WO1999033172A1 - Systeme d'amplification de puissance et terminal de communication radio mobile - Google Patents
Systeme d'amplification de puissance et terminal de communication radio mobile Download PDFInfo
- Publication number
- WO1999033172A1 WO1999033172A1 PCT/JP1997/004748 JP9704748W WO9933172A1 WO 1999033172 A1 WO1999033172 A1 WO 1999033172A1 JP 9704748 W JP9704748 W JP 9704748W WO 9933172 A1 WO9933172 A1 WO 9933172A1
- Authority
- WO
- WIPO (PCT)
- Prior art keywords
- gate
- power amplification
- amplification system
- voltage
- mesfet
- Prior art date
Links
- 230000003321 amplification Effects 0.000 title claims abstract description 93
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 title claims abstract description 93
- 238000004891 communication Methods 0.000 title abstract description 4
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 46
- BASFCYQUMIYNBI-UHFFFAOYSA-N platinum Chemical compound [Pt] BASFCYQUMIYNBI-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 44
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 claims description 40
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 35
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 claims description 22
- 239000002184 metal Substances 0.000 claims description 22
- 229910045601 alloy Inorganic materials 0.000 claims description 20
- 239000000956 alloy Substances 0.000 claims description 20
- 229910052697 platinum Inorganic materials 0.000 claims description 20
- 150000001875 compounds Chemical class 0.000 claims description 19
- KDLHZDBZIXYQEI-UHFFFAOYSA-N Palladium Chemical compound [Pd] KDLHZDBZIXYQEI-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 17
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 claims description 17
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 14
- WQJQOUPTWCFRMM-UHFFFAOYSA-N tungsten disilicide Chemical compound [Si]#[W]#[Si] WQJQOUPTWCFRMM-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 9
- 229910021342 tungsten silicide Inorganic materials 0.000 claims description 9
- 229910052763 palladium Inorganic materials 0.000 claims description 6
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 5
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims description 4
- JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N AsGa Chemical compound [As]#[Ga] JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 30
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 30
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 19
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 12
- 239000000463 material Substances 0.000 description 12
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 8
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 7
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000010931 gold Substances 0.000 description 5
- PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N gold Chemical compound [Au] PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 4
- 229910052737 gold Inorganic materials 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 229910000530 Gallium indium arsenide Inorganic materials 0.000 description 3
- RTAQQCXQSZGOHL-UHFFFAOYSA-N Titanium Chemical compound [Ti] RTAQQCXQSZGOHL-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- 229910052785 arsenic Inorganic materials 0.000 description 3
- RQNWIZPPADIBDY-UHFFFAOYSA-N arsenic atom Chemical compound [As] RQNWIZPPADIBDY-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 3
- 239000010936 titanium Substances 0.000 description 3
- 229910052719 titanium Inorganic materials 0.000 description 3
- 229910052720 vanadium Inorganic materials 0.000 description 3
- ZOKXTWBITQBERF-UHFFFAOYSA-N Molybdenum Chemical compound [Mo] ZOKXTWBITQBERF-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N Silicium dioxide Chemical compound O=[Si]=O VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 238000005530 etching Methods 0.000 description 2
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 150000002739 metals Chemical class 0.000 description 2
- 229910052750 molybdenum Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000011733 molybdenum Substances 0.000 description 2
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 description 2
- 229910052814 silicon oxide Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 2
- 229910000980 Aluminium gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 1
- 101100129500 Caenorhabditis elegans max-2 gene Proteins 0.000 description 1
- WHXSMMKQMYFTQS-UHFFFAOYSA-N Lithium Chemical compound [Li] WHXSMMKQMYFTQS-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- HKNFUVXCJNYKQH-UHFFFAOYSA-N [As].[Pt] Chemical compound [As].[Pt] HKNFUVXCJNYKQH-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- FTWRSWRBSVXQPI-UHFFFAOYSA-N alumanylidynearsane;gallanylidynearsane Chemical compound [As]#[Al].[As]#[Ga] FTWRSWRBSVXQPI-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 229910052782 aluminium Inorganic materials 0.000 description 1
- XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N aluminium Chemical compound [Al] XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 238000003776 cleavage reaction Methods 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 238000011109 contamination Methods 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 1
- 239000012212 insulator Substances 0.000 description 1
- 238000005468 ion implantation Methods 0.000 description 1
- 229910052744 lithium Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- ZPZCREMGFMRIRR-UHFFFAOYSA-N molybdenum titanium Chemical compound [Ti].[Mo] ZPZCREMGFMRIRR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000007017 scission Effects 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
- WNUPENMBHHEARK-UHFFFAOYSA-N silicon tungsten Chemical compound [Si].[W] WNUPENMBHHEARK-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000000126 substance Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
- H03F1/301—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in MOSFET amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
- H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
- H03F3/1935—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices with junction-FET devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
- H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
- H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/18—Indexing scheme relating to amplifiers the bias of the gate of a FET being controlled by a control signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
Definitions
- the present invention relates to a power amplification system and a mobile communication terminal device, and more particularly, to a high-frequency power amplification for wireless communication using a Schottky barrier gate field effect transistor (MES FET) made of a compound semiconductor.
- MES FET Schottky barrier gate field effect transistor
- the mobile communication terminal such as a PDC (Personal 'Digital' cellular) or PHS (personal Handifu on 'systems), wireless communication using a carrier wave of 1 GH Z or a microwave band is performed.
- GaAs MESFETs gallium arsenide MESFETs
- the outline of the mobile communication terminal is described in, for example, “Nikkei Elect Nikku Nikus” issued by Nikkei Business Publications, Inc., April 16, 1990 (no. 497), p. 121, etc.
- an n-channel MES FET is often used in order to take advantage of the electron mobility. Therefore, in the following description, an n-channel MESFET will be described unless otherwise specified.
- DC-DC converters leads to an increase in power consumption and an increase in the mounting area, which contradicts the demand for small and lightweight mobile communication terminals and long-term operation with batteries. .
- a relatively shallow depletion type or enhancement type GaAsMESFET with a positive voltage Vth is used as an amplifying element for the power amplifier circuit of a mobile communication terminal, and an OV or positive gate bias voltage is applied. It is necessary to consider the use of a circuit that does this.
- G a As ⁇ MESFET is a Schottky junction FET, that is, the gate and source constitute a Schottky diode, and since an n-channel MESFET is used at the source ground, the positive voltage to the gate is increased. Is a forward voltage to the Schottky diode. Therefore, the positive voltage that can be applied to the gate must be lower than the voltage (V f) at which the gate current (forward current) starts to increase sharply. That is, even if a gate voltage higher than V f is applied, the depletion layer under the gate electrode has disappeared, the drain current cannot be controlled, and the drain current saturates. On the other hand, the minimum value of the gate voltage that can be applied in the negative direction is near Vth.
- the channel region is already cut off by the depletion layer and the drain current does not flow. That is, in order to extract the drain current of the MESFET as an amplified signal, It is necessary to use a linear region where the drain current changes according to the gate voltage, but this linear region means that the Goodt voltage is limited to the range from V th to V f. Therefore, as compared with a deep V th depletion type MESFET, the range in which the gate voltage of a shallow V th depletion type or a positive V th enhancement type MESF ET can be applied is narrower.
- the drain current increases, so that the amplitude of the drain current increases in proportion to the amplitude of the Good voltage. For this reason, in the case of a relatively shallow depletion-type or enhancement-type MESFET, a sufficient drain current may not be secured. As a result, the output or gain of the amplifier system during high-frequency operation may not be sufficient, which may hinder the performance enhancement of mobile communication terminals.
- J A * T 2 exp (-q 0 B / kT) (exp (q V / n kT) — 1).
- a * is the effective Richardson constant
- T is the absolute temperature [K]
- q is the elementary charge
- 0 B is the Schottky barrier [V]
- k is the Boltzmann constant
- V is the applied voltage [V]
- n is the ideal coefficient. Therefore, when the Schottky junction is good, the value is in the range of 1.0 to 1.3.
- tungsten silicide is used as a gate electrode. Does not change significantly Schottky barrier phi beta by Piyungu effect by changing the electrode, for example aluminum (A 1) or molybdenum (Mo).
- the gate voltage range becomes narrower, and the stability of the gate bias voltage reduces the signal-to-noise ratio (SNR). Has a significant effect on Therefore, the stability of the power supply potential is particularly important.
- An object of the present invention is to improve the gain of a high-frequency power amplification system that is driven by a single power supply.
- Another object of the present invention is to reduce the power consumption of a high-frequency power amplification system.
- Another object of the present invention is to improve the stability 14 of the high-frequency power amplification system.
- Another object of the present invention is to increase the output of a mobile communication terminal which is driven by a single power supply and consumes low power, that is, can be used for a long time with a battery, and to improve the performance of the present invention.
- the power amplification system of the present invention uses a Schottky barrier gate field effect transistor (MESFET: Metal Semiconductor Field Effect Transistor) having a source terminal grounded as an amplification element, and a drain from a power supply having a single polarity.
- a power amplification system that is supplied with a bias voltage and a forward Goodt bias voltage of 0 V or lower and amplifies and outputs an input signal superimposed on a gate bias voltage as a change in drain current. Ground the terminal to the gate end When the forward current DC gate voltage is applied to the gate, the DC gate voltage value of the gate current value exceeding 100 ⁇ A per 100 Xm gate width exceeds 0.65 V I can do it.
- the gate electrode of the MESFET of the prior art is often used tungsten silicide, Schottky barrier 0 B Changing the gate material is Ikoto a greatly changed is as described above.
- the present inventors have proposed that when a source terminal is grounded and a forward DC gate voltage is applied to the gate terminal, the gate width per gate width 100 / zm is reduced.
- a forward voltage positive voltage in the case of n-channel MESFET
- V n ⁇ ⁇ + (n / j3) 1 n (J / h)
- V f ⁇ ⁇ + (l / j3) 1 n (J.)
- Vf 0.56 V
- Vf 0.56 V
- the present invention increases the range of the gate voltage that can be applied as an input signal by increasing V f in this definition to 0.65 V or more, and increases the amplitude of the drain current that can be extracted as a wide output. Is what you do. That is, according to the present invention, it is possible to increase the output or gain of the power spread system using the MESFET, thereby improving the performance of the entire system.
- FIGS. 1 to 3 are graphs showing characteristic curves for explaining the operation of the common-source n-channel MESFET in the power amplification system of the present invention.
- FIG. 1 shows the relationship between the gate voltage (Vg) and the gate current (I g) Graph showing characteristics
- Fig. 2 is a graph showing gate voltage (Vg)-drain current (Id) characteristics
- Fig. 3 is drain voltage (Vds)-drain current (Ids) characteristics and load. It is the graph which showed the curve.
- Vg-Id characteristics are as shown in FIG.
- Curve 3 is the Vg-Id characteristic of the MESFET when the present invention is applied. Id starts flowing when Vg exceeds Vth, and Id increases as Vg increases up to Vma X1. Increases. Id saturates from around Vma X1. Vma X 1 is approximately V f 1 as described above.
- the curve 4 shows that Id starts to flow when Vg exceeds Vth, but Id saturates when VgX2 is exceeded.
- Vmax 2 is approximately V f 2 from the definition of V f.
- Figure 2 also shows the input and output signals. Gate bias voltage to V.
- the gate bias voltage As the gate voltage, the gate bias voltage
- the maximum value of the input signal that can be added is Vmax 1 when the present invention is applied, and Vmax 2 in the comparative example. Therefore, the maximum value of the drain current that is the output signal is Imax1 when the present invention is applied, and Imax2 in the comparative example.
- the drain current of the present invention which can be taken out as an output increases from I max 2 to I max 1 as compared with the comparative example. . That is, the load curve 5 of the MESFET to which the present invention is applied can drive the drain current to Imax1 because the gate voltage Vg can be applied up to about 0.7 V.
- the present invention it is possible to increase the overload current corresponding to Imax1-Imax2 and increase the output, as compared with the comparative example.
- the V f of the conventional MES FET is about 0.6 V.
- the reason why the inventors' V f is observed at a value lower than the literature value is as follows. In other words, the observation of the literature values is an observation value in which an electrode is often formed immediately after cleavage in a vacuum atmosphere, and a very clean surface is maintained.
- V f of the present inventors is an observed value in an actual device, and is an observed value in a state where some surface contamination exists.
- heat treatment is performed after the formation of the gate electrode, and a reaction between the metal constituting the gate electrode and the semiconductor occurs.
- the gate length is often short, and in such a case, a gate edge effect is included and a leak current due to the edge effect may occur.
- the MESFET may be a shallow depression-type or enhancement-type MESFET.
- the gate bias voltage must be 0 V or lower. This is an important technique especially when driven by a single power supply, but even in such a case, in the present invention, the gate voltage is applied up to Vf1 (Vmax1). As a result, sufficient output can be ensured to compensate for the disadvantages of a power amplification system driven by a single power supply.
- the channel region of the MESFET is made of a direct transition type compound semiconductor.
- a power amplifying system capable of operating at high speed can be configured by utilizing the high carrier mobility of the direct transition type compound semiconductor.
- an n-channel MESFET with electrons as carriers is most effective for speeding up and can be applied to amplify high frequency signals of 1 GHz or more.
- the direct transition type compound semiconductor include aluminum gallium arsenide (A 1 GaAs) or gallium arsenide (Ga As).
- a circuit for supplying a gate bias voltage includes a ripple filter capacitor.
- the power amplifier system can improve the stability of 1 ". That is, in the power amplifier system of the present invention, the input signal is superimposed on the gate bias voltage.
- the drain current can be taken out as an output current by adding, but the power supply that supplies this drain current is a single power supply with a single polarity, and this power supply also generates a gate bias voltage.
- the current Id is supplied from the power supply, a voltage drop of rId occurs at the power supply terminal due to the internal resistance r of the power supply, and this voltage drop also affects the gate bias voltage generation circuit.
- the applicable range of the gate voltage is expanded to increase the drain current that can be taken out as an output. Therefore, in the present invention, a ripple filter capacitor is provided in the gate bias voltage generation circuit to superimpose high-frequency noise on the gate bias voltage. In this way, the power amplification system can be stabilized, and the power amplification system according to the present invention requires a single-polarity power supply to reduce the gate voltage.
- the range in which the voltage can be applied is narrowed, so that the amplitude of the input voltage signal Since the stability of the gut bias voltage with respect to the input signal becomes relatively strict, the effect of the ripple filter capacitor of the present invention becomes greater.
- the ripple filter capacitor is provided outside the semiconductor substrate on which the MESFET is formed. Although the specific capacitance value of the ripple filter capacitor will be described later, it is generally large, and if an IC is to be realized on a semiconductor substrate, the formation area becomes large, and the cost of Ic becomes high. Therefore, by separately providing the ripple filter capacitor outside the semiconductor substrate, a power amplifier system can be configured at a lower cost.
- an alloy layer of a metal forming the gate electrode and a semiconductor forming the channel region is provided at an interface between the gate electrode and the channel region of the MESFET. It has been formed. According to such a power amplification system, a MESFET having a V f of 0.65 V or more can be realized. In the MESFET, which has been widely used in the past, a material that does not easily form an alloy with a semiconductor, such as tungsten silicide, was selected for the gate electrode to ensure thermal stability or use of a thermal process in the manufacturing process.
- the material constituting the gate electrode and the semiconductor in the channel region are positively thermally reacted to form an alloy layer at the interface.
- a Schottky junction is formed between the alloy layer and the semiconductor in the channel region, and an interface state existing at the interface between the semiconductor in the channel region and the gate electrode metal.
- the influence of the position can be reduced.
- the pinning effect can be avoided and a Schottky barrier ⁇ ⁇ corresponding to the work function of the substance can be formed.
- This increases the Schottky barrier 0 ⁇ and increases V f.
- the alloy layer since the alloy layer is formed in advance, it has excellent thermal stability. Therefore, the reliability of the power amplification system can be improved.
- the alloy layer is formed below the surface of the channel region.
- the metal has a higher work function than tungsten silicide Things.
- the Schottky barrier 0 B between the alloy layer and the semiconductor is determined by the work function of the alloy layer when the pinning effect is suppressed. For this reason, after suppressing the pinning effect by the above-described method, the metal is made to have a work function larger than that of tungsten silicide, so that the Schottky barrier 0 B is increased to 0.65. V f greater than V can be obtained.
- the metal can be either platinum (Pt) or palladium (Pd). These metals have a large work function by themselves, and semiconductor materials such as arsenic and alloys of these metals also have a large work function. For example, the bonding interface between platinum arsenic (PtAs) and GaAs Then, a large Schottky barrier 0 B is formed.
- Pt platinum
- Pd palladium
- Vf can be increased by forming an alloy layer of platinum or palladium, but the value of Vf depends on the material of the semiconductor constituting the channel region. It has been clarified by experimental studies by the inventors. In other words, when AIGAAs is used as the semiconductor material, for example, when the gate electrode is made of platinum, Vf is at least 0.70 V, and usually about 0.75 V. Also, when GaAs is used as the semiconductor material and the gate electrode is made of, for example, platinum, Vf is at least 0.65 V, and usually 0.67 V to 0.73 V. Range. The difference in the value of Vf between A1GaAs and GaAs is thus considered to be based on the difference in electron affinity between AlGaAs and GaAs. Also, V f is 0.67 V to 0.
- the distribution in the range of 73 V is based on the difference in platinum thickness. In other words, platinum is 70 ⁇
- V f When the thickness is as small as 8 OA, V f is 0.67 V to 0.69 V, and when the platinum is as thick as 300 A, V f is 0.72 V to 0.73 V .
- the power amplification system of the present invention is the power amplification system described above, wherein the MES FET is formed separately for each semiconductor substrate, and the MESFET and the passive element are separately configured, Or, one in which the passive elements that constitute the MES FET and the amplifier circuit are formed on one semiconductor substrate.
- the passive element constituting the amplifier circuit and the output matching circuit of the amplifier circuit are formed on one semiconductor substrate.
- the power amplifier system of the present invention can be configured discretely, and only the amplifier circuit can be integrated into an IC (so-called MM IC (Monolithic Microwave IC)). Can be made into IC.
- MM IC Monitoring Microwave IC
- the mobile communication terminal device of the present invention is a power amplification circuit that amplifies and outputs a high-frequency signal and uses a compound semiconductor MESFET as an active element with the source grounded, and a drain to the compound semiconductor MESFET.
- a mobile communication terminal device having a unipolar power supply for supplying a bias voltage and a gate bias voltage, and an output matching circuit of a power amplifier circuit, wherein the compound semiconductor MESFET has a gate terminal whose source terminal is grounded.
- the gate bias voltage supply circuit may include a ripple filter capacitor outside the semiconductor substrate on which the MESFET is formed, and the compound semiconductor MESFET may include a gate electrode and a compound semiconductor.
- An alloy layer of platinum (Pt) or palladium (Pd) and a compound semiconductor can be formed at the interface with the channel region.
- the power amplification circuit can be driven using a single-polarity power supply, and the output of the power amplification circuit is increased to improve the performance of the mobile communication terminal device. Can be improved.
- FIGS. 1 to 3 are graphs showing characteristic curves for explaining the operation of the common-source n-channel MESFET in the power amplification system of the present invention.
- FIG. 1 shows the relationship between the gate voltage (Vg) and the gate current (I g) Graph showing characteristics
- Fig. 2 is a graph showing gate voltage (Vg)-drain current (Id) characteristics
- Fig. 3 is drain voltage (Vds)-drain current (Ids) characteristics and load. It is the graph which showed the curve.
- FIG. 4 is a configuration diagram showing an example of the power amplification system of the present invention and a mobile communication terminal device to which the power amplification system is applied.
- FIG. 1 shows the relationship between the gate voltage (Vg) and the gate current (I g) Graph showing characteristics
- Fig. 2 is a graph showing gate voltage (Vg)-drain current (Id) characteristics
- Fig. 3 is drain voltage (Vds)-drain current (Ids) characteristics and
- FIG. 5 is a cross-sectional view showing an example of a GaAs ⁇ n-channel ME FILE used in the power amplification system of the embodiment.
- FIG. 6 is a configuration diagram illustrating another example of the power amplification system of the present invention and a mobile communication terminal device to which the power amplification system is applied.
- FIG. 7 is a configuration diagram showing still another example of the power amplification system of the present invention and a mobile communication terminal device to which the power amplification system is applied.
- FIG. 4 is a configuration diagram showing an example of the power amplification system of the present invention and a mobile communication terminal device to which the power amplification system is applied.
- the mobile communication terminal device includes a high-frequency power amplifier circuit unit 10 for power-amplifying a high-frequency signal to be transmitted, an output matching circuit unit 11 for impedance-matching and outputting the amplified high-frequency signal, and a high-frequency power A power amplification system having a gate bias voltage circuit section 12 that supplies a gate bias voltage to the amplification circuit section, a high-frequency reception preamplifier AMP, a duplexer (or antenna switch) SW, a wireless transmission / reception antenna ANT, and a transmission-side frequency Conversion circuit (upverter) UB, reception-side frequency conversion circuit (downconverter) DB, frequency synthesis circuit MX that generates local signals for frequency conversion, baseband unit BBU including transmission / reception interface (IF) section, logic control unit LCU , Operation panel OP including operation unit and display unit, headset HS consisting of transmitter and receiver, and all devices Consisting of the operating power supply V dd from, such as the built-in battery supplies.
- the high-frequency reception preamplifier AMP amplifies the radio signal received by the radio transmission / reception antenna ANT.
- the amplified reception signal is converted to a low-frequency signal by the reception-side frequency conversion circuit (downverter) DB, and the baseband unit BBU Is transmitted to
- the baseband unit BBU processes the low-frequency reception signal, sends it to the headset HS via the IF section, and outputs it as an audio signal at the headset HS receiver.
- the audio signal detected by the headset HS transmitter is transmitted to the baseband unit BBU via the IF unit, processed by the baseband unit BBU, and processed by the transmission side frequency conversion circuit (upverter). ) Converted to high frequency transmission signal by UB.
- the high-frequency transmission signal is input to the input In of the power amplification system and power-amplified, and the amplified high-frequency output signal is impedance-matched by the output matching circuit 11 of the power amplification system and transmitted to the wireless transmission / reception antenna ANT. You.
- the logic control unit LCU controls the baseband unit BBU and the frequency synthesis circuit MX according to the operation from the operation panel OP, and displays necessary information on a display section of the operation panel OP.
- the power amplification system includes a high-frequency power amplification circuit unit 10, an output matching circuit unit 11, and a gate bias voltage circuit unit 12.
- the high-frequency power amplifier circuit section 10 is composed of multiple stages including a front stage 10a and a final stage 1Ob.
- the former stage 10a is composed of a grounded source enhancement type GaAs-MESFET J2, and an input circuit section including a resistor R11, capacitors C1, C12, and an inductor L1.
- the resistor R11, the capacitor C I1, and the inductor L1 are connected in series.
- One end is the input In and the other end is connected to the gate of MESFET J2.
- One end of the capacitor C12 is grounded, and the input of the preceding stage 10a is grounded in an AC manner.
- the drain of MESFET J2 is connected to the inductor L31, which is the load impedance, and serves as the input for the subsequent stage 10b.
- the second stage 10 b is a grounded source enhancement type G a As' MESFET J 1 And capacitors C21 and C22.
- the capacitor C21 is connected in series between the drain of the MESFET J2, which is the output of the former stage 10a, and the gate of the MESFET J1, and separates the former stage 10a and the latter stage 10b in a DC manner.
- One end of the capacitor C22 is grounded, and the input of the subsequent stage 10b is grounded in an AC manner.
- the drain of the MES FET J1 is connected to the strip element S1 which is a part of the load impedance, and the output of the output matching circuit 11 as the output of the subsequent stage 10b, that is, the output of the high-frequency power amplifier circuit 10. Input.
- the drains of ME SFETs J 1 and J 2 are connected to power supply potential Vdd via strip element S 1 and inductor L 31, respectively.
- a large-capacity capacitor C3 (for example, 2000 pF) is connected to the power supply line to stabilize the potential.
- the output matching circuit section 11 includes strip elements S1 and S2, a resistor R31, and capacitors C31 and C32. The output matching circuit section 11 is adjusted so that the characteristic impedance becomes 50 ⁇ .
- the gate bias voltage circuit section 1 2 is composed of a pull-up resistor R4 2 from the power supply potential Vdd, a resistor R41 that determines the gate bias voltage Vgg, and a ripple filter capacitor C 1 connected between the line of the gate bias voltage Vgg and ground. , C2. Also, the gate bias voltage Vgg is 1 ⁇ £ 3 through the resistor Rl and the scale 2, respectively. ETJ1, added to each gate of J2.
- the high-frequency power amplifier circuit unit 10 of the present embodiment is configured as a monolithic microwave integrated circuit MMIC.
- Rl, R2, Rll, Cll, C12, C21, C22, and L1 are formed on the GaAs substrate on which MESFETs J1 and J2 are formed and integrated into an IC.
- the resistance such as Rl include a semiconductor resistance using an epitaxial layer or an ion implantation layer, or a metal film resistance.
- the capacitor such as C11 include a MIM (Metal Insulator Metal) capacity, an interdigital capacity, and the like.
- the inductor of L1 can be exemplified by a meander line or a spiral line inductor.
- FIG. 5 is a cross-sectional view illustrating an example of a GaAs ⁇ n-channel MESFET used in the power amplification system according to the embodiment.
- An s layer 34 is formed on the s layer 34.
- An n-type A 1 layer 35 is formed in the source / drain region with a part opening on the n-type A 1 GaAs layer 34, and the n-type A 1 between the n-type GaAs layer 35 is formed.
- a gate electrode 36 is formed on the GaAs layer 34.
- a source / drain electrode 37 is formed of a material mainly containing gold (Au).
- the source / drain electrode 37 and the gate electrode 36 are covered with an insulating film 38 made of, for example, a silicon oxide film, and a wiring 39 is formed in a connection hole opened in the insulating film 38. Further, the wiring 39 is formed of a protective insulating film made of, for example, a silicon oxide film.
- the buffer layer 32, the InGaAs layer 33, the n-type A 1 GaAs layer 34, and the n-type GaAs layer 35 can be deposited by, for example, an epitaxial growth method.
- a metal serving as the source / drain electrode 37 is deposited on the n-type GaAs layer 35, etched into a predetermined shape, heat-treated to form an ohmic contact, and then the n-type GaAs layer 35 is formed.
- the gate electrode 36 can be formed by performing an etching process to form a metal film to be the gate electrode 36 and performing an etching process.
- the n-type GaAs layer 35, the n-type Al GaAs layer 34, the InGaAs layer 33, and the buffer layer 32 are etched to deposit an insulating film 38, and a connection hole is formed at a predetermined position.
- a metal film to be the wiring 39 is deposited, which is patterned, the wiring 39 is formed, and the protective insulating film 40 is further deposited to form the MESFETs J1 and J2.
- the gate electrodes 36 of the MESFETs J 1 and J 2 are made of at least platinum-containing gold.
- it may be a laminated film in which platinum Z titanium / molybdenum / titanium Z platinum Z gold is deposited in order from the lower layer.
- heat treatment is performed after the formation of the gate electrode 36 to cause platinum to react with the n-type A1GaAs layer 34 to form an alloy layer 36b of platinum and arsenic.
- This alloy layer 36 b is in a state of sinking into the channel side from the surface of the 11-type layer 10 & 83 layer 34.
- the Schottky barrier at the junction can be increased.
- the above-mentioned V f can be increased.
- the alloy layer 36b is sunk into the channel side from the surface of the n-type A1GaAs layer 34, the effect of the surface level on the surface is reduced to suppress the Pijung effect.
- the Schottky barrier can be increased.
- V f according to the above definition of the ME SFETs J 1 and J 2 thus formed has a value of 0.75 V in the experiments of the present inventors.
- This value is larger than 0.6 V when tungsten silicide, which is a typical MES FET, is used as a gate electrode.
- This allows the gate voltage to be applied up to 0.7 V even with a margin of 0.05 V, making it possible to increase the drain currents of the MES FETs J 1 and J 2, thereby increasing power amplification.
- the gain and output of the system can be improved, and the performance of the mobile communication terminal can be improved.
- the gate electrodes 36 of the MESFETs J 1 and J 2 are formed by heat treatment, and the alloy layer 36 b is sunk into the channel side from the surface of the n-type A 1 GaAs layer 34 so that the surface level is reduced. Since the influence of the position is reduced, it is thermally stable, and the reliability of the power amplification system and the mobile communication terminal can be improved.
- the gate widths of the MESFETs J1 and J2 can be 32 mm and 8 mm, respectively.
- the high-frequency signal output from the transmission-side frequency conversion circuit (upverter) UB is applied to the input In as an input of the high-frequency power amplification circuit unit 10.
- the high-frequency input signal is impedance-adjusted by the resistor Rl 1 and the inductor L 1,
- the voltage is superimposed on the bias voltage Vgg and applied to the gate of the MESFET J2.
- the gate bias voltage Vgg is cut off from the input In and ground potential in a DC manner by the capacitors C11 and C12, and it is ensured that a bias is applied to the gate of the MESFET J2. I have.
- the high-frequency input signal is grounded at a high frequency by the capacitor C12.
- the drain current I d2 of the MESFET J2 flows according to the gate voltage applied to the gate of the MESFET J2. This is as described with reference to FIG. At this time, the drain current Id2 can be a large current because the voltage that can be applied to the gate voltage is 0.7 V.
- a drain voltage Vd2 corresponding to the drain current Id2 (that is, a high-frequency signal obtained by amplifying the high-frequency input signal) is generated.
- the drain voltage Vd2 is an amplified signal of the first stage 10a in which the high-frequency input signal is amplified, and is applied to the gate of the MESFET J1 as an input of the second stage 10b.
- a gate voltage in which the drain voltage Vd2 and the gate bias voltage Vgg are superimposed is applied to the gate of the MESFET J1.
- the gate bias voltage Vgg is cut off DC from the former stage 10a and the ground potential by the capacitors C21 and C22, and it is ensured that a bias is applied to the gate of the MESFET J1.
- the drain voltage Vd 2 is grounded at a high frequency by the capacitor C 22.o
- the drain current I d1 of the MESFET J1 flows according to the gate voltage applied to the gate of the MESFET J1. This is also as described with reference to FIG. At this time, the drain current I d1 can be a large current because the voltage that can be applied to the gate voltage is 0.7 V.
- the drain voltage V d1 is an amplified signal of the high-frequency power amplifier circuit unit 10 in which the drain voltage V d2, which is an input signal of the subsequent stage 10b, is amplified.
- An output matching circuit section 11 is provided to efficiently supply power to the transmitting / receiving antenna ANT.
- the operation of the output matching circuit section 11 is designed so that the output impedance of the high-frequency power amplifier circuit section 10 and the input impedance of the ANT match.
- the gate bias voltage circuit section 12 includes the ripple filter capacitors C1 and C2.
- the gate bias voltage Vgg is generated from the power supply and the potential Vdd.
- Vgg is generated from Vdd
- the fluctuation of Vdd is directly generated as the fluctuation of Vgg. That is, in the present embodiment, since the drain currents I d1 and I d2 of the MESFETs J 1 and J 2 are increased, the current flowing through the battery (I d 1 + I d 2) is also increased, and the internal resistance of the battery is increased. Due to r, a potential drop of r ⁇ (I d 1 + I d 2) occurs. This potential drop is superimposed as it is on high-frequency voltage fluctuations (noise) on Vgg due to resistance voltage division. Therefore, in the present embodiment, the noise is finolatered by providing the ripple filter capacitors C1 and C2.
- the line of the gate bias voltage Vgg is connected to the ground potential by the ripple filter capacitors C1 and C2, high-frequency noise is transmitted through the ripple filter capacitors C1 and C2 and grounded.
- the gate bias voltage Vgg applied to the gates of the MESFETs J 1 and J 2 can be stabilized to stabilize the amplification operation of the power amplification system.
- the performance of the mobile communication terminal can be improved.
- the voltage range that can be applied to the gate is narrower than that of the depletion-type MES FET, so the stability of the gate bias voltage is important, and the ripple filter of the present embodiment is important.
- Capacitors C l and C 2 are effective.
- the output of the compared power amplifier system is 0.75 V because the value of MESFET J 1, 2 in this embodiment is 0.75 V. Is 1.2 W, the output of the power amplification system of this embodiment is
- FIG. 6 is a configuration diagram showing another example of the power amplification system of the present invention and a mobile communication terminal device to which the power amplification system is applied.
- the power amplifying system shown in FIG. 6 and the mobile communication terminal device to which the power amplifying system is applied are almost the same as those shown in FIG. However, the difference is that the high-frequency power amplifier circuit section 10 and the output matching circuit section 11 are configured as MMICs.
- the gate bias voltage circuit section 12 is provided outside the MMIC.
- FIG. 7 is a configuration diagram showing still another example of the power amplification system of the present invention and a mobile communication terminal device to which the power amplification system is applied.
- the power amplifying system shown in FIG. 7 and the mobile communication terminal device to which the power amplifying system is applied have almost the same functions as those shown in FIG. However, the difference is that the high-frequency power amplifier circuit section 10 is not configured as MMIC, and each element is configured independently. In such a power amplifying system and a mobile communication terminal device to which the power amplifying system is applied, the same effect as that shown in FIG. 4 described above can be obtained.
- platinum is exemplified as a material for the gate electrodes 36 of the MESFETs J1 and J2.
- the material is not limited to a material having a work function larger than that of tungsten silicide.
- palladium (Pd) It may be.
- the electron supply layer 34 of the channel portion is made of A1GaAs, but the electron supply layer 34 is made of GaAs, and the gate electrode 36 is made of platinum / titanium from the lower layer as in the above-described embodiment.
- Z molybdenum titanium Z platinum Z gold may be used.
- V f according to the above definition is 0.67V to 0.73V. Even in such a case, Vf about 0.1 V higher than that of the conventional technique in which the gate electrode formed on GaAs is made of tungsten silicide can be obtained, and the same effect as above can be obtained. be able to.
- Industrial applicability is 0.67V to 0.73V.
- the power amplification system and the mobile communication terminal device of the present invention provide a high-frequency amplification system capable of obtaining a sufficiently large output even with a single power supply. It is suitable for application to mobile communication terminal devices such as PDC and PHS that can be used for a long time.
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Junction Field-Effect Transistors (AREA)
Description
明 細 書 電力増幅システムおよび移動体通信端末装置 技術分野
本発明は、 電力増幅システムおよび移動体通信端末装置に関し、 特に、 化合物 半導体からなるショットキ障壁ゲート電界効果トランジスタ (ME S FET ; Me tal Semiconductor Field Effect Transistor)を使用した無線通信用の高周波電 力増幅システムおよび移動体通信端末装置に適用して有効な技術に関するもので ある。 背景技術
PDC (パーソナル 'デジタル 'セルラ) や PHS (パーソナル ·ハンディフ オン 'システム) などの移動体通信端末では、 1 GH Z以上のマイクロ波帯の搬 送波を用いて無線通信が行われる。 このため、 送信信号のパワーアンプ回路、 お よび受信信号のプリアンプ回路等では、 シリコントランジスタよりも動作速度の 速い GaAs · ME S FET (ガリウムヒ素 ME S F E T) が採用されている。 なお、 移動体通信端末については、 たとえば日経 BP社発行 「日経エレク ト口 二クス」 1 990年 4月 16日号 (n o. 497) 、 p 121等にその概要が記 載されている。
この移動体通信端末では、 1 W程度の比較的大きな送信電力が要求される一方
、 移動体通信端末の携帯性を高めるために小型軽量であること、 電池での長時間 動作が可能なことが要求される。 このため、 電池での単一電源駆動が好ましく、 長時間動作を保証する観点から低消費電力であることが要求される。
ところで、 GaAs · ME S F E Tを高周波帯で利用する場合には、 電子移動 度の大きさを生かすため、 nチャネル型 ME S FETを用いる場合が多い。 した がって、 以下の説明では特に断らない限り nチャネル型 ME S FETの場合につ いて説明する。
また、 従来技術の MESFETでは、 大きな増幅度を得るため、 しきい値電圧
(V t h ) が比較的深め (たとえば V t h =— 1 V程度) のデプレッション型が 用いられる。
このような比較的深い V t hの M E S F E Tをソース接地で使用する場合、 負 電圧でゲートバイアスをかける必要があるため、 正の電源、電圧とは別に負の電源 電圧が必要となる。 このように正負両極の電源を必要とするアンプシステムは単 一電源で駆動することができず、 あえて単一電源で駆動しようとすれば、 D C— D Cコンバータを用いて正電源から負電圧を生成し、 これを負電源として用いる 方策が必要となる。
しかし、 D C— D Cコンバータの使用は、 消費電力の増大おょぴ実装面積の増 大を招き、 移動体通信端末に要求される小型軽量および電池での長時間動作の要 求に反することとなる。
そこで、 移動体通信端末のパワーアンプ回路に用いる増幅素子として、 比較的 浅いデプレッション型もしくは V t hが正電圧のェンハンスメント型 G a A s · M E S F E Tを用いて、 O Vないし正電圧のゲートバイアス電圧を印加する回路 の採用を検討する必要がある。
G a A s · M E S F E Tがショッ トキ接合型 F E T、 つまりゲートとソースと がショットキダイオードを構成しており、 また、 nチャネル型 ME S F E Tをソ ース接地で使用することから、 ゲートへの正電圧の印加はショットキダイオード に対する順方向電圧となる。 このため、 ゲートに加えることができる正電圧は、 ゲート電流 (順方向電流) が急激に増加しはじめる電圧 (V f ) 以下にすること が必要である。 すなわち、 V f 以上のゲート電圧を加えても、 ゲート電極下部の 空乏層はもはや消失しており、 ドレイン電流の制御はできず、 ドレイン電流は飽 和するためである。 一方、 負方向にかけることができるゲート電圧の最小値は、 V t hの近傍となる。 すなわち、 V t h以下のゲート電圧を加えても、 チャネル 領域はすでに空乏層で遮断されており、 ドレイン電流は流れていないためである つまり、 M E S F E Tのドレイン電流を増幅信号として取り出すためには、 ゲー ト電圧に応じてドレイン電流が変化する線形領域を利用する必要があるが、 この 線形領域はグート電圧が V t h力 ら V f の範囲に限られることを意味する。
したがって、 深い V t hのデプレッション型 ME S FETと比較して、 浅い V t hのデプレッション型あるいは V t hが正のェンハンスメント型 ME S F ET のゲート電圧の印加できる範囲は狭くなる。 一般にゲート電圧を最大限に印加す る方がドレイン電流が大きくなるため、 グート電圧の振幅に比例してドレイン電 流の振幅が大きくなる。 このため、 比較的浅いデプレッション型もしくはェンハ ンスメント型の ME S F ETの場合には、 十分なドレイン電流を確保できない場 合が生じる。 この結果、 高周波動作時のアンプシステムの出力あるいは利得が十 分にとれず、 移動体通信端末の高性能化の妨げとなる場合が生じる。
一方、 たとえば、 昭和 61年 1月 30日、 日刊工業新聞社発行、 「化合物半導 体」 、 p 1 64に記載されているように、 ショットキ接合された金属と半導体と の間に流れる順方向電流の電流密度 Jは、
J =A*T2e x p (- q 0B/kT) (e x p (q V/n kT) — 1) 、 となる。 ただし、 A*は実効リチャードソン定数、 Tは絶対温度 [K] 、 qは素 電荷、 0Bはショッ トキ障壁 [V] 、 kはボルツマン定数、 Vは印加電圧 [V] 、 nは理想係数であってショットキ接合が良好なときには 1. 0〜: 1. 3の範囲 の値となるものである。
e x p (q V/n k T) >> 1であって、 nがほぼ 1であると仮定すると、 V が Φ Bを越えるあたりから指数関数的に電流密度 Jが増加することがわかる。 こ のような状況は、 ME S FETにおいてソース接地し、 ゲート電圧を増加してゲ —ト電流が急激に増大する現象と同等である。 すなわち、 V f は、 0Bと強く関 係しており、 φΒが大きいほど V f も大きくなる。 したがって、 V f を大きくし て増幅作用をするゲート電圧の印加範囲を増加するために、 ΨΒの大きな材料を ゲート電極に用いることが効果的であると考えることができる。
しかし、 Ga As表面にショットキ接合するような金属を形成しても、 金属の 種類、 つまりその金属の仕事関数に応じて 0Bが変化せず、 ほぼ一定の ΦΒとなる ことが知られている。 すなわち、 G a A s表面の表面準位密度の多さ、 あるいは 中間層の生成に起因するピニング効果 (pinning effect) によるものである。 従来の多用されている nチャネル型 G a A s · ME S F E Tにおいては、 ゲー ト電極としてタングステンシリサイド (WS i) が用いられており、 このゲート
電極をたとえばアルミニウム (A 1 ) やモリブデン (Mo) に代えてもピユング 効果によりショットキ障壁 φΒは大きく変化しない。 このため、 V f を大きくし てゲート電圧の印加範囲を増加することが困難であり、 比較的浅いデプレッショ ン型もしくはェンハンスメント型の ME S F ETにおいて、 十分なドレイン電流 を確保して高周波動作時のアンプシステムの出力あるいは利得を向上し、 移動体 通信端末の高性能化を図ることが困難となっている。
また、 比較的浅いデプレッション型もしくはェンハンスメント型の nチャネル 型 GaAs · ME S FETをソース接地で用いる場合には、 ゲート電圧の範囲が 狭くなるため、 ゲートバイアス電圧の安定性が信号ノイズ比 (SNR) に大きく 影響する。 このため電源電位の安定性は特に重要となる。
本発明の目的は、 単一電源駆動を前提とした高周波電力増幅システムの利得を 向上することにある。
また、 本発明の目的は、 高周波電力増幅システムの消費電力を低減することに ある。
また、 本発明の目的は、 高周波電力増幅システムの安定 14を向上することにあ る。
また、 本発明の目的は、 単一電源駆動かつ低消費電力な、 つまり電池での長時 間の使用が可能な移動体通信端末の出力を大きくし、 性能を向上することにある 本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、 本明細書の記述および添 付図面から明らかになるであろう。 発明の開示
(1) 本発明の電力増幅システムは、 ソース端子が接地されたショッ トキ障壁 ゲート電界効果トランジスタ (ME S F ET ; Metal Semiconductor Field Effe ct Transistor) を増幅素子として使用し、単一極性の電源からドレインバイアス 電圧および 0Vないし低い順方向のグートバイアス電圧が供給され、 ゲートバイ ァス電圧に重畳して加えられた入力信号をドレイン電流の変化として増幅出力す る電力増幅システムであって、 MESFETは、 ソース端子を接地してゲート端
子に順方向の直流ゲート電圧を加えた場合に、 ゲート幅 1 0 0 X mあたりのゲー ト電流値が 1 0 0 μ Aを越える直流ゲート電圧の値が、 0. 6 5 V以上のもので める。
従来技術における M E S F E Tのゲート電極としてはタングステンシリサイド が多く用いられ、 ゲート材料を変更してもショットキ障壁 0 Bは大きく変化しな いことは前記したとおりである。 このようなショットキ障壁 0 Bの評価方法とし て、 本発明者らは、 ソース端子を接地してゲート端子に順方向の直流ゲート電圧 を加えた場合に、 ゲート幅 1 0 0 /z mあたりのゲート電流値が 1 00 μ Αを越え る直流グート電圧の値を 0 Bに強く関係する V f として定義する概念を導入した すなわち、 ゲートとソースと間はショットキ接合されており、 ソースが接地さ れているためゲート端子に順方向電圧 (nチャネル ME S F ETの場合には正電 圧) を加えるとゲート端子には順方向電流密度 Jが流れる。 前記のとおり、
J =A*T2 e x p (- q 0 B/k T) (e x p (q V/n k T) — 1 ) 、 であり、 q VZn k T> 3が成立する条件、 つまりある程度のゲート電圧 Vが加 えられた状態では、
J =A*T2 e x p (- q 0 B/k T) e x p (q V/n k T)
= a ' e x p (_ β Φ B) e x p (β V/n)
ただし、 α=Α**Τ2、 ]3 = q/k T, とする。 よって、 上式の自然対数をと れば、
V=n φΒ+ (n/j3) 1 n (J/ひ)
V f を上記の通り定義し、 n = 1と仮定すれば、
V f = φ Β+ ( l /j3) 1 n (J。 )
ただし、 J。は、 ゲート幅 1 0 0 μ πιあたり 1 0 0 // Aに相当するゲート電流 密度である。 本発明者らの実験検討によれば、 (l/i3) I n (J。Za) = 0 と近似でき、 よって、 V f = 0 B、 となる。
このような定義に基づいて、 従来技術特に移動体通信端末に多く用いられてい る ME S F ETの V f を評価したところ、 G a A s上にタングステンシリサイド でゲート電極を形成した場合、 V f = 0. 5 6 Vであり、 V f の値は大きくても
0. 6 Vであることが判明した。
そこで、 本発明は、 このような定義における V f を 0. 65V以上とすること によって、 入力信号として加えることができるゲート電圧の範囲を広くして、 增 幅出力として取り出せるドレイン電流の振幅を大きくするものである。 すなわち 、 本発明によれば、 ME S FETを用いた電力增幅システムの出力あるいは利得 を大きくしてシステム全体の性能を向上することができる。
本発明の電力増幅システムの出力あるいは利得を大きくできる点を図 1〜図 3 を用いて説明する。
図 1〜図 3は本発明の電力増幅システムにおけるソース接地 nチャネル ME S FETの動作を説明するための特性曲線を示したグラフであり、 図 1は、 ゲート 電圧 (Vg) —ゲート電流 (I g) 特性を示したグラフ、 図 2は、 ゲート電圧 ( Vg) —ドレイン電流 (I d) 特性を示したグラフ、 図 3は、 ドレイン電圧 (V d s) —ドレイン電流 (I d s) 特性および負荷曲線を示したグラフである。 図 1において、 ショットキ障壁 φΒが大きい場合の Vg— I g曲線 1は、 本発 明を適用した場合の ME S FETを示す。 一方、 ショットキ障壁 φΒが小さい場 合の Vg— I g曲線 2は、 本 明者らが検討した比較例の ME S FETを示す。 前記した V f の定義から、 ゲート幅 100 //mあたりに 100 μ Αの電流に相当 する電流値 I g 0となる電圧は、 曲線 1の場合 V f 1であり、 曲線 2の場合 V f 2となる。 本発明者らの実験検討によれば、 たとえば、 V f 2は約 0. 6Vであ り、 V f 1は 0. 7 Vとなる。
このような Vg— I g特性から、 Vg— I d特性は図 2に示すようになる。 曲 線 3は、 本発明を適用した場合の MESFETの Vg— I d特性であり、 Vgが V t hを越えるあたりから I dが流れはじめ、 Vma X 1までは Vgの増加に応 じて I dは増加する。 そして、 Vma X 1を越えるあたりから I dは飽和する。 Vma X 1は前記したとおりほぼ V f 1となる。 一方、 比較例の MESFETの 場合は、 曲線 4で示され、 Vgが V t hを越えるあたりから I dが流れはじめる 点は同様であるが、 Vma X 2を越えると I dは飽和する。 Vma x 2は、 V f の定義よりほぼ V f 2である。 図 2には入力および出力信号も同時に示している 。 ゲートバイアス電圧を V。とすれば、 ゲート電圧としてゲートバイアス電圧に
加えることができる入力信号の最大値は、 本発明を適用する場合には Vm a x 1 であり、 比較例の場合には Vma X 2である。 したがって、 出力信号であるドレ ィン電流の最大値は、 本発明を適用する場合には I m a X 1となり、 比較例の場 合には I ma x 2となる。 つまり、 出力として取り出すことができる本発明のド レイン電流は、 比較例と比べて I ma X 2から I ma X 1に増加することとなる これを、 負荷曲線で示せば図 3のようになる。 すなわち、 本発明を適用した M E S FETの負荷曲線 5は、 ゲート電圧 Vgを約 0. 7 Vまでかけられるため、 ドレイン電流を I ma X 1まで駆動することができ、 一方、 比較例の MESFE Tの負荷曲線 6では、 ゲート電圧 Vgを約 0. 6 Vまでしかかけられないため、 ドレイン電流を I ma X 2までしか駆動できない。 この結果、 本発明を適用すれ ば、 比較例と比べて、 I ma X 1— I ma X 2に相当する分の負過電流を増加す ることができ、 出力を増加することができる。
なお、 本発明者らの実験検討によれば、 従来技術の ME S FETの V f は約 0 . 6 Vとなることは前記したとおりであるが、 たとえば昭和 61年 1月 30日、 日刊工業新聞社発行、 「化合物半導体」 、 p 1 65に記載されている 0Bの値 ( WS iについては φΒ= 0. 75) よりも低い値となっている。 このように本発 明者らの V f が文献値よりも低い値で観測されるのは以下のような理由による。 すなわち、 文献値の観察は、 真空雰囲気下での劈開直後に電極形成する場合が多 く、 非常に清浄な表面が保たれた状態での観測値である。 これに対し、 本発明者 らの V f は、 実デバイスにおける観測値であり、 若干の表面汚染が存在する状態 での観測値である。 また、 実デバイスではゲート電極形成後に熱処理が施され、 ゲート電極を構成する金属と半導体との反応が発生する。 さらに、 実デバイスで は、 ゲート長の短い場合が多く、 このような場合にはゲートエッジの効果が入つ てきて、 エッジ効果に起因するリーク電流が発生する場合がある。 これらの要因 が重なり合って結局 V f が文献値よりも低い値で観測されることとなる。
また、 前記 MESFETは、 浅いデプレッション型またはエンハンスメント型 の ME S FETとすることができる。 浅いデプレッション型またはェンハンスメ ント型の ME S FETでは、 ゲートバイアス電圧を 0Vないし低い順方向の電圧
を印加するものであり、 特に単一電源で駆動する場合に重要な技術であるが、 こ のような場合であっても、 本発明ではゲート電圧を V f 1 (V m a x 1 ) まで加 えることができるため、 十分な出力を確保して単一電源で駆動する電力増幅シス テムのデメリットを補うことができる。
また、 前記 M E S F E Tのチャネル領域は、 直接遷移型の化合物半導体からな るものである。 このような電力増幅システムによれば、 直接遷移型の化合物半導 体の高いキヤリァ移動度を生かして高速動作可能な電源増幅システムを構成する ことができる。 特に、 電子をキャリアとする nチャネル形 M E S F E Tは、 高速 化に対して最も有効であり、 1 G H z以上の高周波信号の増幅に適用できる。 なお、 直接遷移型の化合物半導体としては、 アルミニウムガリウムヒ素 (A 1 G a A s ) 、 あるいはガリウムヒ素 (G a A s ) を例示できる。
( 2 ) 本発明の電力増幅システムは、 前記した電力増幅システムにおいて、 ゲ ートバイアス電圧を供給する回路に、 リップルフィルタコンデンサを備えたもの である。
このようにゲートバイアス電圧供給回路にリップルフィルタコンデンサを備え ることにより、 電力増幅システムの安定 1"生を向上できる。 すなわち、 本発明の電 力増幅システムでは、 ゲートバイアス電圧に重畳して入力信号を加えると、 ドレ イン電流を出力電流として取り出すことができるが、 このドレイン電流を供給す る電源は単一極性の単一電源であり、 この電源からはゲートバイアス電圧をも生 成する。 ドレイン電流 I dが電源から供給されると、 電源の内部抵抗 rに起因し て r · I dの電圧降下が電源端子に発生し、 ゲートバイアス電圧の発生回路にも この電圧降下の影響が生ずることとなる。 特に、 本発明の電力増幅システムでは 、 ゲート電圧の印加可能範囲を広げて出力として取り出すことのできるドレイン 電流を増加しているため、 電圧降下 r · I dの影響は大きくなる。 そこで、 本発 明では、 特にゲートバイアス電圧の発生回路にリップルフィルタコンデンサを備 え付けてゲートバイアス電圧への高周波ノイズの重畳を防止し、 ゲートバイアス 電圧の安定化を図るものである。 これにより電力増幅システムの安定化を図るこ とができる。 また、 本発明の電力増幅システムでは、 単一極性電源の要求から、 ゲート電圧の印加可能範囲が狭くなつている。 このため、 入力電圧信号の振幅が
小さくならざるを得ず、 入力信号に対するグートバイアス電圧の安定性も相対的 に厳しくなるため、 本発明のリップルフィルタコンデンサの効果はより大きくな る。
なお、 リップルフィルタコンデンサは、 M E S F E Tが形成された半導体基板 の外部に備えられる。 リップルフィルタコンデンサの具体的な容量値は後に説明 するが、 一般に大きく、 半導体基板上に I C化して実現しようとすれば形成面積 が大きくなり、 I c化のコストが高くなる。 よって、 リップルフィルタコンデン サを半導体基板の外部に分離して備えることにより、 より低価格に電力増幅シス テムを構成することができる。
( 3 ) 本発明の電力増幅システムは、 前記した電力増幅システムにおいて、 前 記 M E S F E Tのゲート電極とチャネル領域との界面に、 ゲート電極を構成する 金属とチャネル領域を構成する半導体との合金層が形成されているものである。 このような電力増幅システムによれば、 0 . 6 5 V以上の V f を有する M E S F E Tを実現できる。 従来多く用いられている M E S F E Tではゲート電極とし てタングステンシリサイド等半導体と合金を形成しにくい材料を選択して熱的安 定性、 あるいは製造工程における熱工程の活用を確保していた。 し力 し、 本発明 では、 ゲート電極と構成する材料とチャネル領域の半導体とを積極的に熱反応さ せ、 その界面に合金層を形成するものである。 このように合金層を形成すること により、 ショットキ接合は、 この合金層とチャネル領域の半導体との間で形成さ れることとなり、 チャネル領域の半導体とゲート電極金属との界面に存在する界 面準位の影響を少なくすることができる。 これによりピニング効果を回避して、 その物質の仕事関数に応じたショットキ障壁 φ Βを形成することができる。 これ により、 ショットキ障壁 0 Βを大きくして V f を増加するものである。 また、 あ らかじめ合金層が形成されているため、 熱的な安定性にも優れる。 このため電力 増幅システムの信頼性を向上できる。
また、 前記合金層は、 チャネル領域の表面よりも下層に形成されているもので ある。 このように合金層をチャネル領域の表面よりも下層に形成することにより 、 ピニング効果の原因である界面準位の影響をより小さくすることができる。 さらに、 前記金属は、 タングステンシリサイドよりも大きな仕事関数を有する
ものとすることができる。 前記したとおり、 合金層と半導体との間のショットキ 障壁 0 Bは、 ピニング効果が抑制された状態では合金層の仕事関数で決まる。 こ のため、 前記した手法によりピニング効果を抑制した上で、 さらに、 金属をタン ダステンシリサイドよりも大きな仕事関数を有するものとすることにより、 ショ ットキ障壁 0 Bを大きくして 0. 6 5 V以上の V f を得ることができる。 具体的 には、 白金 (P t) またはパラジウム (P d) の何れかの金属とすることができ る。 これら金属はそれ自体仕事関数が大きなものであり、 また、 半導体材料たと えばヒ素とそれら金属との合金も仕事関数が大きく、 たとえば白金ヒ素 (P t A s ) と G a A sとの接合界面では大きなショットキ障壁 0 Bが形成される。
このようにショットキ障壁 0 Bを大きくすることは、 チャネル間のリーク電流 を低減することにも寄与する。 この結果、 電力増幅システムの消費電力を低減で さる。
なお、 前記したとおり、 白金またはパラジウムにより合金層を形成することに よって V f を大きくすることができるが、 この V f の値はチャネル領域を構成す る半導体の材料にも依存することが本発明者らの実験検討により判明している。 すなわち、 半導体材料として A I G a A sを用レ、、 たとえば白金によりゲート電 極を構成した場合には、 V f は少なくとも 0. 7 0V以上であり、 通常は 0. 7 5 V程度となる。 また、 半導体材料として G a A sを用い、 たとえば白金により ゲート電極を構成した場合には、 V f は少なくとも 0. 6 5 V以上であり、 通常 は 0. 6 7 V〜0. 7 3 Vの範囲となる。 このように A 1 G a A sと G a A sと で V f の値に相違が見られるのは、 A l G a A sと G a A sの電子親和力の相違 に基づくと考えられる。 また、 同じ G a A sであっても V f が 0. 6 7 V〜0.
7 3 Vの範囲に分布するのは、 白金厚さの相違に基づく。 つまり、 白金が 7 0〜
8 OAと薄い場合には V f が 0. 6 7 V〜0. 6 9 Vとなり、 白金が 3 0 0 Aと 厚い場合には V f が 0. 7 2 V〜0. 7 3 Vになる。
(4) 本発明の電力増幅システムは、 前記した電力増幅システムであって、 M E S FETが半導体基板ごとに分離して形成され、 ME S F ETと受動素子とが 各々別個に構成されているもの、 または、 ME S FETおよび増幅回路を構成す る受動素子が 1つの半導体基板に形成されているもの、 または、 ME S F ET、
増幅回路を構成する受動素子および増幅回路の出力整合回路が 1つの半導体基板 に形成されているものである。
すなわち、 本発明の電力増幅システムは、 ディスクリートに構成することがで き、 増幅回路の部分のみを I C (いわゆる MM I C (Monolithic Microwave IC ) ) 化することができ、 また、 出力整合回路を含めて I C化することができる。
(5) 本発明の移動体通信端末装置は、 高周波信号を増幅して出力し、 その能 動素子として化合物半導体 M E S F E Tをソース接地で用レ、る電力増幅回路と、 化合物半導体 ME S FETにドレインバイアス電圧およびゲートバイアス電圧を 供給する単一極性の電源と、 電力増幅回路の出力整合回路とを有する移動体通信 端末装置であって、 化合物半導体 MESFETは、 そのソース端子を接地してゲ ート端子に順方向ゲート電圧を印加した場合に、 ゲート幅 1 00 /zmあたりのゲ ート電流が 100 μ Aを越える順方向ゲート電圧が 0. 65 V以上となるもので ある。
また、 前記ゲートバイアス電圧の供給回路には、 ME S FETが形成された半 導体基板の外部にリップルフィルタコンデンサを備えることができ、 さらに、 前 記化合物半導体 M E S F E Tは、 そのゲート電極と化合物半導体からなるチヤネ ル領域との界面に、 白金 (P t) またはパラジウム (P d) と化合物半導体との 合金層が形成されたものとすることができる。
このような移動体通信端末装置によれば、 単一極性の電源を用いて電力増幅回 路を駆動することができ、 また、 電力増幅回路の出力を大きくして移動体通信端 末装置の性能を向上できる。
以上開示される発明のうち、 代表的なものによって得られる効果を簡単にまと めて説明すれば以下のとおりである。
(1) 単一電源駆動を前提とした高周波電力増幅システムの利得を向上できる
(2) 高周波電力増幅システムの消費電力を低減できる。
(3) 高周波電力増幅システムの安定性を向上できる。
(4) 単一電源駆動かつ低消費電力な、 つまり電池での長時間の使用が可能な 移動体通信端末の出力を大きくし、 性能を向上できる。
図面の簡単な説明
図 1〜図 3は本発明の電力増幅システムにおけるソース接地 nチャネル ME S FETの動作を説明するための特性曲線を示したグラフであり、 図 1は、 ゲート 電圧 (Vg) —ゲート電流 (I g) 特性を示したグラフ、 図 2は、 ゲート電圧 ( Vg) —ドレイン電流 (I d) 特性を示したグラフ、 図 3は、 ドレイン電圧 (V d s) —ドレイン電流 (I d s) 特性および負荷曲線を示したグラフである。 図 4は、 本発明の電力増幅システムおよびそれが適用された移動体通信端末装置の 一例を示した構成図である。 図 5は、 実施形態の電力増幅システムに用いられる G a A s · nチャネル ME S F ETの一例を示した断面図である。 図 6は、 本発 明の電力増幅システムおよびそれが適用された移動体通信端末装置の他の例を示 した構成図である。 図 7は、 本発明の電力増幅システムおよびそれが適用された 移動体通信端末装置のさらに他の例を示した構成図である。 発明を実施するための最良の形態
本発明をより詳述するために、 添付の図面に従ってこれを説明する。
図 4は、 本発明の電力増幅システムおよびそれが適用された移動体通信端末装 置の一例を示した構成図である。
本実施形態の移動体通信端末装置は、 送信する高周波信号を電力増幅する高周 波電力増幅回路部 10と、 増幅された高周波信号をインピーダンス整合して出力 する出力整合回路部 1 1と高周波電力増幅回路部にゲートバイアス電圧を給電す るゲートバイアス電圧回路部 12とを有する電力増幅システム、 高周波受信プリ アンプ AMP、 分波器 (またはアンテナ切換器) SW、 無線送受信アンテナ AN T、 送信側周波数変換回路 (アップバータ) UB、 受信側周波数変換回路 (ダウ ンバータ) DB、 周波数変換用のローカル信号を発生する周波数合成回路 MX、 送受信インタフェース ( I F) 部を含むベースバンドユニット BBU、 論理制御 ユニット LCU、 操作部および表示部を含む操作パネル OP、 送話器と受話器か らなるヘッドセット H S、 および装置全体の動作電源 V d dを供給する内蔵電池 などからなる。 本実施形態では単一の内蔵電池が電源として備えられており、 出
力電圧 3. 5 Vのリチュウム電池を例示できる。
高周波受信プリアンプ AMPは、 無線送受信アンテナ AN Tで受けた無線信号 を増幅し、 増幅された受信信号は受信側周波数変換回路 (ダウンバータ) DBで 低周波信号に変換されてベースバンドュニッ ト BBUに伝送される。 ベースバン ドュニット B BUでは、 低周波受信信号を信号処理して I F部を介してへッドセ ット HSに送り、 へッドセット HSの受話器で音声信号として出力される。 一方、 ヘッドセット HSの送話器で検出された音声信号は、 I F部を介してべ ースバンドュニッ ト BBUに伝送され、 ベースバンドュニッ ト BBUで信号処理 されて、 送信側周波数変換回路 (アップバータ) UBで高周波送信信号に変換さ れる。 高周波送信信号は電力増幅システムの入力 I nに入力されて電力増幅され 、 増幅された高周波出力信号は、 電力増幅システムの出力整合回路部 1 1でイン ピーダンス整合されて無線送受信アンテナ ANTに送信される。
無線送受信ァンテナ A N Tは送信信号および受信信号の双方が入出力されるた め、 分波器 (またはアンテナ切換器) SWで送信あるいは受信信号が分波される 。 また、 論理制御ユニット LCUは操作パネル OPからの操作に従ってベースバ ンドュニット B B Uおよび周波数合成回路 MXを制御し、 操作パネル O Pの表示 部に必要な情報を表示する。
本実施形態の電力増幅システムは、 高周波電力増幅回路部 10、 出力整合回路 部 1 1、 ゲートバイアス電圧回路部 12を有する。
高周波電力増幅回路部 1 0は、 前段 10 aおよび終段 1 O bからなる多段で構 成される。
前段 10 aは、 ソース接地のエンハンスメント型 G a A s - MESFET J 2 と抵抗 Rl l、 コンデンサ C I 1、 C 1 2およびインダクタ L 1からなる入力回 路部とからなる。 抵抗 R1 1、 コンデンサ C I 1およびインダクタ L 1は直列に 接続され、 一端は入力 I nとなり、 他端は MESFET J 2のゲートに接続され る。 コンデンサ C 1 2の一端は接地され、 前段 10 aの入力を交流的に接地する 。 MESFET J 2のドレインは、 負荷インピーダンスとなるインダクタ L 31 に接続され、 後段 10 bの入力となる。
後段 10 bは、 ソース接地のエンハンスメント型 G a A s 'MESFET J 1
とコンデンサ C21、 C 22とからなる。 コンデンサ C 21は前段 10 aの出力 である MESFET J 2のドレインと MESFETJ 1のゲートとの間に直列に 接続され、 前段 10 aと後段 10 bとを直流的に分離する。 コンデンサ C 22の 一端は接地され、 後段 1 0 bの入力を交流的に接地する。 MES FET J 1のド レインは、 負荷インピーダンスの一部となるストリップ素子 S 1に接続され、 ま た、 後段 10 bの出力すなわち高周波電力増幅回路部 1 0の出力として出力整合 回路部 1 1の入力となる。
ME SFETJ 1、 J 2のドレインは、 各々ストリップ素子 S 1およびィンダ クタ L 31を介して電源電位 Vd dに接続される。 電源ラインには電位安定化の ため大きな容量のコンデンサ C 3 (たとえば 2000 p F) が接続される。 出力整合回路部 1 1は、 ストリップ素子 S l、 S 2、 抵抗 R31、 コンデンサ C31、 C32とからなる。 出力整合回路部 1 1は特性インピーダンスが 50Ω となるように調整される。
ゲートバイアス電圧回路部 1 2は、 電源電位 Vd dからのプルアップ抵抗 R4 2、 ゲートバイアス電圧 V g gを決める抵抗 R41、 ゲートバイアス電圧 Vg g のラインと接地間に接続されたリップルフィルタコンデンサ C 1、 C 2とからな る。 また、 ゲートバイアス電圧 Vg gは、 各々抵抗 R l、 尺2を介して1^£3? ETJ 1、 J 2の各々のゲートに加えられる。
また、 本実施形態の高周波電力増幅回路部 10は、 モノリシックマイクロ波集 積回路 MMI Cとして構成されている。 すなわち、 MESFET J 1、 J 2が形 成された G a A s基板上に、 Rl、 R2、 R l l、 C l l、 C 1 2、 C21、 C 22、 L 1が形成され I C化されている。 Rl等の抵抗は、 ェピタキシャル層や イオン注入層を利用した半導体抵抗、 あるいは金属被膜抵抗を例示できる。 C 1 1等のコンデンサは、 MIM (Metal Insulator Metal) 容量、 インタデジタル容 量等を例示できる。 L 1のインダクタは、 メアンダラインまたはスパイラルライ ンィンダクタ等を例示できる。
上記回路の具体的な数値を例示すれば以下の通りである。 すなわち、 Rl l = 1 5Ω、 C I 1 = 3. O p F、 C I 2= 1. 4〜1. 6 p F、 L l = 2〜: 15 n H (好適には 5 nH) 、 R 2 = 400 C21 = 3〜5 p F (好適には 3. 9
p F) 、 R 1 = 100 Ω, C I 1 = 0. 5 p F、 L 31 = 0. 01 nH、 R 31 = 1 Ω、 C31 = 5 p F、 C32 = 8 p F、 R41 = 0. 2 k Ω, R42 = 3.
3 k Ωである。
次に、 MESFET J 1、 J 2の構造を図 5を用いて説明する。 図 5は、 実施 形態の電力増幅システムに用いられる G a A s · nチャネル ME S FETの一例 を示した断面図である。
G a A s基板 31上に A l GaAsと GaAsとが複数層積層されたバッファ 層 32が形成され、 チャネルとなる I nG a A s層 33および電子供給層である n型 A 1 G a A s層 34がその上層に形成されている。
n型 A 1 G a A s層 34上に一部を開口してソース · ドレイン領域の n型 G a A s層 35が形成され、 n型 G a A s層 35の間の n型 A 1 G a A s層 34上に ゲート電極 36が形成されている。 また、 n型 G a A s層 35の上面には金 (A u) を主成分とする材料によりソース ' ドレイン電極 37が形成されている。 ソース ' ドレイン電極 37およびゲート電極 36は、 たとえばシリコン酸化膜 からなる絶縁膜 38で覆われ、 絶縁膜 38に開口された接続孔に配線 39が形成 されている。 さらに、 配線 39は、 たとえばシリコン酸化膜からなる保護絶縁膜
40で覆われている。
ノ ッファ層 32、 I nGaAs層 33、 n型 A 1 G a A s層 34および n型 G a As層 35は、 たとえばェピタキシャル成長法により堆積することができる。 n型 G a A s層 35上にソース · ドレイン電極 37となる金属を堆積して所定の 形状にエッチング加工し、 熱処理をしてォーミックコンタクトをとつた後、 n型 GaAs層 35を所定の形状にエッチング加工し、 ゲート電極 36となる金属膜 を堆積してエッチング加工してゲート電極 36を形成することができる。 その後 、 n型 GaAs層 35、 n型 A l GaAs層 34、 I n G a A s層 33およぴバ ッファ層 32をエッチングして絶縁膜 38を堆積し、 所定の位置に接続孔を形成 して配線 39となる金属膜を堆積し、 これをパターニングそて配線 39を形成し 、 さらに保護絶縁膜 40を堆積して上記 MESFET J 1、 J 2を形成すること ができる。
上記 MESFET J 1、 J 2のゲート電極 36は、 少なくとも白金を有する金
属膜で構成し、 たとえば、 下層から白金 Zチタン/モリブデン/チタン Z白金 Z 金の順に堆積された積層膜とすることができる。 また、 ゲート電極 36の加工形 成後に熱処理を行って、 白金を n型 A 1 G a A s層 34と反応させ、 白金とヒ素 との合金層 36 bを形成する。 この合金層 36 bは、 11型八 10&八3層34の 表面よりもチヤネル側に沈み込んだ状態となっている。
このように、 ゲート電極 36の構成層に少なくとも白金を含み、 白金とヒ素と の合金層 36 bを形成することにより、 ゲート電極 36と MESFETJ 1、 J 2のチャネルとの間に形成されるショットキ接合のショットキ障壁を大きくする ことができる。 これにより、 前記した V f を大きくすることができる。 また、 合 金層 36 bが n型 A 1 G a A s層 34の表面よりもチャネル側に沈み込んだ状態 となっているため、 表面の表面準位の影響を少なくしてピユング効果を抑制し、 ショットキ障壁を大きくすることができる。
このようにして形成された ME SFETJ 1、 J 2の、 前記定義による V f は 、 本発明者らの実験では 0. 75 Vという値が得られている。 この値は、 代表的 な ME S FETであるタングステンシリサイドをゲート電極とする場合の 0. 6 Vよりも大きくなつている。 このため、 0. 05 Vのマージンを見込んでもゲー ト電圧を 0. 7 Vまでかけることができ、 ME S FET J 1、 J 2のドレイン電 流を大きくすることが可能となって、 電力増幅システムの利得および出力を向上 し、 移動体通信端末装置の性能を向上できる。
また、 MESFET J 1、 J 2のゲート電極 36は熱処理して形成されており 、 合金層 36 bを n型 A 1 G a A s層 34の表面よりもチャネル側に沈み込んだ 状態として表面準位の影響を少なくしているため、 熱的に安定であり、 電力増幅 システムおよび移動体通信端末装置の信頼性を向上できる。
なお、 ME S FET J 1、 J 2のゲート幅は各々 32 mmおよび 8 mmとする ことができる。
次に、 電力増幅システムの動作について説明する。
送信側周波数変換回路 (アップバータ) UBから出力された高周波信号は、 高 周波電力増幅回路部 10の入力として入力 I nに加えられる。 高周波入力信号は 、 抵抗 Rl 1およびインダクタ L 1でインピーダンス調整され、 直流のゲートバ
ィァス電圧 Vg gに重畳されてて ME S FET J 2のゲートに加えらえれる。 こ のとき、 ゲートバイアス電圧 Vg gはコンデンサ C 1 1、 C 1 2によって直流的 に入力 I nおよび接地電位から遮断され、 ME S FET J 2のゲートにバイアス としてが加えられることが確保されている。 また、 高周波入力信号はコンデンサ C 1 2によって高周波的に接地される。
MESFET J 2のゲートに加えられたゲート電圧に応じて、 MESFET J 2のドレイン電流 I d 2が流れる。 これは図 2を用いて説明したとおりである。 このとき、 ドレイン電流 I d 2は、 ゲート電圧に印加できる電圧が 0. 7Vであ るため、 大きな電流とすることができる。
M E S F E T J 2のドレインはィンダクタ L 31で電源電位 V d dにブルアッ プされているため、 ドレイン電流 I d 2に応じたドレイン電圧 Vd 2 (つまり高 周波入力信号が増幅された增幅信号) を生じる。 ドレイン電圧 Vd 2は、 高周波 入力信号が增幅された前段 10 aの増幅信号であり、 後段 10 bの入力として M ESFET J 1のゲートに加えられる。
ME S FET J 1のゲートには、 ドレイン電圧 V d 2とゲートバイアス電圧 V g gが重畳されたゲート電圧が加えられる。 ゲートバイアス電圧 Vg gはコンデ ンサ C 21、 C 22によって直流的に前段 10 aおよび接地電位から遮断され、 ME S FET J 1のゲートにバイアスとしてが加えられることが確保されている 。 また、 ドレイン電圧 Vd 2はコンデンサ C 22によって高周波的に接地される o
MESFET J 1のゲートに加えられたゲート電圧の応じて、 MESFET J 1のドレイン電流 I d 1が流れる。 これも図 2を用いて説明したとおりである。 このとき、 ドレイン電流 I d 1は、 ゲート電圧に印加できる電圧が 0. 7Vであ るため、 大きな電流とすることができる。
ME S F E T J 1のドレインはストリツプ素子 S 1で電源電位 V d dにブルア ップされているため、 ドレイン電流 I d 1に応じたドレイン電圧 Vd 1を生じる 。 ドレイン電圧 V d 1は、 後段 10 bの入力信号であるドレイン電圧 V d 2が増 幅された高周波電力増幅回路部 10の増幅信号である。
ドレイン電流 I d 1およびドレイン電圧 Vd 1で表される高周波信号が、 無線
送受信アンテナ ANTに効率よく電力供給されるように、 出力整合回路部 1 1が 設けられている。 出力整合回路部 1 1の動作はよく知られているように、 高周波 電力増幅回路部 10の出力インピーダンスと AN Tの入カインピーダンスとが整 合するように設計される。
本実施形態では、 ゲートバイアス電圧回路部 12にリップルフィルタコンデン サ C 1、 C 2が備えられていることも本発明の特徴の一つである。
本実施形態では、 電源として単一極性の電池のみが備えられているため、 ゲー トバイアス電圧 Vg gは電源、電位 Vd dから生成される。 ゲートバイアス電圧 V g gは、 ブルアップ抵抗 R 42と抵抗 R 41との直列接続による R 41の両端電 圧によって生成する。 R42と R41の抵抗値が各々 3. 31ίΩと 0. 2 kQで あることから、 Vg g = 0. 2 · V d d/ (3. 3 + 0. 2) 、 となり、 Vd d = +3. 5Vであるから、 Vg g = 0. 2Vとなる。
ただし、 Vg gは Vd dから生成されるため、 Vd dの変動がそのまま Vg g の変動として発生することとなる。 すなわち、 本実施形態では、 MESFETJ 1、 J 2のドレイン電流 I d 1、 I d 2が大きくなつているため、 電池に流れる 電流 (I d 1 + I d 2) も大きくなり、 電池の内部抵抗 rに起因して、 r · (I d 1 + I d 2) の電位降下が発生する。 この電位降下は、 高周波電圧変動 (ノィ ズ) としてそのまま抵抗分圧による Vg gに重畳されることとなる。 そこで、 本 実施形態では、 リップルフィルタコンデンサ C 1、 C 2を備えてこのノイズをフ イノレタリングする。
C l、 C2の値は、 各々 55 p F、 1000 p Fとすることができる。 高周波 ノイズの周波数を 1. 9 GHzとすると、 コンデンサ C 1のインピーダンスは、 Z= 1/ (2 π f - C) より、 約 1. 5Ωとなる。 この値は、 MESFETJ 1 のゲートに対しては、 それに接続される抵抗 R 1 = 100 Ωとの比から、 98% 以上の高周波ノイズを接地に流すことができ、 ME S FET J 2のゲートに対し ては、 それに接続される抵抗 R 1 =400 Ωとの比から、 99. 5%以上の高周 波ノィズを接地に流すことができることを意味する。
また、 コンデンサ C 2のインピーダンスは、 f = l. 9 GHzでは理論上さら に低いインピーダンスとなるが、 実際には容量値が l O O O p Fと大きいため、
直列抵抗およびインダクタの影響が入ってくる。 このため、 f = l. 9 GHzで は、 ほぼ 5 Ω程度となり、 フィルタの効果はあまりない。 し力、しながら、 f = l . 9GH zよりも低い周波数のノイズに対して、 たとえば f =0. 1 9GHzに 対しては 0. 8 Ω程度となり、 ME S FET J 1のゲートに対しても約 98 %以 上の高周波ノイズを接地に流すことができる。
したがって、 このようなリップルフィルタコンデンサ C 1、 C 2でゲートバイ ァス電圧 Vg gのラインが接地電位に接続されているため、 高周波ノイズは、 リ ップルフィルタコンデンサ C 1、 C 2を伝わって接地に流れ、 MESFETJ 1 、 J 2のゲートにかかるゲートバイアス電圧 Vg gを安定化して電力増幅システ ムの増幅動作を安定化することができる。 これにより、 移動体通信端末装置の高 性能化を図ることができる。 特に本実施形態の電力増幅システムでは、 ゲートに かけることができる電圧範囲が深いデプレッション型の ME S FETに比べて狭 いため、 ゲートバイアス電圧の安定性は重要であり、 本実施形態のリップルフィ ルタコンデンサ C l、 C 2は有効である。
なお、 前記したリップルフィルタコンデンサ C 1、 C2の値は、 MESFET J l、 J 2のゲートに接続される抵抗 R 1、 R 2の値との関係で変更することは 容易である。 したがって、 前記したリップルフィルタコンデンサ C 1、 C2の値 は、 これに固定されるものではなく、 抵抗 Rl、 R 2の値に応じて変更すること ができることはいうまでもない。 また、 要求される安定性に応じてリップルフィ ルタコンデンサ C l、 C 2の値が変更できることももちろんである。
上記した電力増幅システムで、 どの程度の電力増幅効率の改善がなされるかを 具体的に数値を示して説明する。
たとえば、 比較される ME S FETの V f が 0. 65 Vである場合、 本実施形 態の MESFET J 1、 】 2の が0. 75 Vであるため、 比較される電力増 幅システムの出力が 1. 2 Wと仮定すると、 本実施形態の電力増幅システムの出 力は、
( (0. 7-0. 2) 2/ (0. 6— 0. 2) 2) X I. 2W= 1. 8W となる。 ただし、 V f のばらつきを考えて、 ゲート電圧の振幅は比較例と本実施 形態の場合とで各々 0. 60 ぉょび0. 70Vとした。
このように、 本実施形態の電力増幅システムによれば、 50%の出力の増加を 図ることが可能である。
図 6は、 本発明の電力増幅システムおよびそれが適用された移動体通信端末装 置の他の例を示した構成図である。 図 6に示す電力増幅システムおよびそれが適 用された移動体通信端末装置は、 前記した図 4に示す場合とその機能においてほ ぼ同様である。 ただし、 高周波電力増幅回路部 10と出力整合回路部 1 1とが M MI Cとして構成されている点が異なる。 ゲートバイアス電圧回路部 12は MM I Cの外部に設置される。 このような電力増幅システムおよびそれが適用された 移動体通信端末装置においては、 前記した図 4に示す場合と同様の効果に加えて 、 システムの実装領域の縮小と組立製造工程の簡略化を図ることができる。 また、 図 7は、 本発明の電力増幅システムおよびそれが適用された移動体通信 端末装置のさらに他の例を示した構成図である。 図 7に示す電力増幅システムお よびそれが適用された移動体通信端末装置も、 前記した図 4に示す場合とその機 能においてほぼ同様である。 ただし、 高周波電力増幅回路部 10を MM I Cとし て構成せず、 各素子が別個独立に構成されているものである点で異なる。 このよ うな電力増幅システムおよびそれが適用された移動体通信端末装置においても、 前記した図 4に示す場合と同様の効果が得られる。
以上、 本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが 、 本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、 その要旨を逸脱しない範囲 で種々変更可能であることはいうまでもない。
たとえば、 MESFET J 1、 J 2のゲート電極 36の材料として白金を例示 しているが、 仕事関数がタングステンシリサイドよりも大きな材料であればこれ に限定されるものではなく、 たとえばパラジウム (P d) であってもよレ、。 また、 前記した実施形態では、 チャネル部の電子供給層 34を A 1 G a A sと したが、 電子供給層 34を GaAsとし、 ゲート電極 36を前記実施形態と同様 に、 下層から白金/チタン Zモリブデン チタン Z白金 Z金としてもよい。 この とき、 前記の定義による V f は、 0. 67V〜0. 73Vとなる。 このような場 合であっても、 GaAs上に形成されたゲート電極をタングステンシリサイドと する従来技術と比較して 0. 1 V程度高い V f が得られ、 前記同様の効果を得る
ことができる。 産業上の利用可能性
以上のように、 本発明の電力増幅システムおよび移動体通信端末装置は、 単一 電源であっても十分に大きな出力を得ることができる高周波の増幅システムを提 供するものであり、 特に電池での長時間使用をすることができる PDC、 PHS 等の移動体通信端末装置に適用して好適なものである。
Claims
1. ソース端子が接地されたショッ トキ障壁ゲート電界効果トランジスタ (ME S FET; Metal Semiconductor Field Effect Transistor) を増幅素子として使 用し、 単一極性の電源からドレインバイアス電圧および 0Vないし低い順方向の ゲートバイアス電圧が供給され、 前記ゲートバイアス電圧に重畳して加えられた 入力信号をドレイン電流の変化として増幅出力する電力増幅システムであって、 前記 ME S FETは、 ソース端子を接地してゲート端子に順方向の直流グート 電圧を加えた場合に、 ゲート幅 100 / mあたりのゲート電流値が 100 / Aを 越える前記直流ゲート電圧の値が、 0. 65 V以上のものであることを特徴とす る電力增幅システム。
2. 請求項 1記載の電力増幅システムであって、
前記 ME S FETは、 浅いデプレッション型またはェンハンスメント型の ME S FETであることを特徴とする電力増幅システム。
3. 前記 ME SFETのチャネル領域は、 直接遷移型の化合物半導体からなるこ とを特徴とする電力増幅システム。
4. 請求項 1〜3の何れか一項に記載の電力増幅システムであって、
前記ゲートバイアス電圧を供給する回路には、 リップルフィルタコンデンサが 備えられていることを特徴とする電力増幅システム。
5. 請求項 4記載の電力増幅システムであって、
前記リップルフィルタコンデンサは、 前記 ME SFETが形成された半導体基 板の外部に備えられていることを特徴とする電力増幅システム。
6. 請求項 1〜5の何れか一項に記載の電力増幅システムであって、
前記 ME S FETのゲート電極とチャネル領域との界面には、 前記ゲート電極 を構成する金属と前記チヤネル領域を構成する半導体との合金層が形成されてい ることを特徴とする電力増幅システム。
7. 請求項 6記載の電力増幅システムであって、
前記金属は、 タングステンシリサイドよりも大きな仕事関数を有するものであ ることを特徴とする電力増幅システム。
8. 請求項 7記載の電力増幅システムであって、
前記金属は、 白金 (P t) またはパラジウム (P d) の何れかの金属であるこ とを特徴とする電力増幅システム。
9. 請求項 1〜 8の何れか一項に記載の電力増幅システムであって、
前記 ME S FETが半導体基板ごとに分離して形成され、 前記 ME S FETと 受動素子とが各々別個に構成されていることを特徴とする電力増幅システム。
10. 請求項 1〜8の何れか一項に記載の電力増幅システムであって、
前記 ME S F E Tおよび増幅回路を構成する受動素子が 1つの半導体基板に形 成されていることを特徴とする電力増幅システム。
1 1. 請求項 1〜8の何れか一項に記載の電力増幅システムであって、
前記 MESFET、 増幅回路を構成する受動素子および前記増幅回路の出力整 合回路が 1つの半導体基板に形成されていることを特徴とする電力増幅システム
1 2. 高周波信号を増幅して出力し、 その能動素子として化合物半導体 ME SF E Tをソース接地で用レ、る電力増幅回路と、 前記化合物半導体 M E S F E Tにド レインバイアス電圧おょぴゲートバイアス電圧を供給する単一極性の電源と、 前 記電力増幅回路の出力整合回路とを有する移動体通信端末装置であって、 前記化合物半導体 ME S F E Tは、 そのソース端子を接地してグート端子に順 方向ゲート電圧を印加した場合に、 ゲート幅 1 Ο Ο μπιあたりのゲート電流が 1 00 μ Αを越える前記順方向ゲート電圧が、 0. 65 V以上のものであることを 特徴とする移動体通信端末装置。
1 3. 請求項 1 2記載の移動体通信端末装置であって、
前記ゲートバイアス電圧の供給回路には、 前記 ME S FETが形成された半導 体基板の外部に備えられたリップルフィルタコンデンサが接続されていることを 特徴とする移動体通信端末装置。
14. 請求項 1 2または 1 3記載の移動体通信端末装置であって、
前記化合物半導体 ME S FETのグート電極と化合物半導体からなるチャネル 領域との界面には、 白金 (P t) またはパラジウム (P d) と前記化合物半導体 との合金層が形成されていることを特徴とする移動体通信端末装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
PCT/JP1997/004748 WO1999033172A1 (fr) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | Systeme d'amplification de puissance et terminal de communication radio mobile |
US09/530,878 US6708022B1 (en) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | Power amplification system and mobile radio communication terminal |
JP2000525972A JP3890193B2 (ja) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | 電力増幅システムおよび移動体通信端末装置 |
TW086119978A TW409456B (en) | 1997-12-22 | 1997-12-30 | Power amplification system and mobile radio communication terminal |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
PCT/JP1997/004748 WO1999033172A1 (fr) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | Systeme d'amplification de puissance et terminal de communication radio mobile |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
US09/653,623 Division US6678507B1 (en) | 2000-08-31 | 2000-08-31 | Power amplifier system and mobile communication terminal device |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO1999033172A1 true WO1999033172A1 (fr) | 1999-07-01 |
Family
ID=14181712
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
PCT/JP1997/004748 WO1999033172A1 (fr) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | Systeme d'amplification de puissance et terminal de communication radio mobile |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6708022B1 (ja) |
JP (1) | JP3890193B2 (ja) |
TW (1) | TW409456B (ja) |
WO (1) | WO1999033172A1 (ja) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2005006541A1 (ja) * | 2003-07-14 | 2005-01-20 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | 高周波電力増幅回路 |
WO2011037274A1 (ja) * | 2009-09-28 | 2011-03-31 | 日本電気株式会社 | ドハティ増幅器 |
US11542248B2 (en) | 2017-06-08 | 2023-01-03 | Kura Oncology, Inc. | Methods and compositions for inhibiting the interaction of menin with MLL proteins |
US11649251B2 (en) | 2017-09-20 | 2023-05-16 | Kura Oncology, Inc. | Substituted inhibitors of menin-MLL and methods of use |
US11944627B2 (en) | 2017-03-24 | 2024-04-02 | Kura Oncology, Inc. | Methods for treating hematological malignancies and Ewing's sarcoma |
US12037346B2 (en) | 2021-04-13 | 2024-07-16 | Nuvalent, Inc. | Amino-substituted heteroaryls for treating cancers with EGFR mutations |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7317902B2 (en) * | 2001-06-28 | 2008-01-08 | Harris Corporation | Successive log video pad power detector and method |
DE10307426B4 (de) * | 2003-02-21 | 2006-06-14 | Infineon Technologies Ag | Schaltungsanordnung zum Senden und Empfangen von Funksignalen und Verwendung einer solchen, sowie Verfahren zur Frequenzumsetzung in einer Verstärkungseinrichtung |
JP2004296719A (ja) * | 2003-03-26 | 2004-10-21 | Renesas Technology Corp | 半導体装置 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5995709A (ja) * | 1982-11-24 | 1984-06-01 | Nec Corp | マイクロ波半導体装置 |
JPH08222973A (ja) * | 1995-02-08 | 1996-08-30 | Hitachi Ltd | Rfリニア電力増幅回路および無線通信装置 |
JPH098061A (ja) * | 1995-06-20 | 1997-01-10 | Matsushita Electron Corp | 電界効果トランジスタ |
Family Cites Families (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4777517A (en) * | 1984-11-29 | 1988-10-11 | Fujitsu Limited | Compound semiconductor integrated circuit device |
US4808545A (en) * | 1987-04-20 | 1989-02-28 | International Business Machines Corporation | High speed GaAs MESFET having refractory contacts and a self-aligned cold gate fabrication process |
US4789645A (en) * | 1987-04-20 | 1988-12-06 | Eaton Corporation | Method for fabrication of monolithic integrated circuits |
US5411914A (en) * | 1988-02-19 | 1995-05-02 | Massachusetts Institute Of Technology | III-V based integrated circuits having low temperature growth buffer or passivation layers |
JPH01272307A (ja) * | 1988-04-25 | 1989-10-31 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | 電力増幅装置 |
US5023569A (en) * | 1989-06-29 | 1991-06-11 | Motorola, Inc. | Variable gain amplifier |
US5161235A (en) * | 1990-02-20 | 1992-11-03 | University Of Virginia Alumni Patents Foundation | Field-effect compound semiconductive transistor with GaAs gate to increase barrier height and reduce turn-on threshold |
JPH04122129A (ja) * | 1990-09-13 | 1992-04-22 | Hitachi Ltd | 移動無線通信装置 |
US5160898A (en) * | 1991-06-03 | 1992-11-03 | Motorola, Inc. | Power amplifier |
TW232079B (ja) * | 1992-03-17 | 1994-10-11 | Wisconsin Alumni Res Found | |
JPH06310954A (ja) * | 1993-04-27 | 1994-11-04 | Sony Corp | 半導体電力増幅集積回路 |
JP3425235B2 (ja) * | 1994-09-13 | 2003-07-14 | 株式会社東芝 | 可変減衰器 |
US5650654A (en) * | 1994-12-30 | 1997-07-22 | International Business Machines Corporation | MOSFET device having controlled parasitic isolation threshold voltage |
US5541554A (en) * | 1995-03-06 | 1996-07-30 | Motorola, Inc. | Multi-mode power amplifier |
JP3417755B2 (ja) * | 1995-03-22 | 2003-06-16 | 株式会社東芝 | 半導体増幅器 |
JP3737549B2 (ja) * | 1995-09-21 | 2006-01-18 | 東芝マイクロエレクトロニクス株式会社 | 利得制御回路および可変利得電力増幅器 |
US5796165A (en) * | 1996-03-19 | 1998-08-18 | Matsushita Electronics Corporation | High-frequency integrated circuit device having a multilayer structure |
JP3327783B2 (ja) * | 1996-08-30 | 2002-09-24 | シャープ株式会社 | トランジスタ電力増幅器 |
JPH10322147A (ja) * | 1996-10-04 | 1998-12-04 | Toshiba Corp | 高周波電力増幅器およびこれを用いた移動体通信装置 |
US6127886A (en) * | 1997-10-30 | 2000-10-03 | The Whitaker Corporation | Switched amplifying device |
-
1997
- 1997-12-22 WO PCT/JP1997/004748 patent/WO1999033172A1/ja active Application Filing
- 1997-12-22 JP JP2000525972A patent/JP3890193B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1997-12-22 US US09/530,878 patent/US6708022B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-12-30 TW TW086119978A patent/TW409456B/zh not_active IP Right Cessation
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5995709A (ja) * | 1982-11-24 | 1984-06-01 | Nec Corp | マイクロ波半導体装置 |
JPH08222973A (ja) * | 1995-02-08 | 1996-08-30 | Hitachi Ltd | Rfリニア電力増幅回路および無線通信装置 |
JPH098061A (ja) * | 1995-06-20 | 1997-01-10 | Matsushita Electron Corp | 電界効果トランジスタ |
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2005006541A1 (ja) * | 2003-07-14 | 2005-01-20 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | 高周波電力増幅回路 |
WO2011037274A1 (ja) * | 2009-09-28 | 2011-03-31 | 日本電気株式会社 | ドハティ増幅器 |
US8736375B2 (en) | 2009-09-28 | 2014-05-27 | Nec Corporation | Doherty amplifier |
JP5804267B2 (ja) * | 2009-09-28 | 2015-11-04 | 日本電気株式会社 | ドハティ増幅器 |
US11944627B2 (en) | 2017-03-24 | 2024-04-02 | Kura Oncology, Inc. | Methods for treating hematological malignancies and Ewing's sarcoma |
US11542248B2 (en) | 2017-06-08 | 2023-01-03 | Kura Oncology, Inc. | Methods and compositions for inhibiting the interaction of menin with MLL proteins |
US11649251B2 (en) | 2017-09-20 | 2023-05-16 | Kura Oncology, Inc. | Substituted inhibitors of menin-MLL and methods of use |
US12037346B2 (en) | 2021-04-13 | 2024-07-16 | Nuvalent, Inc. | Amino-substituted heteroaryls for treating cancers with EGFR mutations |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3890193B2 (ja) | 2007-03-07 |
TW409456B (en) | 2000-10-21 |
US6708022B1 (en) | 2004-03-16 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7437129B2 (en) | Electric component for communication device and semiconductor device for switching transmission and reception | |
US7298600B2 (en) | Semiconductor integrated circuit device | |
US7619482B1 (en) | Compact low voltage low noise amplifier | |
US20110221519A1 (en) | Semiconductor integrated circuit and high frequency module using the same | |
JPH10322147A (ja) | 高周波電力増幅器およびこれを用いた移動体通信装置 | |
EP1719244B1 (en) | Dynamically biased amplifier | |
WO1999033172A1 (fr) | Systeme d'amplification de puissance et terminal de communication radio mobile | |
US20030218500A1 (en) | Power amplifier capable of switching gain while suppressing noise power in reception band | |
CN113519123A (zh) | 一种驱动电路、数字逻辑电路及其相关装置 | |
US6678507B1 (en) | Power amplifier system and mobile communication terminal device | |
JPH01254013A (ja) | ガリウム・ひ素・モノリシック・マイクロ波集積回路前置増幅器 | |
JP2009032724A (ja) | 電界効果型トランジスタ、及びそれを備えたパワーアンプモジュール及び移動体通信装置並びに電界効果型トランジスタの製造方法 | |
JP3107035B2 (ja) | 低雑音増幅器及びその制御回路 | |
WO2013066466A2 (en) | Low voltage high efficiency gallium arsenide power amplifier | |
US6861905B2 (en) | Power amplifier system and mobile communication terminal device | |
JPH1065456A (ja) | Rf電力増幅回路および移動体通信端末装置 | |
JPH09294026A (ja) | 半導体回路 | |
JPH11298260A (ja) | 電力増幅器 | |
JPH05152978A (ja) | 高周波電力増幅回路 | |
JP7384318B1 (ja) | 電力増幅器 | |
Muraguchi et al. | A novel MMIC power amplifier for pocket-size cellular telephones | |
EP4243280A1 (en) | Doherty power amplifier | |
CN211089600U (zh) | 一种电流复用低噪声放大器 | |
KR100749932B1 (ko) | 바이패스 스위치를 사용하지 않는 다중 전력 모드 전력증폭 장치 | |
JP3552804B2 (ja) | 低雑音増幅装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
AK | Designated states |
Kind code of ref document: A1 Designated state(s): CN JP KR SG US |
|
AL | Designated countries for regional patents |
Kind code of ref document: A1 Designated state(s): AT BE CH DE DK ES FI FR GB GR IE IT LU MC NL PT SE |
|
DFPE | Request for preliminary examination filed prior to expiration of 19th month from priority date (pct application filed before 20040101) | ||
121 | Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application | ||
WWE | Wipo information: entry into national phase |
Ref document number: 09530878 Country of ref document: US |
|
NENP | Non-entry into the national phase |
Ref country code: KR |
|
122 | Ep: pct application non-entry in european phase |