JPH06215887A - 高輝度放電ランプ用給電回路および方法 - Google Patents
高輝度放電ランプ用給電回路および方法Info
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- JPH06215887A JPH06215887A JP5273935A JP27393593A JPH06215887A JP H06215887 A JPH06215887 A JP H06215887A JP 5273935 A JP5273935 A JP 5273935A JP 27393593 A JP27393593 A JP 27393593A JP H06215887 A JPH06215887 A JP H06215887A
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- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 高輝度放電ランプ用給電回路および方法にお
いてランプの老化等によるランプインピーダンスの変動
を補償してほぼ一定のランプ電力を得る。 【構成】 直流母線電圧供給回路３０４、ならびに第一
および第二の帰還制御回路を含む。第一の帰還制御回路
３０２は、ピークランプ電流に比例する動的信号とピー
クランプ電流に対する設定値信号との差に比例する第一
の誤差信号に応動して、該誤差信号を最小にするように
母線電流供給導線上の母線電圧を調整する。第二の帰還
制御回路３０８は、平均母線電流に比例する動的信号と
動的設定値信号との差に比例する第二の誤差信号に応動
して、該誤差信号を最小にするようにランプを駆動し
て、ランプの電力を調整する。動的設定値信号は調整母
線電圧に比例する動的信号とランプ電力に関する設定値
信号との差に比例する。
いてランプの老化等によるランプインピーダンスの変動
を補償してほぼ一定のランプ電力を得る。 【構成】 直流母線電圧供給回路３０４、ならびに第一
および第二の帰還制御回路を含む。第一の帰還制御回路
３０２は、ピークランプ電流に比例する動的信号とピー
クランプ電流に対する設定値信号との差に比例する第一
の誤差信号に応動して、該誤差信号を最小にするように
母線電流供給導線上の母線電圧を調整する。第二の帰還
制御回路３０８は、平均母線電流に比例する動的信号と
動的設定値信号との差に比例する第二の誤差信号に応動
して、該誤差信号を最小にするようにランプを駆動し
て、ランプの電力を調整する。動的設定値信号は調整母
線電圧に比例する動的信号とランプ電力に関する設定値
信号との差に比例する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は高輝度放電ランプのため
の電源の分野に関するものであり、更に詳しくは、ラン
プに供給される電圧または電流を調整するために帰還制
御を使用する電源に関するものである。
の電源の分野に関するものであり、更に詳しくは、ラン
プに供給される電圧または電流を調整するために帰還制
御を使用する電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】高圧ナトリウムランプ（ＨＰＳＬ：ｈｉ
ｇｈ ｐｒｅｓｓｕｒｅ ｓｏｄｉｕｍ ｌａｍｐ）は
高輝度放電ランプの一例であり、他の例としては石英水
銀灯等がある。高圧ナトリウムランプは、特に投光照明
および道路照明のような戸外の照明用途のため、多年広
く使用されてきた。高圧ナトリウムランプの一つの問題
は、ランプの老化により通常ランプのインピーダンスが
かなり大きくドリフトすることである。このようなイン
ピーダンスのドリフトは、ナトリウムを収容するアーク
管内に活性ランプ素子のナトリウムが気体として放出さ
れるような要因によるものである。インピーダンス値の
ドリフトは上向きであり、ランプを使用するにつれて、
ますます大きな電力が必要となり、ついには、その電源
回路の容量を超え、ランプが故障することになる。
ｇｈ ｐｒｅｓｓｕｒｅ ｓｏｄｉｕｍ ｌａｍｐ）は
高輝度放電ランプの一例であり、他の例としては石英水
銀灯等がある。高圧ナトリウムランプは、特に投光照明
および道路照明のような戸外の照明用途のため、多年広
く使用されてきた。高圧ナトリウムランプの一つの問題
は、ランプの老化により通常ランプのインピーダンスが
かなり大きくドリフトすることである。このようなイン
ピーダンスのドリフトは、ナトリウムを収容するアーク
管内に活性ランプ素子のナトリウムが気体として放出さ
れるような要因によるものである。インピーダンス値の
ドリフトは上向きであり、ランプを使用するにつれて、
ますます大きな電力が必要となり、ついには、その電源
回路の容量を超え、ランプが故障することになる。
【０００３】ランプ毎のインピーダンスの変動も通常の
製造の許容差から生じる。たとえば、同じランプ駆動電
圧を使用した場合、このようなインピーダンス変動によ
り、ランプ毎にルーメン出力と放出される光の波長スペ
クトル（すなわち、発生される光の色）の両方が変動す
る。ランプが同じであっても、線路電圧の変化によっ
て、ランプ特性の同様の変動が生じ得る。
製造の許容差から生じる。たとえば、同じランプ駆動電
圧を使用した場合、このようなインピーダンス変動によ
り、ランプ毎にルーメン出力と放出される光の波長スペ
クトル（すなわち、発生される光の色）の両方が変動す
る。ランプが同じであっても、線路電圧の変化によっ
て、ランプ特性の同様の変動が生じ得る。
【０００４】上記の問題を軽減する一つの手法は、米国
特許第４，９２８，０３８号に開示されている。この米
国特許では、電力スイッチが用いられる。この電力スイ
ッチがオンすなわち導通しているとき、直流母線電圧す
なわちコンプライアンス電圧がランプとドライバまたは
安定器のインダクタとの直列組み合わせの両端間に印加
される。スイッチがオフすなわち導通していないとき、
ランプは母線電圧から隔離され、以後、ランプ電流はド
ライバのインダクタのインピーダンスおよびランプの内
部インピーダンスによって制御される。電力スイッチを
通る平均電流が測定される。帰還ループでは、平均スイ
ッチ電流と電流設定値との差を本質的に表す「誤差」信
号が作成される。次に、誤差信号を使用することによ
り、誤差信号を最小にするように電力スイッチのオン−
オフ動作が制御される。設定値自体は動的であってもよ
く、また交流電源の線路電圧の変動によって生じる直流
母線電圧の変動に応じて定めてもよい。
特許第４，９２８，０３８号に開示されている。この米
国特許では、電力スイッチが用いられる。この電力スイ
ッチがオンすなわち導通しているとき、直流母線電圧す
なわちコンプライアンス電圧がランプとドライバまたは
安定器のインダクタとの直列組み合わせの両端間に印加
される。スイッチがオフすなわち導通していないとき、
ランプは母線電圧から隔離され、以後、ランプ電流はド
ライバのインダクタのインピーダンスおよびランプの内
部インピーダンスによって制御される。電力スイッチを
通る平均電流が測定される。帰還ループでは、平均スイ
ッチ電流と電流設定値との差を本質的に表す「誤差」信
号が作成される。次に、誤差信号を使用することによ
り、誤差信号を最小にするように電力スイッチのオン−
オフ動作が制御される。設定値自体は動的であってもよ
く、また交流電源の線路電圧の変動によって生じる直流
母線電圧の変動に応じて定めてもよい。
【０００５】上記米国特許第４，９２８，０３８号の手
法では、高圧ナトリウムランプに給電するための従来の
回路に比べて、特に交流線路電圧のかなりの変動を補償
する点で明確な利点が得られた。しかし、ランプ性能が
更に改善されることが望ましい。特に、ランプ毎の、ま
たはランプの老化によるランプインピーダンスのかなり
の変化を補償する能力が更に改善されることが望まし
い。
法では、高圧ナトリウムランプに給電するための従来の
回路に比べて、特に交流線路電圧のかなりの変動を補償
する点で明確な利点が得られた。しかし、ランプ性能が
更に改善されることが望ましい。特に、ランプ毎の、ま
たはランプの老化によるランプインピーダンスのかなり
の変化を補償する能力が更に改善されることが望まし
い。
【０００６】更に、再現可能な色出力が得られるように
高輝度放電ランプに一定振幅の駆動電流を供給すること
が望ましい。
高輝度放電ランプに一定振幅の駆動電流を供給すること
が望ましい。
【０００７】
【発明の概要】したがって本発明の一つの目的は、ラン
プのインピーダンス値がかなり変化してもランプに所望
のパワーレベルを達成するように高輝度放電ランプに給
電するための帰還制御回路および方法を提供することで
ある。本発明のもう一つの目的は、ランプに対する駆動
電流をほぼ一定の振幅にする上記の型の帰還制御回路お
よび方法を提供することである。
プのインピーダンス値がかなり変化してもランプに所望
のパワーレベルを達成するように高輝度放電ランプに給
電するための帰還制御回路および方法を提供することで
ある。本発明のもう一つの目的は、ランプに対する駆動
電流をほぼ一定の振幅にする上記の型の帰還制御回路お
よび方法を提供することである。
【０００８】更にもう一つの目的は低コストの、容易に
入手できる回路構成要素で具体化することができる上記
の型の回路および方法を提供することである。上記の目
的は、本発明による、高輝度放電ランプに給電するため
の回路および方法によって実現される。この回路は、直
流母線電圧を供給するための手段、ならびに第一および
第二の帰還制御手段を含む。第一の帰還制御手段は、第
一の誤差信号に応動して、第一の誤差信号を最小にする
ように母線電流供給導線上の母線電圧を調整する。第一
の誤差信号は、（１）ピーク母線電流にほぼ比例する動
的信号と（２）ピークランプ電流に対する設定値信号と
の間の差にほぼ比例する。第二の帰還制御手段は第二の
誤差信号に応動して、第二の誤差信号を最小にするよう
に調整母線電圧でランプを駆動し、これによりランプの
電力を調整する。第二の誤差信号は、（１）平均母線電
流にほぼ比例する動的信号と（２）動的設定値信号との
間の差にほぼ比例する。動的設定値信号は、（ｉ）調整
母線電圧にほぼ比例する動的信号と（ｉｉ）ランプ電力
に関する設定値信号との間の差にほぼ比例する。
入手できる回路構成要素で具体化することができる上記
の型の回路および方法を提供することである。上記の目
的は、本発明による、高輝度放電ランプに給電するため
の回路および方法によって実現される。この回路は、直
流母線電圧を供給するための手段、ならびに第一および
第二の帰還制御手段を含む。第一の帰還制御手段は、第
一の誤差信号に応動して、第一の誤差信号を最小にする
ように母線電流供給導線上の母線電圧を調整する。第一
の誤差信号は、（１）ピーク母線電流にほぼ比例する動
的信号と（２）ピークランプ電流に対する設定値信号と
の間の差にほぼ比例する。第二の帰還制御手段は第二の
誤差信号に応動して、第二の誤差信号を最小にするよう
に調整母線電圧でランプを駆動し、これによりランプの
電力を調整する。第二の誤差信号は、（１）平均母線電
流にほぼ比例する動的信号と（２）動的設定値信号との
間の差にほぼ比例する。動的設定値信号は、（ｉ）調整
母線電圧にほぼ比例する動的信号と（ｉｉ）ランプ電力
に関する設定値信号との間の差にほぼ比例する。
【０００９】本発明の方法は、直流母線電圧を供給する
ステップ、および第一の誤差信号に応動して第一の誤差
信号を最小にするように母線電流供給導線の母線電圧を
調整するステップを含む。第一の誤差信号は、（１）ピ
ークランプ電流にほぼ比例する動的信号と（２）ピーク
ランプ電流に対する設定値信号との間の差にほぼ比例す
る。方法は更に、第二の誤差信号に応動して第二の誤差
信号を最小にするように調整母線電圧でランプを駆動
し、これによりランプの電力を調整するステップも含
む。第二の誤差信号は、（１）平均母線電流にほぼ比例
した動的信号と（２）動的設定値信号との間の差にほぼ
比例する。動的設定値信号は、（ｉ）調整母線電圧にほ
ぼ比例する動的信号と（ｉｉ）ランプ電力に関する設定
値信号との間の差にほぼ比例する。
ステップ、および第一の誤差信号に応動して第一の誤差
信号を最小にするように母線電流供給導線の母線電圧を
調整するステップを含む。第一の誤差信号は、（１）ピ
ークランプ電流にほぼ比例する動的信号と（２）ピーク
ランプ電流に対する設定値信号との間の差にほぼ比例す
る。方法は更に、第二の誤差信号に応動して第二の誤差
信号を最小にするように調整母線電圧でランプを駆動
し、これによりランプの電力を調整するステップも含
む。第二の誤差信号は、（１）平均母線電流にほぼ比例
した動的信号と（２）動的設定値信号との間の差にほぼ
比例する。動的設定値信号は、（ｉ）調整母線電圧にほ
ぼ比例する動的信号と（ｉｉ）ランプ電力に関する設定
値信号との間の差にほぼ比例する。
【００１０】本発明の上記の目的および他の利点は付図
を参照した以下の説明から明らかとなる。本発明の以下
の詳細な説明では、付図を参照する。
を参照した以下の説明から明らかとなる。本発明の以下
の詳細な説明では、付図を参照する。
【００１１】
【実施例の記載】本発明の理解を容易にするため、ま
ず、高圧ナトリウムランプに供給される電力を調整する
ための上記米国特許第４，９２８，０３８号の従来技術
の手法について図１乃至３を参照して説明する。図１は
高圧ナトリウムランプ（ＨＰＳＬ：ｈｉｇｈ ｐｒｅｓ
ｓｕｒｅ ｓｏｄｉｕｍ ｌａｍｐ）のような高輝度放
電ランプ１００に給電するための回路の簡略化された回
路図である。図示例では、リンク電圧またはコンプライ
アンス電圧としても知られる母線電圧ＶB として、全波
ブリッジ整流器１０４の直流出力電圧が用いられる。全
波ブリッジ整流器１０４の電流出力はＩB である。整流
器１０４には、電源１０６から交流電力が供給される。
整流器１０４と交流電源１０６との間の電流経路に、標
準の電力補正回路（図示しない）を配置してもよい。母
線電圧ＶB と母線電流ＩB が供給されるランプドライバ
回路１０８は、後で説明するようにランプ１００を適当
な電圧または電流波形で「駆動」する。これにより、ラ
ンプ電力が一定値に向かって調整される。
ず、高圧ナトリウムランプに供給される電力を調整する
ための上記米国特許第４，９２８，０３８号の従来技術
の手法について図１乃至３を参照して説明する。図１は
高圧ナトリウムランプ（ＨＰＳＬ：ｈｉｇｈ ｐｒｅｓ
ｓｕｒｅ ｓｏｄｉｕｍ ｌａｍｐ）のような高輝度放
電ランプ１００に給電するための回路の簡略化された回
路図である。図示例では、リンク電圧またはコンプライ
アンス電圧としても知られる母線電圧ＶB として、全波
ブリッジ整流器１０４の直流出力電圧が用いられる。全
波ブリッジ整流器１０４の電流出力はＩB である。整流
器１０４には、電源１０６から交流電力が供給される。
整流器１０４と交流電源１０６との間の電流経路に、標
準の電力補正回路（図示しない）を配置してもよい。母
線電圧ＶB と母線電流ＩB が供給されるランプドライバ
回路１０８は、後で説明するようにランプ１００を適当
な電圧または電流波形で「駆動」する。これにより、ラ
ンプ電力が一定値に向かって調整される。
【００１２】図２に示される帰還ループの発生する帰還
誤差信号Ｅによって、ランプドライバ１０８が制御され
る。図２で、低域フィルタ１２０は後で説明する電流Ｉ
S に比例する信号αＩS を受ける。ここで、αは比例定
数である。低域フィルタ１２０は標準の加算増幅器１２
２の正入力にαＩS の時間平均された値を出力する。加
算増幅器１２２の負入力には、平均電流には対する目標
値すなわち設定値ＳＰ 1 が供給される。この設定値ＳＰ
1 は非動的（ｎｏｎ−ｄｙｎａｍｉｃ）であってもよ
い。加算増幅器１２２の出力は、増幅器１２４の利得Ｇ
1 によってスケーリングされて誤差信号Ｅを構成する。
この誤差信号Ｅに応動して、ランプドライバ１０８は平
均ランプ電力を一定値に向かって調整する。
誤差信号Ｅによって、ランプドライバ１０８が制御され
る。図２で、低域フィルタ１２０は後で説明する電流Ｉ
S に比例する信号αＩS を受ける。ここで、αは比例定
数である。低域フィルタ１２０は標準の加算増幅器１２
２の正入力にαＩS の時間平均された値を出力する。加
算増幅器１２２の負入力には、平均電流には対する目標
値すなわち設定値ＳＰ 1 が供給される。この設定値ＳＰ
1 は非動的（ｎｏｎ−ｄｙｎａｍｉｃ）であってもよ
い。加算増幅器１２２の出力は、増幅器１２４の利得Ｇ
1 によってスケーリングされて誤差信号Ｅを構成する。
この誤差信号Ｅに応動して、ランプドライバ１０８は平
均ランプ電力を一定値に向かって調整する。
【００１３】図３は、交流電源１０６（図１）の線路電
圧の変動によって生じる直流母線電圧ＶB の変動を補償
するための図２の帰還ループに対する強化を示す。図３
の回路は図２の帰還ループで使用される設定値ＳＰ1 を
動的信号とする。図３に於いて、信号ＳＰ1 は標準加算
増幅器１４０の出力を増幅器１４２の利得Ｇ2 でスケー
リングしたものである。加算増幅器１４０の正入力は非
動的設定値ＳＰ2 であり、加算増幅器１４０の負入力は
母線電圧ＶB を増幅器１４４の利得Ｇ3 でスケーリング
したものである。
圧の変動によって生じる直流母線電圧ＶB の変動を補償
するための図２の帰還ループに対する強化を示す。図３
の回路は図２の帰還ループで使用される設定値ＳＰ1 を
動的信号とする。図３に於いて、信号ＳＰ1 は標準加算
増幅器１４０の出力を増幅器１４２の利得Ｇ2 でスケー
リングしたものである。加算増幅器１４０の正入力は非
動的設定値ＳＰ2 であり、加算増幅器１４０の負入力は
母線電圧ＶB を増幅器１４４の利得Ｇ3 でスケーリング
したものである。
【００１４】ランプドライバ１０８（図１）の詳細が図
４に示されている。後で明らかになるように、図４の回
路は素子の発明的な組み合わせの一部を含み得る。この
ため、図４およびこれに対応する図５および図６は従来
技術とは云えない。図４に示すように、ゲート制御回路
２００は誤差信号Ｅを受けて、ランプドライバ１０８の
電力用電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：ｆｉｅｌｄ−ｅ
ｆｆｅｃｔｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の電力スイッチ２
０２のオン（導電）およびオフ（非導電）状態を制御す
る。ランプ電流ＩL が最初零であるとすれば、電力スイ
ッチ２０２をオンにすることにより、ランプ１００の下
側端子が抵抗Ｒを介して接地される。そして、インダク
タＬの初期電圧が零であるので、全母線電圧ＶB がラン
プの両端子間に印加される。ダイオードＤは最初、非導
電状態になっている。スイッチ２０２をターンオフする
と、ダイオードＤはランプ電流ＩL を通し、その後この
ランプ電流ＩL はインダクタＬを通って減衰する。ダイ
オードＤが非導電状態になっているときは、電力スイッ
チ２０２の電流、すなわち電流ＩS は母線電流ＩB と共
通、すなわち母線電流ＩB と同じである。スイッチ２０
２がオフで、ダイオードＤが導電状態にあるとき、電力
スイッチ２０２の電流、すなわち電流ＩS と母線電流Ｉ
B はともに零である。したがって図示された回路では、
スイッチ電流ＩS と母線電流ＩB は同じである。
４に示されている。後で明らかになるように、図４の回
路は素子の発明的な組み合わせの一部を含み得る。この
ため、図４およびこれに対応する図５および図６は従来
技術とは云えない。図４に示すように、ゲート制御回路
２００は誤差信号Ｅを受けて、ランプドライバ１０８の
電力用電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：ｆｉｅｌｄ−ｅ
ｆｆｅｃｔｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の電力スイッチ２
０２のオン（導電）およびオフ（非導電）状態を制御す
る。ランプ電流ＩL が最初零であるとすれば、電力スイ
ッチ２０２をオンにすることにより、ランプ１００の下
側端子が抵抗Ｒを介して接地される。そして、インダク
タＬの初期電圧が零であるので、全母線電圧ＶB がラン
プの両端子間に印加される。ダイオードＤは最初、非導
電状態になっている。スイッチ２０２をターンオフする
と、ダイオードＤはランプ電流ＩL を通し、その後この
ランプ電流ＩL はインダクタＬを通って減衰する。ダイ
オードＤが非導電状態になっているときは、電力スイッ
チ２０２の電流、すなわち電流ＩS は母線電流ＩB と共
通、すなわち母線電流ＩB と同じである。スイッチ２０
２がオフで、ダイオードＤが導電状態にあるとき、電力
スイッチ２０２の電流、すなわち電流ＩS と母線電流Ｉ
B はともに零である。したがって図示された回路では、
スイッチ電流ＩS と母線電流ＩB は同じである。
【００１５】スイッチ電流ＩS （したがって母線電流Ｉ
B ）は抵抗Ｒにより測定される。この抵抗Ｒを通って、
スイッチ電流ＩS が流れる。既知の関係Ｖ＝ＩＲによ
り、抵抗Ｒの上側端子に印加される電圧ＶR はスイッチ
電流ＩS に比例する。電圧ＶRは、図２の低域フィルタ
１２０に印加される信号αＩS である。ゲート制御回路
２００（図４）はスイッチ２０２のオン−オフ動作を制
御することにより、図５に示される電流波形を作成す
る。図５で、実線の曲線はスイッチ電流ＩS を表す。そ
して実線の曲線には、一定のデューティサイクル周期Ｔ
内のＮ個の台形パルスの列２２０、およびその後に続く
次のデューティサイクル周期ＴのＮ個のパルスの列２２
２が含まれている。時間軸の下に、スイッチ２０２に対
するオン−オフのタイミングサイクルが示されている。
B ）は抵抗Ｒにより測定される。この抵抗Ｒを通って、
スイッチ電流ＩS が流れる。既知の関係Ｖ＝ＩＲによ
り、抵抗Ｒの上側端子に印加される電圧ＶR はスイッチ
電流ＩS に比例する。電圧ＶRは、図２の低域フィルタ
１２０に印加される信号αＩS である。ゲート制御回路
２００（図４）はスイッチ２０２のオン−オフ動作を制
御することにより、図５に示される電流波形を作成す
る。図５で、実線の曲線はスイッチ電流ＩS を表す。そ
して実線の曲線には、一定のデューティサイクル周期Ｔ
内のＮ個の台形パルスの列２２０、およびその後に続く
次のデューティサイクル周期ＴのＮ個のパルスの列２２
２が含まれている。時間軸の下に、スイッチ２０２に対
するオン−オフのタイミングサイクルが示されている。
【００１６】パルス列２２０の最初の二つのパルスが図
６に示されている。図６に示されているように、スイッ
チ２０２がターンオンしたとき、パルス列２２０の最初
のパルスが零から予め設定された最大値に上昇する（曲
線２４０）。その間、スイッチ電流はランプ電流ＩL と
共通、すなわちランプ電流ＩL と同じである。最大電流
値に達したとき、スイッチ２０２がターンオフし、スイ
ッチ電流ＩS が急速に零に低下する（曲線２４２）。し
かし、ランプ電流ＩL はダイオードＤを介してインダク
タＬ（図４）を通って減衰し、やはり「ＩL 」と表され
た傾斜する破線の曲線２４４に従う。スイッチ２０２が
再びターンオンすると、スイッチ電流Ｉ S は曲線２４６
に沿って急速に上昇した後、そのとき共通のランプ電流
ＩL と一緒に、曲線２４８に沿って最大値まで上昇す
る。スイッチ２０２がこのように循環的に動作すること
により、Ｎ個のパルスの列２２０が作成される。
６に示されている。図６に示されているように、スイッ
チ２０２がターンオンしたとき、パルス列２２０の最初
のパルスが零から予め設定された最大値に上昇する（曲
線２４０）。その間、スイッチ電流はランプ電流ＩL と
共通、すなわちランプ電流ＩL と同じである。最大電流
値に達したとき、スイッチ２０２がターンオフし、スイ
ッチ電流ＩS が急速に零に低下する（曲線２４２）。し
かし、ランプ電流ＩL はダイオードＤを介してインダク
タＬ（図４）を通って減衰し、やはり「ＩL 」と表され
た傾斜する破線の曲線２４４に従う。スイッチ２０２が
再びターンオンすると、スイッチ電流Ｉ S は曲線２４６
に沿って急速に上昇した後、そのとき共通のランプ電流
ＩL と一緒に、曲線２４８に沿って最大値まで上昇す
る。スイッチ２０２がこのように循環的に動作すること
により、Ｎ個のパルスの列２２０が作成される。
【００１７】図５には次のパルス列２２２が示されてい
る。これもＮ個であるが、第一のパルス列２２０の期間
Ｗ1 より短い期間Ｗ2 に生じる。期間Ｗ2 が短くなって
いるのは、パルス列２２０の間に比べてパルス列２２２
の間はスイッチ２０２がより高い周波数でスイッチング
されていることによる。期間Ｗ1 、Ｗ2 等の長さはラン
プを駆動するための一定周期（Ｔ）のデューティサイク
ルの活性部分を構成するので、このような期間Ｗ1 、Ｗ
2 等の長さを調整することによりランプの平均電流が調
整される。
る。これもＮ個であるが、第一のパルス列２２０の期間
Ｗ1 より短い期間Ｗ2 に生じる。期間Ｗ2 が短くなって
いるのは、パルス列２２０の間に比べてパルス列２２２
の間はスイッチ２０２がより高い周波数でスイッチング
されていることによる。期間Ｗ1 、Ｗ2 等の長さはラン
プを駆動するための一定周期（Ｔ）のデューティサイク
ルの活性部分を構成するので、このような期間Ｗ1 、Ｗ
2 等の長さを調整することによりランプの平均電流が調
整される。
【００１８】図４のランプドライバ１０８、特にその中
のゲート制御回路２００の詳細は上記米国特許第４，９
２８，０３８号に、特にその特許の図３に関して説明さ
れている。 〔米国特許第４，９２８，０３８号の帰還ループの数学
的解析〕再び図４を参照して説明する。電力スイッチ２
０２のオン−オフ動作を制御するために、これまで説明
してきたように一定値に向けてのランプ電力の調整が行
われる。したがって、本出願の用語を使えば、上記米国
特許第４，９２８，０３８号（たとえば、その欄３−
４）には、ランプ電力が本質的に直流母線電圧ＶBとス
イッチ電流ＩS （図４）との数学的積に比例するという
ことが開示されている。直流母線電圧ＶB は、数学的解
析のため一定と仮定されている。これは数学的に次式の
ように表すことができる。
のゲート制御回路２００の詳細は上記米国特許第４，９
２８，０３８号に、特にその特許の図３に関して説明さ
れている。 〔米国特許第４，９２８，０３８号の帰還ループの数学
的解析〕再び図４を参照して説明する。電力スイッチ２
０２のオン−オフ動作を制御するために、これまで説明
してきたように一定値に向けてのランプ電力の調整が行
われる。したがって、本出願の用語を使えば、上記米国
特許第４，９２８，０３８号（たとえば、その欄３−
４）には、ランプ電力が本質的に直流母線電圧ＶBとス
イッチ電流ＩS （図４）との数学的積に比例するという
ことが開示されている。直流母線電圧ＶB は、数学的解
析のため一定と仮定されている。これは数学的に次式の
ように表すことができる。
【００１９】
【数１】
【００２０】ここで、ＰL はランプ電力、αは比例定
数、ＶB は母線電圧、そしてＡＶＥ．ＩS はスイッチ２
０２（図４）に流れる平均電流である。式１によれば、
一定値に向かって平均スイッチ電流ＩS （または共通母
線電流ＩB ）を調整することにより、ランプ電力が一定
になる傾向がある。しかし、上記米国特許第４，９２
８，０３８号の手法はランプ性能に明確な改善をもたら
したが、より一層の改善が望ましいことが見出された。
たとえば本発明では、高圧ナトリウムランプのようなラ
ンプの時間とともに増大するインピーダンスをより充分
に補償するようなやり方でランプ電力が調整される。
数、ＶB は母線電圧、そしてＡＶＥ．ＩS はスイッチ２
０２（図４）に流れる平均電流である。式１によれば、
一定値に向かって平均スイッチ電流ＩS （または共通母
線電流ＩB ）を調整することにより、ランプ電力が一定
になる傾向がある。しかし、上記米国特許第４，９２
８，０３８号の手法はランプ性能に明確な改善をもたら
したが、より一層の改善が望ましいことが見出された。
たとえば本発明では、高圧ナトリウムランプのようなラ
ンプの時間とともに増大するインピーダンスをより充分
に補償するようなやり方でランプ電力が調整される。
【００２１】本発明に従って、図７乃至８は高圧ナトリ
ウムランプのような高輝度放電ランプ３００の電力を調
整するための回路を示す。全波ブリッジ整流器３０４に
より、交流電源３０６からの交流電圧が直流電圧に変換
されて、整流器の「＋」と「−」の出力端子の間に現れ
る。従来技術の図１と異なり、整流器３０４の直流出力
とランプドライバ３０８との間に、母線電圧ＶB の調整
器３２０が挿入される。このＶB 調整器３２０は母線電
流ＩB を供給し、母線電圧ＶB の値を調整し、これによ
り後で示すようにランプ電流のピーク値を調整する。高
圧ナトリウムランプの場合、ほぼ一様なランプ色が非常
に望ましく、この一様さを達成するためにピークランプ
電流が重要な役割を果たすことが知られている。したが
って、この電流値の調整によって、高圧ナトリウムラン
プのランプ色が強い影響を受ける。更に、ＶB 調整器３
２０は誤差信号Ｅ1 によって帰還制御される。誤差信号
Ｅ 1 はランプドライバ３０８に供給される誤差信号Ｅ2
とは別の信号である。 図８は誤差信号Ｅ1 を発生する
ための帰還ループを示す。ループの始まりはランプ電流
ＩL である。電流−電圧変換器３３０には、図１０に示
される変圧器４００が含まれている。変圧器４００の一
次巻線にはランプ電流ＩL が流れ、変圧器４００の二次
巻線には電流αＩL が流れる。ここで、αは変圧器の二
次巻線対一次巻線の巻数比の比例定数を示す。電流−電
圧変換器３３０は変換利得Ｈ2 で出力を発生する。この
変換利得Ｈ2 には、上記の巻線の巻数比が含まれてい
る。変換器３３０の出力は更に増幅器３３２の利得Ｈ1
によってスケーリングされた後、ピーク保持回路３３４
に達する。線３３６上のピーク保持回路の出力は、ラン
プ電流ＩL のピーク値に比例する。標準の加算増幅器３
３８で、線３３６上のピーク保持回路の出力から設定値
ＳＰ1 が減算され、加算増幅器の出力として誤差信号Ｅ
1 が得られる。
ウムランプのような高輝度放電ランプ３００の電力を調
整するための回路を示す。全波ブリッジ整流器３０４に
より、交流電源３０６からの交流電圧が直流電圧に変換
されて、整流器の「＋」と「−」の出力端子の間に現れ
る。従来技術の図１と異なり、整流器３０４の直流出力
とランプドライバ３０８との間に、母線電圧ＶB の調整
器３２０が挿入される。このＶB 調整器３２０は母線電
流ＩB を供給し、母線電圧ＶB の値を調整し、これによ
り後で示すようにランプ電流のピーク値を調整する。高
圧ナトリウムランプの場合、ほぼ一様なランプ色が非常
に望ましく、この一様さを達成するためにピークランプ
電流が重要な役割を果たすことが知られている。したが
って、この電流値の調整によって、高圧ナトリウムラン
プのランプ色が強い影響を受ける。更に、ＶB 調整器３
２０は誤差信号Ｅ1 によって帰還制御される。誤差信号
Ｅ 1 はランプドライバ３０８に供給される誤差信号Ｅ2
とは別の信号である。 図８は誤差信号Ｅ1 を発生する
ための帰還ループを示す。ループの始まりはランプ電流
ＩL である。電流−電圧変換器３３０には、図１０に示
される変圧器４００が含まれている。変圧器４００の一
次巻線にはランプ電流ＩL が流れ、変圧器４００の二次
巻線には電流αＩL が流れる。ここで、αは変圧器の二
次巻線対一次巻線の巻数比の比例定数を示す。電流−電
圧変換器３３０は変換利得Ｈ2 で出力を発生する。この
変換利得Ｈ2 には、上記の巻線の巻数比が含まれてい
る。変換器３３０の出力は更に増幅器３３２の利得Ｈ1
によってスケーリングされた後、ピーク保持回路３３４
に達する。線３３６上のピーク保持回路の出力は、ラン
プ電流ＩL のピーク値に比例する。標準の加算増幅器３
３８で、線３３６上のピーク保持回路の出力から設定値
ＳＰ1 が減算され、加算増幅器の出力として誤差信号Ｅ
1 が得られる。
【００２２】誤差信号Ｅ1 に応動するＶB 調整器３２０
（図７）が図１０に更に詳しく示されている。図１０に
示されているように、ＶB 調整器３２０は標準のＭＬ４
８１３ＣＰ集積回路（ＩＣ：ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃ
ｉｒｃｕｉｔ）４０２を使用することができる。以下の
説明では、これを使用しているものとする。ＩＣ４０２
として上記のものが使用される場合、図８の帰還ループ
の加算増幅器３３８はＩＣの内部にある。したがって、
ＩＣ４０２のピン８（Ｐ８）は図８に示される線３３６
に対応し、ＩＣ４０２のピン７（Ｐ７）は加算増幅器３
３８の負入力（図８）に対応する。設定値ＳＰ1 は基準
電圧Ｖr によってＩＣ４０２のピン７に都合よく与えら
れる。基準電圧Ｖr は非動的であってもよい。ＩＣ４０
２には更に標準の力率制御（ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ
ｃｏｎｔｒｏｌ）回路４０４も含まれている。力率制
御回路４０４は誤差信号Ｅ1 に応動し、その出力は変形
された誤差信号を表す。この変形された誤差信号は、電
力スイッチ４１４のデューティサイクル、すなわちオン
−オフ動作を制御するために使用される。このようにし
て、０．９９の力率制御が達成された。
（図７）が図１０に更に詳しく示されている。図１０に
示されているように、ＶB 調整器３２０は標準のＭＬ４
８１３ＣＰ集積回路（ＩＣ：ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃ
ｉｒｃｕｉｔ）４０２を使用することができる。以下の
説明では、これを使用しているものとする。ＩＣ４０２
として上記のものが使用される場合、図８の帰還ループ
の加算増幅器３３８はＩＣの内部にある。したがって、
ＩＣ４０２のピン８（Ｐ８）は図８に示される線３３６
に対応し、ＩＣ４０２のピン７（Ｐ７）は加算増幅器３
３８の負入力（図８）に対応する。設定値ＳＰ1 は基準
電圧Ｖr によってＩＣ４０２のピン７に都合よく与えら
れる。基準電圧Ｖr は非動的であってもよい。ＩＣ４０
２には更に標準の力率制御（ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ
ｃｏｎｔｒｏｌ）回路４０４も含まれている。力率制
御回路４０４は誤差信号Ｅ1 に応動し、その出力は変形
された誤差信号を表す。この変形された誤差信号は、電
力スイッチ４１４のデューティサイクル、すなわちオン
−オフ動作を制御するために使用される。このようにし
て、０．９９の力率制御が達成された。
【００２３】変圧器４０６を通って流れる二次電流は調
整母線電圧（ｒｅｇｕｌａｔｅｄｂｕｓ ｖｏｌｔａｇ
ｅ）ＲＥＧ．ＶB を間接的に示す。変圧器４０６の二次
電流は調整母線電圧ＲＥＧ．ＶB にほぼ比例する。その
理由は、スイッチ４１４がオフであるときにダイオード
４１２および変圧器４０６を介してコンデンサ４１０に
「ポンプ」入力される電荷量によって、コンデンサ４１
０上の調整母線電圧ＲＥＧ．ＶB の値が決まるからであ
る。したがって、ピン１２（Ｐ１２）上のＩＣ４０２の
出力によって決められる、スイッチ４１４のオン−オフ
動作のタイミングによって、調整母線電圧ＲＥＧ．ＶB
の値が制御される。コンデンサ４１０、ダイオード４１
２、およびスイッチ４１４は共同して、標準の構成のバ
ックブースト（ｂｕｃｋ−ｂｏｏｓｔ）回路４１６を構
成する。バックブースト回路４１６は必要に応じて、調
整母線電圧ＲＥＧ．ＶB を調整し、必要であれば、ＲＥ
Ｇ．ＶB を整流器３０４（図３Ａ）から供給される直流
母線電圧より上に上げる。
整母線電圧（ｒｅｇｕｌａｔｅｄｂｕｓ ｖｏｌｔａｇ
ｅ）ＲＥＧ．ＶB を間接的に示す。変圧器４０６の二次
電流は調整母線電圧ＲＥＧ．ＶB にほぼ比例する。その
理由は、スイッチ４１４がオフであるときにダイオード
４１２および変圧器４０６を介してコンデンサ４１０に
「ポンプ」入力される電荷量によって、コンデンサ４１
０上の調整母線電圧ＲＥＧ．ＶB の値が決まるからであ
る。したがって、ピン１２（Ｐ１２）上のＩＣ４０２の
出力によって決められる、スイッチ４１４のオン−オフ
動作のタイミングによって、調整母線電圧ＲＥＧ．ＶB
の値が制御される。コンデンサ４１０、ダイオード４１
２、およびスイッチ４１４は共同して、標準の構成のバ
ックブースト（ｂｕｃｋ−ｂｏｏｓｔ）回路４１６を構
成する。バックブースト回路４１６は必要に応じて、調
整母線電圧ＲＥＧ．ＶB を調整し、必要であれば、ＲＥ
Ｇ．ＶB を整流器３０４（図３Ａ）から供給される直流
母線電圧より上に上げる。
【００２４】ＶB 調整器３２０は、後段のランプドライ
バ３０８の動作周波数とは対照的にほぼ一定である調整
母線電圧ＲＥＧ．ＶB を供給する。後で述べるように、
調整母線電圧ＲＥＧ．ＶB を供給することにより、ラン
プ３００を駆動するために使用される電流の振幅がほぼ
一定となる。高圧ナトリウムランプでは、これによりラ
ンプ３００が一貫して所望の色スペクトルを示す。更に
ＶB 調整器３２０は、交流電源３０６の線路電圧のかな
りの変化を補償する。
バ３０８の動作周波数とは対照的にほぼ一定である調整
母線電圧ＲＥＧ．ＶB を供給する。後で述べるように、
調整母線電圧ＲＥＧ．ＶB を供給することにより、ラン
プ３００を駆動するために使用される電流の振幅がほぼ
一定となる。高圧ナトリウムランプでは、これによりラ
ンプ３００が一貫して所望の色スペクトルを示す。更に
ＶB 調整器３２０は、交流電源３０６の線路電圧のかな
りの変化を補償する。
【００２５】図９は、図７のランプドライバ３０８が応
動する誤差信号Ｅ2 を発生するために使用される帰還ル
ープを示す。図９で標準加算増幅器３５０は、電流−電
圧変換器３３０’への入力として信号ＩB ’を受ける帰
還枝路から負入力を受ける。信号ＩB ’の平均値は少な
くとも平均母線電流ＩB を近似する。変換器３３０’の
出力は、信号ＩB ’を変換器の変換利得Ｈ2 でスケーリ
ングしたものを表す。次に、低域フィルタ３５１は変換
器３３０’の出力を平均する。これにより、加算増幅器
３５０の負入力に平均値が与えられる。
動する誤差信号Ｅ2 を発生するために使用される帰還ル
ープを示す。図９で標準加算増幅器３５０は、電流−電
圧変換器３３０’への入力として信号ＩB ’を受ける帰
還枝路から負入力を受ける。信号ＩB ’の平均値は少な
くとも平均母線電流ＩB を近似する。変換器３３０’の
出力は、信号ＩB ’を変換器の変換利得Ｈ2 でスケーリ
ングしたものを表す。次に、低域フィルタ３５１は変換
器３３０’の出力を平均する。これにより、加算増幅器
３５０の負入力に平均値が与えられる。
【００２６】一例として、電流−電圧変換器３３０’が
受ける信号ＩB ’は母線電流ＩB であってもよい。図４
の実施例では、母線電流ＩB はスイッチ電流ＩS と共通
である。信号ＩB ’はランプ電流ＩL であってもよい。
ランプ電流ＩL の平均値は母線電流ＩB の平均値を近似
する。ランプ電流ＩL が変換器３３０’に入力される場
合、図８の変換器３３０と変換器３３０’は同じものに
することができる。
受ける信号ＩB ’は母線電流ＩB であってもよい。図４
の実施例では、母線電流ＩB はスイッチ電流ＩS と共通
である。信号ＩB ’はランプ電流ＩL であってもよい。
ランプ電流ＩL の平均値は母線電流ＩB の平均値を近似
する。ランプ電流ＩL が変換器３３０’に入力される場
合、図８の変換器３３０と変換器３３０’は同じものに
することができる。
【００２７】増幅器３５２の入力は、調整母線電圧ＲＥ
Ｇ．ＶB にほぼ比例し、変圧器４０６（図１０）からの
二次巻線電流で構成してもよい。上記のように、変圧器
４０６からの二次巻線電流は調整母線電圧ＲＥＧ．ＶB
を間接的に示す。変圧器４０６の二次巻線電流はほぼ
（ＮS ／ＮP ）（ＲＥＧ．ＶB ）に比例する。ここで、
ＲＥＧ．ＶB は調整母線電圧であり、ＮS ／ＮP は変圧
器４０６の二次対一次の巻数比である。増幅器３５２
は、演算増幅器（図示しない）の負入力に接続された入
力抵抗（図示しない）を介して変圧器４０６から入力電
流を受けるように構成することが好ましい。このとき、
演算増幅器の入力は帰還抵抗（図示しない）を介して増
幅器の出力に接続される。このとき、増幅器３５２の利
得ｍは帰還抵抗対入力抵抗の比である。このとき、この
ような演算増幅器の正入力は、後で述べるように、ＭＣ
３４０６６Ｐチップを含むＩＣ４７０のピン５および１
５（図示しない）に接続してもよい。増幅器３５２の出
力は（ＲＥＧ．ＶB ）（ＮS ／ＮP ）ｍである。ここ
で、ｍは増幅器３５２の利得である。このような出力は
負入力として標準加算増幅器３５４に印加される。
Ｇ．ＶB にほぼ比例し、変圧器４０６（図１０）からの
二次巻線電流で構成してもよい。上記のように、変圧器
４０６からの二次巻線電流は調整母線電圧ＲＥＧ．ＶB
を間接的に示す。変圧器４０６の二次巻線電流はほぼ
（ＮS ／ＮP ）（ＲＥＧ．ＶB ）に比例する。ここで、
ＲＥＧ．ＶB は調整母線電圧であり、ＮS ／ＮP は変圧
器４０６の二次対一次の巻数比である。増幅器３５２
は、演算増幅器（図示しない）の負入力に接続された入
力抵抗（図示しない）を介して変圧器４０６から入力電
流を受けるように構成することが好ましい。このとき、
演算増幅器の入力は帰還抵抗（図示しない）を介して増
幅器の出力に接続される。このとき、増幅器３５２の利
得ｍは帰還抵抗対入力抵抗の比である。このとき、この
ような演算増幅器の正入力は、後で述べるように、ＭＣ
３４０６６Ｐチップを含むＩＣ４７０のピン５および１
５（図示しない）に接続してもよい。増幅器３５２の出
力は（ＲＥＧ．ＶB ）（ＮS ／ＮP ）ｍである。ここ
で、ｍは増幅器３５２の利得である。このような出力は
負入力として標準加算増幅器３５４に印加される。
【００２８】増幅器３５４の正入力は設定値ＳＰ2 であ
る。設定値ＳＰ2 は非動的であってもよい。設定値ＳＰ
2 の値はここではＫと呼ばれ、非動的であってもよい。
加算増幅器３５４の出力は増幅器３５６の利得ａによっ
てスケーリングされて、動的設定値ＳＰ3 が得られる。
この動的設定値ＳＰ3 は正入力として加算増幅器３５０
に印加される。増幅器３５０の出力は誤差信号Ｅ2 であ
る。増幅器３５０の正入力と負入力との間には通常、い
わゆるオフセット電圧ＶO が存在する。オフセット電圧
ＶO の値は正であるかも知れないし、負であるかも知れ
ない。図９の帰還ループの両方の設定値ＳＰ2 およびＳ
Ｐ3 はランプ電力に著しく影響する。
る。設定値ＳＰ2 は非動的であってもよい。設定値ＳＰ
2 の値はここではＫと呼ばれ、非動的であってもよい。
加算増幅器３５４の出力は増幅器３５６の利得ａによっ
てスケーリングされて、動的設定値ＳＰ3 が得られる。
この動的設定値ＳＰ3 は正入力として加算増幅器３５０
に印加される。増幅器３５０の出力は誤差信号Ｅ2 であ
る。増幅器３５０の正入力と負入力との間には通常、い
わゆるオフセット電圧ＶO が存在する。オフセット電圧
ＶO の値は正であるかも知れないし、負であるかも知れ
ない。図９の帰還ループの両方の設定値ＳＰ2 およびＳ
Ｐ3 はランプ電力に著しく影響する。
【００２９】〔本発明の帰還ループの数学的解析〕図８
および９に示された帰還ループの数学的解析はたとえ
ば、ランプの長寿命に対する望ましい特性である、ラン
プ３００（図７）のインピーダンスＺL のかなりの変化
を補償できる能力を示す。図９の帰還ループを参照して
説明する。設定値ＳＰ3 は次のように、増幅器３５２の
入力信号およびＳＰ3 を生じる次の演算で表すことがで
きる。
および９に示された帰還ループの数学的解析はたとえ
ば、ランプの長寿命に対する望ましい特性である、ラン
プ３００（図７）のインピーダンスＺL のかなりの変化
を補償できる能力を示す。図９の帰還ループを参照して
説明する。設定値ＳＰ3 は次のように、増幅器３５２の
入力信号およびＳＰ3 を生じる次の演算で表すことがで
きる。
【００３０】
【数２】 ＳＰ3 ＝［Ｋ−（ＲＥＧ．ＶB ）（ＮS ／ＮP ）ｍ］ａ （式２） ここで、Ｋは設定値ＳＰ2 、（ＲＥＧ．ＶB ）（ＮS ／
ＮP ）ｍは上記の増幅器３５２の出力、そしてａは増幅
器３５６の利得である。式２で定義されたＳＰ3 を用い
て、平均ランプ電流ＡＶＥ．ＩL は図９の帰還ループか
ら次のように表すことができる。
ＮP ）ｍは上記の増幅器３５２の出力、そしてａは増幅
器３５６の利得である。式２で定義されたＳＰ3 を用い
て、平均ランプ電流ＡＶＥ．ＩL は図９の帰還ループか
ら次のように表すことができる。
【００３１】
【数３】 ＡＶＥ．ＩL ＝（ＳＰ3 ＋ＶO ）／Ｈ2 （式３） ここで、ＡＶＥ．ＩL は平均ランプ電流、Ｈ2 は電流−
電圧変換器３３０’（図９）の変換利得、そしてＶO は
上記の加算増幅器３５０のオフセット電圧である。
電圧変換器３３０’（図９）の変換利得、そしてＶO は
上記の加算増幅器３５０のオフセット電圧である。
【００３２】ランプ３００（図７）の電力は次式を満足
するものとする。
するものとする。
【００３３】
【数４】 ＰL ＝（ＡＶＥ．ＩL ）（ＲＥＧ．ＶB ） （式４） ここで、ＰL はランプの電力、ＡＶＥ．ＩL は平均ラン
プ電流ＩL 、そしてＲＥＧ．ＶB は調整母線電圧であ
る。更に一般的に、式３および４の平均ランプ電流ＡＶ
Ｅ．ＩL はＡＶＥ．ＩB ’で置き換えることができる。
ここで、ＡＶＥ．ＩB ’は少なくとも母線電流ＩBの平
均値を近似する。
プ電流ＩL 、そしてＲＥＧ．ＶB は調整母線電圧であ
る。更に一般的に、式３および４の平均ランプ電流ＡＶ
Ｅ．ＩL はＡＶＥ．ＩB ’で置き換えることができる。
ここで、ＡＶＥ．ＩB ’は少なくとも母線電流ＩBの平
均値を近似する。
【００３４】ＡＶＧ．ＩL の項を消去するために式３と
式４を組み合わせると、次式が得られる。
式４を組み合わせると、次式が得られる。
【００３５】
【数５】 ＰL ＝［（ＳＰ3 ＋ＶO ）／Ｈ2 ］（ＲＥＧ．ＶB ） （式５） 調整母線電圧ＲＥＧ．ＶB は次のように表すことができ
る。
る。
【００３６】
【数６】 ＲＥＧ．ＶB ＝（ＰＥＡＫ ＩL ）［（ＡＶＥ．ＺL ）＋ＺD ］ （式６） ここで、ＰＥＡＫ ＩL はランプのピーク電流、ＡＶ
Ｅ．ＺL はランプ３００の周波数に依存するインピーダ
ンスの平均、そしてＺD はランプドライバ３０８のイン
ピーダンスである。
Ｅ．ＺL はランプ３００の周波数に依存するインピーダ
ンスの平均、そしてＺD はランプドライバ３０８のイン
ピーダンスである。
【００３７】ピーク電流ＰＥＡＫ ＩL は設定値ＳＰ1
（図８）から次のように定義される。
（図８）から次のように定義される。
【００３８】
【数７】 ＰＥＡＫ ＩL ＝（ＳＰ1 ）／（Ｈ2 Ｈ1 ） （式７） ここで、Ｈ2 は電流−電圧変換器３３０（図８）の利
得、そしてＨ1 は増幅器３３２（図８）の利得である。
式５、６および７を組み合わせることにより、ランプイ
ンピーダンスならびに図８および９の帰還ループのパラ
メータによるランプ電力についての次式が得られる。
得、そしてＨ1 は増幅器３３２（図８）の利得である。
式５、６および７を組み合わせることにより、ランプイ
ンピーダンスならびに図８および９の帰還ループのパラ
メータによるランプ電力についての次式が得られる。
【００３９】
【数８】 ＰL ＝［（ＳＰ1 ）／（Ｈ2 2 Ｈ1 ）］［（ＡＶＥ．ＺL ） ＋ＺD ］（ＳＰ2 ＋ＶO ） （式８） 式２、６および７を組み合わせることにより、図８およ
び図９の帰還回路のパラメータによる動的設定値ＳＰ3
（図１０）が次のように得られる。
び図９の帰還回路のパラメータによる動的設定値ＳＰ3
（図１０）が次のように得られる。
【００４０】
【数９】 ＳＰ3 ＝｛Ｋ−［（ＳＰ1 ）／（Ｈ2 Ｈ1 ）］［（ＡＶＥ．ＺL ） ＋ＺD ］ｍ（ＮS ／ＮP ）｝ａ （式９） ここで、すべての項は式２−７について上記のように定
義されたものである。式９は、動的設定値ＳＰ3 が図８
および図９の帰還回路のパラメータに依存するというこ
とを示している。図８および図９の帰還回路のパラメー
タは通常、一定である。ドライバのインピーダンスＺD
も通常、一定である。また、ランプのインピーダンスＺ
L は高圧ナトリウムランプの老化すなわち時間の経過に
つれてかなり変化する。設定値ＳＰ3 はランプのインピ
ーダンスの変化につれて変化するので、本発明はランプ
のインピーダンスのかなりの変化を補償する。図１２は
これをグラフに示している。
義されたものである。式９は、動的設定値ＳＰ3 が図８
および図９の帰還回路のパラメータに依存するというこ
とを示している。図８および図９の帰還回路のパラメー
タは通常、一定である。ドライバのインピーダンスＺD
も通常、一定である。また、ランプのインピーダンスＺ
L は高圧ナトリウムランプの老化すなわち時間の経過に
つれてかなり変化する。設定値ＳＰ3 はランプのインピ
ーダンスの変化につれて変化するので、本発明はランプ
のインピーダンスのかなりの変化を補償する。図１２は
これをグラフに示している。
【００４１】図１２で、実線の曲線５００は電力（ワッ
ト）とランプのインピーダンスＺL（オーム）との関係
をプロットしたものである。高圧ナトリウムランプの老
化とともに、そのインピーダンスＺL がかなり大きくな
る。ランプのインピーダンスＺL のかなり大きな変化を
補償することにより、本発明は５０２で示される丸みの
ある軌道を実現する。これにより、ランプに給電する回
路がより長く所要電力を供給してランプを動作させるこ
とができる。ランプインピーダンスＺL の大きな増大を
補償しなければ、ランプ電力対インピーダンスの曲線は
破線曲線５０４の連続軌道となり、ランプ電源回路が所
要電力を供給してランプを動作させることができなくな
るのが早くなる。
ト）とランプのインピーダンスＺL（オーム）との関係
をプロットしたものである。高圧ナトリウムランプの老
化とともに、そのインピーダンスＺL がかなり大きくな
る。ランプのインピーダンスＺL のかなり大きな変化を
補償することにより、本発明は５０２で示される丸みの
ある軌道を実現する。これにより、ランプに給電する回
路がより長く所要電力を供給してランプを動作させるこ
とができる。ランプインピーダンスＺL の大きな増大を
補償しなければ、ランプ電力対インピーダンスの曲線は
破線曲線５０４の連続軌道となり、ランプ電源回路が所
要電力を供給してランプを動作させることができなくな
るのが早くなる。
【００４２】前の解析に従って得られた誤差信号Ｅ2 が
ランプドライバ３０８（図７）に印加される。ランプド
ライバ３０８は、図５および６の対応する電流波形を参
照して図４について前に説明した形式を取ることができ
る。ランプドライバ３０８の好ましい代替実施例が図１
０に示されている。図１０では、ランプドライバ３０８
は一対のスイッチ４５０および４５２で構成される。ス
イッチ４５０および４５２のオン−オフ動作は相補的で
あるので、スイッチ４５２がオフの間、スイッチ４５０
はオンであり、スイッチ４５０がオフの間、スイッチ４
５２はオンである。ランプ電圧ＶL およびランプ電流Ｉ
L が図１１に示されている。ランプ電圧ＶL が最初零で
ある場合、スイツチ４５０をターンオンすると、共振イ
ンダクタ４５４、ランプ３００、および共振コンデンサ
４５６の直列組み合わせの両端間に、調整母線電圧ＲＥ
Ｇ．ＶB が印加される。このとき、ランプ電流検知変圧
器４００の低いインピーダンスは無視している。このと
きランプは消えているので、図１１の迅速に上昇する曲
線４８０で表されるように、調整母線電圧ＲＥＧ．ＶB
全体がランプ両端間に現れる。ランプ電圧ＶL のこのよ
うな急な上昇により、ランプが再点弧する。これによ
り、電流経路の主要な誘導素子および容量素子によって
主として決まる共振周波数を持つランプ電流が流れ始め
る。電流経路の主要な誘導素子および容量素子とは、共
振インダクタ４５４、ならびに並列接続された共振コン
デンサ４５６および４５８である。
ランプドライバ３０８（図７）に印加される。ランプド
ライバ３０８は、図５および６の対応する電流波形を参
照して図４について前に説明した形式を取ることができ
る。ランプドライバ３０８の好ましい代替実施例が図１
０に示されている。図１０では、ランプドライバ３０８
は一対のスイッチ４５０および４５２で構成される。ス
イッチ４５０および４５２のオン−オフ動作は相補的で
あるので、スイッチ４５２がオフの間、スイッチ４５０
はオンであり、スイッチ４５０がオフの間、スイッチ４
５２はオンである。ランプ電圧ＶL およびランプ電流Ｉ
L が図１１に示されている。ランプ電圧ＶL が最初零で
ある場合、スイツチ４５０をターンオンすると、共振イ
ンダクタ４５４、ランプ３００、および共振コンデンサ
４５６の直列組み合わせの両端間に、調整母線電圧ＲＥ
Ｇ．ＶB が印加される。このとき、ランプ電流検知変圧
器４００の低いインピーダンスは無視している。このと
きランプは消えているので、図１１の迅速に上昇する曲
線４８０で表されるように、調整母線電圧ＲＥＧ．ＶB
全体がランプ両端間に現れる。ランプ電圧ＶL のこのよ
うな急な上昇により、ランプが再点弧する。これによ
り、電流経路の主要な誘導素子および容量素子によって
主として決まる共振周波数を持つランプ電流が流れ始め
る。電流経路の主要な誘導素子および容量素子とは、共
振インダクタ４５４、ならびに並列接続された共振コン
デンサ４５６および４５８である。
【００４３】共振ランプ電流ＩL によって、ランプ電圧
ＶL が２（ＲＥＧ．ＶB ）に向かって共振し、やがてＲ
ＥＧ．ＶB とダイオード４６０および４６２の一方のダ
イオードの両端間の電圧降下との和にクランプされる。
この点は、ランプ電流（曲線４８２）がその最大値に達
するπ／２ラジアン、すなわち共振サイクルの１／４に
対応する。この点で、サイクルの共振部分が終了する。
ランプ電圧ＶL はダイオード４６０および４６２の一方
によりクランプされ、インダクタ４５４に蓄積されたエ
ネルギーは指数関数的な減衰として母線に放電される。
ランプ電流ＩLが零に減衰すれば、スイッチ４５０をタ
ーンオフすることができる。このとき、ランプドライバ
３０８は逆方向にサイクルを開始する準備ができてい
る。ダイオード４６０と４６２の間の共通節点４６５が
調整母線電圧ＲＥＧ．ＶB の値に達するからである。
「不感時間」の長さは、誤差信号Ｅ2 、ならびに後で説
明するスイッチ４５０および４５２のオン−オフ動作を
制御するための感応回路によって決まる。
ＶL が２（ＲＥＧ．ＶB ）に向かって共振し、やがてＲ
ＥＧ．ＶB とダイオード４６０および４６２の一方のダ
イオードの両端間の電圧降下との和にクランプされる。
この点は、ランプ電流（曲線４８２）がその最大値に達
するπ／２ラジアン、すなわち共振サイクルの１／４に
対応する。この点で、サイクルの共振部分が終了する。
ランプ電圧ＶL はダイオード４６０および４６２の一方
によりクランプされ、インダクタ４５４に蓄積されたエ
ネルギーは指数関数的な減衰として母線に放電される。
ランプ電流ＩLが零に減衰すれば、スイッチ４５０をタ
ーンオフすることができる。このとき、ランプドライバ
３０８は逆方向にサイクルを開始する準備ができてい
る。ダイオード４６０と４６２の間の共通節点４６５が
調整母線電圧ＲＥＧ．ＶB の値に達するからである。
「不感時間」の長さは、誤差信号Ｅ2 、ならびに後で説
明するスイッチ４５０および４５２のオン−オフ動作を
制御するための感応回路によって決まる。
【００４４】コンデンサ４６５、４５８の一方の調整母
線電圧ＲＥＧ．ＶB とダイオード４６０および４６２の
一方の両端間の電圧降下との和に節点４６５の電圧が設
定された状態で、スイッチ４５２をターンオンすること
ができる。前のサイクルと同様に、ランプ３００の両端
間にＲＥＧ．ＶB 全体が印加され、ランプ３００が再点
弧する。再点弧すると、ランプ電流はスイッチ４５０を
通る上記の電流と逆方向に振動し始める。この時間の
間、ランプ電圧ＶL は調整母線電圧の負の値である−Ｒ
ＥＧ．ＶB に向かって下方に共振し始め、やがてダイオ
ード４６０および４６２の一方の両端間の負の電圧にク
ランプされる。この点で、強制電流はその最大の負の値
となる。前と同様、過程は同じであり、電流の方向だけ
が変わっている。ＩＣ４７０として標準のＭＣ３４０６
６Ｐチップを使用した場合、そのピン３（Ｐ３）で受け
る誤差信号Ｅ2 に応動して図１１の波形が得られるよう
に、スイッチ４５０および４５２は動作する。以下の説
明では、ＩＣ４７０として標準のＭＣ３４０６６Ｐチッ
プを使用するものと仮定する。スイッチ４５０および４
５２のこのような動作により、誤差信号Ｅ2 は変圧器４
７２の一次巻線４７１の信号の周波数を制御する。一次
巻線４７１はＩＣ４７０の出力ピン１２および１４（Ｐ
１２およびＰ１４）に接続され、図に示されるような極
性になっている。変圧器４７２の二次巻線４７４は、ス
イッチ４５０のオン−オフ動作を制御するように、極性
が定められて、接続されている。スイッチ４５０はＦＥ
Ｔとすることができる。スイッチ４５０がＦＥＴである
場合、二次巻線４７４はそのＦＥＴのゲート端子とソー
ス端子の間に接続される。同様に、もう一つの二次巻線
４７６はスイッチ４５２を制御するため、図示するよう
な極性で接続されている。スイッチ４５２もＦＥＴとす
ることができる。二次巻線４７４と４７６は逆極性であ
るので、変圧器４７２の一次巻線を通る正の波形は一方
のスイッチだけをターンオンさせ、一次巻線を通る負の
波形は他方のスイッチだけをターンオンさせる。ランプ
ドライバ回路３０８の詳細は上記米国特許出願第９７１
８０６号に記載されており、参考のためにここに引用し
ている。
線電圧ＲＥＧ．ＶB とダイオード４６０および４６２の
一方の両端間の電圧降下との和に節点４６５の電圧が設
定された状態で、スイッチ４５２をターンオンすること
ができる。前のサイクルと同様に、ランプ３００の両端
間にＲＥＧ．ＶB 全体が印加され、ランプ３００が再点
弧する。再点弧すると、ランプ電流はスイッチ４５０を
通る上記の電流と逆方向に振動し始める。この時間の
間、ランプ電圧ＶL は調整母線電圧の負の値である−Ｒ
ＥＧ．ＶB に向かって下方に共振し始め、やがてダイオ
ード４６０および４６２の一方の両端間の負の電圧にク
ランプされる。この点で、強制電流はその最大の負の値
となる。前と同様、過程は同じであり、電流の方向だけ
が変わっている。ＩＣ４７０として標準のＭＣ３４０６
６Ｐチップを使用した場合、そのピン３（Ｐ３）で受け
る誤差信号Ｅ2 に応動して図１１の波形が得られるよう
に、スイッチ４５０および４５２は動作する。以下の説
明では、ＩＣ４７０として標準のＭＣ３４０６６Ｐチッ
プを使用するものと仮定する。スイッチ４５０および４
５２のこのような動作により、誤差信号Ｅ2 は変圧器４
７２の一次巻線４７１の信号の周波数を制御する。一次
巻線４７１はＩＣ４７０の出力ピン１２および１４（Ｐ
１２およびＰ１４）に接続され、図に示されるような極
性になっている。変圧器４７２の二次巻線４７４は、ス
イッチ４５０のオン−オフ動作を制御するように、極性
が定められて、接続されている。スイッチ４５０はＦＥ
Ｔとすることができる。スイッチ４５０がＦＥＴである
場合、二次巻線４７４はそのＦＥＴのゲート端子とソー
ス端子の間に接続される。同様に、もう一つの二次巻線
４７６はスイッチ４５２を制御するため、図示するよう
な極性で接続されている。スイッチ４５２もＦＥＴとす
ることができる。二次巻線４７４と４７６は逆極性であ
るので、変圧器４７２の一次巻線を通る正の波形は一方
のスイッチだけをターンオンさせ、一次巻線を通る負の
波形は他方のスイッチだけをターンオンさせる。ランプ
ドライバ回路３０８の詳細は上記米国特許出願第９７１
８０６号に記載されており、参考のためにここに引用し
ている。
【００４５】９５ワットの高圧ナトリウムランプ３００
の場合の図１０の可能な一つの回路例では、次の素子値
を使用する。すなわち、ダイオード４１２と直列な変圧
器４０６のインダクタンスが１７２マイクロヘンリー、
コンデンサ４１０が４７０マイクロファラド、変圧器４
０６のＮS ／ＮP が６／４５、共振インダクタ４５４が
５００マイクロヘンリー、共振コンデンサ４５６、４５
８が各々４マイクロファラド、ＩＣ４０２およびＩＣ４
７０が上記のＩＣとする。このような値を使用した場
合、図８および９の帰還ループの可能な一つの具体例は
次のようになる。すなわち、利得Ｈ1 が５．２３６、利
得Ｈ2 が８０．６５×１０-3、設定値ＳＰ 1 が５．０、
利得ｍが９５．３×１０-3、設定値ＳＰ2 （すなわち
Ｋ）が５．４７７、利得ａが１４×１０-3、オフセット
電圧ＶO が０である。
の場合の図１０の可能な一つの回路例では、次の素子値
を使用する。すなわち、ダイオード４１２と直列な変圧
器４０６のインダクタンスが１７２マイクロヘンリー、
コンデンサ４１０が４７０マイクロファラド、変圧器４
０６のＮS ／ＮP が６／４５、共振インダクタ４５４が
５００マイクロヘンリー、共振コンデンサ４５６、４５
８が各々４マイクロファラド、ＩＣ４０２およびＩＣ４
７０が上記のＩＣとする。このような値を使用した場
合、図８および９の帰還ループの可能な一つの具体例は
次のようになる。すなわち、利得Ｈ1 が５．２３６、利
得Ｈ2 が８０．６５×１０-3、設定値ＳＰ 1 が５．０、
利得ｍが９５．３×１０-3、設定値ＳＰ2 （すなわち
Ｋ）が５．４７７、利得ａが１４×１０-3、オフセット
電圧ＶO が０である。
【００４６】以上の説明から明らかなように本発明は、
ほぼ一定の電力レベルを維持しつつ、ランプのインピー
ダンスのかなり大きな変動の補償を行う。本発明はま
た、ランプ電流をほぼ一定の振幅で供給し、また交流線
路電圧のかなり大きな変動の補償も可能にする。更に、
これらの特徴を、低コストで容易に入手できる回路素子
を使って達成することができる。特定の実施例を図示し
て本発明の説明を行ったが、熟練した当業者は多数の変
形および変化を考えつき得る。したがって特許請求の範
囲は、本発明の趣旨と範囲の中に入るこのような変形お
よび変化のすべてを包含するものと解すべきである。
ほぼ一定の電力レベルを維持しつつ、ランプのインピー
ダンスのかなり大きな変動の補償を行う。本発明はま
た、ランプ電流をほぼ一定の振幅で供給し、また交流線
路電圧のかなり大きな変動の補償も可能にする。更に、
これらの特徴を、低コストで容易に入手できる回路素子
を使って達成することができる。特定の実施例を図示し
て本発明の説明を行ったが、熟練した当業者は多数の変
形および変化を考えつき得る。したがって特許請求の範
囲は、本発明の趣旨と範囲の中に入るこのような変形お
よび変化のすべてを包含するものと解すべきである。
【図１】ランプ電力を調整するための従来技術の電気回
路を表すブロック図である。
路を表すブロック図である。
【図２】図１の回路に使用される帰還ループの部分のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】図１の回路に使用される帰還ループの部分のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図４】図１にブロック形式で示されるランプドライバ
回路を詳しく示す回路図である。
回路を詳しく示す回路図である。
【図５】図４の回路の中の電流の波形を示す波形図であ
る。
る。
【図６】図４の回路の中の電流の波形を示す波形図であ
る。
る。
【図７】本発明に従ってランプに給電するための電気回
路のブロック図である。
路のブロック図である。
【図８】図７の回路に使用される帰還ループの回路図で
ある。
ある。
【図９】図７の回路に使用される帰還ループの回路図で
ある。
ある。
【図１０】図７にブロック形式で示される母線電圧調整
回路およびランプドライバ回路を詳しく示す回路図であ
る。
回路およびランプドライバ回路を詳しく示す回路図であ
る。
【図１１】図１０のランプドライバ回路からの電流およ
び電圧の波形を示す波形図である。
び電圧の波形を示す波形図である。
【図１２】本発明の一実施例におけるランプ電力対ラン
プインピーダンスのグラフである。
プインピーダンスのグラフである。
３００ 高輝度放電ランプ ３０４ 全波ブリッジ整流器 ３０８ ランプドライバ ３２０ 母線電圧調整器 ４００ ランプ電流検知変圧器 ４１４ 電力スイッチ ４１６ バックブースト回路 ４５０ スイッチ ４５２ スイッチ ４５４ 共振インダクタ ４５６ 共振コンデンサ ４５８ 共振コンデンサ ４７０ ＩＣ ＡＶＥ．ＩB 平均母線電流 Ｅ1 誤差信号 Ｅ2 誤差信号 ＲＥＧ．ＶB 調整母線電圧 ＳＰ1 平均電流に対する設定値 ＳＰ2 設定値 ＳＰ3 設定値
Claims (12)
- 【請求項１】 高輝度放電ランプに給電するための回路
に於いて、 （ａ） 直流母線電圧を供給する手段、 （ｂ） 第一の誤差信号に応動して第一の誤差信号を最
小にするように母線電流供給導線上の母線電圧を調整す
る第一の帰還制御手段であって、第一の誤差信号が
（１）ピークランプ電流にほぼ比例する動的信号と
（２）ピークランプ電流に対する設定値信号との差にほ
ぼ比例している第一の帰還制御手段、および （ｃ） 第二の誤差信号に応動して第二の誤差信号を最
小にするように調整母線電圧で上記ランプを駆動して、
これにより上記ランプの電力を調整する第二の帰還制御
手段であって、第二の誤差信号が（１）平均母線電流に
ほぼ比例する動的信号と（２）動的設定値信号との差に
ほぼ比例し、動的設定値信号が（ｉ）調整母線電圧にほ
ぼ比例する動的信号と（ｉｉ）ランプ電力に関する設定
値信号との差にほぼ比例している第二の帰還制御手段を
含むことを特徴とする高輝度放電ランプ用給電回路。 - 【請求項２】 上記第二の帰還制御手段は、 （ａ） オンのとき上記ランプおよびインダクタを含む
直列回路の両端間に調整母線電圧を印加し、オフのとき
調整母線電圧から上記直列回路を隔離するように接続さ
れた電力スイッチ、および （ｂ） 第二の誤差信号を最小にするように上記電力ス
イッチを繰り返しターンオン、ターンオフさせるスイッ
チ制御手段を含んでいる請求項１記載の高輝度放電ラン
プ用給電回路。 - 【請求項３】 上記電力スイッチを繰り返しターンオ
ン、ターンオフさせる周波数によって、上記ランプを駆
動するための一定周期のデューティサイクルの活性部分
の長さが決まるように、上記第二の帰還制御手段が構成
されている請求項２記載の高輝度放電ランプ用給電回
路。 - 【請求項４】 第一の誤差信号に応動して第一の誤差信
号を最小にするようにオン−オフ動作が制御されるスイ
ッチをそなえたバックブースト回路が、上記第一の帰還
制御手段に含まれている請求項１記載の高輝度放電ラン
プ用給電回路。 - 【請求項５】 上記第二の帰還制御手段は、 （ａ） 上記ランプにそれぞれ第一および第二の互いに
逆の方向に電流を通すように配置された第一および第二
の電流ループ、 （ｂ） 上記ランプを上記第一および第二の電流ループ
に順に交互に入れるための第一および第二の電力スイッ
チ、および （ｃ） 第一および第二の電流ループであって、各ルー
プはそのループの電流波形が誘導性素子および容量性素
子の値によって主として決まる共振部分を有するように
選定された該誘導性素子および容量性素子をそなえてい
る第一および第二の電流ループを含んでいる請求項１記
載の高輝度放電ランプ用給電回路。 - 【請求項６】 高輝度放電ランプに給電するための方法
に於いて、 （ａ） 直流母線電圧を供給するステップ、 （ｂ） 第一の誤差信号に応動して第一の誤差信号を最
小にするように母線電圧を調整するステップであって、
第一の誤差信号が（１）ピークランプ電流にほぼ比例す
る動的信号と（２）ピークランプ電流に対する設定値信
号との差にほぼ比例している母線電圧調整ステップ、お
よび （ｃ） 第二の誤差信号に応動して第二の誤差信号を最
小にするように調整母線電圧で上記ランプを駆動して、
これにより上記ランプの電力を調整するステップであっ
て、上記第二の誤差信号が（１）平均母線電流にほぼ比
例する動的信号と（２）動的設定値信号との差にほぼ比
例し、動的設定値信号が（ｉ）調整母線電圧にほぼ比例
する動的信号と（ｉｉ）ランプ電力に関連する設定値信
号との差にほぼ比例しているランプ駆動ステップを含む
ことを特徴とする高輝度放電ランプ用給電方法。 - 【請求項７】 上記ランプ駆動ステップには、 （ａ） 上記ランプおよびインダクタを含む直列回路の
両端間に調整母線電圧を印加した後、調整母線電圧から
上記直列回路を隔離することを交互に行うステップ、お
よび （ｂ） 第二の誤差信号を最小にするように、上記直列
回路への調整母線電圧の印加と調整母線電圧からの上記
直列回路の隔離を交互に行う周波数を制御するステップ
が含まれる請求項６記載の高輝度放電ランプ用給電方
法。 - 【請求項８】 上記直列回路への調整母線電圧の印加と
調整母線電圧からの上記直列回路の隔離を交互に行う周
波数を制御する上記ステップによって、上記ランプを駆
動するための一定周期のデューティサイクルの活性部分
の周波数応答の長さが決まる請求項７記載の高輝度放電
ランプ用給電方法。 - 【請求項９】 第一の誤差信号を最小にするように出力
が調整されるバックブースト回路のオン−オフ動作を制
御するステップが、上記調整母線電圧を発生するステッ
プに含まれる請求項６記載の高輝度放電ランプ用給電方
法。 - 【請求項１０】 ピークランプ電流に対する設定値信号
またはランプ電力に関する設定値信号が非動的である請
求項１から５のいずれか１項記載の高輝度放電ランプ用
給電回路、もしくは請求項６から９のいずれか１項記載
の高輝度放電ランプ用給電方法。 - 【請求項１１】 平均母線電流にほぼ比例する動的信号
が上記ランプの測定電流から求められる請求項１から５
のいずれか１項記載の高輝度放電ランプ用給電回路、も
しくは請求項６から９のいずれか１項記載の高輝度放電
ランプ用給電方法。 - 【請求項１２】 上記ランプ駆動ステップには、上記ラ
ンプにそれぞれ第一および第二の互いに逆の方向に電流
を通すように配置された第一および第二の電流ループに
上記ランプを順に交互に入れるステップが含まれ、第一
および第二の電流ループの各々は、そのループの電流波
形が誘導性素子および容量性素子の値によって主として
決まる共振部分を有するように選定された該誘導性素子
および容量性素子を含んでいる請求項６記載の高輝度放
電ランプ用給電方法。
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