WO2000003456A1 - Antenne adaptative en reseau - Google Patents

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WO2000003456A1
WO2000003456A1 PCT/JP1999/003730 JP9903730W WO0003456A1 WO 2000003456 A1 WO2000003456 A1 WO 2000003456A1 JP 9903730 W JP9903730 W JP 9903730W WO 0003456 A1 WO0003456 A1 WO 0003456A1
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Ryo Yamaguchi
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Ntt Mobile Communications Network, Inc.
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Definitions

  • the present invention relates to an adaptive array antenna, a method of calculating a calibration amount of a receiving system of the adaptive array antenna, and a calibration method.
  • an adaptive array antenna is used for beam control of an array antenna.
  • Algorithms include an interference suppression tracking type (tracking with a null point in the direction of the interference wave and strong directivity in the direction of the desired wave) and a maximum gain tracking type (the maximum reception level of the antenna is follow it up.
  • the mobile unit can be tracked by the main beam.
  • the distance between the elements of the array antenna is often 2 as shown in FIG. This is because, for example, as shown in FIG. 13, if the element spacing is longer than that, a gray glob is generated. Greater gloves add more places to interfere because the main lobe is oriented in unwanted directions. Although the beam width itself becomes narrower, the gain cannot be improved accordingly.
  • the inter-element correlation is extremely large because the element spacing is small. For this reason, if the reception level deteriorates due to fading, all elements 1 to 8 constituting the array antenna are affected and the deterioration cannot be compensated. In particular, the tendency is remarkable in a small-sized array antenna with about four elements.
  • the interference suppression tracking algorithm if an interference wave exists near the arrival direction of the desired wave, the interference suppression capability will be extremely degraded because the interference wave exists in the main lobe. . That is, in the narrow element interval adaptive signal processing, the correlation between the envelope and the signal between the elements is extremely large, and the phase shift is about the wavelength or less.
  • the phase shift is almost the same, and if you try to cancel the interference wave, the desired wave will also be canceled at the same time, and the interference suppression capability will decrease. to degrade.
  • the gain will be improved by making the beam thinner.
  • this method if an interference wave exists, it is directly affected. This is because, as described above, in this combining method, the amplitude and phase are controlled so that the signals of all the elements can be received as the maximum gain, and the interference wave and the desired wave are treated without distinction. As a result, the maximum ratio combining diversity as shown in Fig. 14 is based on the reception characteristics of the desired station due to fusing.
  • the narrow-element-interval adaptive array antenna of the interference suppression tracking type is effective for suppressing the interference wave from sources other than the main beam. Although effective, it has no effect on suppression and fusing of interference waves in the main beam.
  • a diversity antenna with a wide element spacing can compensate for the degradation of the desired wave due to fusing, but is ineffective against interference waves.
  • algorithm maximum ratio combining, interference suppression.
  • One is a maximum gain tracking type combination using a maximum ratio combining algorithm with narrow element intervals as shown in Fig.15.
  • the other is a combination of interference suppression type with wide element spacing as shown in Fig.16.
  • the method in Fig. 16 uses a diversity configuration for the antenna and uses an interference suppression type algorithm.
  • the interference wave suppression which is a basic characteristic of the algorithm, is maintained, and compensation for phasing can be performed because the correlation between elements is small due to the diversity configuration.
  • the characteristics become remarkable when the angular spread of the arriving wave is large. Since the phase difference caused by the angle of arrival is different, it is possible to determine the weight (phase and amplitude) at which many arriving rays of the interference wave cancel out statistically. Therefore, even if the arrival angles are the same, it is possible to generate a weight in which the desired wave has the same phase and the interference wave has the opposite phase.
  • the maximum gain tracking type combining method using the maximum ratio combining algorithm with a narrow element spacing as shown in Fig. 15 can track the desired signal with high gain, as with the adaptive array antenna in Fig. 12. However, it has no effect on interference waves and fusing.
  • the combination method of the interference suppression type with a wide element spacing as shown in Fig. 16 the gain cannot be expected because the element spacing is wide and tracking with the main beam cannot be performed. Disclosure of the invention
  • One of the objects of the present invention has been made in view of the above problems, and has a diversity effect such as fading compensation in an adaptive array antenna, and removes interference waves from the same direction.
  • the purpose is to increase the gain by tracking the main beam.
  • the adaptive array antenna which has diversity effects such as fading compensation, removes interference waves from the same direction, and further increases the gain by tracking the main beam, etc.
  • the adaptive array antenna itself must be accurately calibrated. Therefore, calibration will be explained.
  • This calibration signal can be realized by inserting it into the frame format for a certain period of time for each channel, for example, once a minute, once every 10 minutes, or the like.
  • some of the calibration signal input terminals are described in the form of a switch as shown in Fig. 18 (A), but as shown in Fig. 18 (B), the antenna Optical and electromagnetic coupling may be used.
  • the switch type communication is interrupted during that time, but in the case of electromagnetic coupling, there is an advantage that communication is not interrupted.
  • an array antenna is connected to terminals a and b. Connected and calibration signal applied to terminal C.
  • the part to which the calibration signal is applied including the switch-type calibration signal input terminal or the electromagnetically coupled calibration signal input terminal, is called the calibration signal coupling part.
  • the output of the calibration signal generator 1 is divided into four by the signal divider 102, and the calibration signal input terminals 166-1 to the cables 175-178 and antenna elements # 1- # 4
  • the calibration signal is applied to each of the filters 103 to 106 via the circuit 69. These signals are transmitted to the base station signal processing circuit in the same flow as the received signal.
  • the output signals of the AZD converters 123 to 126 are applied to the calibration amount calculator 127.
  • the calibration amount calculator 127 compares the amplitude and phase appearing in each of the AZD converters 123 to 126 with each other, and calculates the amplitude from antenna elements # 1 to # 4 to the signal adder 132.
  • the receiving system is a series of receiving circuits connected to the output of the antenna, that is, a filter, a high-frequency amplifier, a mixer, Refers to the system of filters, intermediate frequency amplifiers, and AD converters.
  • the receiving system is a series of receiving circuits connected to the output of the antenna, that is, a filter, a high-frequency amplifier, a mixer, Refers to the system of filters, intermediate frequency amplifiers, and AD converters.
  • the receiving system is a series of receiving circuits connected to the output of the antenna, that is, a filter, a high-frequency amplifier, a mixer, Refers to the system of filters, intermediate frequency amplifiers, and AD converters.
  • FIG. 17 there are four receiving systems.
  • This calibration amount is transmitted to the adaptive signal processing device 133.
  • adaptive signal processing 13 3 this calibration amount is stored in a calibration table (not shown), and when performing adaptive signal processing, the weights of weights 1 28 to 13 1 are subtracted by this calibration amount
  • a second object of the present invention has been made in view of the above-described problem, and has a further object of eliminating a influence on a calibration signal based on individual differences and performing highly reliable calibration. .
  • the present invention has the following means as means for achieving the first object.
  • the invention described in claim 1 has a plurality of array antennas composed of a plurality of spaced antenna elements exhibiting a large correlation, and the array antenna has a distance where the correlation can be ignored.
  • the output of the antenna element is converted to baseband, and all the antenna elements are subjected to adaptive signal processing at the same time.
  • the distance between the array antennas is such that the correlation is negligible, and all outputs of the antenna elements are subjected to adaptive signal processing at the same time, thereby fading compensation in the adaptive array antenna. It has a diversity effect, such as eliminating interference waves from the same direction and increasing the gain by tracking the main beam. Can be.
  • the invention described in claim 2 has a plurality of array antennas formed by a plurality of antenna elements spaced apart from each other and exhibiting a large correlation, and the distance between the array antennas is such that the correlation is negligible. And each of the array antennas independently performs adaptive signal processing, and further performs adaptive signal processing on each output of the array antenna that has been subjected to the adaptive signal processing.
  • the gain can be further increased by main beam tracking.
  • the invention described in claim 3 has a plurality of array antennas each composed of a plurality of antenna elements spaced apart from each other and exhibiting a large correlation, and the distance between the array antennas is such that the correlation can be ignored. At least one array antenna of each of the array antennas performs adaptive signal processing, and an array antenna that does not perform adaptive signal processing refers to the result of adaptive signal processing of another array antenna. This is an adaptive array antenna characterized by adjusting the phase and level with respect to the output of the antenna.
  • the array antenna that does not perform adaptive signal processing adjusts the phase and level with respect to the output of the antenna element of the array antenna with reference to the result of adaptive signal processing of another array antenna. By doing so, the overall arithmetic processing can be reduced.
  • the invention described in claim 4 is the adaptive array antenna according to any one of claims 1 to 3, wherein the adaptive signal processing is an interference suppression tracking type or a maximum gain tracking type. You You.
  • the invention described in claim 4 defines the content of the adaptive signal processing.
  • the invention described in claim 5 is characterized in that, in the adaptive array antenna according to any one of claims 1 to 4, a signal weighted by adaptive signal processing is combined before or after detection. I do.
  • the present invention has the following means as means for achieving the second object.
  • An invention according to claim 6 is an array antenna having a plurality of antenna elements, a multi-beam combining circuit for combining multiple beams, and a calibration signal attached to the multi-beam combining circuit and one of the antenna elements. And a calibration signal generator, a calibration signal generator, and a calibration amount calculator, wherein the calibration signal generator applies a calibration signal output to the calibration signal coupling unit, and the calibration amount calculator.
  • the method comprises calculating a calibration amount for each of the receiving systems from a baseband signal of the receiving system connected to an output of each of the multi-beam synthesizing circuits, and performing calibration on the receiving systems. It is a tib array antenna.
  • a calibration signal is applied to a calibration signal coupling unit attached between the multi-beam combining circuit and the antenna element, and a baseband signal of a receiving system connected to an output of the multi-beam combining circuit is used.
  • the invention described in claim 7 is an array antenna having a plurality of antenna elements, a multi-beam combining circuit for combining multi-beams, and an antenna mounted on the multi-beam combining circuit and the plurality of antenna elements.
  • a calibration signal coupling unit for inputting the corrected calibration signal; a calibration signal generator; and a calibration amount calculator.
  • the calibration signal generator sequentially transmits a calibration signal output to the plurality of calibration signal coupling units.
  • the calibration amount calculator calculates the calibration signal output from the baseband signal of the receiving system connected to the output of each multi-beam combining circuit.
  • An adaptive array antenna wherein a calibration amount is calculated for each of the reception systems, and calibration is performed on the reception system using an average value of the plurality of calculated calibration amounts as a calibration amount of the reception system. It is. According to the invention of claim 7, the calibration amount of the receiving system is calculated a plurality of times, and the average value is used as the calibration amount of the receiving system, so that more reliable calibration can be performed. .
  • the provision of the FFT processing circuit for performing the multi-beam decomposition operation in the base station enables calibration and adaptive signal processing for elements (corresponding to each antenna element).
  • the calibration generated by a calibration signal generator in a calibration signal coupling unit attached to one antenna element is provided.
  • a signal is applied, the calibration signal is transmitted to the plurality of reception systems by a multi-beam combining circuit, and a calibration amount of each reception system is calculated from a baseband signal obtained by detecting the calibration signal in each of the plurality of reception systems. It is characterized by the following.
  • the invention described in claim 10 is an antenna having a plurality of antenna elements.
  • the calibration signals are sequentially applied to the calibration signal coupling sections attached to the plurality of antenna elements, and the calibration signal is applied by a multi-beam combining circuit provided in the array antenna.
  • the calibration amount calculator simultaneously transmits to the plurality of reception systems, and the calibration amount calculator connected to the plurality of reception systems calculates the calibration amount of the reception system from the baseband signal obtained by detecting the calibration signal in each of the plurality of reception systems. The average value of the plurality of calibration amounts obtained is used as the calibration amount of the receiving system.
  • the calibration amount of the receiving system is calculated a plurality of times, and the average value is used as the calibration amount of the receiving system to perform more reliable calibration. Can be.
  • the invention according to claim 11 is the method for calculating the calibration amount of the adaptive array antenna receiving system according to claim 9 or 10, wherein the multi-beam decomposition operation in the base station is performed outside the receiving system of the array antenna.
  • An FFT processing circuit is provided to perform the calibration amount calculation verification.
  • An invention according to claim 12 is a calibration method for calibrating a receiving system of an array antenna by performing adaptive signal processing. As a processing amount, the adaptive signal processing is performed after subtracting the calibration amount calculated by the method according to claim 9 or 10.
  • calibration can be performed in adaptive signal processing without using a weight for calibration.
  • FIG. 1 shows a configuration example (part 1) of an adaptive array antenna according to the present invention having a wide element interval and a narrow element interval and performing adaptive signal processing.
  • FIG. 2 shows a configuration example (part 2) of an adaptive array antenna having a wide element interval and a narrow element interval and performing adaptive signal processing according to the present invention.
  • FIG. 3 shows a configuration example (part 3) of an adaptive array antenna according to the present invention having a wide element interval and a narrow element interval and performing adaptive signal processing.
  • FIG. 4 is a configuration example (part 1) of an adaptive array antenna that performs the calibration processing of the present invention.
  • FIG. 5 is a configuration example (part 2) of the adaptive array antenna that performs the calibration processing of the present invention.
  • FIG. 6 is a configuration example (part 3) of an adaptive array antenna that performs the calibration processing of the present invention.
  • FIG. 7 is a configuration example (part 4) of the adaptive array antenna that performs the calibration processing of the present invention.
  • FIG. 9 is a flowchart for explaining a method (part 1) of calculating the calibration amount.
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating a method (part 2) of calculating the calibration amount.
  • FIG. 11 is a flowchart for explaining the calibration amount calculation method (part 3).
  • Fig. 12 shows a conventional adaptive array antenna with a narrow element spacing. 1) is an example of the configuration.
  • FIG. 13 shows a configuration example of a conventional adaptive array antenna having a wide element interval.
  • Fig. 14 shows an example of the configuration of a conventional maximal ratio combining type adaptive array antenna with a wide element spacing.
  • Figure 15 shows a configuration example of a conventional adaptive array antenna (part 2) with a narrow element spacing.
  • Fig. 16 shows an example of the configuration of a conventional interference suppression type adaptive array antenna with a wide element spacing.
  • FIG. 17 is a diagram for explaining a conventional calibration method.
  • FIG. 18 is a diagram for explaining the calibration signal coupling unit.
  • FIG. 19 is a diagram for explaining an example of a multi-beam combining circuit (Batra-Matrix). BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 shows a first embodiment.
  • an 8-element array antenna is used.
  • Array elements # 1 to # 4 constitute array antenna # 1
  • antenna elements # 55 to 58 constitute array antenna # 2.
  • the array antenna elements of array antenna # 1 and array antenna # 2 are arranged at an interval of about IZ2.
  • the spacing between the array antennas is separated by a distance (number;) such that the correlation is sufficiently small.
  • Each of the antenna elements 51 to 58 is synthesized by a signal adder 59 via weights 81 to 88 for adjusting the phase and amplitude of the antenna output, and output.
  • the weights of the weights 81 to 88 are controlled by the adaptive signal processing device 60.
  • This adaptive signal processing may be either an interference suppression tracking type or a maximum gain tracking type.
  • the outputs of all eight elements are simultaneously converted to the basic span and subjected to adaptive processing.
  • the calibration related to the second object of the present invention is necessary in each array antenna, but not between the array antennas. In a multi-wave environment, each array antenna can improve the gain and form the main beam.
  • an uncorrelated 4-element array antenna is added, and the same interference characteristics as in Fig. 16 can be obtained. In other words, it has the ability to remove interference waves from the same direction. Furthermore, the uncorrelation has a diversity effect on fusing.
  • the algorithm can simultaneously process diversity, main beam tracking, and interference cancellation without special awareness.
  • FIG. 2 shows a second embodiment. As in the first embodiment, the number of elements is eight. The arrangement of the antennas is the same, but the combining method is different.
  • Array antenna # 1 and array antenna # 2 operate in independent algorithms. That is, the outputs of the antenna elements 51 to 54 of the array antenna # 1 are combined by the signal adder 61 via the weights 81 to 84.
  • the weights 81 to 84 are controlled by an adaptive signal processing device 63.
  • the outputs of the antenna elements 55 to 58 of the array antenna # 2 are combined by the signal adder 62 via the weights 85 to 88.
  • the weights 85 to 88 are controlled by the adaptive signal processing device 64.
  • the adaptive signal processing device 64 operates independently of the adaptive signal processing device 63. At this stage, since the antenna elements of each array antenna have a large correlation, fading cannot be compensated and interference waves from the same direction cannot be removed.
  • the output of the baseband of the signal adders 61 and 62 is ⁇
  • the signals are combined by the signal adder 71 via eight 90, 91.
  • the eighties 90 and 91 are controlled by an adaptive signal processing device 70. Since the envelopes of the input signals between the adaptive arrays are uncorrelated, the baseband outputs of the signal adders 61 and 62 are also uncorrelated, fading compensation is possible. Become. In addition, in each adaptive array, interference waves from the same direction could not be removed, but it is possible at this stage.
  • FIG. 3 shows a third embodiment.
  • each four-element adaptive array does not operate independently. That is, control of the antenna elements 51 to 54 of the array antenna # 1 and control of the weights 81 to 84 of the antenna antenna # 1 and the antenna elements 55 to 5 of the array antenna # 2
  • the antenna interval is used as a distance having an extremely large correlation; 1 2.
  • the antenna interval is 2; May be at a distance of
  • the spacing between the array antennas has a distance enough to make the correlation sufficiently small, but the “sufficiently small correlation” correlation does not mean that there is no complete correlation. It is sufficient that the correlation is substantially small within the range in which the effect is obtained.
  • a multibeam combining circuit (described later) is set up, transmitted by cable to the base station indoors, and then subjected to FFT (described later) in baseband and taken out as the output of each element.
  • the calibration signal is input from a calibration signal combining unit installed between the array antenna and the multi-beam combining circuit.
  • the feature of this method is that a signal input to one element antenna is distributed to all cables via a multi-synthesis circuit and transmitted to the base station.
  • a signal is input to one of the multi-beam combining circuits, a signal with a certain phase difference appears at multiple output terminals.
  • the receiving system is a series of receiving circuits connected to the output of the multi-beam combining circuit, that is, a filter, a high-frequency amplifier, Refers to the mixer, filter, intermediate frequency amplifier, and AD converter system.In Fig. 4 described below, there are four receiving systems.) Calibration is possible.
  • FIG. 4 shows a fourth embodiment.
  • the number of elements of the array antenna is 4 (# 1 to # 4).
  • the signal from the calibration signal generator 101 is applied to the multi-beam combining circuit 152 via the calibration signal input terminal 150.
  • the multibeam synthesizing circuit 152 is a well-known four-element Butler matrix as shown in FIG. 19 (consisting of hybrids 181-184. Description is omitted).
  • the output of the multi-beam combining circuit 152 is applied to the filters 103 to 106, the high-frequency amplifiers 107 to 110, and the distributor / combiner 134, respectively.
  • the power distributed here is subjected to A / D conversion 1 2 3 to 1 2 6 via mixer 1 1 1 to 1 1 4, filter 1 1 1 to 1 1 8 and intermediate frequency amplifier 1 1 1 to 1 2 2 . Furthermore, after weighting with weights 128 to 131, FFT (Fast Fourier Transform: fast Fourier transform, thereby performing the inverse transform of the multi-beam synthesis circuit.
  • FFT Fast Fourier Transform: fast Fourier transform
  • the calibration amount is calculated by the calibration amount calculator 154.
  • the calibration amount is stored in a calibration table (not shown), and when performing adaptive signal processing, the weight is subtracted from the calibration amount and the weights 128 to 1 are calculated. 3 Perform the control of 1.
  • a weight for calibration may be provided separately from the weight for adaptive signal processing, and the phase and amplitude of the weight for calibration may be controlled.
  • the signal from the calibration signal generator is connected to a calibration signal input terminal 150 between one antenna element # 4 and the multi-beam combining circuit 15 According to 152, the signals are output to four different output terminals with specific different phases and transmitted to the respective receiving systems.
  • the baseband unit can perform highly reliable calibration by monitoring whether or not these phase relationships are maintained.
  • a calibration signal when a calibration signal is also applied to the remaining antenna elements, signals having different phase relations appear at a plurality of terminals.
  • a plurality of calibration values can be obtained by applying a calibration signal to a plurality of antennas in this manner. The result is averaged to perform highly reliable calibration.
  • the multi-beam outputs are combined immediately after the array antenna, they are transmitted to each receiving system while maintaining the phase-amplitude relationship between the antennas. In other words, the pattern of each beam is Is preserved without being deleted. The only disturbance is the amplitude ratio and phase difference between the beams. It is only the values between these beams that need to be calibrated.
  • FIG. 5 shows a fifth embodiment.
  • FIG. 5 is almost the same as the fourth embodiment, except that there are four calibration signals.
  • each antenna element has a calibration signal input terminal 166 to 169, and each calibration signal input terminal 166 to 169 receives the output of the calibration signal generator 101.
  • the switches are sequentially switched by the switch circuit 161 and applied. That is, the output of the calibration signal generator 1 is applied to the calibration signal input terminals 166 to 169 sequentially.
  • the calibration amount calculator 170 calculates the calibration amount based on the sequentially applied calibration signals, calculates the average value of the calibration amounts after one round, and uses the average value as the calibration amount.
  • the four calibration signals are applied to four different calibration signal input terminals with specific different phase relationships. Switching and calibrating these four systems results in averaging and improved reliability. In this case, since the four calibration signals are not used at the same time, even if there are individual differences in the calibration cable, there is no effect on the calibration accuracy
  • FIG. 6 shows a sixth embodiment.
  • 5 is an example of a configuration method of a beam space type adaptive array antenna using a multi-beam combining circuit. Compared to the first embodiment, the configuration has no FFT circuit.
  • FIG. 7 shows a seventh embodiment.
  • a beam-space type adaptive array antenna using a multi-beam combining circuit is used. It is an example of a configuration method. The configuration is different from that of the second embodiment in that the FFT circuit does not exist.
  • FIG. 9 illustrates a flow of a calibration amount calculation method when a calibration signal is applied to one antenna element.
  • the calibration signal generated by the calibration signal generator is applied to the calibration signal coupling unit attached to one antenna element (S10), and the calibration signal is simultaneously sent to multiple reception systems by the multi-beam synthesis circuit (S10).
  • S 11) a calibration signal is detected in each of the plurality of receiving systems (S 12), and a calibration amount of the receiving system is calculated from the detected baseband signal (S 13)
  • FIG. 10 illustrates a flow of a calibration amount calculation method when a calibration signal is applied to a plurality of antenna elements.
  • the calibration signals are sequentially applied to the calibration signal coupling sections attached to the plurality of antenna elements, and it is determined whether or not the calibration signals have been applied to all the array antennas (S20).
  • the calibration signal is simultaneously transmitted to a plurality of receiving systems by the multi-beam combining circuit (S21), and the calibration signals in each of the plurality of receiving systems are detected, and the detected baseband signal is used. Then, the calibration amount of the receiving system is calculated (S22), and the process is repeated until the calibration signals are applied to all the array antennas.
  • the calibration signal is applied to all the array antennas (Y in S20)
  • the average value of the calculated plurality of calibration amounts is used as the calibration amount of the receiving system (S23).
  • Figure 11 describes the flow of the calibration amount calculation method when an FFT processing circuit that performs multi-beam decomposition calculation in a base station is provided outside the receiving system of the array antenna.
  • the calibration amount is calculated for each antenna element (S30). At this time, the signal of the receiving system of the array antenna that has not been calibrated is checked, and the calibration amount calculation is verified. (S31).
  • the gain of the array antenna is The beam tracking and the diversity effect can be achieved while securing, and the interference wave from the same direction can be suppressed.
  • the amount of signal processing can be reduced, and the applicable area of the array antenna can be expanded. .
  • FIG. 8 shows a configuration of an array antenna that simultaneously achieves the first and second objects of the present invention.
  • Array antennas # 1 and # 2 are array antennas composed of a plurality of spaced antenna elements exhibiting large correlation. The distance between array antennas # 1 and # 2 is negligible. I have. The operation can be considered by combining the operations of FIGS. 1 to 3 and FIGS.
  • the adaptive signal processing device 209 may perform the adaptive signal processing after subtracting the calibration amount calculated by the calibration amount calculators 207 and 208 as the adaptive signal processing amount. .

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Description

明細書 ァダプティブァレーアンテナ 技術分野
本発明は、 ァダプティブアレーアンテナ並びにァダプティプア レーアンテナの受信系統の校正量算出方法及び校正方法に関する。 背景技術
一般にァダプティブアレーアンテナはアレーアンテナのビーム制 御に用いられる。 アルゴリズムとしては、 干渉抑圧追尾型 (干渉波 の方向にはヌル点を持ち、 希望波の方向に強い指向性を持つように 追尾する。 ) と最大利得追尾型 (アンテナの受信レベルが最大とな るように追尾する。 ) がある。 両者ともに、 メインビームで移動機 を追尾することができる。 その際のアレーアンテナの素子の間隔は、 図 1 2に示すように; ノ 2にすることが多い。 これは、 例えば図 1 3のようにそれ以上の素子間隔にするとグレーティ ングロ一ブが発 生してしまうためである。 グレーティ ングローブは不要な方向にも メインローブが指向するために干渉する場所を増やすことになる。 ビームの幅自体は狭くなるものの、 それに伴う利得の向上は図れな い。
図 1 2に示すアレーアンテナは、 素子間隔が狭いため、 素子間相 関は極めて大きい。 このため、 フェージングにより受信レベルが劣 化すると、 アレーアンテナを構成する素子 1〜 8全てに影響が及び 劣化の補償はできない。 特に、 4素子程度の小規模アレーアンテナ ではその傾向は顕著である。 また、 干渉抑圧追尾型のアルゴリズム において、 希望波の到来方向の近くに干渉波が存在する場合は、 メ ィンローブ内に干渉波が存在するために、 干渉抑圧能力は極端に劣 化することになる。 つまり、 狭素子間隔ァダプティブ信号処理では、 素子間での包絡 線及び信号の相関は極めて大きく、 かつ位相のずれは波長以下の程 度である。 干渉抑圧追尾型のアルゴリズムにおいては、 干渉波は打 ち消し合い、 希望波は打ち消さないように各アンテナ素子のウェイ ト (位相及び振幅) が求められる。 希望波と十分離れた方向からの 干渉波は、 希望波と同様に包絡線及び信号相関の大きい信号として アンテナに入力される。 しかし、 到来角度が異なるために素子間の 位相差は希望波の位相差と異なる。 その結果、 干渉波に対しては逆 相となるウェイ トに対しては希望波は必ずしも逆相とはならず、 多 くの場合は、 同相として動作する。 逆に、 干渉波の到来方向が希望 波と近接していると、 位相のずれは、 ほとんど同じであり、 干渉波 を打ち消そうとすると、 同時に希望波も打ち消してしまい、 干渉抑 圧能力は劣化する。
一方、 ダイバーシティアンテナは素子間相関を小さくするために、 図 1 4のように素子 2 1〜 2 8の間隔は大きく配置される。 相関が 小さいため、 ある素子の受信レベルが低下しても他の素子では高い レベルで受信できる。 一般には、 最大比合成アルゴリズム (M R C ) が適用される。 最大比合成アルゴリズムは、 各アンテナ素子 2 1〜 2 8の受信波を同相にした上で、 受信波の包絡線レベルで重み 付けして合成する方法である。 このアルゴリズムは、 素子間隔が大 きいためにビーム制御という概念は適用されず、 各素子のビームの ままの包絡線に多数のリ ップルが存在した形となっている。 そのた め、 メインビームが無数に存在し追尾は行われない。 従って、 ビー ムを細く したことによる利得の向上は見込めない。 この方法では、 干渉波が存在する場合にはその影響を直接的に受けることになる。 なぜなら、 この合成方法は、 上記の通り、 全ての素子の信号を最大 利得として受信できるように振幅 ·位相を制御し、 干渉波と希望波 の区別無く扱われるからである。 してみると、 図 1 4のような、 最 大比合成ダイバーシティは、 フヱージングによる希望局の受信特 性劣化の改善には有効であるが、 干渉特性の向上には寄与しない 以上の通り、 干渉抑圧追尾型の狭素子間隔ァダプティブァレーア ンテナは、 メインビーム以外からの干渉波の抑圧には効果はあるが、 メインビーム内の干渉波の抑圧及びフヱ一ジングには効果はない。 一方、 広素子間隔のダイバーシティアンテナは希望波のフヱージン グによる劣化は補償できるものの、 干渉波に対しては無力である。 また、 アンテナ配置 (狭素子間隔、 広素子間隔) とアルゴリズム (最大比合成、 干渉抑圧) の組み合わせでは、 その他に、 二つの組 み合わせがある。 1つは、 図 1 5のような狭素子間隔で最大比合成 アルゴリズムを用いた最大利得追尾型の組合せである。 他は、 図 1 6のような広素子間隔での干渉抑圧型の組合せである。 図 1 6の方 法は、 アンテナはダイバーシティ構成とし、 アルゴリズムは干渉抑 圧型を用いるものである。 この方法によれば、 アルゴリズムの基本 特性である干渉波抑圧は維持したままで、 且つダイバーシティ構成 によって素子間の相関が小さいためにフ ージングに対する補償も できることになる。 特に、 到来波の角度的な拡がりが大きい場合に その特性は顕著になる。 到来角度に起因する位相差が異なるため、 干渉波の多数の到来素波が統計的に打ち消すようなウェイ ト (位相 及び振幅) を決定することができる。 したがって、 たとえ同一の到 来角度であっても、 希望波が同相になり且つ干渉波が逆相になる ウェイ トを生成させることができる。
しかしながら、 図 1 5のような狭素子間隔で最大比合成アルゴリ ズムを用いた最大利得追尾型の組合せ方法は、 図 1 2のァダプティ ブアレーアンテナと同じく、 高利得をもち希望波の追尾はできるも のの、 干渉波及びフヱージングには効力がない。 また、 図 1 6のよ うな広素子間隔で干渉抑圧型の組合せ方法は、 素子間隔が広く メイ ンビームによる追尾はできないため利得の向上は期待できない。 発明の開示
本発明の目的の一つは、 上記問題に鑑みなされたものであり、 ァ ダブティブアレーアンテナにおいて、 フェージング補償等のダイ バーシティ効果を有し、 同一方向からの干渉波の除去を行い、 更に メインビーム追尾による利得を高めることを目的とするものである。 ところで、 ァダプティブアレーアンテナにおいて、 フエージング 補償等のダイバーシティ効果を有し、 同一方向からの干渉波の除去 を行い、 更にメインビーム追尾による利得を高める、 等の効果を一 層高めるためには、 ァダプティブアレーアンテナ自体が、 正確に校 正されている必要がある。 そこで、 校正について、 説明する。
ァダプティブァレーアンテナにおいて、 個々の素子ァンテナ間で 発生した高周波帯での振幅比と位相差が、 信号処理されるべ一スバ ンドまで維持されていること必要となる。 一般には、 個々のケープ ル、 増幅器、 フィルタ、 ミキサ、 コンバータなどは、 それぞれ電気 特性に差が存在する (個々の部品の電気的差異を以下 「固体差」 と いう。 ) ため、 すべての素子での振幅、 位相を揃えることは困難で ある。 更に、 定常状態での差に加えて温度などによる差も含まれる ため事実上不可能である。 そこで、 図 1 7に示すように、 一定の時 間内で振幅比と位相差を一定に保っために、 各アンテナに同一の校 正信号を供給し、 あらかじめ素子間の振幅比と位相差を測定しそれ をもとに補正しておく ことが考えられている。
この校正信号は、 各チャネル毎に、 例えば、 1分間に 1回、 1 0 分間に 1回等の周期でフ レームフ ォーマツ ト内に一定時間だけ挿入 することにより実現できる。 なお、 校正信号入力端子は、 以下の説 明において、 図 1 8 ( A ) のようなスィッチ形式で記述されている ものもあるがが、 図 1 8 ( B ) に示すように、 アンテナ 'ケーブル 等に光学的 ·電磁的に結合する形式でもよい。 スィツチ形式のもの は、 その間通信が遮断されるが、 電磁的に結合する形式では、 通信 の遮断が無い利点を有する。 なお、 端子 a、 bにアレーアンテナが 接続され、 端子 Cに校正信号が印加される。
スィツチ形式の校正信号入力端子又は電磁的に結合する形式の校 正信号入力端子を含めて、 校正信号が印加される部分を校正信号結 合部という。
図 1 7は、 アンテナ素子 # 1〜# 4によりアレーアンテナが構成 されている。 各アンテナ素子で受信された信号は、 フィルタ 1 0 3 〜 1 0 6及び高周波アンプ 1 0 7〜 1 1 0を介して、 分配合成器 1 3 に印加される。 この分配合成器 1 3 において、 アンテナで受 信した信号は、 各チャネル毎に分配される。 従って、 分配合成器 1 3 4以降の信号は、 複数のチャネルに信号が伝送されるものであ るが、 図 1 7では、 そのうちのチャネルの一"^ 3について図示してい る。 分配合成器 1 3 4で分配された受信信号は、 ミキサ 1 1 1〜 1 1 4、 フィルタ 1 1 5〜1 1 8、 中間周波アンプ 1 1 9〜1 2 2、 A Z D変換器 (アナログ · ディジタル変換器) 1 2 3〜 1 2 6及び ウェイ ト 1 2 8〜 1 3 1を介して、 信号加算器 1 3 2で加算される。 ウェイ ト 1 2 8〜 1 3 1は、 ァダプティブ信号処理装置 1 3 3によ り、 振幅と位相が制御される。 その結果、 基地局信号処理回路へ受 信信号が伝送される。
校正信号発生器 1の出力は、 信号分割器 1 0 2で 4分割され、 ケーブル 1 7 5〜 1 7 8、 アンテナ素子 # 1〜# 4に設けられた校 正信号入力端子 1 6 6〜1 6 9を介して、 同時に、 校正信号が各 フィルタ 1 0 3〜 1 0 6に印加される。 これらの信号は、 先ほどの 受信信号と同じ流れで、 基地局信号処理回路へ伝送される。 このと き、 A Z D変換器 1 2 3〜1 2 6の出力信号は、 校正量算出器 1 2 7に印加される。 校正量算出器 1 2 7では、 各 A Z D変換器 1 2 3 〜 1 2 6に現れた、 振幅と位相を相互に比較し、 アンテナ素子 # 1 〜# 4から信号加算器 1 3 2までの振幅変化と位相変化を、 各受信 系統 (ここで、 受信系統とは、 アンテナの出力に接続された一連の 受信のための回路、 つまり、 フィル夕、 高周波数アンプ、 ミキサ、 フィルタ、 中間周波数アンプ、 A D変換器の系統をいう。 図 1 7で は、 4つの受信系統を有する。 ) で同一とするための校正量を算出 する。 この校正量をァダプティブ信号処理装置 1 3 3に伝送する。 ァダプティブ信号処理 1 3 3では、 この校正量を校正テーブル (図示せず) に記憶し、 ァダプティブ信号処理を行うとき、 この校 正量を引いた量で、 ウェイ ト 1 2 8〜 1 3 1の制御を行う。
しかしながら、 各アンテナ素子に供給した、 同一とみなした校正 信号にも固体差が生じる。 図 1 7では、 校正信号発生器 1 自体は同 一のものであるが、 その信号出力をアレーアンテナの素子数分に分 割し、 その校正信号をケーブル 1 7 5〜 1 7 8により校正信号結合 部まで伝送する必要がある。 このときのケーブル 1 7 5〜 1 7 8及 び校正端子に固体差 (ケーブル特性、 ケーブル長等) があり、 その 個体差に基づき、 校正信号に位相差が生じ、 その結果、 校正誤差が 生じるという問題がある。
そこで、 本発明の第二の目的は、 上記問題に鑑みなされたもので あり、 個体差に基づく、 校正信号への影響を無く し、 信頼性の高い 校正を、 更なる目的とするものである。
本発明は、 第一の目的達成の手段として、 次の手段を有する。 請求項 1 に記載された発明は、 大きな相関を呈する距離隔てられ た複数のアンテナ素子で構成されたアレーアンテナを複数有し、 前 記各アレーアンテナ間は、 相関が無視しうる距離を有し、 前記アン テナ素子の出力はベースバンドに変換され、 全ての前記アンテナ素 子が同時にァダプティブ信号処理されることを特徴とするァダプ ティブアレーアンテナである。
請求項 1記載の発明によれば、 アレーアンテナ間は、 相関が無視 しうる距離を有し、 ァンテナ素子の全出力は同時にァダプティブ信 号処理することにより、 ァダプティブアレーアンテナにおいて、 フエージング補償等のダイバーシティ効果を有し、 同一方向からの 干渉波の除去を行い、 更にメインビーム追尾による利得を高めるこ とができる。
請求項 2に記載された発明は、 大きな相関を呈する距離隔てられ た複数のアンテナ素子で構成されたアレーアンテナを複数有し、 前 記各アレーアンテナ間は、 相関が無視しうる距離を有し、 前記各ァ レーアンテナは、 独立にァダプティブ信号処理し、 前記ァダプティ ブ信号処理したアレーアンテナの各出力をさらにァダブティブ信号 処理することを特徴とするァダプティブアレーアンテナである。 請求項 2記載の発明によれば、 大きな相関を呈する距離隔てられ た複数のアンテナ素子を有するアレーアンテナ毎にァダプティブ信 号処理を行うので、 メインビーム追尾により利得を更に高めること ができ、 さらに、 独立にァダプティブ信号処理されたアレーアンテ ナの各出力をさらにァダブティブ信号処理することにより、 さらに 大きなフエージング補償が可能となる。
請求項 3に記載された発明は、 大きな相関を呈する距離隔てられ た複数のアンテナ素子で構成されたアレーアンテナを複数有し、 前 記各アレーアンテナ間は、 相関が無視しうる距離を有し、 前記各ァ レーアンテナの少なく とも一^ ^のァレーアンテナは、 ァダプティブ 信号処理し、 ァダプティブ信号処理しないアレーアンテナは、 他の アレーアンテナのァダプティブ信号処理の結果を参照し、 前記ァ レーアンテナのアンテナ素子の出力に対して位相とレベルを調整す ることを特徴とするァダプティブアレーアンテナである。
請求項 3記載の発明によれば、 ァダプティブ信号処理しないァ レーアンテナは、 他のァレーアンテナのァダプティブ信号処理の結 果を参照し、 前記アレーアンテナのァンテナ素子の出力に対して位 相とレベルを調整することにより、 全体の演算処理を減少すること ができる。
請求項 4に記載された発明は、 請求項 1ないし 3いずれか一項記 載のァダプティブアレーアンテナにおいて、 前記ァダプティブ信号 処理は、 干渉抑圧追尾型又は最大利得追尾型であることを特徴とす る。
請求項 4に記載された発明は、 ァダプティブ信号処理の内容を規 定したものである。
請求項 5に記載された発明は、 請求項 1ないし 4いずれか一項記 載のァダプティブアレーアンテナにおいて、 ァダプティブ信号処理 により重み付けされた信号を検波前又は検波後に合成することを特 徵とする。
請求項 5記載の発明によれば、 通信方式に応じ、 検波前合成又は 検波後合成の適当な方式を選択することができる。
更に、 本発明は、 第二の目的達成の手段として、 次の手段を有す る
請求項 6に記載された発明は、 複数のアンテナ素子を有するァ レーアンテナと、 マルチビームを合成するマルチビーム合成回路と、 前記マルチビーム合成回路と一つの前記アンテナ素子に取り付けら れた校正信号を入力する校正信号結合部と、 校正信号発生器と、 校 正量算出器とを有し、 前記校正信号発生器は、 校正信号出力を前記 校正信号結合部に印加し、 前記校正量算出器は、 前記各マルチビー ム合成回路の出力に接続された受信系統のベースバンド信号から、 前記受信系統毎に校正量を算出し、 前記受信系統に対して校正を行 うことを特徴とするァダプティブアレーアンテナである。
請求項 6記載の発明によれば、 マルチビーム合成回路とアンテナ 素子間に取り付けられた校正信号結合部に校正信号を印加し、 マル チビーム合成回路の出力に接続された受信系統のベースバンド信号 から、 各受信系統毎に校正量を算出し、 前記受信系統に対して校正 を行うことにより、 校正信号における個体差を無く し、 信頼性の高 い校正を行うことができる。
請求項 7に記載された発明は、 複数のアンテナ素子を有するァ レーアンテナと、 マルチビームを合成するマルチビーム合成回路と、 前記マルチビーム合成回路と複数の前記アンテナ素子に取り付けら れた校正信号を入力する校正信号結合部と、 校正信号発生器と、 校 正量算出器とを有し、 前記校正信号発生器は、 校正信号出力を複数 の前記校正信号結合部に、 順次、 印加し、 前記校正量算出器は、 前 記校正信号出力が前記校正信号結合部に印加される毎に、 前記各マ ルチビーム合成回路の出力に接続された受信系統のベースバンド信 号から、 前記受信系統毎に校正量算出を行い、 算出された複数の校 正量の平均値を受信系統の校正量として、 前記受信系統に対して校 正を行うことを特徴とするァダプティブアレーアンテナである。 請求項 7記載の発明によれば、 複数回に亘つて、 受信系統の校正 量算出を行い、 その平均値を受信系統の校正量とすることにより、 より信頼性の高い校正を行うことができる。
請求項 8に記載された発明は、 請求項 6又は 7記載のァダプティ ブアレーアンテナにおいて、 前記アレーアンテナの受信系統の外に、 基地局内マルチビーム分解演算を行う F F T処理回路を設けたこと を特徴とする。
請求項 8記載の発明によれば、 基地局内マルチビーム分解演算を 行う F F T処理回路を設けたことにより、 エレメン ト対応 (各ァン テナ素子対応) で、 校正とァダプティブ信号処理を行うことができ o
請求項 9に記載された発明は、 複数のアンテナ素子を有するァ レーアンテナにおける受信系統の校正量算出方法において、 一つの アンテナ素子に取り付けられた校正信号結合部に校正信号発生器で 発生した校正信号を印加し、 前記校正信号をマルチビーム合成回路 により、 前記複数の受信系統に送出し、 各複数の受信系統における 校正信号を検波したベースバンド信号から、 前記各受信系統の校正 量を算出することを特徴とする。
請求項 9記載の発明によれば、 校正信号における個体差を無く し、 信頼性の高い校正を行うことができる。
請求項 1 0に記載された発明は、 複数のアンテナ素子を有するァ レーアンテナにおける受信系統の校正量算出方法において、 複数の アンテナ素子に取り付けられた校正信号結合部に校正信号を、 順次 印加し、 前記校正信号を、 アレーアンテナに設けられたマルチビー ム合成回路により、 前記複数の受信系統に同時に送出し、 前記複数 の受信系統接続された校正量算出器は、 各複数の受信系統における 校正信号を検波したベースバンド信号から、 受信系統の校正量算出 を行い、 算出された複数の校正量の平均値を受信系統の校正量とす ることを特徴とする。
請求項 1 0記載の発明によれば、 複数回に亘つて、 受信系統の校 正量算出を行い、 その平均値を受信系統の校正量とすることにより、 より信頼性の高い校正を行うことができる。
請求項 1 1 に記載された発明は、 請求項 9又は 1 0記載のァダプ ティブァレ一アンテナ受信系統の校正量算出方法において、 前記ァ レーアンテナの受信系統の外に、 基地局内マルチビーム分解演算を 行う F F T処理回路を設け、 校正量算出の検証を可能としたことを 特徴とする。
請求項 1 1記載の発明によれば、 基地局内マルチビーム分解演算 を行う F F T処理回路を設けたことにより、 エレメン ト対応 (各ァ ンテナ素子対応) で、 校正とァダプティブ信号処理を行うことがで きる。 また、 校正量算出の検証を可能となる。
請求項 1 2に記載された発明は、 ァダプティブ信号処理を行うこ とによりアレーアンテナの受信系統の校正を行う校正方法において、 ァダプティブアレーアンテナのァダプティブ信号処理を行うに当た り、 ァダプティブ信号処理量として、 請求項 9又は 1 0記載の方法 によって算出された校正量を減算した上で、 ァダブティブ信号処理 を行うことを特徴とする。
請求項 1 2記載の発明によれば、 校正用のウェイ トを用いること なく、 ァダプティブ信号処理の処理内で、 校正を行うことができる。 図面の簡単な説明
本発明の他の目的、 特徴及び利点は添付の図面を参照しながら、 以下の説明を読むことにより、 一層明瞭となるであろう。
図 1は、 本発明の広素子間隔と狭素子間隔を有し、 ァダブティブ 信号処理を行うァダプティブアレーアンテナの構成例 (その 1 ) で あ "3 o
図 2は、 本発明の広素子間隔と狭素子間隔を有し、 ァダプティブ 信号処理を行うァダプティブアレーアンテナの構成例 (その 2 ) で ある。
図 3は、 本発明の広素子間隔と狭素子間隔を有し、 ァダプティブ 信号処理を行うァダプティブアレーアンテナの構成例 (その 3 ) で のる。
図 4は、 本発明の校正処理を行うァダプティブアレーアンテナの 構成例 (その 1 ) である。
図 5は、 本発明の校正処理を行うァダプティブアレーアンテナの 構成例 (その 2 ) である。
図 6は、 本発明の校正処理を行うァダプティブアレーアンテナの 構成例 (その 3 ) である。
図 7は、 本発明の校正処理を行うァダプティブアレーアンテナの 構成例 (その 4 ) である。
図 8は、 本発明の第一の目的と第二の目的を達成するァダプティ ブアレーアンテナの構成例である。
図 9は、 校正量算出の方法 (その 1 ) を説明するためのフロー図 である。
図 1 0は、 校正量算出の方法 (その 2 ) を説明するためのフロー 図である。
図 1 1は、 校正量算出の方法 (その 3 ) を説明するためのフロー 図である。
図 1 2は、 従来の狭素子間隔のァダプティブアレーアンテナ (そ の 1 ) の構成例である。
図 1 3は、 従来の広素子間隔のァダプティブアレーアンテナの構 成例である。
図 1 4は、 従来の広素子間隔の最大比合成型のァダプティブァ レーアンテナの構成例である。
図 1 5は、 従来の狭素子間隔のァダプティブアレーアンテナ (そ の 2 ) の構成例である。
図 1 6は、 従来の広素子間隔の干渉抑圧型のァダプティブアレー アンテナの構成例である。
図 1 7は、 従来の校正方法を説明するための図である。
図 1 8は、 校正信号結合部を説明するための図である。
図 1 9は、 マルチビーム合成回路 (バトラ一マトリ クス) の例を 説明するための図である。 発明を実施するための最良の形態
次に、 本発明の第一の目的に対応する実施例について図面と共に 説明する。
(第 1 の実施例)
図 1 に、 第 1 の実施例を示す。 ここでは 8素子アレーアンテナと している。 アンテナ素子 5 1〜 5 4でアレーアンテナ # 1を構成し、 アンテナ素子 5 5〜 5 8でアレーアンテナ # 2を構成する。 アレー アンテナ # 1及びアレーアンテナ # 2のアレーアンテナ素子は、 間 隔 I Z 2程度で配列されている。 アレーアンテナ間の間隔は、 相関 が十分小さくなるだけの距離 (数; ) 隔てられている。
各アンテナ素子 5 1〜 5 8は、 アンテナ出力の位相と振幅を調整 するウェイ ト 8 1〜 8 8を介して、 信号加算器 5 9で合成して、 出 力される。 ウェイ ト 8 1〜 8 8は、 ァダプティブ信号処理装置 6 0 によって、 ウェイ トが制御される。 このァダブティブ信号処理は、 干渉抑圧追尾型又は最大利得追尾型のどちらであってもよい。 ここでは、 8素子全ての出力は同時にべ一スパンドに変換され、 ァダプティブ処理を施される。 本発明の第二の目的に関係するキヤ リブレーションは各アレーアンテナ内では必要であるが、 ァレーア ンテナ間では必要ではない。 多重波環境のもとでは、 それぞれのァ レーアンテナは利得の向上及びメインビームの形成を行うことがで きる。
アレーアンテナ間でみると、 無相関な 4素子のァレーアンテナが 付加されたものとされ、 図 1 6と同等の干渉特性を得ることができ る。 すなわち、 同一方向からの干渉波に対しても干渉除去能力を持 つ。 さらに、 無相関であることにより、 フヱ一ジングに対するダイ バーシティ効果も有する。 アルゴリズムは、 ダイバーシティ、 メイ ンビーム追尾、 干渉波除去の区別を特別意識することなく同時に処 理することができる。
(第 2の実施例)
図 2に、 第 2の実施例を示す。 第 1 の実施例と同じく、 素子数は 8である。 アンテナの配置は同一であるが合成方法が異なる。
アレーアンテナ # 1 とアレーアンテナ # 2とは、 独立したァルゴ リズムで動作している。 つまり、 アレーアンテナ # 1の各アンテナ 素子 5 1〜5 4の出力は、 ウェイ ト 8 1〜8 4を介して、 信号加算 器 6 1で合成される。 そのウェイ ト 8 1〜8 4は、 ァダプティブ信 号処理装置 6 3によって制御される。 また、 アレーアンテナ # 2の 各アンテナ素子 5 5〜 5 8の出力は、 ウェイ ト 8 5〜 8 8を介して、 信号加算器 6 2で合成される。 そのウェイ ト 8 5〜 8 8は、 ァダプ ティブ信号処理装置 6 4によって制御される。 ァダプティブ信号処 理装置 6 4は、 ァダプティブ信号処理装置 6 3 と独立に動作してい る。 この段階では、 各アレーアンテナのアンテナ素子は相関が大き いために、 フエージングの補償はできないし、 同一方向からの干渉 波の除去もできない。
信号加算器 6 1及び信号加算器 6 2のベースバン ドの出力は、 ゥ エイ ト 9 0、 9 1を介して、 信号加算器 7 1で合成される。 そのゥ エイ ト 9 0、 9 1は、 ァダプティブ信号処理装置 7 0によって制御 される。 それぞれのァダブティブアレー間の入力信号の包絡線は無 相関であるから、 信号加算器 6 1及び信号加算器 6 2のベースバン ドの出力もまた無相関であるので、 フェージングの補償が可能とな る。 また、 それぞれのァダプティブアレーでは同一方向からの干渉 波は除去できなかったが、 この段階では可能となる。
(第 3の実施例)
図 3に、 第 3の実施例を示す。 第 2の実施例と構成は同じである が、 それぞれの 4素子ァダプティブアレーは独立には動作しない。 つまり、 アレーアンテナ # 1 の各ァンテナ素子 5 1〜 5 4のウェイ ト 8 1〜 8 4の制御とァレーアンテナ # 2の各ァンテナ素子 5 5〜
5 8のウェイ ト 8 5〜 8 8の制御を同じァダプティブ信号処理装置
6 9によって制御する。 どちらのァダプティブアレーを動作させる かは、 後段の 2素子アルゴリズムがその電力の大小を判定して、 適 応的に選択するものとする。 一方のウェイ トをそのまま参照するこ とにより、 演算量の削減を図っている。
上記実施例において、 極めて大きな相関を有する距離として、 ァ ンテナ間隔を; 1 2を用いているが、 厳密に; 2である必要はな く、 本発明の効果を奏する範囲で、 λノ 2近辺の距離のものでもよ い。 同じく、 アレーアンテナ間の間隔は十分相関が小さくなるだけ の距離を持っているが、 「十分相関が小さい」 相関とは、 完全に相 関のないことを意味しているのではなく、 本発明の効果を奏する範 囲で、 実質的に、 相関が小さければよい。
また、 上記実施例では、 アンテナ素子を 8つ、 アレーアンテナを 二つの場合について説明したが、 本発明はその数に限定されること なく、 実施をすることができる。
次に、 本発明の第二の目的に対応する実施例について図面と共に 説明する。 (第 4の実施例) アレーアンテナの直後に後述するマルチビーム合成回路を設定し 基地局屋内までケーブルで伝送し、 その後にベースバンドで後述す る F F Tを施し各素子出力として取り出す構成をとる。 校正信号は アレーアンテナとマルチビーム合成回路の間に設置された校正信号 結合部より入力される。
この方法の特徴は、 1つの素子アンテナに入力された信号がマル チビ一厶合成回路を介してすベてのケーブルに分配されて基地局内 まで伝送される点である。 マルチビーム合成回路の 1つに信号を入 力するとある一定の位相差を持った信号が複数の出力端子に現れる。 つまり、 1つの信号で実際の信号が通る受信系統 (ここで、 受信系 統とは、 マルチビーム合成回路の出力に接続された一連の受信のた めの回路、 つまり、 フィルタ、 高周波数アンプ、 ミキサ、 フィル夕、 中間周波数アンプ、 AD変換器の系統をいう。 以下説明する図 4で は、 4つの受信系統を有する。 ) の校正が可能となる。
図 4に、 第 4の実施例を示す。 アレーアンテナの素子数は 4 ( # 1〜# 4 ) である。 校正信号発生器 1 0 1からの信号は、 校正信 号入力端子 1 5 0を介し、 マルチビーム合成回路 1 5 2に印加され る。 マルチビーム合成回路 1 5 2は図 1 9に示すような周知の 4素 子バトラーマトリ ックスとする (ハイブリ ッ ド 1 8 1〜 1 8 4で構 成されている。 周知であるので、 その動作説明は省略する) 。 マル チビーム合成回路 1 5 2の出力は、 それぞれ、 フィルタ 1 0 3〜 1 0 6、 高周波アンプ 1 0 7〜 1 1 0、 分配合成器 1 3 4に印加され る。 ここで分配された電力は、 ミキサ 1 1 1〜 1 1 4、 フィルタ 1 1 5〜 1 1 8、 中間周波アンプ 1 1 9〜 1 2 2を介して A D変換 1 2 3〜 1 2 6される。 さらに、 ウェイ ト 1 2 8〜 1 3 1で重み付さ れた後、 F FT (Fast Fourier Transform:高速フーリエ変換、 これにより、 マルチビーム合成回路の逆の変換を行う。 つまり、 校 正信号入力端子 1 5 0の信号が、 マルチビーム合成回路 1 5 2によ り変換されて、 フィルタ 1 0 3〜 1 0 6に一定の位相を持って出力 される。 ここの F F Tは、 その逆の変換を行う。 ) が施され、 通常 のァダブティブアレーアンテナとしての信号に変換される。 図 4で は、 アンテナ素子 # 4にのみ校正信号が印加されているので、 校正 されていれば、 受信系統 # 4にのみ信号が現れる。
図 1 7と同じように、 校正量算出器 1 5 4により、 校正量の算出 が行われる。 また、 ァダプティブ信号処理装置 1 5 5では、 この校 正量を校正テーブル (図示せず) に記憶し、 ァダプティブ信号処理 を行うとき、 この校正量を引いた量で、 ウェイ ト 1 2 8〜 1 3 1の 制御を行う。
なお、 校正は、 ァダプティブ信号処理のためのウェイ トとは別に、 校正用のウェイ トを設け、 この校正用ウェイ トの位相と振幅を制御 してもよい。
第 4の実施例においては、 校正信号発生器からの信号は、 1つの アンテナ素子 # 4 とマルチビーム合成回路 1 5 2の間の校正信号入 力端子 1 5 0に接続され、 マルチビーム合成回路 1 5 2によりそれ ぞれ異なった 4つの出力端子に特定の異なった位相をもって出力さ れ各受信系統に伝送される。
したがって、 校正信号における個体差は無くなり、 ベースバンド 部では、 これらの位相関係が保持されているかどうかをモニタする ことにより、 信頼性の高い校正を行うことができる。
(第 5の実施例)
第 4の実施例において、 残りのアンテナ素子にも校正信号を印加 すると、 今度は別の位相関係をもった信号が複数の端子に現れる。 第 5の実施例においては、 このようにして、 複数のアンテナに校正 信号を印加することにより、 複数の校正値が得られる。 その結果を、 平均操作などを行うことによって信頼性の高い校正を行う。 第 4の 実施例と同じく、 各マルチビーム出力はアレーアンテナの直後で合 成されているため、 アンテナ間の位相振幅関係を全く保ったまま各 受信系統に伝送している。 つまり、 各ビームのパターンは決して乱 れることなく保存されている。 乱れているのは、 ただビーム間の振 幅比と位相差だけである。 校正が必要なのは、 このビーム間での値 だけである。
図 5に、 第 5の実施例を示す。 図 5は、 第 4の実施例とほぼ同様 であるが、 校正信号が 4系統存在する点が異なる。 つまり、 各アン テナ素子毎に、 校正信号入力端子 1 6 6〜 1 6 9を有し、 各校正信 号入力端子 1 6 6〜 1 6 9には、 校正信号発生器 1 0 1の出力がス ィツチ回路 1 6 1により、 順次スィツチされて印加される。 つまり、 校正信号発生器 1 の出力は、 校正信号入力端子 1 6 6〜 1 6 9に順 位印加される。 そのとき、 各校正信号結合部に印加された校正信号 の振る舞いは、 図 4と同じである。 校正量算出器 1 7 0では、 順次 印加される校正信号に基づき、 校正量を算出し、 1巡した後に校正 量の平均値を求めて、 この平均値を校正量とする。
第 5の実施例においては、 上記 4系統の校正信号はそれぞれ異 なった 4つの校正信号入力端子に特定の異なった位相関係をもって 印加される。 これら 4つの系統を切り替えて校正することにより、 その結果、 平均操作が可能となり信頼性が向上することになる。 こ の場合、 4系統の校正信号は同時には用いないために、 校正ケープ ルの固体差が存在しても校正精度に影響はない
(第 6の実施例)
マルチビーム出力をそのまま用いる場合は、 後段の F F Tは必要 なく簡易な構成をとることができる。
図 6に、 第 6の実施例を示す。 マルチビーム合成回路を用いた ビームスペース型のァダプティブアレーアンテナの構成方法の例で ある。 実施例 1 に比べて、 F F T回路が存在しない構成となってい
(第 7の実施例)
図 7に、 第 7の実施例を示す。 図 6 と同じく、 マルチビーム合成 回路を用いたビームスペース型のァダプティブアレーアンテナでの 構成方法の例である。 実施例 2に比べて、 F F T回路が存在しない 構成となっている。
以下に代表的な、 校正量算出方法のフローを説明する。
図 9に、 一^ ^のアンテナ素子に校正信号を印加する場合の校正量 算出方法のフローを説明する。
一つのァンテナ素子に取り付けられた校正信号結合部に校正信号 発生器で発生した校正信号を印加し (S 1 0 ) 、 校正信号をマルチ ビーム合成回路により、 同時に、 複数の受信系統に送出し (S 1 1 ) 、 各複数の受信系統において、 校正信号を検波し (S 1 2 ) 、 検波したベースバンド信号から、 受信系統の校正量を算出する (S 1 3 )
図 1 0に、 複数のアンテナ素子に校正信号を印加する場合の校正 量算出方法のフローを説明する。
複数のアンテナ素子に取り付けられた校正信号結合部に校正信号 を、 順次印加し、 全てのアレーアンテナに校正信号を印加したか否 かを判断する (S 2 0 ) 。 Nの場合は、 校正信号をマルチビーム合 成回路により、 同時に、 複数の受信系統に送出し (S 2 1 ) 、 各複 数の受信系統における校正信号を検波し、 検波したベースバンド信 号から、 受信系統の校正量を算出し (S 2 2 ) 、 全てのアレーアン テナに校正信号を印加するまで繰り返し行う。 全てのアレーアンテ ナに校正信号を印加した場合 (S 2 0の Y ) 、 算出された複数の校 正量の平均値を受信系統の校正量とする (S 2 3 ) 。
図 1 1 に、 アレーアンテナの受信系統の外に、 基地局内マルチ ビーム分解演算を行う F F T処理回路を設けた場合の校正量算出方 法のフローを説明する。
例えば、 図 9のように、 校正量をアンテナ素子毎に校正量を算出 する (S 3 0 ) 、 このとき、 校正していないアレーアンテナの受信 系統の信号を調べ、 校正量算出の検証を行う (S 3 1 ) 。
以上の通り、 本発明の実施例によれば、 アレーアンテナの利得を 確保しつつ、 ビーム追尾し、 ダイバ一シティ効果も持ち、 且つ同一 方向からの干渉波の抑圧を行うことができる。
また、 信号処理の量を減少することができ、 アレーアンテナの適 用領域を広げることができる。 .
更に、 上記実施例によれば、 1つの校正信号系統のみで、 複数の 系統の現用伝送系の校正を同時に行うことが可能であり、 また複数 系統の校正信号を併用することにより校正データの平均化が可能と なり、 より高い信頼性の校正を得ることができる。 また、 マルチ ビーム出力をそのまま用いる場合は、 後段の F F Tは必要なくなり、 簡易な構成をとることができる。
次に、 本発明の第一の目的と第二の目的を同時に達成するアレー アンテナの構成を図 8に示す。
アレーアンテナ # 1、 # 2、 マルチビーム回路 2 0 1、 2 0 2、 受信系統 2 0 3の # 1〜# 4、 受信系統 2 0 4の # 1〜# 4、 校正 信号発生器 2 0 5 . 2 0 6校正量算出器 2 0 7、 2 0 8、 ァダプ ティブ信号処理装置 2 0 9、 校正信号結合部 2 1 0、 2 1 1、 ゥェ イ ト 2 1 2、 信号加算器 2 1 3から構成される。 図 8に限られず、 図 1〜図 3 と図 4〜図 7の構成の組み合わせが用いられる。
アレーアンテナ # 1、 # 2は、 大きな相関を呈する距離隔てられ た複数のアンテナ素子で構成されたアレーアンテナであり、 アレー アンテナ # 1、 # 2間は、 相関が無視しうる距離を有している。 動作は、 図 1〜図 3と図 4〜図 7の動作を組み合わせて考えるこ とができるので、 省略する。
なお、 ァダプティブ信号処理装置 2 0 9は、 ァダプティブ信号処 理量として、 校正量算出器 2 0 7、 2 0 8が算出した校正量を減算 した上で、 ァダブティブ信号処理を行うようにしてもよい。
本発明は、 具体的に開示された実施例に限定されるものではなく、 特許請求した本発明の範囲から逸脱することなく、 種々の変形例や 実施例が考えられる。

Claims

請求の範囲
1 . 大きな相関を呈する距離隔てられた複数のアンテナ素子で構 成されたアレーアンテナを複数有し、
前記各アレーアンテナ間は、 相関が無視しうる距離を有し、 前記アンテナ素子の出力はベースバンドに変換され、 全ての前記 アンテナ素子が同時にァダプティブ信号処理されることを特徴とす るァダプティブァレーアンテナ。
2 . 大きな相関を呈する距離隔てられた複数のアンテナ素子で構 成されたアレーアンテナを複数有し、
前記各アレーアンテナ間は、 相関が無視しうる距離を有し、 前記各アレーアンテナは、 独立にァダプティブ信号処理し、 前記ァダブティブ信号処理したアレーアンテナの各出力をさらに ァダプティブ信号処理することを特徴とするァダプティプアレーア ンテナ。
3 . 大きな相関を呈する距離隔てられた複数のアンテナ素子で構 成されたアレーアンテナを複数有し、
前記各アレーアンテナ間は、 相関が無視しうる距離を有し、 前記各ァレーアンテナの少なく とも一^ ^のァレーアンテナは、 ァ ダブティブ信号処理し、
ァダプティブ信号処理しないアレーアンテナは、 他のアレーアン テナのァダプティブ信号処理の結果を参照し、 前記アレーアンテナ のアンテナ素子の出力に対して位相とレベルを調整することを特徴 とするァダプティブアレーアンテナ。
4 . 前記ァダプティブ信号処理は、 干渉抑圧追尾型又は最大利得 追尾型であることを特徴とする請求項 1ないし 3いずれか一項記載 のァダプティブアレーアンテナ。
5 . ァダプティブ信号処理により重み付けされた信号を検波前又 は検波後に合成することを特徴とする請求項 1ない 4いずれか一項 記載のァダプティブアレーアンテナ。
6 . 複数のアンテナ素子を有するアレーアンテナと、 マルチビー ムを合成するマルチビーム合成回路と、 前記マルチビーム合成回路 と一つの前記アンテナ素子に取り付けられた校正信号を入力する校 正信号結合部と、 校正信号発生器と、 校正量算出器とを有し、 前記校正信号発生器は、 校正信号出力を前記校正信号結合部に印 加し、
前記校正量算出器は、 前記各マルチビーム合成回路の出力に接続 された受信系統のベースバンド信号から、 前記受信系統毎に校正量 を算出し、 前記受信系統に対して校正を行うことを特徴とするァダ プティブァレーアンテナ。
7 . 複数のアンテナ素子を有するアレーアンテナと、 マルチビ一 ムを合成するマルチビーム合成回路と、 前記マルチビーム合成回路 と複数の前記アンテナ素子に取り付けられた校正信号を入力する校 正信号結合部と、 校正信号発生器と、 校正量算出器とを有し、 前記校正信号発生器は、 校正信号出力を複数の前記校正信号結合 部に、 順次、 印加し、
前記校正量算出器は、 前記校正信号出力が前記校正信号結合部に 印加される毎に、 前記各マルチビーム合成回路の出力に接続された 受信系統のベースバンド信号から、 前記受信系統毎に校正量算出を 行い、 算出された複数の校正量の平均値を受信系統の校正量として、 前記受信系統に対して校正を行うことを特徴とするァダプティブァ レーアンテナ。
8 . 請求項 6又は 7記載のァダプティブアレーアンテナにおいて、 前記アレーアンテナの受信系統の外に、 基地局内マルチビーム分 解演算を行う F F T処理回路を設けたことを特徴とするァダプティ ブァレーアンテナ。
9 . 複数のアンテナ素子を有するアレーアンテナにおける受信系 統の校正量算出方法において、 一つのアンテナ素子に取り付けられた校正信号結合部に校正信号 発生器で発生した校正信号を印加し、
前記校正信号をマルチビーム合成回路により、 前記複数の受信系 銃に送出し、 各複数の受信系統における校正信号を検波したベー スバンド信号から、 前記各受信系統の校正量を算出することを特徴 とするァダプティブアレーアンテナの受信系統の校正量算出方法。
1 0 . 複数のアンテナ素子を有するアレーアンテナにおける受信 系統の校正量算出方法において、
複数のアンテナ素子に取り付けられた校正信号結合部に校正信号 を、 順次印加し、
前記校正信号を、 アレーアンテナに設けられたマルチビーム合成 回路により、 前記複数の受信系統に同時に送出し、
前記複数の受信系統接続された校正量算出器は、 各複数の受信系 銃における校正信号を検波したベースバンド信号から、 受信系統の 校正量算出を行い、 算出された複数の校正量の平均値を受信系統の 校正量とすることを特徴とするァダプティブアレーアンテナの受信 系統の校正量算出方法。
1 1 . 請求項 9又は 1 0記載のァダプティブアレーアンテナ受信 系統の校正量算出方法において、
前記アレーアンテナの受信系統の外に、 基地局内マルチビーム分 解演算を行う F F T処理回路を設け、 校正量算出の検証を可能とし たことを特徴とする請求項 1記載のァダプティブアレーアンテナ受 信系統の校正量算出方法。
1 2 . ァダプティブ信号処理を行うことによりアレーアンテナの 受信系統の校正を行う校正方法において、
ァダプティブアレーアンテナのァダプティブ信号処理を行うに当 たり、 ァダプティブ信号処理量として、 請求項 9又は 1 0記載の方 法によって算出された校正量を減算した上で、 ァダプティブ信号処 理を行うことを特徴とするアレーアンテナの受信系統の校正を行う 校正方法 <
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