WO2002034015A1 - Elektronisches vorschaltgerät mit vollbrückenschaltung - Google Patents

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WO2002034015A1
WO2002034015A1 PCT/EP2001/010497 EP0110497W WO0234015A1 WO 2002034015 A1 WO2002034015 A1 WO 2002034015A1 EP 0110497 W EP0110497 W EP 0110497W WO 0234015 A1 WO0234015 A1 WO 0234015A1
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bridge
lamp
voltage
circuit
electronic ballast
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PCT/EP2001/010497
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Alfred TRÖSTL
Alexander Nachbaur
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Tridonicatco Gmbh & Co. Kg
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    • H05B41/3927—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations by pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to an electronic ballast with a full bridge circuit for controlling the operating behavior and the brightness of a gas discharge lamp according to the preamble of claim 1 and a method for controlling the brightness of a gas discharge lamp.
  • Electronic ballasts with full-bridge circuits are preferably used to operate high-pressure gas discharge lamps, but are also used for low-pressure discharge lamps or fluorescent tubes.
  • the use of a bridge circuit enables the lamps to be operated with a direct current, which may be reversed with a low frequency, which can reduce the occurrence of disturbing electromagnetic alternating fields. Furthermore, in this case, the influence of the lamp wiring on the operation resulting from the high-frequency line impedances is negligible.
  • Ballasts with full bridge circuits are described for example in DE 44 01 630 AI or AT 392 384 B.
  • Switches S1 to S4 which are field effect transistors in the present example, are formed, the two first switches Slund S2 forming a first half bridge and the two switches S3 and S4 forming a second half bridge.
  • a series resonance circuit consisting of an inductance L and a capacitance C is arranged, i.e. the series connection of the inductance L and the capacitor C connects the common node between the two switches S1 and S2 of the first half bridge with the common one
  • the gas discharge lamp LA is arranged in parallel with the capacitor C.
  • the input of the bridge circuit is fed with a direct voltage U BUS , which
  • the output of the bridge circuit is connected to ground via a resistor R.
  • the four switches S1 to S4 are controlled by two driver circuits T1 and T2, to which the corresponding control commands for controlling the switches S1 to S4 are in turn transmitted by a control circuit 6.
  • the four switches S1 to S4 are generally activated in the following way: first, the switches S1 and S4 forming a first bridge diagonal are activated in a first phase, while the two switches S3 and S2 forming the second bridge diagonal are opened. In this first phase there is a current flow from the input of the VoUbruckensciens via the first switch, the load circuit consisting of the series resonance circuit and the gas discharge lamp LA and the switch S4.
  • One of the two switches, for example switch S1 is closed permanently while switch S4 is clocked at high frequency.
  • switches S1 and S4 of the first bridge diagonal are then opened, while switches S3 and S2 of the second bridge diagonal are now activated in an analogous manner, ie switch S3 is permanently closed, while switch S2 corresponds to the desired power Duty cycle clocks at high frequency.
  • the change between the two diagonals of the bridge has the result that the direction of the current through the lamp LA changes permanently, thereby avoiding mercury deposits on an electrode and increasing the life of the lamp.
  • control circuit 6 which is supplied on the one hand with a desired value I S0LL corresponding to the desired lamp brightness and on the other hand with the voltage dropping via the shunt resistor R via the input line 7 as an actual value.
  • control circuit 6 generates control commands which are fed via lines 8 t to 8 4 to the two driver circuits T1 and T2, which in turn convert the control commands into corresponding signals for controlling the gates of the four field effect transistors S1 to S4.
  • the clocked switch of the active bridge diagonals is opened and closed with a frequency of approx. 20 to 50 kHz. Due to this high-frequency clocking, parasitic currents flow across the lamp line capacitances, which make precise regulation of the lamp brightness impossible, in particular at very low dimming values, with the result that, at very low dimming values, an undesirable flickering of the lamp brightness occurs which is noticeable to the eye.
  • the object is achieved by an electronic ballast which has the features of claim 1 and by methods for controlling the brightness of a gas discharge lamp according to claims 11 and 13.
  • the electronic ballast according to the invention has a bridge circuit fed with a direct voltage, the gas discharge lamp being the load of the latter VoUbruckenscrien is switched.
  • a control circuit alternately switches on a bridge diagonal of the bridge circuit and the other diagonal off.
  • the two bridge diagonals each have a controllable constant current source for regulating the lamp current. In this case, high-frequency clocking of a switch can be dispensed with while a diagonal bridge is switched on.
  • the lamp is operated with a regulated direct current during the on-time of a bridge diagonal, which avoids the problem of parasitic currents due to the high-frequency switching processes. This ensures that even at very low brightness values can be controlled very precisely to a constant lamp current and thus flickering of the lamp is suppressed.
  • the low-frequency switching between the two diagonals of the bridge is maintained and is preferably carried out at a frequency of more than 100 Hz, that is to say at a frequency above the threshold of perception of the human eye, in particular at a frequency between 700 Hz and 2000 Hz a lamp operation at very low brightness to avoid switching between the two diagonals of the bridge, since the mercury migration caused by the small lamp current is minimal and is compensated for by the natural diffusion taking place in the lamp plasma.
  • the ballast according to the invention therefore has a controllable smoothing circuit for generating a variable DC voltage supplied to the bridge circuit.
  • a control circuit is provided which detects the voltage drop across the controllable constant current source of the respective active bridge diagonals and controls the smoothing circuit in such a way that this detected voltage essentially corresponds to a predetermined desired value.
  • the smoothing circuit can consist of two switching regulators connected in series, the first switching regulator preferably being a step-up converter and the second switching regulator preferably being a step-down converter.
  • the control circuit only controls the buck converter in the desired manner.
  • the smoothing circuit can also be formed by a buck boost converter controlled by the control circuit.
  • a second preferred exemplary embodiment of the electronic ballast according to the invention is that the gas discharge lamp is part of a resonance circuit connected as a load of the bridge circuit.
  • a first operating mode which is used at low lamp brightness
  • the lamp current is regulated as described above by the two controllable constant current sources of the bridge diagonals, the inductance not being effective in this case due to the direct current, but only its ohmic direct current resistance.
  • a second operating mode when the lamp brightness is high, the power supplied to the lamp is controlled by changing the pulse duty factor at a constant high frequency. This means that in this second operating mode, the regulation of the lamp current is suppressed by the controllable constant current sources and the switches are clocked again. In this case, it is not necessary for the DC voltage supplied by the smoothing circuit of the bridge circuit to be regulated, since the controllable DC voltage is only used for the lower lamp brightnesses, but here the losses play a minor role anyway due to the low current intensities.
  • the gas discharge lamp is basically operated with a regulated DC voltage during the on-time of a bridge diagonal.
  • the two operating modes are used, the gas discharge lamp being operated in the first operating mode with low lamp brightness with a regulated direct voltage and in a second operating mode with high lamp brightness with a direct current corresponding to the pulse duty factor with superimposed ripple current.
  • FIG. 1 shows a first embodiment of a bridge circuit according to the invention
  • FIG. 2 shows a block diagram of a first ballast in which the bridge circuit shown in FIG. 1 is used
  • Fig. 3 is a block diagram of a second ballast in which the bridge circuit shown in Fig. 1 is used;
  • FIG. 4 shows a second exemplary embodiment of a bridge circuit according to the invention
  • FIG. 5 is a block diagram of an electronic ballast in which the bridge circuit shown in FIG. 4 is used; and Fig. 6 shows a known VoUbruckensclien.
  • the arrangement of the four field effect transistors S1 to S4 of the full bridge shown in FIG. 1 is identical to the known arrangement from FIG. 6. Again, a DC voltage U BUS is applied to the input of the bridge circuit, the output of the bridge circuit is formed by a shunt connected to ground. Resistor R. However, only the gas discharge lamp LA is now connected as a load; the elements of a resonance circuit are no longer present in the first exemplary embodiment. Switching between the two bridge diagonals takes place in turn by the two driver circuits T1 and T2, which control the four field effect transistors S1 to S4 in a suitable manner.
  • the regulation of the lamp brightness is no longer carried out by switching the switches S1 to S4 on and off by the driver circuits T1 and T2, but by controlling the field effect transistors S2 and S4 arranged in the bridge diagonals as controllable constant current sources.
  • these two field effect transistors S2, S4 are each operated by an operational amplifier OP1 or OP2 in their modulation range. They thus form a resistor which is connected in series with the lamp LA and in this way defines an operating point for the lamp LA.
  • the controllable constant current sources are therefore connected by the two lower field effect transistors S2 and S4 of the two half bridges and the two operational amplifiers OP1 and OP2, each of which controls the corresponding field effect transistors S2 and S4.
  • a feedback line 9j and 9 2 the current flowing through the respective field effect transistor S2 or S4 current to the operational amplifier OPL, OP2 is supplied as an actual value, the second input signal forms a corresponding one of the desired lamp brightness value I S0LL, for example, the two operational amplifiers OPL, OP2 by a dimming circuit or the like can be supplied.
  • the two operational amplifiers OP1 and OP2 act as controllers which set the current flowing through the two field effect transistors S2 and S4 to a value corresponding to the setpoint I SHOULD .
  • the two driver circuits T1 and T2 are supplied with the control commands required for switching between the two bridge diagonals in the usual manner by a control circuit (not shown).
  • a control circuit not shown.
  • there is a low-frequency change between the two diagonals of the bridge in order to reduce the mercury migration in the lamp LA which results from single-sided DC operation.
  • the use of a current-limiting inductor can be dispensed with.
  • the voltage drop across them should be relatively low. At the same time, however, it should have a certain minimum value in order to ensure that the two field effect transistors S2 and S4 are operated in their linear region in order thus to enable effective current regulation.
  • the ballast also has a control circuit 1, to which the voltage drop across the field effect transistor S2 or S4 of the respectively active bridge diagonal is supplied as an actual value via the two input lines 10 x or 10 2 .
  • This actual value is compared with a setpoint I FETSOU * which corresponds to the value that enables a particularly effective current control.
  • the control circuit 1 generates a control signal which is used to control the DC voltage U BUS .
  • Fig. 2 shows the block diagram of a ballast.
  • the input of the ballast is formed by a rectifier circuit 11 connected to an AC voltage source, for example a full-bridge rectifier, which supplies a rectified AC voltage U 0 to a first switching regulator 3.
  • This first switching regulator 3 is formed by a step-up converter, which generates a high intermediate circuit voltage U z , which is fed to a second switching regulator 4.
  • This second switching regulator 4 is a step-down converter which reduces the high intermediate circuit voltage U z to the required lower value for the direct voltage U BUS .
  • the reference numeral 2 designates the bridge circuit shown in FIG. 1.
  • the control circuit 1 controls the buck converter 4, in such a way that it generates a DC voltage U BUS , which, as provided, is only slightly above the lamp voltage LA, so that the via the two transistors S2 or S4 falling voltage corresponds to the setpoint U FETsoll .
  • a DC voltage U BUS which, as provided, is only slightly above the lamp voltage LA, so that the via the two transistors S2 or S4 falling voltage corresponds to the setpoint U FETsoll .
  • FIG. 3 the smoothing circuit for generating the DC voltage U BUS is not used.
  • two switching regulators connected in series are generated, but by a buck boost converter 5, in which the functions of the switching regulators 3 and 4 shown in FIG. 2 are combined in one circuit. This integration is possible because the requirements for the control speed of the smoothing circuit are relatively low and therefore there is no fear of harmonics occurring at the input of the ballast due to rapid changes in frequency and / or duty cycle.
  • the regulation of the lamp current by the two controllable constant current sources according to the invention has, in addition to the suppression of flickering, also the consequence that when the lamp LA is switched on at low lamp brightness, no flash can occur, since the current due to the two controllable constant current sources from the beginning to the desired value is limited.
  • the lamp LA is thus ignited at a current which has the lowest possible value for triggering the ignition process.
  • the buck converter 4 or the buck boost converter is controlled in such a way that it provides a maximum output voltage which is sufficient for the ignition. Another option is to use an ignition coil.
  • the electronic ballast With the electronic ballast according to the invention, it is possible to dim and ignite the gas discharge lamp to 1/1000 of its maximum brightness without any flickering or a switch-on flash occurring. It is also advantageous that the lamp wiring has no influence on the dimming operation. This is because switching is still carried out at a low frequency, but the high-frequency switching of switches is dispensed with and therefore there is no influence of the wiring impedances due to this "quasi-direct current".
  • the low-frequency pole reversal frequency ie the change between the two bridge diagonals, should be avoided Thereby lie at least slightly above the frequency that is still perceived by the eye, that is at least above 100 Hz. A frequency between 700 Hz and 2000 Hz is particularly advantageously selected.
  • FIG. 4 A second exemplary embodiment of the bridge circuit according to the invention is shown in FIG. 4. This differs on the one hand in that the gas discharge lamp LA is again part of a resonance circuit consisting of an inductor L and a capacitor C, which is connected as a load of the bridge circuit, and on the other hand in that the regulator 1 described in FIG. 1 to regulate the DC voltage U BUS is dispensed with.
  • the DC bridge circuit 2 is supplied with a constant DC voltage U BUS , as shown schematically in FIG. 5.
  • the electronic ballast shown in FIG. 5 now has the rectifier circuit, a step-up converter 3 and the bridge circuit 2.
  • the two controllable constant current sources consisting of the operational amplifiers OP1 and OP2 and the associated field effect transistors S2 and S4 are provided in the bridge circuit shown in FIG. Due to the constant DC voltage U BUS in its level, there is now the danger that at high lamp currents, that is to say at high brightness, the power loss resulting from the two transistors S2 and S4 increases to an impermissible level.
  • the function of the two controllable constant current sources is suppressed and the four transistors S1 to S4 are activated as in the known method shown in FIG. 6. That is, a relatively low frequency is used to switch between the two diagonals of the bridge, one of the two transistors being clocked at high frequency during the on-time of a diagonal of the bridge, so that the lamp is operated with a direct current with a high-frequency ripple current superimposed on it.
  • control with a variable pulse duty factor is necessary; in this operating mode, the inductance L forms the current-limiting impedance in series with the lamp.
  • the control circuit 6 for controlling the LampenheUtechnik is responsible again and transmitted via the lines 8j to 8 4, the corresponding control commands to the drive circuits Tl and T2, which, accordingly, the four transistors Sl control up S4.
  • the line capacities and line inductances do not play despite the high switching frequency Role, because they can be neglected relative to the lamp current and therefore do not interfere with the control processes. At these high brightnesses, there is also no risk of flickering. At low brightness values, there is again the ideal ignition behavior due to the current control, with which the occurrence of light flashes is suppressed. Again, dimming up to 1/1000 of the maximum lamp brightness is possible.
  • the concept according to the invention is thus characterized in that lamp operation is realized with which dimming over a very wide brightness range is made possible. In addition, there is the possibility of starting the lamp even at very low brightness values without flashes of light which are perceived as unpleasant.

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Abstract

Ein elektronisches Vorschaltgerät zum Steuern des Betriebsverhaltens und der Helligkeit einer Gasentladungslampe (LA) enthält eine mit einer Gleichspannung (UBUS) gespeiste Vollbrückenschaltung , wobei die Gasentladungslampe (LA) als Last der Vollbrückenschaltung geschaltet ist und eine Steuerschaltung (T1, T2) abwechselnd jeweils eine Brückendiagonale einschaltet und die andere Brückendiagonale der Vollbrücke ausschaltet. Beiden Brückendiagonalen weisen jeweils eine regelbare Konstantstrompelle (OP1, OP2, S2, S4) zur Regelung des Lampenstroms auf, wodurch das Auftreten von Flackererscheinungen unterdrückt wird. Hierdurch kann die Lampe (LA) über einen sehr weiten Helligkeitsbereich gedimmt werden.

Description

Elektronisches Vorschaltgerat mit VoUbruckenschaltung
Die vorliegende Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerat mit einer Vpllbrückenschaltung zum Steuern des Betriebsverhaltens und der Helligkeit einer Gasentladungslampe gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1 bzw. ein Verfahren zur Steuerung der Helligkeit einer Gasentladungslampe.
Elektronische Vorschaltgeräte mit Vollbrückenschaltungen werden vorzugsweise zum Betreiben von Hochdruckgasentladungslampen verwendet, finden aber auch für Niederdruckentladungslampen oder Leuchtstoffröhren Verwendung. Dabei bietet der Einsatz einer VoUbruckenschaltung die Möglichkeit, die Lampen mit einem - ggf. mit niedriger Frequenz umgepolten - Gleichstrom zu betreiben, wodurch das Entstehen von störenden elektromagnetischen Wechselfeldern reduziert werden kann. Ferner ist in diesem Fall der sich durch die Hochfrequenz-Leitungsimpedanzen ergebende Einfluß der Lampenverdrahtung auf den Betrieb vernachlässigbar. Vorschaltgeräte mit Vollbrückenschaltungen sind beispielsweise in der DE 44 01 630 AI oder der AT 392 384 B beschrieben.
Das Grundprinzip einer VoUbruckenschaltung ist in Fig. 6 dargestellt und soll im folgenden kurz erläutert werden. Die VoUbruckenschaltung wird durch vier steuerbare
Schalter Sl bis S4, bei denen es sich im vorliegenden Beispiel um Feldeffekttransistoren handelt, gebildet, wobei die beiden ersten Schalter Slund S2 eine erste Halbbrücke und die beiden Schalter S3 und S4 eine zweite Halbbrücke bilden. Als Last der
VoUbruckenschaltung ist in deren Diagonalzweig ein aus einer Induktivität L und einer Kapazität C bestehender Serienresonanzkreis angeordnet, d.h. die Serienschaltung aus der Induktivität L und dem Kondensator C verbindet den gemeinsamen Knotenpunkt zwischen den beiden Schaltern Sl und S2 der ersten Halbbrücke mit dem gemeinsamen
Knotenpunkt zwischen den beiden Schaltern S3 und S4 der zweiten Halbbrücke.
Parallel zu dem Kondensator C ist die Gasentladungslampe LA angeordnet. Der Eingang der VoUbruckenschaltung wird mit einer Gleichspannung UBUS gespeist, der
Ausgang der VoUbruckenschaltung ist über einen Widerstand R mit Masse verbunden.
Das Ansteuern der vier Schalter Sl bis S4 erfolgt durch zwei Treiberschaltungen Tl und T2, denen wiederum von einer Regelschaltung 6 die entsprechenden Steuerbefehle zum Ansteuern der Schalter Sl bis S4 übermittelt werden. Das Ansteuern der vier Schalter Sl bis S4 erfolgt in der Regel auf folgende Weise: Zunächst werden in einer ersten Phase die eine erste Brückendiagonale bildenden Schalter Sl und S4 aktiviert, während die beiden die zweite Brückendiagonale bildenden Schalter S3 und S2 geöffnet werden. In dieser ersten Phase erfolgt ein Stromfluß vom Eingang der VoUbruckenschaltung über den ersten Schalter, den aus dem Serienresonanzkreis und der Gasentladungslampe LA bestehenden Lastkreis sowie den Schalter S4. Dabei wird einer der beiden Schalter, beispielsweise der Schalter Sl permanent geschlossen, während der Schalter S4 hochfrequent getaktet wird. Bei gleichbleibender Schaltfrequenz des Schalters S4 wird durch Veränderung des Tastverhältnisses die der Lampe LA zugeführte Leistung erhöht oder reduziert. In einer zweiten Phase werden dann die Schalter Sl und S4 der ersten Brückendiagonalen geöffnet, während nun in analoger Weise die Schalter S3 und S2 der zweiten Brückendiagonale aktiviert werden, d.h. der Schalter S3 wird permanent geschlossen, während der Schalter S2 mit einem der gewünschten Leistung entsprechenden Tastverhältnis hochfrequent taktet. Das Wechseln zwischen den beiden Brückendiagonalen hat zur Folge, daß die Richtung des Stroms durch die Lampe LA permanent wechselt, wodurch Quecksilberablagerungen an einer Elektrode vermieden werden und die Lebensdauer der Lampe erhöht wird. Die Steuerung der Vollbrückschaltung wird durch die Steuerschaltung 6 übernommen, der zum einen ein der gewünschten Lampenhelligkeit entsprechender Sollwert IS0LL und zum anderen die über den Shunt-Widerstand R abfallende Spannung über die Eingangsleitung 7 als Istwert zugeführt wird. Entsprechend dem Vergleichsergebnis zwischen Istwert und Sollwert erzeugt die Steuerschaltung 6 Steuerbefehle, die über die Leitungen 8t bis 84 den beiden Treiberschaltungen Tl und T2 zugeführt werden, die wiederum die Steuerbefehle in entsprechende Signale zum Ansteuern der Gates der vier Feldeffekttransistoren Sl bis S4 umsetzen.
Der getaktete Schalter der jeweils aktiven Brückendiagonalen wird mit einer Frequenz von ca. 20 bis 50 kHz geöffnet und geschlossen. Aufgrund dieser Hochfrequenztaktung fließen parasitäre Ströme über die Lampenleitungs-Kapazitäten, welche eine genaue Regelung der Lampenhelligkeit insbesondere bei sehr niedrigen Dimmwerten unmöglich machen, mit der Folge, daß bei sehr niedrigen Dimmwerten ein unerwünschtes, für das Auge merkliches Flackern der Lampenhelligkeit auftritt.
Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein elektronisches Vorschaltgerat mit einer VoUbruckenschaltung anzugeben, welches ein Dimmen der Gasentladungslampe über einen sehr weiten Bereich ermöglicht. Insbesondere sollen Flackererscheinungen bei sehr niedrigen Dimmwerten vermieden werden.
Die Aufgabe wird durch ein elektronisches Vorschaltgerat, welches die Merkmale des Anspruches 1 aufweist, sowie durch Verfahren zur Steuerung der Helligkeit einer Gasentladungslampe gemäß den Ansprüchen 11 und 13 gelöst. Das erfindungsgemäße elektronische Vorschaltgerat weist eine mit einer Gleichspannung gespeiste VoUbruckenschaltung auf, wobei die Gasentladungslampe als Last dieser VoUbruckenschaltung geschaltet ist. Eine Steuerschaltung schaltet jeweils abwechselnd eine Brückendiagonale der VoUbruckenschaltung ein und die andere Brückendiagonale aus. Erfindungsgemäß wird vorgeschlagen, daß die beiden Brückendiagonalen jeweils eine regelbare Konstantstromquelle zur Regelung des Lampenstroms aufweisen. In diesem Fall kann während der Einschaltzeit einer Brückendiagonalen auf ein hochfrequentes Takten eines Schalters verzichtet werden. Statt dessen wird die Lampe während der Einschaltzeit einer Brückendiagonalen mit einem geregelten Gleichstrom betrieben, wodurch das Problem der parasitären Ströme aufgrund der hochfrequenten Schaltvorgänge vermieden wird. Dadurch wird erreicht, daß auch bei sehr niedrigen Helligkeits werten sehr genau auf einen konstanten Lampenstrom geregelt werden kann und somit ein Flackern der Lampe unterdrückt wird. Das niederfrequente Umschalten zwischen den beiden Brückendiagonalen wird beibehalten und erfolgt vorzugsweise mit einer Frequenz von mehr als 100 Hz, also mit einer Frequenz über der Wahrnehmungsschwelle des menschlichen Auges, insbesondere mit einer Frequenz zwischen 700 Hz und 2000 Hz. Darüber hinaus besteht die Möglichkeit, bei einem Lampenbetrieb bei sehr niedriger Helligkeit auf das Umschalten zwischen den beiden Brückendiagonalen zu verzichten, da die durch den kleinen Lampenstrom verursachte Quecksilberwanderung minimal ist und durch die im Lampenplasma stattfindende natürliche Diffusion ausgeglichen wird.
Um Verlustleistungen weitestgehend zu vermeiden, ist anzustreben, daß der Spannungsabfall über die regelbaren Konstantstromquellen, die auch als Transistor- Präzisionsstromquellen bezeichnet werden, möglichst gering ist. Gemäß einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel weist daher das erfindungsgemäße Vorschaltgerat eine steuerbare Glättungsschaltung zum Erzeugen einer der VoUbruckenschaltung zugeführten veränderbaren Gleichspannung auf. Darüber hinaus ist eine Regelschaltung vorgesehen, welche die über die regelbare Konstantstromquelle der jeweüs aktiven Brückendiagonalen abfallende Spannung erfaßt und die Glättungsschaltung derart ansteuert, daß diese erfaßte Spannung im wesentlichen einem vorgegebenen Sollwert entspricht. In diesem Fall kann die Glättungsschaltung aus zwei in Serie geschalteten Schaltreglern bestehen, wobei der erste Schaltregler vorzugsweise ein Hochsetzsteller und der zweite Schaltregler vorzugsweise ein Tiefsetzsteller ist. Die Regelschaltung steuert dabei lediglich den Tiefsetzsteller in der gewünschten Art und Weise an. Alternativ dazu kann die Glättungsschaltung auch durch einen von der Regelschaltung angesteuerten Buck-Boost-Converter gebildet werden.
Ein zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgeräte besteht darin, daß die Gasentladungslampe Bestandteil eines als Last der VoUbruckenschaltung geschalteten Resonanzkreises ist. In einem ersten Betriebsmodus, der bei niedriger Lampenhelligkeit Verwendung findet, erfolgt die Regelung des Lampenstroms wie zuvor beschrieben durch die beiden regelbaren Konstantstromquellen der Brückendiagonalen, wobei die Induktivität in diesem Fall aufgrund des Gleichstromes nicht wirksam ist, sondern nur deren ohmscher Gleichstromwiderstand. In einem zweiten Betriebsmodus hingegen bei hoher Lampenhelligkeit erfolgt die Steuerung der der Lampe zugefuhrten Leistung durch Veränderung des Tastverhältnisses bei konstanter hoher Frequenz. Das heißt in diesem zweiten Betriebsmodus wird die Regelung des Lampenstroms durch die regelbaren Konstantstromquellen unterdrückt und es erfolgt wiederum ein reines Takten der Schalter. In diesem Fall ist es nicht notwendig, daß eine Regelung der von der Glättungsschaltung der VoUbruckenschaltung zugeführten Gleichspannung erfolgt, da die regelbare Gleichspannung lediglich bei den geringeren Lampenhelligkeiten zum Einsatz kommt, hier allerdings aufgrund der geringen Stromstärken die Verluste ohnehin eine untergeordnete Rolle spielen.
Gemäß dem ersten erfindungsgemäßen Verfahren zur Steuerung der Helligkeit nach Anspruch 11 wird während der Einschaltzeit einer Brückendiagonalen die Gasentladungslampe grundsätzlich mit einer geregelten Gleichspannung betrieben. Gemäß dem Verfahren nach Ansprach 13 kommen die beiden Betriebsmodi zum Einsatz, wobei die Gasentladungslampe in dem ersten Betriebsmodus bei niedriger Lampenhelligkeit mit einer geregelten Gleichspannung und in einem zweiten Betriebsmodus bei hoher Lampenhelligkeit mit einem dem Tastverhältnis entsprechenden Gleichstrom mit überlagertem Rippeistrom betrieben wird.
Im folgenden soll die Erfindung anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert werden. Es zeigen:
Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen VoUbruckenschaltung;
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines ersten Vorschaltgerätes, bei dem die in Fig. 1 dargestellte VoUbruckenschaltung zur Anwendung kommt;
Fig. 3 ein Blockschaltbüd eines zweiten Vorschaltgeräte, bei dem die in Fig. 1 dargestellte VoUbruckenschaltung zur Anwendung kommt;
Fig. 4 ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen VoUbruckenschaltung;
Fig. 5 ein Blockschaltbild eines elektronischen Vorschaltgerätes, bei dem die in Fig. 4 dargestellte VoUbruckenschaltung zur Anwendung kommt; und Fig. 6 eine bekannte VoUbruckenschaltung.
Die Anordnung der vier Feldeffekttransistoren Sl bis S4 der in Fig. 1 dargestellten Vollbrücke ist identisch zu der bekannten Anordnung aus Fig. 6. Wiederum wird an den Eingang der VoUbruckenschaltung eine Gleichspannung UBUS angelegt, den Ausgang der VoUbruckenschaltung bildet ein mit Masse verbundener Shunt- Widerstand R. Als Last ist nunmehr jedoch lediglich die Gasentladungslampe LA geschaltet, die Elemente eines Resonanzkreises sind bei dem ersten Ausführungsbeispiel nicht mehr vorhanden. Ein Umschalten zwischen den beiden Brückendiagonalen erfolgt wiederum durch die beiden Treiberschaltungen Tl und T2, welche die vier Feldeffekttransistoren Sl bis S4 in geeigneter Weise ansteuern. Die Regelung der Lampenhelligkeit erfolgt nun allerdings nicht mehr durch ein entsprechendes Ein- und Ausschalten der Schalter Sl bis S4 durch die Treiberschaltungen Tl und T2, sondern durch Ansteuern der in den Brückendiagonalen angeordneten Feldeffekttransistoren S2 und S4 als regelbare Konstantstromquellen. Dazu werden diese beiden Feldeffekttransistoren S2, S4 von jeweils einem Operationsverstärker OPl bzw. OP2 in ihrem Aussteuerbereich betrieben. Sie bilden damit einen Widerstand, der mit der Lampe LA in Serie geschaltet ist und auf diese Weise einen Arbeitspunkt für die Lampe LA definiert.
Die regelbaren Konstantstromquellen, bzw. die beiden Transistor- Präzisionsstromquellen werden also durch die beiden unteren Feldeffekttransistoren S2 und S4 der beiden Halbbrücken sowie die beiden jeweils den entsprechenden Feldeffekttransistoren S2 bzw. S4 ansteuernden Operationsverstärker OPl bzw. OP2 gebüdet. Über eine Rückkopplungsleitung 9j bzw. 92 wird der durch den jeweiligen Feldeffekttransistor S2 oder S4 fließende Strom dem Operationsverstärker OPl, OP2 als Istwert zugeführt, das zweite Eingangssignal bildet ein der gewünschten Lampenhelligkeit entsprechender Sollwert IS0LL, der beispielsweise den beiden Operationsverstärkern OPl, OP2 durch eine Dimmschaltung oder dergleichen zugeführt werden kann. Die beiden Operationsverstärker OPl und OP2 wirken als Regler, die den durch die beiden Feldeffekttransistoren S2 bzw. S4 fließenden Strom auf einem dem Sollwert ISOLL entsprechenden Wert einstellen.
Den beiden Treiberschaltungen Tl und T2 werden die zum Umschalten zwischen den beiden Brückendiagonalen benötigten Steuerbefehle in gewohnter Weise durch eine (nicht dargestellte) Steuerschaltung zugeführt. Auch hier erfolgt ein niederfrequentes Wechseln zwischen den beiden Brückendiagonalen, um die sich bei einem einseitigen Gleichstrombetrieb ergebende Quecksilberwanderung in der Lampe LA zu reduzieren. Da die Regelung des Lampenstroms und damit der Lampenhelligkeit durch die beiden regelbare Konstantstromquellen erfolgt, kann auf den Einsatz einer strombegrenzenden Induktivität verzichtet werden. Um allerdings die Verlustleistungen an den beiden Feldeffekttransistoren S2 und S4 der beiden regelbaren Konstantstromquellen möglichst gering zu halten, sollte die an ihnen abfallende Spannung relativ gering sein. Gleichzeitig sollte sie jedoch einen gewissen Mindestwert haben, um zu gewährleisten, daß die beiden Feldeffekttransistoren S2 und S4 in ihrem linearen Bereich betrieben werden um somit eine effektive Regelung des Stroms zu ermöglichen.
Dies kann dadurch erreicht werden, daß der VoUbruckenschaltung eine Gleichspannung UBUs zugeführt wird, die nur geringfügig höher als die über die Gasentladungslampe LA fallende Spannung ist, da der Überschuß der Gleichspannung UBUS zwangsläufig an den beiden Transistoren S2 bzw. S4 abfällt. Aus diesem Grund weist das Vorschaltgerat ferner eine Regelschaltung 1 auf, der über die beiden Eingangsleitungen 10x bzw. 102 die über den Feldeffekttransistor S2 oder S4 der jeweils aktiven Brückendiagonale abfallende Spannung als Istwert zugeführt wird. Dieser Istwert wird mit einem Sollwert IFETSOU* der dem Wert entspricht, der eine besonders effektive Stromregelung ermöglicht, verglichen. Auf der Grundlage dieses Vergleichs erzeugt die Regelschaltung 1 ein Steuersignal, welches zur Regelung der Gleichspannung UBUS verwendet wird.
Dies ist in Fig. 2 dargestellt, welche das Blockschältbild eines Vorschaltgeräts zeigt. Den Eingang des Vorschaltgeräts bildet eine mit einer Wechselspannungsquelle verbundene Gleichrichterschaltung 11, beispielsweise ein Vollbrückengleichrichter, die einem ersten Schaltregler 3 eine gleichgerichtete Wechselspannung U0 zuführt. Dieser erste Schaltregler 3 wird durch einen Hochsetzsteller gebildet, der eine hohe Zwischenkreisspanήung Uz erzeugt, die einem zweiten Schaltregler 4 zugeführt wird. Dieser zweite Schaltregler 4 ist ein Tiefsetzsteller, der die hohe Zwischenkreisspannung Uz auf den benötigten niedrigeren Wert für die Gleichspannung UBUS herabsetzt. Mit dem Bezugszeichen 2 ist die in Fig. 1 dargestellte VoUbruckenschaltung bezeichnet.
Wie in Fig. 2 dargestellt, steuert die Regelschaltung 1 den Tiefsetzsteller 4 an, und zwar in einer Art und Weise, daß dieser eine Gleichspannung UBUS erzeugt, welche wie vorgesehen nur knapp oberhalb der Lampenspannung LA liegt, so daß die über die beiden Transistoren S2 bzw. S4 abfallende Spannung dem Sollwert UFETsoll entspricht. Alternativ dazu bestünde auch die Möglichkeit, den Spannungsabfall über die Gasentladungslampe LA zu messen und auf Grundlage dieses Werts ein Regelsignal zum Ansteuern des Tiefsetzstellers zu erzeugen. Eine weitere Möglichkeit ist in Fig. 3 dargestellt. Hier wird die Glättungsschaltung zum Erzeugen der Gleichspannung UBUS nicht durch. zwei in Serie geschaltete Schaltregler erzeugt, sondern durch einen Buck-Boost-Converter 5, in dem die Funktionen der in Fig. 2 dargestellten Schaltregler 3 und 4 in einer Schaltung vereinigt sind. Diese Integration ist möglich, da die Anforderungen an die Regelgeschwindigkeit der Glättungsschaltung relativ gering sind und somit nicht das Entstehen von Oberwellen am Eingang des Vorschaltgeräts aufgrund schneller Änderungen von Frequenz und/oder Tastverhältnis zu befürchten ist.
Die erfindungsgemäße Regelung des Lampenstroms durch die beiden regelbaren Konstantstromquellen hat neben der Unterdrückung von Flackererscheinungen auch zur Folge, daß bei einem Einschalten der Lampe LA bei niedriger Lampenhelligkeit kein Blitz auftreten kann, da der Strom aufgrund der beiden regelbaren Konstantstromquellen von Anfang an auf den gewünschten Wert begrenzt ist. Somit findet ein Durchzünden der Lampe LA bei einem Strom statt, der den geringstmöglichen Wert für die Auslösung des Zündvorganges hat. Um die hierfür benötigte Zündspannung bereitzustellen, wird der Tiefsetzsteller 4 oder der Buck-Boost-Converter derart angesteuert, daß er eine maximale Ausgangsspannung, welche für die Zündung ausreichend ist, bereitstellt. Eine andere Möglichkeit besteht in der Verwendung einer Zündspule. Mit dem erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgerat ist es möglich, die Gasentladungslampe auf 1/1000 ihrer maximalen Helligkeit zu dimmen und zu zünden, ohne daß dabei eine Flackererscheinung bzw. ein Einschaltblitz auftritt. Vorteilhaft ist ferner, daß die Lampenverdrahtung keinen Einfluß auf den Dimmbetrieb hat. Dies deshalb, da nach wie vor mit einer niedrigen Frequenz umgeschaltet wird, allerdings auf das hochfrequente Takten von Schaltern verzichtet wird und somit durch diesen „Quasi-Gleichstrom" kein Einfluß der Verdrahtungsimpedanzen besteht. Die niederfrequente Umpolfrequenz, d.h. der Wechsel zwischen den beiden Brückendiagonalen sollte dabei zumindest etwas über der Frequenz liegen, die vom Auge noch wahrgenommen wird, also zumindest oberhalb von 100 Hz. Besonders vorteilhaft wird eine Frequenz zwischen 700 Hz und 2000 Hz gewählt.
Ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen VoUbruckenschaltung ist in Fig. 4 dargestellt. Dieses unterscheidet sich zum einen darin, daß die Gasentladungslampe LA nun wiederum Bestandteü eines aus einer Induktivität L und einem Kondensator C bestehenden Resonanzkreises ist, der als Last der VoUbruckenschaltung geschaltet ist, und zum anderen darin, daß auf den in Fig. 1 beschriebenen Regler 1 zum Regeln der Gleichspannung UBUS verzichtet wird. In diesem Fall wird der VoUbruckenschaltung 2 eine in ihrer Höhe konstante Gleichspannung UBUS zugeführt, wie dies schematisch in Fig. 5 dargestellt ist. Das in dieser Figur 5 dargestellte elektronische Vorschaltgerat weist nunmehr die Gleichrichterschaltung, einen Hochsetzsteller 3 sowie die VoUbruckenschaltung 2 auf.
Wie auch in Fig. 1 sind bei der in Fig. 4 dargestellten VoUbruckenschaltung die beiden aus den Operationsverstärkern OPl und OP2 sowie den dazugehörigen Feldeffekttransistoren S2 und S4 bestehenden regelbaren Konstantstromquellen vorgesehen. Aufgrund der in ihrer Höhe konstanten Gleichspannung UBUS besteht nun allerdings die Gefahr, daß bei hohen Lampenströmen, also bei hoher Helligkeit, die sich über den beiden Transistoren S2 und S4 ergebende Verlustleistung auf ein unzulässiges Maß ansteigt.
Um dies zu vermeiden, wird daher bei dem in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiel abhängig von der zu erzielenden Lampenhelligkeit zwischen zwei unterschiedlichen Betriebsmodi unterschieden, wobei in dem Bereich niedriger Lampenhelligkeit die Ansteuerung der Lampe LA in gleicher Weise wie in Fig. 1 erfolgt, d.h. während der Eiήschaltzeit einer der beiden Brückendiagonalen wird der Lampe ein durch die entsprechende regelbare Konstantstromquelle geregelter Gleichstrom zugeführt. Aufgrund der bei diesen Helligkeitswerten niedrigen Ströme, spielen die an den beiden Transistoren S2 und S4 auftretenden Verlustleistungen nur eine untergeordnete Rolle, so daß der Verzicht auf die Regelung der Gleichspannung UBUS in Kauf genommen werden kann.
Bei einem Lampenbetrieb mit hoher Helligkeit wird hingegen die Funktion der beiden regelbaren Konstantstromquellen unterdrückt und die vier Transistoren Sl bis S4 werden wie auch bei dem in Fig. 6 dargestellten bekannten Verfahren angesteuert. D.h., mit einer relativ niedrigen Frequenz wird zwischen den beiden Brückendiagonalen gewechselt, wobei während der Einschaltzeit einer Brückendiagonale einer der beiden Transistoren hochfrequent getaktet wird, so daß die Lampe mit einem Gleichstrom, dem ein hochfrequenter Rippelstrom überlagert ist, betrieben wird. Um in dieser Betriebsart eine Helligkeitssteuerung zu erzielen, ist eine Ansteuerung mit variablem Tastverhältnis notwendig, die Induktivität L bildet in dieser Betriebsart die strombegrenzende Impedanz in Serie zur Lampe. In diesem zweiten Betriebsmodus ist wieder die Steuerschaltung 6 für die Steuerung der LampenheUigkeit verantwortlich und übermittelt über die Leitungen 8j bis 84 die entsprechenden Steuerbefehle an die Treiberschaltungen Tl und T2, welche dementsprechend die vier Transistoren Sl bis S4 ansteuern.
Bei den hohen Helligkeitswerten des zweiten Betriebsmodus spielen die Leitungskapazitäten und Leitungsinduktivitäten trotz der hohen Schaltfrequenz keine Rolle, weil sie relativ zum Lampenstrom zu vernachlässigen sind und deshalb die Regelvorgänge nicht stören. Auch die Gefahr des Auftretens von Flackererscheinungen ist bei diesen hohen Helligkeiten nicht gegeben. Bei niedrigen Helligkeitswerten besteht wiederum das aufgrund der Stromregelung ideale Zündverhalten, mit dem das Auftreten von Lichtblitzen unterdrückt wird. Wiederum ist ein Dimmen bis zu 1/1000 der maximalen Lampenhelligkeit möglich.
Das erfindungsgemäße Konzept zeichnet sich somit dadurch aus, daß ein Lampenbetrieb realisiert wird, mit dem ein Dimmen über eine sehr weiten Helligkeitsbereich ermöglicht wird. Darüber hinaus ist die Möglichkeit gegeben, die Lampe auch bei sehr niedrigen Helligkeitswerten zu starten, ohne daß unangenehm empfundene Lichtblitze entstehen.

Claims

Ansprüche
1. Elektronisches Vorschaltgerat zum Steuern des Betriebsverhaltens und der Helligkeit einer Gasentladungslampe (LA), mit einer mit Gleichspannung (UBUS) gespeisten VoUbruckenschaltung, wobei die Gasentladungslampe (LA) als Last der VoUbruckenschaltung geschaltet ist und eine Steuerschaltung (Tl, T2) abwechselnd jeweils eine Brückendiagonale einschaltet und die andere Brückendiagonale der Vollbrücke ausschaltet, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Brückendiagonalen jeweils eine regelbare Konstantstromquelle (OPl, OP2, S2, S4) zur Regelung des Lampenstroms aufweisen.
2. Elektronisches Vorschaltgerat nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der von der Steuerschaltung (Tl, T2) durchgeführte Wechsel zwischen den beiden Brückendiagonalen mit einer Frequenz von mehr als 100 Hz erfolgt.
3. Elektronisches Vorschaltgerat nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der von der Steuerschaltung (Tl, T2) durchgeführte Wechsel zwischen den beiden Brückendiagonalen mit einer Frequenz zwischen 700 Hz und 2000 Hz erfolgt.
4. Elektronisches Vorschaltgerat nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei einem Lampenbetrieb bei niedriger Helligkeit lediglich eine einzige Brückendiagonale eingeschaltet ist.
5. Elektronisches Vorschaltgerat nach einem der vorherigen Ansprüche, gekennzeichnet durch eine mit einer gleichgerichteten Wechselspannung (U0) gespeiste steuerbare Glättungsschaltung (3, 5, 5) zum Erzeugen der der VoUbruckenschaltung (2) zugefuhrten Gleichspannung (UBUS) sowie durch eine Regelschaltung (1) zum Erfassen der über die regelbare Konstantstromquelle der jeweils eingeschalteten Brückendiagonalen abfallenden Spannung (UFET) und Ansteuern der Glättungsschaltung derart, daß die über die regelbare Konstantstromquelle abfallende Spannung (UFET) im wesentlichen einem vorgegebenen Sollwert (UFETsoII) entspricht.
6. Elektronisches Vorschaltgerat nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Glättungsschaltung durch einen mit der gleichgerichteten Wechselspannung gespeisten ersten Schaltregler (3) zum Erzeugen einer Zwischenkreisspannung (Uz) sowie einen zu dem ersten Schaltregler (3) in Serie geschalteten und von der Regelschaltung (1) angesteuerten zweiten Schaltregler (4) gebildet wird.
7. Elektronisches Vorschaltgerat nach Ansprach 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schaltregler (3) ein Hochsetzsteller ist.
8. Elektronisches Vorschaltgerat nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schaltregler (4) ein Tiefsetzsteller ist.
9. Elektronisches Vorschaltgerat nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Glättungsschaltung durch einen Buck-Boost-Converter (5) gebildet wird.
10. Elektronisches Vorschaltgerat nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Gasentladungslampe (LA) Bestandteil eines als Last der VoUbruckenschaltung geschalteten Resonanzkreises (L, C) ist, wobei in einem ersten Betriebsmodus bei niedriger Lampenhelligkeit die Regelung des Lampenstroms durch die regelbare Konstantstromquelle der eingeschalteten Brückendiagonalen erfolgt, während in einem zweiten Betriebsmodus bei hoher Lampenhelligkeit dem Resonanzkreis (L, C) eine Wechselspannung mit konstanter Frequenz aber mit veränderbarem Tastverhältnis zugeführt wird.
11. Verfahren zur Steuerung der Helligkeit einer Gasentladungslampe (LA), die als Last einer VoUbruckenschaltung geschaltet ist, wobei abwechselnd jeweils eine
Brückendiagonale einschaltet und die andere Brückendiagonale der Vollbrücke ausschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß während der Einschaltzeit einer Brückendiagonalen die Gasentladungslampe (LA) mit einer geregelten Gleichspannung betrieben wird.
12. Verfahren nach Ansprach 11, dadurch gekennzeichnet, daß der VoUbruckenschaltung eine regelbare Gleichspannung (UBUS) zugeführt wird, die um einen vorgegebenen Wert oberhalb der Lampenspannung (ULA) liegt.
13. Verfahren zur Steuerung der Helligkeit einer Gasentladungslampe (LA), die BestandteU eines als Last einer VoUbruckenschaltung geschalteten Resonanzkreises (L, C) ist, wobei abwechselnd jeweüs eine Brückendiagonale einschaltet und die andere Brückendiagonale der Vollbrücke ausschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Gasentladungslampe (LA) während der Einschaltzeit einer Brückendiagonalen in einem ersten Betriebsmodus bei niedriger Lampenhelligkeit mit einer geregelten Gleichspannung und in einem zweiten Betriebsmodus bei hoher Lampenhelligkeit mit einer in ihrem Tastverhältnis veränderbaren Wechselspannung betrieben wird.
14. Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechsel zwischen den beiden Brückendiagonalen mit einer Frequenz von mehr als 100 Hz erfolgt.
15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechsel zwischen den beiden Brückendiagonalen mit einer Frequenz zwischen 700 Hz und 2000 Hz erfolgt,
16. Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß bei einem Lampenbetrieb bei niedriger Helligkeit lediglich eine einzige Brückendiagonale eingeschaltet ist.
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