JP2635503B2 - アレーアンテナの制御方法及び制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、アレーアンテナの制御
方法及び制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図６に、特開昭６３−１６７２８７号公
報に開示された従来例のフェーズドアレーレーダ装置を
示す。

【０００３】図６において、アレーアンテナ１は、複数
Ｍ個のアンテナ素子１００−１乃至１００−Ｍが例えば
１直線上に並置されてなり、各アンテナ素子１００−１
乃至１００−Ｍに接続された各送受信モジュールＲＭ−
１乃至ＲＭ−Ｍはそれぞれ、送受共用器として用いられ
るサーキュレータ２と、周波数変換器と復調器とを備え
る受信機３と、アナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／
Ｄ変換器という。）４と、送信信号を設定された移相量
だけ移相させる移相器５と、高周波の送信信号を増幅し
て送信する送信用高周波高出力増幅器（以下、高出力増
幅器という。）６とを備える。

【０００４】送信パルス分割分配回路１０１は発振回路
（図示せず。）発振回路から所定の変調方式により変調
されて送出される送信パルスをＭ個のサブパルスに分割
して各送受信モジュールＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｍの移相器
５に出力する。一方、目標方位と距離情報が送信ビーム
制御回路１０２に入力され、当該回路１０２はこれらの
情報に基づいて各送受信モジュールＲＭ−１乃至ＲＭ−
Ｍの移相器５の移相量を演算して出力する。この状態で
送信パルスを目標物体に放射すると、放射された送信パ
ルスが目標物体にあたると反射される。このときの反射
信号は、アレーアンテナ１によって受信された後サーキ
ュレータ２を介して受信機３に入力され、受信機３によ
って中間周波信号に復調され、さらにＡ／Ｄ変換器４に
よって受信デジタル信号に変換される。

【０００５】分配回路４００は上記各送受信モジュール
ＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｍから出力される受信デジタル信号
を１つの組として複数Ｎ個の信号に分配して、各分配し
た受信デジタル信号を第１乃至第Ｎビーム形成回路５０
０−１乃至５００−Ｎに出力する。これらビーム形成回
路５００−１乃至５００−Ｎは上記受信デジタル信号Ｒ
₁乃至Ｒ_Mを用いてそれらの振幅及び位相をそれぞれ所定
の方法により制御することによって、それぞれ所望の方
向への受信ビームを各々に形成して、Ｎ個の受信ビーム
信号Ｂ₁乃至Ｂ_Nとして出力する。ここで、ビーム形成回
路５００−１乃至５００−Ｎにおいては、目標物体以外
の方向から到来した不要波の影響を除去する処理を行
い、目標物体からの反射波のみを拾い出して目標物体の
方向と距離などを検出する。

【０００６】当該従来例における不要波の除去の方法と
して、図７に示すように、全アンテナ素子を用いて形成
した主ビームと１対のアンテナ素子によって構成された
補助ビームを逆相にして重畳し、希望波の到来方向に主
ビームを向けかつ不要波の到来方向に放射パターンの零
点を形成する方法が用いられている。

【０００７】送信信号は移相器５によって位相制御され
る一方、受信信号については各アンテナ素子で受信した
信号をデジタル化してビーム形成するのは、以下の理由
による。すなわち、送信信号は遠方にある目標物体まで
の電波を放射する必要があるために、高出力増幅器６に
よって送信信号を増幅する必要がある。

【０００８】図８に従来例の高出力電力増幅器の入出力
特性を示す。図８から明らかなように、高出力増幅器６
を効率良く使用するためには、その増幅率が一定である
飽和領域を用いる必要がある。すなわち、高出力増幅器
６の増幅率は一定の値で使用されるために、位相のみが
制御可能となる。従って、送信においては送信信号をデ
ジタル化する必要が無く、送信信号は移相器５によって
位相制御される。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来例のフェー
ズドアレーレーダ装置の制御装置は、主としてレーダへ
の応用を目的としているため、受信信号と送信信号の周
波数の違いは考慮されていなかった。しかしながら、衛
星通信などでは、通常、受信信号と送信信号の各周波数
は１０％程度異なっており、上述の従来例の方法をその
まま適用すると、受信信号に基づいて送信信号の位相を
適応制御することができず、例えば、（ａ）所望の方向
に主ビームを向けることができない、（ｂ）干渉波など
の不要波の影響を大きく受けるという問題点があった。

【００１０】また、従来例に示すように、不要波の除去
は受信信号に対してのみ行われていた。上述のレーザ装
置などでは、目標物体に強い電波を放射すればよく、送
信信号を所定の方向のみに放射するだけでよかった。し
かしながら、衛星通信では送信信号を歪無く受信する必
要があり、Ｓ／Ｎの良好な回線を構成する必要があると
ともに、受信時において不要波の到来方向に放射パター
ンの零点を形成したならば、送信時にも同一の放射パタ
ーンで送信信号を放射する必要がある。

【００１１】本発明の目的は以上の問題点を解決し、受
信信号と送信信号の各周波数が異なっていても、送信信
号の放射パターンを適応制御することができるアレーア
ンテナの制御方法及び制御装置を提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載のアレーアンテナの制御方法は、所定の配置形状で近
接して並置された所定の複数Ｍ個のアンテナ素子からな
るアレーアンテナを制御するための制御方法であって、
上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信さ
れた複数Ｍ個の受信信号と、希望波を所定の放射角度の
範囲で受信できるように予め決められた形成すべき所定
の複数Ｎ個のビームの各主ビームの方向と、受信信号の
受信周波数とに基づいて、上記複数Ｎ個のビーム電界値
を演算する第１のステップと、上記演算された上記複数
Ｎ個のビーム電界値を所定のしきい値と比較することに
よって、当該しきい値以上のビーム電界値のみを選択し
て出力する第２のステップと、上記選択されて出力され
るビーム電界値に基づいて上記アレーアンテナの主ビー
ムを希望波の到来方向に向けかつ不要波の到来方向の受
信信号のレベルを零にするような上記複数Ｎ個のビーム
にそれぞれ対応する、受信信号に対する複数Ｎ個のウエ
イトを演算する第３のステップと、上記演算された受信
信号に対する複数Ｎ個のウエイトの位相を、周波数に関
する項と、上記各主ビームの方向に関する項と、上記複
数Ｍ個のアンテナ素子の配置形状に関する項とに分離
し、上記位相において分離した周波数に関する項を送信
信号の送信周波数に対応するように変換した後、上記位
相において分離した各主ビームの方向に関する項と、上
記位相において分離した上記複数Ｍ個のアンテナ素子の
配置形状に関する項との間の内積を計算し、上記計算さ
れた内積と、上記変換された周波数に関する項との積と
に基づいて、変換後の複数Ｎ個のウエイトの和を演算す
ることにより、上記アレーアンテナの主ビームを希望波
の到来方向に向けかつ不要波の到来方向の送信信号のレ
ベルを零にするような上記各アンテナ素子に対応する、
送信信号に対する複数Ｍ個の移相量と複数Ｍ個の振幅量
のうちの少なくとも一方を演算して設定することによっ
て、上記アレーアンテナの送信信号の放射パターンを制
御する第４のステップとを含むことを特徴とする。

【００１３】また、本発明に係る請求項２記載のアレー
アンテナの制御装置は、所定の配置形状で近接して並置
された所定の複数Ｍ個のアンテナ素子からなるアレーア
ンテナを制御するための制御装置であって、上記アレー
アンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信された複数Ｍ
個の受信信号と、希望波を所定の放射角度の範囲で受信
できるように予め決められた形成すべき所定の複数Ｎ個
のビームの各主ビームの方向と、受信信号の受信周波数
とに基づいて、上記複数Ｎ個のビーム電界値を演算する
マルチビーム形成手段と、上記マルチビーム形成手段に
よって演算された上記複数Ｎ個のビーム電界値を所定の
しきい値と比較することによって、当該しきい値以上の
ビーム電界値のみを選択して出力するビーム選択手段
と、上記ビーム選択手段から出力されるビーム電界値に
基づいて上記アレーアンテナの主ビームを希望波の到来
方向に向けかつ不要波の到来方向の受信信号のレベルを
零にするような上記複数Ｎ個のビームにそれぞれ対応す
る、受信信号に対する複数Ｎ個のウエイトを演算する適
応制御手段と、上記適応制御手段によって演算された受
信信号に対する複数Ｎ個のウエイトの位相を、周波数に
関する項と、上記各主ビームの方向に関する項と、上記
複数Ｍ個のアンテナ素子の配置形状に関する項とに分離
し、上記位相において分離した周波数に関する項を送信
信号の送信周波数に対応するように変換した後、上記位
相において分離した各主ビームの方向に関する項と、上
記位相において分離した上記複数Ｍ個のアンテナ素子の
配置形状に関する項との間の内積を計算し、上記計算さ
れた内積と、上記変換された周波数に関する項との積と
に基づいて、変換後の複数Ｎ個のウエイトの和を演算す
ることにより、上記アレーアンテナの主ビームを希望波
の到来方向に向けかつ不要波の到来方向の送信信号のレ
ベルを零にするような上記各アンテナ素子に対応する、
送信信号に対する複数Ｍ個の移相量と複数Ｍ個の振幅量
のうちの少なくとも一方を演算して設定することによっ
て、上記アレーアンテナの送信信号の放射パターンを制
御する演算手段とを備えたことを特徴とする。

【００１４】さらに、請求項３記載のアレーアンテナの
制御装置は、請求項２記載のアレーアンテナの制御装置
において、さらに、上記演算手段によって演算された複
数Ｍ個の移相量だけそれぞれ、上記各アンテナ素子に対
応して送信信号を移相して上記アレーアンテナに出力す
る移相手段と、上記演算手段によって演算された複数Ｍ
個の振幅量だけそれぞれ、上記各アンテナ素子に対応し
て送信信号の振幅量を変更して上記アレーアンテナに出
力する振幅変更手段とのうちの少なくとも一方を備えた
ことを特徴とする請求項２記載のアレーアンテナの制御
装置。

【００１５】またさらに、請求項４記載のアレーアンテ
ナの制御装置は、請求項３記載のアレーアンテナの制御
装置において、さらに、上記ビーム選択手段から出力さ
れるビーム電界値を示す各信号を、上記適応制御手段に
よって演算された受信信号に対する複数Ｎ個のウエイト
に比例する利得で増幅する増幅手段と、上記増幅手段に
よって増幅された各信号を同相で合成する合成手段とを
備えたことを特徴とする。

【００１６】

【作用】請求項１記載のアレーアンテナの制御方法にお
いては、上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞ
れ受信された複数Ｍ個の受信信号と、希望波を所定の放
射角度の範囲で受信できるように予め決められた形成す
べき所定の複数Ｎ個のビームの各主ビームの方向と、受
信信号の受信周波数とに基づいて、上記複数Ｎ個のビー
ム電界値を演算する。次いで、上記演算された上記複数
Ｎ個のビーム電界値を所定のしきい値と比較することに
よって、当該しきい値以上のビーム電界値のみを選択し
て出力する。さらに、上記選択されて出力されるビーム
電界値に基づいて上記アレーアンテナの主ビームを希望
波の到来方向に向けかつ不要波の到来方向の受信信号の
レベルを零にするような上記複数Ｎ個のビームにそれぞ
れ対応する、受信信号に対する複数Ｎ個のウエイトを演
算する。またさらに、上記演算された受信信号に対する
複数Ｎ個のウエイトの位相を、周波数に関する項と、上
記各主ビームの方向に関する項と、上記複数Ｍ個のアン
テナ素子の配置形状に関する項とに分離し、上記位相に
おいて分離した周波数に関する項を送信信号の送信周波
数に対応するように変換した後、上記位相において分離
した各主ビームの方向に関する項と、上記位相において
分離した上記複数Ｍ個のアンテナ素子の配置形状に関す
る項との間の内積を計算し、上記計算された内積と、上
記変換された周波数に関する項との積とに基づいて、変
換後の複数Ｎ個のウエイトの和を演算することにより、
上記アレーアンテナの主ビームを希望波の到来方向に向
けかつ不要波の到来方向の送信信号のレベルを零にする
ような上記各アンテナ素子に対応する、送信信号に対す
る複数Ｍ個の移相量と複数Ｍ個の振幅量のうちの少なく
とも一方を演算して設定することによって、上記アレー
アンテナの送信信号の放射パターンを制御する。従っ
て、上記アレーアンテナから放射される送信信号の放射
パターンは、上記アレーアンテナの主ビームを希望波の
到来方向に向けかつ不要波の到来方向の送信信号のレベ
ルを零にするような放射パターンであり、希望波を所定
の相手方の無線局に対して、不要波の影響を抑圧して送
信信号を放射することができる。

【００１７】また、請求項２記載のアレーアンテナの制
御装置においては、上記マルチビーム形成手段は、上記
アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信された
複数Ｍ個の受信信号と、希望波を所定の放射角度の範囲
で受信できるように予め決められた形成すべき所定の複
数Ｎ個のビームの各主ビームの方向と、受信信号の受信
周波数とに基づいて、上記複数Ｎ個のビーム電界値を演
算する。次いで、上記ビーム選択手段は、上記マルチビ
ーム形成手段によって演算された上記複数Ｎ個のビーム
電界値を所定のしきい値と比較することによって、当該
しきい値以上のビーム電界値のみを選択して出力する。
さらに、上記適応制御手段は、上記ビーム選択手段から
出力されるビーム電界値に基づいて上記アレーアンテナ
の主ビームを希望波の到来方向に向けかつ不要波の到来
方向の受信信号のレベルを零にするような上記複数Ｎ個
のビームにそれぞれ対応する、受信信号に対する複数Ｎ
個のウエイトを演算する。またさらに、上記演算手段
は、上記適応制御手段によって演算された受信信号に対
する複数Ｎ個のウエイトの位相を、周波数に関する項
と、上記各主ビームの方向に関する項と、上記複数Ｍ個
のアンテナ素子の配置形状に関する項とに分離し、上記
位相において分離した周波数に関する項を送信信号の送
信周波数に対応するように変換した後、上記位相におい
て分離した各主ビームの方向に関する項と、上記位相に
おいて分離した上記複数Ｍ個のアンテナ素子の配置形状
に関する項との間の内積を計算し、上記計算された内積
と、上記変換された周波数に関する項との積とに基づい
て、変換後の複数Ｎ個のウエイトの和を演算することに
より、上記アレーアンテナの主ビームを希望波の到来方
向に向けかつ不要波の到来方向の送信信号のレベルを零
にするような上記各アンテナ素子に対応する、送信信号
に対する複数Ｍ個の移相量と複数Ｍ個の振幅量のうちの
少なくとも一方を演算して設定することによって、上記
アレーアンテナの送信信号の放射パターンを制御する。
従って、上記アレーアンテナから放射される送信信号の
放射パターンは、上記アレーアンテナの主ビームを希望
波の到来方向に向けかつ不要波の到来方向の送信信号の
レベルを零にするような放射パターンであり、希望波を
所定の相手方の無線局に対して、不要波の影響を抑圧し
て送信信号を放射することができる。

【００１８】さらに、請求項３記載のアレーアンテナの
制御装置においては、上記移相手段は、上記演算手段に
よって演算された複数Ｍ個の移相量だけそれぞれ、上記
各アンテナ素子に対応して送信信号を移相して上記アレ
ーアンテナに出力する一方、上記振幅変更手段は、上記
演算手段によって演算された複数Ｍ個の振幅量だけそれ
ぞれ、上記各アンテナ素子に対応して送信信号の振幅量
を変更して上記アレーアンテナに出力する。これによっ
て、上記アレーアンテナの送信信号の上述の放射パター
ンを形成することができる。

【００１９】またさらに、請求項４記載のアレーアンテ
ナの制御装置においては、上記増幅手段は、上記ビーム
選択手段から出力されるビーム電界値を示す各信号を、
上記適応制御手段によって演算された受信信号に対する
複数Ｎ個のウエイトに比例する利得で増幅し、次いで、
上記合成手段は、上記増幅手段によって増幅された各信
号を同相で合成する。従って、上記アレーアンテナによ
って受信された受信信号の放射パターンは、上記アレー
アンテナの主ビームを希望波の到来方向に向けかつ不要
波の到来方向の受信信号のレベルを零にするような放射
パターンであり、所定の相手方の無線局からの希望波
を、不要波の影響を抑圧して受信することができる。

【００２０】

【実施例】以下、図面を参照して本発明に係る実施例に
ついて説明する。

【００２１】＜第１の実施例＞図１は、本発明に係る第
１の実施例であるアレーアンテナの制御装置のブロック
図であり、図１において、図６のものと同一のものにつ
いては同一の符号を付している。本実施例の制御装置
は、所定の配置形状で近接して並置された所定の複数Ｍ
個のアンテナ素子１００−１乃至１００−Ｍ（以下、代
表して符号１００を付す。）からなるアレーアンテナ１
を制御するための制御装置であって、図１に示すよう
に、（ａ）各送受信モジュールＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｍ
（以下、代表して符号ＲＭ−ｍを付す。）のＡ／Ｄ変換
器４から出力される受信デジタル信号Ｒ₁乃至Ｒ_M（以
下、代表して符号Ｒ_mを付す。）と、希望波を所定の放
射角度の範囲で受信できるように予め決められた形成す
べき所定の複数Ｎ個のビームの各主ビームの方向を表す
方向ベクトルｄ_nと、受信信号の受信周波数ｆｒとに基
づいて複数Ｎ個のビーム電界値Ｅ_n（ｎ＝１，２，…，
Ｎ）を演算して出力するマルチビーム形成回路１０と、
（ｂ）マルチビーム形成回路１０から出力される複数Ｎ
個のビーム電界値Ｅ_nを、アレーアンテナ１のサイドロ
ーブのレベルと適応制御プロセッサの処置速度などから
予め決定されるしきい値と比較して、当該しきい値以上
のビーム電界値ＳＥ_n（ｎ＝１，２，…，Ｎ；ただし、
しきい値未満のビーム電界値についてはデータとして出
力されない。）のみを選択して出力するビーム選択回路
１１と、（ｃ）ビーム選択回路１１から出力されるビー
ム電界値ＳＥ_n（ｎ＝１，２，…，Ｎ）をそれぞれ同相
で分配して一方のビーム電界値ＳＥＡ_n（ｎ＝１，２，
…，Ｎ）と他方のビーム電界値ＳＥＢ_n（ｎ＝１，２，
…，Ｎ）を出力する同相分配回路１２と、（ｄ）例えば
従来のコンスタント・モジュラス・アルゴリズム（以
下、ＣＭアルゴリズムという。）を用いて、同相分配回
路１２から出力される一方のビーム電界値ＳＥＡ_n（ｎ
＝１，２，…，Ｎ）に基づいて、アレーアンテナ１の主
ビームを希望波の所望の到来方向に向けかつ干渉波など
の不要波の到来方向の受信信号のレベルを零にするよう
な各ビームに対応する受信信号に対する複数Ｎ個のウエ
イトｗ_n（ｎ＝１，２，…，Ｎ）を演算して位相演算プ
ロセッサ１４と可変利得増幅器２０−１乃至２０−Ｎ
（以下、代表して符号２０−ｎを付す。）とに出力する
適応制御プロセッサ１３と、（ｅ）適応制御プロセッサ
１３から出力される複数Ｎ個のウエイトｗ_n（ｎ＝１，
２，…，Ｎ）と、送信信号の送信周波数ｆｔとに基づい
て、アレーアンテナ１の主ビームを希望波の所望の到来
方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向の送信レ
ベルを零にするような各アンテナ素子１００に対応する
送信信号に対する移相量ＤＰ₁乃至ＤＰ_M（以下、代表し
て符号ＤＰ_mを付す。）を演算して各送受信モジュール
ＲＭ−ｍの移相器５に出力する位相演算プロセッサ１４
とを備えたことを特徴としている。

【００２２】アレーアンテナ１の各アンテナ素子１００
に接続された受信モジュールＲＭ−ｍはそれぞれ、従来
例と同様に、送受共用器として用いられるサーキュレー
タ２と、周波数変換器と復調器とを備える受信機３と、
Ａ／Ｄ変換器４と、送信信号を設定された移相量だけ移
相させる移相器５と、高周波の送信信号を増幅して送信
する高出力増幅器６とを備える。

【００２３】送信ベースバンド信号は同相分配器３０に
入力され、同相分配器３０は入力された送信ベースバン
ド信号を複数Ｍ個の送信信号Ｆ₁乃至Ｆ_M（以下、代表し
て符号Ｆｍを付す。）に同相で分配してそれぞれ各送受
信モジュールＲＭ−ｍの移相器５に出力する。移相器５
は、詳細後述する位相演算プロセッサ１４によって演算
された移相量ＤＰ_mだけ移相した後、高出力増幅器６と
サーキュレータ２とを介してアレーアンテナ１内のアン
テナ素子１００に出力して当該送信信号を放射する。

【００２４】アレーアンテナ１内の各アンテナ素子１０
０で受信された受信信号は、各送受信モジュールＲＭ−
ｍのサーキュレータ２を介して受信機３に入力される。
受信機３は入力された受信信号を所定の中間周波数を有
する中間信号に周波数変換しかつ所定の復調処理を行っ
た後、復調後の受信信号をＡ／Ｄ変換器４を介して受信
デジタル信号Ｒ_mとしてマルチビーム形成回路１０に出
力する。

【００２５】マルチビーム形成回路１０には各送受信モ
ジュールＲＭ−ｍのＡ／Ｄ変換器４からの受信デジタル
信号が入力され、以下のようにして、複数Ｎ個のビーム
からなるマルチビームの各ビーム電界値Ｅ_nを演算して
ビーム選択回路１１に出力する。希望波の到来方向に対
応し、形成すべきマルチビームの各ビームの複数Ｎ個の
方向が予め決められ、これらの方向は所定の原点から見
たときの方向ベクトルｄ₁，ｄ₂，…，ｄ_N（以下、代表
して符号ｄ_nを付す。）で表される。ここで、Ｎは、ア
レーアンテナ１を用いて希望波を受信することができる
ように設定される方向ベクトルｄ_nの数であって、好ま
しくは４以上（Ｎ＝４の場合を図３に示す。）であって
かつアンテナ素子１００の数Ｍ以下の数である。アレー
アンテナ１のアンテナ素子１００が例えば図２に示すよ
うにＸ−Ｙ平面上で互いに半波長だけ離れかつ４×４の
マトリックス形状で並置されているとき、放射方向の中
心はＺ軸であって、本実施例において、放射角度とは、
Ｘ−Ｚ平面においてＺ軸からの角度をいう。また、アレ
ーアンテナ１の各アンテナ素子１００の位置ベクトルｒ
₁，ｒ₂，…，ｒ_M（以下、代表して符号ｒ_mを付す。）が
上記所定の原点から見たときの方向ベクトルとして予め
決められる。そして、マルチビーム形成回路１０は次の
数１を用いて、それぞれ合成電界で表された上記各方向
ベクトルｄ_nに対応する複数Ｎ個のビーム電界値Ｅ_nを演
算してビーム選択回路１１に出力する。

【００２６】

【数１】

【数２】ａ_nm＝−（２π・ｆｒ／ｃ）・（ｄ_n・ｒ_m） ここで、ｃは光速であり、（ｄ_n・ｒ_m）は方向ベクトル
ｄ_nと位置ベクトルｒ_ｍとの内積である。従って、位相
ａ_ｎｍはスカラー量である。

【００２７】次いで、ビーム選択回路１１は、マルチビ
ーム形成回路１０から出力される複数Ｎ個のビーム電界
値Ｅ_nを、アレーアンテナ１のサイドローブのレベルと
適応制御プロセッサの処置速度などから決定されるしき
い値と比較して、当該しきい値以上のビーム電界値ＳＥ
_n（ｎ＝１，２，…，Ｎ；ただし、しきい値未満のビー
ム電界値についてはデータとして出力されない。）のみ
を同相分配回路１２に出力する。なお、ビーム選択回路
１１は、受信信号のレベルが極めて低くＳ／Ｎの劣悪な
受信信号を除去するために設けられる。

【００２８】さらに、同相分配回路１２は、ビーム選択
回路１１から出力されるビーム電界値ＳＥ_n（ｎ＝１，
２，…，Ｎ）をそれぞれ同相で分配して、一方のビーム
電界値ＳＥＡ_n（ｎ＝１，２，…，Ｎ）を適応制御プロ
セッサ１３に出力するとともに、他方のビーム電界値Ｓ
ＥＢ_n（ｎ＝１，２，…，Ｎ）をそれぞれ、適応制御プ
ロセッサ１３によって演算される受信信号のウエイトｗ
_nに対応した利得で入力される受信信号を増幅する可変
増幅増幅器２０−１乃至２０−Ｎ（以下、代表して符号
２０を付す。）を介して同相合成器２１に出力する。次
いで、同相合成器２１は入力される複数Ｎ個の受信信号
を同相で合成して、合成した受信信号を受信ベースバン
ド信号として出力する。

【００２９】次いで、適応制御プロセッサ１３は、例え
ば従来のＣＭアルゴリズム（例えば、詳しくは、大鐘武
雄ほか「陸上移動通信におけるＣＭＡアダプティブアレ
ーの選択性フェージング補償特性」電子情報通信学会論
文誌，Ｖｏｌ．Ｊ７３−Ｂ−II，Ｎｏ．１０，ｐｐ４８
９−４９７参照。）を用いて、同相分配回路１２から出
力される一方のビーム電界値ＳＥＡ_n（ｎ＝１，２，
…，Ｎ）に基づいてアレーアンテナ１の主ビームを希望
波の所望の方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方
向の受信レベルを零にするような各ビームに対応する受
信信号に対する複数Ｎ個のウエイトｗ_n（ｎ＝１，２，
…，Ｎ）を以下のようにして演算する。すなわち、この
ＣＭアルゴリズムは、以下に述べるように、包絡線が既
知である希望波の信号波を用いた通信方式において、干
渉波などの不要波の影響によって変化した包絡線の波形
を所望の形に変換することによって不要波の到来方向の
当該アレーアンテナ１の放射パターンにおける受信レベ
ルを零にするものである。

【００３０】いま、ｎ番目のビームの時刻ｔにおける受
信信号をＸ_n ^t（ｎ＝１，２，…，Ｎ）とすると、受信信
号Ｘ_n ^tに印加すべき複素ウエイトｗ_n ^tとする。ここで、
アレーアンテナ１を用いて合成した合成電界Ｙは、次の
数３で表すことができる。

【数３】

【００３１】ここで、簡単のために信号波の所望の包絡
線の形状を予め決められた一定値Ｐ₀であるとすると、
合成電界の信号の包絡線を一定値Ｐ₀とするための複素
ウエイトｗ_n ^tを求めることは、公知の通り、次の数４と
数５とに示す評価関数Ｆを最小にする複素ウエイトｗ_n ^t
を求めることと等価である。

【数４】Ｆ＝（｜Ｙ｜²−Ｐ₀）² ここで、数４に数３で表された合成電界Ｙを代入する
と、次の数５を得る。

【数５】

【００３２】従って、複素ウエイトｗ_n ^tを次の数６に従
って、次の時刻の複素ウエイトｗ_n ^(t+1)に更新して次の
時刻の受信信号Ｘ_n ^(t+1)を演算することによって、信号
波の包絡線を所望の形にして不要波の到来方向の放射パ
ターンにおける受信レベルを零にすることができる。

【数６】 ｗ_n ^(t+1)＝ｗ_n ^t−μＸ_n＊・（｜Ｙ｜²−Ｐ₀）・Ｙ ここで、μはシステムによって決定される定数であり、
Ｘ_n＊は複素数で表された受信信号Ｘ_nの共役複素数であ
る。

【００３３】なお、ＣＭアルゴリズムを用いた場合、公
知の通り、マルチビームのビーム数から１を引いた数の
零点を放射パターンにおいて形成することができる。

【００３４】以上述べたように、適応制御プロセッサ１
３は、ＣＭアルゴリズムを用いて、同相分配回路１２か
ら出力されるビーム電界値ＳＥＡ_n（ｎ＝１，２，…，
Ｎ）に基づいてアレーアンテナ１の主ビームを希望波の
所望の方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向の
受信レベルを零にするような各ビームに対応する受信信
号に対する複数Ｎ個のウエイトｗ_n（ｎ＝１，２，…，
Ｎ）を演算して、位相演算プロセッサ１４と各可変利得
増幅器２０とに出力する。

【００３５】さらに、位相演算プロセッサ１４は、適応
制御プロセッサ１３から出力される複数Ｎ個のウエイト
ｗ_n（ｎ＝１，２，…，Ｎ）に基づいてアレーアンテナ
１の主ビームを希望波の所望の方向に向けかつ干渉波な
どの不要波の到来方向の送信レベルを零にするような各
アンテナ素子１００に対応する送信信号に対する移相量
ＤＰ_mを以下のようにして演算して各送受信モジュール
ＲＭ−ｍの移相器５に出力する。すなわち、次の数７を
用いて、受信信号に対するウエイトに対して、マルチビ
ームを形成するための各方向ベクトルｄ_nに対応するウ
エイトを乗算してすべての方向ベクトルについての和を
計算することによって、アレーアンテナ１の各アンテナ
素子１００で受信した受信信号に与えるべきウエイトｗ
ｂ_mを演算することができる。

【数７】

【００３６】数７において、受信周波数ｆｒを送信周波
数ｆｔに置き換えれば、送信時においても希望波の放射
方向に主ビームを向けることができかつ不要波の到来方
向に零点が形成された放射パターンを得ることができ
る。この原理についてさらに詳細に以下に説明する。

【００３７】図５の（ａ）は受信時において希望波の放
射方向に主ビームが向けられたときの適応制御前の初期
の放射パターンであり、この初期の放射パターンは、図
５の（ｂ）に示す複数のビームＥ₁，Ｅ₂，…，Ｅ_Nに対
してそれぞれ受信信号に対するウエイトｗ₁，ｗ₂，…，
ｗ_Nを掛けてそれらの和を演算することによって重ね合
わせして得ることができる。さらに、図５の（ａ）の初
期の放射パターンに対して適応制御プロセッサ１３によ
って演算された受信信号に対するウエイトｗ_nを各ビー
ム電界値Ｅ_n毎に掛けることによって、すなわち可変利
得増幅器２０によってウエイトｗ_nに比例する利得で増
幅することによって主ビームを希望波の到来方向に向け
かつ干渉波などの不要波を抑圧したときの所望の受信信
号を得ることができる。

【００３８】ところで、希望波の到来方向である相手方
の無線局の方向は送信信号の放射方向であり、干渉波な
どの不要波の到来方向に対して送信信号を送信しないよ
うに制御する必要があるので、送信信号の放射パターン
は受信信号の放射パターンの相似形状となる。受信周波
数ｆｒと送信周波数ｆｔとが互いに異なる場合であって
も、受信信号と同一の方向に主ビームを有するビームを
受信信号に対するウエイトｗ_nを掛けて重ね合わせする
ことによって、送信信号の主ビームを希望波の到来方向
に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向に送信信号の
放射パターンの零点を形成するような、送信信号のため
の放射パターンを得ることができる。従って、数７にお
ける受信周波数ｆｒを送信周波数ｆｔで置き換えた後、
その位相を計算することによって次の数８を得ることが
でき、本実施例においては、特に、詳細後述する理由
で、送信信号に対して位相のみを制御することによっ
て、送信信号の放射パターンを得ることを特徴としてい
る。

【００３９】

【数８】ＤＰ_m＝ｔａｎ^-1［Ｉｍ（Ｚ_m）／Ｒｅ
（Ｚ_m）］，ｍ＝１，２，…，Ｍ ここで、複素数Ｚ_mは、

【数９】 であり、Ｒｅ（Ｚ_m）は複素数Ｚ_mの実数成分であり、Ｉ
ｍ（Ｚ_m）は複素数Ｚ_mの純虚数成分である。

【００４０】上記数７、数８及び数９及び上記の説明か
ら明らかなように、上記数７、数８及び数９は、上記演
算された受信信号に対する複数Ｎ個のウエイトｗ_nの位
相を、周波数に関する項（２π・ｆｒ／ｃ）と、上記各
主ビームの方向に関する項ｄ_nと、上記複数Ｍ個のアン
テナ素子の配置形状に関する項ｒ_mとに分離し、上記位
相において分離した周波数に関する項（２π・ｆｒ／
ｃ）を送信信号の送信周波数ｆｔに対応するように（２
π・ｆｔ／ｃ）に変換した後、上記位相において分離し
た各主ビームの方向に関する項ｄ_nと、上記位相におい
て分離した上記複数Ｍ個のアンテナ素子１００の配置形
状に関する項ｒ_mとの間の内積（ｄ_n・ｒ_m）を計算し、
上記計算された内積（ｄ_n・ｒ_m）と、上記変換された周
波数に関する項（２π・ｆｔ／ｃ）との積とに基づい
て、変換後の複数Ｎ個のウエイトの和を演算することに
より、上記アレーアンテナ１の主ビームを希望波の到来
方向に向けかつ不要波の到来方向の送信信号のレベルを
零にするような上記各アンテナ素子１００に対応する、
送信信号に対する複数Ｍ個の移相量を演算することを意
味する。上記位相演算プロセッサ１４は、適応制御プロ
セッサ１３によって演算された受信信号に対するウエイ
トｗｂ_mに基づいて、上記数８を用いて送信信号の移相
量ＤＰ_mを演算して各送受信モジュールＲＭ−ｍの移相
器５に出力する。これに応答して、移相器５は、位相演
算プロセッサ１４によって演算された移相量ＤＰ_mだけ
移相した後、高出力増幅器６とサーキュレータ２とを介
してアレーアンテナ１内のアンテナ素子１００に出力し
て当該送信信号を放射する。このとき放射される送信信
号の放射パターンは、送信信号の主ビームを希望波の到
来方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向に送信
信号の放射パターンの零点を形成するような放射パター
ンである。

【００４１】さらに、送信信号に対して位相のみを制御
することによって、送信信号の主ビームを希望波の到来
方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向に送信信
号の放射パターンの零点を形成するような送信信号の放
射パターンを得ることができる理由について以下に説明
する。

【００４２】まず、送信信号Ｆ_mの放射パターンにおけ
る適応制御前の初期の合成電界Ｅ₀を次の数１０で表す
ことができる。

【数１０】

【００４３】次いで、送信信号Ｆ_mの放射パターンにお
いて零点を形成するための複素励振値Ａ_mを、複素励振
値Ａ_mの振幅変位（実数値）をΔａ_0mとしかつその位相
変位（実数値）をΔφ_mとして次の数１１で表すと、

【数１１】Ａ_m＝（１＋Δａ_0m）ｅｘｐ（ｊΔφ_m）・Ｆ
_m，ｍ＝１，２，…，Ｍ 送信信号の放射パターンにおいて零点を形成したときの
合成電界は次の数１２で表される。

【数１２】

【００４４】上記数１２から送信信号の励振位相のみを
Δφ_mに設定したときの初期合成電界からの誤差合成電
界Ｅｅｐは次の数１３で表される。

【数１３】

【００４５】ここで、送信信号の放射パターンにおける
サイドローブ領域に零点を形成するためには、次の数１
４と数１５が成立する。

【数１４】ｅｘｐ（ｊΔφ_m）＝１＋ｊΔφ_m

【数１５】Δａ_0m・Δφ_m＜＜１

【００４６】上記数１４と数１５の条件を数１３に代入
すると、次の数１６を得る。

【数１６】

【００４７】さらに、一般に、複素励振値の振幅変位Δ
ａ_0m＜＜１であるので、数１６に適用すると、誤差合成
電界Ｅｅｐ＜＜１となる。このことは、送信信号に対し
て位相のみを制御することによって、送信信号の主ビー
ムを希望波の到来方向に向けかつ干渉波などの不要波の
到来方向に送信信号の放射パターンの零点を形成するよ
うな送信信号の放射パターンを得ることができることを
意味する。

【００４８】以上のように構成された第１の実施例のア
レーアンテナの制御装置を用いて、受信時の実施例の効
果を確認するために行ったシミュレーションを行った計
算結果を以下に説明する。

【００４９】例えば図１のアレーアンテナ１を図２のよ
うに配列したときにマルチビーム形成回路１０によって
形成された、Ｚ軸に平行な水平方向の４個のマルチビー
ムの放射パターンを示す。ここで、各放射パターンの主
ビームの放射角度θは次の通りである。 （ａ）ｎ＝１の放射パターン（実線）：θ＝０° （ｂ）ｎ＝２の放射パターン（点線）：θ＝−３０° （ｃ）ｎ＝３の放射パターン（２点鎖線）：θ＝−５０° （ｄ）ｎ＝４の放射パターン（１点鎖線）：θ＝−５０° 図３から明らかなように、放射角度θが−９０°から＋
９０°までの範囲で、少なくとも４個の放射パターンで
受信信号をアレーアンテナ１の主ビームを希望波方向に
向けることができることがわかる。

【００５０】次いで、受信系の内部雑音を−２０ｄＢ
（第１波の受信電力を０ｄＢとしたときの相対電力値）
としかつ表１に示す電波環境において、相手方の無線局
から第１波を受信した後、当該第１波が他の物体で反射
されて到来した第２波を受信したときの受信信号の放射
パターンを図４に示す。

【００５１】

【表１】 ──────────────────────────────── 信号波の種類 受信相対電力（ｄＢ） 放射角度（°） 遅延時間 ──────────────────────────────── 第１波 ０ ２０ ０ 第２波 −３ −４５ １．６ ──────────────────────────────── （注）遅延時間の単位は、伝送信号の１タイムスロットである。

【００５２】図４において、点線は色の放射パターンを
示し、実線は本実施例の制御装置で適応制御したときの
適応制御後の放射パターンを示す。図４から明らかなよ
うに、初期の放射パターンにおいては第２波の放射角度
では電界値が大きいが、適応制御後の放射パターンでは
大幅に低下して第２波の放射角度で零点を形成してい
る。すなわち、主ビームを希望波の第１波に向けかつ不
要波の第２波の到来方向では零点を形成しており、当該
第２波を大幅に抑圧していることがわかる。

【００５３】従って、本実施例においては、以下の特有
の効果を有する。 （１）送信周波数ｆｔが受信周波数ｆｒと異なる場合で
あっても、アレーアンテナ１の主ビームを希望波の到来
方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向では零点
を形成しており、当該不要波を大幅に抑圧して受信しか
つ送信することができる。 （２）上記（１）によって、送信信号の放射パターンを
上述のように適応制御することができるので、受信信号
のみを適応制御する従来装置に比較して、当該無線通信
回線のＳ／Ｎを大幅に改善することができ、回線品質を
改善できる。従って、例えばデジタル無線回線の場合、
ビット誤り率を大幅に改善することができる。また、特
に移動体通信システムにおいて、追尾システムと組み合
わせてアレーアンテナ１の放射パターンの制御を、送信
信号についても制御可能であるというより改善された手
法で行うことができる。 （３）送信系において送信信号の位相のみを制御し、そ
の振幅を制御しないので、制御装置の装置構成を簡単に
することができる。

【００５４】＜第２の実施例＞図９は、本発明に係る第
２の実施例であるアレーアンテナの制御装置のブロック
図であり、図９において図１と同一のものについては同
一の符号を付している。この第２の実施例のアレーアン
テナの制御装置は、図９に示すように、図１の第１の実
施例に比較して、以下の点が異なる。 （ａ）位相演算プロセッサ１４に代えて振幅演算プロセ
ッサ１４ａを設ける。 （ｂ）各送受信モジュールＲＭ−ｍにおいて、高出力増
幅器６に代えて、振幅変更可能型高出力増幅器６ａを用
いる。 （ｃ）各送受信モジュールＲＭ−ｍにおいて、移相器５
を設けず、同相分配器３０から出力される複数Ｍ個の送
信信号Ｆ₁乃至Ｆ_Mはそれぞれ直接に振幅変更可能型高出
力増幅器６ａに入力される。以下、上記相違点について
詳細に説明する。

【００５５】この第２の実施例においては、送信信号の
主ビームを希望波の到来方向に向けかつ干渉波などの不
要波の到来方向に送信信号の放射パターンの零点を形成
するような、送信信号のための放射パターンを得るため
に、数９の右辺の振幅量ＤＡ _m（次の数１７参照。）を
用いて送信信号に対して振幅のみを制御することによっ
て、送信信号の放射パターンを得ることを特徴としてい
る。

【数１７】ＤＡ_m＝｜Ｚ_m｜，ｍ＝１，２，…，Ｍ

【００５６】上記振幅演算プロセッサ１４ａは、適応制
御プロセッサ１３によって演算された受信信号に対する
ウエイトｗｂ_mに基づいて、上記数１７を用いて送信信
号の振幅量ＤＡ_mを演算して各送受信モジュールＲＭ−
ｍの振幅変更可能型高出力増幅器６ａに出力する。これ
に応答して、増幅器６ａは、各送信信号Ｆ₁乃至Ｆ_Mの振
幅量が上記振幅量ＤＡ_mとなるように変更して電力増幅
した後、サーキュレータ２とを介してアレーアンテナ１
内のアンテナ素子１００に出力して当該送信信号を放射
する。このとき放射される送信信号の放射パターンは、
送信信号の主ビームを希望波の到来方向に向けかつ干渉
波などの不要波の到来方向に送信信号の放射パターンの
零点を形成するような放射パターンである。

【００５７】さらに、送信信号に対して振幅のみを制御
することによって、送信信号の主ビームを希望波の到来
方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向に送信信
号の放射パターンの零点を形成するような送信信号の放
射パターンを得ることができる理由について以下に説明
する。

【００５８】まず、送信信号Ｆ_mの放射パターンにおけ
る適応制御前の初期の合成電界Ｅ₀を上記数１０で表す
ことができる。次いで、送信信号Ｆ_mの放射パターンに
おいて零点を形成するための複素励振値Ａ_mを、複素励
振値Ａ_mの振幅変位（実数値）をΔａ_0mとしかつその位
相変位（実数値）をΔφ_mとして上記数１１で表すと、
送信信号の放射パターンにおいて零点を形成したときの
合成電界は上記数１２で表される。そして、上記数１２
から送信信号の励振振幅のみを（１＋Δａ_0m）に設定し
たときの初期合成電界からの誤差合成電界Ｅｅａは次の
数１８で表される。

【数１８】

【００５９】ここで、上記数１５が成立すると仮定し、
上記数１５の条件（Δａ_0m・Δφ_m＜＜１）を数１８に
代入すると、次の数１９を得る。

【数１９】

【００６０】さらに、一般に、複素励振値の位相変位Δ
φ_m＜＜１であるので、数１９に適用すると、誤差合成
電界Ｅｅａ＜＜１となる。このことは、送信信号に対し
て振幅のみを制御することによって、送信信号の主ビー
ムを希望波の到来方向に向けかつ干渉波などの不要波の
到来方向に送信信号の放射パターンの零点を形成するよ
うな送信信号の放射パターンを得ることができることを
意味する。従って、第２の実施例においても、第１の実
施例と同様の効果を有する。

【００６１】＜第３の実施例＞図１０は、本発明に係る
第３の実施例であるアレーアンテナの制御装置のブロッ
ク図であり、図１０において図１と同一のものについて
は同一の符号を付している。この第３の実施例のアレー
アンテナの制御装置は、図１０に示すように、図１の第
１の実施例に比較して、以下の点が異なる。 （ａ）位相演算プロセッサ１４に代えて振幅及び位相演
算プロセッサ１４ｂを設ける。 （ｂ）各送受信モジュールＲＭ−ｍにおいて、高出力増
幅器６に代えて、振幅変更可能型高出力増幅器６ａを用
いる。以下、上記相違点について詳細に説明する。

【００６２】この第３の実施例においては、送信信号の
主ビームを希望波の到来方向に向けかつ干渉波などの不
要波の到来方向に送信信号の放射パターンの零点を形成
するような、送信信号のための放射パターンを得るため
に、数１７の振幅量ＤＡ_m及び数８の位相量ＤＰ_mを用い
て送信信号に対して振幅及び位相を制御することによっ
て、送信信号の放射パターンを得ることを特徴としてい
る。

【００６３】上記振幅及び位相演算プロセッサ１４ｂ
は、適応制御プロセッサ１３によって演算された受信信
号に対するウエイトｗｂ_mに基づいて、上記数１７を用
いて送信信号の振幅量ＤＡ_mを演算して各送受信モジュ
ールＲＭ−ｍの振幅変更可能型高出力増幅器６ａに出力
するとともに、上記数８を用いて送信信号の位相量ＤＰ
_mを演算して各送受信モジュールＲＭ−ｍの移相器５に
出力する。これに応答して、増幅器６ａは第２の実施例
と同様に動作する一方、移相器５は第１の実施例と同様
に動作する。従って、各送信信号Ｆ₁乃至Ｆ_Mは、移相器
５と増幅器６ａとサーキュレータ２とを介してアレーア
ンテナ１内のアンテナ素子１００に出力して当該送信信
号を放射する。このとき放射される送信信号の放射パタ
ーンは、送信信号の主ビームを希望波の到来方向に向け
かつ干渉波などの不要波の到来方向に送信信号の放射パ
ターンの零点を形成するような放射パターンである。ま
た、誤差合成電界Ｅｅｐ，Ｅｅａに対応する第３の実施
例における誤差合成電界Ｅｅはゼロとなる。

【００６４】図１１は、第３の実施例のアレーアンテナ
の制御装置における送信放射パターンと、受信ウエイト
ｗ_nをそのまま与えたときの従来技術の送信放射パター
ンとを示すシミュレーション結果のグラフである。当該
送信放射パターンは、第１の実施例と同様の電波環境に
おいて、相手方の無線局から第１波を受信した後、当該
第１波が他の物体で反射されて到来した第２波を受信し
たときの送信信号の放射パターンである。

【００６５】図１１から明らかなように、送信信号に対
して適応制御を行わずにそのまま受信ウエイトを与えた
ときの従来技術の送信放射パターンでは、上記第２波の
放射角度における相対出力電力は−２３．０２ｄＢとな
っているが、適応制御を行った第３の実施例の送信放射
パターンでは、上記第２波の放射角度における相対出力
電力は−３４．０２ｄＢとなっている。すなわち、干渉
波である第２波の放射角度における送信電力を大幅に減
衰させ、これによって、第２波から送信信号波への影響
を大幅に軽減することができるということがわかる。

【００６６】以上説明したように、第３の実施例におい
ては、送信信号に対して振幅及び位相をともに制御する
ので、第１の実施例や第２の実施例と比較して構成は若
干複雑となるが、第１の実施例で述べた効果（１），
（２）を有する一方、上述のように、誤差合成電界Ｅｅ
はゼロとなり、完全に干渉波の影響を除去することがで
きる。

【００６７】＜第３の実施例と従来技術における干渉波
の受信レベルの比較＞以下、送信信号に対して上記数９
で表される複素ウエイトＺ_mを与えたときの第３の実施
例の場合と、送信信号に対して受信ウエイトｗ_nを与え
たときの従来技術の場合の、主ビームを基準とした干渉
波の受信レベル（いわゆる、零深度と呼ばれる。）を比
較する。

【００６８】第３の実施例の場合の干渉波の受信レベル
Ｅｐｔと従来技術の場合の干渉波の受信レベルＥｃｔは
それぞれ、次の数２０，数２１で表わされる。

【数２０】Ｅｐｔ＝(Δｆ)・(ｘ₁−ｘ₀)・ｆ'(ｘ₁−
ｘ_０）

【数２１】 Ｅｃｔ＝［１−ｆ(Δｆ・ｘ₁)]・ｆ(ｘ₁−ｘ₀)＋(Δｆ)・ｘ₁・ｆ'(ｘ₁−ｘ₀)

【００６９】ここで、

【数２２】Δｆ＝｜ｆｔ−ｆｒ｜

【数２３】 ｆ（ｘ）＝（１／Ｎ）・｛ｓｉｎ（Ｎｘ）／ｓｉｎ（ｘ）｝

【数２４】 ｆ'(ｘ)＝(１／Ｎ)・{Ｎcos(Ｎｘ)／sin(ｘ)−sin(Ｎｘ)・cos(ｘ)／sin²(ｘ)} であり、主ビームの放射方向θ₀と干渉波の到来方向θ₁
はそれぞれ次の数２５，数２６で表されるｘ₀，ｘ₁に規
格化した。

【数２５】ｘ₀＝π／λ・ｄ・ｓｉｎ（θ₀）

【数２６】ｘ₁＝π／λ・ｄ・ｓｉｎ（θ₁） ここで、λは受信周波数の波長であり、ｄはアンテナ素
子１００の素子間隔である。

【００７０】上記数２０と数２１とを比較すると、第３
の実施例の場合の干渉波の受信レベルＥｐｔは（Δｆ）
の１次項のみで表されるが、従来技術の場合の干渉波の
受信レベルＥｃｔは、上記（Δｆ）の１次項にさらに、
［１−ｆ（Δｆ・ｘ₁)］・ｆ（ｘ₁−ｘ₀）の項が加わ
る。従って、第３の実施例の場合の干渉波の受信レベル
Ｅｐｔは、従来技術の場合の干渉波の受信レベルＥｃｔ
に比較して小さいことがわかる。これによって、第３の
実施例においては、干渉波の受信レベルを小さくするこ
とができる。

【００７１】＜変形例＞以上の実施例において、受信周
波数ｆｒと送信周波数ｆｔとは互いに異なるように設定
しているが、本発明はこれに限らず、同一であっても、
上述の作用効果を実現することができる。以上の第２と
第３の実施例において、振幅変更可能型高出力増幅器６
ａを用いているが、本発明は、これに限らず、少なくと
も送信信号の振幅量を各アンテナ素子１００に対応して
変更する振幅変更手段を備えればよい。当該振幅変更手
段は、例えば、減衰器、又は減衰器と増幅器の組み合わ
せ回路などである。

【００７２】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、所
定の配置形状で近接して並置された所定の複数Ｍ個のア
ンテナ素子からなるアレーアンテナを制御するための制
御方法であって、上記アレーアンテナの各アンテナ素子
でそれぞれ受信された複数Ｍ個の受信信号と、希望波を
所定の放射角度の範囲で受信できるように予め決められ
た形成すべき所定の複数Ｎ個のビームの各主ビームの方
向と、受信信号の受信周波数とに基づいて、上記複数Ｎ
個のビーム電界値を演算し、上記演算された上記複数Ｎ
個のビーム電界値を所定のしきい値と比較することによ
って、当該しきい値以上のビーム電界値のみを選択して
出力し、上記選択されて出力されるビーム電界値に基づ
いて上記アレーアンテナの主ビームを希望波の到来方向
に向けかつ不要波の到来方向の受信信号のレベルを零に
するような上記複数Ｎ個のビームにそれぞれ対応する、
受信信号に対する複数Ｎ個のウエイトを演算し、上記演
算された受信信号に対する複数Ｎ個のウエイトの位相
を、周波数に関する項と、上記各主ビームの方向に関す
る項と、上記複数Ｍ個のアンテナ素子の配置形状に関す
る項とに分離し、上記位相において分離した周波数に関
する項を送信信号の送信周波数に対応するように変換し
た後、上記位相において分離した各主ビームの方向に関
する項と、上記位相において分離した上記複数Ｍ個のア
ンテナ素子の配置形状に関する項との間の内積を計算
し、上記計算された内積と、上記変換された周波数に関
する項との積とに基づいて、変換後の複数Ｎ個のウエイ
トの和を演算することにより、上記アレーアンテナの主
ビームを希望波の到来方向に向けかつ不要波の到来方向
の送信信号のレベルを零にするような上記各アンテナ素
子に対応する、送信信号に対する複数Ｍ個の移相量と複
数Ｍ個の振幅量のうちの少なくとも一方を演算して設定
することによって、上記アレーアンテナの送信信号の放
射パターンを制御する。

【００７３】従って、本発明に係るアレーアンテナの制
御方法と制御装置は、以下の特有の効果を有する。 （１）送信周波数が受信周波数と異なる場合であって
も、アレーアンテナの主ビームを希望波の到来方向に向
けかつ干渉波などの不要波の到来方向では零点を形成し
ており、当該不要波を大幅に抑圧して受信しかつ送信す
ることができる。 （２）上記（１）によって、送信信号の放射パターンを
上述のように適応制御することができるので、受信信号
のみを適応制御する従来装置に比較して、当該無線通信
回線のＳ／Ｎを大幅に改善することができ、回線品質を
改善できる。従って、例えばデジタル無線回線の場合、
ビット誤り率を大幅に改善することができる。また、特
に移動体通信システムにおいて、追尾システムと組み合
わせてアレーアンテナの放射パターンの制御を、送信信
号についても制御可能であるというより改善された手法
で行うことができる。 （３）送信系において送信信号の位相のみを制御する場
合、その振幅を制御しないので、制御装置の装置構成を
簡単にすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る第１の実施例であるアレーアン
テナの制御装置のブロック図である。

【図２】 図１のアレーアンテナ１の一例を示す平面図
である。

【図３】 図１の制御装置におけるマルチビームの放射
パターンを示す図である。

【図４】 図１の制御装置における受信時に適応制御し
たときの放射パターンを示す図である。

【図５】 図１の制御装置におけるビームの重ね合わせ
の原理を説明するための（ａ）初期パターンと（ｂ）重
畳パターンと（ｃ）零点形成パターンとを示す放射パタ
ーン図である。

【図６】 従来例のフェーズドアレーレーダ装置のブロ
ック図である。

【図７】 図６のフェーズドアレーレーダ装置における
適応制御の原理を説明するための（ａ）主ビームと
（ｂ）補助ビームの放射パターン図である。

【図８】 図６の従来例の高出力電力増幅器の入出力特
性を示すグラフである。

【図９】 本発明に係る第２の実施例であるアレーアン
テナの制御装置のブロック図である。

【図１０】 本発明に係る第３の実施例であるアレーア
ンテナの制御装置のブロック図である。

【図１１】 第３の実施例のアレーアンテナの制御装置
における送信放射パターンと、受信ウエイトをそのまま
与えたときの従来技術の送信放射パターンとを示すシミ
ュレーション結果のグラフである。

【符号の説明】

１…アレーアンテナ、 ２…サーキュレータ、 ３…受信機、 ４…アナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）、 ５…移相器、 ６…高出力増幅器、 ６ａ…振幅変更可能型高出力増幅器、 １０…マルチビーム形成回路、 １１…ビーム選択回路、 １２…同相分配回路、 １３…適応制御プロセッサ、 １４…位相演算プロセッサ、 １４ａ…振幅演算プロセッサ、 １４ｂ…振幅及び位相演算プロセッサ、 ２０−１乃至２０−Ｎ…可変利得増幅器、 ２１…同相合成器、 ３０…同相分配器、 １００，１００−１乃至１００−Ｍ…アンテナ素子、 ＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｍ…送受信モジュール。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−167287（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−87401（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−166305（ＪＰ，Ａ)

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定の配置形状で近接して並置された所
   定の複数Ｍ個のアンテナ素子からなるアレーアンテナを
   制御するための制御方法であって、 上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信さ
   れた複数Ｍ個の受信信号と、希望波を所定の放射角度の
   範囲で受信できるように予め決められた形成すべき所定
   の複数Ｎ個のビームの各主ビームの方向と、受信信号の
   受信周波数とに基づいて、上記複数Ｎ個のビーム電界値
   を演算する第１のステップと、 上記演算された上記複数Ｎ個のビーム電界値を所定のし
   きい値と比較することによって、当該しきい値以上のビ
   ーム電界値のみを選択して出力する第２のステップと、 上記選択されて出力されるビーム電界値に基づいて上記
   アレーアンテナの主ビームを希望波の到来方向に向けか
   つ不要波の到来方向の受信信号のレベルを零にするよう
   な上記複数Ｎ個のビームにそれぞれ対応する、受信信号
   に対する複数Ｎ個のウエイトを演算する第３のステップ
   と、 上記演算された受信信号に対する複数Ｎ個のウエイトの
   位相を、周波数に関する項と、上記各主ビームの方向に
   関する項と、上記複数Ｍ個のアンテナ素子の配置形状に
   関する項とに分離し、上記位相において分離した周波数
   に関する項を送信信号の送信周波数に対応するように変
   換した後、上記位相において分離した各主ビームの方向
   に関する項と、上記位相において分離した上記複数Ｍ個
   のアンテナ素子の配置形状に関する項との間の内積を計
   算し、上記計算された内積と、上記変換された周波数に
   関する項との積とに基づいて、変換後の複数Ｎ個のウエ
   イトの和を演算することにより、上記アレーアンテナの
   主ビームを希望波の到来方向に向けかつ不要波の到来方
   向の送信信号のレベルを零にするような上記各アンテナ
   素子に対応する、送信信号に対する複数Ｍ個の移相量と
   複数Ｍ個の振幅量のうちの少なくとも一方を演算して設
   定することによって、上記アレーアンテナの送信信号の
   放射パターンを制御する第４のステップとを含むことを
   特徴とするアレーアンテナの制御方法。
2. 【請求項２】 所定の配置形状で近接して並置された所
   定の複数Ｍ個のアンテナ素子からなるアレーアンテナを
   制御するための制御装置であって、 上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信さ
   れた複数Ｍ個の受信信号と、希望波を所定の放射角度の
   範囲で受信できるように予め決められた形成すべき所定
   の複数Ｎ個のビームの各主ビームの方向と、受信信号の
   受信周波数とに基づいて、上記複数Ｎ個のビーム電界値
   を演算するマルチビーム形成手段と、 上記マルチビーム形成手段によって演算された上記複数
   Ｎ個のビーム電界値を所定のしきい値と比較することに
   よって、当該しきい値以上のビーム電界値のみを選択し
   て出力するビーム選択手段と、 上記ビーム選択手段から出力されるビーム電界値に基づ
   いて上記アレーアンテナの主ビームを希望波の到来方向
   に向けかつ不要波の到来方向の受信信号のレベルを零に
   するような上記複数Ｎ個のビームにそれぞれ対応する、
   受信信号に対する複数Ｎ個のウエイトを演算する適応制
   御手段と、 上記適応制御手段によって演算された受信信号に対する
   複数Ｎ個のウエイトの位相を、周波数に関する項と、上
   記各主ビームの方向に関する項と、上記複数Ｍ個のアン
   テナ素子の配置形状に関する項とに分離し、上記位相に
   おいて分離した周波数に関する項を送信信号の送信周波
   数に対応するように変換した後、上記位相において分離
   した各主ビームの方向に関する項と、上記位相において
   分離した上記複数Ｍ個のアンテナ素子の配置形状に関す
   る項との間の内積を計算し、上記計算された内積と、上
   記変換された周波数に関する項との積とに基づいて、変
   換後の複数Ｎ個のウエイトの和を演算することにより、
   上記アレーアンテナの主ビームを希望波の到来方向に向
   けかつ不要波の到来方向の送信信号のレベルを零にする
   ような上記各アンテナ素子に対応する、送信信号に対す
   る複数Ｍ個の移相量と複数Ｍ個の振幅量のうちの少なく
   とも一方を演算して設定することによって、上記アレー
   アンテナの送信信号の放射パターンを制御する演算手段
   とを備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装
   置。
3. 【請求項３】 上記制御装置はさらに、 上記演算手段によって演算された複数Ｍ個の移相量だけ
   それぞれ、上記各アンテナ素子に対応して送信信号を移
   相して上記アレーアンテナに出力する移相手段と、 上記演算手段によって演算された複数Ｍ個の振幅量だけ
   それぞれ、上記各アンテナ素子に対応して送信信号の振
   幅量を変更して上記アレーアンテナに出力する振幅変更
   手段とのうちの少なくとも一方を備えたことを特徴とす
   る請求項２記載のアレーアンテナの制御装置。
4. 【請求項４】 上記制御装置はさらに、 上記ビーム選択手段から出力されるビーム電界値を示す
   各信号を、上記適応制御手段によって演算された受信信
   号に対する複数Ｎ個のウエイトに比例する利得で増幅す
   る増幅手段と、 上記増幅手段によって増幅された各信号を同相で合成す
   る合成手段とを備えたことを特徴とする請求項３記載の
   アレーアンテナの制御装置。