DE69308986T2

DE69308986T2 - Schaltung und Verfahren zum Betreiben von Starkentladungslampen durch Rückwirkung

Info

Publication number: DE69308986T2
Application number: DE69308986T
Authority: DE
Inventors: David Joseph Kachmarik; Louis Robert Nerone
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1992-11-05
Filing date: 1993-11-04
Publication date: 1997-10-09
Anticipated expiration: 2013-11-05
Also published as: US5357174A; DE69308986D1; EP0596740B1; CA2108419A1; EP0596740A1; JPH06215887A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet von Energieversorgungsanordnungen für Hochintensitäts-Entladungslampen und insbesondere Energieversorgungsanordnungen, welche eine Rückführungssteuerung zum Regeln von Spannung oder Strom verwenden, die an die Lampe geliefert werden.
Eine Hochdruck-Natriumdampflampe (HPSL - high pressure sodium lamp) ist ein Beispiel einer Hochintensotäts-Entladungslampe, welches von der vorliegenden Erfindung profitieren kann; zu weiteren Beispielen zählen Quarzlampen. Hochdruck-Natriumdampflampen (HPSL's) finden seit Jahren breite Anwendung, insbesondere bei Außenbeleuchtungsanwendungen, wie zu bei der Flutlichtbeleuchtung und Straßenbeleuchtung. Ein Problem bei HPSL's besteht in der erheblichen Drift der Lampenimpedanz, welche normalerweise im Verlauf der Alterung der Lampe auftritt. Ein solche Impedanzdrift beruht auf solchen Faktoren, wie dem Ausgasen des aktiven Lampenelementes Natrium in eine Bogenröhre, welche Natrium enthält. Die Drift des Impedanzwertes verläuft nach oben, was bewirkt, daß eine Lampe mit zunehmender Gebrauchsdauer eine zunehmend größere Leistung erfordert, welche schließlich die Leistungsfähigkeit ihrer Energieversorgungsschaltungsanordnung übersteigt und zu einem Lampenausfall führt.
Impedanzabweichungen von Lampe zu Lampe treten auch aufgrund üblicher Fertigungstoleranzen auf. Bei Verwendung derselben Lampentreiberspannung bewirken solche Impedanzabweichungen beispielsweise Abweichungen zwischen Lampen sowohl in der Lichtausbeute als auch in dem emittierten Wellenlängenspektrum des Lichtes (d.h. in der Farbe des erzeugten Lichtes). Ähnliche Abweichungen der Lampeneigenschaften können sich aus Änderungen der Netz-Versorgungsspannungen für ein und dieselbe Lampe ergeben.
Ein Lösungsansatz zur Minderung der vorstehenden Probleme ist in dem U.S. Patent 4,928,038 für L. Nerone, einem der vor stehenden Erfinder, offenbart. Das U.S. Patent 4,928,038 verwendet einen Leistungsschalter, der eine Busspannung oder "weiche" Gleichspannung über die Reihenschaltung einer Lampe und einer Treiber- oder Ballastdrossel anlegt, wenn der Schalter eingeschaltet ist oder leitet. Wenn der Schalter ausgeschaltet ist oder nicht leitet, ist die Lampe von der Bus-Spannung getrennt und der Lampenstrom wird dann von der Impedanz der Treiberdrossel und Lampeninnenimpedanz gesteuert. Der mittlere Lampenstrom durch den Leistungsschalter wird gemessen und in einer Rückführungsschleife ein "Fehler"-Signal erzeugt, welches im wesentlichen die Differenz zwischen dem mittleren Schalterstrom und einem Sollwert für den Strom darstellt. Das Fehlersignal wird dann zum Steuern des Ein/Aus-Betriebs des Leistungsschalters verwendet, um auf diese Weise das Fehlersignal zu minimieren. Der Sollwert selbst kann dynamisch sein und auf Abweichungen in der Bus-Gleichspannung bedingt durch Abweichungen der Netzspannung einer Wechselspannungsguelle reagieren.
Der Lösungsansatz des U.S. Patentes 4,928,038 hat bestimmte Vorteile gegenüber früheren Schaltungen zur Versorgung von HPSL's, insbesondere im Hinblick auf die Kompensation erheblicher Schwankungen in der Netzwechselspannung gebracht. Es ist jedoch eine weitere Verbesserung im Verhalten der Lampe wünschenswert, insbesondere im Hinblick auf die Fähigkeit, erhebliche Abweichungen in der Lampenimpedanz von Lampe zu Lampe oder im Verlauf der Lampenalterung kompensieren.
Es wäre ferner es wünschenswert, einen Treiberstrom mit konstanter Amplitude für eine Hochintensitäts-Entladungslampe bereitzustellen, was sich bei Hochdruck-Natriumdampflampen zum Erzielen einer reproduzierbaren Farbabgabe als notwendig erwiesen hat.
Diese Anmeldung bezieht sich auf die EP-A-0596739 mit dem Titel "Circuit and Method for Operating High Pressure Sodium Vapor Lamps", von Kachmarik et al. und auf die EP-A-0596741 "High-Pressure Sodium Lamp Control Circuit Providing Constant Peak Current and Color".
Demzufolge besteht eine Aufgabe der Erfindung darin, eine geregelte Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Speisen einer Hochintensitäts-Entladungslampe bereitzustellen, welche einen gewünschten Leistungspegel in der Lampe trotz erheblicher Änderungen des Wertes der Lampenimpedanz erzielt.
Eine andere Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Regelungsschaltung und ein Verfahren der vorgenannten Art bereitzustellen, welche auch eine nahezu konstante Amplitude des Treiber- bzw. Betriebsstroms für die Lampe erzielt.
Eine weitere Aufgabe besteht darin, Schaltungsanordnungen und Verfahren der vorgenannten verschiedenen Arten bereitzustellen, welche mit preiswerten, leicht erhältlichen Schaltungskomponenten implementiert werden können.
Erfindungsgemäß wird eine Schaltungsanordnung zum Speisen einer Hochintensitäts-Entladungslampe mit den in Anspruch 1 angegebenen Merkmalen bereitgestellt.
Ferner wird erfindungsgemäß ein Verfahren zum Speisen einer Hochintensitäts-Entladungslampe gemäß Anspruch 5 bereitgestellt.
In den beigefügten Zeichnungen sind:
Fig. 1A ein Schaltbild, zum Teil in Blockform, welches eine elektrische Schaltungsanordnung nach dem Stand der Technik zum Regeln der Lampenleistung darstellt, und Fig. 1B und 1C Schaltungsanordnungen, zum Teil in Blockform, von Abschnitten einer mit der Schaltungsanordnung von Fig. 1A verwendeten Regel schleife;
Fig. 2A ein Detail-Schaltbild einer in Fig. 1A in Blockform dargestellten Lampentreiberschaltung, und Fig. 2B und 2C zeigen Kurvendiagramme verschiedener Strome in der Schaltung von Fig. 2A;
Fig. 3A ein Schaltbild, zum Teil in Blockform, einer erfindungsgemäßen elektrischen Schaltungsanordnung zum Speisen einer Lampe, und Fig. 3B und 3C sind entsprechende Schaltungsanordnungen, zum Teil in Blockform, eines mit der Schaltungsanordnung von Fig. 3A verwendeten Paares von Rückführungsschleifen;
Fig. 4A ein Detail-Schaltbild einer in Fig. 3A in Blockform dargestellten Busspannungs-Regelungsschaltung und Lampentreiberschaltung, und Fig. 4B stellt Wellenformen von Strom und Spannung aus der Lampentreiberschaltung von Fig. 4A dar;
Fig. 5 eine graphische Darstellung der Lampenleistung über der Lampenimpedanz für eine Ausführungsform der Erfindung.
Zur Erleichterung des Verständnisses der vorliegenden Erfindung wird der Lösungsansatz des vorstehend erwähnten U.S. Patentes 4,928,038 zum Regeln der an eine Hochdruck-Natriumdampflampe gelieferten Leistung zuerst in Verbindung mit den den Stand der Technik darstellenden Fig. 1A bis 1C beschrieben.
Fig. 1A zeigt ein vereinfachtes Schaltbild einer Schaltungsanordnung zum Speisen einer Hochintensitäts-Entladungslampe 100, wie z.B. einer Hochdruck-Natriumdampflampe (HPSL). Eine Busspannung VB, auch als Verbindungs- oder weiche Spannung bekannt, weist die Ausgangsgleichspannung eines Vollwellen- Brückengleichrichters 104 auf, dessen Ausgangsstrom IB ist. Der Gleichrichter 104 wird mit Wechselstromenergie aus einer Quelle 106 versorgt. Eine (nicht dargestellte) Standard-Schaltungsanordnung zur Leistungsfaktorkorrektur kann in den Strompfad zwischen den Gleichrichter 104 und der Wechselspannungsquelle 106 eingefügt sein. Eine mit der Busspannung UB und dem Busstrom IB versorgte Lampentreiberschaltung 108 "betreibt" die Lampe 100 mit geeigneten Spannungs- und Stromwellenformen, wie sie nachstehend beschrieben werden, um die Lampenleistung auf einen konstanten Wert zu regeln.
Die Lampentreiberschaltung 108 wird von einem Rückführungs-Fehlersignal E gesteuert, das von der in Fig. 1B dargestellten Regelschleife erzeugt wird. In dieser Figur empfängt ein Tiefpaßfilter 120 ein Signal αIS proportional zu einem nachstehend beschriebenen Strom IS, wobei α die Proportionalität anzeigt. Das Tiefpaßfilter 120 gibt einen zeitlich gemittelten Wert von αIS an den positiven Eingang eines Standard- Summierverstärkers 122 aus. Der negative Eingang des Summierverstärkers wird mit einem Zielwert oder Sollwert SP&sub1; für einen mittleren Strom gespeist. Das durch eine Verstärkung G&sub1; des Verstärkers 124 skalierte Ausgangssignal des Summierverstärkers 122 bildet das Fehlersignal E, auf welches die Lampentreiberschaltung 108 reagiert, um die Lampenleistung auf einen konstanten Wert zu regeln.
Fig. 1C stellt eine Verbesserung der Rückführungsschleife von Fig. 1B dar, um Schwankungen in der Bus-Gleichspannung VB, verursacht durch Schwankungen in der Netzspannung der Wechselspannungsquelle 106 (Fig. 1A), zu kompensieren. Die Schaltung von Fig. 1C macht den in der Rückführungsschleife 120 von Fig. 1B verwendeten Sollwert SP&sub1; zu einem dynamischen Signal. In Fig. 1C ist das Signal SP&sub1; das Ausgangssignal eines Standard- Summierverstärkers 140, skaliert mit einer Verstärkung G&sub2; eines Verstärkers 142. Das positive Eingangssignal des Summierverstärkers 140 ist ein nicht-dynamischer Sollwert SP&sub2; und dessen negatives Eingangssignal ist die Busspannung VB skaliert mit einer Verstärkung G&sub3; des Verstärkers 144.
Weitere Details der Lampentreiberschaltung 108 (Fig. 1A) sind in der Detailansicht in Fig. 2A dargestellt. Wie es nachstehend noch ersichtlich wird, kann die Schaltung von Fig. 2A einen Teil einer erfindungsgemäßen Kombination von Elementen bilden, weshalb die Fig. 2A und die zugeordneten Fig. 2B und 2C nicht als Stand der Technik bezeichnet sind.
Gemäß der Darstellung in Fig. 2A wird das Fehlersignal E von einer Gate-Steuerschaltung 200 zum Steuern des (leitenden) Ein-Zustandes und des (nicht-leitenden) Aus-Zustandes eines Leistungs-Feldefffektransistor (FET) oder eines anderen Leistungsschalters 202 der Lampentreiberschaltung 108 aufgenommen. Unter der Annahme, daß der Lampenstrom IL zu Beginn Null ist, legt das Einschalten des Leistungsschalters 202 den unteren Anschluß der Lampe 100 über den Widerstand R auf Masse und drückt den Lampenanschlüssen die volle Busspannung VB auf, da die Anfangsspannung der Drossel L gleich Null ist. Die Diode D ist am Anfang nicht-leitend. Das Ausschalten des Schalters 202 veranlaßt die Diode D zum Leiten des Lampenstroms IL, welcher dann bedingt durch die Drossel L abfällt. Der Strom durch den Leistungsschalter 202, d.h. der Strom IS, tritt zusammen mit dem Busstrom IB auf oder ist derselbe, wenn die Diode D nicht leitet, und beide sind Null, wenn der Schalter 202 ausgeschaltet ist und die Diode D leitet. Somit sind der Schalterstrom IS und der Busstrom IB in der dargestellten Schaltung derselbe.
Der Schalterstrom IS (und somit der Busstrom IS) wird mittels eines Widerstandes R gemessen, durch welchen der Schalterstrom IS fließt. Die auf den oberen Anschluß des Widerstandes R aufgedrückte Spannung VR ist zu dem Schalterstrom IS aufgrund der bekannten Beziehung V = IR proportional. Die Spannung VR ist das Signal αIS, das an das Tiefpaßfilter 120 von Fig. 1B angelegt wird.
Die Gate-Steuerschaltung 200 (Fig. 2A) steuert den Ein/Aus-Betrieb des Schalters 202, um die in Fig. 2B dargestellten Stromwellenformen zu erzeugen. In dieser Figur stellt die durchgezogene Kurve den Schalterstrom IS dar und weist eine Folge von N trapezförmigen Impulsen 220 in einer Tastverhältnisperiode T auf, welche konstant ist, gefolgt von einer weiteren Folge von N Impulsen 222 in einer nachfolgenden Tastverhältnisperiode, welche ebenfalls T ist. Unterhalb der Zeitachse sind die Ein- und Aus-Zeitzyklen für den Schalter 202 dargestellt.
Die ersten zwei Impulse der Impulsfolge 220 sind in der Detailansicht von Fig. 2C dargestellt. Wie diese Figur zeigt, steigt dann, wenn der Schalter 202 eingeschaltet wird, der erste Impuls in der Folge 220 rampenförmig von Null auf einen vorgegebenen Maximalwert (Kurve 240) an, wobei während dieser Zeit der Schalterstrom zusammen mit dem Lampenstrom IL auftritt oder derselbe ist. Wenn ein maximaler Stromwert erreicht ist, wird der Schalter 202 ausgeschaltet, was ein schnelles Abfallen des Schalterstroms IS auf Null (Kurve 242) bewirkt. Der Lampenstrom IL fällt jedoch durch die Drossel L (Fig. 2A) hindurch auf dem Weg über die Diode D ab und folgt der geneigten punktierten Kurve 244, welche ebenfalls mit "IL" bezeichnet ist. Wenn der Schalter 202 wieder eingeschaltet wird, steigt der Schaltstrom IS rasch entlang der Kurve 246 an, und steigt dann rampenförmig zusammen mit dem dann gemeinsamen Lampenstrom IL entlang der Kurve 248 auf den Maximalwert an. Der Schalter 202 wird zyklisch in dieser Weise betrieben, um eine Folge 220 von N Impulsen zu erzeugen.
Fig. 2B stellt die nächste Folge von Impulsen 222 ebenfalls mit der Anzahl N dar, welche aber in einem kürzeren Zeitintervall W&sub2; als das Intervall W&sub1; der ersten Folge 220 auftreten. Der Erhalt eines kürzeren Intervalls W&sub2; ergibt sich aus dem Schalten des Schalters 202 mit einer höheren Frequenz während der Impulsfolge 222 als während der Folge 220. Da die Längen der Intervalle W&sub1;, W2 usw. die aktiven Abschnitte eines Tastverhältnisses mit konstanter Periode (T) für den Betrieb der Lampe bilden, regelt das Anpassen der Längen solcher Intervalle W&sub1; und W&sub2; usw. den mittleren Strom in der Lampe.
Weitere Details der Lampentreiberschaltung 108 von Fig. 2A und insbesondere der Gate-Steuerschaltung 200 sind in dem herangezogenen U.S. Patent 4,928,038 für den Stand der Technik, insbesondere unter Bezugnahme auf Fig. 3 dieses Patentes, offenbart.

Mathematische Analyse der Rückführungsschleife des U.S. Patentes 4,928,038

Es wird noch einmal auf Fig. 2A Bezug genommen; die Regelung der Lampenleistung auf einen konstanten Wert wird in der bisher bereits beschriebenen Art zur Steuerung des Ein/Aus-Betriebs des Leistungsschalters 202 erzielt. Somit lehrt unter Verwendung der Terminologie dieser Anmeldung das U.S. Patent 4,928,038 (z.B. Spalte 3-4), daß die Lampenleistung im wesentlichen proportional zu dem mathematischen Produkt der Bus- Gleichspannung VB, die für die mathematische Analyse als konstant angenommen wird, und des dynamischen Mittelwertes des Schalterstroms IS (Fig. 2A) ist. Dieses kann mathematisch wie folgt dargestellt werden:
PL = α VB(AVE. IS), (Gl. 1)
wobei:
PL die Lampenleistung ist,
α die Proportionalität anzeigt,
VB die Busspannung ist und
AVE.IS der mittlere Strom im Schalter 202 (Fig. 2A) ist.
Gemäß Gleichung 1 ergibt eine Regelung des mittleren Schalterstroms IS (oder des gemeinsamen Busstroms IB) auf einen konstanten Wert tendenziell eine konstante Lampenleistung.
Es hat sich jedoch herausgestellt, daß, obwohl der Lösungsansatz des vorstehend beschriebenen U.S. Patentes 4,928,038 eine gewisse Verbesserung des Lampenverhaltens ergeben hat, eine weitere Verbesserung wünschenswert wäre. Beispielsweise regelt die vorliegende Erfindung die Lampenleistung in einer Weise, daß sie die mit der Zeit ansteigende Impedanz einer Lampe, wie z.B. einer Hochdruck-Natriumdampflampe, noch vollständiger kompensiert.
In Übereinstimmung mit der Erfindung stellen die Fig. Fig. 3A bis 3C eine Schaltungsanordnung zum Regeln der Leistung einer Hochintensitäts-Entladungslampe 300, wie z.B. einer Hochdruck-Natriumdampflampe (HPSL), dar. Ein Vollwellen-Brückengleichrichter 304 wandelt eine Wechselspannung aus einer Wechselspannungsquelle 306 in eine über den Ausgangsanschlüssen "+" und "-" des Gleichrichters auftretende Gleichspannung um. Zwischen dem Gleichspannungsausgang des Gleichrichters 304 und einem Lampentreiber 308 ist im Gegensatz zum Stand der Technik gemäß Fig. 1A ein Bus-Spannungs- oder VB-Regler 320 eingefügt, welcher einen Busstrom IB bereitstellt und den Wert der Busspannung VB und dadurch, wie nachstehend noch gezeigt, den Spitzenwert des Lampenstroms regelt. Bekanntermaßen ist für eine Hochdruck-Natriumdampflampe eine im wesentlichen gleichartige Lampenfarbe sehr erwünscht, und zum Erzielen dieser Gleichartigkeit spielt der Spitzenstrom der Lampe eine bedeutende Rolle; demzufolge beeinflußt die Regelung dieses Stromwertes stark die Lampenfarbe in einer Hochdruck-Natriumdampflampe HPSL. Der VB-Regler 320 wird ferner durch ein Fehlersignal E&sub1; geregelt, welches sich von dem an die Lampentreiberschaltung 308 gelieferten Fehlersignal E&sub2; unterscheidet.
Gemäß Fig. 3B, welche eine Rückführungsschleife zum Erzeugen eines Fehlersignals E&sub1; darstellt, bildet der Lampenstrom IL den Anfang der Schleife. Ein Strom/Spannungs-Wandler 330 enthält einen in Fig. 4A dargestellten Transformator 400, welcher in seiner Primärwicklung den Lampenstrom IL führt und in seiner Sekundärwicklung einen Strom αIL, wobei α die Proportionalität des Sekundär/Primär-Wicklungsverhältnisses des Transformators angibt. Der Strom/Spannungs-Wandler 330 erzeugt ein Ausgangssignal mit einer Wandlungsverstärkung H&sub2;, welche das erwähnte Wicklungswindungsverhältnis mit enthält. Das Ausgangssignal des Wandlers 330 wird wiederum weiter durch die Verstärkung H&sub1; eines Verstärkers 332 skaliert, bevor es eine Spitzenwert-Halteschaltung 334 erreicht. Von dem Ausgangssignal der Spitzenwert-Halteschaltung auf der Leitung 336, welches zu dem Spitzenwert des Lampenstroms IL proportional ist, wird bei einem Standard-Summierverstärker 338 ein Sollwert SP&sub1; subtrahiert, um ein Fehlersignal E&sub1; als das Ausgangssignal des Summierverstärkers zu erzeugen.
Der VB-Regler 320 (Fig. 3A), welcher auf das Fehlersignal E&sub1; reagiert, ist detaillierter in Fig. 4A dargestellt. Gemäß Darstellung in dieser Figur kann der VB-Regler 320 eine integrierte Standardschaltung (IC) 402 des Typs ML 4813 CP verwenden, welche für die nachstehende Beschreibung angenommen wird. Bei dem angegebenen IC 402 ist der Summierverstärker 338 der Rückführungsschleife von Fig. 38 in dem IC enthalten. Somit entspricht der Anschlußpin 8 des IC's 402 der in Fig. 3B dargestellten Leitung 336, und der Anschlußpin 7 des IC's 402 entspricht dem negativen Eingang zu dem Summierverstärker 338 (Fig. 3B). Der Sollwert wird zweckmäßigerweise an den Pin 7 des IC's 402 von einer Referenzspannung (Vr) geliefert, welche nicht-dynamisch sein kann. Das IC 402 enthält ferner typischerweise zusätzlich eine Leistungsfaktor-Regelschaltung 404, welche auf das Fehlersignal E&sub1; reagiert und deren Ausgangssignal eine modifiziertes Fehlersignal darstellt, das in dem IC 402 zum Steuern des Tastverhältnisses oder des Ein/Aus-Betriebs eines Leistungsschalters 414 verwendet wird. Eine Leistungsfaktorregelung von 0,99 wurde auf diese Weise erreicht.
Ein durch einen Transformator 406 fließender Sekundärstrom zeigt indirekt die geregelte Busspannung REG.VB in der Weise an, daß der sekundäre Strom im wesentlichen zu einer solchen Spannung proportional ist. Dieses beruht darauf, daß die Menge der über eine Diode 412 und den Transformator 406 in einen Kondensator 410 "gepumpten" Strommengen, wenn der Schalter 414 ausgeschaltet ist, den Wert der geregelten Busspannung REG.VB an dem Kondensator 410 bestimmt. Die zeitliche Steuerung des Ein/Aus-Betriebs des Schalters 414, bestimmt von dem Ausgangssignal des IC's 412 an dem Stift 12, steuert somit den Wert der geregelten Busspannung REG.VB. Zusammen bilden der Kondensator 410, die Diode 412 und der Schalter 414 einen Aufwärts/Abwärts- Steller (Buck-Boost) 416 mit einer Standardanordnung zum Regeln der geregelten Busspannung REG.VB nach Bedarf, und welche, falls es erforderlich ist, einen Anstieg der Spannung REG.VB über die von dem Gleichrichter 304 (Fig. 3A) gelieferte Bus- Gleichspannung hinaus ermöglicht.
Der VB-Regler 320 liefert eine geregelte Busspannung REG.VB, die im Gegensatz zu der Betriebsfrequenz der nachfolgenden Lampentreiberschaltung 308 nahezu konstant ist. Gemäß nachstehender Beschreibung ergibt die Bereitstellung der geregelten Busspannung REG.VB eine nahezu konstante Amplitude des für den Betrieb der Lampe 300 verwendeten Stroms. Bei einer Hochdruck-Natriumdampflampe HPSL führt dieses zu einer Lampe 300, welche dauerhaft ein gewünschtes Farbspektrum aufweist. Zusätzlich kompensiert der VB-Regler 320 erhebliche Änderungen in der Netzspannung einer Wechselspannungsquelle 306.
Fig. 3C stellt eine zum Erzeugen des Fehlersignals E&sub2; verwendete Rückführungsschleife dar, auf welches die Lampentreiberschaltung 308 reagiert. In Fig. 3C empfängt ein Standard-Summierverstärker 350 sein negatives Eingangssignal von einem Rückführungszweig, der ein Signal IB' als das Eingangssignal zu einem Strom/Spannungs-Wandler 330' empfängt. Der Mittelwert des Signals IB' ist zumindest angenähert dem mittleren Busstrom IB gleich. Das Ausgangssignal des Wandlers 330' stellt das Signal IB', skaliert mit der Umwandlungsverstärkung H&sub2; des Wandlers, dar. Ein Tiefpaßfilter 351 führt dann eine zeitliche Mittelung des Ausgangssignals des Wandlers 330' aus und erzeugt den mittleren Wert für den negativen Eingang des Summierverstärkers 350.
Beispielsweise kann das von dem Strom/Spannungs-Wandler 330' empfangene Signal IB' der Busstrom IB sein, welcher in der Ausführungsform von Fig. 2A zusammen mit dem Schalterstrom auftritt. Das Signal IB' kann auch der Lampenstrom IL sein, dessen Mittelwert dem Mittelwert des Busstroms IB angenähert ist. Wenn der Lampenstrom IL in den Wandler 330' eingegeben wird, kann der Wandler 330 von Fig. 3B derselbe wie der Wandler 330' sein.
Das Eingangssignal eines Verstärkers 352 ist im wesentlichen zu der geregelten Busspannung REG.VB proportional und kann den Sekundärwicklungsstrom aus dem Transformator 406 (Fig. 4A) aufweisen, welcher, wie vorstehend beschrieben, indirekt die geregelte Busspannung REG.VB angibt. Der Sekundärwicklungsstrom des Transformators 406 ist insbesondere im wesentlichen zu (NS/NP) (REG.VB) proportional, wobei REG.VB die geregelte Busspannung und NS/NP das Sekundär/Primär-Windungsverhältnis des Transformators 406 ist. Der Verstärker 352 ist bevorzugt so konfiguriert, daß er seinen Eingangsstrom von dem Transformator 406 über einen (nicht dargestellten) Widerstand erhält, der mit dem negativen Eingang eines (nicht dargestellten) Operationsverstärkers verbunden ist, dessen Eingang wiederum mit dem Ausgang eines solchen Verstärkers über einen (nicht dargestellten) Rückführungswiderstand verbunden ist. Die Verstärkung m des Verstärkers 352 ist dann das Verhältnis des Wertes des Rückführungswiderstands dividiert durch den Wert des Eingangswiderstandes. Der positive Eingang eines solchen Operationsverstärkers kann dann mit den (nicht dargestellten) Pins 5 und 15 eines IC's 470 mit einem Chip MC 34066 P gemäß nachstehender Beschreibung verbunden sein. Der Ausgang des Verstärkers 352 ist (REG.VB) (NS/NP)m, wobei m die Verstärkung des Verstärkers 352 ist, und dieses Signal liegt als eine negatives Eingangssignal an einem Standard-Summierverstärker 354 an.
Das positive Eingangssignal von Verstärker 354 ist ein Sollwert SP&sub2;, welcher nicht-dynamisch sein kann. Der Wert des Sollwertes SP&sub2; wird hierin mit K bezeichnet und kann nicht-dynamisch sein. Das Ausgangssignal des Summierverstärkers 354 wird mit der Verstärkung a in dem Verstärker 356 skaliert, um einen dynamischen Sollwert SP&sub3; zu erzeugen, welcher als das positive Eingangssignal an den Summierverstärker 350 angelegt wird. Das Ausgangssignal des Verstärkers 350 ist das Fehlersignal E&sub2;. Zwischen den positiven und dem negativen Eingängen des Verstärkers 350 existiert eine sogenannte Offset-Spannung (Nullpunkt-Verschiebungsspannung) VO, deren Wert positiv oder negativ sein kann. Beide Sollwerte SP&sub2; und SP&sub3; in der Rückführungsschleife von Fig. 3C beeinflussen in signifikanter Weise die Lampenleistung.

Mathematische Analyse der erfindungsgemäßen Rückführungsschleifen

Eine mathematische Analyse der in Fig. 3B und 3C dargestellten Rückführungsschleifen zeigt beispielsweise deren Fähigkeit, erhebliche Änderungen in der Impedanz ZL der Lampe 300 (Fig. 3A) zu kompensieren, was ein wünschenswertes Merkmal für eine lange Betriebslebensdauer der Lampe ist.
In der Rückführungsschleife von Fig. 3C können der Sollwert SP&sub3; durch das Eingangssignal zu dem Verstärker 352 und die nachstehenden Operationen, welche SP&sub3; erzeugen, wie folgt dar gestellt werden:
SP&sub3; = [K - (REG.VB)(NS/NP)m]a (Gl. 2)
wobei: K der Sollwert SP&sub2; ist,
(REG.VB) (NS/NP)m das Ausgangssignal des vorstehend beschriebenen Verstärkers 352 ist und
a die Verstärkung des Verstärkers 356 ist.
Mit SP&sub3; gemäß Definition in Gleichung 2 kann der mittlere Lampenstrom AVE.IL aus der Rückführungsschleife von Fig. 3C dargestellt werden als:
AVEOIL = (SP&sub3; + VO)/H&sub2; (Gl. 3)
wobei: AVE.IL der mittlere Lampenstrom ist,
H&sub2; die Umwandlungsverstärkung des Strom/Span-nungs-Wandlers 330' (Fig. 3C) ist und
VO die vorstehend beschriebenen 0ffset-Spannung des Summierverstärkers ist.
Von der Leistung der Lampe 300 (Fig. 3A) wird angenommen, daß sie die Gleichung erfüllt:
PL = (AVE.IL) (REG.VB) (Gl. 4)
wobei: PL die Lampenleistung,
AVE.IL der mittlere Lampenstrom IL ist und
REG.VB die geregelte Busspannung ist.
Allgemeiner kann der mittlere Lampenstrom AVE.IL in den Gleichungen 3 und 4 durch AVE.IB' ersetzt werden, wobei AVE.IB' zumindest der angenäherte mittlere Wert des Busstroms IB ist.
Die Kombination von Gleichung 3 und 4 zum Entfernen des Terms AVE.IL ergibt:
PL = [(SP&sub3; + VO)/H&sub2;] (REG.VB) (Gl.5)
Die geregelte Busspannung REG.VB kann angenähert werden als:
(REG.VB) = (Spitze IL)[(AVE.ZL) + ZD] (Gl. 6)
wobei: Spitze IL der Spitzenstrom in der Lampe ist,
AVE.ZL die mittlere frequenzabhängige Impedanz der Lampe 300 ist und
ZD die Impedanz der Lampentreiberschaltung 308 ist.
Der Spitzenstrom Spitze IL ist aus dem Sollwert SP&sub1; (Fig. 3B) wie folgt definiert:
Spitze IL = (SP&sub1;)/(H&sub2;H&sub1;) (Gl. 7)
wobei: H&sub2; die Verstärkung des Strom/Spannungs-Wandlers 330 (Fig. 3B) ist und
H&sub1; die Verstärkung des Verstärkers 332 (Fig. 3B) ist.
Die Kombination der Gleichungen 5, 6 und 7 ergibt den nachstehenden Ausdruck für die Lampenleistung in Termen der Lampenimpedanz und Parametern der Rückführungsschleife von Fig. 3B und 3C:
PL = [(SPL)/(H&sub2;²H&sub1;)][(AVE.ZL) + ZD](SP&sub2; + VO) (Gl. 8)
Die Kombination der Gleichungen 2, 6 und 7 ergibt den dynamischen Sollwert SP3 (Fig. 3C) in Termen von Parametern der Rückführungsschleifen der Fig. 3B und 3C:
SP&sub3; = {K-[(SP&sub1;)/(H&sub2;H&sub1;)][(AVE.ZL)+ZD]m(NS/NP)}a (Gl. 9)
wovon alle Terme bereits vorstehend in Verbindung mit den Gleichungen 2 bis 7 definiert wurden.
Die Gleichung 9 stellt dar, daß der dynamische Sollwert SP&sub3; von Parametern der Regelschaltungen von Fig. 3B und 3C, welche typischerweise konstant sind, der Treiberschaltungsimpedanz ZD, welche ebenfalls typischerweise konstant ist, und von der Lampenimpedanz ZL abhängt, welche sich mit der Alterung der Hochdruck-Natriumdampflampe erheblich ändert. Da sich der Sollwert SP&sub3; mit der Änderung der Lampenimpedanz ändert, kompensiert die Erfindung erhebliche Änderungen in der Lampenimpedanz, was Fig. 5 graphisch darstellt.
In Fig. 5 ist als durchgezogene Kurve 500 die Leistung in Watt über der Lampenimpedanz ZL in Ohm aufgetragen. Mit der Alterung der Hochdruck-Natriumdampflampe steigt deren Impedanz erheblich an. Durch die Kompensation der erheblichen Änderung der Lampenimpedanz ZL, erzielt die Erfindung den abgerundeten, bei 502 dargestellten Kurvenverlauf, wodurch die die Lampe mit Energie versorgende Schaltungsanordnung länger in der Lage ist, die erforderliche Energie für den Betrieb der Lampe zu liefern. Ohne Kompensation eines großen Anstiegs der Lampenimpedanz ZL weist die Leistungs/Impedanz-Kurve einer Lampe den sich fortsetzenden Verlauf der gestrichelten Kurve 504 auf, und die Energieversorgungsschaltung der Lampe verliert schneller die Fähigkeit, die erforderliche Energie für den Betrieb der Schaltung der Lampe zu liefern.
Das gemäß der vorliegenden Analyse abgeleitete Fehlersignal E&sub2; wird an die Lampentreiberschaltung 308 (Fig. 3A) angelegt, welche die zuvor in Verbindung mit Fig. 2A beschriebene Form und die zugeordneten Wellenform von Fig&sub0; 28 und 2C annehmen kann. Eine bevorzugte alternative Ausführungsform der Lampentreiberschaltung 308 ist jedoch in Fig. 4A dargestellt.
In Fig. 4A ist die Lampentreiberschaltung 308 mit einem Paar von Schaltern 450 und 452 konfiguriert, deren Ein/Aus-Betrieb in der Weise komplementär ist, daß der Schalter 450 eingeschaltet ist, während der Schalter 452 ausgeschaltet ist, und umgekehrt. Die Lampenspannung VL und der Lampenstrom IL sind in Fig. 4B aufgetragen. Unter der Annahme, daß die Lampenspannung VL zu Beginn Null ist, bewirkt das Einschalten des Schalters 450, daß die geregelte Busspannung REG.VB der Reihenschaltung einer Resonanzdrossel 454, Lampe 300, und eines Resonanzkondensators 456 aufgedrückt wird, wobei die niedrige Impedanz des Lampenstrom-Meßwandlers 400 vernachlässigt wird. Da die Lampe zu diesem Zeitpunkt erloschen ist, erscheint die volle geregelte Busspannung REG.VB über der Lampe, wie es durch die rasch ansteigende Kurve 480 in Fig. 4B dargestellt wird. Ein derart abrupter Anstieg der Lampenspannung VL erzwingt eine Neuzündung der Lampe. Diese wiederum initiiert einen Lampenstrom mit einer Resonanzfrequenz, welche primär von den induktiven und kapazitiven Hauptelementen in dem Strompfad bestimmt wird, welche die Schwingdrossel 454 und die dazu parallelgeschalteten Schwingkondensatoren 456 und 458 sind.
Die Lampenresonanzstrom IL veranlaßt die Lampenspannung zu einer Schwinung in Richtung auf 2(REG.VB), bis diese auf die Summe von REG.VB und den Spannungsabfall über einer der Dioden 460 und 462 geklemmt wird. Dieser Punkt entspricht π/2 Radian oder 1/4 des Resonanzzyklusses, bei dem der Lampenstrom (Kurve 482) seinen Maximalwert erreicht. An diesem Punkt ist des Resonanzabschnitt des Zyklusses beendet. Die Lampenspannung wird von einer der Dioden 406 und 462 geklemmt und die in der Drossel 454 gespeicherte Energie entlädt sich als ein exponentieller Abfall in den Bus. Sobald der Lampenstrom IL auf Null abgefallen ist, kann der Schalter 450 ausgeschaltet werden. Die Lampentreiberschaltung 308 ist nun dafür vorbereitet, den Zyklus in der entgegengesetzten Richtung zu beginnen, da der gemeinsame Knoten 465 zwischen den Dioden 460 und 462 den Wert der geregelten Busspannung REG.VB erreicht. Der Betrag der "Totzeit" wird von dem Fehlersignal E&sub2; und der darauf reagierenden Schaltung für die Steuerung des Ein/Aus-Betriebs der Schalter 450 und 452 gemäß nachstehender Beschreibung bestimmt.
Wenn die Spannung an dem Knoten 465 bei der Summe der geregelten Busspannung REG.VB an einem der Kondensatoren 456 oder 458 plus dem Spannungsabfall über einer der Dioden 460 oder 462 liegt, kann der Schalter 452 eingeschaltet werden. Wie bei dem vorhergehenden Zyklus wird die gesamte REG.VB über der Lampe 300 angelegt, bis diese wieder neu zündet. Sobald dieses erfolgt, beginnt der Strom in der entgegengesetzten Richtung des beschriebenen Stromflusses durch den Schalter 450 hindurch zu oszillieren. Während dieser Zeit beginnt die Lampenspannung VL nach unten in Richtung auf den negativen Wert der geregelten Busspannung -REG.VB zu oszillieren, bis sie auf die negative Spannung über eine der Dioden 460 und 462 geklemmt wird. An diesem Punkt befindet sich der treibende Strom an seinem maximalen negativen Wert. Der Ablauf ist derselbe wie zuvor, nur die Richtung des Stroms hat sich geändert.
Die Schalter 450 und 452 werden so betrieben, daß die Wellenformen von Fig. 4B als Reaktion auf das an dem Pin 3 des IC's 470 empfangene Fehlersignal E&sub2; erzielt werden, wenn dieses IC von einem Standardchip M 34066 P verkörpert wird, was in der nachstehenden Beschreibung angenommen wird. Das Fehlersignal E&sub2; steuert dadurch die Frequenz eines Signals der Primärwicklung 471 eines Transformators 472, wobei eine derartige Primärwicklung 471 in der dargestellten Weise an Ausgangsanschlüsse 12 und 14 des IC's 470 angeschaltet und gepolt ist. Die Sekundärwicklung 474 des Transformators 472 ist so gepolt und geschaltet, daß sie den Ein/Aus-Betrieb des Schalters 450 steuert, welcher ein FET sein kann. Wenn der Schalter 450 ein FET ist, wird die Sekundärwicklung 472 über dessen Gate- und Source-Anschlüssen angeschlossen. In ähnlicher Weise ist eine weitere Sekundärwicklung 476 gemäß Darstellung gepolt und an den Steuerschalter 452 angeschlossen, welcher ebenfalls ein FET sein kann. Da die Sekundärwicklungen 474 und 476 entgegengesetzt gepolt sind, schaltet eine positive Wellenform durch die Primärwicklung des Transformators 472 nur den einen der Schalter ein, und eine negative Wellenform durch die Primärwicklung des Transformators 472 schaltet nur den anderen der Schalter ein.
Weitere Details der Lampentreiberschaltung 308 sind in der vorstehend angegebenen Anmeldung, Anwalts-Aktenzeichen LD- 10,203 offenbart, deren gesamter Inhalt durch diese Bezugnahme in die vorliegende Offenbarung eingeschlossen wird.
Eine mögliche Realisierung der Schaltungsanordnung von Fig. 4A für eine 95-Watt Hochdruck-Natriumdampflampe 300 verwendet die nachstehenden Bauteilewerte: Induktivität des Transformators 406 in Reihe zu der Diode 412, 172 H; Kondensator 410, 470 F; NS/NP des Transformators, 6/45; Schwingdrossel 454, 500 H; Schwingkondensatoren 456 und 458, jeweils 4 F; und IC 402 und 470 die vorstehenden mit Typnummer angegebenen IC's. Unter Verwendung derartiger Werte ist eine mögliche Implementation der Rückführungsschleifen von Fig. 3B und 3C wie folgt: Verstärkung H&sub1;, 5,236; Verstärkung H&sub2;, 80,56 x 10&supmin;³ Sollwert SP&sub1;, 5,0; Verstärkung m, 95,3 x 10&supmin;³; Sollwert SP&sub2; (d.h. K) 5,477; Verstärkung a, 14 x 10&supmin;³; und Offset-Spannung VO, 0.
Aus der vorstehenden Beschreibung wird ersichtlich, daß die Erfindung eine Kompensation fur eine erhebliche Varianz in der Lampenimpedanz bereitstellt, wobei ein gleichzeitig ein nahezu konstanter Leistungspegel beibehalten wird. Sie stellt auch eine nahezu konstante Amplitude des Lampenstroms bereit, und die Fähigkeit, erhebliche Schwankungen der Netzwechselspannung zu kompensieren. Ferner können diese Merkmale mit preiswerten, leicht erhältlichen Schaltungsbauteilen erzielt werden.

Claims

1. Schaltungsanordnung zum Speisen einer Hochintensitäts-Entladungslampe (300), enthaltend:

a) eine Einrichtung (304) zum Liefern einer Bus- Gleichspannung (VB),

b) eine erste geregelte Einrichtung, um auf einem einen Bus-Strom (IB) liefernden Leiter die Bus-Spannung (VB) als Antwort auf ein erstes Fehlersignal in der Weise zu regeln, daß das erste Fehlersignal minimiert wird, wobei das erste Fehlersignal im wesentlichen proportional zu der Differenz zwischen (1) einem dynamischen Signal, das im wesentlichen proportional zu dem Lampenspitzenstrom ist, und (2) zu einem Sollwertsignal für den Lampenspitzenstrom proportional ist, und

c) eine zweite geregelte Einrichtung zum Versorgen der Lampe (300) mit der geregelten Bus-Spannung (VB) als Antwort auf ein zweites Fehlersignal in der Weise, daß das zweite Fehlersignal minimiert ist und dadurch die Leistung in der Lampe geregelt wird, wobei das zweite Fehlersignal im wesentlichen proportional zu der Differenz zwischen (1) einem dynamischen Signal, das im wesentlichen proportional zu dem mittleren Bus-Strom ist, und (2) einem dynamischen Sollwertsignal ist, das im wesentlichen proportional zu der Differenz zwischen (i) einem dynamischen Signal, das im wesentlichen proportional zu der geregelten Bus-Spannung ist, und (ii) einem Sollwertsignal ist, das mit der Lampenleistung in Beziehung steht,

wobei die zweite geregelte Einrichtung enthält:

a) einen derart geschalteten Leistungsschalter, daß die geregelte Bus-Spannung einer Reihenschaltung, die die Lampe und eine Drossel enthält, aufgedrückt wird, wenn der Schalter eingeschaltet ist, und die Reihenschaltung von der geregelten Bus-Spannung getrennt wird, wenn der Schalter ausgeschaltet ist, und

b) eine Schaltersteuereinrichtung zum wiederholten Ein- und Ausschaltung des Leistungsschalters in der Weise, daß das zweite Fehlersignal minimiert ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei die zweite geregelte Einrichtung so aufgebaut ist, daß die Frequenz des wiederholten Ein- und Ausschaltens des Leistungsschalters die Länge von einem aktiven Abschnitt von einem eine konstante Periode aufweisenden Tast verhältnis zum Versorgen der Lampe bestimmt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei die erste geregelte Einrichtung eine Zusatzschaltung (buckboost circuit) mit einem Schalter aufweist, dessen Ein-Aus- Betrieb als Antwort auf das erste Fehlersignal gesteuert wird, um so das Signal zu minimieren.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei die zweite geregelte Einrichtung enthält:

a) erste und zweite Stromschleifen, die so angeordnet sind, daß sie Strom durch die Lampe in entsprechenden ersten und zweiten entgegengesetzten Richtungen leiten,

b) erste und zweite Leistungsschalter zum sequentiellen Anordnen der Lampe abwechselnd in den ersten und zweiten Stromschleifen, und

c) wobei die ersten und zweiten Stromschleifen jeweils induktive und kapazitive Elemente aufweisen, die so gewählt sind, daß entsprechende erst und zweite Schleifenstromkurven jeweils einen in Resonanz schwingenden Abschnitt aufweisen, der hauptsächlich durch den Wert der induktiven und kapazitiven Elemente bestimmt ist.

5. Verfahren zum Speisen einer Hochintensitäts- Entladungslampe (300), enthaltend:

Liefern einer Bus-Gleichspannung (VB),

Regeln der Bus-Spannung (VB) als Antwort auf ein erstes Fehlersignal in der Weise, daß das erste Fehlersignal minimiert wird, wobei das erste Fehlersignal im wesentlichen proportional zu der Differenz zwischen (1) einem dynamischen Signal, das im wesentlichen proportional zu dem Lampenspitzenstrom ist, und (2) einem Sollwertsignal für den Lampenspitzenstrom ist, und

Versorgen der Lampe (300) mit der geregelten Bus- Spannung (VB) als Anwort auf ein zweites Fehlersignal in der Weise, daß das zweite Fehlersignal minimiert und dadurch die Leistung in der Lampe geregelt wird, wobei das zweite Fehlersignal im wesentlichen proportional zu der Differenz zwischen (1) einem dynamischen Signal, das im wesentlichen proportional zu einem mittleren Bus-Strom ist, und (2) einem dynamischen Sollwertsignal ist, das im wesentlichen proportional zu der Differenz zwischen (i) einem dynamischen Signal, das im wesentlichen proportional zu der geregelten Bus-Spannung ist, und (ii) einem Sollwertsignal ist, das mit der Lampenleistung in Beziehung steht, wobei der Schritt zum Versorgen der Lampe enthält:

alternatives Aufdrücken der geregelten Bus-Spannung über eine Reihenschaltung, die die Lampe und eine Drossel enthält, und dann Trennen der Reihenschaltung von der geregelten Bus-Spannung, und

Steuern der Frequenz des alternativen Aufdrückens und Trennens der Reihenschaltung von der geregelten Bus- Spannung, um so das zweite Fehlersignal zu minimieren.

6. Verfahren nach Anspruch 5, wobei der Schritt der Steuerung der Frequenz des alternativen Aufdrückens und Trennens der Reihenschaltung von der geregelten Bus- Spannung eine auf die Frequenz ansprechende Länge von einem aktiven Abschnitt von einem eine konstante Periode aufweisenden Tastverhältnis zum Versorgen der Lampe bestimmt.

7. Verfahren nach Anspruch 5, wobei der Schritt des Erzeugens der geregelten Bus-Spannung enthält, daß der Ein- Aus-Betrieb von einer Zusatzschaltung gesteuert wird, deren Ausgangsgröße die geregelte Bus-Spannung ist, um so das erste Fehlersignal zu minimieren.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4 oder Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 7, wobei das Sollwertsignal für den Spitzenlampenstrom oder das Sollwertsignal in Bezug auf die Lampenleistung nicht-dynamisch ist.

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4 oder Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 7, wobei das dynamische Signal, das im wesentlichen proportional zu dem mittleren Bus-Strom ist, vom Messen des Stroms in der Lampe abgeleitet ist.

10. Verfahren nach Anspruch 5, wobei der Schritt des Versorgens der Lampe enthält, daß die Lampe sequentiell in abwechselnd den ersten und zweiten Stromschleifen angeordnet wird, die zum Leiten von Strom in entsprechenden ersten und zweiten entgegengesetzten Richtungen angeordnet sind, wobei die ersten und zweiten Stromschleifen jeweils induktive und kapazitive Elemente enthalten, die so ausgewählt sind, daß entsprechende erste und zweite Schleifenstromkurven jeweils einen Resonanzabschnitt haben, der hauptsächlich durch den Wert der induktiven und kapazitiven Elemente bestimmt ist