doppeltransformatorabschnitt hinsichtlich der zirkularpolarisierten gesendeten Welle, als Welienleiterübergang von quadratischem zu rundem Querschnitt ui?d als Übergangsabsehnitt von rundem zu quadratischem Querschnitt_t die beide Rücken an Rücken miteinander-

^009821/1455

1342678

verbunden sindo Die Ausgangsanschlüsse der ersten Drehverbindung 74 haben quadratischen Querschnitt, der sich für die Portleitung von TE.. ^ und TEq..-Modes der richtigen Phasenlage, eignete Die Mitte des Drehflansches 98 ist rundo Der Durchmesser des runden Wellenleiterabschnittes ist etwa gleich einer Quadratseite, so daß die Ausbreitung des Zirkular-TE....-Modes sichergestellt ist« Der Ausgang der ersten Drehverbindung 74 ist an einen drehbaren 90 Differential-Phasenschieber 75 angekoppelt, der elektrisch identisch mit dem ersten·festen Differential-Phasenschieber 73 in den Figuren 9 und 10 ist und dreißig Blenden und Stäbe aufweist, von denen je fünf in den ι beiden geeigneten Ecken sitzen. !

Der ärehbare Polarisator empfängt die zirkularpolarisierten ^f Wellen vom festen Phasenschieber 73 und transformiert sie zu- ; rück in linearpolarisierte Wellen am Ausgang der Drehverbindung 76 ο Die Ausgangspolarisation hängt nun von der Orientierung oder Einstellung des drehbaren Polarisators ab, die rechtwink- ^: lige Beziehung zwischen, den Wellen des Empfangsbandes und des Sendebandes bleibt davon jedoch unberührt. Der dem Hornstrah- ·. ler zugewandte Ausgangsanschluß des 90° Differential-Phasensähiebers 75 zu einer zweiten Drehverbindung 76 geführt, die in derselben Weise aufgebaut ist, wie es anhand von Fig. 12 beschrieben ist9 wobei die Drosseln bei den Sende- bzw» Empfangsbändern schwingen. Das Ausgangssignal der zweiten Drehverbindung 76 wird dem mittleren runden Wellenleiterarm 25 zugeführt, dessen Durchmesser 5,4 mm beträgt und der ein Teil des Modekopplers 16 ist. Da die Ausgangspolarisation immer parallel zu einer Seite des quadratischen Wellenleiters gerichtet ist, bestimmen der Ausgangsanschluß des festen 90° Polarisators und die Stellung des drehbaren Polarisators die Orientierung der linearpolarisierten Sendewellen. Der drehbare 90 Polarisator kann unter Verwendung eines Motors 110 und von Zahnrädern 111 und 112 eingestellt werden, so daß die Summenmode-Schaltung auf die Linear-Polarisation des Satelliten eingestellt werden kanne Die lineare Polarisation hängt vom Winkel zwischen den beiden Phasenschiebern ab« Die ursprüngliche rechtwinklige Beziehung

00 9 82 W U 55

zwischen den Wellen des Senderfrequenzbandes und des Empfänger- j frequenzbandes bleibt jedoch unabhängig davon erhalten. Bei Entfernen de.s zweiten Phasenschiebers 75 und der beiden drehbaren Verbindungen 74 und 76 erhält man einen Betrieb für' rechts- oder linkszirkularpolarisierte Signale für die Verwendung zum Senden oder Empfangen von zirkularpolarisierten Signalen mit dem Hornstrahler,,

o n-s 3 21 / u ε s

Claims

-18-Patentanspräche. Anordnung zur Signal spei sung bei einer in mehreren Modes arbeitenden Einzelimpulsanlage, bei welcher die zugeführte Energie in einem breiten Frequenzband abgestrahlt wird, gekennzeichnet durch einen Mode-Koppler (16) mit einem Summenmode-Koppelarm (25) und mehreren von diesem getrennten Differenzmode-Armen (26 bis 33), durch eine erste Einrichtung 12, 36, die mit dem Summenarm (25) gekoppelt ist und bei Energiezufuhr eine erste Anzahl von Schwingungsmodes mit mindestens.einem Polarisationszustand liefert, durch eine zweite Einrichtung (44 bis 47»50, 53), die mit den getrennten Differenzmode-Armen (26 bis 33) gekoppelt ist und bei Energie zufuhr eine zweite Mehrzahl von zirkularpolarisierten Schwingungsmodes liefert, und durch eine dritte Einrichtung (17»18), die mit dem Mode-Koppler (16) gekoppelt ist und einen Hornstrahler (18) aufweist, der eine einzige Öffnung hat zur Steuerung der Amplituden-und Phasenbeziehungen innerhalb des breiten Frequenzbandes zwischen der Energie der ersten und der zweiten Mehrzahl von Schwingungsmodes zur Erzeugung eines Strahlungsdiagramms mit kleinen Seitenkeulen in der E- und H-Ebene des Primär-Strahlungsdiagramms und zur Aufrechterhaltung des Axial-Verhältnisses für die zirkularpolarisierten Differenzmodeso 2ο Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Mode-Koppelarm (25) konisch geformt isto 3« Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Mode-Koppler (16) an seinem dem Hornstrahler (18) zugewandten Ende einen quadratischen Wellenleiterquerschnitt aufweist«, 4, Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Koppler (16) eine Stufe (36) am Summenmode-Koppelärm innerhalb de« quadratischen Wellenleiter- 0 0 9 8 2 1/14 6 5 BAD ORIGINAL 1342678 querschnittes zur Anregung der ersten Mehrzahl von Schwingungsmodes, einschließlich der symmetrischen TE10 und TE™, TE1? j und TM2Hi und TE2- und TlZL2 Sohwingungsmodes in der dritten j Einrichtung (17j18) aufweisto ! 5 ο Anordnung nach Anspruch 4j dadurch gekenn- j zeichnet, daß die Mehrzahl der Differenzmode-Arme j orthogonal paarweise und symmetrisch um den Summenmode-Arm (25) ; angeordnet sind«, \ 6ο Anordnung nach Anspruch 5j dad'urch gekenn- ' zeichnet, daß die Zahlder Differenzmode-Arme acht be- i trägt und daß je ein Paar von Differenzmode-Armen rechtwinklig j an jeder der vier Ecken des quadratischen V/ellenleiterquer- \ schnittes angeordnet ist„ 7ο Anordnung nach Anspruch 6, da du roh gekenn- ! zeichnet, daß die zweite Einrichtung (44 bis 47, 50, 53) vier 90° Differential-Leistungs-Phasenaufspalter (44 "bis 47) aufweist, wo "bei mit j-dem Paar der orthogonal gepaarten Wellenleiterarme einer der Phasenaufspalter gekoppelt ist, so daß eine Zirkular-Polarisation auftritt. 8 ο Anordnung nach Anspruch 7» dadurch gekennz ei ohne t, daß jeder der 90° Differential-Ieistungs-Phasenaufspalter ein Kurzsehlitz-Hybrid-Koppler ist. 9 ο Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Einrichtung eine Anordnung zur Sicherstellung der richtigen Phasenbeziehung zwischen einem Wellenleiter-Armpaar gegenüber jedem der anderen zur Anregung von TE20, TEQ2-Modes und TE....+TM.... Hybrid-Modes am Ausgang des Mode-Kopplers und zur gleichzeitigen Anregung und 90 Phaseneinstellung des vertikalpolarisierten TEgQ-Modes und des horizontalpolarisierten TE.J ..+TMi .j Ηνΐ3Γ:ί(1~ΜοdeB aufweist, so daß ein zirkularpolarisferter Differenzmode mit der Feldstärke 0 in einer Schwingungsebene erhalten wird, und zurgleichzeitigen Anregung un 90° Phaserieinstellung des horizontalpolarisierten TE02- 009821/UB5 194/878 Modes und des vertikalpolarisierten ^E.,..+ ΪΜ-- Hybrid-Modes, so daß ein zirkularpolarisierter Differenzmode mit der Feldstärke 0 in der rechtwinklig zur vorgenannten Ebene liegenden Schwingungsebene erhalten wird. 1Oo Anordnung nach Anspruch 9> dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung zur richtigen Phaseneinstellung der paarweisen Yiellenleiter-Arme einen fünften und einen sechsten Hybrid-Koppler (50,53) aufweist, und daß der Ausgang eines ersten der Hybrid-Koppler mit dem Ausgang eines zweiten der Hybrid-Koppler am fünften Hybrid-Koppler, und der Ausgang eines dritten der Hybrid-Koppler mit dem Ausgang eines vierten der Hybrid-Koppler an dem sechsten Hybrid-Koppler zusammengefaßt ist. 11. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Einrichtung ein Mode-Filter (17) aufweist, das eine einzige Öffnung rechteckigen Querschnittes hat und dessen Länge sowie dessen Breitenänderung des quadratischen Querschnittes so bemessen ist, daß die Frequenzabhängigkeit der Phasenlage der TE10 und TE^Q-Modes über ein breites Frequenzband so bestimmt wird, daß sich nur kleine Seitenkeulen im Strahlungsdiagramm ergeben und daß die Frequenzabhängigkeit der Phasenbeziehung zwischen den TE2Qj '^qq un^ HE11=TE1 .,+IM11 Hybrid-Modes über das breite Frequenzband so gesteuert wird, daß das Axial-Verhältnis für die Mfferenzmodes erhalten bleibt. 12o Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die minimale Breite der quadratischen Öffnung in der Größenordnung zwei.t und ihre Länge in der Größenordnung 5λ liegt, wobei Λ das geometrische Mittel zwisohen den Bandgrenzen des breitenfrequenzbandes ist. 13.Ο Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Profil des quadratischen Wellenleiterabschnittes nach einer Halbkosinusfunktion läuft. 009821 / U56 6AD ORIGINAL 14» Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Hornstrahler als quadratisches, pyramidenförmiges Horn mit einem sich erweiternden Winkel nahe der Hornöffnung ausgebildet ist, der sich so vergrössert, daß ein großer quadratischer Phasenfehler bei höheren Frequenzen des "breiten Frequenzbandes entsteht, so daß die Strahlbreite "bei höheren Frequenzen dicht bei der Strahlbreite für niedrige Frequenzen liegt. 15· Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennz e i ohne t, daß der konisch geformte Arm einen inneren Blendenring (37) zur Sperrung der Rückausbreitung des erzeugten Differenzmodes in das Summensystem aufweist. 16. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch geken nzeichnet, daß in jedem der acht Differenzmode-Arme Abstimmstifte zur Unterdrückung unerwünschter TE^2> TM2^ und TE2.. +TM12-Modes und zur Reduzierung der Kopplung zwischen den Summen und Differenzarmen und zwischen den Differenzarmen vorgesehen sind c 17· Anordnung nach Anspruch 1, dadurch geken nzeichnet, daß die erste Einrichtung (12, 36) aufweist$ einen ersten 90°Differential-Phasenschieber (73)» der bei Speisung mit linearpolarisierten Signalen diese in in entgegengesetztem Sinne zirkularpolarisierte Wellen umwandelt, ferner einen zweiten 90° Differential-Phasenschieber (75), der zwischen den '.ο ersten Phasenschieber (73) und den Summenarm des Mode-Kopplers .vj (16) eingeschaltet ist und bei Vorliegen der zirkularpolarisier- ^ ten Wellen an seinem Eingang diese in linearpolarisierte Wellen -* umwandelt, und durch Stelleinrichtungen (74,76) zur Verdrehung 'ji der Orientierung eines der Phasenschieber (75) gegenüber dem fJ1 anderen (73) derart, daß die lineare Polarisierungsrichtung von dem Winkel zwischen den Stellungen der beiden Phasenschieber abhängte ~22- ee — es- wandler (73) zur Umwandlung der zugeführten orthogonal linearpolarisierten Wellen in im entgegengesetzten Sinn zirkularpolarisierte Wellen! ferner durch einen zweiten Polarisationswandler (75)» der mit dem ersten gekoppelt ist und die/seinem Eingang zugeführten gegensinnig zirkularpolarisierter]/Wellen in orthogonal linearpolarisierte Wellen zurückwandelt, und durch eine Drehverbindung (74»76) zur Verdrehung d\ines der Polarisationswandler gegenüber dem anderen, so daß die orthogonale lineare Polarisierung abhängig vom Winkel zwischen den beiden Lagen des ersten und des zweiten Polarisationswandler ist.

1.9· Polarisationsanordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß dier beiden Polarisationswandler (73» 75) je einen quadratischen Wellenleiterabschnitt zur Fortleitung von Wellen im TE.·«/und orthogonal TBq^-Modeauf weisen.! und daß die Wellenleiterabschnitte mit ihren Enden aufeinander ausgerichtet sind,

/
2Oo Polarisationsanordnung nach Anspruch 19, d a d u r ch j gekennzeichn e/t, daß jeder Weilenleiterabschnitt ' an zwei gegenüberliegenden Enden Blenden (88) aufweist, mit Hufe deren jedes der Signale beider Schwingungsmodes in zwei orthogonale Komponenten gleicher leistung aufgespalten wird, die gegenseitig um/§0 in ihrer Phase verschoben sind.

21« PolarisatiOnsanordnung nach Anspruch 20, d a d u r ch g ekennzyei chne t, daß in der Mitte der Blenden (88) Stäbe .(ßO) angeordnet sind, die eine Resonanz im oberen Teil des Frequenzbandes der zugeführten Signale aufweisen, während dae Blenden (88) eine Resonanz im unteren Teil des Frequenzbandes der zugeführten Signale aufweisen.)

22„ / Polarisationaanordnung nach Anspruch 21, dadurch g / k e η η ζ e i c h η e t, daß auf jeder Seite des zweiten arisabionaarandlera (75) Drehverbindungen (74»76) angeordnet

00 9 32 1/U5S

BAD ORIGINAL ;

194/678

_L ί/

Μ*. 4 X 'f, if.

-25-» e—eeei£e*&-afig-eo£4n.e t-e

gekennzeichnet durch einen von quadra-> tischem zu kreisförmigem Querschnitt überleitenden WelleHleiterabschnitt (96) und einen von kreisförmigem zu quadratischem Querschnitt überleitenden Wellenleiterabschnitt(97^)» die beide mit Abstand aufeinander ausgerichtet sind, wp-bei ihre Enden kreisförmigen Querschnittes einander zugewandt sind, durch einen ersten drehbaren Flanschabschnitt (Q#y, der koaxial am ί kreisförmigen Ende eines der beiden Übergangsabschnitte be- ι festigt und über einem Teil des Zwischenraums zwischen beiden Übergangsabschnitten angeordnet ±ρτ, durch einen zweiten drehbaren Flanschabschnitt (99)» de^ koaxial am kreisförmigen Ende des anderen Übergangsabsoimittes befestigt und über einen Teil des Zwischenraums zwischen den Übergangsabschnitten angeordnet ist und einen engen Abstand zum ersten Flanschabschtiitt hat, wobei einer der Planschabschnitte mindestens eine Nut (100, 101) aufweist, welche koaxial sowohl zum ersten als auch zum zweiten Flanspnabsehnitt (98,99) verläuft und so dimensioniert und gegenüber dem kx^eisfc -^ ^en Endabschnitt der Übergangsabschnitte^angeordnet ist, daß Signale der Betriebsfrequenz der Wellenleiter reflektiert werden, und schließlich durch eine Einrichtung (110, 111, 112) zum Verdrehen des einen Übergangs-s—eeee»

009821/U55