EP1465465A2 - Elektronisches Vorschaltgerät mit Vollbrückenschaltung - Google Patents

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EP1465465A2
EP1465465A2 EP04013891A EP04013891A EP1465465A2 EP 1465465 A2 EP1465465 A2 EP 1465465A2 EP 04013891 A EP04013891 A EP 04013891A EP 04013891 A EP04013891 A EP 04013891A EP 1465465 A2 EP1465465 A2 EP 1465465A2
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EP
European Patent Office
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lamp
bridge
brightness
circuit
full
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EP04013891A
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English (en)
French (fr)
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EP1465465B1 (de
EP1465465A3 (de
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Alfred TRÖSTL
Alexander Nachbaur
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Tridonicatco GmbH and Co KG
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Tridonicatco GmbH and Co KG
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Publication of EP1465465A3 publication Critical patent/EP1465465A3/de
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    • H05B41/3927—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations by pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to an electronic ballast with a Full bridge circuit for controlling the operating behavior and the brightness of a Gas discharge lamp or a method for controlling the brightness of a Gas discharge lamp.
  • Electronic ballasts with full bridge circuits are preferably used for Operating high pressure gas discharge lamps used, but also found for Low pressure discharge lamps or fluorescent tubes use.
  • the Using a full bridge circuit the possibility of using the lamps with - if necessary polarity reversed - operate direct current, causing the emergence of disturbing alternating electromagnetic fields can be reduced. Furthermore, in In this case, the influence of the high frequency line impedances Lamp wiring negligible on operation.
  • Ballasts with Full bridge circuits are for example in DE 44 01 630 A1 or AT 392 384 B.
  • the full bridge circuit is formed by four controllable switches S1 to S4, which in the present example are field effect transistors, the first two switches S1 and S2 forming a first half bridge and the two switches S3 and S4 forming a second half bridge.
  • a series resonance circuit consisting of an inductor L and a capacitor C is arranged as the load of the full-bridge circuit in its diagonal branch, ie the series circuit comprising the inductor L and the capacitor C connects the common node between the two switches S1 and S2 of the first half-bridge to the common node between the two switches S3 and S4 of the second half bridge.
  • the gas discharge lamp LA is arranged parallel to the capacitor C.
  • the input of the full bridge circuit is fed with a direct voltage U BUS , the output of the full bridge circuit is connected to ground via a resistor R.
  • the four switches S1 to S4 are controlled by two driver circuits T1 and T2, to which the corresponding control commands for controlling the switches S 1 to S4 are in turn transmitted by a control circuit 6.
  • the four switches S 1 to S4 are usually activated in the following way: first, the switches S1 and S4 forming a first bridge diagonal are activated in a first phase, while the two switches S3 and S2 forming the second bridge diagonal are opened. In this first phase, there is a current flow from the input of the full bridge circuit via the first switch, the load circuit consisting of the series resonance circuit and the gas discharge lamp LA and the switch S4.
  • One of the two switches, for example switch S1 is closed permanently while switch S4 is clocked at high frequency.
  • switches S1 and S4 of the first bridge diagonal are then opened, while switches S3 and S2 of the second bridge diagonal are now activated in an analogous manner, ie switch S3 is permanently closed while switch S2 corresponds to the desired power Duty cycle clocks at high frequency.
  • the change between the two diagonals of the bridge has the consequence that the direction of the current through the lamp LA changes permanently, thereby avoiding mercury deposits on an electrode and increasing the life of the lamp.
  • control circuit 6 which is supplied on the one hand with a desired value I SOLL corresponding to the desired lamp brightness and, on the other hand, with the voltage dropping via the shunt resistor R via the input line 7 as an actual value.
  • control circuit 6 generates control commands which are fed via lines 8 1 to 8 4 to the two driver circuits T1 and T2, which in turn convert the control commands into corresponding signals for controlling the gates of the four field effect transistors S 1 to S4 ,
  • the clocked switch of the active bridge diagonals is at one frequency open and closed from approx. 20 to 50 kHz. Because of this high frequency clocking parasitic currents flow across the lamp line capacitances, which are accurate It is impossible to regulate the lamp brightness, especially with very low dimming values make, with the result that at very low dimming values an undesirable, for Eye noticeable flickering of lamp brightness occurs.
  • the full bridge circuit can supplied current are reduced to very low values, however, since the Constant current source is arranged at the input of the full bridge circuit is the Accuracy in controlling the lamp current itself is limited. Furthermore, at this known variant on the transistor used as a constant current source relatively high leakage currents occur.
  • the task is accomplished through a method of controlling the brightness of a Gas discharge lamp according to claim 1 and by an electronic ballast, which has the features of claim 5, solved.
  • the electronic ballast according to the invention has one with a DC voltage fed full bridge circuit, the gas discharge lamp being part of a Load of the full bridge circuit switched resonance circuit is.
  • a control circuit alternately switches on and off a diagonal of the full bridge circuit the other bridge diagonal.
  • the two Bridge diagonals each have an adjustable constant current source for regulating the Have lamp current.
  • the lamp current is then regulated by the two controllable constant current sources of the bridge diagonals, the In this case, inductance of the load circuit is not effective due to the direct current, but only their ohmic DC resistance.
  • a second operating mode in contrast, when the lamp brightness is high, the control of the lamp supplied is carried out Performance in a known manner by changing the duty cycle at a constant high frequency.
  • the switch-on time of a bridge diagonal to a high-frequency clocking of a switch waived.
  • the lamp turns on during the on time Bridge diagonals are operated with a regulated direct current, which eliminates the problem the parasitic currents due to the high-frequency switching operations is avoided.
  • the low-frequency switching between the two Bridge diagonals are retained and are preferably made with a Frequency of more than 100 Hz, i.e. with a frequency above the perception threshold of the human eye, especially with a frequency between 700 Hz and 2000 Hz.
  • the brightness is controlled by a Gas discharge lamp two operating modes are used, the gas discharge lamp in the first operating mode with low lamp brightness with a regulated DC voltage and in a second operating mode with high lamp brightness a direct current corresponding to the pulse duty factor with superimposed ripple current is operated.
  • the arrangement of the four field effect transistors S1 to S4 of the full bridge shown in FIG. 1 is identical to the known arrangement from FIG. 6. Again, a DC voltage U BUS is applied to the input of the full bridge circuit, the output of the full bridge circuit is formed by a shunt connected to ground. Resistor R. However, only the gas discharge lamp LA is now connected as a load; the elements of a resonance circuit are no longer present in the first exemplary embodiment. Switching between the two diagonals of the bridge again takes place through the two driver circuits T1 and T2, which control the four field effect transistors S1 to S4 in a suitable manner.
  • the lamp brightness is no longer regulated by switching the switches S1 to S4 on and off by the driver circuits T1 and T2, but by controlling the field effect transistors S2 and S4 arranged in the bridge diagonals as controllable constant current sources.
  • these two field effect transistors S2, S4 are each operated by an operational amplifier OP1 or OP2 in their modulation range. They thus form a resistor which is connected in series with the lamp LA and in this way defines an operating point for the lamp LA.
  • the controllable constant current sources are thus formed by the two lower field effect transistors S2 and S4 of the two half bridges and the two operational amplifiers OP1 and OP2, each of which controls the corresponding field effect transistors S2 and S4.
  • Via a feedback line 9 1 or 9 2 the current flowing through the respective field effect transistor S2 or S4 is supplied to the operational amplifier OP1, OP2 as an actual value, the second input signal forms a desired value I SET , corresponding to the desired lamp brightness, which, for example, the two operational amplifiers OP1, OP2 can be supplied by a dimming circuit or the like.
  • the two operational amplifiers OP1 and OP2 act as controllers which set the current flowing through the two field effect transistors S2 and S4 to a value corresponding to the setpoint I SHOULD .
  • the two driver circuits T1 and T2 are used to switch between the both bridge diagonals required control commands in the usual way by a Control circuit (not shown) supplied.
  • a Control circuit (not shown) supplied.
  • the two adjustable constant current sources can be used on a current limiting Inductance can be dispensed with.
  • the voltage drop across them should be relatively low.
  • the ballast also has a control circuit 1, to which the voltage dropping via the field effect transistor S2 or S4 of the respectively active bridge diagonal is supplied as an actual value via the two input lines 10 1 or 10 2 .
  • This actual value is compared with a setpoint I FETsoll , which corresponds to the value that enables a particularly effective current control.
  • the control circuit 1 generates a control signal which is used to control the DC voltage U BUS .
  • Fig. 2 shows the block diagram of a ballast.
  • the input of the ballast is formed by a rectifier circuit 11 connected to an AC voltage source, for example a full-bridge rectifier, which supplies a rectified AC voltage U 0 to a first switching regulator 3.
  • This first switching regulator 3 is formed by a step-up converter, which generates a high intermediate circuit voltage U Z , which is fed to a second switching regulator 4.
  • This second switching regulator 4 is a step-down converter which reduces the high intermediate circuit voltage U Z to the required lower value for the DC voltage U BUS .
  • Reference number 2 denotes the full-bridge circuit shown in FIG. 1.
  • the control circuit 1 controls the buck converter 4, in such a way that it generates a DC voltage U BUS , which, as provided, is only slightly above the lamp voltage LA, so that the via the two transistors S2 or S4 falling voltage corresponds to the setpoint U FETsoll .
  • the control circuit 1 controls the buck converter 4, in such a way that it generates a DC voltage U BUS , which, as provided, is only slightly above the lamp voltage LA, so that the via the two transistors S2 or S4 falling voltage corresponds to the setpoint U FETsoll .
  • U BUS DC voltage
  • the control circuit 1 controls the buck converter 4, in such a way that it generates a DC voltage U BUS , which, as provided, is only slightly above the lamp voltage LA, so that the via the two transistors S2 or S4 falling voltage corresponds to the setpoint U FETsoll .
  • U BUS DC voltage
  • the control circuit 1 controls the buck converter 4, in such a way that it generates a DC voltage U
  • the smoothing circuit for generating the DC voltage U BUS is not generated by two switching regulators connected in series, but by a buck boost converter 5, in which the functions of the switching regulators 3 and 4 shown in FIG. 2 are combined in one circuit.
  • This integration is possible because the requirements for the control speed of the smoothing circuit are relatively low and there is therefore no fear of harmonics occurring at the input of the ballast due to rapid changes in frequency and / or duty cycle.
  • the regulation of the lamp current by the two controllable Constant current sources has in addition to the suppression of flickering Consequence that when switching on the lamp LA at low lamp brightness no Lightning can occur because of the current due to the two adjustable constant current sources is limited to the desired value from the start. Ignition thus takes place the lamp LA at a current that has the lowest possible value for the Has triggered the ignition process.
  • the buck converter 4 or the buck boost converter controlled that it has a maximum output voltage, which is used for the ignition is sufficient.
  • Another option is to use a Ignition coil.
  • the lamp wiring has no influence on the dimming operation Has. This is because switching continues at a low frequency, however, the high-frequency switching of switches is dispensed with and thus this "quasi-direct current" there is no influence of the wiring impedances.
  • the low frequency pole reversal frequency i.e. the change between the two Bridge diagonals should be at least slightly above the frequency from Eye is still perceived, i.e. at least above 100 Hz. Especially a frequency between 700 Hz and 2000 Hz is advantageously selected.
  • FIG. 4 An embodiment of the full bridge circuit according to the invention is shown in FIG. 4. This differs on the one hand in that the gas discharge lamp LA is in turn part of a resonance circuit consisting of an inductor L and a capacitor C, which is connected as a load of the full-bridge circuit, and on the other hand in that the regulator 1 described in FIG. 1 to regulate the DC voltage U BUS is dispensed with.
  • the full-bridge circuit 2 is supplied with a constant DC voltage U BUS , as is shown schematically in FIG. 5.
  • the electronic ballast shown in FIG. 5 now has the rectifier circuit, a step-up converter 3 and the full-bridge circuit 2.
  • the two controllable constant current sources consisting of the operational amplifiers OP1 and OP2 and the associated field-effect transistors S2 and S4 are provided in the full-bridge circuit shown in FIG. 4. Due to the constant DC voltage U BUS in its level, there is now the risk that at high lamp currents, that is to say at high brightness, the power loss resulting from the two transistors S2 and S4 will rise to an impermissible level.
  • the function of the two controllable constant current sources is suppressed and the four transistors S1 to S4 are activated as in the known method shown in FIG. That is, a relatively low frequency is used to switch between the two diagonals of the bridge, one of the two transistors being clocked at high frequency during the on-time of a diagonal of the bridge, so that the lamp is operated with a direct current with a high-frequency ripple current superimposed on it.
  • control with a variable pulse duty factor is necessary; in this operating mode, the inductance L forms the current-limiting impedance in series with the lamp.
  • the control circuit 6 is again responsible for controlling the lamp brightness and transmits the corresponding control commands to the driver circuits T1 and T2 via lines 8 1 to 8 4 , which accordingly control the four transistors S1 to S4.
  • the concept according to the invention is thus characterized in that lamp operation is realized with which dimming over a very wide brightness range is made possible.
  • lamp operation is realized with which dimming over a very wide brightness range is made possible.

Abstract

Bei einem Verfahren zur Steuerung der Helligkeit einer Gasentladungslampe (LA), die Bestandteil eines als Last einer Vollbrückenschaltung geschalteten Resonanzkreises (L, C) ist, wird abwechselnd jeweils eine Brückendiagonale eingeschaltet und die andere Brückendiagonale der Vollbrücke ausgeschaltet. Die Gasentladungslampe (LA) wird während der Einschaltzeit einer Brückendiagonalen in einem ersten Betriebsmodus bei niedriger Lampenhelligkeit mit einer geregelten Gleichspannung und in einem zweiten Betriebsmodus bei hoher Lampenhelligkeit mit einer in ihrem Tastverhältnis veränderbaren Wechselspannung betrieben. <IMAGE>

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerät mit einer Vollbrückenschaltung zum Steuern des Betriebsverhaltens und der Helligkeit einer Gasentladungslampe bzw. ein Verfahren zur Steuerung der Helligkeit einer Gasentladungslampe.
Elektronische Vorschaltgeräte mit Vollbrückenschaltungen werden vorzugsweise zum Betreiben von Hochdruckgasentladungslampen verwendet, finden aber auch für Niederdruckentladungslampen oder Leuchtstoffröhren Verwendung. Dabei bietet der Einsatz einer Vollbrückenschaltung die Möglichkeit, die Lampen mit einem - ggf. mit niedriger Frequenz umgepolten - Gleichstrom zu betreiben, wodurch das Entstehen von störenden elektromagnetischen Wechselfeldern reduziert werden kann. Ferner ist in diesem Fall der sich durch die Hochfrequenz-Leitungsimpedanzen ergebende Einfluß der Lampenverdrahtung auf den Betrieb vernachlässigbar. Vorschaltgeräte mit Vollbrückenschaltungen sind beispielsweise in der DE 44 01 630 A1 oder der AT 392 384 B beschrieben.
Das Grundprinzip einer Vollbrückenschaltung ist in Fig. 6 dargestellt und soll im folgenden kurz erläutert werden. Die Vollbrückenschaltung wird durch vier steuerbare Schalter S1 bis S4, bei denen es sich im vorliegenden Beispiel um Feldeffekttransistoren handelt, gebildet, wobei die beiden ersten Schalter S1und S2 eine erste Halbbrücke und die beiden Schalter S3 und S4 eine zweite Halbbrücke bilden. Als Last der Vollbrückenschaltung ist in deren Diagonalzweig ein aus einer Induktivität L und einer Kapazität C bestehender Serienresonanzkreis angeordnet, d.h. die Serienschaltung aus der Induktivität L und dem Kondensator C verbindet den gemeinsamen Knotenpunkt zwischen den beiden Schaltern S1 und S2 der ersten Halbbrücke mit dem gemeinsamen Knotenpunkt zwischen den beiden Schaltern S3 und S4 der zweiten Halbbrücke. Parallel zu dem Kondensator C ist die Gasentladungslampe LA angeordnet. Der Eingang der Vollbrückenschaltung wird mit einer Gleichspannung UBUS gespeist, der Ausgang der Vollbrückenschaltung ist über einen Widerstand R mit Masse verbunden.
Das Ansteuern der vier Schalter S1 bis S4 erfolgt durch zwei Treiberschaltungen T1 und T2, denen wiederum von einer Regelschaltung 6 die entsprechenden Steuerbefehle zum Ansteuern der Schalter S 1 bis S4 übermittelt werden. Das Ansteuern der vier Schalter S 1 bis S4 erfolgt in der Regel auf folgende Weise: Zunächst werden in einer ersten Phase die eine erste Brückendiagonale bildenden Schalter S1 und S4 aktiviert, während die beiden die zweite Brückendiagonale bildenden Schalter S3 und S2 geöffnet werden. In dieser ersten Phase erfolgt ein Stromfluß vom Eingang der Vollbrückenschaltung über den ersten Schalter, den aus dem Serienresonanzkreis und der Gasentladungslampe LA bestehenden Lastkreis sowie den Schalter S4. Dabei wird einer der beiden Schalter, beispielsweise der Schalter S1 permanent geschlossen, während der Schalter S4 hochfrequent getaktet wird. Bei gleichbleibender Schaltfrequenz des Schalters S4 wird durch Veränderung des Tastverhältnisses die der Lampe LA zugeführte Leistung erhöht oder reduziert. In einer zweiten Phase werden dann die Schalter S1 und S4 der ersten Brückendiagonalen geöffnet, während nun in analoger Weise die Schalter S3 und S2 der zweiten Brückendiagonale aktiviert werden, d.h. der Schalter S3 wird permanent geschlossen, während der Schalter S2 mit einem der gewünschten Leistung entsprechenden Tastverhältnis hochfrequent taktet. Das Wechseln zwischen den beiden Brückendiagonalen hat zur Folge, daß die Richtung des Stroms durch die Lampe LA permanent wechselt, wodurch Quecksilberablagerungen an einer Elektrode vermieden werden und die Lebensdauer der Lampe erhöht wird. Die Steuerung der Vollbrückschaltung wird durch die Steuerschaltung 6 übernommen, der zum einen ein der gewünschten Lampenhelligkeit entsprechender Sollwert ISOLL und zum anderen die über den Shunt-Widerstand R abfallende Spannung über die Eingangsleitung 7 als Istwert zugeführt wird. Entsprechend dem Vergleichsergebnis zwischen Istwert und Sollwert erzeugt die Steuerschaltung 6 Steuerbefehle, die über die Leitungen 81 bis 84 den beiden Treiberschaltungen T1 und T2 zugeführt werden, die wiederum die Steuerbefehle in entsprechende Signale zum Ansteuern der Gates der vier Feldeffekttransistoren S 1 bis S4 umsetzen.
Der getaktete Schalter der jeweils aktiven Brückendiagonalen wird mit einer Frequenz von ca. 20 bis 50 kHz geöffnet und geschlossen. Aufgrund dieser Hochfrequenztaktung fließen parasitäre Ströme über die Lampenleitungs-Kapazitäten, welche eine genaue Regelung der Lampenhelligkeit insbesondere bei sehr niedrigen Dimmwerten unmöglich machen, mit der Folge, daß bei sehr niedrigen Dimmwerten ein unerwünschtes, für das Auge merkliches Flackern der Lampenhelligkeit auftritt.
Eine andere Schaltung zur Ansteuerung ist aus der EP 0 633 711 A1 bekannt. Diese Schaltung weist wiederum einen Vollbrückenschaltung auf, zu der die Lampe in Last geschaltet ist. Die Steuerung der Lampenhelligkeit erfolgt nunmehr allerdings nicht durch eine Variation der Ansteuerfrequenz, sondern durch ein Steuern des der Vollbrückenschaltung zugeführten Stroms. Hierzu ist am Eingang der Vollbrückenschaltung eine regelbare Konstantstromquelle in Form eines Transistors angeordnet, der von einer Steuerschaltung in geeigneter Weise angesteuert wird. Die Schaltelemente der Vollbrückenschaltung werden in diesem Fall lediglich derart angesteuert, das eine regelmäßige Richtungsänderung des Stromflusses erfolgt.
Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung kann zwar der der Vollbrückenschaltung zugeführte Strom auf sehr niedrige Werte herabgeregelt werden, da allerdings die Konstantstromquelle am Eingang der Vollbrückenschaltung angeordnet ist, ist die Genauigkeit bei der Regelung des Lampenstroms selbst begrenzt. Ferner können bei dieser bekannten Variante an dem als Konstantstromquelle verwendeten Transistor verhältnismäßig hohe Verlustströme auftreten.
Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein elektronisches Vorschaltgerät mit einer Vollbrückenschaltung anzugeben, welches ein Dimmen der Gasentladungslampe über einen sehr weiten Bereich ermöglicht. Ferner sollen Flackererscheinungen bei sehr niedrigen Dimmwerten sowie Verlustleistungen weitestgehend vermieden werden.
Die Aufgabe wird durch ein Verfahren zur Steuerung der Helligkeit einer Gasentladungslampe gemäß Anspruch 1 sowie durch ein elektronisches Vorschaltgerät, welches die Merkmale des Anspruches 5 aufweist, gelöst.
Das erfindungsgemäße elektronische Vorschaltgerät weist eine mit einer Gleichspannung gespeiste Vollbrückenschaltung auf, wobei die Gasentladungslampe Bestandteil eines als Last der Vollbrückenschaltung geschalteten Resonanzkreises ist. Eine Steuerschaltung schaltet jeweils abwechselnd eine Brückendiagonale der Vollbrückenschaltung ein und die andere Brückendiagonale aus. Erfindungsgemäß wird vorgeschlagen, daß die beiden Brückendiagonalen jeweils eine regelbare Konstantstromquelle zur Regelung des Lampenstroms aufweisen. In einem ersten Betriebsmodus, der bei niedriger Lampenhelligkeit Verwendung findet, erfolgt dann die Regelung des Lampenstroms durch die beiden regelbaren Konstantstromquellen der Brückendiagonalen, wobei die Induktivität des Lastkreises in diesem Fall aufgrund des Gleichstromes nicht wirksam ist, sondern nur deren ohmscher Gleichstromwiderstand. In einem zweiten Betriebsmodus hingegen bei hoher Lampenhelligkeit erfolgt die Steuerung der der Lampe zugeführten Leistung in bekannter Weise durch eine Veränderung des Tastverhältnisses bei konstanter hoher Frequenz.
Gemäß der erfindungsgemäßen Lösung wird also bei niedriger Lampenhelligkeit während der Einschaltzeit einer Brückendiagonalen auf ein hochfrequentes Takten eines Schalters verzichtet. Statt dessen wird die Lampe während der Einschaltzeit einer Brückendiagonalen mit einem geregelten Gleichstrom betrieben, wodurch das Problem der parasitären Ströme aufgrund der hochfrequenten Schaltvorgänge vermieden wird. Dadurch wird erreicht, daß auch bei sehr niedrigen Helligkeitswerten sehr genau auf einen konstanten Lampenstrom geregelt werden kann und somit ein Flackern der Lampe unterdrückt wird. Das niederfrequente Umschalten zwischen den beiden Brückendiagonalen wird allerdings beibehalten und erfolgt vorzugsweise mit einer Frequenz von mehr als 100 Hz, also mit einer Frequenz über der Wahrnehmungsschwelle des menschlichen Auges, insbesondere mit einer Frequenz zwischen 700 Hz und 2000 Hz. Darüber hinaus besteht die Möglichkeit, bei einem Lampenbetrieb bei sehr niedriger Helligkeit auf das Umschalten zwischen den beiden Brückendiagonalen zu verzichten, da die durch den kleinen Lampenstrom verursachte Quecksilberwanderung minimal ist und durch die im Lampenplasma stattfindende natürliche Diffusion ausgeglichen wird. Bei hoher Lampenhelligkeit hingegen erfolgt die Regulierung der Lampenleistung in bekannter Weise, was den Vorteil mit sich bringt, dass Verlustströme, die andernfalls an den regelbaren Konstantstromquellen bei hoher Lampenleistung auftreten würden, vermieden werden.
Gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren kommen zur Steuerung der Helligkeit einer Gasentladungslampe zwei Betriebsmodi zum Einsatz, wobei die Gasentladungslampe in dem ersten Betriebsmodus bei niedriger Lampenhelligkeit mit einer geregelten Gleichspannung und in einem zweiten Betriebsmodus bei hoher Lampenhelligkeit mit einem dem Tastverhältnis entsprechenden Gleichstrom mit überlagertem Rippelstrom betrieben wird.
Im folgenden soll die Erfindung anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert werden. Es zeigen:
  • Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel einer Vollbrückenschaltung, die nicht Gegenstand der Ansprüche ist;
  • Fig. 2 ein Blockschaltbild eines ersten Vorschaltgerätes, bei dem die in Fig. 1 dargestellte Vollbrückenschaltung zur Anwendung kommt;
  • Fig. 3 ein Blockschaltbild eines zweiten Vorschaltgeräts, bei dem die in Fig. 1 dargestellte Vollbrückenschaltung zur Anwendung kommt;
  • Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Vollbrückenschaltung;
  • Fig. 5 ein Blockschaltbild eines elektronischen Vorschaltgerätes, bei dem die in Fig. 4 dargestellte Vollbrückenschaltung zur Anwendung kommt; und
  • Fig. 6 eine bekannte Vollbrückenschaltung.
    • Die Anordnung der vier Feldeffekttransistoren S1 bis S4 der in Fig. 1 dargestellten Vollbrücke ist identisch zu der bekannten Anordnung aus Fig. 6. Wiederum wird an den Eingang der Vollbrückenschaltung eine Gleichspannung UBUS angelegt, den Ausgang der Vollbrückenschaltung bildet ein mit Masse verbundener Shunt-Widerstand R. Als Last ist nunmehr jedoch lediglich die Gasentladungslampe LA geschaltet, die Elemente eines Resonanzkreises sind bei dem ersten Ausführungsbeispiel nicht mehr vorhanden. Ein Umschalten zwischen den beiden Brückendiagonalen erfolgt wiederum durch die beiden Treiberschaltungen T1 und T2, welche die vier Feldeffekttransistoren S1 bis S4 in geeigneter Weise ansteuern. Die Regelung der Lampenhelligkeit erfolgt nun allerdings nicht mehr durch ein entsprechendes Ein- und Ausschalten der Schalter S1 bis S4 durch die Treiberschaltungen T1 und T2, sondern durch Ansteuern der in den Brückendiagonalen angeordneten Feldeffekttransistoren S2 und S4 als regelbare Konstantstromquellen. Dazu werden diese beiden Feldeffekttransistoren S2, S4 von jeweils einem Operationsverstärker OP1 bzw. OP2 in ihrem Aussteuerbereich betrieben. Sie bilden damit einen Widerstand, der mit der Lampe LA in Serie geschaltet ist und auf diese Weise einen Arbeitspunkt für die Lampe LA definiert.
    Die regelbaren Konstantstromquellen, bzw. die beiden Transistor-Präzisionsstromquellen werden also durch die beiden unteren Feldeffekttransistoren S2 und S4 der beiden Halbbrücken sowie die beiden jeweils den entsprechenden Feldeffekttransistoren S2 bzw. S4 ansteuernden Operationsverstärker OP1 bzw. OP2 gebildet. Über eine Rückkopplungsleitung 91 bzw. 92 wird der durch den jeweiligen Feldeffekttransistor S2 oder S4 fließende Strom dem Operationsverstärker OP1, OP2 als Istwert zugeführt, das zweite Eingangssignal bildet ein der gewünschten Lampenhelligkeit entsprechender Sollwert ISOLL, der beispielsweise den beiden Operationsverstärkern OP1, OP2 durch eine Dimmschaltung oder dergleichen zugeführt werden kann. Die beiden Operationsverstärker OP1 und OP2 wirken als Regler, die den durch die beiden Feldeffekttransistoren S2 bzw. S4 fließenden Strom auf einem dem Sollwert ISOLL entsprechenden Wert einstellen.
    Den beiden Treiberschaltungen T1 und T2 werden die zum Umschalten zwischen den beiden Brückendiagonalen benötigten Steuerbefehle in gewohnter Weise durch eine (nicht dargestellte) Steuerschaltung zugeführt. Auch hier erfolgt ein niederfrequentes Wechseln zwischen den beiden Brückendiagonalen, um die sich bei einem einseitigen Gleichstrombetrieb ergebende Quecksilberwanderung in der Lampe LA zu reduzieren.
    Da die Regelung des Lampenstroms und damit der Lampenhelligkeit durch die beiden regelbare Konstantstromquellen erfolgt, kann auf den Einsatz einer strombegrenzenden Induktivität verzichtet werden. Um allerdings die Verlustleistungen an den beiden Feldeffekttransistoren S2 und S4 der beiden regelbaren Konstantstromquellen möglichst gering zu halten, sollte die an ihnen abfallende Spannung relativ gering sein. Gleichzeitig sollte sie jedoch einen gewissen Mindestwert haben, um zu gewährleisten, daß die beiden Feldeffekttransistoren S2 und S4 in ihrem linearen Bereich betrieben werden um somit eine effektive Regelung des Stroms zu ermöglichen.
    Dies kann dadurch erreicht werden, daß der Vollbrückenschaltung eine Gleichspannung UBUS zugeführt wird, die nur geringfügig höher als die über die Gasentladungslampe LA fallende Spannung ist, da der Überschuß der Gleichspannung UBUS zwangsläufig an den beiden Transistoren S2 bzw. S4 abfällt. Aus diesem Grund weist das Vorschaltgerät ferner eine Regelschaltung 1 auf, der über die beiden Eingangsleitungen 101 bzw. 102 die über den Feldeffekttransistor S2 oder S4 der jeweils aktiven Brückendiagonale abfallende Spannung als Istwert zugeführt wird. Dieser Istwert wird mit einem Sollwert IFETsoll, der dem Wert entspricht, der eine besonders effektive Stromregelung ermöglicht, verglichen. Auf der Grundlage dieses Vergleichs erzeugt die Regelschaltung 1 ein Steuersignal, welches zur Regelung der Gleichspannung UBUS verwendet wird.
    Dies ist in Fig. 2 dargestellt, welche das Blockschaltbild eines Vorschaltgeräts zeigt. Den Eingang des Vorschaltgeräts bildet eine mit einer Wechselspannungsquelle verbundene Gleichrichterschaltung 11, beispielsweise ein Vollbrückengleichrichter, die einem ersten Schaltregler 3 eine gleichgerichtete Wechselspannung U0 zuführt. Dieser erste Schaltregler 3 wird durch einen Hochsetzsteller gebildet, der eine hohe Zwischenkreisspannung UZ erzeugt, die einem zweiten Schaltregler 4 zugeführt wird. Dieser zweite Schaltregler 4 ist ein Tiefsetzsteller, der die hohe Zwischenkreisspannung UZ auf den benötigten niedrigeren Wert für die Gleichspannung UBUS herabsetzt. Mit dem Bezugszeichen 2 ist die in Fig. 1 dargestellte Vollbrückenschaltung bezeichnet.
    Wie in Fig. 2 dargestellt, steuert die Regelschaltung 1 den Tiefsetzsteller 4 an, und zwar in einer Art und Weise, daß dieser eine Gleichspannung UBUS erzeugt, welche wie vorgesehen nur knapp oberhalb der Lampenspannung LA liegt, so daß die über die beiden Transistoren S2 bzw. S4 abfallende Spannung dem Sollwert UFETsoll entspricht. Alternativ dazu bestünde auch die Möglichkeit, den Spannungsabfall über die Gasentladungslampe LA zu messen und auf Grundlage dieses Werts ein Regelsignal zum Ansteuern des Tiefsetzstellers zu erzeugen.
    Eine weitere Möglichkeit ist in Fig. 3 dargestellt. Hier wird die Glättungsschaltung zum Erzeugen der Gleichspannung UBUS nicht durch zwei in Serie geschaltete Schaltregler erzeugt, sondern durch einen Buck-Boost-Converter 5, in dem die Funktionen der in Fig. 2 dargestellten Schaltregler 3 und 4 in einer Schaltung vereinigt sind. Diese Integration ist möglich, da die Anforderungen an die Regelgeschwindigkeit der Glättungsschaltung relativ gering sind und somit nicht das Entstehen von Oberwellen am Eingang des Vorschaltgeräts aufgrund schneller Änderungen von Frequenz und/oder Tastverhältnis zu befürchten ist.
    Die Regelung des Lampenstroms durch die beiden regelbaren Konstantstromquellen hat neben der Unterdrückung von Flackererscheinungen auch zur Folge, daß bei einem Einschalten der Lampe LA bei niedriger Lampenhelligkeit kein Blitz auftreten kann, da der Strom aufgrund der beiden regelbaren Konstantstromquellen von Anfang an auf den gewünschten Wert begrenzt ist. Somit findet ein Durchzünden der Lampe LA bei einem Strom statt, der den geringstmöglichen Wert für die Auslösung des Zündvorganges hat. Um die hierfür benötigte Zündspannung bereitzustellen, wird der Tiefsetzsteller 4 oder der Buck-Boost-Converter derart angesteuert, daß er eine maximale Ausgangsspannung, welche für die Zündung ausreichend ist, bereitstellt. Eine andere Möglichkeit besteht in der Verwendung einer Zündspule. Mit dem erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgerät ist es möglich, die Gasentladungslampe auf 1/1000 ihrer maximalen Helligkeit zu dimmen und zu zünden, ohne daß dabei eine Flackererscheinung bzw. ein Einschaltblitz auftritt. Vorteilhaft ist ferner, daß die Lampenverdrahtung keinen Einfluß auf den Dimmbetrieb hat. Dies deshalb, da nach wie vor mit einer niedrigen Frequenz umgeschaltet wird, allerdings auf das hochfrequente Takten von Schaltern verzichtet wird und somit durch diesen "Quasi-Gleichstrom" kein Einfluß der Verdrahtungsimpedanzen besteht. Die niederfrequente Umpolfrequenz, d.h. der Wechsel zwischen den beiden Brückendiagonalen sollte dabei zumindest etwas über der Frequenz liegen, die vom Auge noch wahrgenommen wird, also zumindest oberhalb von 100 Hz. Besonders vorteilhaft wird eine Frequenz zwischen 700 Hz und 2000 Hz gewählt.
    Ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Vollbrückenschaltung ist in Fig. 4 dargestellt. Dieses unterscheidet sich zum einen darin, daß die Gasentladungslampe LA nun wiederum Bestandteil eines aus einer Induktivität L und einem Kondensator C bestehenden Resonanzkreises ist, der als Last der Vollbrückenschaltung geschaltet ist, und zum anderen darin, daß auf den in Fig. 1 beschriebenen Regler 1 zum Regeln der Gleichspannung UBUS verzichtet wird. In diesem Fall wird der Vollbrückenschaltung 2 eine in ihrer Höhe konstante Gleichspannung UBUS zugeführt, wie dies schematisch in Fig. 5 dargestellt ist. Das in dieser Figur 5 dargestellte elektronische Vorschaltgerät weist nunmehr die Gleichrichterschaltung, einen Hochsetzsteller 3 sowie die Vollbrückenschaltung 2 auf.
    Wie auch in Fig. 1 sind bei der in Fig. 4 dargestellten Vollbrückenschaltung die beiden aus den Operationsverstärkern OP1 und OP2 sowie den dazugehörigen Feldeffekttransistoren S2 und S4 bestehenden regelbaren Konstantstromquellen vorgesehen. Aufgrund der in ihrer Höhe konstanten Gleichspannung UBUS besteht nun allerdings die Gefahr, daß bei hohen Lampenströmen, also bei hoher Helligkeit, die sich über den beiden Transistoren S2 und S4 ergebende Verlustleistung auf ein unzulässiges Maß ansteigt.
    Um dies zu vermeiden, wird daher bei dem in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiel abhängig von der zu erzielenden Lampenhelligkeit zwischen zwei unterschiedlichen Betriebsmodi unterschieden, wobei in dem Bereich niedriger Lampenhelligkeit die Ansteuerung der Lampe LA in gleicher Weise wie in Fig. 1 erfolgt, d.h. während der Einschaltzeit einer der beiden Brückendiagonalen wird der Lampe ein durch die entsprechende regelbare Konstantstromquelle geregelter Gleichstrom zugeführt. Aufgrund der bei diesen Helligkeitswerten niedrigen Ströme, spielen die an den beiden Transistoren S2 und S4 auftretenden Verlustleistungen nur eine untergeordnete Rolle, so daß der Verzicht auf die Regelung der Gleichspannung UBUS in Kauf genommen werden kann.
    Bei einem Lampenbetrieb mit hoher Helligkeit wird hingegen die Funktion der beiden regelbaren Konstantstromquellen unterdrückt und die vier Transistoren S1 bis S4 werden wie auch bei dem in Fig. 6 dargestellten bekannten Verfahren angesteuert. D.h., mit einer relativ niedrigen Frequenz wird zwischen den beiden Brückendiagonalen gewechselt, wobei während der Einschaltzeit einer Brückendiagonale einer der beiden Transistoren hochfrequent getaktet wird, so daß die Lampe mit einem Gleichstrom, dem ein hochfrequenter Rippelstrom überlagert ist, betrieben wird. Um in dieser Betriebsart eine Helligkeitssteuerung zu erzielen, ist eine Ansteuerung mit variablem Tastverhältnis notwendig, die Induktivität L bildet in dieser Betriebsart die strombegrenzende Impedanz in Serie zur Lampe. In diesem zweiten Betriebsmodus ist wieder die Steuerschaltung 6 für die Steuerung der Lampenhelligkeit verantwortlich und übermittelt über die Leitungen 81 bis 84 die entsprechenden Steuerbefehle an die Treiberschaltungen T1 und T2, welche dementsprechend die vier Transistoren S1 bis S4 ansteuern.
    Bei den hohen Helligkeitswerten des zweiten Betriebsmodus spielen die Leitungskapazitäten und Leitungsinduktivitäten trotz der hohen Schaltfrequenz keine Rolle, weil sie relativ zum Lampenstrom zu vernachlässigen sind und deshalb die Regelvorgänge nicht stören. Auch die Gefahr des Auftretens von Flackererscheinungen ist bei diesen hohen Helligkeiten nicht gegeben. Bei niedrigen Helligkeitswerten besteht wiederum das aufgrund der Stromregelung ideale Zündverhalten, mit dem das Auftreten von Lichtblitzen unterdrückt wird. Wiederum ist ein Dimmen bis zu 1/1000 der maximalen Lampenhelligkeit möglich.
    Das erfindungsgemäße Konzept zeichnet sich somit dadurch aus, daß ein Lampenbetrieb realisiert wird, mit dem ein Dimmen über eine sehr weiten Helligkeitsbereich ermöglicht wird. Darüber hinaus ist die Möglichkeit gegeben, die Lampe auch bei sehr niedrigen Helligkeitswerten zu starten, ohne daß unangenehm empfundene Lichtblitze entstehen.

    Claims (8)

    1. Verfahren zur Steuerung der Helligkeit einer Gasentladungslampe (LA), die Bestandteil eines als Last einer Vollbrückenschaltung geschalteten Resonanzkreises (L, C) ist, wobei abwechselnd jeweils eine Brückendiagonale eingeschaltet und die andere Brückendiagonale der Vollbrücke ausgeschaltet ist,
      dadurch gekennzeichnet, daß die Gasentladungslampe (LA) während der Einschaltzeit einer Brückendiagonalen
         in einem ersten Betriebsmodus bei niedriger Lampenhelligkeit mit einer geregelten Gleichspannung und
         in einem zweiten Betriebsmodus bei hoher Lampenhelligkeit mit einer in ihrem Tastverhältnis veränderbaren Wechselspannung betrieben wird.
    2. Verfahren nach Anspruch 1,
      dadurch gekennzeichnet, daß der Wechsel zwischen den beiden Brückendiagonalen mit einer Frequenz von mehr als 100 Hz erfolgt.
    3. Verfahren nach Anspruch 2,
      dadurch gekennzeichnet, daß der Wechsel zwischen den beiden Brückendiagonalen mit einer Frequenz zwischen 700 Hz und 2000 Hz erfolgt.
    4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
      dadurch gekennzeichnet, daß bei einem Lampenbetrieb bei niedriger Helligkeit lediglich eine einzige Brückendiagonale eingeschaltet ist.
    5. Elektronisches Vorschaltgerät zum Steuern des Betriebsverhaltens und der Helligkeit einer Gasentladungslampe (LA), mit einer mit Gleichspannung (UBUS) gespeisten Vollbrückenschaltung,
      wobei die Gasentladungslampe (LA) Bestandteil eines als Last der Vollbrückenschaltung geschalteten Resonanzkreises (L, C) ist und eine Steuerschaltung (T1, T2) abwechselnd jeweils eine Brückendiagonale einschaltet und die andere Brückendiagonale der Vollbrücke ausschaltet,
      dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Brückendiagonalen jeweils eine regelbare Konstantstromquelle (OP1, OP2, S2, S4) zur Regelung des Lampenstroms aufweisen,
      wobei in einem ersten Betriebsmodus bei niedriger Lampenhelligkeit die Regelung des Lampenstroms durch die regelbare Konstantstromquelle der eingeschalteten Brückendiagonalen erfolgt, während in einem zweiten Betriebsmodus bei hoher Lampenhelligkeit dem Resonanzkreis (L, C) eine Wechselspannung mit konstanter Frequenz aber mit veränderbarem Tastverhältnis zugeführt wird.
    6. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 5,
      dadurch gekennzeichnet, daß der von der Steuerschaltung (T1, T2) durchgeführte Wechsel zwischen den beiden Brückendiagonalen mit einer Frequenz von mehr als 100 Hz erfolgt.
    7. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 6,
      dadurch gekennzeichnet, daß der von der Steuerschaltung (T1, T2) durchgeführte Wechsel zwischen den beiden Brückendiagonalen mit einer Frequenz zwischen 700 Hz und 2000 Hz erfolgt.
    8. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 5 bis 7,
      dadurch gekennzeichnet, daß bei einem Lampenbetrieb bei niedriger Helligkeit lediglich eine einzige Brückendiagonale eingeschaltet ist.
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