DE60310481T2

DE60310481T2 - Multiband-Hornstrahler

Info

Publication number: DE60310481T2
Application number: DE60310481T
Authority: DE
Inventors: Ahmet Dogan Melbourne Ergene; Michael Sabato Melbourne Beach Zarro
Original assignee: Harris Corp
Current assignee: Harris Corp
Priority date: 2002-05-30
Filing date: 2003-06-03
Publication date: 2007-10-04
Anticipated expiration: 2023-06-04
Also published as: CA2428804C; CA2428804A1; AU2003204156A1; US20030222733A1; US7646263B1; US6812807B2; EP1369955B1; ATE349081T1; US20100019981A1; EP1369955A3; EP1369955A2; DE60310481D1

Description

Hintergrund der Erfindung
Satellitenkommunikationsendgeräte benötigen ein Untersystem, um die Satelliten nachzuverfolgen, mit welchen sie kommunizieren. Diese Anforderung besteht sogar bei stationären bodengestützten Endgeräten und geostationären Satelliten. Während das Nachverfolgen eine ununterbrochene Verbindung über einen länger andauernden Betrieb bereitstellt, hilft es auch bei der anfänglichen Erfassung des Satelliten.
Die meisten existierenden Systeme nutzen entweder Differenzmuster oder ein Stufennachverfolgen auf dem Hauptstrahl. Antennen an dynamischen Plattformen (luftgestützt oder seegestützt) benötigen ein schnelleres Antwortnachverfolgen. Sequentielles Strahlkeulen- und Taumelspeisungen sind andere Formen des Nachverfolgens des Hauptstrahls mit einer höheren Fehlersteigung auf Kosten des Strahlversatzverlusts. Alle diese Schemata, die „auf dem Hauptsummenstrahl nachverfolgen", die auch üblicherweise „zusammenabtastend" genannt werden, werden bei Mehrfachbandantennen extrem ineffizient, wenn das Nachverfolgen bzw. Nachführen auf dem breiteren Empfangsmuster durchgeführt wird, während das schmalere Sendemuster von dem Satelliten wegführt, wodurch man unter einem extremen Ausrichtungs- bzw. Peilungsverlust leidet.
Die Differenzmuster stellen eine Fehlersteigung für ein hochgradig genaues Nachverfolgungsschema mit einer schnellen Antwort bereit. Die Differenzmuster wiederum können entweder in einem Monopuls-System oder einem Pseudo-Monopuls-System verwendet werden.
Wenn sie von einer Breitbandvorrichtung abgedeckt werden, umfassen die Sende- und Empfangsfrequenzen ein sehr breites Band. In den kommerziellen C-Band und Ku-Bändern und dem militärischen Ka-Band beträgt diese Bandbreite 40 % mit einem Verhältnis von 2/3 zwischen dem Empfangs- und dem Sendeband. Im militärischen X-Band ist diese gesamte Empfangs- und Sende-Bandbreite relativ schmaler bei 12 %, und in der extrem hohen Frequenz, EHF, (K- und Q-Bänder) ist sie relativ breiter bei 81 %.
Wenn man ein Antennensystem entwirft, das gleichzeitig über mehrere Bänder arbeitet (das heißt, X- und Ka-Bänder), jedes mit seinen eigenen Empfangs- und Sende-Bändern, kann eine Anforderung nach einer Verbundzuführung bzw. -speisung mit getrennten Wellenleiterteilen für jedes Band existieren, die koaxial verschachtelt sind. Herkömmliche Hornstrahlersysteme mit einem Wellenleiteranschluss erfüllen diese Anforderung nicht.
Es ist wünschenswert, die Speisungen für die unterschiedlichen Bänder miteinander zu verschachteln. Außer für die innerste Speisung, welche den kleinsten Wellenleiter aufweist, der auf dem höchsten Frequenzband arbeitet, lösen herkömmliche Zuführungen bzw. Speisungen dieses Problem nicht. Die ausgehöhlte äußere Öffnung der Speisung, die auf den niedrigeren Frequenzbändern arbeitet, verlangt Anpassungen in den Entwürfen für die orthomodalen Wandler ("orthomodal transducer"; OMT, Polarisatoren und Hornstrahler. In solch einer verschachtelten Speisung zeigen alle Strahlen auf den gleichen Satelliten, so dass es ausreicht, in einem Band bei irgendeiner Frequenz nachzuverfolgen bzw. nachzuführen.
In dem Mehrfachbandsystem, bei dem die Speisungen nicht co-positioniert sind, sondern die Öffnung stattdessen durch Verwenden einer frequenzselektiven Oberfläche („frequency selective surface"; FSS) in reelle und virtuelle Brennpunkte in einem Dualreflektorsystem unterteilt ist, kann ein Ausrichtungsfehler zwischen den beiden Speisungen auftreten. Wenn eines der Bänder sich bei einer weit höheren Frequenz befindet, kann es zwingend sein, auf dem höherfrequenten Band nachzuführen, und auf den breiteren Strahl der niedrigeren Frequenz zu vertrauen, um so nicht unter einem Ausrichtungsverlust zu leiden (das heißt, X- und Ka-Bänder).
Wenn die Frequenz des Betriebsbands in den Reflektorsystemen fester Größe höher und höher wird, wird der Antennenstrahl außerordentlich schmal und die Nachverfolgungsstabilität und -geschwindigkeit werden beim Nachverfolgen auf dem Hauptstrahl zu Problemen. Dies ist der Fall beim Entwickeln von Ka-Band- und Q-Band-Endgeräten.
Wenn eine Kombination von Empfangs- und Sendebändern zu weit getrennt ist und getrennt abgedeckt werden muss, wird ein Zweifachspeisungssystem benötigt. Dies ist typischerweise der Fall bei der EHF (K- und Q-Bänder). Das Problem wird verschärft, falls der Raum begrenzt ist und die Speisung raumsparend hergestellt werden muss und nicht in mehrfache Speisungen getrennt werden kann, die frequenzselektive Unterteilungen verwenden, noch in Cluster aufgeteilt werden kann.
Sogar im Einzelbetriebsband mögen kleine Endgeräte mit geringen f/d-Verhältnissen, wie beispielsweise Ringfokusantennen, mit einer sehr kompakten Speisung benötigt werden.
Systeme, die in der Lage sind, über mehrere Bänder zu arbeiten, sind wünschenswert. Bekannte Systeme umfassen Speisungen oder Speisungssysteme, die weit getrennte Betriebsbänder abdecken, typischerweise in (a) Mehrfachspeisungssystemen mit frequenzselektiven Oberflächen und zusammenpositionierten/koaxialen Speisungen mit mehrfachen Anschlüssen für mehrere Bänder, oder in (b) gerippten Zweifachband-Hornstrahlern, welche die Grenzen ausloten.
Das erste Schema kann nicht in kompakten Reflektorsystemen mit kleinen Öffnungen und kleinen f/d-Verhältnissen verwendet werden aufgrund der Komplexität und Größe der Wellenführungsverläufe. Die meisten Ringfokus-Reflektorsysteme können dieses Schema nicht verwenden.
Im zweiten Schema ist es bekannt, ineinander verschachtelte koaxiale Mehrfachbandspeisungen zu verwenden. Beispielsweise empfängt die Zweifachband-EHF-Speisung von Lincoln Labs im 20 GHz-K-Band und sendet im 44 GHz-Q-Band; und die kommerzielle Mehrfachbandspeisung von Austin Info. Sys. empfängt bei 20 GHz und sendet bei 44 GHz.
Andere Techniken werden in EP 0 014 692 , betitelt „Mode Coupler And An Automated Angle Tracking System", diskutiert, welche einen Modenkoppler für ein Winkelnachverfolgungssystem eines Satelliten beschreibt, um eine Telekommunikation zwischen der sendenden und der empfangenden Bodenstation herzustellen. Der Modenkoppler wird realisiert durch einen ringförmigen Hauptwellenleiter, der auch die Speisungshornstrahler der Satellitenantenne umfassen kann, in welcher eine grundsätzliche Mode, beispielsweise die TE11-Mode des eingehenden zirkular polarisierten Wellenleitungsfelds, auftritt und welcher zwei Kommunikationskanäle beschafft, als auch eine Funkfeuerfrequenz. Mit der Hauptwellenleitung sind vier rechteckige Wellenleiterarme über die zugehörigen Öffnungen verbunden. Der Hauptwellenleiter ist als ein Modenfilter zum Herausfiltern der nicht gewünschten höheren Moden TE21 und TM01 dimensioniert, und die Wellenleiterarme sind als Frequenzfilter zum Herausfiltern der Frequenzbänder der Kommunikationssignale dimensioniert. Aus den höheren Moden TE21 und TM01 werden das Differenz- und das Summen-Signal auf bekannte Art erzeugt, um ein Maß für den Winkelfehler der Satellitenantenne bereitzustellen.
Siehe auch US 4 258 366 , betitelt „Multifrequency Broadband Polarized Horn Antenna", welches eine zweifach polarisierte, gerippte Mehrfrequenz-Breitbandhornstrahlerantenne beschreibt, die gleichzeitig von einer Vielzahl von Signalen ge speist wird, und zwar zweien für jede der fünf Frequenzen, wobei jedes aus einem Paar von Signalen in jeder von zwei orthogonalen Ebenen zur Anregung einer gewünschten sphärischen Hybridmode (HE11) gespeist wird. Die niedrigste Frequenz wird in den Hornstrahler durch orthogonale Paare kolinearer Schlitze eingespeist, wobei jedes Paar mittels eines Koaxial-T-Leistungsteilers gespeist wird. Andere Signale werden durch einen ringförmigen Wellenleiter gespeist, der mit dem Knoten verbunden ist. Bandabweisungshohlräume hindern die nächsthöhere Frequenz daran, durch die Niederfrequenz-Speisungsschlitze zu laufen. Die Signale mit der höchsten Frequenz werden durch orthogonale Anschlüsse nahe dem entfernten Ende des ringförmigen Wellenleiters eingespeist. Die Zwischenfrequenzsignale werden durch orthogonale Anschlüsse eingespeist, die entlang des Wellenleiters beabstandet sind. Ein Filtern ist für jeden umfasst, um einen Isolations- und Niedrigeinführungs-Verlust aufrechtzuhalten, ein Viertelwellenschrittwandler wird zwischen den Anschlüssen der höchsten Frequenz (37 GHz) und den zwei nächstniedrigeren Frequenzen (21 GHz und 18 GHz) verwendet, um einen Kurzschluss für diese zwei niedrigeren Frequenzen bereitzustellen, und ein TM11-Mode-Generator für die höchste Frequenz wird als ein Kurzschluss für die nächst niedrigere Frequenz (10,69 GHz) verwendet.
Es ist dementsprechend eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, viele der Nachteile der bekannten Systeme zu beseitigen und ein neuartiges Verfahren und Nachverfolgungsspeisungssystem mit Mehrfachbandbetrieb bereitzustellen.
Diese und weitere Aufgaben und Vorteile werden dem Fachmann aus der folgenden genauen Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen klar, wenn sie zusammen mit den beigefügten Zeichnungen gelesen wird.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein funktionales Blockdiagramm, das die Komponenten des Empfangs- und Sendespeisungssystems für eine beispielhafte Ausführungsform zeigt.
2 ist ein Blockdiagramm, das die Komponenten des Empfangs- und Sendespeisungssystems für eine Variation des Systems von 1 zeigt.
3 ist ein Blockdiagramm des Systems einschließlich der Komponenten des Empfangs- und Sendesystems von 2.
4 ist eine bildliche Darstellung der Komponenten von 1.
5 ist eine bildliche Querschnittsansicht des in 4 gezeigten Hornstrahlers.
6A ist ein funktionales Blockdiagramm des Abwärtsverbindungs-Teilsystems von 1.
6B ist eine graphische Darstellung des Abwärtsverbindungs-Teilsystems von 1.
7 ist ein funktionales Blockdiagramm des in den 6A und 6B gezeigten Teilsystems.
8 ist ein Blockdiagramm der Speisung von 1, die konfiguriert ist, um gleichzeitig vier Signale zu übertragen.
9 ist ein Blockdiagramm der Speisung von 2, die konfiguriert ist, um zwei Signale mit unterschiedlichen Frequenzen unter Verwendung der gleichen Polarisation gleichzeitig zu übertragen.
10A und 10B zeigt entsprechend das hauptsächliche Kopolarisations- und das hauptsächliche Kreuz-Polarisations-Summenmuster der Speisung im 20 GHz-Band.
11A und 11B zeigen entsprechend die Hauptdifferenzmuster für eine Kopolarisation und Kreuzpolarisation für die 20 GHz-Speisung.
12 ist eine graphische Darstellung der Summenmuster für den Empfangskanal bei 20,7 GHz.
13 ist eine graphische Darstellung der Nachverfolgungsdifferenzmuster für den Empfangskanal bei 20,7 GHz.
14 ist eine graphische Darstellung der Summenmuster für den Sendekanal bei 30,5 GHz.
15 ist eine graphische Darstellung der Summenmuster für den Sendekanal bei 44 GHz.
Genaue Beschreibung
1 ist ein funktionales Blockdiagramm eines beispielhaften Antennenspeisungssystems 100 mit einem Abwärtsverbindungsspeisungs-Teilsystem und einem Sendespeisungs-Teilsystem, welche sich den einzelnen Speisungshornstrahler 110 teilen. Der einzelne Hornstrahler 110 weist eine Vielzahl von Wellenleiteranschlüssen 120–130 auf, die mit Seiten von ihm gekoppelt sind. Ein Wandler, (welcher ein orthomodaler Wandler, oder OMT, 180, sein kann) stellt erste und zweite Sendesignale an Eingangsanschlüssen 190 und 191 am hinteren Ende des einzelnen Hornstrahlers 110 mittels eines Breitbandpolarisators 170 bereit.
Der Polarisator 170 wandelt die linearen Eingangssignale in eine zirkulare Polarisation um. Die ersten und zweiten Übertragungs- bzw. Sendesignale 190 und 191 können entsprechend unterschiedliche erste und zweite Frequenzen aufweisen. Ein Kombinatornetzwerk 101 empfängt Signale von den Wellenleiteranschlüssen 120–123 des einzelnen Hornstrahlers 110 bei einer dritten Frequenz, die sich sowohl von der ersten als auch der zweiten Frequenz unterscheidet. Das Kombinatornetzwerk 101 stellt Summenausgangssignale 193, 194 und Differenzausgangssignale 192, 195 bereit.
Der einzelne Hornstrahler 110 des Systems 100 weist vorzugsweise Riffelungen (in 5 gezeigt) und vier gleichbeabstandete Wellenleiteranschlüsse 120–123 an einer einzelnen der Riffelungen auf. Das Kombinatornetzwerk 101 (in 6A genauer gezeigt) empfängt Signale bei ca. 20 GHz von den vier Wellenleiteranschlüssen 120–123 und stellt ein Summenausgangssignal 193 und ein Differenzausgangssignal 194 bereit.
Die beispielhaften abwärtsgerichteten Signale können zwischen ca. 20,2 GHz und ca. 21,2 GHz aufweisen, und die Ausgangssignale 193, 194 sind zum Nachverfolgen und für Kommunikationen geeignet. Der OMT 180 stellt Übertragungs- bzw. Sendesignale bei ca. 30 GHz und ca. 44 GHz dem hinteren Ende des einzelnen Hornstrahlers 110 bereit. Im Besonderen können die beispielhaften Sendesignale von ca. 30 GHz bis 31 GHz reichen, bzw. von ca. 43,5 GHz bis ca. 45,5 GHz.
Wie in 1 gezeigt, umfasst das Kombinatornetzwerk 101 einen ersten 0°/180° Hybridkoppler 150 und einen zweiten 0°/180°-Hybridkoppler 152. Die vier gleichbeabstandeten Wellenleiteranschlüsse 120–123 stellen dem Netzwerk 101 Signale bereit. Der erste 0°/180°-Hybridkoppler 150 ist mit den Wellenleiteranschlüssen 120 und 122 gekoppelt und stellt ein Erhebungs- bzw. Höhenlagen-Differenzausgangssignal an Anschluss 192 bereit. Der zweite 0°/180°-Hybridkoppler ist mit den Wellenleiteranschlüssen 121 und 123 gekoppelt und stellt ein Azimut- (oder Kreuzhöhenlagen-)Differenzausgangssignal 195 bereit. Das Azimut-Signal 195 und das Höhenlagen- bzw. Höhenwinkelsignal 192 sind zum Nachverfolgen geeignet.
Ein dritter 0°/180°-Hybridkoppler 154 (in 6A gezeigt) weist Eingangsanschlüsse 192, 195 auf, die mit den Summen (Σ)-Ausgängen der ersten und zweiten 0°/180°-Hybridkoppler 150 und 152 gekoppelt sind. Der dritte 0°/180°-Hybridkoppler 164 stellt das Differenzausgangssignal zum Nachverfolgen bereit.
Ein 0°/90°-Hybridkoppler 160 weist Einganganschlüsse auf, die mit Differenz (Δ)-Ausgängen der ersten und zweiten 0°/180°-Hybridkoppler 150 und 152 gekoppelt sind. Der 0°/90°-Hybridkoppler 160 stellt das Summenausgangssignal für Kommunikationen bereit, und zwar gleichzeitig mit einer linkshändigen Polarisation 193 und einer rechtshändigen Polarisation 194.
Die vier Anschlüsse 120–123 stellen Signale mit unterschiedlichen Phasen bereit. Relativ zu Anschluss 120 ist Anschluss 121 um 90° phasenverzögert, Anschluss 122 ist um 180° phasenverzögert und Anschluss 123 ist um 270° phasenverzögert. Daher wird das Feld gedreht, um eine korkenzieherähnliche bzw. schraubenähnliche Signalausbreitung vom Hornstrahler zu erzeugen.
Abhängig davon, welcher Anschluss 120–123 des 0°/90°-Hybridkopplers 160 gespeist wird, kann die Schraubendrehung des Signals im Uhrzeigersinn oder gegen den Uhrzeigersinn erfolgen. Da die Signale bei den Paaren der Ausganganschlüsse (120, 122) und (121, 123) zueinander um 180° außer Phase sind, wird im Summenausgangssignal eine Null erzeugt. Daher ermöglicht die Verwendung der vier Anschlüsse 120–123 linkshändige und rechtshändige Ausgangssignale 193, 194 zusammen mit gleichzeitigen Höhenlagendifferenzmustern 192 und Kreuzhöhenlagen-(Azimut-)Differenzmustern 195.
Weiter bezüglich 1 kann der OMT 180 sowohl rechts- als auch linkshändige Einganganschlüsse 180a und 180b aufweisen. In der in 2 gezeigten Konfiguration wird einem der 30 und 44 GHz-Eingangssignale durch den OMT 180 eine linkshändige Polarisation gegeben, und dem anderen der zwei Signale wird eine rechtshändige Polarisation mitgegeben. Daher ist die in den 1A und 1B gezeigte Konfiguration in einem System wünschenswert, in welchem den 30 und 44 GHz-Eingangssignalen orthogonale Polarisation im OMT 180 mitgegeben werden sollen. Unter Verwendung dieses Systems können die zwei Übertragungs- bzw. Sendefrequenzen gleichzeitig mit orthogonalen Polarisationen verwendet werden.
Alternativ können zwei Signale mit der gleichen Frequenz und orthogonalen Polarisationen durch den OMT 180 übertragen werden. Dies erlaubt eine Frequenz-Wiederverwendung. Aufgrund der unterschiedlichen Polarisationen können zwei unterschiedliche Übertragungssignale mit der gleichen Frequenz gleichzeitig ohne irgendein Nebensprechen übertragen werden.
Weil die Ausgangsanschlüsse des 0°/190°-Hybridkopplers 160 gekoppelt sind, um das linkshändige Kreuzpolarisations- bzw. LHCP ("left handed cross-polarization")-Ausgangssignal 193 und das rechtshändige Kreuzpolarisations- bzw. RHCP ("right handed cross-polarization")-Ausgangssignal 194 gleichzeitig zu empfangen, ist das System zur „Frequenz Wiederverwendung" geeignet. Das heißt, dass zwei unterschiedliche abwärtsgerichtete Signale 193 und 194 der gleichen Frequenz, aber mit links- bzw. rechtshändigen Polarisationen, gleichzeitig ohne irgendein Nebensprechen verarbeitet werden können. Die Polarisations-Diversity ermöglicht (aber verlangt nicht), dass zwei abwärtsgerichtete Signale gleichzeitig verarbeitet werden. Beispielsweise kann dieses flexible System für zwei abwärtsgerichtete Signale von einem Satelliten verwendet werden, oder für ein abwärtsgerichtetes Signal von jedem von zwei Satelliten.
4 zeigt den einzelnen Hornstrahler 110 im Speisungssystem, mit einem Eingang 110r an seiner Rückseite. Der OMT 180 stellt die 30 GHz- und 40 GHz-Signale dem Polarisator 170 bereit, welcher wiederum die Signale zur Rückseite 110r des Hornstrahlers 110 einspeist. Zusätzlich werden die vier Wellenleiter 112 von den Seiten des Hornstrahlers 110 gespeist. Dies sind die 20 GHz-Abwärtsverbindungsanschlüsse des Hornstrahlers. Der Höhenlagendifferenzausgangsanschluss 192p, der Azimutdifferenzausgangsanschluss 195p, der Kommunikations-LHCP-Ausganganschluss 193p und der RHCP-Ausganganschluss 194p sind ebenfalls vorgesehen.
Wie in der Querschnittsansicht des Hornstrahlers in 5 gezeigt, weist der Hornstrahler 110 eine Vielzahl von Riffelungen 110c auf. Geriffelte Nachverfolgungsspeisungshornstrahler sind gut bekannt und beispielsweise in Patel P.D., „Inexpensive Multi-Mode Satellite Tracking Feed Antenna", IEEE Proceedings, Vol. 135, PT. H, Nr. 6, S. 381–386, Dezember 1988, beschrieben.
Der einzelne Hornstrahler 110 weist eine entsprechende Öffnung 110a für jeden der Wellenleiteranschlüsse 120–123 auf, wobei jede Öffnung durch Schneiden eines Schlitzes in eine der Riffelungen 110c gebildet wird. Das System weist einen entsprechenden Anpassungsumwandler 114 an jedem der vier Wellenleiteranschlüsse auf. Geeignete 30 und 44 GHz-Modenfilter werden bereitgestellt, so dass nur das 20 GHz-Signal die Öffnungen 110a sieht.
Die Wellenleiteranschlüsse umfassen ein erstes Paar 120 und 122 und ein zweites Paar 121 und 123. Die Anschlüsse jedes Paars sind 180° entfernt positioniert. Jeder der 0°/180°-Hybridkoppler 150, 152 ist mit einem der Paare der Wellenleiteranschlüsse 120–123 verbunden.
Die Bildung der Öffnungen, die in der zweiten Riffelung 110c von der rechten Seite ausgebildet werden, ist lediglich beispielhaft. Ein Fachmann kann schnell die geeignete Riffelung bestimmen, in welche die Schlitze zur Verbindung der Wellenleiter mit irgendeinem bestimmten Speisungshornstrahler eingebracht werden sollten, und zwar beruhend auf der Größe und dem Winkel des Hornstrahlers. Dies kann durchgeführt werden unter Verwendung bekannter Skalierungs-, Abstimmungs- und Optimierungs-Techniken, um die Riffelung zu bestimmen, die verwendet werden kann, um alle anderen Moden niedrigerer oder höherer Ordnung zu unterdrücken, welche das Differenzmuster 0 verdecken würden und übergroße Kreuzpolarisationskomponenten in dem Summenmuster erzeugen würden. Daher kann die geeignete Riffelung zum Abgeben der Signale für einen gegebenen Hornstrahlerentwurf die dritte, vierte, fünfte, sechste und so weiter Rifflung sein, und zwar abhängig vom Hornstrahlerdurchmesser und Öffnungswinkel.
8 ist ein Blockdiagramm, das eine weitere Verwendung für eine Variation des Speisungssystems 100 von 2 zeigt. Bei dieser Variation liegen zwei getrennte 30 GHz-Sender und zwei getrennte 44 GHz-Sender für eine Gesamtzahl von vier Sendern vor. Zwei 30/44 GHz-Diplexer 173a, 173b werden dazu verwendet, um das 30 GHz-Sendesignal 190 und das 44 GHz-Sendesignal 191 sowohl dem rechtshändigen als auch dem linkshändigen Anschluss 180a, 180b des OMT 180 bereitzustellen. Es ist daher möglich, gleichzeitig vier Signale mit vier unterschiedlichen Kombinationen von Frequenz und Polarisation zu senden. Die Frequenzwiederverwendungsspeisung ermöglicht, bei einer oder beiden der Frequenzen, (a) eine gleichzeitige Übertragung bei zwei orthogonalen Polarisationen und/oder (b) eine umschaltbare Übertragung bei zwei orthogonalen Polarisationen. Es ist anzumerken, dass die gemeinsame Speisungsstruktur, die den OMT 180, den Polarisator 170 und den Hornstrahler 110 auf weist, für diese Anwendung oder andere, weiter unten beschriebene Anwendungen, verwendet werden kann.
In 2 weisen die Elemente, welche die gleichen Elemente wie bei 1 sind, die zwei gleichen am wenigsten signifikanten Ziffern auf. Diese umfassen den Hornstrahler 210, die 0°/180°-Hybridkoppler 250, 252, 0°/90°-Hybridkoppler 260, Polarisator 270, Wandler 180, 30 GHz-Eingangssignal 290, 44 GHz-Eingangssignal 291, Höhenlagendifferenzsignal 292, 20 GHz-LHCP-Ausgangssignal 293, 20 GHz-LHCP-Ausgangssignal 294 und Kreuzhöhenlagendifferenzsignal 295. Die Beschreibungen dieser Elemente werden nicht wiederholt. In der Beschreibung der anderen Figuren, die folgt, kann jede der Bezugsziffern verwendet werden.
Zusätzlich zu den gemeinsamen Elementen umfasst die Übertragungsspeisung von 2 einen Umschalter 272 (welcher ein Weiterleitungsumschalter sein kann, der auch als ein „Baseball"-Umschalter bezeichnet wird), was es jedem der zwei Übertragungseingangssignale (zum Beispiel 30 GHz und 44 GHz) ermöglicht, dem gleichen Eingangsanschluss 280a des OMT 280 mittels des Umschalters 272 bereitgestellt zu werden. Zu jedem gegebenen Zeitpunkt wird eines der Eingangssignale 290, 291 dem OMT-Anschluss 280a bereitgestellt und der andere OMT-Anschluss 280b wird beendet. Als ein Ergebnis können beide Übertragungssignale die gleiche Polarisation aufweisen. Beide Übertragungssignale können eine rechtshändige Polarisation aufweisen, oder beide können eine linkshändige Polarisation aufweisen.
Ein zweiter Baseball-Umschalter 262 ist an den Ausgängen des 0°/90°-Hybridkopplers 260 vorgesehen und ermöglicht das Auswählen entweder des linkshändigen Polarisationsausgangssignals 293 oder des rechtshändigen Polarisationsausgangssignals 294, damit es dem 20 GHz-Summenausgangsanschluss bereitgestellt wird, um die Polarisation des Summensignals zu steuern. Im Fall eines einzigen Satelliten, der zwei abwärtsgerichtete Signale mit orthogonalen Polarisationen bereitstellt, ermöglicht dieser Umschalter 262 eine Auswahl jeder Polarisation.
9 ist ein Blockdiagramm, das noch eine weitere Verwendung für die Speisung (einschließlich OMT 280, Polarisator 270 und Hornstrahler 210) mit einer selektiven (umschaltbaren) Verwendung unterschiedlicher Polarisationen und unterschiedlicher Frequenzen zeigt. Der Diplexer 273 stellt sowohl das 30 als auch das 44 GHz-Signal dem Umschalter 272 bereit, welcher wiederum beide Frequenzen entweder dem RHCP-Anschluss des OMT, oder dem LHCP-Anschluss bereitstellt. Daher macht es das Hinzufügen des Diplexers 273 möglich, Signale mit zwei unterschiedlichen Übertragungsfrequenzen und der gleichen Polarisation aufzuweisen.
3 zeigt ein System einschließlich des Speisungssystems 200 von 2. Das System 200 enthält einen Abtasten 296, der mit dem Hornstrahler 210 gekoppelt ist (welcher als ein Amplituden- und Phasen-Detektor arbeitet), einen Nachverfolgungskoppler 297, der mit dem zweiten Baseball-Umschalter 262 gekoppelt ist, und einen Übertragungszurückweisungsfilter 298, der verhindert, dass Übertragungsenergie bzw. Sendeenergie (Signale 290 und 291) in die Empfangsanschlüsse laufen. Dies können herkömmliche Komponenten sein.
6A zeigt das Verarbeiten des abwärtsgerichteten Signals im System 100 (oder System 200). Die Hybridkoppler in den zwei Systemen sind die gleichen, wie durch die Bezugsziffern in Klammern angezeigt, und 6B zeigt die 20 GHz-Funktionen des beispielhaften Systems.
Amplituden- und Phasen-Erfassungsschaltungen 296 stellen entsprechend, in Kugelkoordinaten der Peilachse, ein Θ-Achsenabweichungs-Koordinatenfehlersignal und ein φ-Relativpositions-Koordinatenfehlersignal bereit, die zueinander orthogonal sind.
Tabelle 1 ist eine Wahrheitstabelle für das Kombinatornetzwerk von 6 (und 7), wie weiter unten beschrieben. Tabelle 1 stellt die relativen Phasen der Ankopplungstrichter A, B, C und D bereit.
Tabelle 1
Die Polarisation des TM01-Mode-Differenzmusters ist linear, mit ihrer Achse normal zur Achse der Speisung. Jedoch weist, bei einem bestimmten Punkt außerhalb der Zuführungsachse, die Phase dieser linearen Polarisation eine feste Beziehung zur Phase des TE11-Mode-Hauptstrahls auf. Mit der Hinzufügung eines Phasenkomparators bzw. einer Phasenvergleichsschaltung 296 (kohärenter Demodulator) zur Zufüh rung, um die Phase des koaxialen TEM-Anschlusses mit jedem (das heißt, die Kopolarisationen) der zwei orthogonal zirkular polarisierten Hauptstrahlanschlüsse zu vergleichen, ist es möglich, die Orientierung des Winkelausrichtungsfehlers von der Ausrichtung zu bestimmen und ihn auf der Grundlage einer einzelnen Messung zu korrigieren. Die Notwendigkeit für zwei oder mehr aufeinanderfolgende Messungen wird dadurch beseitigt.
Das System arbeitet als ein Monopuls-Komparator mit einem Amplituden- und Phasen-Detektor. Der dritte 0°/180°-Hybridkoppler 154 (254) speist direkt in diesen Phasen- und Amplituden-Komparator (Abtaster) 296. Der Abtasten 296 stellt |A| bereit, welches die Amplitude ist, und groß phi (Φ) bereit, welches die Phase ist. Auch ist die Z-Achse der sphärischen Koordinaten der Peilachse, die Sichtlinie des Satelliten, und θ ist die Abweichung von der Peilachse in jeglicher Richtung. Klein phi (φ) ist die Umfangsabweichung um die Peilachse. Alles, was gebraucht wird, um den Nachverfolgungsfehler zu bestimmen, ist, wie weit entfernt die Speisung von der Peilachse abweicht und in welche Richtung sie abweicht.
Die Information, die aus dem Phasen- und Amplitudenkomparator 296 herauskommt, ist die Phase des herabkommenden Signals und bildet 1:1 auf Winkelgrade ab. Die Phase und die elektrischen Grade von 0 bis 360 am kalibrierten System bilden auf die räumliche Orientierung der Speisung von 0° bis 360° ohne Doppeldeutigkeit, ohne Umschläge und ohne Lücken ab. Dies ist ähnlich zu einem Monopulsbetrieb. Der Nachverfolgungsfehler kann mit einem eingehenden Puls bestimmt werden. Es ist möglich, aus dem einen in diese Speisung eingehenden Puls die Amplitude und die Phase zu bestimmen und dadurch unmittelbar zu bestimmen, in welche Richtung (φ) die Antenne zu korrigieren ist, und mit welchem Winkel (θ).
Der Signalkanal (der Kommunikationskanal) ist angezapft. Zu jedem gegebenen Zeitpunkt wird das Summenmuster, das ankommt, angezapft (auf ca. 20 dB bis 30 dB heruntergeholt), um zu einem Zeitpunkt von dem LHCP-Signal 293 oder dem RHCP-Signal 294 abzutasten. Ein Umschalter (nicht gezeigt) in 6 ermöglicht es der Abtastung, von dem aktivierten Signal aufgenommen zu werden, das zeitecht ist.
Die Richtkoppler 297 werden mit dem Differenz (TM01)-Signal verwendet, das vom Sigma-Block (dritter 0°/180°-Koppler) 254 herunterkommt. Für die Amplitude wird kein Referenzsignal benötigt. Falls es Null ist, tritt kein Nachverfolgungsfehler auf. Falls das Signal eine bestimmte Amplitude aufweist, kann die Korrektur mittels einer Kalibrationstabelle bestimmt werden, aber die Richtung, in welche die Korrektur durchzuführen ist, wird durch den Phasenvergleich dieses Differenz (TM01)-Signals mit dem Signal durchgeführt, das von einem der Richtkoppler eingeht.
7 zeigt ein Verfahren zum Verwenden ausschließlich der Amplitude, um den Nachverfolgungsfehler zu bestimmen (Nur-Amplituden-Komparator). Dies ist eine Zusammenabtastungs-auf-Null ("con-scan on null")-Technik, welche nur die Differenzmusteramplitude verwendet. Für diesen Modus werden der Amplituden- und Phasenkomparator 296 und die Richtkoppler 297 nicht benötigt. Diese Technik kann immer noch eine Frequenzwiederverwendung mit orthogonalen Polarisationen bereitstellen.
Das TM01-Mode-Differenzmuster ist ein zirkularsymmetrisches Muster mit einer Null auf der Peilachse. Daher werden nicht sowohl das Azimut- als auch das Höhenlagendifferenzmuster bereitgestellt. Es gibt ein Differenzsignal, das als θ-Fehler bezeichnet wird. Dies ist keine Behinderung des Entwurfs der Nachverfolgung, weil zwei beliebige orthogonale Ebenen α und β ausgewählt werden können. Das Differenzmustersignal wird entsprechend einem Positionsreferenzsignal abgetastet. Das Positionsreferenzsignal (mit zwei orthogonalen Komponenten PA und PB) kann den Gesamtdifferenzmustersignal θ-Fehler in zwei seiner Komponenten, DA und DB, auflösen. Beruhend auf der Veränderung in aufeinanderfolgenden Referenzsignalen PA und PB (entweder in positiver Richtung oder in negativer Richtung) können die Differenzsignale DA und DB in α+, α–, β+ und β– Signale aufgelöst werden. Beruhend auf diesem Abtastungsschema, kann die Nachverfolgungseinheit dann die α+, α–, β+ und β– Signale verarbeiten, um ein Korrektursignal herzustellen, um die Antenne auf der Peilachse zu halten. Diese Funktion kann entweder in Hardware oder in Software implementiert werden.
Mit einem Nur-Amplituden-Komparator ist es möglich, aufeinanderfolgende Signale zu betrachten und nach ein paar aufeinanderfolgenden Versuchen zu bestimmen, ob der Fehler besser oder schlechter wird. Das System kann dann eine Beurteilung durchführen, um die Richtung zu korrigieren, in welche die Korrektur durchgeführt wird. Falls in anderen Worten der Fehler nach Bewegen der Antenne in einer ersten Richtung schlechter wird, wird die Antenne in die gegenüberliegende Richtung bewegt. Dies ist ähnlich einem adaptiven Prozess. Dies kann eine gewünschte Technik zum Nachverfolgen von Zielen, wie beispielsweise Satelliten, sein, welche ihre Richtung nicht schnell ändern, weil es eine preiswertere Lösung ist. Wenn das maximale Signal an dem LHCP und dem RHCP bereitgestellt wird, wird vom Sigma-Block 354 (oder 154 oder 254) das minimale Signal bereitgestellt. Das Differenzmuster weist eine gut definierte Null und hohe Steigungen nahe der Null auf. Daher bewirkt ein leichter Nachverfolgungsfehler eine große Änderung im Differenz (TM01)-Signal von Block 354. Dieser ist betonter als die Steigung des Summenmusters für kleine Abweichungen.
Ein Fachmann wird erkennen, dass die Nur-Amplituden-Komparator-Technik nicht ein Monopulsverfahren ist und eine Folge von Messungen benötigt wird. Daher ist die Technik besser für eine Situation geeignet, in der es gewünscht wird, eine Korrektur auf der Grundlage einer einzigen Messung des Nachverfolgungsfehlers durchzuführen.
Ein weiterer Gesichtspunkt des beispielhaften Systems ist das Bereitstellen eines Verfahrens zum Führen von Signalen. Erste und zweite Sendesignale 290, 291 werden einem hinteren Ende eines einzelnen Hornstrahlers 210 zur Übertragung bzw. Aussendung zur Verfügung gestellt. Die ersten und zweiten Übertragungssignale 290, 291 weisen entsprechende unterschiedliche erste und zweite Frequenzen auf, wie beispielsweise 30 und 44 GHz. Abwärtsgerichtete Signale werden mit dem einzelnen Hornstrahler 210 zur Verfügung gestellt. Die abwärtsgerichteten Signale weisen eine dritte Frequenz auf, die von der ersten und der zweiten Frequenz unterschiedlich ist, wie beispielsweise 20 GHz. Die abwärtsgerichteten Signale werden durch vier gleichbeabstandete Öffnungen in den Seiten des einzelnen Hornstrahlers 110 eingespeist. Ein Summenausgangssignal und ein Differenzausgangssignal werden aus den abwärtsgerichteten Signalen zur Kommunikation und Nachverfolgung gebildet. Das beispielhafte Verfahren verwendet eine TM01-Mode-Nachverfolgungsspeisung.
Ein weiteres vorteilhaftes Merkmal ist das Verfahren zum Herstellen einer Antennenspeisung durch Schritte des Verbindens eines Wandlers 180 mit einer Rückseite 110r eines Hornstrahlers 110 mit einem geriffelten Abschnitt 110c, Schneiden von vier Öffnungen 110p in eine Seitenwand einer einzelnen Rifflung des geriffelten Abschnitts, Bereitstellen eines angepassten Wandlers 114 an jeder der vier Öffnungen, um vier Kopplungsabschnitte zu bilden, und Verbinden der vier Kopplungsabschnitte des Hornstrahlers mit einem Kombinatornetzwerk 101 über Wellenleiter.
Eine Nachverfolgungs-Mode-Speisung wie oben beschrieben ist in der Lage, gleichzeitig ein Summen- und ein Differenzsignal zu erzeugen. Die beispielhafte Differenz-Mode ist in der Lage, ein Fehlersignal proportional zur Abweichung (theta) von der Achse aus Peilrichtung zu liefern. Die beispielhafte Differenz-Mode ist in der Lage ein Fehlersignal in Bezug auf die relative Position (phi) um die Peilachse herum zu erzeugen.
Die Speisungsankopplungstrichteranschlüsse um den Umfang der Zuführung sind so gephast, dass sie die Umfangsfeldverteilung der bestimmten Mode treffen. Das Ankoppeln der Zuführung ist so, dass es alle anderen Moden niedrigerer oder höherer Ordnung unterdrückt, welche das Differenzmuster Null verdecken würden und übergroße kreuzpolarisierte Komponenten im Summenmuster erzeugen würden (zum Beispiel die TE21-Mode). Die TM01-Mode-Zuführung besitzt diese drei Eigenschaften.
Die TM01-Mode weist eine vollständige radiale Symmetrie auf. Sie kann durch lediglich zwei gegenüberliegende Ankopplungsanschlüsse gestartet werden, gerade so wie die TE11-Summenmuster-Mode. Vier Ankopplungspunkte sind vorgesehen (zwei für jede orthogonale Polarisation), um die kreisförmige Polarisation für das Summenmuster zu erzeugen. Im Gegensatz zu TE21-Mode kann das TM01-Mode-Differenzmuster nicht zirkular polarisiert werden.
Die TM01-Mode-Nachverfolgungszuführung verwendet einen weit simpleren Drehkreuzankopplungstrichter durch geeignetes Auswählen einer Position entlang des Speisungshornstrahlers, wo der Durchmesser schmaler ist als der Abschneidedurchmesser aller Moden höherer Ordnung, einschließlich der TE21-Mode. Es gibt keine interferierenden Moden niedrigerer Ordnung, sondern nur die grundsätzliche TE11-Mode.
Das oben beschriebene System weist viele Vorteile auf. Beispielsweise ist der TM01-Nachverfolgungs-Mode-Ankopplungstrichter einfacher und nimmt weniger Raum ein als die TE21-Nachverfolgungsmode-Speisung. Einbeziehen der Ankopplungstrichter-Anschlüsse innerhalb des geriffelten Hornstrahlers ergibt eine weit kürzere Speisung. Der beispielhafte Empfangsanschluss unterstützt eine Abwärtsverbindung auf dem 20 GHz-Band zweier unterschiedlicher Satellitensysteme. Der axiale Anschluss des Hornstrahlers wird freigegeben, um die aufwärtsgerichteten Bänder von 30 GHz und 44 GHz zu unterstützen. Die Verwendung einer einzelnen Speisung, die mit zwei unterschiedlichen Satelliten arbeitet (unterschiedliche Frequenzen und/oder Polarisationen) macht die taktische Verwendung des SatCom-Endgeräts viel einfacher, weil kein Bedarf daran besteht, Teile auszutauschen. Die beispielhafte Ausführungsform verbessert die Bandbreiten- und Kreuzpolarisations-Leistung durch Verwenden von Riffelungen variabler Tiefe und variabler Breite. Die Ankopplungstrichteranschlüsse sind an einem Ort positioniert (der oberhalb oder unterhalb der Verjüngung des Horn strahlers liegen kann), wo alle Moden höherer Ordnung unterdrückt sind. Das Beispiel umfasst Ankopplungstrichter in der Riffelung mit Modenfiltern, die breitere Bandbreiten unterdrücken (30 GHz und 44 GHz). Obwohl die beispielhaften OTMs 180 (oder 280) zur Verwendung bei 30 und 44 GHz konfiguriert sind, ist dies nur ein Beispiel einer Breitband-OTM-Art, die verwendet werden kann, um zwei Satelliten mit den gleichen abwärtsgerichteten Kommunikationen und Nachverfolgungsfrequenzbändern, aber zwei bestimmten aufwärtsgerichteten Frequenzen, zu bedienen. Der Fachmann kann einfach einen OTM geeigneter Bandbreite für jeden gegebenen Satz von Sendefrequenzen entwerfen, welche zwei unterschiedlichen Satelliten entsprechen, oder einem Satelliten, der ausgerüstet ist, um aufwärtsgerichtete Signale in zwei unterschiedlichen Frequenzbändern zu behandeln.
Obwohl 30/44 GHz-Diplexer 273 verwendet werden können, können Diplexer einfach so entworfen werden, dass sie jeglichen interessierenden Frequenzen entsprechen. Geeignete Modenfilter können für jegliche Sendefrequenzen ausgewählt werden, die ausgewählt werden.
10A bis 15 zeigen die Leistung des beispielhaften Speisungsentwurfs, der oben beschrieben ist, wobei 10A die hauptsächlichen Kopolarisationssummenmuster zeigt und 10B die hauptsächlichen Kreuzpolarisationssummenmuster der Speisung im 20 GHz-Band zeigt. Sowohl die 10A als auch 10B zeigen die Muster für φ = 0,45 und 90°. Dies sind drei Überlagerungen des gleichen Hornstrahlers 110, die auf drei unterschiedliche Ebenen sehen, wobei eine Mustersymmetrie gegeben ist. Die drei Muster sind fast identisch, was sehr wünschenswert ist.
10B zeigt die Kreuzpolarisationskomponente, welche im Vergleich zu dem Muster aus 10A wünschenswerterweise klein ist. Die Muster sind in Bezug auf die Leistungspegel zueinander relativ, so dass eine Kreuzpolarisationsisolation von 30 dB oder mehr zwischen dem Kopolarisationsmuster von 10A und dem Kreuzpolarisationsmuster von 10B auftritt. Dies heißt, dass Energie nicht im entgegengesetzten Sinne oder in der entgegengesetzten Polarisation verschwendet wird.
11A und 11B zeigen die Hauptdifferenzmuster für eine Kopolarisation bzw. Kreuzpolarisation für die 20 GHz-Speisung für φ = 0 45 und 90°. Wiederum ist die gute Null-Definition der Peilachse wünschenswert. Die Symmetrie auf der linken und der rechten Seite des Musters ist ebenfalls vorteilhaft. Es tritt eine Symmetrie über die Öffnung auf, einschließlich balancierter linker und rechter Strahlkeulen, einer tiefen Null und einer guten Kreuzpolarisationsunterdrückung.
12 zeigt die Summenmuster für den Empfangskanal bei 20,7 GHz, einschließlich einer Kopolarisation (durchgezogene Linie) und Kreuzpolarisation (gestrichelte Linie).
13 zeigt die Nachverfolgungsdifferenzmuster für den Empfangskanal bei 20,7 GHz, einschließlich einer Kopolarisation (durchgezogene Linie) und Kreuzpolarisation (gestrichelte Linie). Wie oben mit Bezug auf 7 angesprochen, gibt es eine gute Null-Definition für das Differenzmuster am Zielort, was es für den Nur-Amplituden-Komparator-Nachverfolgungs-Mode wünschenswert macht.
14 ist ein Graph, der die Summenmuster für den Sendekanal bei 30,5 GHz zeigt, und zwar einschließlich einer Kopolarisation (durchgezogene Linie) und Kreuzpolarisation (gestrichelte Linie).
15 zeigt die Summen-Muster für den Sendekanal bei 44,0 GHz, und zwar einschließlich einer Kopolarisation (durchgezogene Linie) und Kreuzpolarisation (gestrichelte Linie).

Claims

Antennenspeisungssystem, aufweisend: einen einzelnen Hornstrahler (110) mit einer Vielzahl von an den Seiten davon gekoppelten Wellenleiteranschlüssen (120–123); gekennzeichnet durch einen Wandler (180) zum Bereitstellen erster und zweiter Übertragungssignale zum hinteren Ende des einzelnen Hornstrahlers (110) bei unterschiedlichen ersten und zweiten Frequenzen; und ein Kombinatornetzwerk (101), das Kommunikationssignale von den Wellenleiteranschlüssen (120–123) bei einer dritten Frequenz empfängt, die sich von der ersten und der zweiten Frequenz unterscheidet, und das daran angepasst ist, Differenzausgangssignale (192, 195) auf der Grundlage der empfangenen Signale zum Verfolgen bereitzustellen und Summenausgangssignale (193, 194) auf der Grundlage der gleichen empfangenen Signale zur Kommunikation bereitzustellen.
System nach Anspruch 1, bei dem der einzelne Hornstrahler (110) einen gerippten Speisungsteil mit einer Öffnung (110a) für jeden der Wellenleiteranschlüsse (120–123) in einer der Riffelungen (110c) aufweist.
System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der einzelne Hornstrahler (110) vier Wellenleiteranschlüsse (120–123) aufweist, die um die Seiten davon gleichbeabstandet angeordnet sind.
System nach Anspruch 3, ferner aufweisend ein Paar von 0°/180°-Hybridkopplern (150, 152); wobei die Wellenleiteranschlüsse (120–123) in Paare unterteilt sind, von denen jedes einen ersten Anschluss und einen zweiten, 180° vom ersten Anschluss aus positionierten Anschluss aufweist, wobei jeder einzelne der 0°/180°-Hybridkoppler (150, 152) mit einem der Paare von Wellenleiteranschlüssen (120–123) verbunden ist.
System nach Anspruch 4, bei dem ein erster der 0°/180°-Hybridkoppler (150) ein Höhenlagendifferenzsignal bereitstellt und ein zweiter der 0°/180°-Hybridkoppler (152) ein Azimutdifferenzsignal bereitstellt, wobei die Azimut- und Höhenlagensignale zum Verfolgen geeignet sind; und wobei das System ferner einen dritten 0°/180°-Hybridkoppler (154) aufweist, wobei die Ausgangssignale von dem ersten und dem zweiten 0°/180°-Hybridkoppler (150, 152) mit einem Eingangsanschluss des dritten 0°/180°-Hybridkopplers (154) verbunden sind.
System nach Anspruch 5, bei dem das empfangene Signal erste und zweite zirkular polarisierte Signale bei der gleichen Frequenz mit linken bzw. rechten zirkularen Polarisationen umfasst, und bei dem ein 0°/90°-Hybridkoppler (160) mit Differenzausgängen der 0°/180°-Hybridkoppler (150, 152) gekoppelt ist, um ein Summensignal bereitzustellen, das der Summe der Differenzen entspricht.
System nach Anspruch 5, ferner aufweisend Amplituden- und Phasen-Erfassungsschaltungen (296), die entsprechend, in Kugelkoordinaten der Peilachse, ein O-Achsenabweichungskoordinatenfehlersignal und ein φ-Relativpositionskoordinatenfehlersignal ausgeben, welche orthogonal zueinander sind.
System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend einen Polarisator (170), der dazu ausgestaltet ist, die ersten und zweiten Übertragungssignale in eine zirkulare Polarisation umzuwandeln.
System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die erste Frequenz und die zweite Frequenz der Übertragungssignale bei ca. 30 GHz und 44 GHz liegen und wobei die Empfangssignale bei ca. 20 GHz liegen.
System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem jeder der Wellenleiteranschlüsse (114) Umformer (114) umfasst, welche die erste und die zweite Frequenz herausfiltern.
System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Differenzsignale, die von dem Kombinatornetzwerk (101) bereitgestellt werden, ein Azimut-Ausgangssignal (195) und eine Höhenlagen-Ausgangssignal (192) umfassen.
Verfahren zum Leiten von Signalen, aufweisend die folgenden Schritte: (a) Bereitstellen von mindestens ersten und zweiten Übertragungssignalen unterschiedlicher Frequenz dem hinteren Ende eines einzelnen Hornstrahlers zur Übertragung; (b) Empfangen von abwärtsgerichteten Signalen mit dem einzelnen Hornstrahler bei einer Frequenz, die sich von der Frequenz der Übertragungssignale unterscheidet; (c) Speisen des abwärtsgerichteten Signals durch Wellenleiteranschlüsse in den Seiten des Hornstrahlers; und (d) Weiterleiten des abwärtsgerichteten Signals von den Wellenleiteranschlüssen durch ein Kombinatornetzwerk, das daran angepasst ist, Summenausgangssignale aus dem abwärtsgerichteten Signal zur Kommunikation zu bilden und Differenzausgangssignale aus dem gleichen abwärtsgerichteten Signal zur Verfolgung zu bilden.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem die Speisung eine TM01-Mode-Verfolgungsspeisung ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 oder 13, bei welchem dem Hornstrahler vier Übertragungssignale bereitgestellt werden, wobei die Polarisation von zweien der vier Übertragungssignale orthogonal zu den anderen zwei Signalen ist.