DE3201454A1

DE3201454A1 - Vorrichtung zum koppeln linear polarisierter elektromagnetischer wellen

Info

Publication number: DE3201454A1
Application number: DE19823201454
Authority: DE
Inventors: Shinobu James 90274 Rancho Palos Verdes Calif. Hamada; Taro 90623 La Plama Calif. Yodokawa
Original assignee: TRW Inc
Current assignee: Northrop Grumman Space and Mission Systems Corp
Priority date: 1981-01-19
Filing date: 1982-01-19
Publication date: 1982-08-26
Also published as: FR2498336A1; JPS57141105A; GB2091494A; GB2091494B; JPH0444441B2; FR2498336B1; US4420756A

Description

Vorrichtung zum Koppeln linear polarisierter elektromagnetischer Wellen

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Koppeln linear polarisierter elektromagnetischer Wellen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Insbesondere bezieht sie sich auf eine Vorrichtung zum Koppeln einer Antenne eines Satellitenfunksystems, das einen Monopuls-Nachführungsempfanger aufweist, der in besonderer Weise für die Nachführung von Satellitenantennen geeignet ist.

Bekanntlich muß die Antenne eines Satellitensystems genau auf die Antenne der Bodenstation ausgerichtet sein, die mit dem Satelliten über ein Richtantennensystem in Verbindung steht, um zuverlässige Verbindungen zwischen dem umlaufenden Satelliten und den Bodenstationen zu gewährleisten. Um eine genaue Ausrichtung zu erreichen, verwenden Satelliten gewöhnlich Nachführungs- oder Zielverfolgungssysteme, um Signale zu erzeugen, die Ausrichtungsfehler des Elevationswinkels und des Azimutwinkels bezüglich des Antennenbündels der Bodenstation anzeigen. Diese Nachführungssignale kontrollieren das Satelliten-Steuerungssystem, um den Satelliten so zu orientieren, daß die Antenne unabhängig von Lageänderungen genau auf die Antenne der Bodenstation gerichtet ist. Üblicherweise ist in der Bodenstation ein entsprechendes Nachführungssystem zur Eigenfeinsteuerung vorgesehen, das ein

genauem Ausrichten der Bodenantenne gestattet. Beim Stand der Technik arbeitet das Satelliten-Nachführungssystem nach dem Monopuls-Verfahren, bei dem eine Mehrzahl von Antennen vorgesehen sind, die ein Reflektorsystem speisen, um drei Nachführungssignale für die Ausrichtgenauigkeit der Satellitenantenne zu erzeugen. Diese drei Nachführungssignale sind das Azimutwinkeldifferenz-Signal, das Elevationswinkeldifferenz-Signal und das Summensignal. Die Phasen und Amplituden dieser drei Signale werden in üblicher Weise verwendet, um ein Elevationswinkeldifferenz-Ablagesignal und ein Azimutwinkeldifferenz-Ablagesignal zu erzeugen, mit deren Hilfe die Ausrichtung der Satellitenantenne gesteuert wird. Die spezielle Funktionsweise eines Monopuls-Nachführungsempfängers ist Stand der Technik und braucht daher nicht genau beschrieben zu werden. Beispielsweise ist das Monopuls-Verfahren für Radaranwendungen ausführlich in dem Buch M.I. Skolnik, Radar Handbook, McGraw Hill, 19 70, beschrieben.

Ein Nachteil der bekannten Monopuls-Nachführungssysteme besteht darin, daß diese Systeme voluminöse Antennenanordnungen benötigen. Bei solchen Anordnungen werden eine Vielzahl von Antennen verwendet, um die Summen- und Differenzsignale zu erzeugen, um es dem Empfänger zu ermöglichen, dtis Elevationswinkel- und Azimutwinkel-Fehlersignal für die Steuerung des Nachführungssystems zur Eigenfeinsteuerung zu liefern. Solche schwerfälligen Antennensysteme mit mehreren Einzelantennen sind größer und schwerer als dies für Satellitenanwendungen erwünscht ist. Außerdem ist das Bündel einer jeden dieser Antennen an einem Punkt angeordnet, dei von dem Bündel jeder anderen Antenne in der Anordnung einen Abstand hat. Monopuls-Nachführung mit einem solchen System führt daher zu spezifischen Nachführungsfehlern, die die Genauigkeit des Nachführungssystems verringern. Ein zu geringer Abstand zwischen den Speiseantennen verringert die Wirksamkeit des Antennensystems. Ein zu _aroßer Abstand zwischen den Speiseantennen

verlegt die Bündelschnittpunkte in die Seitenkeulen der Bündel, so daß das Antennensystem zu Instabilitätsfehlern neigt. Diese Probleme verschlimmern sich noch bei solchen Satelliten-Nachführungssystemen, die verschiedene Aufwärtsverbindungs- und Abwärtsverbindungs-Frequenzen für Zweiwegzielverfolgung und Nachrichtenübermittlung verwenden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Koppelvorrichtung für einen Nachführungsempfängers eines Satelliten zu schaffen, die es gestattet, die oben genannten Schwierigkeiten zu umgehen. Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst. Zweckmäßige Weiterbildungen des Gegenstandes der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die vorliegende Erfindung umfaßt ein Speisesystem, das die oben geschilderten Nachteile des Standes der Technik vermeidet und ein Monopuls-Summen- und Differenzsignal für einen Nachführungsempfänger liefert, wobei die überraschend wirksame Kopplung im Zusammenhang mit lediglich einer einzigen Antenne geschieht. Zusätzlich gestattet es die Erfindung, die einzige Antenne auch für Abwärtsverbindungen in wirksamer Weise zu verwenden.

Ein weiterer Vorteil der Erfindung betrifft die Polarisation der elektromagnetischen Wellen zwischen der Bodenstation und dem Satelliten. Bei den bekannten Monopuls-Nachführungssystemen für Satellitenanwendungen wird eine Zirkularpolarisation für das Nachführungssignal verwendet, um unerwünschte Nachführungsfehler zu vermeiden, die andernfalls auftreten könnten, wenn ein solches Monopuls-System mit Antennengruppen aufgebaut wird. Jedoch haben Untersuchungen gezeigt, daß bei den sehr hohen Frequenzen in der Satelliten-Funktechnik, beispielsweise Frequenzen oberhalb von GHz, erhebliche Dämpfungen bei der Ausbreitung solcher zirkulär

O Z. u I -, O H

-y-

.Kk -

polarisierter Signale infolge von starkem Regen auftreten. Daher ist für manche Anwendungen, beispielsweise die sehr genaue Zielverfolgung, die Verwendung von zirkulär polarisierten Signalen nicht mit einer dauernden Zuverlässigkeit in Einklang zu bringen. Die vorliegende Erfindung umgeht das durch den Regen hervorgerufene Dämpfungsproblem, indem eine lineare Polarisation verwendet wird, um die Nachführungssignale sowie die Summensignale für die Aufwärts- und Abwärtsverbindung abzuleiten. Der äußerst wirksame Einsatz einer Speisevorrichtung für eine einzige Antenne führt zu einer wirksameren Funkverbindung, die eine Verringerung der Verbindungsqualität durch Einsatz linearer Polarisation verhindert .

In der US-PS 3 731 236 ist ein System beschrieben, das an einen einzelnen Hornstrahler gekoppelt ist, der Einrichtungen aufweist, um zwei verschieden polarisierte Signale mit einer Frequenz handzuhaben, und der eine zweite Einrichtung aufweist, die von der ersten durch eine Frequenzsperre getrennt ist, die in der Lage ist, zwei unabhängig voneinander polarisierte Signale mit einer zweiten Frequenz zu verarbeiten.

Aus der US-PS 3 369 197 ist ein Satelliten-Nachführungssystem bekannt, das einen einzelnen Hornstrahler zusammen mit einer Koppe!einrichtung aufweist, die imstande ist, mehrere Wellentype: mit Zirkularpolarisation voneinander zu trennen.

Die US-PS 3 566 309 beschreibt eine Koppeleinrichtung für vier Wellentypen mit zwei verschiedenen Frequenzen bei einem Hornstrahler und einem Nachführungssystem.

Aus der US-PS 715 688 ist der Gedanke bekannt, Schlitze zu.verwenden, die als Gitter wirken, welche beim Erzeugen des Wellentypes TMq^ und des linear polarisierten Wellentyp ΤΕ^χ hilfreich sind.

Die US-PS 2 730 6 77 beschreibt das Konzept des Auskoppeins von Energie aus einem Rund-Wellenleitersegment mit Hilfe von zwei Rechteck-Hohlleitersegmenten.

Andere mehrere Moden oder Wellentypen aufweisende Speisesysteme für Einzelantennen, die verhältnismäßig wenig wirksame Koppelvorrichtungen aufweisen, sind in den Aufsätzen "Feed Design For Large Antennas" von Jensen et al und "A Low-Noise Multimode Casse-,grain Monopulse Feed With Polarization Diversity" von Jensen beschrieben, die jeweils erschienen sind in NEREM Record, 1962, Seiten 62 ff und NEREM Record 1963, Seiten 94 ff.

Jedoch zeigt keine der bekannten Anordnungen ein hocheffizientes Kopplungssystem zum Einsatz bei linearer Polarisation, um Nachführungssignale und Summensignale für ein Monopuls-Nachführungssystem mit einer einzigen Antenne bei einer Empfangsfrequenz zu erzeugen.

Der Mehr-Moden- oder Drei-Moden-Koppler gemäß der Erfindung hat zwei Hauptteile. Der erste Hauptteil besteht aus einer Zweiarm-Kreuzhybride, mit deren Hilfe der Wellentyp TEq-^, der eine Frequenz von beispielsweise 30 GHz aufweist, und das Azimutwinkeldifferenz-Ablagesignal darstellt, von den übrigen Wellentypen getrennt wird, um eins der drei empfangenen Signale bereitzustellen. Zusätzlich wird durch den ersten Teil der Erfindung der

ο τ λ -ί / OZU I ί\

- 43 -

Wellentyp TEY^ (vertikal) mit einer niedrigeren Frequenz wie 18 GHz an die Antenne für eine Abwärtsverbindung zur Bodenstation gekoppelt. Diese beiden Moden sind mit einem Paar von Rechteck-Hohlleitern über eine Anordnung von Polarisationsgittern gekoppelt, die die Wellentypen TM₀^ und TE^i (horizontal) sperren. Die Wirksamkeit der Kopplung dieser beiden Wellentypen, nämlich des TEg^-Modes und des TEj^-Modes hängt von der Geometrie der größeren und kleineren Abschnitte der vorliegenden Erfindung ab. Ein zweiter Abschnitt, ein Rund-Hohlleiter-Abschnitt mit kleinerem Durchmesser, ist so ausgelegt, daß er lediglich den Wellentyp ^tM01 kei der höheren Frequenz (beispielsweise 30 GHz), mit dem das Elevationswinkeldifferenz-Ablagesignal empfangen wird, den Wellentyp TE^q ,über den das Aufwärtsverbindungs-Summensignal •empfangen wird, das ebenfalls eine höhere Frequenz aufweist, und den Wellentyp TeY^, mit dem das Abwärtsverbindungs-Signal auf der niedrigeren Frequenz gesendet wird, zur Fortpflanzung gelangen läßt.

Die Erfindung stellt ein hocheffizientes Mehr-Moden-Speisesystem dar, das vor allem für ein Monopuls-Nachführungssystem in der Satelliten-Funktechnik brauchbar ist und bei dem ein Summensignal und zwei Winkeldifferenz-Ablagesignale aus dem Signal einer einzigen Empfangsantenne für einen Nachführungsempfänger abgeleitet werden können.

Das Mehr-Moden-Antennenspeisesystem verwendet in vorteilhafter Weise eine lineare Polarisierung, um die Probleme zu umgehen, welche bei einer Übertragung mit zirkulär polarisierten hochfrequenten elektromagnetischen WeI] en bei starkem Regen auftreten.

Das Speisesystem gemäß der Erfindung verbessert die Trennung von drei verschiedenen Hohlleiter-Wellentypen mit einer einzigen Frequenz für einen Monopuls-Nachführungsempfanger. Außerdem gestattet es die Erfindung, einen zusätzlichen Wellentyp mit einer anderen Frequenz für eine Abwärtsverbindung zur Bodenstation einzukoppeln.

In der Zeichnung ist ein Ausführungsbeispiel des Gegenstandes der Erfindung dargestellt. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines bekannten Speisesystems für einen nach dem Monopuls-Verfahren arbeitenden Zielverfolgungsoder Nachführungsempfänger,

Figuren 2 und 3 eine Vorderansicht von zwei Antennenanordnungen aus mehreren Antennen, wie sie beim Stand der Technik für Monopuls-Nachführungssysteme Verwendung finden,

Fig. 4 ein Blockdiagramm des Speisesystems gemäß der Erfindung,

Fig. 5 in perspektivischer Ansicht ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des Gegenstandes der Erfindung,

Fig. 6 eine Seitenansicht der erfindungsgemäßen Anordnung, bei der zur Verdeutlichung ein Teil herausgeschnitten ist,

Fig. 7 einen Schnitt entlang den Linien 7-7 der Fig. 6 und Fig. 8 einen Schnitt entlang den Linien 8-8 der Fig. 6.

-γ. - IS-

In Fig. χ ist ein Blockdiagramm einer Anordnung von mehreren Antennen und eines Speisesystems für ein nach dem Monopulsverfahren arbeitendes Nachführungssystem 10 dargestellt. Fig. 1 zeigt die Vorrichtungen, mit deren Hilfe drei Nachführungssignale in einem bekannten System erzeugt werden. Wie man in Fig. 1 erkennt, verfügt die Antennenanordnung über vier konische Hornantennen 12, 14, 16 und 18, deren Empfangssignale mit Hilfe von vier .Hybridverbindungen 20, 22, 24 und 26 überlagert werden, um drei Nachführungssignale zu erzeugen, nämlich das Summenzweäg-Nachführungssignal, das Elevationswinkeldifferenz-Ablagesig und das Azimutwinkeldifferenz-Ablagesignal.

Die Hybridverbindungen 20, 22, 24 und 26 arbeiten in bekannter Weise und liefern das Summensignal (Σ ) und das Differenzsignal (Δ ) an zwei getrennten Ausgangs-Hohlleiteranschlüssen aufgrund von zwei den zwei Eingangs-Hohlleiteranschlüssen zugeführten Signalen. Auf diese Weise erzeugt die Hybridverbindung 20 die Summe X und die Differenz Δ der Signale der beiden Antennen 12 und 18, während die Hybridverbindung 22 die Summe Σ. und die Differenz Δ aus zwei Eingangssignalen bildet, die von den Antennen 14 und 16 zur Verfügung gestellt werden. Die Differenzsignale Δ der beiden Hybridverbindungen 20 und 22 speisen die Hybridverbindung 26, deren Summensignal das Ablagesignal für die Elevationswinkeldif ferenz ist, das dem Nachsteuerungsempfänger zugeführt wird. In ähnlicher Weise werden die Summensignale Σ der Hybridverbindungen 20 und 22 in der Hybridverbindung 24 zusammengeführt, um ein Summensignal Σ zu erzeugen, das das Summenzweig-Signal für die ganze Antennenanordnung darstellt. Zusätzlich liefert die Hybridverbindung 24 ein Differenzsignal Δ , welches das Azimutwinkeldifferenz-Fehlersignal erzeugt, das ebenfalls dem Nachsteuerungsempfänger zugeführt wird. Der Fachmann erkennt, daß es zahlreiche weitere Möglichkeiten gibt, die Ausgangssignale der aus mehreren Antennen bestehenden Anordnung mit Hilfe von Hybriden, angepaßten Differentialverzweigungen (magisches T) und

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ähnlichen Anordnungen zu überlagern, um die drei Eingangssignale eines Nachsteuerungsempfängers zur Eigenfeinsteuerung zu liefern. Jedoch ist es gemäß dem Stand der Technik erforderlich, eine Anordnung aus mehreren Antennen oder eine Anordnung mit mehreren Strahleröffnungen zu verwenden, um die erforderlichen, in Fig. 1 dargestellten Summen- und Differenzsignale zu erzeugen.

Typische Beispiele solcher Antennenanordnungen aus mehreren Antennen sind in den Fig. 2 und 3 dargestellt. In Fig. 2 erkennt man eine Antennenanordnung 30 mit vier Hornantennen 32, 34, 36 und 38, die in Gestalt eines Rechtecks angeordnet sind, um das Azimutwinkeldifferenz-Signal zwischen einer oder beiden Antennen 32 und 36 relativ zu einer oder beiden Antennen 34 und 38 zu erzeugen. In ähnlicher Weise werden die Elevationswinkeldifferenz-Signale von einer oder von beiden Antennen 32 und 34 bezüglich einer oder beiden Antennen 36 und 38 erzeugt.

Typisch ist, daß alle vier Antennen Signale liefern, die summiert werden, um das Summenzweig-Signal gemäß Fig. 1 zu erzeugen. Infolge der linearen Versetzung zwischen den diskreten Richtstrahlen der vier Antennen in der Ebene der Antennenöffnungen können Nachführungsfehler, insbesondere im Summenzweig verursacht werden. Dementsprechend ist es beim Stand der Technik üblich, eine Richtantennengruppe 40 gemäß Fig. 3 zu verwenden, bei der eine zentral angeordnete Antenne 42 zusätzlich zu den vier im Abstand angeordneten Antennen 44, 46, 48 und 50 verwendet wird, die in der gleichen Weise zur Erzeugung der Winkelfehlersigna]e benutzt werden, wie im Zusammenhang mit Fig. 2 beschrieben wurde. Der Einsatz einer Richtantennengruppe ist unter Gewichts- und Volumengesichtspunkten für Satelliten und andere Raumfahrzeuge nachteilig. Darüber hinaus führt die bei Richtantenntengruppen beim Stand der Technik übliche zirkulär polarisierte Strahlung bei starkem Regen zu Ausbreitungsverlusten.

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Die Erfindung macht den Einsatz von Richtantennengruppen und Anordnungen mit mehreren Antennenöffnungen überflüssig und gestattet es, ein einziges Speisesystem zur Erzeugung der drei Signale für ein Monopuls-Nachführungssystem einzusetzen. Bei der erfindungsgemäßen Anordnung reicht eine einzige Antenne aus, die so weit eine beliebige Gestalt haben kann, als sie geeignet ist, drei verschiedene Hohlleiter-Wellentypen zu verarbeiten. Eine zum Einsatz beim Speisesystem gemäß der Erfindung geeignete Antenne ist ein kreisförmig konisches Horn mit sich entlang dem Umfang der Wände erstreckenden Riffelungen.

Ein Blockdiagramm des Mehrmoden-Speisesystems gemäß der Erfindung ist in Fig. 4 dargestellt. Eine bevorzugte Ausführungsform ist in den Fig. 5 bis 8 dargestellt und weiter unten erörtert. Wie man in Fig. 4 erkennen kann, ist das erfindungsgemäße System unmittelbar mit einer geeigneten Antenne 60 gekoppelt und verfügt über eine Zweiflansch-Kreuzhybride 62, einen Rund-Hohlleiter 64 unterhalb der Grenzfrequenz, eine E-Ebenen-Faltenhybride 66, zwei Polarisationsgitter 68 und 70 und eine zusätzliche E-Ebenen-Faltenhybride 72. Ein Hochpaßfilter 74 kann wahlweise verwendet werden, um eine Abwärtsverbindung auf einer anderen Frequenz zu trennen. Die Zweiflansch-Kreuzhybride 62 weist zwei Rechteck-Hohl, leiter und einen Rund-Hohlleiter auf. Der runde Abschnitt, der mit der Antenne 60 verbunden ist, ist wie die Antenne 60 in der Lage, drei Schwingungstypen bei den beiden unterschiedlichen Betriebsfrequenzen, wie 18 und 30 GHz, zu übertragen. Der Rund-Hohlleiter 64 ist ein Hohlleiter mit einem kreisförmigen Querschnitt und hat einen Durchmesser unter der Grenzfrequenz für den Hochfrequenzenwellentyp TEq^. Jedoch läßt er den Hochfrequenzenwellentyp TMq^, den Hochfrequenzenwellentyp Te|q und den Niederfrequenzenwellentyp TeY^ mit einer minimalen Dämpfung passieren.

Die E-Ebenen-Faltenhybride 66 ist eine bekannte Hybride mit vier Öffnungen oder Flanschverbindungen, die entweder zum Teilen oder Zusammensetzen von zwei Signalen verwendet werden kann. Die Hybride 66 ist im dargestellten Ausführungsbeispiel auf eine optimale Leistung für das Aufwärtsverbindungs-Frequenzband von etwa 30 GHz abgestimmt. Die Doppelöffnungen der Hybride sprechen auf den Wellentyp TMq^ an, wenn nur die Η-Öffnung erregt wird. In ähnlicher Weise spricht die Hybride auf den Wellentyp TE^ an, wenn nur die Ε-Öffnung erregt wird. Auf diese Weise werden die beiden Wellentypen getrennt. Das Signal mit dem Wellentyp TMqj, das an der H-Öffnung (Η-Flansch) der E-Ebenen-Faltenhybride 66 zur Verfügung steht, spricht auf das empfangene Signal an, um ein Elevations-Nachführungssignal zu liefern, während der Wellentyp TE^q , der an der Ε-Öffnung der E-Ebenen-Faltenhybride 66 zur Verfügung steht, nur auf das Summensignal anspricht und die E-Ebenen-Faltenhybride 66 das Signal mit dem Wellentyp TeY^ reflektiert.

Polarisationsgitter 68 und 70 können sowohl metallische Stäbe als Streifen sein, die quer durch die Öffnungen oder Apperturen der runden und rechteckigen Hohlleiter in der Kreuzhybride 62 verlaufen. Die Gitter liegen in einer Ebene senkrecht zu der Fortpflanzungsrichtung und einer Richtung parallel zu den Ober- und Unterseiten der Rechteck-Hohlleiter, um die longitudinalen Komponenten des elektrischen Feldes der hochfrequenten transversalen magnetischen Moden zu unterdrücken. Auf diese Weise verhindern die Polarisationsgitter 68 und 70 die Fortpflanzung des Wellentypes TMqi zur E-Ebenen-Faltenhybride 72. Die Gitter 68 und 70 blockieren auch den Wellentyp T

Die E-Ebenen-Faltenhybride 72 ist eine Hybride mit vier Öffnungen. Das Sendesignal oder Abwärtsverbindungssignal mit der niedrigeren Frequenz wird der H-Öffnung (Η-Flansch) der Hybride 72 zugeführt. Wie unten im Zusammenhang mit Fig. 8 beschrieben

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ist, wira dieses Sendesignal in zwei Komponenten gleicher Amplitude aufgeteilt, deren Phasenlage so ist, daß wenn sie im Rund-Hohlleiter kombiniert werden als Wellentyp TeYj verschmelzen. Auf der anderen Seite verursacht ein elektrischer Vector in Umfangsrichtung des Wellentyps TEqi bei hoher Frequenz nur eine Erregung der E-Öffnung der Hybride 72. Obwohl die E-Öffnung und die Η-Öffnung der Niederfrequenzenhybride 72 getrennt sind, wird vorzugsweise ein Hochpaßfilter 74 an die Ε-Öffnung der E-Ebenen-Fal tenhybride 72 angeschlossen um zu gewährleisten, daß nur das hochfrequente Signal des Wellentyps TEq-^ den Nachführungsempfänger oder Zielverfolgungsempfänger erreichen kann. Das hochfrequente Signal TEq^ stellt das von der Antenne 60 empfangene Azimut-Nachführungssignal dar.

Wie in Gestalt eines Blockdiagramms in Fig. 4 dargestellt ist, stellt das Speisesystem gemäß der Erfindung eine wirksame Vorrichtung zum Trennen von Wellentypen dar, die es gestattet, lediglich eine einzige Antenne zum Erzeugen von drei Ablagesignalen für einen Monopuls-Nachführungsempfanger zu erzeugen, und darüber hinaus das Einspeisen eines Abwärtsverbindungs-Sendesignals mit einer anderen Frequenz gestattet. Eine weitere Erläuterung der Arbeitsweise des Speisesystems gemäß der Erfindung wird nunmehr im Zusammenhang mit körperlichen Darstellungen eines Ausführungsbeispiels des Speisesystems gegeben, das in den Fig. bis 8 gezeigt ist.

Fig. 5 zeigt in perspektivischer Darstellung das in Fig. 4 in Blockdiagrammform gezeigte Dreimoden-Koppler-Speisesystem. Ein Koppler 80 besteht aus einem Rund-Hohlleiter-Abschnitt 82 mit einem Durchmesser A und einem geeigneten Flansch 83 zum Anschließen der Antenne 60 wie oben erläutert worden ist. Entlang dem Rund-Hohlleiter-Abschnitt 82 ist zwischen dessen Enden eine Zweiflansch-Kreuzhybride d4 angeordnet, die weiter unten näher

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beschrieben ist. Der Abstand zwischen der Mitte der Kreuzhybride und dem rückseitigen Ende des Hohlleiters 82 ist mit L^ bezeichnet, wie in Fig. 5 sichtbar ist.

Das am weitesten vom Flansch 83 entfernte Ende des Rund-Hohlleiter-Abschnitts 82 geht in einen weiteren Rund-Hohlleiter-Abschnitt 86 mit einem Durchmesser B und einer Länge L2 über. Dieser Rund-Hohlleiter-Abschnitt mit dem Durchmesser B entspricht dem Rund-Hohlleiter 64 unterhalb der Grenzfrequenz, der im Zusammenhang mit Fig. 4 beschrieben wurde und im folgenden als Grenzfrequenz-Hohlleiter-Abschnitt 86 bezeichnet ist. Das entfernt liegende Ende des Grenzfrequenz-Hohlleiter-Abschnitts 86 ist, wie in Fig. 5 zu sehen ist, mit einer E-Ebenen-Faltenhybride 88 verbunden, die beim dargestellten Ausführungsbeispiel für das Empfangssignalband von etwa 30 GHz abgestimmt ist, um eine optimale Leistung zu erreichen. Eine zweite E-Ebenen-Faltenhybride 90 ist mit der Kreuzhybride 84 an dem Punkt verbunden, an dem die Rechteck-Hohlleiter 92 und 94 der Kreuzhybride zusammenlaufen und Doppelöffnungen 103 und 105 bilden, die durch eine Wand 104 symmetrisch voneinander getrennt sind (siehe Fig. 8). Die Rechteck-Hohlleiter-Abschnitte 92 und 94 gehen an ihren anderen Enden in den Rund-Hohlleiter-Abschnitt 82 jeweils über und werden jeweils in rechteckig geformten, diametral gegenüberliegenden Öffnungen im Hohlleiter-Abschnitt 82 aufgenommen. Jede dieser Öffnungen verfügt über Polarisationsgitter 95, die in Fig. 5 als gestrichelte Linien dargestellt sind. Wie oben erwähnt, sind die Polarisationsgitter 95 vorgesehen, um longitudinale Komponenten des elektrischen Feldes des hochfrequenten transversalen magnetischen Wellentyps zu unterdrücken, der sich auf diese Weise nur entlang der Längsachse des Hohlleiter-Abschnitts 82 in Richtung auf die Faltenhybride 88 fortpflanzen kann.

ο ζ υ

υ ,■ η ο

Die Faltt,nhybride 88 verfügt über eine E-Öffnung 96 und eine H-Öffnung 98. In ähnlicher Weise sind an der Faltenhybride 90 eine E-Öffnung 100 und eine H-Öffnung 102 vorgesehen. Wegen der einzigartigen Fähigkeit zur Trennung der Wellentypen gemäß der Erfindung, die im folgenden genauer beschrieben wird, liefert die E-Öffnung 96 der Hybride 88 ein Ausgangssignal mit dem Wellentyp ^T^ll' ^^as ^^em Summenzweig-Signal für die Aufwärtsverbindung mit der höheren Frequenz, beispielsweise 30 GHz, entspricht. In ähnlicher Weise liefert die H-Öffnung der Hybride 88 ein Signal vom Wellentyp TMq^, das dem Elevationswinkelzweig des hochfrequenten Signals entspricht. Andererseits stellt die E-Öffnung 100 der Hybride 90 ein Signal vom Wellentyp TEq^ zur Verfügung, das dem Azimutwinkelzweig des hochfrequenten Aufwärtsverbindungssignals .entspricht. Die H-Öffnung 102 der Hybride 90 gestattet die Einspeisung eines Signals für ein Abwärtsverbindungs-Sendesignal mit einer niedrigeren Frequenz wie beispielsweise 18 GHz. Beispielsweise kann das Signal mit dem Wellentyp TeY^, das dem Abwärtsverbindungs-Summenzweig entspricht, von der Bodenstation zur Nachrichtenübermittlung oder zur Eigenfeinsteuerung mit automatischer Antennennachführung verwendet werden. Wie weiter in Fig. 5 gezeigt ist, wird das an der E-Öffnung 100 der Hybride zur Verfügung stehende Signal vorzugsweise einem geeigneten Hochpaßfilter zugeführt, um eine Frequenztrennung zwischen dem Azimutzweig-Ablagesignal der Aufwärtsverbindung und dem Signal der Abwärtsverbindung zu gewährleisten.

Die Art und Weise, wie der in Fig. 5 dargestellte Drei-Moden-Koppler des Ausführungsbeispiels eine Trennung der drei Aufwärtsverbindungs-Moden sowie einer Abwärtsverbindungs-Mode mit niedriger Frequenz durchführt, wird nunmehr anhand der Fig. 6 bis 8 ausführlich beschrieben.

±5 -

η-

Der Fachmann auf dem Gebiet der vorliegenden Erfindung erkennt, daß die Beschreibung des Drei-Moden-Kopplers gemäß der Erfindung anhand der Fig. 6 bis 8 auf konventionellen bekannten Beschreibungen von Fortpflanzungsmodeⁿ in Rund-Hohlleitern und Rechteck-Hohlleitern basiert, wie solche die in den Tabellen 8.02 und 8.04 des Buches "Fields and Waves in Communication Electronics" von Ramo, Whinnery und Van Duzer, John Wiley and Sons, 1965, beschrieben ist. Weiterhin erkennt man, daß die Grenzfrequenz-Eigenschaften des Rund-Hohlleiter-Abschnitts 86 auf dem bekannten Grenzfrequenzverhalten von Wellen in Rund-Hohlleitern beruhen, wie im oben genannten Text auf Seite 431 im Zusammenhang mit Fig. 8.04a erörtert ist.

Berücksichtigt man diese bekannten Hohlleiter-Eigenschaften, so erkennt man, daß die hochfrequente Mode TEjJ₁ sich leicht durch den größeren Rund-Hohlleiter-Abschnitt 62 und durch den im Durchmesser kleineren Rund-Hohlleiter-Abschnitt 86 zur E-Ebenen-Faltenhybride 88 fortpflanzt, wo er an der E-Öffnung 96 zur Verfügung steht. In ähnlicher Weise breitet sich der Wellentyp TMq₁ , ebenfalls mit der höheren Frequenz, prompt entlang dem gleichen Pfad aus. Da das Signal des Wellentyps TMq₁ eine Grenzfrequenz hat, die nur geringfügig größer als die des'Wellentyps TE₁₁ ist, pflanzt es sich ebenfalls durch den kleineren Rund-Hohlleiter-Abschnitt 86 zur Hybride 88 fort, wo es zwei phasenverschobene Komponenten an den Doppelöffnungen 91 und 93 der Hybride eines Rechteck-Hohlleiter-Wellentyps TEq₁ erzeugt. Die Doppelöffnungen 91 und 93 sind in Fig. 7 im Schnitt dargestellt. Diese Doppelöffnungen der Hybride sind durch eine symmetrisch angeordnete Wand 89 in bekannter Weise voneinander getrennt, die sich in einer Ebene parallel zu den Seitenwänden der Öffnung 98 erstreckt. Als Ergebnis tritt die mit dem Wellentyp TMq₁ übertragene Energie an der H-Öffnung 98 der Hybride 88 aus. Die Wand 89

, 23-

stellt für den Wellentyp TeY^ der Abwärtsverbindungs-Frequenz einen Kurzschluß dar.

Die Art und Weise, wie das niederfrequente Signal für die Abwärtsverbindung vom Wellentyp TeY^ und das Empfangssignal mit d€ Wellent^p TEq^ voneinander getrennt werden, ist am besten in Fig. 8 zu erkennen. In Fig. 8 veranschaulicht ein gestrichteltei Pfeil das elektrische Feld des Signals vom Wellentyp TEq^₁ und ei durchgezogener Pfeil veranschaulicht das elektrische Signal mit der niedrigeren Frequenz und dem Wellentyp ΤεΥ^. Wie dargestellt wird das Signal des niederfrequenten Wellentyps TE^-^, ^as der H-Öffnung 102 der Hybride 90 zugeführt wird, in zwei phasenverschobene Komponenten 106 und 10 7 jeweils in den Öffnungen 103 ur 105 der Hybride zerlegt, die durch eine horizontale Wand 104 voneinander getrennt sind. Diese beiden phasenverschobenen Kompc nenten, die mit durchgezogenen Pfeilen dargestellt sind, bereite sich jeweils entlang den Rechteck-Hohlleiter-Abschnitten 92 und 94 aus, um sich phasengerecht an dem Rund-Hohlleiter-Abschnitt E mit dem großen Durchmesser zu addieren. Das niederfrequente Signal wird dann in die Antenne 60 eingespeist.

Das empfangene Azimut-Nachführungssignal, das bei der höheren Frequenz wie 30 GHz mit dem Wellentyp TEqj in den Rund-Hohlleiter-Abschnitt 82 eingespeist wird, erzeugt ein zirkuläres elektrisches Feld im Hohlleiter-Abschnitt 82, wie in Fig. 8 graphisch veranschaulicht ist. Die Energie des Wellentyps TEq^ breitet sich in beiden Abschnitten 92 und 94 der Kreuzhybride 84 aus, um zwei phasenverschobene Komponenten zu erzeugen, wie dies durch die gestrichelten Pfeile dargestellt ist. Wenn diese beide Komponenten jedoch die Doppelöffnungen 103 und 105 erreichen, sind sie in Phase und überlagern sich, wobei sie ein Ausgangs-

ι * ""'ι .'" ο 2 υ 1 4 5 4

ζ '"I * I

-JW-

-ft-

signal an der Ε-Öffnung der Hybride 90 vom Wellentyp TEqj erzeugen.

Die Wirksamkeit der Kopplung der Wellentypen TEq^ und TE^^ hängt in einem großen Maße von den Abmessungen der Rund-Hohlleiter-Abschnitte, nämlich den Längen L^ und L2 sowie den Durchmessern A und B ab. Der Durchmesser A muß groß genug sein, um eine Übertragung aller drei Wellentypen durch den Hohlleiter-Abschnitt 82 zu gestatten. Die Länge L^, die vom Mittelpunkt der Kreuzhybride 84 bis zum Übergang der Hohlleiter-Abschnitte 82 und 86 gemessen wird, muß ein Mehrfaches der halben Hohlleiterlänge A^. des Abschnitts 82 für das hochfrequente Signal mit dem Wellentyp TEq^ sein. Die Länge L2 des Grenzfrequenz-Hohlleiter-Abschnitts 86 wird so bestimmt, daß die Länge L^ + L2 ein ungradzahliges Vielfaches von 90" für das niederfrequente Signal mit dem Wellentyp TEy^ ist, wobei dann die Länge L^ von der Summe abgezogen wird. Auf diese Weise führt die Länge L^ zu einer optimalen Auskopplung des Schwingungstyps TEqi aus den Rund-Hohlleiter-Abschnitten 82 und 86 in die Rechteck-Hohlleiter-Abschnitte 92 und 94 der Kreuzhybride 84. Die Längen L^ und L2 ermöglichen auch das phasengleiche Koppeln der von der E-Ebenen-Faltenhybride 88 reflektierten Signalenergie vom Wellentyp TeY^, wie weiter unten ausführlich beschrieben wird, sowie das direkte Koppeln der Signalenergie TeY-i aus der E-Ebenen-Faltenhybride 90 zur Antenne 60. Somit muß die Länge Li so gewählt werden, daß sie ein Vielfaches der halben Wellenlänge des Schwingungstyps TEqi bei der für die Aufwärt sverbindung verwendeten Frequenz ist, wobei A der Durchmesser des Hohlleiter-Abschnittes 82 ist. Infolge-dessen addiert sich die Signalenergie des Schwingungstyps TE₀₁, die an dem von dem Grenzfrequenz-Hohlleiter-Abschnitt 86 erzeugten Hochspannungs-Stehwellenverhältnis reflektiert wird, phasengleich zu der direkt von der Antenne eingekoppelten Energie mit dem Schwingungstyp ^TE01' ^{unl e}i^ne wirksame Signalenergieübertragung zur Hybride 90 zu

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bewirken. In ähnlicher Weise muß die Abmessung B, d.h. der Durchmesser des Grenzfrequenz-Hohlleiter-Abschnitts 86, gewählt werden, um eine Grenzfrequenz zu schaffen, die oberhalb der Grenzfrequenzen der Signale der Aufwartsverbindungs-Frequenzen mit den Wellentypen TMg^ und TE^i und dem Signal der Abwartsverbindungs-Frequenz mit dem Wellentyp TeY^ abfällt, jedoch unterhalb der Grenzfrequenz des hochfrequenten Signals vom Wellentyp TEq^. Die in Fig. 8 dargestellten Polarisationsgitter 95 unterdrücken die longitudinalen Komponenten des elektrischen Feldes der hochfrequenten Signale und infolge dessen können sich sowohl der Schwingungstyp TMq^ als auch der Schwingungstyp TE^i mit einer zum Abwärtsverbindungs-Signal rechtwinkligen Polarisation nicht in die Rechteck-Hohlleiter-Abschnitte 92 und 94 der Kreuzhybride 84 fortpflanzen.

Der Multi-Moden-Koppler gemäß der vorliegenden Erfindung stellt eine sehr wirksame Vorrichtung zum Trennen von drei eingeleiteten linear polarisierten Signalen mit verschiedenen Rund-Hohlleiter-Schwingungstypen oder Moden dar, die alle die gleiche Frequenz aufweisen, und liefert somit die erforderlichen Nachführungs-Ablagesignale für einen nach dem Monopulsverfahren arbeitenden Nachführungs- oder Zielverfolgungsempfanger, obwohl lediglich eine einzige Antenne verwendet wird, die diese verschiedenen Moden verarbeiten kann. Zusätzlich gestattet es die Erfindung, im gleichen Speise- und Antennensystem ein zusätzliches Signal für eine Abwärtsverbindung mit einer anderen Frequenz zu erzeugen.

Es ist offensichtlich, daß dieses Mehr-Moden-Speisesystem einzigartiger Gestaltung sehr leistungsfähig ist. Die Erfindung ist besonders für ein Monopuls-Nachführungssystem geeignet und hat besondere Vorteile beim Einsatz zur Nachführung von Satellitenantennen. Die neuen Merkmale der Erfindung gestatten den Einsatz eines sehr wirksamen, linear polarisierten Signals bei einem

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Monopuls-Nachführungssystem, das lediglich eine einzige Antenne verwendet, die drei Wellentypen verträgt. Diese Wellentypen entsprechen dem Summensignal, dem Elevationswinkel-signal und dem Azimutwinkel-Signal eines Monopuls-Nachführungsempfängers.

Wegen der besonderen Kopplungsanordnung des Mehr-Moden-Systems ist der Einsatz einer einzigen Antenne nunmehr vorteilhafter. Weiterhin wird durch die Erfindung den Schwierigkeiten abgeholfen, die bei konventionellen Monopuls-Nachführungssystemen, welche Richtantennengruppen oder Antennenanordnungen mit mehreren Antennenöffnungen verwenden, infolge der Trennung der jeweiligen Bündel solcher Antennen auftreten und die Nachführungsgenauigkeit verschlechtern.

Infolge der größeren Leistungsfähigkeit bei Einsatz einer einzelnen Antenne ist es nunmehr möglich, ein Signal mit einer Frequenz von mehr als 15 GHz und einer linearen Polarisation .einzusetzen, das bei starkem Regen nicht zu hohen Energieverlusten führt.

Für den Fachmann ist es offensichtlich, daß andere Ausführungsmöglichkeiten der Erfindung bestehen. Insbesondere ergeben sich zahlreiche Abwandlungsmöglichkeiten bei den Signalfrequenzen, der Geometrie und den Typen der Hohlleiter-Anordnungen, wobei die hohe Wirksamkeit des Einsatzes von verschiedenen Moden oder Wellentypen erhalten bleibt.

Claims

Patentansprüche:

Ί..1 Vorrichtung zum Koppeln linear polarisierter elektromagneischer Wellen mit wenigstens einem ersten, zweiten und dritten Wellentyp mit vorherbestimmter Frequenz zu drei Zweigkanälen, gekennzeichnet durch

- eine Koppeleinrichtung für ein erstes linear polarisiertes Signal eines ersten Wellentypes zu einem ersten Kanal mit einem ersten Abschnitt (82), dessen Grenzfrequenz kleiner als die vorherbestimmte Frequenz des ersten, zweiten und dritten Wellentyps ist und mit einem an den ersten Abschnitt (82) angekoppelten zweiten Abschnitt (86), dessen Grenzfrequenz für den ersten und zweiten Wellentyp kleiner als die vorherbestimmte Frequenz und für den dritten Wellentyp größer als die vorherbestimmte Frequenz ist,

- eine Koppelvorrichtung für ein zweites linear polarisiertes Signal eines zweiten Wellentyps zu einem zweiten Kanal,

- eine Koppelvorrichtung für ein drittes linear polarisiertes Signal mit einem dritten Wellentyp zu einem dritten Kanal und

- eine an den ersten Abschnitt (82) gekoppelte Einrichtung zur alleinigen Übertragung des ersten Wellentyps.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Koppeleinrichtung zum Einkoppeln eines Signals mit einer vorherbestimmten Frequenz, die verschieden von der vorherbestimmten Frequenz der ersten, zweiten und dritten Wellentypen ist, aus einem vierten Kanal mit einem Wellentyp der einem der ersten, zweiten und dritten Wellentypen entspricht zum Fortpflanzen eines linear polarisierten Signals.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die drei Kanäle einen Summenkanal (96), einen EIevationswinkel-Kanal (98) und einen Azimutwinkel-Kanal (100) für einen Monopuls-Nachführungsempfanger sind.
4. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste, zweite und dritte Wellentyp die Rund-Hohlleiter-Wellentypen TM₀I, TE^₁ und TE₀I sind.
5. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppelvorrichtung für ein zweites linear polarisiertes Signal eine Einrichtung aufweist, die an den zweiten Abschnitt (86) angeschlossen ist, um nur den zweiten Wellentyp fortzupflanzen.
6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppelvorrichtung für ein drittes Signal eine Einrichtung (84) aufweist, die an einem ersten Ende an zwei diametral gegenüberliegenden Öffnungen des ersten Abschnitts (82) angekoppelt ist und deren zweites Ende mit einer Einrichtung (90) zum Übertragen des dritten Wellentyps verbunden ist.
7. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dau die Koppelvorrichtung für das zweite linear polarisierte Signal versehen ist mit

- einem ersten Rund-Hohlleiter-Abschnitt (82), dessen Grenzfrequenz für den ersten, zweiten und dritten Wellentyp kleiner als die vorherbestimmte Frequenz ist,

- einem zweiten Rund-Hohlleiter-Abschnitt (86), der koaxial mit dem ersten Rund-Hohlleiter-Abschnitt (82) gekoppelt ist und dessen Grenzfrequenz für den ersten und zweiten Wellentyp kleiner, aber für den dritten Wellentyp größer als die vorherbestimmte Frequenz ist,

- einer ersten E-Ebenen-Faltenhybride (88), die an den zweiten Rund-Hohlleiter-Abschnitt (86) angeschlossen ist und ein E-Tor (96) zum Fortpflanzen des zweiten Wellentyps aufweist, und daß die Koppelvorrichtung für Signale des dritten Wellentyps eine Zweitor-Kreuzhybride (84) aufweist, die am ersten Ende an zwei diametral gegenüberliegenden Öffnungen des ersten Hohlleiter-Abschnitts (82) angekoppelt ist und am zweiten Ende mit einer E-Ebenen-Faltenhybride (90) verbunden ist, die ein E-Tor (100) zum Fortpflanzen des dritten Wellentyps aufweist.
8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppelvorrichtung für das Signal des vierten Kanals ein H-Tor (102) der zweiten E-Ebenen-Faltenhybride (90) zum Fortpflanzen des vierten Kanalsignals aufweist.
9. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß die Grenzfrequenz des zweiten Rund-Hohlleiter-Abschnitts (86) größer als die Frequenz des Signals des vierten Kanals ist.
10. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das H-Tor (102) der zweiten E-Ebenen-Faltenhybride (90) mit einem Hochpaßfilter (74) gekoppelt ist, das eine Grenzfrequenz aufweist, die zwischen der Frequenz des vierten Signals und der vorherbestimmten Frequenz des ersten, zweiten und dritten Wellentypes liegt, so daß die Signalfrequenz des vierten Kanals abtrennbar ist.
11. Vorrichtung nach Anspruch 2 , dadurch g e k e η nz eichn e t , daß die Signalfrequenz des vierten Kanals ungefähr das 0,6-fache der vorherbestimmten Frequenz des ersten, zweiten und dritten Wellentyps ist.
12. Vorrichtung nach den Ansprüchen 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet , daß der erste, zweite und dritte Wellentyp jeweils der Rund-Hohlleiter-Wellentyp TM₀^, TE^₁ und ΤΕ_Οχ ist, wobei das Frequenzsignal des vierten Kanals den Wellentyp TeY^ aufweist.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Länge des ersten Rund-Hohlleiter-Abschnitts (82) zwischen dem Mittelpunkt der Öffnungen und dem zweiten Rund-Hohlleiter-Abschnitt (86) ein Mehrfaches einer 180°-Phasenverschiebung für den Wellentyp TE₀I ist.
14. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Summe der Länge (L^) des ersten Rund-Hohlleiter-Abschnitts (82) zwischen dem Mittelpunkt der Öffnungen und dem zweiten Rund-Hohlleiter-Abschnitt (86) und der Länge des zweiten

Rund-HoMleiter-Abschnitts (86) ein ungerades Vielfaches einer ^"-Phasenverschiebung für den Wellentyp TEj^ ist.
15. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 7, 8, 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet , daß Polarisationsgitter (95) in den Öffnungen angeordnet sind, um die longitudinalen Komponenten des elektrischen Feldes in der Kreuzhybride (84) zu unterdrücken.
16. Vorrichtung zum Koppeln linear polarisierter elektromagnetischer Wellenenergie mit einer vorherbestimmten Empfangsfrequenz aus einer einzigen für einen ersten, zweiten und dritten Wellentyp geeigneten Antenne zu einem Empfänger mit wenigstens drei Empfangskanälen, gekennzeichnet durch

- eine erste E-Ebenen-Faltenhybride (88) mit einem H-Tor (98) zur Fortpflanzung des ersten Wellentyps und einem E-Tor (96) zur Fortpflanzung des zweiten Wellentyps,

- einen ersten diametral gegenüberliegende Öffnungen aufweisenden Rund-Hohlleiter-Abschnitt (82) mit einer Grenzfrequenz, die für den ersten, zweiten und dritten Wellentyp kleiner als die ausgewählte Empfangsfrequenz ist,

- einen zweiten Rund-Hohlleiter-Abschnitt (86), der koaxial zum ersten Rund-Hohlleiter-Abschnitt (82) angeordnet ist und eine Grenzfrequenz aufweist, die für den ersten und zweiten Wellentyp kleiner, aber für den dritten Wellentyp größer als die Empfangsfrequenz ist und

- eine Zweitor-Kreuzhybride (84), deren erstes Ende mit den diametral gegenüberliegenden Öffnungen in dem ersten Rund-Hohlleiter-Abschnitt (82) gekoppelt ist und deren zweites Ende zur Fortpflanzung des dritten Wellentyps mit einer zweiten E-Ebenen-Faltenhybride (90) gekoppelt ist, die ein E-Tor (100) aufweist.
17. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß sie ein H-Tor (102) in der zweiten E-Ebenen-Faltenhybride (90) zum Koppeln eines Signals vom Sender zur Antenne (60) mit einem Wellentyp_/der gleich dem ersten, zweiten oder dritten Wellentyp ist, aufweist, wobei das ausgesandte Signal linear polarisiert ist und die ausgewählte Sendefrequenz des Signals sich von der Empfangsfrequenz unterscheidet.
18. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die drei Empfangskanäle jeweils der Summenkanal, der Elevations-Nachführungssignalkanal und der Azimut-Nachführungssignalkanal eines Monopuls-Nachführungsempfängers sind.
19. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der erste, zweite und dritte Wellentyp jeweils die Rund-Hohlleiter-Wellentypen TM₀₁, TE^₁ und TE₀₁ sind.
20. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16, 17, 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet , daß Polarisationsgitter an den Öffnungen zum Unterdrücken der longitudinalen Komponenten des elektrischen Feldes in der Kreuzhybride (84) vorgesehen sind.
21. Monopuls-Nachführungssystem, gekennzeichnet durch

- eine einzige Antenne (60), einen Mehrkanalempfänger und eine Mehr-Moden-Speiseeinrichtung zum Koppeln linear polarisierter Nachführungssignale gleicher Frequenz aus der einzigen Antenne, die geeignet ist, einen ersten, zweiten und dritten Wellentyp zu

verarbeiten, zu einem Mehrkanalempfänger zur genauen Positionierung der Antenne bezüglich eines entfernten Senders, wobei die Speiseeinrichtung folgende Merkmale aufweist:

- eine erste E-Ebenen-Faltenhybride (88) mit einem H-Tor (98) zur Fortpflanzung des ersten Wellentyps und einem E-Tor (96) zur Fortpflanzung des zweiten Wellentyps,

- einen ersten diametral gegenüberliegende Öffnungen aufweisenden Rund-Hohlleiter-Abschnitt (82) mit einer Grenzfrequenz, die für den ersten, zweiten und dritten Wellentyp kleiner als die ausgewählte Empfangsfrequenz ist,

- einen zweiten Rund-Hohlleiter-Abschnitt (86), der koaxial zum ersten Rund-Hohlleiter-Abschnitt (82) angeordnet ist und eine Grenzfrequenz aufweist, die für den ersten und zweiten Wellentyp kleiner, aber für den dritten Wellentyp größer als die Empfangsfrequenz ist und

- eine Zweitor-Kreuzhybride (84), deren erstes Ende mit den diametral gegenüberliegenden Öffnungen in dem ersten Rund-Hohlleiter-Abschnitt (82) gekoppelt ist und deren zweites Ende zur Fortpflanzung des dritten Wellentyps mit einer zweiten E-Ebenen-Faltenhybride (90) gekoppelt ist, die ein E-Tor (100) aufweist.