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onopulsradarantenne zur frequenzgesteuerten Strahlschwenkung Die Erfindung
bezieht sich auf eine Monopulsantenne und im besonderen auf eine Monopulsradarantenne
zur frequenzgesteuerten Strahlschwenkung.
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Wird eine Radaranlage benutzt, um eine Information über ein entdecktes
Objekt zu erhalten, so wurde bisher eine Antenne mit starker Richtwirkung verwendet,
d.h. eine Antenne mit einer geringen Strahlbreite, welche Antenne eine Abtastung
des Raumes innerhalb eines gewählten Abtastwinkels durchführte. Durch Abtastung
in zwei zu einander senkrechten Richtungen, z.B.
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Neigen der Antenne innerhalb eines Höhenwinkels bei einer weniger
raschen Führung der Antenne innerhalb eines Azimuthwinkels, können die beiden Komponenten
der Richtung des Objektes bestimmt werden.
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Ein Verfahren, mit dem bewirkt werden kann, daß ein ausgestrahlter
Radioenergiestrahl eine Abtastung zugleich in zwei
zu einander senkrechten
Richtungen ausführt, besteht darin, eine koplanare Matrix aus in gleichen Abständen
angeordneten Reihen und Spalten von Ausstrahlungselementen vorzusehen, die in einer
gewählten Zeit-Phasen-Folge von einer sinusförmigen Speiseleitung gespeist werden,
die mit einer Quelle einer frequenzmodulierten Hochfrequenzenergie in Verbindung
steht, wie in einem Aufsatz mit dem Titel"Doubly Dispersive Frequency Scanning Antenna"
von J.Croney auf den Seiten 76-8 der Ausgabe Juli 1963 des Microwave Journal, herausgegeben
von Horizon House, Inc., Dedhamj Massachusetts, USA. sowie in der deutschen Patentanmeldung
Nr. 29 393 ausführlich beschrieben wird.
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Bekanntlich wird die Richtung eines entdeckten Objektes mit einer
Genauigkeit bestimmt, die durch die Strahlbreite begrenzt wird.
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Soll die Richtung eines entdeckten Objektes innerhalb der Strahlbreite
genauer bestimmt werden, so kann ein von mehreren Zwei-Ebenen-I40nopulsempfangsverfahren
angewendet werden, wie auf Seite 7 des Werkes"Introduction to Monopulse" von Rhodes,
herausgegeben von McGraw-Hill (1959) beschrieben ist. Durch Vereinigen der Monopuls-Azimuth-
und Höhenkomponenten des von der geometrischen Mitte der Strahlbreite abweichenden
Winkels des Objektes (z. B. die Position innerhalb der Strahlbreite) mit den betreffenden
Azimuth- und Höhenkomponentenwinkeln der vorliegenden Richtung der abgetasteten
Antennenstrahlcharakteristik kann die Richtung eines entdeckten Objektes vollständig
bestimmt werden, selbst wenn die Richtung der geometrischen Mitte der-Antennenstrahlbreite
nicht mit der genauen Richtung des entdeckten Objektes zusammenfällt (z. B. Monopulsdatenverarbeitung
außerhalb
der geometrischen Mitte der Antennenstrahlbreite). Andererseits kann das Zusammenfallen
der Richtung des Objektes mit der Richtung der genannten, geometrischen Strahlmitte
angezeigt werden (z. B. Monopulsdatenverarbeitung in der geometrischen Strahlmitte).
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Werden die Geschwindigkeiten der zu entdeckenden Rddarobjekte immer
größer, so ist es erwünscht, wenn nicht sogar notwendig, einen gegebenen feststehenden
Überwachungswinkel rascher abtasten zu können, während andererseits die Monopulsdatenverarbeitung
beibehalten wird.
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Es wurden verschiedene Einrichtungen zum Vereinigen der frequenzgesteuerten
Raumabtastung mit der onopulsarbeitsweise entwickelt. Solche Monopulsarbeitsweisen
umfaßten jedoch normalerweise nicht die Zwei-Ebenen Monopulsarbeitsweise; diese
waren vielmehr auf nur eine Ebene beschränkt. Die eine Möglichkeit, die frequenzgesteuerte
Abtastung mit einer frequenzempfindlichen Antenne mit der Monopulsarbeitsweise zum
Ermitteln der Richtung eines Objektes zu verbinden, besteht darin, von einer einzelnen
gemeinsamen frequenz empfindlichen linearen Antenne zugleich Impulse mit zwei verschiedenen
programmierten Senderfrequenzen auszusenden, wobei jede Frequenz eine gesonderte
ausgesendete Strahlbreite erzeugt, welche Strahlbreiten in der Abtastebene der frequenzmoduliert
strahlenden Antenne durch einen Winkel von einander getrennt sind, der dem Frequenzunterschied
zwischen den beiden programmierten Senderfrequenzen entspricht. Die von einem entdeckten
Objekt reflektierten Echos der ausgesendeten Signale werden von der frequenzempfindlichen
Antenne empfangen, und es werden dann geeignete
ZF-Empfangsverfahren
angewendet, um die herkömmlichen Summen-und Differenzanzeigen der empfangenen Signale
zu erhalten.
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Bei einer solchen Anordnung sind jedoch zwei gepulste Quellen programmierter
Hochfrequenzenergie erforderlich, und es wird eine Monopuls-Winkelinformation nur
in der von der abtastenden Antenne abgetasteten einzigen Ebene erhalten.
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Eine weitere Möglichkeit, die frequenzgesteuerte Abtastung einer
frequenz empfindlichen Antenne mit der Monopuls-Arbeitsweise zu verbinden, besteht
darin, eine Vielzahl gleicher, frequenzempfindlicher Antennenanordnungen zu verwenden,
die senkrecht zur Abtastrichtung gestockt sind, und die gemeinsam aus einer einzelnen
Quelle frequenzmodulierter Hochfrequenzenergie erregt werden. Die-Antennenanordnungen
sind in der Stockungsrichtung schräg zu einander angeordnet, wodurch benachbarte
Strahlenkeulen unter Anwendung von S Monopulsempfangsverfahren mit einander verglichen
werden können, so daß der Abweichungswinkel in bezug auf die Strahlachse senkrecht
zur frequenzgesteuerten Abtastrichtung gemessen werden kann. Eine solche Anordnung
erfordert jedoch mindestens zwei parallele gestockte Antennenanordnungen, wobei
eine Monopulswinkelinformation nur in einer Ebene erhalten wird, die senkrecht zu
der von den beiden parallelen Antennenanordnungen abgetasteten Richtung verläuft.
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In der obengenannten deutschen Patentanmeldung N 29,393 wird die
I(ombination - eines Zwei-Ebenen-Phasenverschiebungs-Monopulsverfahrens mit der
frequenzgesteuerten Zwei-Ebenen-Abtastung gelehrt, wobei eine Vielzahl von nebeneinander
liegenden und in bestimmter Raum-Phasenbeziehung stehender
Zwei-Ebenen-Abtastelementen
mittels einer IIonoimpuls-Vierhornspeiseanordnung verbunden sind.
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Bei allen älteren Anordnungen waren mindestens zwei frequenzdispersive
lineare Anordnungen erforderlich, um eine Monopulsarbeitsweise zusammen mit einer
frequenzgesteuerten Abtastung -zu erhalten. Es gehörte bisher nicht zum Stand der
Technik, sowohl eine frequenzgesteuerte Abtastung und eine Monopulsarbeitsweise
mittels einer einzelnen linearen Antennenanordnung von Ausstrahlungselementen gemeinsam
zu erhalten.
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Die Erfindung sieht vor eine verbesserte Monopulsantenne mit einer
frequenzgesteuerten Abtastung, sowie mit einer gleichzeitig in zwei Ebenen erfolgenden
Abtastung und einer Monopulsarbeitsweise in zwei Ebenen.
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Nach der Erfindung wird die frequenzgesteuerte Abtastung mit einer
Monoimpulsarbeitsweise in einer gemeinsamen Ebene oder Richtungswinkel für eine
einzelne lineare Anordnung von Abstrahlungselementen vereinigt.
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Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist eine frequenzgesteuerte
Monoimpuls-Abtastungsantenne mit zwei in bezug auf einander phasenverschoebenen
Speiseleitungsabschnitten und mit einer linearen Anordnung von Abstrahlungselementen
ausgeführt, von denen jedes Element einen zugehörigen Speisehornabschnitt aufweist,
wobei auf einander folgende Speisehornabschnitte mit auf einander folgenden Speisepunkten
längs beider Speiseleitungsabschnitte verbunden sind.
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Benachbarte Elemente der Anordnung weisen längs einer der.
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Speiseleitungen von einander einen Abstand von einer Wellenführerwellenlänge
auf die allmählich größer wird als der entsprechende
Abstand längs
der anderen der beiden Speiseleitungen.
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Im normalen Betrieb der oben beschriebenen Anordnung können die beiden
Speiseleitungen gemeinsam von einer frequenz modulierten Quelle gepulster Energie
erregt werden. Die Speiseleitung mit fortschreitender Phasenverschiebung erzeugt
von der Anordnung aus eine ausgestrahlte Wellenfront, die (1) winkelmäßig versetzt
ist in bezug auf die Wellenfront, die durch das Zusammenwirken der anderen Speiseleitung
mit der Anordnung erzeugt wird, und (2) in der Ebene, in der diese frequenzempfindliche
Anordnung liegt. Ebenso zeigt die Antennenmusteransprache einer der Speiseleitungen
auf die von einem entdeckten Objekt empfangenen Radarechos eine amplitudenempfindliche
Richtwirkung, die in bezug auf die der anderen Speiseleitung winkelmäßig versetzt
ist, wobei Monoimpulsempfangsverfahren angewendet werden können. Die auf der Strahlachse
gelegene Richtung der vereinten Strahlbreiten in der Ebene dieser frequenzempfindlichen
Abtastung ist eine Funktion der ausgesendeten Frequenz der einzelnen frequenzgesteuerten
Radiofrequenzquelle. Dieser Erfindungsgedanke und die Anordnung werden auf geeignete
Weise an die Benutzung einer Matrix von Reihen und Spalten von Abstrahlungselementen
angepaßt; wobei eine frequenzempfindliche Abtastung in zwei Ebenen und eine Monoimpulsarbeitsweise'in
zwei Ebenen mit einander vereinigt werden können.
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Die Erfindung wird nunmehr ausführlich beschrieben. In den beiliegenden
Zeichnungen ist die
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer sinusförmigen
Speiseleitung mit einer linearen Anordnung von Abstrahlungselementen, die den Gedanken
einer Antenne mit einer frequenzgesteuerten Abtastung erläutern soll, Fig0 2 eine
schematische Darstellung einer linearen Anordnung von Abstrahlungselementen, die
eine Ausführungsform der Erfindung darstellt, Fig. 3 eine Darstellung der winkelmäßig
in bezug auf einander versetzten beiden Antennenmuster, die von der Anordnung nach
der Fig. 2 erzeugt werden, Fig. 4 eine Darstellung der Summe und der Differenz zwischen
den Mustern nach der Fig. 3, Fig. 5, 6 je eine Darstellung einer bevorzugten Ausführung
der Einrichtung nach der Fig. 2.
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In den Figuren sind die einander gleichen oder entsprechenden Bauteile
mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
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Die Fig. 1 zeigt die frequenzempfindliche Richtwirkung einer schlangenlinienförmigen
Anordnung, die eine lineare Anordnung von Abstrahlungselementen 10 aufweist, die
gemeinsam aneine Quelle 20 hochfrequenter Energie angeschlossen sind, die mittels
eines schlangenlinienartig verlaufenden Speiseabschnittes 21 ausgestrahlt werden
soll, der hiernach als Serpentinenspeiseabschnitt bezeichnet wird, und der von einer
reflexionsfreien Impedanz 22 abgeschlossen wird, wie an sich bekannt. Zwischen den
auf einander folgenden Elementen 10 der Anordnung wird ein feststehender linearer
Abstand vorgesehen,
während zwischen benachbarten Einspeisungspunkten
der Serpentinenspeiseleitung eine festgesetzte relative Phase verwendet wird, an
welchen Punkten je ein Abstrahlungselement 10 in einen Mikrowellenkreis eingeschaltet
ist. Ist die festgesetzte relative Phase z. B. gleich einer ganzen Zahl von Wellenlängen
einer gewählten Radiofrequenz fO, so weist die von allen Abstrahlungselementen ausgesendete
Energie die gleiche Phase auf, wobei eine planare Wellenfront 16 parallel zur linearen
Anordnung erzeugt wird, die senkrecht zu dieser weiterwandert.
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Eine solche senkrechte oder breitseitige Fortpflanzung in der Richtung
17 erfolgt nur bei dieser Frequenz fO, bei der die relative Phasendifferenz S einer
ganzen Zahl von Wellenlängen' entspricht, welche Frequenz nachstehend als 1Breitseitenfrequenz11
bezeichnet wird.
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Wird die Frequenz der Radiofrequenzenergie geändert, dann ändert
sich auch der relative Phasenwinkel zwischen benachbarten Abstrahlungselementen
10, wobei die Richtung der Fortpflanzung in der Ebene der Darstellung in der Fig.1
sich ändert. Wird z.B. die ausgesendete Frequenz f über die Breitseitenfrequenz
fO hinaus erhöht, so wird der relative Phasenwinkel zwischen auf einander folgenden
Abstbahlungselementen um einen Teilwert entsprechend erhöht, wobei jedes Element
in steigendem Ausmaß verzögert wird in bezug auf das der Radiofrequenzquelle am
nächsten gelegene Element (das Element 20).
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Ist f größer als fO, so wird die Richtung 18 der Fortpflanzung zum
abgeschlossenen Ende des Serpentinenspeiselementes 21 hin versetzt (nach der Fig.
1 nach rechts). Sind andererseits die ausgesendeten Frequenzen kleiner als die Breitseitenfrequenz
(d.h.
f ist kleiner als wo ), so wird die Richtung der Fortpflanzung 19 nach links gedreht
oder zum Eingangsende der Serpentinenspeiseleitung hin. Hiernach entspricht eine
gewählte Senderfrequenz einer gegebenen (Azimut-) Richtung für die Antenne nach
der Fig. 1, und es kann eine Azimut-Abtastung der Antenne dadurch erreicht werden,
daß die Senderfrequenz allmählich verändert oder programmiert wird.
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Der Aufbau und die Anordnung einer Serpentinenspeiseleitung ist an
sich bekannt und wird in einem veröffentlichten Aufsatz mit dem Titel"Survey of
Electronically Scanned Antennas" von Harold Shnitkin auf den Seiten 70 und 71 der
Ausgabe vom Dezember 1960 des Microwave Journal, herausgegeben von Horizon House,
Inc., 1330 Beacon Street, Brookline, Massachusetts, beschrieben.
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Nach der Beschreibung erzeugt die Einrichtung nach der Fig. 1 eine
sich progressiv ändernde schrittweise Verzögerung zwischen benachbarten Abstrahlungselementen
10 bei einer von der Breitseitenfrequenz abweichenden Frequenz mit der Folge, daß
die resultierende Wellenfront in bezug auf die Breitseiten richtung winkelmäßig
versetzt wird. Diese Wirkung kann auch bei der Breitseitseitenfrequenz durch die
Benutung eines physikalischen Hohlleiter-Wellenlängenabstandes erreicht werden,
der zwischen benachbarten Abstrahlungselementen allmählich größer wird, wie in der
Fig. 2 dargestellt.
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Die Fig. 2 zeigt eine lineare Anordnung von Abstrahlungselementen
nach der Erfindung. Die Abstrahlungselemente 10a,, lOb, 10c, 10e und lOf weisen
den gleichen Abstand von einander
auf, und jedes Element steht
mit dem einen Ende eines zugehörigen Speisehornabschnittes 23 in Verbindung, wobei
das ent-, gegengesetzte Ende eines jeden Speisehornabschnittes durch eine Impedanz
24 abgeschlossen wird. Jedes Abstrahlungselement 10 wird von einer ersten sinusförmigen
Speiseleitung 21A über einen zugehörigen Speisehornabschnitt gespeist, der mit der
Speiseleitung 21A mittels eines Richtkopplers 25 verbunden ist, der später noch
beschrieben wird. Zwischen benachbarten, von der Speiseleitung 21A gespeisten Abstrahlungselementen
wird eine festgesetzte relative Phase oder der gleiche Phasenabstand verwendet,
welche Speiseleitung der in der Fig. 1 dargestellten Speiseleitung entspricht. Die
Anordnung der Abstrahlungselemente 10 wird ferner von einer zweiten sinusförmigen
Speiseleitung 21B gespeist, wobei -jeder Einspeisungspunkt gleichfalls durch einen
Richtkoppler 25' mit dem Speisehornabschnitt verbunden ist, der einem betreffenden
Abstrahlungselement zugeordnet ist.
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Zwischen benachbarten, von der Speiseleitung 21B gespeisten Abstrahlungselementen
10 wird ein allmählich größer werdender Hohlleiter-Wellenlängenåbstand verwendet.
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Wird-jede der Speiseleitungen 21A und 21B von einer eindenen frequenzgesteuerten
Hochfrequenzenergiequelle gesondert erregt, welche Energie über einen Breitband-Leistungsteiler
26 (oder über ein sogenanntes"magisches Tut') zugeführt wird, so erzeugt jede Speiseleitung
zusammen mit den Abstrahlungselementen 10 eine richtungsmäßig geschwenkte Strahlcharakteristik,
die in einer zur Fig. 2 parallelen Ebene schwenkt, die die lineare Anordnung der
Elemente 10 enthält wie bei der Anordnung nach
der Fig. 1. Wegen
des allmählich größer werdenden Hohlleiter-Wellenlängenabstandes zwischen benachbarten
Elementen 10, die mit der Speiseleitung 21B zusammenwirken, wird die Richtung des
bei dem Zusammenwirken der Elemente 10 mit der Speiseleitung 21B erzeugten richtungsmäßig
geschwenkten Strahls in der Schwenkebene winkelmäßig versetzt (die Ebene der Fig.
2) in bezug auf den Strahl, der bei dem Zusammenwirken der Elemente 10 mit der Speiseleitung
21A erzeugt wird. Mit anderen Worten, die progressive Phasenverschiebung der Speiseleitung
21B in bezug auf die Speiseleitung 21A wirkt als eine richtungsmäßige Vorbeaufschlagung
der Richtung des von der Speiseleitung 21B erzeugten Strahlmusters B in bezug auf
die Richtung des von der Speiseleitung 21A bei der gleichen Frequenz erzeugten Strahls
A, wie in der Fig. 3 dargestellt.
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Die relativen Strahldiagramme sind die gleichen sowohl für den Empfang
als auch für die Aussendung, wobei die mit der Anordnung nach der Fig. 2 von einem
Radarobjekt aus empfangenen Echos der ausgesendeten Signale mit Hilfe des"magischen
T's" 26 additiv und subtraktiv mit einander vereinigt werden können, wobei ein Monopuls-Summen-
und Differenzmuster erzeugt wird, das der Swnme.und der Differenz zwischen den Diagrammen
nach der Fig. 3 entspricht, wie aus der Fig. 4 zu ersehen ist.
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Diese Monopulssignale können dann nach an sich bekannten Monopuls-Empfangsverfahren
behandelt werden, wobei ein normalisiertes Monopuls-Differenzsignal mit einer Polarität
und einer Amplitude der Richtung des entdeckten Objektes in bezug auf die Richtung
34 (Strahlachse) der vereinigten Strahlmuster (A + die von den beiden Strahlen A
und B gebildet werden, erzeugt
wird, wie ausführlich auf der Seite
57 des Aufsatzes mit dem Titel"Introduction to Monopulse" von Rhodes, veröffentlicht
von McGraw-Hill (1959) beschrieben. Wegen der Richtung der Strahlachse (innerhalb
der Abtastungsebene), die von der ausgesendeten Frequenz angezeigt wird, und da
die Richtung des Objektes in bezug auf die (in die Abtastungsebene projizierte)
Strahlachse von dem normalisierten Monopuls-Differenzempfängersignal angezeigt wird,
so wird die Richtung des innerhalb der Strahlbreite eines geschwenkten Strahldiagramms
liegenden Objektes genau bestimmt. Hiernach besteht die Anordnung nach der Fig.
2 aus einer frequenzgesteuerten, den Raum abtastenden Monopulsantenne mit einer
linearen Anordnung von Abstrahlungselementen, die von zwei in bezug auf einander
phasenverschobenen Speiseleitungen gespeist werden. Obwohl nach der Beschreibung
die Speiseleitung 21A nach der Fig. 2 einen gleichen Phasenabstand zwischen benachbarten
Elementen 10 der Anordnung erzeugt, so ist jedoch die Erfindung hierauf nicht beschränkt,
und für die Erfindung ist nur erforderlich, daß benachbarte Elemente der Anordnung
über eine Speiseleitung einen Phasenabstand erhalten, der progressiv größer wird
als der entsprechende Phasenabstand, der von der anderen der beiden Speiseleitungen
erzeugt wird.
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Eine solche fortschreitend größer werdende-, von der einen Speiseleitung
21B in bezug auf die andere Speiseleitung 21A bewirkte Zeitverzögerung kann vorgesehen
werden nicht nur durch progressives Vergrößern der einzelnen Längen der Speiseleitung
(21B) zwischen benachbarten Speisehornabschnitten 23 sondern auch durch Ankopplung
der Speiseleitung 21B an einen
Einspeisungspunkt an den Speisehornabschnitten
23 in fortschreitend größer werdenden Entfernungen von einem zugehörigen Strahlungselement
10. M.a.W., die Länge der Verzögerungsleitung des Speisehornabschnittes 23f zwischen
den Ankopplungen mit den Speiseleitungen 21A und 21B ist größer als der entsprechende
Speisehornabschnitt 23e, wie durch den größeren Winkel B angezeigt wird, unter dem
der von den Einspeisungspunkten der Leitung 21B gebildete Ort 36 von dem entsprechenden
Winkel A für den zur Speiseleitung 21A in der Fig.2 gehörenden Ort 35 abweicht.
Eine weitere I Möglichkeit, solche zwei in bezug auf einander phasenverschobenen
Speiseleitungen vorzusehen, die mit einer einzelnen Antennenanordnung zusammenwirken,
besteht darin, den Hohlleiter derart zu verkleinern, daß die relative Phasengeschwindigkeit
oder die Energiewellenlänge des Hohlleiters verändert wird, die durch eine der Speiseleitungen
übertragen wird. Weiterhin können alle drei Söglichkeiten mit einander vereinigt
werden, um zwei Speiseleitungen mit Phasenverschiebungen in bezug auf einander zu
schaffen, wie in den Figuren 5 und 6 dargestellt.
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Die Fig. 5 zeigt eine bevorzugte Ausführung der in der Fig. 2 schematisch
dargestellten Anordnung. Es ist eine lineare Anordnung 10 von Abstrahlungselementen
mit Speisehornabschnitten 23 vorgesehen, die mit zwei eine Phasenverschiebung in
bezug auf einander aufweisenden Speiseleitungsabschnitten 21A und 21B entsprechend
der Anordnung nach der Fig. 2 sussmmenwirken. Jedes in der Fig. 5 dargestellte Abstrahlungselement
10 weist eine Verdrehung von 900 auf, und zwar sind benachbarte Elemente jeweils
im entgegengesetzten Sinne verdreht, wobei benachbarte
Strahlungselemente
außerdem eine Phasenverschiebung von 1800 in bezug auf einander aufweisen oder gegenphasig
sind, die dem Phasenverschiebungselement a entspricht, das abwechselnd in eines
der Abstrahlungselemente bei der in der Fig.2 dargestellten Anordnung eingeführt
ist. Dementsprechend ist der Wellenlängenabstand der Hohlleiter längs einer gegebenen
Speiseleitung 21oder 21B für.eine zugehörige Breitseitenfrequenz ein ungerades Vielfaches
der halben Wellenlängen der Hohlleiter bei dieser Frequenz anstelle eines ganzen
Vielfachen der Gesamtwellenlängen der Hohlleiter bei dieser Frequenz, wie an sich
bekannt. Die Vorzüge dieser Maßnahme werden später noch behandelt.
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Die Speiseleitungen 21A und 21B sind mit den entgegengesetzten (parallelen)
Seiten der Anordnung 23 der Speisehornabschnitte allgemein quer verlaufend hartverlötet,
wobei die Speiseleitung 21B eine Schräglage mit einen Winkel ( e13 8 GA) einnimmt,
während die Speiseleitung 21A in einer gemeinsamen parallelen Ebene verläuft. Beide
Speiseleitungen 21A und 21B sind mit den einzelnen Speisehornabschnitten der Speisehornanordnung
23 mit Hilfe der Richtkoppler 25. an angrenzenden Seiten eines jeden Speisehorns
und der Speiseleitung mit einander verkoppelt, wie aus der Fig. 6 zu ersehen ist.
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Die Fig. 6 zeigt die einzelnen Bauteile einer bevorzugten Ausführung
der Anordnung nach der Fig.5. Die den Abstrahlungselementen 10 zugeordneten Speisehornabschnitte
27 sind allgemein parallel zu einander angeordnet, wobei die Breiten benachbarter
Speisehornabschnitte sich aneinander anschließen, und wobei jeder Speisehornabschnitt
an dem zur Abstrahlungsöffnung
10 entgegengesetzten Ende mit einer
Abschlußimpedanz 24 versehen ist. Eine solche Abschlußimpedanz besteht im allgemeinen
aus einem spitz zulaufenden dielektrischen Material, das mit dem breiten Ende auf
dem abgeschlossenen oder kurzgeschlossenen Ende des Speisehornabschnittes 23 sitzt,
wie an sich bekannt. Ein solches abgeschlossenes Ende kann von einer angeflanschten
kurzschließenden Schiene 38 gebildet werden, deren Länge der Speisehornanordnung
entspricht, wobei die Flansche der kurzschlieenden Schiene auf der Speisehornanordnung
sitzen und mit dieser hartverlötet sind und die Abschlußimpedanzen 25 in Abständen
angeordnet sind, die den von Mitte zu Mitte gemessenen Abständen der Speisehornabschnitte
entsprechen. ähnliche Abschlußimpedanzen 22A und 22B sind auch an den abgeschlossenen-Enden
der Speiseleitungen 21A und 21B vorgesehen.
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Ein Teil einer gleichen Breitseitenwandung aller Speisehornabschnitte
23 ist weggeschnitten um Platz zu schaffen für die Breitseitenabmessung eines gleichen
Speiseleitungsabschnittes 21A und 21B, wobei die Breitseitenwandung einer Speiseleitung,
die nahe am Speisehornabschnitt 23 angebracht ist. oder an diesem anliegt, eine
gemeinsame Wandung bildet, die den anliegenden Speisehornabschnitt vom Speiseleitungsabschnitt
trennt. Dieses Wegschneiden gleicher Breitseitenwandungen paralleler Speisehornabschnitte
23 zu st stellt ein Mittel zutun Anbringen der Speiseleitungsabschnitte in einer
solchen Ausrichtung dar. daß die Speisehornabschnitte 23 schräg zu den beiden Speiseleitungen
21A und 21B verlaufen, wobei die beiden Speiseleitungen mit einander einen Winkel
( 8 @B ) bilden.
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Zum richtungsmäßigen Verkoppeln der Qpeisehornabschnitte 23 mit den
Speiseleitungsabschnitten 21A und 21B sind Richtkoppler in Form von in geeigneten
Abständen angeordneten Öffnungen 25 vorgesehen, die aus der Trennwandung der Speiseleitungsabschnitte
21A und 21B in Abständen ausgestanzt sind, die dem von Mitte zu Mitte gemessenen
Abstand zwischen benachbarten Speisehornabschnitten 23 entsprechen. Mit dieser Richtkopplung
soll bezweckt werden, daß eine Wanderwelle (der auszusendenden Energie), die am
offenen oder am Eingangsende einer der Speiseleitungen 21A und 21B eingeführt wird,
sich in Richtung zu den Öffnungen 10 des Speisehornabschnitts 23 fortpflanzt, und
daß die an den Öffnungen 10 empfangenen Radarechos bzw. Wanderwellen sich in den
Speiseleitungen in Richtung zu diesem offenen Ende der Speiseleitungen fortpflanzen.
Eine theoretische Abhandlung und Erläuterung solcher Einrichtungen findet sich in
einem-Aufsatz"Directive Couplers"von M.Surdin auf den Seiten 725-736 im Band 93,
Teil III A, 1946 des The Journal of the Institution of Electrical Engineers, herausgegeben
-von The Institution of Electrical Engineers, Savoy Place, Victoria Embankment,
London, I.C.2, England. In diesem Aufsatz sind die Vorteile angeführt, die bei einer
Verminderung der Dicke der die beiden mit einander zu verkoppelnden Hohlleiterabschnitte
von einander trennenden Wandung erzielt werden, welche Maßnahme der Verwendung eines
einzelnen gemeinsamen Trennwandungsabschnittes bei der Anordnung nach der Fig.6
entspricht. Ferner sind Einzelheiten eines im Handel erhältlichen Richtkopplers
beschrieben auf Seite 106 des Werkes "The Microwave ngineer's Handbook and Buyers
Guide", Ausgabe 1965, herausgegeben von
Horizon House, Inc., of
Dedham, Massachusetts. Da hiernach dieses Kopplungsverfahren bekannt ist, so wird
dieses nicht weiter beschrieben.
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Wegen. der zu einander schräg verlaufenden Anordnung der Speiseleitungsabschnitte
21A und 21B, die beide gekreuzt sind in bezug auf die Speisehornabschnitte 25, so
ist offenbar die wirksame Speiselänge zwischen benachbarten Abstrahlungsöffnungen
10 in bezug auf-die zur anderen Speiseleitung gehörenden Offnungen fortschreitend
vergrößert. Hiernach wirken die beiden Speiseleitungen mit der linearen Anordnung
der Abstrahlungselemente als zwei Speiseleitungen mit gegenseitiger Phasenverschiebung
zusammen.
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Diese gegenseitige Phasenverschiebung zwischen den Speiseleitungen,
21A und 21B kann auBerdem noch' dadurch erreicht werden, daß bei einer Speiseleitung
in bezug auf die andere eine andere Phasengeschwindigkeit vorgesehen wird, in welchem
Falle die gegenseitige Schräglage der beiden Speiseleitungen nicht erforderlich
ist. Eine solche unterschiedliche Phasengeschwindigkeit kann dadurch erreicht werden,
daS die Abmessung der Breitseitenwandung der einen Speiseleitung in bezug auf die
der anderen Speiseleitung geändert wird, wie an sich bekannt. Weiterhin können die
beiden angeführten Möglichkeiten mit einander kombiniert werden, um den Effekt von
zwei eine Phasenverschiebung in bezug auf einander aufweisenden Speiseleitungen
zu erzielen.
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Es wurde bereits bemerkt, daß Phasenverschiebungsmittel vorgesehen
werden können, die eine weitere, Phasenverschiebung um 1800 bewirken oder eine teilweise
gegenphasige Beziehung
zwischen benachbarten Abstrahlungselementen
einer gegebenen linearen Anordnung von Abstrahlungselementen herstellen. Der Zweck
dieser zusätzlichen Möglichkeit besteht darin, die Ausnutzungsmöglichkeit eines
gegebenen Frequenzspektrums zu erhöhen, das zwei oder mehr Breitseitenfrequenzen
enthält, und imi bei der Fabrikation gewisse Ersparnisse erzielen' zu können.
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Der resultierende Abtastwinkel e für eine gegebene Stellen länge
t, die von der frequenzempfindlichen Anordnung nach der Fig.1 erzeugt wird, wird
bestimmt durch die nachstehende, an sich bekannte Beziehung, die z. B. in der obengenannten
amerikanischen Patentschrift Nr. 3 039 097 für Strumwasser u.a. gelehrt wird: #
= sin s/d (#/#g #/#go) (3) oder sin # = #/d (s/#g # m) (4) wobei e der von der Breitseitenrichtung
abweichende Abtastwinkel # die Wellenlänge der ausgestrahlten Energie im freien
Raum #g die Hohlleiterwellenlänge der ausgestrahlten Energie #go die Hohlleiterwellenlänge
für einen Breitseitenstrahl d der Abstand von Mitte zu Mitte zwischen benachbarten
Elementen der linearen Anordnung s die Teillänge der Speiseleitung, die Speisehornabschnitte
eines jeden Abstrahlungselementes verbindet m = s/#go eine ganze Zahl 0, 1, 2, 3
.... ist.
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Bei der Ausführung einer frequenzgesteuerten Anordnung ist L die
Länge der Anordnung und eine Funktion der gewünschten Strahlbreite in der Ebene
der von dieser Anordnung bewirkten Abtastung, und je größer diese Abmessung ist,
umso kleiner ist die resultierende Strahlbreite, wie an sich bekannt.
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Der Abstand d, von Mitte zu Mitte gemessen, zwischen benachbarten
Abstrahlungselementen längs dieser Länge L bestimmt die Anzahl P der verwendeten
Elemente.
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P d (5) Da die Kosten einer solchen Anordnung in direkter Beziehung
zu der Anzahl P der Abstrahlungselemente stehen, so vermindern sich diese Kosten
umgekehrt mit der Abmessung d. Um die günstigste Ausführung zu erzielen, muß der
Abstand d von Mitte zu Mitte auf den höchsten Wert gebracht werden.
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Ist der Abstand d zwischen den Mitten benachbarter Öffnungen zu gro
; S, dann werden gltterartige Strahlenkeulen oder mehr als eine E-lauptstrahlenkeule
erzeugt, wobei jede Strahlenkeule sich ausschließlich in einer Richtung erstreckt.
Ist z.B. der Abstand d zu gro#, dann erzeugt bei einer sogenannten Breitseitenfrequenz
fO nicht nur eine resultierende planare Breitseitenwelle einen Breitseitenstrahl,
sondern die einzelnen Wellenfronten der verschiedenen Offnungen können parallel
zur Abmessung der Anordnung eine weitere vereinigte Wellenfront erzeugen, die zu
einem Endfeuerstrahl bei +900 sowie bei 900 der Breitseitenrichtung führt. Wird
die Frequenz der ausgestrahlten Energie durch die Breitseitenfrequenz gestört, so
wird nicht nur die erstgenannte Strahlenkeule von der Breitseitenrichtung
aus
gestört, sondern die anderen gitterartigen Strahlenkeulen werden ebenfalls von der
Strahlerebene aus gestört. Um bei der Bestimmung der Richtung eines entdeckten Radarobjektes
Umklarheiten zu vermeiden, muß die Erzeugung gitterartiger Strahlenkeulen vermieden
werden. Diese können dadurch vermieden werden, daß der Abstand d von Mitte zu Mitte
zwischen benachbarten Abstrahlungselementen einer Anordnung nach der nachstehenden
Gleichung begrenzt wird:
wobei 4 min gleich der Mindestwellenlänge im freien Raum ist, die der in Betracht
kommenden Höchst frequenz zugeordnet ist emax gleich dem in Betracht kommenden größten
Abtastwinkel von der Breitseite weg ist.
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Diese Beziehung wird durch eine Gleichung (4) auf Seite 54 eines Aufsatzes
mit dem Titel"Beamwidth and Directivity of Large Scanning Arrays1 von R.S. Elliott
gelehrt, der in der Ausgabe Dezember 1963 von The Microwave Journal, herausgegeben
von Horizon House, 610 Washington Street, Dedham, Massachusetts, erschienen ist.
(In dieser Veröffentlichung wird anstelle des Ausdrucks sin emax der Ausdruck cos
e0 verwendet, da der interessierende Winkel von der Richtung der Anordnung aus gemessen
wird und nicht von der Breitseitenrichtung aus.) Diese Beziehung wird ferner durch
die Gleichung (11) auf Seite 120 eines Aufsatzes mit dem Titel: "Array Antennas
von John J. Allen in der Ausgabe November 1964 der Zeitschrift Spectrum gelehrt,
die herausgegeben wird vom Institute of Electronics and
Electrical
Engineers. EEr einen größten, in Betracht kommenden inkel emax gleich + 900 von
der Breitseite aus vereinfacht sich die obenstehende Gleichung (6) zu dmax <
min (7) Mit anderen Worten, der größte Abstand von Mitte zu Mitte zwischen benachbarten
Elementen einer linearen Anordnung soll kleiner sein als die halb Wellenlänge im
freien Raum, die zu der zu verwendenden höchsten Frequenz gehört, um gitterartige
Strahlenkeulen zu vermeiden.
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Vom Standpunkt der Praxis aus müssen die sich aus den Gleichungen
(3) und (6) ergebenden Forderungen erfüllt werden.
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Soll der Aufbau der Anordnung eine Breitseitenwellenfront bei mindestens
einer gewählten Frequenz erzeugen, so muß die sich aus der Gleichung (5) ergebende
Forderung erfüllt werden; # = sin s/d (#/# - #/#) = sin #/d (s/# - m) = 0 (*0 d
wobei 5 m = s/#go ist.
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Die Bedingung (s = o), obwohl diese theoretisch der Breitseitenforderung
genügt, führt zu einer nicht frequenzempfindlichen Anordnung von nur einer Öffnung
(Abstand Null zwischen allen Öffnungen) und stellt daher keine gültige Lösung für
den gewünschten Abstand einer frequenzempfindlichen linearen-Anordnung dar. Mit
anderen Worten, s = 0 ist keine zulässige Lösung.
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Bei der in den Figuren 5 und 6 dargestellten wirtschaftlichen und
wirksamen Ausführung, bei der geradlinige Speiseleitungsabschnitte verwendet werden,
die quer zu den sich an einander anschließenden Speisehornabschnitten verlaufen,
ist der Abstand d von Mitte zu Mitte zwischen benachbarten Öffnungen im wesentlichen
gleich der Teilabmessung s der Speiseleitung. Da s und d im wesentlichen einander
gleich sind so kann die Gleichung (4) auch wie folgt geschrieben werden; sin # =
(#/#g - # m/d) (9) Bei einer solchen Anordnung sind die Breitwandabmessungen der
sich aneinander anschließenden Speisehornabschnitte im wesentlichen gleich der Abmessung
d von Mitte zu Mitte. Nun kann die höchstzulässige Abmessung für d und damit für
die Speisehornbreitwandung nach der Gleichung (7) den Wert # min/# nicht übersteigen.M.a.W.
(#/# W > 2 (io) Ferner beträgt in der Praxis das Verhältnis #/#g der Wellenlänge
im freien Raum zur entsprechenden Hohlleiter-Wellenlänge nach der Gleichung (9)
ungefähr 0,7. Die Gleichung (7) kann daher weiter vereinfacht werden durch Einsetzen
der Zahlen 0,7 und 2 für #/#g bezw. #/d sin # # 0,7 - 2m. (11) Da die obere Grenze
der Sinusfunktion (z.B. sin e der Gleichung. 11) der Wert Eins ist, so kann ein
ganzzahliger Wert von
nur Eins für m (in der Gleichung ('3)) die
Bedingung
Dementsprechend muß ein Wert, der kleiner als Eins ist, für den Ausdruck m = 2/#go
in Betracht gezogen werden. Es wird ferner daran erinnert, da# der Wert für s grö#er
als Null sein muß, damit eine frequenzempfindliche lineare Anordnung mit auf Abstand
stehenden Elementen (s # o) möglich wird, wobei trotzdem ein Breitseitenstrahl zulässig
wird ( 8 = 0 bei einer gewählten Breitseitenfrequenz), und wobei der Koeffizient
für M(#/d) grö#er als 2 nach den Gleichungen (10) und (11) vorher so gewählt worden
ist, daß die Erscheinung der gitterförmigen Strahlenkeulen vermieden wird. Wegen
der notwendigen Phasengleichheit zwischen den gesonderten Wellenfronten einer jeden
Öffnung, die aus der Breitseitenwellenfront für eine Breitseitenfrequenz fo besteht,
wurde ermittelt, daß die Abmessung s anstelle einer genzen Anzahl von Wellenführerwellenlängen
s = m #go der zu einer Breitseitenfrequenz gehörenden Wellenlänge ein ungerades
Vielfaches der halben Wellenlängen (2n + 1) des Wellenführers sein kann ( s = #go
) (wobei eine 2 Gegenphasigkeit # = #go/2 zwischen benachbarten Abstrahlungselementen
der Anordnung erzeugt wird), wobei Breitband-Phasenverschiebungsmittel zum Herstellen
einer gegenphasigen Beziehung zwischen benachbarte Elemente der Anordnung eingeschaltet
werden, so daß die Phasengleichzeit zwischen den gesonderten
Wellenfronten
gesonderter Elemente oder die koplanare Breitseiten-Wellenfront wieder hergestellt
wird, die zu der gewählten Breitseiten-Frequenz gehört. Die durch diese Mittel bewirkte
Phasenverschiebung soll im wesentlichen konstant sein oder unempfindlich für Frequenzen
innerhalb des in Betracht kommenden Frequenzbereiches.
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Eine Möglichkeit, eine solche Breitband-Gegenphasigkeit indie Phasenbeziehung
zwischen benachbarten Elementen der linearen Anordnung nach den Figuren 2, 5 und
6 einzuführen, besteht darin, das Speisehorn eines jeden Elementes' um 900 zu verdrehen,
wobei die Elemente abwechselnd im umgekehrten rinne verdreht werden, wie in der
Fig.5 dargestellt. Mit Hilfe dieser Maßnahme zusarnmen mit der Einschränkung ###
# ## #g = s # d < 2 #min kann die Ausführung nach den Figuren 5 und 6 unter Verwendung
billiger, geradliniger Mikrowellenabschnitte gebaut werden.
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Obwohl der obere Grenzwert für die Sinusfunktion ( = 1) bei den Beschränkungen
des zulässigen Aufbaus der oben beschriebenen Einrichtung berücksichtigt wurde,
ist der größte Abtastwinkel, der durch diese Einschränkung (e = sin 11, C = 90°)
herbeigeführt wird, von untergeordneter Bedeutung. Wie leicht einzusehen ist, verändert
sich der wirksame Offnungsbezirk L' bei einer Anordnung mit der Länge L mit dem
Kosinus des Blickwinkels e L' = L cos # (11) Mit anderen Worten, die wirksame Antennenöffnung
wird verkleinert, wenn der Blickwinkel größer wird, wobei die theoretische
Öffnung
L'bei 900 abseits der Breitseite Null wird. Da bei größer werdendem e die wirksame
Öffnung L'kleiner wird, so vergrößert sich die Strahlbreite, z. B. die Richtwirkung
des Strahls verschlechtert sich mit größer werdendem Blickwinkel.
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Da die Strahlbreite in diesen Bereichen keine hohe Richtwirkung aufweist,
so besteht kein Grund dafür, eine Frequenzabtastung der Strahlbreite in diesen Bereichen
zu versuchen, die in der-Technik als "Endfire-Bereiche" bezeichnet werden; Aus diesem
Grunde wird in der Praxis der größte Abtastwinkel emax auf 60 oder 700 abseits der
Breitseite begrenzt.
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Aus der vorstehenden Beschreibung geht hervor, daß mit der Erfindung
eine verbesserte Antenne geschaffen wurde, mit der eine Abtastung nach dem Zwei-Ebenen-Monopulsverfahren
als auch nach. dem frequenz empfindlichen Zwei-Ebenen-Abtastverfahren durchgeführt
werden kann. Durch die Verwendung eines Paares von in bezug auf einander phasenverschobenen
Speiseleitungen zusammen mit einer einzelnen linearen Anordnung von Abstrahlungselementen
kann eine Frequenzmodulation sowie eine lIonoimpulsarbeitsweise parallel zu einer
in Betracht kommenden Ebene durchgeführt werden. Weiterhin kann durch Verwenden
einer gewählten Abmessung sowohl für die Breitwand als auch für den größten Abstand
zwischen benachbarten Öffnungen der parallel zusammengesetzten linearen Anordnungen
zusammen mit der Breitbandphasenverschiebung zwischen benachbarten Öffnungen können
billige und wirksame geradlinige Hohlleiterabschnitte bei döm Aufbau der parallel
zusammengesetzten linearen AnordnunXgex verwendet werden.