CN101752632B - 在天线中产生圆极化的紧凑激励组件和形成该组件的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种在天线中产生圆极化的紧凑激励组件和形成该组件的方法。其中一种紧凑激励组件，用于在包括双工正交模式转换器和分支耦合器的天线中产生圆极化，其特征在于，被称为OMT的所述正交模式转换器(21)为非对称的并且包括具有正方形或圆形横截面的主波导(22)、纵轴ZZ’以及分别通过两个平行耦合狭槽(25、26)耦合到主波导(22)的两个分支，所述两个耦合狭槽(25、26)制造在波导的两个正交壁上，所述OMT的两个分支分别连接到非平衡分支耦合器(40)的两个波导(35、36)上，分支耦合器(40)具有两个不同的分配系数(α、β)，所述分配系数被优化以补偿由OMT(21)的不对称产生的电场正交杂散分量(δy、δx)。其特别应用于发送和/或接收天线，例如多波束天线。

Description

在天线中产生圆极化的紧凑激励组件和形成该组件的方法

技术领域

本发明涉及一种用于在天线中产生圆极化的紧凑激励组件，一种包括该紧凑激励组件的天线，以及一种形成该紧凑激励组件的方法。其显著地应用于发送和／或接收天线的领域，更具体地，应用于天线，例如多波束天线，该天线包括连接到正交模式转换装置(orthomodetransduction device)的基本辐射元件，该正交模式转换装置与耦合器相关联。

背景技术

形成大量的连续(contiguous)波束涉及到制造包括大量基本辐射元件的天线，所述大量的基本辐射元件放置在抛物面反射器的焦平面上，其间距直接取决于波束间的角间隙(angular gap)。在多波束应用的情况下，用于安装负责确保在圆双极化下的发送和接收功能的射频RF链所需的空间由辐射元件的辐射面限定。

在最常见的结构中，由耦合到射频链(radiofrequency chain)的辐射元件组成的每个源形成一个也称为点的波束，每个形成的波束例如由构成基本辐射元件的专用角天线(horn)发射，并且射频链在根据用户和／或操作者的需要所选择的频带中，为每个波束执行单极化或双极化的发射／接收功能。通常，射频链主要包括激励器和波导路径，也称为重组电路，使得其能够连接射频硬件部件。为了形成圆极化，已知利用包括英文缩写为OMT(表示正交模式转换器，OrthoMode Transducer)的正交模式转换器的激励器，该正交模式转换器连接到例如角天线型的基本辐射元件。OMT选择性地以呈现第一极化的第一电磁模式，或者呈现与第一极化正交的第二极化的第二电磁模式，对角天线进行馈送(在发送时)，或者被角天线馈送(在接收时)。与两个电场分量相关联的第一和第二极化是线性的，并且分别称为水平极化H和垂直极化V。通过将OMT与负责将电场分量H和V设置为相位正交(phasequadrature)的分支耦合器(也称为分支线耦合器)相关联来产生圆极化。研究紧凑方案将使射频硬件部件和射频链的重组电路组合成彼此堆叠的多层，如下面图1a和1b的实例中所示。然而，射束的数量越大，射频链的复杂度、质量和成本越高，因此需要改变其电结构，以进一步降低射频链的质量和成本。

发明内容

为解决上述问题，本发明的目的是提出一种新的在双极化下工作的激励组件，其无需任何调整，且能够简化射频链并且使其更紧凑，因而减少其质量和成本。

因此，本发明涉及一种紧凑激励组件，用于在包括双工正交模式转换器OMT和分支耦合器的天线中产生圆极化，其特征在于，所述正交模式转换器为非对称的并且包括具有正方形或圆形横截面和纵轴ZZ’的主波导以及仅两个分支，所述两个分支中的每一个分别通过仅两个平行耦合狭槽其中之一耦合到主波导，所述仅两个耦合狭槽相隔90°并且制造在主波导的壁中，所述OMT的仅两个分支分别连接到非平衡分支耦合器的两个波导上，分支耦合器具有两个不同的分配系数(splitting coefficient)，所述分配系数被优化以补偿由OMT的不对称产生的电场正交杂散分量。

有益地，耦合狭槽下游的OMT的主波导的横截面小于耦合狭槽上游的OMT的主波导的横截面，横截面的断面(break)形成短路平面。

有益地，OMT的耦合狭槽长度为L1、宽度为L2，耦合狭槽通过离耦合狭槽距离为D1的两个短截线滤波器(stub filters)连接到分支耦合器，选择距离D1、长度L1和宽度L2以在由OMT的不对称产生的电场杂散分量之间产生正交性。

有益地，基于如下三个关系来确定分支耦合器的分配系数：

-α²+β²＝1

本发明还涉及一种天线，其特征在于，包括至少一个所述的紧凑激励组件。

最后，本发明还涉及一种形成紧凑激励组件的方法，该组件用于在天线中产生圆极化，其特征在于，包括：将具有仅两个分支的不对称OMT正交模式转换器的每个分支分别通过仅两个平行耦合狭槽其中之一与包括两个不同分配系数的不平衡分支耦合器相耦合，确定OMT的尺寸以使得在由OMT的不对称产生的两个电场杂散分量之间建立相位正交，并且优化分支耦合器的分配系数，以补偿所述两个电场杂散分量。

有益地，确定OMT的尺寸包括确定OMT的耦合狭槽的长度L1，确定耦合狭槽距离放置在所述耦合狭槽和分支耦合器之间的两个短截线滤波器的距离D1，将短路平面放置在所述耦合狭槽下游的OMT的主波导中，选择长度L1和宽度L2以在由OMT的不对称产生的电场杂散分量之间产生正交性。

有益地，基于如下三个关系来确定分支耦合器的分配系数：

-α²+β²＝1

附图说明

参照附图，通过以仅示例性的而非限制性的实例方式给出的下面的说明书，本发明的特点和优点变得更加明显，其中：

-图1a：根据现有技术的示例性的双工OMT的俯视图；

-图1b：包括图1a的双工OMT的示例性RF链的立体图；

-图2：根据本发明的包括紧凑激励组件的RF链的示例性简化结构的截面图；

-图3a和3b：分别是根据本发明的示例性不对称双工OMT的立体图和俯视图；

-图4：根据本发明，在优化OMT的形状之前，由不对称OMT获得的耦合和隔离两个端口之间的示例性耦合；

-图5：根据本发明，在优化OMT的形状之前，OMT的耦合和隔离两个端口之间的示例性相位分布；

-图6：根据本发明，在优化OMT的形状参数之后，OMT的耦合和隔离两个端口之间的示例性相位分布；

-图7：根据本发明的OMT的示意性俯视图，示出了在优化OMT的形状参数之后的杂散场分量；

-图8a和8b：根据本发明的示例性非平衡分支耦合器的立体图和纵向截面图；

-图9a和9b：根据本发明的一个实例，示出了通过将具有两个分支的OMT与非平衡分支耦合器相关联以形成紧凑激励组件而获得的椭圆率(ellipticity ratio)。

具体实施方式

图1a中所示的四分支正交模式转换器5包括主波导10，其纵轴为ZZ’，其具有例如正方形或圆形的横截面，主波导10具有待连接到未示出的角天线的第一端，以及第二输出端，该两端处于该主波导的主体的纵轴上。一组四个纵向或横向的耦合狭槽11、12、13、14平行地制造在主波导的四个侧面的每个的壁上，并且以成对的完全相对的方式布置。在所述角天线和耦合狭槽之间，主波导10的尺寸适于传播与主波导在发送和接收频带内的H和V场分量相关联的基本电磁模式。在耦合狭槽之外，主波导的横截面变小，因而产生用于低频带的短路平面。在截止频率，波导用作高通滤波器，只允许高频带通过。与具有正方形横截面的波导的TE01和TE10基本电磁模式相关联的H和V场分量，或者与具有圆形横截面的波导的TE11H和TE11V模式相关联的H和V场分量，通过四个平行的耦合狭槽11、12、13、14，在例如发送波段的低频带中耦合。例如接收波段的高频带被连接到四个平行入口狭槽的四个短截线滤波器15、16、17、18阻止，并且在主波导中传播直到其输出端。OMT组件和滤波器，称为双工OMT，因此呈现出六个物理端口，并且其操作与线极化或圆极化的应用兼容。例如可以保留低频带，用于RF射频信号的发送，可以保留高频带用于RF信号的接收。如图1b中所示，在发送时，通过3dB平衡分支耦合器19来确保圆极化的形成，3dB平衡分支耦合器19以相位正交来成对地馈送四个耦合狭槽11、12、13、14。通过相位重组电路20来对相对的狭槽同相地(in phase)进行馈送。由双工OMT和分支耦合器组成的激励组件的各硬件部件被单独优化，并且总的传送功能取决于每个硬件部件的内在性能。具有四个分支的OMT5的几何特征在耦合狭槽处将对称平面强加于在OMT中传播的电场上，因而将电场的交叉分量的振幅最小化。因此圆极化的纯度(purity)不取决于OMT5，而只取决于在耦合狭槽之间产生功率分配和相位正交的分支耦合器19和重组电路20。未示出的间隔极化器(septum polarizer)连接到OMT的主波导的输出端，间隔极化器在接收时执行圆极化的形成。

射频链的射频硬件元件和重组电路堆叠为多层，在图1b中示出了两层1、2，但是通常为三层，一层摞一层。然后硬件元件的集成度被最大化，并且为了进一步减小射频链的质量、体积和成本，需要修改其结构。

图2示出了根据本发明的包括紧凑激励组件RF链的简化的示例性结构。该RF链主要包括在图3a和3b中示出的两分支双工正交模式转换器21以及非平衡分支耦合器40。OMT21包括主波导22，其具有例如正方形或圆形的横截面以及纵轴ZZ’，还包括两个端23、24，第一端23耦合到待连接到未示出的角天线的圆形入口31，还包括两个平行的入口耦合狭槽25、26，所述狭槽制造在主波导的壁内并且插入OMT的两个分别的分支内。两个平行的入口狭槽25、26制造在主波导的两个正交侧壁上，并且例如优选地布置在相对于主波导的两个端23、24的同一高度上。例如可以保留低频带用于RF信号的发送，可以保留高频带来用于RF信号的接收。在发送时，两个耦合狭槽25、26的每个通过短截线滤波器27、28和重组电路29、30连接到分支耦合器22。圆形入口31构成了对于两个电场分量通用的输入和输出端口，所述两个电场分量分别为水平H和垂直V，对应于在发送和接收时传播的两个正交极化的电磁模式。与短截线滤波器相关联的每个平行入口狭槽构成用于其中一个电场分量的输入和输出端口，称为用于该分量的耦合端口，另一个端口被称为隔离端口。例如在图3a中，水平电场分量H穿过耦合端口32，端口33为该分量H的隔离端口。对于垂直电场分量V，耦合端口为端口33而隔离端口为端口32。分支耦合器40包括两个矩形波导35、36，其形成了两个主分支，分别通过第一端连接到OMT的端口32、33中的一个，通过第二端连接到分别的馈送入口37、38，馈送入口37、38具有同样的电长度。每个馈送入口连接到分支耦合器40的两个主分支35、36的每个以对其馈送电场。分支耦合器的两个主分支通过未示出的耦合狭槽耦合到一起，插入至少一个构成横向分支的横向波导39。预定数量的，例如在图2中为3个的横向波导39的长度等于λ_g/4，以便在分支耦合器40的输出处在两个电场分量之间产生90°相移。λ_g为在耦合器40的主分支35、36中传播的基本模式的导波长。

在接收时，未示出的间隔极化器(septum polariser)可以连接到OMT的主波导的第二端24。

从几何特征角度来看，因为耦合狭槽25、26的位置没有对称性，两分支双工OMT不允许水平H和垂直V电场分量自然退耦。分析对应于电场的一个分量的通用端口31和耦合端口32之间的能量的分布(dispersion)矩阵的参数，以及电场的同一分量的通用端口和隔离端口33之间的能量的分布矩阵的参数，如图4和5显示出，在耦合端口和隔离端口之间有-20dB量级的能量耦合，并且在两个端口之间有频率分布的相位差存在，仅对于特殊频率获得的相位正交，尽管从通用端口31到耦合和隔离两个端口32、33的距离在物理上是相同的。这意味着，由于OMT的不对称性，在主波导中传播的基本模式的能量没有完全进入耦合端口而是部分地进入隔离端口。在两个端口之间的能量的分布是由于如下事实造成的：除了TE10基本模式的-20dB耦合，在耦合端口和隔离端口之间还有TE20模式(或者TE02模式，这取决于是否考虑电场的H或V分量)的-20dB耦合。TE20(或TE02)模式干扰功率分配并且在耦合端口上相对于隔离端口引入不同的电场相位插入。

根据本发明，因为两分支OMT在与在耦合狭槽之间产生平分的功率分配和相位正交的3dB平衡分支耦合器相关联时，不允许电场的两个分量的完全退耦，因此不可能获得圆极化。获得的极化是椭圆的，辐射场的椭圆率等于1.7dB。

然而，通过对OMT的形状参数进行调整，例如耦合狭槽25、26的长度L1和宽度L2、对应于主波导的横截面的变化的狭槽和用于低频带的短路平面之间的距离、狭槽25、26和短截线滤波器27、28的起点之间的距离D1，如图6的实例所示，能够将场分量放置于隔离端口，使其与在耦合端口的场分量相位正交，还能够在耦合和隔离这两个场分量之间产生不同的相位行为，在整个低频带的7％以上的带宽上是非周期的。相对于隔离端口的杂散场交叉分量，距离D1作用在耦合端口的主场分量的相位的频率分布上。长度L1和宽度L2使得能够将耦合端口的场分量和隔离端口的杂散场分量之间的绝对相位调整到-90°。狭槽和短路平面之间的距离可以例如是零。然而，OMT的形状参数的优化是多变量优化，其中其他参数作用于其二阶，产生例如射频中断之间的能量节拍，而且除非通过连续的重复以及通过分析传播的电磁模式，否则不能优化。

图7示出了从进入端口32、33的馈送得到的电场，分别用于水平极化H、垂直极化V，然后分解为两个有-90°相差的分量。因此，对于针对电场Ey的垂直分量V的进入端口33，增加了相对于Ey有-90°相差的杂散的水平分量δy，对于针对电场Ex的水平分量H的进入端口32，增加了相对于Ex有-90°相差的杂散的垂直分量δx，杂散的分量δy和δx为相对于Ex和Ey的振幅消弱了20dB。

根据本发明，与非平衡分支耦合器相关联的不对称OMT能够补偿由OMT的不对称造成的缺陷，并且使天线在单极化和双极化下的运行具有很好的极化纯度。

为了获得好的圆极化纯度，电场的H和V分量必须具有相同的振幅并且相位正交。图8a和8b示出了根据本发明的示例性非平衡分支耦合器40的立体图以及纵向截面图。分支耦合器40包括位于两个主分支的四端的四个端口1至4。端口1和4要连接到两个馈送入口，两个端口2和3分别连接到OMT的耦合端口和隔离端口。分支耦合器包括两个分配系数α和β，其中

用于在端口2或3之间分配施加到端口1或4中的一个的电场的能量，在端口2和3之间的绝对值有90°的相移。因此，当电场施加到端口1时，其在连接到端口1直到端口2的耦合器分支中传播，耦合系数为α，并且对角地传播，穿过耦合狭槽以及各横波导到达端口3，耦合系数为β。在分支耦合器的输出在端口2和3上的两电场分量之间的90°相位延迟对应于等于波长的四分之一即λ_g／4的横向波导的长度。横向波导具有相同的长度但是宽度不同。横向分支的数量的选择取决于带宽需要。横向分支的宽度限定取决与要产生的耦合系数值α和β。相反地，当电场施加到端口4时，其在连接到端口4直到端口3的耦合器的主分支中传播，耦合系数为α，并且对角地传播，穿过耦合狭槽以及各横向波导到达端口2，耦合系数为β，相移为-90°。

根据本发明，选择分配系数α和β以补偿与OMT的不对称相关的杂散缺陷。因此，不同于在通常采用的具有四分支OMT的平衡耦合器中的情况那样，系数α和β将不再相等，而是不同的。

对于OMT分配系数被优化，并且分配系数补偿水平和垂直杂散分量δy和δx，以在每个输出端口2和3获得在输入端口1接收到的功率的一半。

在接收和发送时耦合器的操作是对称的，可以在接收时对分配系数进行优化，以与补偿OMT的不对称相关的水平和垂直杂散分量δy和δx。

因此，在接收中，当穿过耦合器时，进入端口2的场分量Ex和δy.e^-j90°在端口1的输出处分别变为α·Ex和α·δx·e^-j90°。

相似地，进入端口3的场分量Ey和δy·e^-j90°在端口1的输出处分别变为β·Ey·e^-j90°和β·δye^-j180°。

这些场分量沿着正交轴X和Y的投影如下：

沿着X轴：α！Ex+β·δy·e^-j180°

沿着Y轴：β·Ey·e^-j90°+α·δx·e^-j90°

沿着X轴的场分量Ex和δy以反相相加并且补偿被破坏。沿着Y轴的场分量Ey和δx以同相相加并且补偿被建立。为了能够在每个输出端口2和3处获得补偿，以及获得输入端口1接收到的功率的一半，分配系数α和β要满足如下三个关系：

α²+β²＝1

图9a和9b示出了通过将两分支OMT和根据本发明的非平衡分支耦合器相关联而获得的椭圆率在位于19.7GHz和20.2GHz之间的Ka波段小于0.1dB。椭圆率在1.5GHz带宽上小于0.4dB，因而允许该结构用于用户任务，也能用于其它任何频带的应用。

新的结构展现了非常紧凑的优点，因而产生的包括RF链以及发送和接收角天线的源的规模为：直径为60mm，高度为100mm。通过比较，根据现有技术的同等源组件的规模为：高度150nm，直径72mm。生产成本在硬件元件的数量上优化了。当然，机械部件的数量的减少能够减少准备时间。RF链减去角天线的质量减少了60％。结构被简化，电层的数量被减少到仅仅一个而不是三个，因为OMT、分支耦合器和重组电路在同一层上。波导路径的长度减少了50％，因而相对于现有技术的四分支的OMT的0.25dB的欧姆损耗，能够使欧姆损耗减少0.1dB。

尽管本发明是关于特定实施例进行描述的，本发明显然不限于此，而是包括所描述的装置的所有技术等价物及其落入本发明保护范围内的组合。

Claims (8)

1.一种紧凑激励组件，用于在包括双工正交模式转换器OMT和分支耦合器的天线中产生圆极化，其特征在于，

所述正交模式转换器(21)为非对称的并且包括具有正方形或圆形横截面和纵轴ZZ’的主波导(22)以及仅两个分支，所述两个分支中的每一个分别通过仅两个平行耦合狭槽(25、26)其中之一耦合到主波导(22)，

-所述仅两个耦合狭槽(25、26)相隔90°并且制造在波导的壁上，

-所述OMT的仅两个分支分别连接到非平衡分支耦合器(40)的两个波导(35、36)上，分支耦合器(40)具有两个不同的分配系数α、β，所述分配系数被优化以补偿由OMT(21)的不对称产生的电场正交杂散分量δy、δx。

2.根据权利要求1所述的激励组件，其特征在于，耦合狭槽(25、26)下游的OMT的主波导(22)的横截面小于耦合狭槽(25、26)上游的OMT的主波导(22)的横截面，横截面的断面形成短路平面。

3.根据权利要求1或2所述的激励组件，其特征在于，OMT(21)的耦合狭槽(25、26)长度L1、宽度L2，耦合狭槽(25、26)通过离耦合狭槽(25、26)距离为D1的两个短截线滤波器(27、28)连接到分支耦合器(40)，以及选择距离D1、长度L1和宽度L2以在由OMT的不对称产生的电场杂散分量δy、δx之间产生正交性。

4.根据权利要求1所述的激励组件，其特征在于，基于如下三个关系来确定分支耦合器(40)的分配系数α、β：

-α²+β²＝1，

其中Ex表示主波导中的水平电场分量，Ey表示主波导中的垂直电场分量。

5.一种天线，其特征在于，包括至少一个根据前述权利要求任一项中所述的紧凑激励组件。

6.一种形成紧凑激励组件的方法，该组件用于在天线中产生圆极化，其特征在于，该方法包括：将具有仅两个分支的不对称OMT正交模式转换器(21)的每个分支分别通过仅两个平行耦合狭槽(25、26)其中之一与非平衡分支耦合器(40)相耦合，非平衡分支耦合器(40)包括两个不同的分配系数α、β，确定OMT(21)的尺寸以在由OMT(21)的不对称产生的两个电场杂散分量δy、δx之间建立相位正交，并且优化分支耦合器(40)的分配系数α、β，以补偿所述两个电场杂散分量δy、δx。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，确定OMT的尺寸包括确定OMT(21)的耦合狭槽(25、26)的长度L1、宽度L2，将短路平面放置在所述耦合狭槽下游的OMT的主波导中，确定耦合狭槽(25、26)距离放置在所述耦合狭槽和分支耦合器(40)之间的短截线滤波器(27、28)的距离D1，选择长度L1和宽度L2以在由OMT的不对称产生的电场杂散分量δy、δx之间产生正交性。

8.根据权利要求6或7所述的方法，其特征在于，基于如下三个关系来确定分支耦合器(40)的分配系数α、β：

-α²+β²＝1，

其中Ex表示主波导中的水平电场分量，Ey表示主波导中的垂直电场分量。

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