DE1591318C3

DE1591318C3 - Zweiebenen-Monopulsradarantenne zur frequenzgesteuerten Strahlschwenkung in zwei Ebenen

Info

Publication number: DE1591318C3
Application number: DE1591318A
Authority: DE
Inventors: Jerry Alan Buena Park Calif. Alegeo (V.St.A.)
Original assignee: Rockwell International Corp
Current assignee: Boeing North American Inc
Priority date: 1965-07-15
Filing date: 1967-07-11
Publication date: 1974-05-02
Also published as: US3434139A; GB1145195A; DE1591318B2; NL6706426A; DE1591318A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Monopulsradarantenne zur frequenzgesteuerten Strahlschwenkung in zwei Ebenen durch Frequenzmodulation der ausgestrahlten Mikrowellen mit einer ebenen Matrix strahlender Elemente, die in parallelen geraden Reihen angeordnet sind, und mit Speiseleitungen für jede Reihe von strahlenden Elementen sowie mit Verzögerungsleitungen, an welche die Speiseleitungen angekoppelt sind, und schließlich mit mit den Verzögerungsleitungen verbundenen summen- und differenzbildenden Vorrichtungen zum Anschluß des Monopolssummen- und der beiden Monopulsdifferenzkanäle.

Wird eine Radaranlage benutzt, um eine Information über ein entdecktes Objekt zu erhalten, so wurde bisher eine Antenne mit starker Richtwirkung verwendet, d. h. eine Antenne mit einer geringen Strahlbreite, die den Raum innerhalb eines gewählten Raumwinkels abtastete. Durch Abtastung in zwei zueinander senkrechten Richtungen, z. B. Neigen der Antenne innerhalb eines Höhenwinkels bei einer weniger raschen Führung der Antenne innerhalb eines Azimutwinkels, können die beiden Komponenten der Richtung des Objektes bestimmt werden.

Eine Anordnung, die bewirkt, daß ein ausgestrahlter Radioenergiestrahl eine Abtastung zugleich in zwei zueinander senkrechten Richtungen ausführt, besteht darin, eine koplanare Matrix aus in gleichen Abständen angeordneten Reihen und Spalten von strahlenden Elementen vorzusehen, die in einer gewählten Zeit-Phasen-Folge von einer gewundenen Speiseleitung gespeist werden, die mit einer Quelle frequenzmodulierter HF-Energie in Verbindung steht, wie aus dem Aufsatz »Doubly Dispersive Frequency Scanning Antenna« von J. C r ο η e y in »Microwave Journal«, Juli 1963, S. 76 bis 80, bekannt sowie in der deutschen Patentanmeldung P 15 41 512.0-35 ausführlieh beschrieben wird. Bekanntlich, wird die Richtung eines entdeckten Objektes mit einer Genauigkeit bestimmt, die durch die Strahlbreite begrenzt wird. Soll die Richtung eines entdeckten Objektes innerhalb der Strahlbreite genauer bestimmt werden, so kann eines von mehreren Zwei-Ebenen-Monopulsempfangsverfahrens angewendet werden, wie in Rhodes, »Introduction to Monopulse«, McGraw-Hill (1959), S. 7, beschrieben ist. Durch Vereinigen der Monopuls-Azimut- und Höhenkomponenten des von der geometrischen Mitte der Strahlbreite abweichenden Winkels des Objektes (z. B. die Position innerhalb der Strahlbreite) mit den betreffenden Azimut- und Höhenkomponentenwinkeln der vorliegenden Richtung der geschwenkten Antennen-Strahlcharakteristik kann die Richtung eines entdeckten Objektes vollständig bestimmt werden, selbst wenn die Richtung der geometrischen Mitte der Antennenstrahlbreite nicht mit der genauen Richtung des entdeckten Objektes zusammenfällt (z. B. Monopulsdatenverarbeitung außerhalb der geometrischen Mitte der Antennenstrahlbreite); andererseits kann das Zusammenfallen der Richtung des Objektes mit der Richtung der genannten geometrischen Strahl-

3 4

mitte angezeigt werden (z. B. Monopulsdatenver- Strahlerreihen, die zwei zueinander senkrechte Strahlarbeitung in der geometrischen Strahlmitte). fächer erzeugen, sowie eine mechanische Nachführung

Werden die Geschwindigkeiten der zu entdeckenden der Antenne, um den begrenzten Abtastwinkel der

Radarobjekte immer größer, so ist es erwünscht, Anordnung auszugleichen. Nach »IRE Transactions«

wenn nicht sogar notwendig, einen gegebenen fest- 5 MIL-5 (1961), 2 (April), S. 146 bis 153, wird jeweils

stehenden Überwachungswinkel rascher abtasten zu eine einer Vielzahl von Strahlungskeulen mittels einer

können, während andererseits die Monopulsdaten- rechnergesteuerten Strahlwahlvorrichtung geschaltet,

verarbeitung beibehalten wird. Bei den bekannten Anordnungen waren mindestens

Es wurden verschiedene Einrichtungen zum Ver- zwei frequenzdispersive lineare Anordnungen ereinigen der Frequenzabtastung mit der Monopuls- 10 forderlich, um zugleich eine Monopulsarbeitsweise arbeitsweise entwickelt. Solche Monopulsarbeits- und eine frequenzgesteuerte Abtastfunktion zu erweisen umfaßten jedoch normalerweise nicht die halten. Es gehöre bisher nicht zum Stand der Technik, Zwei-Ebenen-Monopulsarbeitsweise; diese waren viel- sowohl eine frequenzgesteuerte Abtastung als auch mehr auf nur eine Ebene beschränkt. Die eine Mög- eine Monopulsarbeitsweise gemeinsam mittels einer lichkeit, die frequenzgesteuerte Strahlschwenkung 15 einzelnen linearen Antennenanordnung von Auseiner frequenzempfindlichen Antenne mit der Mono- Strahlungselementen zu erhalten,
pulsarbeitsweise zum Ermitteln der Richtung eines Demgegenüber ist es die Aufgabe der Erfindung, Objektes zu verbinden, besteht darin, von einer eine Anordnung für die frequenzgesteuerte Schweneinzelnen gemeinsamen frequenzempfindlichen line- kung eines Monopulsstrahles in zwei Ebenen mit aren Antenne zugleich Impulse mit zwei verschiedenen 20 maximalem Schwenkwinkel bei räumlich kleinem programmierten Senderfrequenzen auszusenden, wo- Aufbau sowie Erregung durch nur eine HF-Energiebei jede Frequenz eine gesonderte ausgesendete Strahl- quelle zu schaffen.

breite erzeugt, welche Strahlbreiten in der Abtast- Diese Aufgabe wird, ausgehend von einer Antenne ebene der frequenzgesteuerten Antenne durch einen der eingangs definierten Art, dadurch gelöst, daß Winkel voneinander getrennt sind, der dem Frequenz- 25 die Speiseleitungen jeder Reihe von strahlenden unterschied zwischen den beiden programmierten Elementen ein zur Erzeugung der einander in der einen Senderfrequenzen entspricht. Die von einem ent- Ebene überlappenden Charakteristiken leicht diverdeckten Objekt reflektierten Echos der ausgesendeten gierendes Paar von Leitungen bilden, daß die VerSignale werden von der frequenzempfindlichen An- zögerungsleitungen aus zwei Paaren von Verzögetenne empfangen, und es werden dann geeignete 30 rungsleitungen bestehen, von denen das erste Paar ZF-Empfangsverfahren angewendet, um die herkömm- mit den ersten Leitungen aller Speiseleitungspaare und liehen Summen- und Differenzanzeigen der empfange- das zweite Paar mit den zweiten Leitungen aller Speisenen Signale zu erhalten. Bei einer solchen Anordnung leitungspaare gekoppelt ist und von denen die zweiten sind jedoch zwei gepulste Quellen programmierter Verzögerungsleitungen der beiden Verzögerungslei-HF-Energie erforderlich, und es wird eine Monopuls- 35 tungspaare zur Erzeugung der einander in der anderen Winkelinformation nur in der von der Antenne ab- Ebene überlappenden Charakteristiken leicht gegengetasteten einzigen Ebene erhalten. über den ersten Verzögerungsleitungen der Ver-

Eine weitere Möglichkeit, die frequenzgesteuerte zögerungsleitungspaare divergieren, und daß die sum-Strahlschwankung einer frequenzempfindlichen An- men- und differenzbildenden Vorrichtungen aus einem tenne mit der Monopulsarbeitsweise zu verbinden, 40 an die beiden Verzögerungsleitungspaare angebesteht darin, eine Vielzahl gleicher, frequenzempfind- schlossenen ersten Summen- und Differenzbildnerlicher Antennenanordnungen zu verwenden, die senk- paar und einem an das erste Summen- und Differenzrecht zur Abtastrichtung zusammengesetzt sind, und bildnerpaar angeschlossenen zweiten Summen- und die gemeinsam aus einer einzelnen Quelle frequenz- Differenzbildnerpaar bestehen, wobei in an sich modulierter HF-Energie erregt werden. Die Antennen- 45 bekannter Weise die Verzögerungsleitungen so beanordnungen sind in der Stapelrichtung schräg zu- messen sind, daß die Abtastung des Raumes infolge einander angeordnet, wodurch benachbarte Strahlen- stark unterschiedlicher Schwenkgeschwindigkeit in keulen unter Anwendung von Monopolempfangs- der einen und der anderen Ebene zeilenweise erfolgt, verfahren miteinander verglichen werden können, Die Erfindung schafft also eine verbesserte Monoso daß der Abweichungswinkel in bezug auf die 50 pulsantenne mit frequenzgesteuerter Strahlschwen-Stahlachse senkrecht zur frequenzgesteuerten Abtast- kung, und zwar mit einer gleichzeitig in zwei Ebenen richtung gemessen werden kann. Eine solche An- erfolgenden Abtastung und einer Monopulsarbeitsordnung erfordert jedoch mindestens zwei parallel weise in zwei Ebenen.

zusammengestapelte Antennenanordnungen, wobei Nach einer Ausgestaltung der Erfindung sind die eine Monopulswinkelinformation nur in einer Ebene 55 Elemente der Strahlermatrix zwischen den Koppelerhalten wird, die senkrecht zu der von den beiden punkten der zugehörigen Speiseleitungen und den parallel zusammengesetzten Antennenanordnungen strahlenden Hohlleiteröffnungen abwechselnd im Uhrabgetasteten Richtung verläuft. zeiger- bzw. Gegenuhrzeigersinn um 90° axial ver-

Die obengenannte deutsche Patentanmeldung dreht, so daß nebeneinanderliegende Elemente jeweils

P 1541512.0-35 lehrt die Kombination eines Zwei- 60 um 180° gegeneinander verdreht sind. Hierdurch

Ebenen - Phasenvef schiebungs - Monopulsverfahrens wird eine verbesserte Aussteuerbarkeit der Anordnung

mit der frequenzgesteuerten Zwei-Ebenen-Strahl- erreicht.

Schwenkung, wobei eine Vielzahl von Zwei-Ebenen- Nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung Äbtastelementen in bestimmter Raum-Phasenbe- weisen die Speiseleitungen jedes Paares eine unterziehung mittels einer Monopuls-Vierhornspeisean- 65 schiedliche Phasengeschwindigkeit auf.
Ordnung verbunden sind. Nach einer anderen Ausgestaltung der Erfindung

Die USA.-Patentschrift 3 273 149 zeigt die Ver- haben auch die Verzögerungsleitungen jedes Paares

Wendung zweier senkrecht zueinander angeordneter eine unterschiedliche Phasengeschwindigkeit.

Die Erfindung wird nunmehr ausführlich beschrieben. In den Zeichnungen ist die

F i g. 1 eine schematische Darstellung einer gewundenen Speiseleitung mit einer linearen Anordnung von Abstrahlungselementen, die den Gedanken einer Antenne mit einer frequenzgesteuerten Strahlschwenkung erläutern soll,

F i g. 2, 3 Darstellungen von Teilen der Anordnung nach F i g. 4,

F i g. 4 eine schematische Darstellung einer koplanaren Matrix von Abstrahlungselementen der Kombination der Zwei-Ebenen-Strahlschwenkung mit der Zwei-Ebenen-Monopuls-Arbeitsweise und die

F i g. 5 eine Darstellung einer bevorzugten Ausführung der Anordnung nach der F i g. 4.

In den Figuren sind die einander gleichen oder entsprechenden Bauteile mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Die F i g. 1 zeigt die frequenzempfindliche Richtwirkung einer schlangenlinienförmigen Anordnung, die eine lineare Anordnung von strahlenden Elementen 10 aufweist, die gemeinsam an eine Quelle 20 hochfrequenter Energie angeschlossen sind, die mittels eines schlangenlinienartig verlaufenden Speiseabschnittes 21 ausgestrahlt werden soll, der hiernach als Speiseleitung bezeichnet wird, und der von einer nicht reflektierenden Impedanz 22 abgeschlossen ist, wie an sich bekannt. Zwischen den aufeinanderfolgenden Elementen 10 der Anordnung wird ein feststehender linearer Abstand vorgesehen, während benachbarte Einspeisungspunkte der Speiseleitung eine feste relative Phasenbeziehung aufweisen; an diesen Punkten ist je ein Abstrahlungselement 10 in einen Mikrowellenkreis eingeschaltet. Ist die feste relative Phase z. B. gleich einer ganzen Zahl von Wellenlängen einer gewählten Frequenz /₀, so weist die von allen strahlenden Elementen ausgesendete Energie die gleiche Phase auf, wobei eine ebene Wellenfront 16 parallel zur linearen Anordnung erzeugt wird, die senkrecht zu dieser weiterwandert. Eine solche senkrechte oder breitseitige Fortpflanzung in der Richtung 17 erfolgt nur bei dieser Frequenz /₀, bei der die relative Phasendifferenz S einer ganzen Zahl von Wellenlängen entspricht; diese Frequenz ist nachstehend als »Breitseitenfrequenz« bezeichnet.

Wird die Frequenz des HF-Signals geändert, dann ändert sich auch der relative Phasenwinkel zwischen benachbarten Elementen 10, wobei die Richtung der Fortpflanzung in der Ebene der Darstellung in der F i g. 1 sich ändert. Ist z. B. die ausgesendete Frequenz / höher als die Breitseitenfrequenz /₀, so wird der relative Phasenwinkel zwischen aufeinanderfolgenden Elementen entsprechend um einen Teilwert erhöht, wobei jedes Element in bezug auf das der Radiofrequenzquelle am nächsten gelegene Element (das Element 20) zunehmend verzögert abstrahlt. Ist / größer als /₀, so wird die Richtung 18 der Fortpflanzung zum abgeschlossenen Ende der Speiseleitung 21 hin versetzt (nach der F i g. 1 nach rechts). Ist andererseits die ausgesendete Frequenz kleiner als die Breitseitenfrequenz (d. h. / ist kleiner als f_o\ so wird die Richtung der Fortpflanzung 19 nach links bzw. zum Eingangsende der Speiseleitung hin geschwenkt.

Hiernach entspricht eine gewählte Sendefrequenz einer gegebenen (Aziinut-)Richtung für die Antenne nach der F i g. 1, und es kann eine Azimut-Strahlschwenkung der Antenne dadurch erreicht werden, daß man die Sendefrequenz, beispielsweise durch eine Programmsteuerung, moduliert.

Der Aufbau und die Anordnung einer gewundenen Speiseleitung ist an sich bekannt und in Microwave Journal, Dezember 1960, S. 70 und 71 (»Survey of Electronically Scanned Antennas« von Harold S h η i tkin) beschrieben.

Die F i g. 4 zeigt eine koplanare Matrix von strahlenden Elementen nach der Erfindung, bei der eine Strahlschwenkung in zwei Ebenen mit einer Zwei-Ebenen-Monopuls-Arbeitsweise kombiniert ist. Die koplanare Matrix umfaßt in gleichen Abständen angeordnete Reihen und Spalten von strahlenden Elementen. Jede Reihe von Elementen ist mit Bezugszeichen in alphabetischer Reihenfolge versehen. Die obere Reihe umfaßt z.B. die Elemente 10a, IQb, 10c, 1Oi/, 1Oe und 10/. Jede Spalte von Elementen ist mit entsprechenden Bezugszahlen versehen; z. B. enthält die linke Spalte oder senkrechte Anordnung in der F i g. 4 die Elemente 10a, 11a und 12a.

Es ist ferner eine der Anzahl der Reihen gleiche Anzahl von ersten Paaren in bezug auf einander fortschreitend phasenverschobener Speiseleitungen vorgesehen, von denen jedes Paar Speiseleitungen ausschließlich eine Reihe von strahlenden Elementen speist. Zum Beispiel versorgen die beiden Speiseleitungen 21/4 und 21 ß die Reihe 10, die Speiseleitungen 31A und 31B speisen die Reihe 11, und die Speiseleitungen 41/4 und 41B speisen die Reihe 12. Es ist ferner ein zweites und ein drittes Paar Speiseleitungen vorgesehen, von denen das dritte Paar Speiseleitungen 121B und 1222? eine fortschreitende Phasenverschiebung in bezug auf das zweite Paar Speiseleitungen 121/4 und 122/4 aufweist, wobei eine entsprechende erste Speiseleitung 121/4 und 121B des zweiten und dritten Paares von Speiseleitungen mit einer entsprechenden ersten Speiseleitung 21A, 31/4 und 41A eines jeden ersten Paares Speiseleitungen verbunden ist. Eine entsprechende zweite Speiseleitung 122/4 und 1222? des zweiten und dritten Paares von Speiseleitungen steht mit der zweiten Speiseleitung 21ß, 312? und 4\B der ersten Paare von Speiseleitungen in Verbindung. Die zweiten und dritten Paare von Speiseleitungen 121/4, 122/4, 121B und 122B bewirken normalerweise längere Verzögerungen zwischen benachbarten Einspeisungspunkten oder einen größeren Phasenhub in bezug auf die Frequenz, als von den Speiseleitungen 21A, 21B, 31/4, 312?, 41/4 und 411? bewirkt wird. Diese Wirkung kann mittels einer wendelförmigen Mikrowellenspeiseleitung erzielt werden.

Wie später noch ausführlich erläutert wird, bestehen die Einspeisungsanschlüsse der angeschlossenen Speiseleitungen 121/4, 122/4, 1211? und 122B aus den betreffenden Anschlüssen A, B, C und D entsprechend den vier Speisehörnern einer Zwei-Ebenen-Monopulsantenne. Eine erste Summen- und Differenzeinrichtung, wie ein Breitband-T 26, ist an die Anschlüsse A und B der Speiseleitungen 121/4 und 122/4 gelegt, während ein zweites »magisches T« 27 an den Anschlüssen C und D der Speiseleitungen 121B und 1221? liegt. Ein drittes »magisches T« 28 liegt an den Summenkanalausgängen des ersten und des zweiten »magischen T«, wobei ein kombiniertes Monöpulssummensignal (A + B + C + D) und ein erstes zusammengesetztes Monopuls-Differenzsignal (A + B) — (C + D) erzeugt wird.
Eine weitere Summierungseinrichtung 29 steht mit

den Differenzkanalausgängen des ersten und des zweiten »magischen T« 26 und 27 in Verbindung, wobei ein zweites zusammengesetztes Monopulsdifferenzsignal (A + C) — (B + D) erzeugt wird.

Wie zu ersehen ist, erzeugt der betreffende Differenzkanalausgang (A — B) und (C — D) des betreffenden ersten und zweiten »magischen T« 26 und 27 ein kombiniertes Monopulsdifferenzsignal, das die Differenz zwischen den gegenseitig phasenverschobenen ersten Paaren von Speiseleitungen, z. B. 41A und 41B, darstellt. Dieses Differenzsignal stellt ein Azimut-Monopulsdifferenzssignal dar (für die Anordnung nach der Fig.4). Hiernach stellt die Summe der Ausgänge (A + C) — (B + D) aus dem vierten »magischen T« 29 ein zusammengesetztes Azimut-Monopulsdifferenzsignal AA_Z dar:

(A-B) + (C-D) = (A + Q-(B + D) = AA_Z. (1)

Die gegeneinander eine Phasenverschiebung aufweisenden beiden Speiseleitungen 121A und 121B und die gegeneinander eine Phasenverschiebung aufweisenden beiden Speiseleitungen 122A und 122B wirken mit jeder Spalte von Elementen zusammen (z. B. die erste Spalte 10a, 11a und 12a) und erzeugen zwei in einer senkrechten Ebene schräg zueinander verlaufende Strahlen, wobei die Differenz (A — C) zwischen den gegeneinader phasenverschobenen Speiseleitungen 121A und 121 δ und die Differenz (B — D) zwischen den gegeneinander phasenverschobenen Speiseleitungen 122A und 122B Monopuls-Höhenwinkeldifferenzsignale darstellen. Mit anderen Worten, die Differenz (A + B) - (C + D) zwischen dem Signal (A + B) aus dem »magischen T« 26 (das von den keine Phasenverschiebung aufweisenden Speiseleitungen 121A und 122 A erzeugt wird) und dem Signal (C + D) aus dem »magischen T« 27 (das von den Speiseleitungen 121B und 122B erzeugt wird, die gemeinsam eine Phasenverschiebung gegenüber den Speiseleitungen 121Λ und 122 A aufweisen), welche Differenz am Differenzkanalausgang des »magischen T« 28 auftritt, ist ein zusammengesetztes Monopuls-Höhenwinkeldifferenzsignal ΔΕΙ:

(A-C) + (B-D) = (A + B)-(C + D) = AEl. (2)

Im normalen Betrieb der Anordnung nach der F i g. 4 in einer Monopulsradaranlage würden aus einem Generator Impulse frequenzmodulierter HF-Energie dem Summenkanalanschluß (Σ) des Elementes 28 zugeführt und dabei alle vier Speiseleitungsanschlüsse A, B, C und D phasengleich erregt werden. Die empfindliche Richtung der Strahlachse des kombinierten Richtstrahlmusters, das von der Kombination oder der Matrix der strahlenden Elemente erzeugt wird, wird von der Frequenz der zugeführten HF-Energie bestimmt. Wenn die Frequenz moduliert bzw. periodisch verändert wird, ändert sich auch die Richtung des Strahls, und zwar in der Azimut- und der Höhenrichtung (z. B. waagerecht und senkrecht bei der in der Fig.4 dargestellten Anordnung) als Folge des erhaltenen doppelten «o Frequenzhubs. Der verstärkte Frequenzhub in der Höhenrichtung, der von den wendeiförmigen Speiseleitungen 121A, 121B, 122A und 122B zusammen tnit den Spalienanordnungen der strahlenden Elemente «rzeugt wird, bewirkt eine viel raschere Schwen- «5 küflg in der Höhenridhtung als in der Azimutrichtung, die von den waagerechten ,Zeilen von Elementen bewirkt wird. Hiernach zeigt die von einer gesteuerten Quelle ausgesendete Hochfrequenzenergie sowohl die Höhenwinkel- als auch die Azimutkomponenten des Richtungswinkels der Mittelachse des ausgesendeten Strahls an, während die Monopulsausgänge der »magischen T« 28 und 29 zum Bestimmen der Höhenwinkel- und Azimut-Komponenten der von einem entdeckten Objekt reflektierten Echos innerhalb der Strahlbreite und in bezug auf die Mittelachse des Strahls benutzt werden können. Auf diese Weise läßt sich die genaue Richtung bzw. der Objektwinkel eines entdeckten Objektes bestimmen.

Es können Phasenverschiebungseinrichtungen vorgesehen werden, die eine weitere Phasenverschiebung um 180° bewirken oder eine teilweise gegenphasige Beziehung zwischen benachbarten einer gegebenen linearen Anordnung von strahlenden Elementen herstellen. Der Zweck dieser zusätzlichen Möglichkeit besteht darin, die Ausnutzungsmöglichkeit eines gegebenen Frequenzspektrums zu erhöhen, das zwei oder mehr Breitseitenfrequenzen enthält, und um bei der Herstellung gewisse Ersparnisse erzielen zu können.

Der resultierende Schwenkwinkel θ für eine gegebene Wellenlänge λ, die von der frequenzempfindlichen Anordnung nach der F i g. 1 erzeugt wird, wird bestimmt durch die nachstehende, an sich bekannte Beziehung, die z. B. in der genannten USA.-Patentschrift 3 039 097 gelehrt wird:

wobei

= arc sin -, I -

sin Θ = -,

θ der von der Breitseitenrichtung abweichende Schwenkwinkel,

λ die Wellenlänge der ausgestrahlten Energie im

freien Raum,
λ_β die Hohlleiterwellenlänge der ausgestrahlten

Energie,

A₉O die Hohlleiterwellenlänge für einen Breitseitenstrahl,

d der Abstand von Mitte zu Mitte zwischen benachbarten Elementen der linearen Anordnung,

s die Teillänge der Speiseleitung, die Speisehornabschnitte eines jeden strahlenden Elementes verbindet,

= -f- = eine ganze Zahl 0, 1, 2, 3 ... ist.

Bei der Ausführung einer frequenzmodulierten Anordnung ist L die Länge der Anordnung und eine Funktion der gewünschten Strahlbreite in der Ebene der von dieser Anordnung bewirkten Schwenkung, und je größer diese Abmessung ist, um so kleiner ist die resultierende Strahlbrate, wie an sich bekannt.

Der Abstand, von Mitte zu Mitte gemessen, zwischen benachbarten strahlenden Elementen längs dieser Länge L bestimmt die Anzahl P der verwendeten Elemente.

Da die Kosten einer solchen Anordnung in direkter Beziehung zu der Anzahl P der strahlenden Elemente stehen, so vermindern sich diese Kosten umgekehrt mit der Abmessung 4. Um die günstigste Ausführung

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zu erzielen, muß der Abstand d von Mitte zu Mitte auf den höchsten Wert gebracht werden.

Ist der Abstand d zwischen den Mitten benachbarter öffnungen zu groß, entsteht mehr als eine Strahlenkeule, wobei jede Strahlenkeule des Bündels sich ausschließlich in einer Richtung erstreckt. Ist z. B. der Abstand d zu groß, dann erzeugt bei einer sogenannten Breitseitenfrequenz /₀ nicht nur eine resultierende planare Breitseitenwelle einen Breitseitenstrahl, sondern die einzelnen Wellenfronten der verschiedenen öffnungen können parallel zur Abmessung der Anordnung eine weitere vereinigte Wellenfront erzeugen, die zu einem Längsstrahl (»end fire«) bei + 90 und bei —90° von der Breitseitenrichtung führt. Weicht die Frequenz der ausgestrahlten Energie von der Breitseitenfrequenz ab, weicht nicht nur die erstgenannte Strahlenkeule von der Breitseitenrichtung ab, sondern die anderen Strahlenkeulen weichen ebenfalls von der Längsrichtung ab. Um bei der Bestimmung der Richtung eines entdeckten Radarobjektes Unklarheiten zu vermeiden, muß die Erzeugung eines solchen Bündels von Strahlenkeulen vermieden werden. Diese können dadurch vermieden werden, daß der Abstand d von Mitte zu Mitte zwischen benachbarten Abstrahlungselementen einer Anordnung nach der nachstehenden Gleichung begrenzt wird:

(6)

|sin0_max

35

X_mi„ gleich der Mindestwellenlänge im freien Raum ist, die der in Betracht kommenden Höchstfrequenz zugeordnet ist,
0_max gleich dem in Betracht kommenden größten Schwenkwinkel von der Breitseite hinweg ist.

Diese Beziehung entspricht der Gleichung, die in The Microwave Journal, Dezember 1963 (»Beamwidth and Directivity of Large Scanning Arrays« von R. S. E11 i ο 11), S. 54, gelehrt wird (Gleichung 4). (In dieser Veröffentlichung wird an Stelle des Ausdrucks sin G_max der Ausdruck cos <9₀ verwendet, da der interessierende Winkel von der Richtung der Anordnung aus gemessen wird und nicht von der Breitseitenrichtung aus.) Dieser Beziehung entspricht ferner die Gleichung in IEEE-Spektrum, November 1964 (»Array Antennas« von John L. Allen), S. 120 (Gleichung 11). Für einen größten, in Betracht kornmenden Winkel 0_max gleich ± 90° von der Breitseite aus vereinfacht sich die obenstehende Gleichung (6) zu

d_max<

"■min
2

(7)

55

Mit anderen Worten, der größte Abstand von Mitte zu Mitte zwischen benachbarten Elementen einer linearen Anordnung soll kleiner sein als die halbe Wellenlänge im freien Raum, die zu der zu verwendenden höchsten Frequenz gehört, um die Bildung von Keulenbündeln zu vermeiden.

Vom Standpunkt der Praxis aus müssen die sich aus den Gleichungen (3) und (6) ergebenden Förderangen erfüllt werden. Soll die Anordnung eine Breitseiteriwellenfront bei mindestens einer gewählten Frequenz erzeugen, so muß die sich aus der Glei-

chung (3) ergebende Forderung erfüllt werden:

—) W

s /A λ \

-j ( — - —)

= arc sm -, 1 —— m =

wobei m = — ist.
So

Die Bedingung (s = 0), obwohl diese theoretisch der Breitseitenforderung genügt, führt zu einer nicht frequenzempfindlichen Anordnung von nur einer öffnung (Abstand Null zwischen allen öffnungen) und stellt daher keine gültige Lösung für den gewünschten Abstand einer frequenzempfindlichen linearen Anordnung dar. Mit anderen Worten: s = 0 ist keine zulässige Lösung.

Verwendet man aus wirtschaftlichen Gründen geradlinige Speiseleitungsabschnitte, die quer zu den sich aneinander anschließenden Speisehornabschnitten verlaufen, ist der Abstand d von Mitte zu Mitte zwischen benachbarten öffnungen im wesentlichen gleich der Teilabmessung s der Speiseleitung. Da s und d im wesentlichen einander gleich sind, kann die Gleichung (4) auch wie folgt geschrieben werden:

sin Θ = I- ψ

Bei einer solchen Anordnung sind die Breitwandabmessungen der sich aneinander anschließenden Speisehornabschnitte im wesentlichen gleich der Abmessung d von Mitte zu Mitte. Nun kann die höchst zulässige Abmessung für d und damit für die Speise-

hornbreitwand nach der Gleichung (7) den Wert ^p nicht übersteigen, d. h.

(10)

Ferner beträgt in der Praxis das Verhältnis -γ- der

Wellenlänge im freien Raum zur entsprechenden Hohlleiter-Wellenlänge nach der Gleichung (9) ungefähr 0,7. Die Gleichung (7) kann daher weiter vereinfacht werden durch Einsetzen der Zahlen 0,7 und 2

f · ^λ U ^λ

für -τ- bzw. j
A, d

sin Θ χ 0,7 — 2m.

(H)

Da die obere Grenze der Sinusfunktion (z. B. sin Θ der Gleichung 11) der Wert Eins ist, so kann ein ganzzahliger Wert von nur Eins für m [in der Gleichung (9)] die Bedingung

Jsin6>|lim = 1 φ 0,7-2-1,0= -1,3 (12)
nicht erfüllen. Dementsprechend muß ein Wert, der

kleiner als Eins ist, für den Ausdruck m = — in

So

Betracht gezogen werden. Es wird ferner daran erinnert, daß der Wert für s größer als Null sein muß, damit eine frequenzempfindliche lineare Anordnung mit auf Abstand stehenden Elementen (s 'Φ 0) möglich wird, wobei trotzdem ein Breitseitenstrahl zulässig wird (Θ = 0 bei einer gewählten Breitseitenfrequenz),

(1) g^rö

er als 2

und wobei der Koeffizient für M

nach den Gleichungen (10) und (11) vorher so gewählt worden ist, daß die Ausbildung eines Keulenbündels vermieden wird. Wegen der notwendigen Phasengleichheit zwischen den gesonderten Wellenfronten einer jeden öffnung, die aus der Breitseitenwellenfront für eine Breitseitenfrequenz /₀ besteht, wurde ermittelt, daß die Abmessung s an Stelle einer ganzen Anzahl von Hohlleiterwellenlängen s = m A^₀ der zu einer Breitseitenfrequenz gehörenden Wellenlänge ein ungerades Vielfaches der halben Wellenlängen des Hohlleiters sein kann (s = A^, wobei eine

V ^l

Gegenphasigkeit π = -f- zwischen benachbarten Ab-

Strahlungselementen der Anordnung erzeugt wird],

wobei breitbandige Phasenverschiebungseinrichtungen zum Herstellen einer gegenphasigen Beziehung zwischen benachbarte Elemente der Anordnung eingeschaltet werden, so daß die Phasengleichheit zwischen den einzelnen Wellenfronten getrennter Elemente oder die koplanare Breitseiten-Wellenfront wiederhergestellt wird, die zu der gewählten Breitseiten-Frequenz gehört. Die durch diese Mittel bewirkte Phasenverschiebung soll im wesentlichen konstant oder für Frequenzen innerhalb des in Betracht kommenden Frequenzbereiches frequenzunabhängig sein.

Eine Möglichkeit, eine solche Breitband-Gegenphasigkeit in die Phasenbeziehung zwischen benachbarten Elementen einzuführen, besteht darin, das Speisehorn eines jeden Elementes um 90° zu verdrehen, wobei die Elemente abwechselnd im umgekehrten Sinne verdreht werden. Mit Hilfe dieser Maßnahme unter der Einschränkung

^Ag0 —

_d<2)

40

läßt sich die Anordnung unter Verwendung billiger, geradliniger Mikrowellenabschnitte aufbauen.

Obwohl das Maximum der Sinusfunktion (=1) bei den Beschränkungen des zulässigen Aufbaus der oben beschriebenen Einrichtung berücksichtigt wurde, ist der größte Schwenkwinkel, der durch diese Einschränkung (Θ = arc sin 1,0 = 90°) herbeigeführt wird, von untergeordneter Bedeutung. Wie leicht einzusehen ist, verändert sich der wirksame Öffnungsbezirk L bei einer Anordnung mit der Länge L mit dem Co sinus des Blickwinkels Θ

L — Leos Θ. (11)

Mit anderen Worten, die wirksame Antennenöffnung wird verkleinert, wenn der Blickwinkel größer wird, wobei die theoretische öffnung L bei 90° abseits der Breitseite Null wird. Da bei größer werdendem Θ die wirksame öffnung L" kleiner wird, vergrößert sich die Strahlbreite; z. B. die Richtwirkung des Strahls verschlechtert sich mit größer werdendem Blickwinkel. Da die Strahlbreite in diesen Bereichen keine hohe Richtwirkung aufweist, so besteht kein Grund dafür, eine frequenzgesteuerte Strahlschwenkung in diesen Bereichen zu versuchen, die in der Technik als »end fire«-Bereiche bezeichnet werden. Aus diesem Grunde wird in der Praxis der größte Schwenkwinkel Θ_ηαχ auf 60 oder 70° abseits der Breitseite begrenzt.

Bei der in der F i g. 5 dargestellten Anordnung, von der Einzelheiten in F i g. 2 und 3 gezeigt sind, werden die beiden Paare Speiseleitungen, die den Speiseleitungen 121A, \2\B, 122A und 122B der F i g. 4 entsprechen, von einer Anordnung 43 mit vier aus je vier Leitern gewundenen Wendeln gebildet, von denen jede Wendel mit einer der in Bezug aufeinander eine Phasenverschiebung aufweisenden Speiseleitungen verbunden ist, die zu jeder der parallel zusammengesetzten linearen Anordnungen von Abstrahlungselementen gehört. Eine solche Verbindung oder Verkopplung wird von mehreren Richtkopplern hergestellt, aus denen die Kopplungseinrichtung 39 besteht.

Die bei den beiden Paaren von Wendeln erforderliche Gegenphasigkeit kann in der Weise erreicht werden, daß bei jeder zweiten Wendel der beiden Wendelpaare eine andere radiale Tiefe vorgesehen wird. Da die radialen Abmessungen der dargestellten Wendeln einer Breitenabmessung des Hohlleiters entsprechen, verändert sich mit dieser radialen Abmessung auch die wirksame Breitenabmessung und damit die Phasengeschwindigkeit. Durch Verändern der Phasengeschwindigkeit der einen Wendel gegenüber der anderen wird bei diesen bifilar oder quadrifilar gewundenen Wendeln eine wechselseitige Phasenverschiebung bewirkt.

Dann kann ein Vierhorn-Monopuls-Speisehorn 44 an die vier Anschlüsse A, B, C und D der Einrichtung nach der F i g. 5 angeschlossen werden, die den in der F i g. 4 dargestellten Anschlüssen entsprechen. Das den in der F i g. 4 dargestellten Elementen 26, 27, 28 und 29 entsprechende Speisehorn 44 kann z. B. nach den Lehren der USA.-Patentschrift 2956 275 angefertigt werden.

Aus der vorstehenden Beschreibung geht hervor, daß mit der Erfindung eine verbesserte Antenne geschaffen wurde, mit der eine Arbeitsweise nach dem Zwei-Ebenen-Monopulsverfahren als eine frequenzgesteuerte Zwei-Ebenen-Strahlschwenkung durchgeführt werden kann. Dabei können billige und wirkungsvolle geradlinige Hohlleiterabschnitte verwendet werden, überdies stellt die Verwendung von quadrifilar gewundenen Wendeln eine wirksame billige Einrichtung zum Herstellen einer Verbindung zwischen den parallel zusammengesetzten linearen Anordnungen dar, aus denen die Antenne besteht.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Monopulsradarantenne zur frequenzgesteuerten Strahlschwenkung in zwei Ebenen durch Frequenzmodulation der ausgestrahlten Mikrowellen mit einer ebenen Matrix strahlender Elemente, die in parallelen geraden Reihen an- ■ geordnet sind, und mit Speiseleitungen für jede Reihe von strahlenden Elementen sowie mit Verzögerungsleitungen, an welche die Speiseleitungen angekoppelt sind, und schließlich mit mit den Verzögerungsleitungen verbundenen summen- und differenzbildenden Vorrichtungen zum Anschluß des Monopulssummen- und der beiden Monopulsdifferenzkanäle, dadurch gekennzeichnet, daß die Speiseleitungen jeder Reihe (10; Il; ... 12) von strahlenden Elementen (z. B. 10a, IQb, 10c, IQd, 10c, 10/) ein zur Erzeugung der einander in der einen Ebene überlappenden Charakteristiken leicht divergierendes Paar von Leitungen {21A, 21B; 31A, 31B; ... 41 A, 41B) bilden, daß die Verzögerungsleitungen aus zwei Paaren von Verzögerungsleitungen (121A, 121B, 122/4, 1225) bestehen, von denen das erste Paar (121A, 121ß) mit den ersten Leitungen (21A, 31A, ... 41A) aller Speiseleitungspaare und das zweite Paar (122A, 122B) mit den zweiten Leitungen (21B, 31B, ... 41B) aller Speiseleitungspaare gekoppelt ist und von denen die zweiten Verzögerungsleitungen (121B, 122B) der beiden Verzögerungsleitungspaare zur Erzeugung der einander in der anderen Ebene überlappenden Charakteristiken leicht gegenüber den ersten Verzögerungsleitungen (121/4, 122A) der Verzögerungsleitungspaare divergieren, und daß die summen- und differenzbildenden Vorrichtungen aus einem an die beiden Verzögerungsleitungspaare angeschlossenen ersten Summen- und Differenzbildnerpaar (26, 27) und einem an das erste Summen- und Differenzbildnerpaar angeschlossenen zweiten Summen- und Differenzbildnerpaar (28,29) bestehen, wobei in an sich bekannter Weise die Verzögerungsleitungen so bemessen sind, daß die Abtastung des Raumes infolge stark unterschiedlicher Schwenkgeschwindigkeit in der einen und der anderen Ebene zeilenweise erfolgt.

2. Monopulsradarantenne nach Anspruch !,dadurch gekennzeichnet, daß bei Ausbildung der Elemente (10a, IQb, IQc ...) der Strahlermatrix als strahlende Hohlleiteröffnungen die Hohlleiter zwischen den Koppelpunkten der zugehörigen Speiseleitungen abwechselnd im Uhrzeiger- bzw. Gegenuhrzeigersinn um 90° axial verdreht sind, so daß nebeneinanderliegende Elemente jeweils um 180° gegeneinander verdreht sind.

3. Monopulsradarantenne nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Speiseleitungen jedes Paares (21A, 21B; 31A, 31B; ... 41 A, 41B) eine unterschiedliche Phasengeschwindigkeit aufweisen.

4. Monopulsradarantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsleitungen jedes Paares (121A, 121B, 122 A, 122B) eine unterschiedliche Phasengeschwindigkeit aufweisen.