EP1330945B1 - Elektronisches vorschaltgerät mit vollbrückenschaltung - Google Patents

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EP1330945B1
EP1330945B1 EP01974243A EP01974243A EP1330945B1 EP 1330945 B1 EP1330945 B1 EP 1330945B1 EP 01974243 A EP01974243 A EP 01974243A EP 01974243 A EP01974243 A EP 01974243A EP 1330945 B1 EP1330945 B1 EP 1330945B1
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EP
European Patent Office
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circuit
lamp
voltage
bridge
electronic ballast
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EP01974243A
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English (en)
French (fr)
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EP1330945A1 (de
Inventor
Alfred TRÖSTL
Alexander Nachbaur
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Tridonicatco GmbH and Co KG
Original Assignee
Tridonicatco GmbH and Co KG
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Publication date
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    • H05B41/3927—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations by pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to an electronic ballast with a Full bridge circuit for controlling the performance and brightness of a Gas discharge lamp according to the preamble of claim 1 and a method for Control of the brightness of a gas discharge lamp.
  • Electronic ballasts with full bridge circuits are preferably used for Operating high pressure gas discharge lamps used, but also for Low-pressure discharge lamps or fluorescent tubes use. It offers the Using a full bridge circuit the possibility of the lamps with one - if necessary with Low frequency reverse polarity - to operate DC, thereby causing the emergence of disturbing alternating electromagnetic fields can be reduced. Femer is in In this case, the influence of the high frequency line impedances Lamp wiring on the operation negligible. Ballasts with Full bridge circuits are described for example in DE 44 01 630 A1 or AT 392 384 B described.
  • the full bridge circuit is formed by four controllable switches S1 to S4, which in the present example are field-effect transistors, wherein the two first switches Slund S2 form a first half-bridge and the two switches S3 and S4 form a second half-bridge.
  • a series resonant circuit consisting of an inductance L and a capacitor C is arranged in its diagonal branch, ie the series connection of the inductance L and the capacitor C connects the common node between the two switches S1 and S2 of the first half-bridge to the common node between the two switches S3 and S4 of the second half-bridge.
  • Parallel to the capacitor C the gas discharge lamp LA is arranged.
  • the input of the full bridge circuit is supplied with a DC voltage U BUS , the output of the full bridge circuit is connected via a resistor R to ground.
  • the four switches S1 to S4 are actuated by two driver circuits T1 and T2, to which in turn are transmitted by a control circuit 6, the corresponding control commands for driving the switches S1 to S4.
  • the four switches S1 to S4 are generally activated in the following way: First, in a first phase, the switches S1 and S4 forming a first bridge diagonal are activated, while the two switches S3 and S2 forming the second bridge diagonal are opened. In this first phase, there is a current flow from the input of the full bridge circuit via the first switch, the load circuit consisting of the series resonant circuit and the gas discharge lamp LA and the switch S4. In this case, one of the two switches, for example, the switch S1 is permanently closed, while the switch S4 is clocked high-frequency.
  • the power supplied to the lamp LA is increased or reduced by changing the duty cycle.
  • the switches S1 and S4 of the first bridge diagonal are opened, while now the switches S3 and S2 of the second bridge diagonal are activated in an analogous manner, ie the switch S3 is permanently closed, while the switch S2 with one of the desired power corresponding Duty cycle clocked high frequency.
  • the change between the two bridge diagonals causes the direction of the current through the lamp LA to change permanently, thereby avoiding mercury deposits on an electrode and increasing the life of the lamp.
  • control circuit 6 which, on the one hand, supplies the setpoint value I SOLL corresponding to the desired lamp brightness and, on the other hand, the voltage dropped across the shunt resistor R via the input line 7 as the actual value.
  • the control circuit 6 According to the comparison result between the actual value and the setpoint, the control circuit 6 generates control commands which are supplied via the lines 8 1 to 8 4 to the two driver circuits T1 and T2, which in turn convert the control commands into corresponding signals for driving the gates of the four field effect transistors S1 to S4.
  • the clocked switch of each active bridge diagonal is at a frequency from about 20 to 50 kHz open and closed. Because of this high frequency clocking parasitic currents flow across the lamp line capacitances giving an accurate Control of lamp brightness is impossible, especially at very low dimming levels with the result that at very low dimming levels an undesirable, for the Eye noticeable flicker of lamp brightness occurs.
  • Another circuit for driving is known from EP 0 633 711 A1.
  • the circuit has a full bridge circuit to which the lamp is under load is switched.
  • the control of the lamp brightness does not take place now a variation of the drive frequency, but by controlling the the Full bridge circuit supplied power.
  • a controllable constant current source in the form of a transistor arranged, which is controlled by a control circuit in an appropriate manner.
  • the Switching elements of the full bridge circuit in this case only so controlled, which takes place a regular change in direction of the current flow.
  • an electronic ballast with indicate a full bridge circuit, which is a dimming of the gas discharge lamp over a very wide range. In particular flicker phenomena should be added very low dimming values are avoided.
  • the object is achieved by an electronic ballast, which has the characteristics of Claim 1, and by methods for controlling the brightness of a Gas discharge lamp according to claim 11 solved.
  • the inventive electronic Ballast has a full bridge circuit fed with a DC voltage, wherein the gas discharge lamp is connected as a load of this full bridge circuit.
  • a Control circuit switches alternately a bridge diagonal of Full bridge on and the other bridge diagonal off.
  • the two bridge diagonals each have a controllable Constant current source for controlling the lamp current have. In this case can during the turn-on of a bridge diagonal on a high frequency clocking a Switch be waived.
  • a controllable smoothing circuit for generating one of the full bridge circuit supplied variable DC voltage.
  • a control circuit is provided, which via the controllable constant current source of each active bridge diagonal detected falling voltage and controls the smoothing circuit such that it detected Voltage substantially corresponds to a predetermined setpoint.
  • the smoothing circuit consists of two series-connected switching regulators, the first switching regulator preferably a boost converter and the second switching regulator preferably a buck converter.
  • the control circuit controls only the Step-down converter in the desired manner.
  • the Smoothing circuit also by a controlled by the control circuit Buck Boost Converter be formed.
  • a second preferred embodiment of the inventive electronic Ballast is that the gas discharge lamp part of a load as the Full bridge circuit switched resonant circuit is.
  • a first mode of operation which is used at low lamp brightness, the regulation of the Lamp current as previously described by the two controllable constant current sources the bridge diagonal, wherein the inductance in this case due to the direct current is not effective, but only their ohmic DC resistance.
  • the control of the lamp takes place supplied power by changing the duty cycle at a constant high Frequency. That is, in this second operating mode, the regulation of the Lamp current is suppressed by the controllable constant current sources and it takes place turn a pure clocking the switch. In this case it is not necessary that one Control of the supplied from the smoothing circuit of the full bridge circuit DC voltage occurs because the controllable DC voltage only at the lower Lamp brightness is used, but here due to the low Amperage the losses play a minor role anyway.
  • the current through the Gas discharge lamp through one of the corresponding bridge diagonal respectively assigned adjustable constant current source regulated.
  • the two above operating modes come to Use, wherein the gas discharge lamp in the first operating mode at low Lamp brightness with a regulated DC voltage and in a second Operating mode at high lamp brightness with a duty cycle corresponding DC is operated with superimposed Rippelstrom.
  • the arrangement of the four field effect transistors S1 to S4 of the full bridge shown in Fig. 1 is identical to the known arrangement of Fig. 6. Again, a DC voltage U BUS is applied to the input of the full bridge circuit, the output of the full bridge circuit forms a ground connected shunt Resistor R. As a load, however, now only the gas discharge lamp LA is switched, the elements of a resonant circuit are no longer present in the first embodiment. Switching between the two bridge diagonals is again effected by the two driver circuits T1 and T2, which drive the four field-effect transistors S1 to S4 in a suitable manner.
  • the regulation of the lamp brightness is no longer effected by a corresponding switching on and off of the switches S1 to S4 by the driver circuits T1 and T2, but by driving the arranged in the bridge diagonal field effect transistors S2 and S4 as controllable constant current sources.
  • these two field-effect transistors S2, S4 are each operated by an operational amplifier OP1 or OP2 in their modulation range. They thus form a resistor which is connected in series with the lamp LA and defines in this way an operating point for the lamp LA.
  • the controllable constant current sources are therefore formed by the two lower field effect transistors S2 and S4 of the two half bridges and the two operational amplifiers OP1 and OP2, each controlling the respective field effect transistors S2 and S4.
  • the current flowing through the respective field effect transistor S2 or S4 is supplied to the operational amplifier OP1, OP2 as an actual value via a feedback line 9 1 or 9 2 , the second input signal forms a setpoint value I SOLL corresponding to the desired lamp brightness, for example the two operational amplifiers OP1, OP2 can be supplied by a dimming circuit or the like.
  • the two operational amplifiers OP1 and OP2 act as regulators which set the current flowing through the two field effect transistors S2 and S4, respectively, to a value corresponding to the desired value I SOLL .
  • the two driver circuits T1 and T2 are used to switch between the two bridge diagonals required control commands in the usual way by a (not shown) supplied control circuit. Again, there is a low frequency Switch between the two bridge diagonals, around which in a one-sided DC operation resulting mercury migration in the lamp LA to reduce.
  • the ballast further comprises a control circuit 1, which is supplied via the two input lines 10 1 and 10 2, the voltage drop across the field effect transistor S2 or S4 of the active bridge diagonal voltage as an actual value.
  • This actual value is compared with a setpoint I FETsoll , which corresponds to the value that allows a particularly effective current control.
  • the control circuit 1 generates a control signal, which is used to control the DC voltage U BUS .
  • Fig. 2 shows the block diagram of a ballast.
  • the input of the ballast forms a connected to an AC voltage source rectifier circuit 11, for example, a full-bridge rectifier, which supplies a rectified AC voltage U 0 to a first switching regulator 3.
  • This first switching regulator 3 is formed by a step-up converter, which generates a high intermediate circuit voltage U Z , which is supplied to a second switching regulator 4.
  • This second switching regulator 4 is a buck converter, which reduces the high intermediate circuit voltage U Z to the required lower value for the DC voltage U BUS .
  • the reference numeral 2 designates the full bridge circuit shown in FIG.
  • Fig. 2 controls the control circuit 1 to the buck converter 4, in a manner such that this generates a DC voltage U BUS , which is as intended only just above the lamp voltage LA, so that via the two transistors S2 or S4 falling voltage to the setpoint U FETsoll corresponds.
  • U BUS DC voltage
  • the smoothing circuit for generating the DC voltage U BUS is not generated by two series-connected switching regulator, but by a buck-boost converter 5 in which the functions of the switching regulator 3 and 4 shown in Fig. 2 are combined in a circuit.
  • This integration is possible because the demands on the control speed of the smoothing circuit are relatively low and thus is not to fear the generation of harmonics at the input of the ballast due to rapid changes in frequency and / or duty cycle.
  • the inventive control of the lamp current through the two controllable Constant current sources has in addition to the suppression of flicker phenomena also to Result that when turning on the lamp LA at low lamp brightness no Lightning can occur because of the current due to the two controllable constant current sources is limited to the desired value from the beginning.
  • the buck converter 4 or the buck-boost converter is so controlled that he has a maximum output voltage, which for the ignition is sufficient, provides.
  • Another possibility is to use a Ignition coil.
  • the electronic ballast according to the invention it is possible to dim and increase the gas discharge lamp to 1/1000 of its maximum brightness ignite, without causing a flickering or a switch-on occurs. It is also advantageous that the lamp wiring has no influence on the dimming operation Has. This is because, as before, switching to a low frequency However, the high frequency clocking of switches is omitted and thus by this "quasi-DC" is no influence of the wiring impedances.
  • the low frequency Umpolfrequenz, i. the change between the two Brückendiagonalen should be at least slightly above the frequency of the Eye is still perceived, so at least above 100 Hz. Especially Advantageously, a frequency between 700 Hz and 2000 Hz is selected.
  • FIG. 5 A second embodiment of the full bridge circuit according to the invention is shown in FIG. This differs, on the one hand, in that the gas discharge lamp LA is now in turn part of a resonant circuit consisting of an inductance L and a capacitor C, which is connected as a load of the full bridge circuit, and, secondly, that the regulator 1 described in FIG is dispensed with for controlling the DC voltage U BUS .
  • the full bridge circuit 2 is supplied with a constant DC voltage U BUS , as shown schematically in FIG. 5.
  • the electronic ballast shown in this figure 5 now has the rectifier circuit, a boost converter 3 and the full bridge circuit 2.
  • the two controllable constant current sources consisting of the operational amplifiers OP1 and OP2 and the associated field effect transistors S2 and S4 are provided. Due to the constant DC voltage U BUS , however, there is now the danger that at high lamp currents, ie at high brightness, the power loss resulting from the two transistors S2 and S4 increases to an impermissible level.
  • the function of the two controllable constant current sources is suppressed and the four transistors S1 to S4 are controlled as well as in the known method shown in Fig. 6. That is, with a relatively low frequency is changed between the two bridge diagonals, being clocked at high frequency during the turn-on of a bridge diagonal of one of the two transistors, so that the lamp with a direct current, which is superimposed on a high-frequency ripple current is operated.
  • the inductance L forms in this mode, the current-limiting impedance in series with the lamp.
  • the control circuit 6 is again responsible for the control of the lamp brightness and transmits via the lines 8 1 to 8 4 the corresponding control commands to the driver circuits T1 and T2, which accordingly drive the four transistors S1 to S4.
  • the Line capacitances and line inductances despite the high switching frequency no Role because they are negligible relative to the lamp current and therefore the Do not disturb the control processes. Also, the risk of the appearance of flickering is not given at these high brightnesses.
  • the ideal due to the current control ignition behavior, with the occurrence is suppressed by flashes of light. Again, dimming is up to 1/1000 of the maximum lamp brightness possible.
  • the inventive concept is thus characterized by the fact that a. lamp is realized, with a dimming over a very wide range of brightness is possible. In addition, the possibility exists, the lamp even at very Low brightness values to start without uncomfortable flashes of light arise.

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Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerät mit einer Vollbrückenschaltung zum Steuern des Betriebsverhaltens und der Helligkeit einer Gasentladungslampe gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1 bzw. ein Verfahren zur Steuerung der Helligkeit einer Gasentladungslampe.
Elektronische Vorschaltgeräte mit Vollbrückenschaltungen werden vorzugsweise zum Betreiben von Hochdruckgasentladungslampen verwendet, finden aber auch für Niederdruckentladungslampen oder Leuchtstoffröhren Verwendung. Dabei bietet der Einsatz einer Vollbrückenschaltung die Möglichkeit, die Lampen mit einem - ggf. mit niedriger Frequenz umgepolten - Gleichstrom zu betreiben, wodurch das Entstehen von störenden elektromagnetischen Wechselfeldern reduziert werden kann. Femer ist in diesem Fall der sich durch die Hochfrequenz-Leitungsimpedanzen ergebende Einfluß der Lampenverdrahtung auf den Betrieb vernachlässigbar. Vorschaltgeräte mit Vollbrückenschaltungen sind beispielsweise in der DE 44 01 630 A1 oder der AT 392 384 B beschrieben.
Das Grundprinzip einer Vollbrückenschaltung ist in Fig. 6 dargestellt und soll im folgenden kurz erläutert werden. Die Vollbrückenschaltung wird durch vier steuerbare Schalter S1 bis S4, bei denen es sich im vorliegenden Beispiel um Feldeffekttransistoren handelt, gebildet, wobei die beiden ersten Schalter Slund S2 eine erste Halbbrücke und die beiden Schalter S3 und S4 eine zweite Halbbrücke bilden. Als Last der Vollbrückenschaltung ist in deren Diagonalzweig ein aus einer Induktivität L und einer Kapazität C bestehender Serienresonanzkreis angeordnet, d.h. die Serienschaltung aus der Induktivität L und dem Kondensator C verbindet den gemeinsamen Knotenpunkt zwischen den beiden Schaltern S1 und S2 der ersten Halbbrücke mit dem gemeinsamen Knotenpunkt zwischen den beiden Schaltern S3 und S4 der zweiten Halbbrücke. Parallel zu dem Kondensator C ist die Gasentladungslampe LA angeordnet. Der Eingang der Vollbrückenschaltung wird mit einer Gleichspannung UBUS gespeist, der Ausgang der Vollbrückenschaltung ist über einen Widerstand R mit Masse verbunden.
Das Ansteuern der vier Schalter S1 bis S4 erfolgt durch zwei Treiberschaltungen T1 und T2, denen wiederum von einer Regelschaltung 6 die entsprechenden Steuerbefehle zum Ansteuern der Schalter S1 bis S4 übermittelt werden. Das Ansteuern der vier Schalter S1 bis S4 erfolgt in der Regel auf folgende Weise: Zunächst werden in einer ersten Phase die eine erste Brückendiagonale bildenden Schalter S1 und S4 aktiviert, während die beiden die zweite Brückendiagonale bildenden Schalter S3 und S2 geöffnet werden. In dieser ersten Phase erfolgt ein Stromfluß vom Eingang der Vollbrückenschaltung über den ersten Schalter, den aus dem Serienresonanzkreis und der Gasentladungslampe LA bestehenden Lastkreis sowie den Schalter S4. Dabei wird einer der beiden Schalter, beispielsweise der Schalter S1 permanent geschlossen, während der Schalter S4 hochfrequent getaktet wird. Bei gleichbleibender Schaltfrequenz des Schalters S4 wird durch Veränderung des Tastverhältnisses die der Lampe LA zugeführte Leistung erhöht oder reduziert. In einer zweiten Phase werden dann die Schalter S1 und S4 der ersten Brückendiagonalen geöffnet, während nun in analoger Weise die Schalter S3 und S2 der zweiten Brückendiagonale aktiviert werden, d.h. der Schalter S3 wird permanent geschlossen, während der Schalter S2 mit einem der gewünschten Leistung entsprechenden Tastverhältnis hochfrequent taktet. Das Wechseln zwischen den beiden Brückendiagonalen hat zur Folge, daß die Richtung des Stroms durch die Lampe LA permanent wechselt, wodurch Quecksilberablagerungen an einer Elektrode vermieden werden und die Lebensdauer der Lampe erhöht wird. Die Steuerung der Vollbrückschaltung wird durch die Steuerschaltung 6 übernommen, der zum einen ein der gewünschten Lampenhelligkeit entsprechender Sollwert ISOLL und zum anderen die über den Shunt-Widerstand R abfallende Spannung über die Eingangsleitung 7 als Istwert zugeführt wird. Entsprechend dem Vergleichsergebnis zwischen Istwert und Sollwert erzeugt die Steuerschaltung 6 Steuerbefehle, die über die Leitungen 81 bis 84 den beiden Treiberschaltungen T1 und T2 zugeführt werden, die wiederum die Steuerbefehle in entsprechende Signale zum Ansteuern der Gates der vier Feldeffekttransistoren S1 bis S4 umsetzen.
Der getaktete Schalter der jeweils aktiven Brückendiagonalen wird mit einer Frequenz von ca. 20 bis 50 kHz geöffnet und geschlossen. Aufgrund dieser Hochfrequenztaktung fließen parasitäre Ströme über die Lampenleitungs-Kapazitäten, welche eine genaue Regelung der Lampenhelligkeit insbesondere bei sehr niedrigen Dimmwerten unmöglich machen, mit der Folge, daß bei sehr niedrigen Dimmwerten ein unerwünschtes, für das Auge merkliches Flackern der Lampenhelligkeit auftritt.
Eine andere Schaltung zur Ansteuerung ist aus der EP 0 633 711 A1 bekannt. Diese Schaltung weist wiederum einen Vollbrückenschaltung auf, zu der die Lampe in Last geschaltet ist. Die Steuerung der Lampenhelligkeit erfolgt nunmehr allerdings nicht durch eine Variation der Ansteuerfrequenz, sondern durch ein Steuern des der Vollbrückenschaltung zugeführten Stroms. Hierzu ist am Eingang der Vollbrückenschaltung eine regelbare Konstantstromquelle in Form eines Transistors angeordnet, der von einer Steuerschaltung in geeigneter Weise angesteuert wird. Die Schaltelemente der Vollbrückenschaltung werden in diesem Fall lediglich derart angesteuert, das eine regelmäßige Richtungsänderung des Stromflusses erfolgt.
Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung kann zwar der der Vollbrückenschaltung zugeführte Strom auf sehr niedrige Werte herabgeregelt werden, da allerdings die Konstantstromquelle am Eingang der Vollbrückenschaltung angeordnet ist, ist die Genauigkeit bei der Regelung des Lampenstroms selbst begrenzt. Ferner können bei dieser bekannten Variante an dem als Konstantstromquelle verwendeten Transistor verhältnismäßig hohe Verlustströme auftreten.
Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein elektronisches Vorschaltgerät mit einer Vollbrückenschaltung anzugeben, welches ein Dimmen der Gasentladungslampe über einen sehr weiten Bereich ermöglicht. Insbesondere sollen Flackererscheinungen bei sehr niedrigen Dimmwerten vermieden werden.
Die Aufgabe wird durch ein elektronisches Vorschaltgerät, welches die Merkmale des Anspruches 1 aufweist, sowie durch Verfahren zur Steuerung der Helligkeit einer Gasentladungslampe gemäß Anspruch 11 gelöst. Das erfindungsgemäße elektronische Vorschaltgerät weist eine mit einer Gleichspannung gespeiste Vollbrückenschaltung auf, wobei die Gasentladungslampe als Last dieser Vollbrückenschaltung geschaltet ist. Eine Steuerschaltung schaltet jeweils abwechselnd eine Brückendiagonale der Vollbrückenschaltung ein und die andere Brückendiagonale aus. Erfindungsgemäß wird vorgeschlagen, daß die beiden Brückendiagonalen jeweils eine regelbare Konstantstromquelle zur Regelung des Lampenstroms aufweisen. In diesem Fall kann während der Einschaltzeit einer Brückendiagonalen auf ein hochfrequentes Takten eines Schalters verzichtet werden. Statt dessen wird die Lampe während der Einschaltzeit einer Brückendiagonalen mit einem geregelten Gleichstrom betrieben, wodurch das Problem der parasitären Ströme aufgrund der hochfrequenten Schaltvorgänge vermieden wird. Dadurch wird erreicht, daß auch bei sehr niedrigen Helligkeitswerten sehr genau auf einen konstanten Lampenstrom geregelt werden kann und somit ein Flackern der Lampe unterdrückt wird. Das niederfrequente Umschalten zwischen den. beiden Brückendiagonalen wird beibehalten und erfolgt vorzugsweise mit einer Frequenz von mehr als 100 Hz, also mit einer Frequenz über der Wahrnehmungsschwelle des menschlichen Auges, insbesondere mit einer Frequenz zwischen 700 Hz und 2000 Hz. Darüber hinaus besteht die Möglichkeit, bei einem Lampenbetrieb bei sehr niedriger Helligkeit auf das Umschalten zwischen den beiden Brückendiagonalen zu verzichten, da die durch den kleinen Lampenstrom verursachte Quecksilberwanderung minimal ist und durch die im Lampenplasma stattfindende natürliche Diffusion ausgeglichen wird.
Um Verlustleistungen weitestgehend zu vermeiden, ist anzustreben, daß der Spannungsabfall über die regelbaren Konstantstromquellen, die auch als Transistor-Präzisionsstromquellen bezeichnet werden, möglichst gering ist. Gemäß einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel weist daher das erfindungsgemäße Vorschaltgerät eine steuerbare Glättungsschaltung zum Erzeugen einer der Vollbrückenschaltung zugeführten veränderbaren Gleichspannung auf. Darüber hinaus ist eine Regelschaltung vorgesehen, welche die über die regelbare Konstantstromquelle der jeweils aktiven Brückendiagonalen abfallende Spannung erfaßt und die Glättungsschaltung derart ansteuert, daß diese erfaßte Spannung im wesentlichen einem vorgegebenen Sollwert entspricht. In diesem Fall kann die Glättungsschaltung aus zwei in Serie geschalteten Schaltreglern bestehen, wobei der erste Schaltregler vorzugsweise ein Hochsetzsteller und der zweite Schaltregler vorzugsweise ein Tiefsetzsteller ist. Die Regelschaltung steuert dabei lediglich den Tiefsetzsteller in der gewünschten Art und Weise an. Alternativ dazu kann die Glättungsschaltung auch durch einen von der Regelschaltung angesteuerten Buck-Boost-Converter gebildet werden.
Ein zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgeräts besteht darin, daß die Gasentladungslampe Bestandteil eines als Last der Vollbrückenschaltung geschalteten Resonanzkreises ist. In einem ersten Betriebsmodus, der bei niedriger Lampenhelligkeit Verwendung findet, erfolgt die Regelung des Lampenstroms wie zuvor beschrieben durch die beiden regelbaren Konstantstromquellen der Brückendiagonalen, wobei die Induktivität in diesem Fall aufgrund des Gleichstromes nicht wirksam ist, sondern nur deren ohmscher Gleichstromwiderstand. In einem zweiten Betriebsmodus hingegen bei hoher Lampenhelligkeit erfolgt die Steuerung der der Lampe zugeführten Leistung durch Veränderung des Tastverhältnisses bei konstanter hoher Frequenz. Das heißt in diesem zweiten Betriebsmodus wird die Regelung des Lampenstroms durch die regelbaren Konstantstromquellen unterdrückt und es erfolgt wiederum ein reines Takten der Schalter. In diesem Fall ist es nicht notwendig, daß eine Regelung der von der Glättungsschaltung der Vollbrückenschaltung zugeführten Gleichspannung erfolgt, da die regelbare Gleichspannung lediglich bei den geringeren Lampenhelligkeiten zum Einsatz kommt, hier allerdings aufgrund der geringen Stromstärken die Verluste ohnehin eine untergeordnete Rolle spielen.
Gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren zur Steuerung der Helligkeit nach Anspruch 11 wird während der Einschaltzeit einer Brückendiagonalen der Strom durch die Gasentladungslampe durch eine der entsprechenden Brückendiagonalen jeweils zugeordnete einstellbare Konstantstromquelle geregelt. Gemäß einer Weiterentwicklung des Verfahrens nach Anspruch 13 kommen die beiden oben genannten Betriebsmodi zum Einsatz, wobei die Gasentladungslampe in dem ersten Betriebsmodus bei niedriger Lampenhelligkeit mit einer geregelten Gleichspannung und in einem zweiten Betriebsmodus bei hoher Lampenhelligkeit mit einem dem Tastverhältnis entsprechenden Gleichstrom mit überlagertem Rippelstrom betrieben wird.
Im folgenden soll die Erfindung anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert werden. Es zeigen:
  • Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Vollbrückenschaltung;
  • Fig. 2 ein Blockschaltbild eines ersten Vorschaltgerätes, bei dem die in Fig. 1 dargestellte Vollbrückenschaltung zur Anwendung kommt;
  • Fig. 3 ein Blockschaltbild eines zweiten Vorschaltgeräts, bei dem die in Fig. 1 dargestellte Vollbrückenschaltung zur Anwendung kommt;
  • Fig. 4 ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Vollbrückenschaltung;
  • Fig. 5 ein Blockschaltbild eines elektronischen Vorschaltgerätes, bei dem die in Fig. 4 dargestellte Vollbrückenschaltung zur Anwendung kommt; und
  • Fig. 6 eine bekannte Vollbrückenschaltung.
    • Die Anordnung der vier Feldeffekttransistoren S1 bis S4 der in Fig. 1 dargestellten Vollbrücke ist identisch zu der bekannten Anordnung aus Fig. 6. Wiederum wird an den Eingang der Vollbrückenschaltung eine Gleichspannung UBUS angelegt, den Ausgang der Vollbrückenschaltung bildet ein mit Masse verbundener Shunt-Widerstand R. Als Last ist nunmehr jedoch lediglich die Gasentladungslampe LA geschaltet, die Elemente eines Resonanzkreises sind bei dem ersten Ausführungsbeispiel nicht mehr vorhanden. Ein Umschalten zwischen den beiden Brückendiagonalen erfolgt wiederum durch die beiden Treiberschaltungen T1 und T2, welche die vier Feldeffekttransistoren S1 bis S4 in geeigneter Weise ansteuern. Die Regelung der Lampenhelligkeit erfolgt nun allerdings nicht mehr durch ein entsprechendes Ein- und Ausschalten der Schalter S1 bis S4 durch die Treiberschaltungen T1 und T2, sondern durch Ansteuern der in den Brückendiagonalen angeordneten Feldeffekttransistoren S2 und S4 als regelbare Konstantstromquellen. Dazu werden diese beiden Feldeffekttransistoren S2, S4 von jeweils einem Operationsverstärker OP1 bzw. OP2 in ihrem Aussteuerbereich betrieben. Sie bilden damit einen Widerstand, der mit der Lampe LA in Serie geschaltet ist und auf diese Weise einen Arbeitspunkt für die Lampe LA definiert.
    Die regelbaren Konstantstromquellen, bzw. die beiden Transistor-Präzisionsstromquellen werden also durch die beiden unteren Feldeffekttransistoren S2 und S4 der beiden Halbbrücken sowie die beiden jeweils den entsprechenden Feldeffekttransistoren S2 bzw. S4 ansteuernden Operationsverstärker OP1 bzw. OP2 gebildet. Über eine Rückkopplungsleitung 91 bzw. 92 wird der durch den jeweiligen Feldeffekttransistor S2 oder S4 fließende Strom dem Operationsverstärker OP1, OP2 als Istwert zugeführt, das zweite Eingangssignal bildet ein der gewünschten Lampenhelligkeit entsprechender Sollwert ISOLL, der beispielsweise den beiden Operationsverstärkern OP1, OP2 durch eine Dimmschaltung oder dergleichen zugeführt werden kann. Die beiden Operationsverstärker OP1 und OP2 wirken als Regler, die den durch die beiden Feldeffekttransistoren S2 bzw. S4 fließenden Strom auf einem dem Sollwert ISOLL entsprechenden Wert einstellen.
    Den beiden Treiberschaltungen T1 und T2 werden die zum Umschalten zwischen den beiden Brückendiagonalen benötigten Steuerbefehle in gewohnter Weise durch eine (nicht dargestellte) Steuerschaltung zugeführt. Auch hier erfolgt ein niederfrequentes Wechseln zwischen den beiden Brückendiagonalen, um die sich bei einem einseitigen Gleichstrombetrieb ergebende Quecksilberwanderung in der Lampe LA zu reduzieren.
    Da die Regelung des Lampenstroms und damit der Lampenhelligkeit durch die beiden regelbare Konstantstromquellen erfolgt, kann auf den Einsatz einer strombegrenzenden Induktivität verzichtet werden. Um allerdings die Verlustleistungen an den beiden Feldeffekttransistoren S2 und S4 der beiden regelbaren Konstantstromquellen möglichst gering zu halten, sollte die an ihnen abfallende Spannung relativ gering sein. Gleichzeitig sollte sie jedoch einen gewissen Mindestwert haben, um zu gewährleisten, daß die beiden Feldeffekttransistoren S2 und S4 in ihrem linearen Bereich betrieben werden um somit eine effektive Regelung des Stroms zu ermöglichen.
    Dies kann dadurch erreicht werden, daß der Vollbrückenschaltung eine Gleichspannung UBUS zugeführt wird, die nur geringfügig höher als die über die Gasentladungslampe LA fallende Spannung ist, da der Überschuß der Gleichspannung UBUS zwangsläufig an den beiden Transistoren S2 bzw. S4 abfällt. Aus diesem Grund weist das Vorschaltgerät ferner eine Regelschaltung 1 auf, der über die beiden Eingangsleitungen 101 bzw. 102 die über den Feldeffekttransistor S2 oder S4 der jeweils aktiven Brückendiagonale abfallende Spannung als Istwert zugeführt wird. Dieser Istwert wird mit einem Sollwert IFETsoll, der dem Wert entspricht, der eine besonders effektive Stromregelung ermöglicht, verglichen. Auf der Grundlage dieses Vergleichs erzeugt die Regelschaltung 1 ein Steuersignal, welches zur Regelung der Gleichspannung UBUS verwendet wird.
    Dies ist in Fig. 2 dargestellt, welche das Blockschaltbild eines Vorschaltgeräts zeigt. Den Eingang des Vorschaltgeräts bildet eine mit einer Wechselspannungsquelle verbundene Gleichrichterschaltung 11, beispielsweise ein Vollbrückengleichrichter, die einem ersten Schaltregler 3 eine gleichgerichtete Wechselspannung U0 zuführt. Dieser erste Schaltregler 3 wird durch einen Hochsetzsteller gebildet, der eine hohe Zwischenkreisspannung UZ erzeugt, die einem zweiten Schaltregler 4 zugeführt wird. Dieser zweite Schaltregler 4 ist ein Tiefsetzsteller, der die hohe Zwischenkreisspannung UZ auf den benötigten niedrigeren Wert für die Gleichspannung UBUS herabsetzt. Mit dem Bezugszeichen 2 ist die in Fig. 1 dargestellte Vollbrückenschaltung bezeichnet.
    Wie in Fig. 2 dargestellt, steuert die Regelschaltung 1 den Tiefsetzsteller 4 an, und zwar in einer Art und Weise, daß dieser eine Gleichspannung UBUS erzeugt, welche wie vorgesehen nur knapp oberhalb der Lampenspannung LA liegt, so daß die über die beiden Transistoren S2 bzw. S4 abfallende Spannung dem Sollwert UFETsoll entspricht. Alternativ dazu bestünde auch die Möglichkeit, den Spannungsabfall über die Gasentladungslampe LA zu messen und auf Grundlage dieses Werts ein Regelsignal zum Ansteuern des Tiefsetzstellers zu erzeugen.
    Eine weitere Möglichkeit ist in Fig. 3 dargestellt. Hier wird die Glättungsschaltung zum Erzeugen der Gleichspannung UBUS nicht durch zwei in Serie geschaltete Schaltregler erzeugt, sondern durch einen Buck-Boost-Converter 5, in dem die Funktionen der in Fig. 2 dargestellten Schaltregler 3 und 4 in einer Schaltung vereinigt sind. Diese Integration ist möglich, da die Anforderungen an die Regelgeschwindigkeit der Glättungsschaltung relativ gering sind und somit nicht das Entstehen von Oberwellen am Eingang des Vorschaltgeräts aufgrund schneller Änderungen von Frequenz und/oder Tastverhältnis zu befürchten ist.
    Die erfindungsgemäße Regelung des Lampenstroms durch die beiden regelbaren Konstantstromquellen hat neben der Unterdrückung von Flackererscheinungen auch zur Folge, daß bei einem Einschalten der Lampe LA bei niedriger Lampenhelligkeit kein Blitz auftreten kann, da der Strom aufgrund der beiden regelbaren Konstantstromquellen von Anfang an auf den gewünschten Wert begrenzt ist. Somit findet ein Durchzünden der Lampe LA bei einem Strom statt, der den geringstmöglichen Wert für die Auslösung des Zündvorganges hat. Um die hierfür benötigte Zündspannung bereitzustellen, wird der Tiefsetzsteller 4 oder der Buck-Boost-Converter derart angesteuert, daß er eine maximale Ausgangsspannung, welche für die Zündung ausreichend ist, bereitstellt. Eine andere Möglichkeit besteht in der Verwendung einer Zündspule. Mit dem erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgerät ist es möglich, die Gasentladungslampe auf 1/1000 ihrer maximalen Helligkeit zu dimmen und zu zünden, ohne daß dabei eine Flackererscheinung bzw. ein Einschaltblitz auftritt. Vorteilhaft ist ferner, daß die Lampenverdrahtung keinen Einfluß auf den Dimmbetrieb hat. Dies deshalb, da nach wie vor mit einer niedrigen Frequenz umgeschaltet wird, allerdings auf das hochfrequente Takten von Schaltern verzichtet wird und somit durch diesen "Quasi-Gleichstrom" kein Einfluß der Verdrahtungsimpedanzen besteht. Die niederfrequente Umpolfrequenz, d.h. der Wechsel zwischen den beiden Brückendiagonalen sollte dabei zumindest etwas über der Frequenz liegen, die vom Auge noch wahrgenommen wird, also zumindest oberhalb von 100 Hz. Besonders vorteilhaft wird eine Frequenz zwischen 700 Hz und 2000 Hz gewählt.
    Ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Vollbrückenschaltung ist in Fig. 4 dargestellt. Dieses unterscheidet sich zum einen darin, daß die Gasentladungslampe LA nun wiederum Bestandteil eines aus einer Induktivität L und einem Kondensator C bestehenden Resonanzkreises ist, der als Last der Vollbrückenschaltung geschaltet ist, und zum anderen darin, daß auf den in Fig. 1 beschriebenen Regler 1 zum Regeln der Gleichspannung UBUS verzichtet wird. In diesem Fall wird der Vollbrückenschaltung 2 eine in ihrer Höhe konstante Gleichspannung UBUS zugeführt, wie dies schematisch in Fig. 5 dargestellt ist. Das in dieser Figur 5 dargestellte elektronische Vorschaltgerät weist nunmehr die Gleichrichterschaltung, einen Hochsetzsteller 3 sowie die Vollbrückenschaltung 2 auf.
    Wie auch in Fig. 1 sind bei der in Fig. 4 dargestellten Vollbrückenschaltung die beiden aus den Operationsverstärkern OP1 und OP2 sowie den dazugehörigen Feldeffekttransistoren S2 und S4 bestehenden regelbaren Konstantstromquellen vorgesehen. Aufgrund der in ihrer Höhe konstanten Gleichspannung UBUS besteht nun allerdings die Gefahr, daß bei hohen Lampenströmen, also bei hoher Helligkeit, die sich über den beiden Transistoren S2 und S4 ergebende Verlustleistung auf ein unzulässiges Maß ansteigt.
    Um dies zu vermeiden, wird daher bei dem in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiel abhängig von der zu erzielenden Lampenhelligkeit zwischen zwei unterschiedlichen Betriebsmodi unterschieden, wobei in dem Bereich niedriger Lampenhelligkeit die Ansteuerung der Lampe LA in gleicher Weise wie in Fig. 1 erfolgt, d.h. während der Einschaltzeit einer der beiden Brückendiagonalen wird der Lampe ein durch die entsprechende regelbare Konstantstromquelle geregelter Gleichstrom zugeführt. Aufgrund der bei diesen Helligkeitswerten niedrigen Ströme, spielen die an den beiden Transistoren S2 und S4 auftretenden Verlustleistungen nur eine untergeordnete Rolle, so daß der Verzicht auf die Regelung der Gleichspannung UBUS in Kauf genommen werden kann.
    Bei einem Lampenbetrieb mit hoher Helligkeit wird hingegen die Funktion der beiden regelbaren Konstantstromquellen unterdrückt und die vier Transistoren S1 bis S4 werden wie auch bei dem in Fig. 6 dargestellten bekannten Verfahren angesteuert. D.h., mit einer relativ niedrigen Frequenz wird zwischen den beiden Brückendiagonalen gewechselt, wobei während der Einschaltzeit einer Brückendiagonale einer der beiden Transistoren hochfrequent getaktet wird, so daß die Lampe mit einem Gleichstrom, dem ein hochfrequenter Rippelstrom überlagert ist, betrieben wird. Um in dieser Betriebsart eine Helligkeitssteuerung zu erzielen, ist eine Ansteuerung mit variablem Tastverhältnis notwendig, die Induktivität L bildet in dieser Betriebsart die strombegrenzende Impedanz in Serie zur Lampe. In diesem zweiten Betriebsmodus ist wieder die Steuerschaltung 6 für die Steuerung der Lampenhelligkeit verantwortlich und übermittelt über die Leitungen 81 bis 84 die entsprechenden Steuerbefehle an die Treiberschaltungen T1 und T2, welche dementsprechend die vier Transistoren S1 bis S4 ansteuern.
    Bei den hohen Helligkeitswerten des zweiten Betriebsmodus spielen die Leitungskapazitäten und Leitungsinduktivitäten trotz der hohen Schaltfrequenz keine Rolle, weil sie relativ zum Lampenstrom zu vernachlässigen sind und deshalb die Regelvorgänge nicht stören. Auch die Gefahr des Auftretens von Flackererscheinungen ist bei diesen hohen Helligkeiten nicht gegeben. Bei niedrigen Helligkeitswerten besteht wiederum das aufgrund der Stromregelung ideale Zündverhalten, mit dem das Auftreten von Lichtblitzen unterdrückt wird. Wiederum ist ein Dimmen bis zu 1/1000 der maximalen Lampenhelligkeit möglich.
    Das erfindungsgemäße Konzept zeichnet sich somit dadurch aus, daß ein. Lampenbetrieb realisiert wird, mit dem ein Dimmen über eine sehr weiten Helligkeitsbereich ermöglicht wird. Darüber hinaus ist die Möglichkeit gegeben, die Lampe auch bei sehr niedrigen Helligkeitswerten zu starten, ohne daß unangenehm empfundene Lichtblitze entstehen.

    Claims (16)

    1. Elektronisches Vorschaltgerät zum Steuern des Betriebsverhaltens und der Helligkeit einer Gasentladungslampe (LA), mit einer mit Gleichspannung (UBUS) gespeisten Vollbrückenschaltung,
      wobei die Gasentladungslampe (LA) als Last der Vollbrückenschaltung geschaltet ist und eine Steuerschaltung (T1, T2) abwechselnd jeweils eine Brückendiagonale einschaltet und die andere Brückendiagonale der Vollbrücke ausschaltet,
      dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Brückendiagonalen jeweils eine regelbare Konstantstromquelle (OP1, OP2, S2, S4) zur Regelung des Lampenstroms aufweisen.
    2. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1,
      dadurch gekennzeichnet, dass der von der Steuerschaltung (T1, T2) durchgeführte Wechsel zwischen den beiden Brückendiagonalen mit einer Frequenz von mehr als 100 Hz erfolgt.
    3. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 2,
      dadurch gekennzeichnet, dass der von der Steuerschaltung (T1, T2) durchgeführte Wechsel zwischen den beiden Brückendiagonalen mit einer Frequenz zwischen 700 Hz und 2000 Hz erfolgt.
    4. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
      dadurch gekennzeichnet, dass bei einem Lampenbetrieb bei niedriger Helligkeit lediglich eine einzige Brückendiagonale eingeschaltet ist.
    5. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorherigen Ansprüche,
      gekennzeichnet durch
      eine mit einer gleichgerichteten Wechselspannung (U0) gespeiste steuerbare Glättungsschaltung (3, 5, 5) zum Erzeugen der der Vollbrückenschaltung (2) zugeführten Gleichspannung (IBUS)
      sowie durch eine Regelschaltung (1) zum Erfassen der über die regelbare Konstantstromquelle der jeweils eingeschalteten Brückendiagonalen abfallenden Spannung (UFET) und Ansteuern der Glättungsschaltung derart, daß die über die regelbare Konstantstromquelle abfallende Spannung (UFET) im wesentlichen einem vorgegebenen Sollwert (UFETsoll) entspricht.
    6. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 5,
      dadurch gekennzeichnet, dass die Glättungsschaltung durch einen mit der gleichgerichteten Wechselspannung gespeisten ersten Schaltregler (3) zum Erzeugen einer Zwischenkreisspannung (UZ) sowie einen zu dem ersten Schaltregler (3) in Serie geschalteten und von der Regelschaltung (1) angesteuerten zweiten Schaltregler (4) gebildet wird.
    7. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 6,
      dadurch gekennzeichnet, dass der erste Schaltregler (3) ein Hochsetzsteller ist.
    8. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 6 oder 7,
      dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Schaltregler (4) ein Tiefsetzsteller ist.
    9. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 5,
      dadurch gekennzeichnet, dass die Glättungsschaltung durch einen Buck-Boost-Converter (5) gebildet wird.
    10. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
      dadurch gekennzeichnet, dass die Gasentladungslampe (LA) Bestandteil eines als Last der Vollbrückenschaltung geschalteten Resonanzkreises (L, C) ist,
      wobei in einem ersten Betriebsmodus bei niedriger Lampenhelligkeit die Regelung des Lampenstroms durch die regelbare Konstantstromquelle der eingeschalteten Brückendiagonalen erfolgt, während in einem zweiten Betriebsmodus bei hoher Lampenhelligkeit dem Resonanzkreis (L, C) eine Wechselspannung mit konstanter Frequenz aber mit veränderbarem Tastverhältnis zugeführt wird.
    11. Verfahren zur Steuerung der Helligkeit einer Gasentladungslampe (LA), die als Last einer Vollbrückenschaltung geschaltet ist, wobei abwechselnd jeweils eine Brückendiagonale einschaltet und die andere Brückendiagonale der Vollbrücke ausschaltet ist,
      dadurch gekennzeichnet, dass während der Einschaltzeit einer Brückendiagonalen der Strom durch die Gasentladungslampe (LA) durch eine der entsprechenden Brückendiagonalen jeweils zugeordnete einstellbare Konstantstromquelle geregelt wird.
    12. Verfahren nach Anspruch 11,
      dadurch gekennzeichnet, dass der Vollbrückenschaltung eine regelbare Gleichspannung (UBUS) zugeführt wird, die um einen vorgegebenen Wert oberhalb der Lampenspannung (ULA) liegt.
    13. Verfahren nach Anspruch 11 oder 12,
      dadurch gekennzeichnet, dass nur bei niedriger Lampenhelligkeit in einem ersten Betriebsmodus während der Einschaltzeit einer Brückendiagonalen der Strom durch die Gasentladungslampe (LA) durch die einstellbare Konstantstromquelle geregelt wird und bei hoher Lampenhelligkeit in einem zweiten Betriebsmodus die Gasentladungslampe (LA) mit einer in ihrem Tastverhältnis veränderbaren Wechselspannung betrieben wird.
    14. Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 13,
      dadurch gekennzeichnet, dass der Wechsel zwischen den beiden Brückendiagonalen mit einer Frequenz von mehr als 100 Hz erfolgt.
    15. Verfahren nach Anspruch 14,
      dadurch gekennzeichnet, dass der Wechsel zwischen den beiden Brückendiagonalen mit einer Frequenz zwischen 700 Hz und 2000 Hz erfolgt.
    16. Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 15,
      dadurch gekennzeichnet, dass bei einem Lampenbetrieb bei niedriger Helligkeit lediglich eine einzige Brückendiagonale eingeschaltet ist.
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