JPH10322147A - 高周波電力増幅器およびこれを用いた移動体通信装置 - Google Patents
高周波電力増幅器およびこれを用いた移動体通信装置Info
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- JPH10322147A JPH10322147A JP9201153A JP20115397A JPH10322147A JP H10322147 A JPH10322147 A JP H10322147A JP 9201153 A JP9201153 A JP 9201153A JP 20115397 A JP20115397 A JP 20115397A JP H10322147 A JPH10322147 A JP H10322147A
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- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 移動体通信装置に用いられる高周波電力増幅
器を構成するＭＥＳＦＥＴの消費電力の低減と、通信装
置の連続使用状態の長時間化を図る。 【解決手段】 ＭＥＳＦＥＴ３６をＰポケットのＬＤＤ
構造３９のＧａＡｓ半導体素子により構成し、このＭＥ
ＳＦＥＴを移動体通信装置５０の高周波電力増幅器３０
に用いることにより、消費電流を低減させてバッテリ１
８の連続使用状態の長時間化を図る。また、高周波電力
増幅器４０がＭＥＳＦＥＴ４３のドレインとゲートとの
間に設けられるゲートバイアス調整用フィードバック手
段４４／４５を備え、増幅器４０に電力を供給するバッ
テリ１８の放電電圧の充満電位と終止電位の差が大きい
場合でも終止電位付近での長時間の電力の供給を可能に
して長時間の連続使用を可能とする。
器を構成するＭＥＳＦＥＴの消費電力の低減と、通信装
置の連続使用状態の長時間化を図る。 【解決手段】 ＭＥＳＦＥＴ３６をＰポケットのＬＤＤ
構造３９のＧａＡｓ半導体素子により構成し、このＭＥ
ＳＦＥＴを移動体通信装置５０の高周波電力増幅器３０
に用いることにより、消費電流を低減させてバッテリ１
８の連続使用状態の長時間化を図る。また、高周波電力
増幅器４０がＭＥＳＦＥＴ４３のドレインとゲートとの
間に設けられるゲートバイアス調整用フィードバック手
段４４／４５を備え、増幅器４０に電力を供給するバッ
テリ１８の放電電圧の充満電位と終止電位の差が大きい
場合でも終止電位付近での長時間の電力の供給を可能に
して長時間の連続使用を可能とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、低電源電圧でも低
歪みかつ大電力を生成し得る高周波電力増幅器およびこ
れを用いた移動体通信装置に係り、特に回路内の消費電
力を低減させると共に、充満電位と終止電位に差がある
バッテリにおいて直接バッテリーから供給される充満電
位と終止電位の差が大きくても動作可能な高周波電力増
幅器の回路構成と、この高周波電力増幅器に用いられる
低電圧でも動作可能なＧａＡｓ( ガリウム砒素) ＭＥＳ
ＦＥＴ（Metal Schottky type Field Effect Transisto
r ）構造と、この構造のパワーアンプを用いて送受信を
行なう移動体通信装置に関する。
歪みかつ大電力を生成し得る高周波電力増幅器およびこ
れを用いた移動体通信装置に係り、特に回路内の消費電
力を低減させると共に、充満電位と終止電位に差がある
バッテリにおいて直接バッテリーから供給される充満電
位と終止電位の差が大きくても動作可能な高周波電力増
幅器の回路構成と、この高周波電力増幅器に用いられる
低電圧でも動作可能なＧａＡｓ( ガリウム砒素) ＭＥＳ
ＦＥＴ（Metal Schottky type Field Effect Transisto
r ）構造と、この構造のパワーアンプを用いて送受信を
行なう移動体通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動体通信装置では、一次電池を交換せ
ずにまたは二次電池を再充電せずに通話できる時間とし
て定義される連続通話時間の長いことが大きな商品価値
を有する。通信装置の電源電圧はどのような電池を使用
するかで決まるので、連続通話時間を長くするためには
電池の改良もさることながら、通信装置内の回路の消費
電流を低減することが必要である。そのためには、通信
装置の中でも消費電流の大きい高周波電力増幅器の消費
電流を下げることが重要である。
ずにまたは二次電池を再充電せずに通話できる時間とし
て定義される連続通話時間の長いことが大きな商品価値
を有する。通信装置の電源電圧はどのような電池を使用
するかで決まるので、連続通話時間を長くするためには
電池の改良もさることながら、通信装置内の回路の消費
電流を低減することが必要である。そのためには、通信
装置の中でも消費電流の大きい高周波電力増幅器の消費
電流を下げることが重要である。
【０００３】例えば、ＰＨＳ（Personal Handyphone Sy
stem）と呼ばれている簡易型携帯端末の場合、このＰＨ
Ｓ内の高周波電力増幅器の電力変換効率が３０％のと
き、ＰＨＳの出力電力は０．１８Ｗなので、この高周波
電力増幅器の消費電力は０．６Ｗ（＝０．１８Ｗ／０．
３）となる。したがって、電源として電圧が３Ｖのリチ
ウムイオン２次電池を使用した場合は、高周波電力増幅
器の消費電流は２００ｍＡ（＝０．６Ｗ／３Ｖ）とな
る。ここで、高周波電力増幅器の電力変換効率が５０％
になれば、同様の計算によりその消費電流は１２０ｍＡ
となり、高周波電力増幅器の消費電流は８０ｍＡ低減さ
れることになる。このことは、ＰＨＳ全体の消費電流を
約８００ｍＡとすると、ＰＨＳ全体の消費電流としても
１割低減されることになる。この消費電流の低減はその
まま、ＰＨＳすなわち移動体通信装置の連続通話時間の
延長となって現われる。
stem）と呼ばれている簡易型携帯端末の場合、このＰＨ
Ｓ内の高周波電力増幅器の電力変換効率が３０％のと
き、ＰＨＳの出力電力は０．１８Ｗなので、この高周波
電力増幅器の消費電力は０．６Ｗ（＝０．１８Ｗ／０．
３）となる。したがって、電源として電圧が３Ｖのリチ
ウムイオン２次電池を使用した場合は、高周波電力増幅
器の消費電流は２００ｍＡ（＝０．６Ｗ／３Ｖ）とな
る。ここで、高周波電力増幅器の電力変換効率が５０％
になれば、同様の計算によりその消費電流は１２０ｍＡ
となり、高周波電力増幅器の消費電流は８０ｍＡ低減さ
れることになる。このことは、ＰＨＳ全体の消費電流を
約８００ｍＡとすると、ＰＨＳ全体の消費電流としても
１割低減されることになる。この消費電流の低減はその
まま、ＰＨＳすなわち移動体通信装置の連続通話時間の
延長となって現われる。
【０００４】このように、移動体通信装置においては、
内蔵される高周波電力増幅器の電力変換効率の向上が重
要であるが、高周波電力増幅器の電力変換効率はそこに
含まれるトランジスタ、特に増幅器が多段増幅方式の場
合は最終段で使用されるトランジスタの電力変換効率で
ほとんど決定される。トランジスタの電力変換効率は消
費電力に対する出力電力の比として定義されるドレイン
効率が指標となる。従って、トランジスタのドレイン効
率を向上させるためには消費電力を、すなわち消費電流
を低減することが重要である。
内蔵される高周波電力増幅器の電力変換効率の向上が重
要であるが、高周波電力増幅器の電力変換効率はそこに
含まれるトランジスタ、特に増幅器が多段増幅方式の場
合は最終段で使用されるトランジスタの電力変換効率で
ほとんど決定される。トランジスタの電力変換効率は消
費電力に対する出力電力の比として定義されるドレイン
効率が指標となる。従って、トランジスタのドレイン効
率を向上させるためには消費電力を、すなわち消費電流
を低減することが重要である。
【０００５】ところで、Ｌ帯と呼ばれる１〜２ＧＨｚの
周波数帯域を中心に移動体通信装置ではＧａＡｓ基板上
に形成したショットキーゲート型電界効果トランジスタ
（以下、ＭＥＳＦＥＴ―MEtal Schottky type Field Ef
fect Transistor ―と略記する。）を複数の受動素子と
共に同一半導体チップ上にマイクロ波用モノリシック集
積回路（以下、ＭＭＩＣ―Micro-wave Monolithic Inte
grated Circuit―と略記する。）の形態で高周波電力増
幅器を実現することが、端末の小型化が可能なことから
従来から行なわれている。
周波数帯域を中心に移動体通信装置ではＧａＡｓ基板上
に形成したショットキーゲート型電界効果トランジスタ
（以下、ＭＥＳＦＥＴ―MEtal Schottky type Field Ef
fect Transistor ―と略記する。）を複数の受動素子と
共に同一半導体チップ上にマイクロ波用モノリシック集
積回路（以下、ＭＭＩＣ―Micro-wave Monolithic Inte
grated Circuit―と略記する。）の形態で高周波電力増
幅器を実現することが、端末の小型化が可能なことから
従来から行なわれている。
【０００６】図１４は、従来の移動体通信装置の高周波
電力増幅器で用いられているＭＥＳＦＥＴの構成を示す
断面図である。図１４において、高周波電力増幅器は、
半絶縁性のＧａＡｓ基板１と、この基板１の表面に形成
されたは高濃度ｎ型ソース領域２と、この高濃度ｎ型ソ
ース領域２と共にソースとして機能する中間濃度ｎ型ソ
ース領域３と、前記基板１の表面に形成された高濃度ｎ
型ドレイン領域４と、この高濃度ｎ型ドレイン領域４と
共にドレインとして機能する中間濃度ｎ型ドレイン領域
５と、前記基板１の表面で前記中間濃度ｎ型ソース領域
３と中間濃度ｎ型どれ員領域５との間に設けられた低濃
度のｎ型のチャネル６と、このチャネル６上に形成され
た窒化タングステンからなるゲート長が０．８マイクロ
メートル程度のショットキーゲート電極７と、このゲー
ト電極７の側壁に形成された一対のスペーサ８と、高濃
度ｎ型ソース領域２から高濃度ｎ型ドレイン領域４の下
部側にわたって形成されたｐ型の埋め込み層９と、を備
えている。
電力増幅器で用いられているＭＥＳＦＥＴの構成を示す
断面図である。図１４において、高周波電力増幅器は、
半絶縁性のＧａＡｓ基板１と、この基板１の表面に形成
されたは高濃度ｎ型ソース領域２と、この高濃度ｎ型ソ
ース領域２と共にソースとして機能する中間濃度ｎ型ソ
ース領域３と、前記基板１の表面に形成された高濃度ｎ
型ドレイン領域４と、この高濃度ｎ型ドレイン領域４と
共にドレインとして機能する中間濃度ｎ型ドレイン領域
５と、前記基板１の表面で前記中間濃度ｎ型ソース領域
３と中間濃度ｎ型どれ員領域５との間に設けられた低濃
度のｎ型のチャネル６と、このチャネル６上に形成され
た窒化タングステンからなるゲート長が０．８マイクロ
メートル程度のショットキーゲート電極７と、このゲー
ト電極７の側壁に形成された一対のスペーサ８と、高濃
度ｎ型ソース領域２から高濃度ｎ型ドレイン領域４の下
部側にわたって形成されたｐ型の埋め込み層９と、を備
えている。
【０００７】このような埋め込み層９を備えたＭＥＳＦ
ＥＴにおいては、この埋め込み層９が高濃度ソース・ド
レイン領域間の基板電流を有効に抑制し、特にゲート長
が１マイクロメートル程度以下になると顕著になるショ
ートチャネル効果を低減し、素子の微細化に伴う相互コ
ンダクタンスの低下を抑制することができる。
ＥＴにおいては、この埋め込み層９が高濃度ソース・ド
レイン領域間の基板電流を有効に抑制し、特にゲート長
が１マイクロメートル程度以下になると顕著になるショ
ートチャネル効果を低減し、素子の微細化に伴う相互コ
ンダクタンスの低下を抑制することができる。
【０００８】図１５は、上記構成に係る従来のＭＥＳＦ
ＥＴを用いた従来の移動体通信装置としての携帯用通信
機器を示している。図１５において、従来の移動体通信
装置１０は、アンテナ１１と、受信および送信を切り換
えるスイッチ１２と、スイッチ１２が受信モードにある
ときアンテナ１１を介して無線送信されてきた高周波信
号を受信するレシーバ１３と、レシーバ１３で受信され
た高周波信号に所定周波数の信号を重畳して直交復調し
ベースバンド信号を生成するシンセサイザ１４と、生成
されたベースバンド信号を処理するベースバンド信号処
理部１５と、送信すべきベースバンド信号を変調する直
交変調器１６と、生成された高周波信号を増幅するパワ
ーアンプ２０と、を備えている。
ＥＴを用いた従来の移動体通信装置としての携帯用通信
機器を示している。図１５において、従来の移動体通信
装置１０は、アンテナ１１と、受信および送信を切り換
えるスイッチ１２と、スイッチ１２が受信モードにある
ときアンテナ１１を介して無線送信されてきた高周波信
号を受信するレシーバ１３と、レシーバ１３で受信され
た高周波信号に所定周波数の信号を重畳して直交復調し
ベースバンド信号を生成するシンセサイザ１４と、生成
されたベースバンド信号を処理するベースバンド信号処
理部１５と、送信すべきベースバンド信号を変調する直
交変調器１６と、生成された高周波信号を増幅するパワ
ーアンプ２０と、を備えている。
【０００９】さらに、移動体通信装置１０は、前記スイ
ッチ１２、レシーバ１３、シンセサンザ１４、ベースバ
ンド信号処理部１５および直交変調器１６に駆動電圧を
供給するバッテリ１８と、このバッテリ１８より電力の
供給を受け前記パワーアンプが必要とする電圧にまで昇
圧して供給する昇圧回路付レギュレータ１９と、を備え
ている。前記バッテリ１８は、リチウム（Ｌｉ）イオン
電池を用いており、その充満電位は３．４Ｖ、終止電位
は２．４Ｖ程度であり、公称電位は３Ｖ前後である。バ
ッテリ１８とレギュレータ１９とにより、電源回路１７
が構成されている。
ッチ１２、レシーバ１３、シンセサンザ１４、ベースバ
ンド信号処理部１５および直交変調器１６に駆動電圧を
供給するバッテリ１８と、このバッテリ１８より電力の
供給を受け前記パワーアンプが必要とする電圧にまで昇
圧して供給する昇圧回路付レギュレータ１９と、を備え
ている。前記バッテリ１８は、リチウム（Ｌｉ）イオン
電池を用いており、その充満電位は３．４Ｖ、終止電位
は２．４Ｖ程度であり、公称電位は３Ｖ前後である。バ
ッテリ１８とレギュレータ１９とにより、電源回路１７
が構成されている。
【００１０】上記移動体通信装置１０に使用されている
回路のうち、スイッチ１２、レシーバ１３、シンセサイ
ザ１４、ベースバンド信号処理部１５、直交変調器１６
は、電源電圧３Ｖ前後のバッテリの公称電位と同電位で
駆動されている。これに対して、所定の周期で間欠的に
送信される信号を所望の値まで増幅するパワーアンプ２
０は、電源電圧６Ｖ前後であるため、レギュレータ１９
内部の昇圧回路を用いてバッテリ１８の電圧の昇圧を行
ない、６Ｖ前後でパワーアンプ２０を動作させていた。
図６は、バッテリから供給することができる電圧とその
供給継続時間との関係を示しており、時間経過と共に供
給電圧の低下が起こり、時間Ｔ２をすぎた時点で、パワ
ーアンプは正常動作することができなくなる。このよう
に、携帯用通信機器等の従来の移動体通信装置において
は、連続通話時間はパワーアンプ２０の電源電圧の制限
に基づいて制限されていた。また、パワーアンプ２０の
機能を必要としない連続待ち受け状態においても、パワ
ーアンプのために設けられている昇圧回路付レギュレー
タ１９の消費電力のために、このレギュレータ１９を設
けない場合に比較して、昇圧回路におけるＬ，Ｃ，Ｒの
受動素子部分の損失と、ＤＣ−ＡＣ変換の際のスイッチ
ングにロスが生じるために、連続待ち受け時間が短くな
らざるを得ないという問題を残していた。
回路のうち、スイッチ１２、レシーバ１３、シンセサイ
ザ１４、ベースバンド信号処理部１５、直交変調器１６
は、電源電圧３Ｖ前後のバッテリの公称電位と同電位で
駆動されている。これに対して、所定の周期で間欠的に
送信される信号を所望の値まで増幅するパワーアンプ２
０は、電源電圧６Ｖ前後であるため、レギュレータ１９
内部の昇圧回路を用いてバッテリ１８の電圧の昇圧を行
ない、６Ｖ前後でパワーアンプ２０を動作させていた。
図６は、バッテリから供給することができる電圧とその
供給継続時間との関係を示しており、時間経過と共に供
給電圧の低下が起こり、時間Ｔ２をすぎた時点で、パワ
ーアンプは正常動作することができなくなる。このよう
に、携帯用通信機器等の従来の移動体通信装置において
は、連続通話時間はパワーアンプ２０の電源電圧の制限
に基づいて制限されていた。また、パワーアンプ２０の
機能を必要としない連続待ち受け状態においても、パワ
ーアンプのために設けられている昇圧回路付レギュレー
タ１９の消費電力のために、このレギュレータ１９を設
けない場合に比較して、昇圧回路におけるＬ，Ｃ，Ｒの
受動素子部分の損失と、ＤＣ−ＡＣ変換の際のスイッチ
ングにロスが生じるために、連続待ち受け時間が短くな
らざるを得ないという問題を残していた。
【００１１】また、パワーアンプ用の昇圧回路付レギュ
レータ１９の収納容積のために、携帯用情報端末を小型
化できないという問題もあった。さらに、昇圧回路は、
内部にトランス機能を持ち、ＤＣ電位をＡＣ的に変換
し、その振幅分を先のＤＣ成分に加算する事によりＤＣ
電位の昇圧を行なう。このため、内蔵されているトラン
ス部分がノイズ発生源になる可能性が高く、受信部分に
対するノイズ対策が必要となり実装が複雑となり、ま
た、収納容積が大きくなるという問題があった。
レータ１９の収納容積のために、携帯用情報端末を小型
化できないという問題もあった。さらに、昇圧回路は、
内部にトランス機能を持ち、ＤＣ電位をＡＣ的に変換
し、その振幅分を先のＤＣ成分に加算する事によりＤＣ
電位の昇圧を行なう。このため、内蔵されているトラン
ス部分がノイズ発生源になる可能性が高く、受信部分に
対するノイズ対策が必要となり実装が複雑となり、ま
た、収納容積が大きくなるという問題があった。
【００１２】また、時分割多重接続／時分割分散（以下
ＴＤＭＡ／ＴＤＤ―Time DivisionMultiple Access ／T
ime Division Demultiple―）方式を用いた従来のＰＨ
Ｓ用パワーアンプ回路は、所定の周期例えば、１．９Ｇ
Ｈｚで間欠的に送信される信号を所望の値まで増幅する
機能を有するが、その仕様において線形性が重要視さ
れ、Ａ級または、ＡＢ級動作を用いていた。従来のパワ
ーアンプ２０の回路構成を図１６に示す。図１６におい
て、パワーアンプ２０は、整合回路２１および２２と、
整合回路２１がそのゲートに接続され、前記電源回路１
７がそのドレインに接続されたＭＥＳＦＥＴ２３と、を
備え、電源回路とドレインとの接続点には前記整合回路
２２が接続されている。この場合の静特性のドレイン電
流Ｉｄとドレイン電圧Ｖｄの関係と負荷線の関係を図１
７に示す。これら図１７より明らかなように、ゲートバ
イアス電位が固定でドレイン電圧が減少していくと歪み
が大きく、また、出力電力が低下することが分かる。こ
のため、パワーアンプにかかる電源電圧が低下すると、
線形性の低下と出力電力の低下により使用できなくなり
その結果として通話時間が限定されてしまうという問題
があった。
ＴＤＭＡ／ＴＤＤ―Time DivisionMultiple Access ／T
ime Division Demultiple―）方式を用いた従来のＰＨ
Ｓ用パワーアンプ回路は、所定の周期例えば、１．９Ｇ
Ｈｚで間欠的に送信される信号を所望の値まで増幅する
機能を有するが、その仕様において線形性が重要視さ
れ、Ａ級または、ＡＢ級動作を用いていた。従来のパワ
ーアンプ２０の回路構成を図１６に示す。図１６におい
て、パワーアンプ２０は、整合回路２１および２２と、
整合回路２１がそのゲートに接続され、前記電源回路１
７がそのドレインに接続されたＭＥＳＦＥＴ２３と、を
備え、電源回路とドレインとの接続点には前記整合回路
２２が接続されている。この場合の静特性のドレイン電
流Ｉｄとドレイン電圧Ｖｄの関係と負荷線の関係を図１
７に示す。これら図１７より明らかなように、ゲートバ
イアス電位が固定でドレイン電圧が減少していくと歪み
が大きく、また、出力電力が低下することが分かる。こ
のため、パワーアンプにかかる電源電圧が低下すると、
線形性の低下と出力電力の低下により使用できなくなり
その結果として通話時間が限定されてしまうという問題
があった。
【００１３】また、パワーアンプ用半導体素子として
は、Ｌ帯の高周波での特性を考慮するとＧａＡｓ（ガリ
ウム砒素）が使用されてきた。このＧａＡｓ（ガリウム
砒素）ＭＥＳＦＥＴの構成としては、高周波での特性が
特に優れており、また、プロセスの信頼性も高いＢＰＬ
ＤＤ（Buried P-layer Lightly Doped Drain）構造が用
いられてきた。図１８には、ＢＰＬＤＤ構造におけるド
レイン電流Ｉｄとドレイン電圧Ｖｄとの関係が示されて
いる。しかし、この特性から明らかなように、ドレイン
電圧が大きい方ではブレークダウン付近の歪みが影響
し、また、ドレイン電圧の低い側ではニー電圧付近の歪
みが影響するため、負荷線の掛け方によっては線形性の
悪化または出力電力の低下が発生して、充分な出力が得
られないという問題があった。
は、Ｌ帯の高周波での特性を考慮するとＧａＡｓ（ガリ
ウム砒素）が使用されてきた。このＧａＡｓ（ガリウム
砒素）ＭＥＳＦＥＴの構成としては、高周波での特性が
特に優れており、また、プロセスの信頼性も高いＢＰＬ
ＤＤ（Buried P-layer Lightly Doped Drain）構造が用
いられてきた。図１８には、ＢＰＬＤＤ構造におけるド
レイン電流Ｉｄとドレイン電圧Ｖｄとの関係が示されて
いる。しかし、この特性から明らかなように、ドレイン
電圧が大きい方ではブレークダウン付近の歪みが影響
し、また、ドレイン電圧の低い側ではニー電圧付近の歪
みが影響するため、負荷線の掛け方によっては線形性の
悪化または出力電力の低下が発生して、充分な出力が得
られないという問題があった。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、移動
体通信装置の高周波電力増幅器を構成するＭＥＳＦＥＴ
として、埋め込み層を備えたＭＥＳＦＥＴ（以下、「埋
め込み型ＭＥＳＦＥＴ」という。）は優れた効果を有す
るが、移動体通信装置の連続通話時間の長時間化または
移動体通信装置に内蔵される高周波電力増幅器の低消費
電力化という観点からは、さらなる改良が求められてい
る。他方、発明者らの最近の研究により、埋め込み型Ｍ
ＥＳＦＥＴには移動体通信装置の高周波電力増幅器に用
いた場合にキンクに起因する無駄な電流消費が生じてい
ることがわかった。この無駄な電流消費により、埋め込
み型ＭＥＳＦＥＴを用いた従来の高周波電力増幅器は消
費電流の低減が不充分となり、そのような高周波電力増
幅器を搭載した移動体通信装置の連続通話時間を長くす
ることができないという問題があった。
体通信装置の高周波電力増幅器を構成するＭＥＳＦＥＴ
として、埋め込み層を備えたＭＥＳＦＥＴ（以下、「埋
め込み型ＭＥＳＦＥＴ」という。）は優れた効果を有す
るが、移動体通信装置の連続通話時間の長時間化または
移動体通信装置に内蔵される高周波電力増幅器の低消費
電力化という観点からは、さらなる改良が求められてい
る。他方、発明者らの最近の研究により、埋め込み型Ｍ
ＥＳＦＥＴには移動体通信装置の高周波電力増幅器に用
いた場合にキンクに起因する無駄な電流消費が生じてい
ることがわかった。この無駄な電流消費により、埋め込
み型ＭＥＳＦＥＴを用いた従来の高周波電力増幅器は消
費電流の低減が不充分となり、そのような高周波電力増
幅器を搭載した移動体通信装置の連続通話時間を長くす
ることができないという問題があった。
【００１５】一般にＭＥＳＦＥＴの飽和領域では、ドレ
イン電圧に対してドレイン電流はほぼ一定な状態で推移
する。キンクとはこのドレイン電流が一時的な増加を示
すことである。このキンクはドレインコンダクタンスで
はピークとなって現われる。埋め込み型ＭＥＳＦＥＴに
このようなキンクが現われることは計算機シミュレーシ
ョンにより既に報告されていて、チャネル下部の埋め込
み層にインパクトイオン化で生成されたホールが蓄積す
ることが原因であると言われている。図４は横軸に大信
号動作時にドレイン端子に加わる最大ドレイン電圧をと
り、縦軸にドレイン電流の直流成分（すなわち消費電
流）をとったグラフである。尚、このグラフは電源電圧
が３Ｖ、局部発信周波数が１．９ＭＨｚでπ／４ＱＰＳ
Ｋ変調をした場合の特性を示している。図中で□印でプ
ロットされた曲線が図１４に図示した埋め込み型ＭＥＳ
ＦＥＴの特性である。この特性図より埋め込み型ＭＥＳ
ＦＥＴにおいては、最大ドレイン電圧は入力電力の増大
とともに大きくなるが、最大ドレイン電圧が５Ｖ付近で
急激に消費電流が増大していることがわかる。これはこ
の電圧付近にキンクが存在することに関係している。こ
のキンクによる消費電流は高周波電力増幅器の動作にと
っては無意味なものであり、これが、高周波電力増幅器
を内蔵した移動体通信装置の連続通話時間の長時間化を
阻害する要因となっている。
イン電圧に対してドレイン電流はほぼ一定な状態で推移
する。キンクとはこのドレイン電流が一時的な増加を示
すことである。このキンクはドレインコンダクタンスで
はピークとなって現われる。埋め込み型ＭＥＳＦＥＴに
このようなキンクが現われることは計算機シミュレーシ
ョンにより既に報告されていて、チャネル下部の埋め込
み層にインパクトイオン化で生成されたホールが蓄積す
ることが原因であると言われている。図４は横軸に大信
号動作時にドレイン端子に加わる最大ドレイン電圧をと
り、縦軸にドレイン電流の直流成分（すなわち消費電
流）をとったグラフである。尚、このグラフは電源電圧
が３Ｖ、局部発信周波数が１．９ＭＨｚでπ／４ＱＰＳ
Ｋ変調をした場合の特性を示している。図中で□印でプ
ロットされた曲線が図１４に図示した埋め込み型ＭＥＳ
ＦＥＴの特性である。この特性図より埋め込み型ＭＥＳ
ＦＥＴにおいては、最大ドレイン電圧は入力電力の増大
とともに大きくなるが、最大ドレイン電圧が５Ｖ付近で
急激に消費電流が増大していることがわかる。これはこ
の電圧付近にキンクが存在することに関係している。こ
のキンクによる消費電流は高周波電力増幅器の動作にと
っては無意味なものであり、これが、高周波電力増幅器
を内蔵した移動体通信装置の連続通話時間の長時間化を
阻害する要因となっている。
【００１６】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
ので、消費電力の少ない高周波電力増幅器及び連続通話
時間の長い移動体通信装置を提供することを目的とす
る。また、上述のような携帯用通信機器等の移動体通信
装置においては、充電可能なバッテリを使用してきたた
めに、バッテリの充満電位と終止電位との間に差が生じ
ることとなり、このため、通信機器内部に使用されてい
る回路で比較的高電圧で動作していたパワーアンプはそ
のある基準電圧以下では動作することができなくなり、
連続通話時間と連続待ち受け時間を制限してしまうとい
う問題があった。本発明は、上記事情を考慮してなされ
たものであって、携帯用通信機器におけるバッテリの充
満電位および終止電位の両者の差が大きい場合でも、連
続通話時間と連続待ち受け時間を長くすることができ、
なおかつ、低電源電圧では動作不可能であったものを可
能とすることができる高周波電力増幅器およびこれを用
いた移動体通信装置を提供することを目的とする。
ので、消費電力の少ない高周波電力増幅器及び連続通話
時間の長い移動体通信装置を提供することを目的とす
る。また、上述のような携帯用通信機器等の移動体通信
装置においては、充電可能なバッテリを使用してきたた
めに、バッテリの充満電位と終止電位との間に差が生じ
ることとなり、このため、通信機器内部に使用されてい
る回路で比較的高電圧で動作していたパワーアンプはそ
のある基準電圧以下では動作することができなくなり、
連続通話時間と連続待ち受け時間を制限してしまうとい
う問題があった。本発明は、上記事情を考慮してなされ
たものであって、携帯用通信機器におけるバッテリの充
満電位および終止電位の両者の差が大きい場合でも、連
続通話時間と連続待ち受け時間を長くすることができ、
なおかつ、低電源電圧では動作不可能であったものを可
能とすることができる高周波電力増幅器およびこれを用
いた移動体通信装置を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明は、入力信号が供給される信号入力端子と、
出力信号を出力する信号出力端子と、前段のドレインと
後段のゲートの間に設けられた段間整合回路を介して連
結され、各々のソースに基準電位が供給され、各々のド
レインに電源電位が供給された複数段の電界効果トラン
ジスタと、前記信号入力信号と初段の前記電界効果トラ
ンジスタのゲートの間に設けられた入力整合回路と、最
終段の前記電界効果トランジスタのドレインと前記信号
出力端子の間に設けられた出力整合回路とを有する高周
波電力増幅器が、前記最終段の電界効果トランジスタが
半絶縁性基板と、この基板の表面に設けられた第１導電
型のチャネル領域と、このチャネル領域上に設けられ、
前記基板との間でショットキー接合を有するゲート電極
と、前記チャネル領域を介して前記基板表面に離間して
設けられた第１導電型のソース領域及びドレイン領域
と、これらソース領域及びドレイン領域の少なくとも一
方の前記チャネル領域近傍に設けられ、前記ソース領域
及びドレイン領域のいずれか一方にのみ接する第２導電
型領域と、を備えていることを特徴としている。
め、本発明は、入力信号が供給される信号入力端子と、
出力信号を出力する信号出力端子と、前段のドレインと
後段のゲートの間に設けられた段間整合回路を介して連
結され、各々のソースに基準電位が供給され、各々のド
レインに電源電位が供給された複数段の電界効果トラン
ジスタと、前記信号入力信号と初段の前記電界効果トラ
ンジスタのゲートの間に設けられた入力整合回路と、最
終段の前記電界効果トランジスタのドレインと前記信号
出力端子の間に設けられた出力整合回路とを有する高周
波電力増幅器が、前記最終段の電界効果トランジスタが
半絶縁性基板と、この基板の表面に設けられた第１導電
型のチャネル領域と、このチャネル領域上に設けられ、
前記基板との間でショットキー接合を有するゲート電極
と、前記チャネル領域を介して前記基板表面に離間して
設けられた第１導電型のソース領域及びドレイン領域
と、これらソース領域及びドレイン領域の少なくとも一
方の前記チャネル領域近傍に設けられ、前記ソース領域
及びドレイン領域のいずれか一方にのみ接する第２導電
型領域と、を備えていることを特徴としている。
【００１８】また、前記ソース領域及びドレイン領域の
少なくとも一方が前記チャネル領域に接する第１領域と
前記チャネル領域と離間し前記第１領域と連接する第２
領域とを有し、前記第１領域の不純物濃度が前記第２領
域の不純物濃度より低いことが望ましい。
少なくとも一方が前記チャネル領域に接する第１領域と
前記チャネル領域と離間し前記第１領域と連接する第２
領域とを有し、前記第１領域の不純物濃度が前記第２領
域の不純物濃度より低いことが望ましい。
【００１９】また、前記第２導電型領域が、前記第１領
域の下部に設けられていることが望ましい。
域の下部に設けられていることが望ましい。
【００２０】また、本発明は、入力信号が供給される信
号入力端子と、出力信号を出力する信号出力端子と、前
段のドレインと後段のゲートの間に設けられた段間整合
回路を介して連結され、各々のソースに基準電位が供給
され、各々のドレインに電源電位が供給された複数段の
電界効果トランジスタと、前記信号入力端子と初段の前
記電界効果トランジスタのゲート間に設けられた入力整
合回路と、最終段の前記電界効果トランジスタのドレイ
ンと前記信号出力端子の間に設けられた出力整合回路と
を有する高周波電力増幅器が、前記最終段の電界効果ト
ランジスタが半絶縁性基板と、この基板の表面に設けら
れた第１導電型のチャネル領域と、このチャネル領域上
に設けられ、前記基板との間でショットキー接合を有す
るゲート電極と、このゲート電極に対して前記基板に自
己整合的に形成された一対の第１導電型の第１領域と、
前記ゲート電極に対して前記第１領域の下部に自己整合
的に形成された一対の第２導電型領域と、前記ゲート電
極の側壁に形成された一対のスペーサと、前記ゲート電
極及びスペーサに対して前記基板に自己整合的に形成さ
れ、前記第１領域より不純物濃度の高い第１導電型で、
前記第１領域と共にそれぞれソース領域及びドレイン領
域として機能する一対の第２領域と、を備えていること
を特徴としている。
号入力端子と、出力信号を出力する信号出力端子と、前
段のドレインと後段のゲートの間に設けられた段間整合
回路を介して連結され、各々のソースに基準電位が供給
され、各々のドレインに電源電位が供給された複数段の
電界効果トランジスタと、前記信号入力端子と初段の前
記電界効果トランジスタのゲート間に設けられた入力整
合回路と、最終段の前記電界効果トランジスタのドレイ
ンと前記信号出力端子の間に設けられた出力整合回路と
を有する高周波電力増幅器が、前記最終段の電界効果ト
ランジスタが半絶縁性基板と、この基板の表面に設けら
れた第１導電型のチャネル領域と、このチャネル領域上
に設けられ、前記基板との間でショットキー接合を有す
るゲート電極と、このゲート電極に対して前記基板に自
己整合的に形成された一対の第１導電型の第１領域と、
前記ゲート電極に対して前記第１領域の下部に自己整合
的に形成された一対の第２導電型領域と、前記ゲート電
極の側壁に形成された一対のスペーサと、前記ゲート電
極及びスペーサに対して前記基板に自己整合的に形成さ
れ、前記第１領域より不純物濃度の高い第１導電型で、
前記第１領域と共にそれぞれソース領域及びドレイン領
域として機能する一対の第２領域と、を備えていること
を特徴としている。
【００２１】また、前記第２導電型領域が、前記ソース
領域またはドレイン領域との間に形成されるビルトイン
ポテンシャルにより空乏化していることが望ましい。
領域またはドレイン領域との間に形成されるビルトイン
ポテンシャルにより空乏化していることが望ましい。
【００２２】さらに本発明は、アンテナと、このアンテ
ナから受信した信号を復調する高周波受信回路と、前記
アンテナから送信すべき信号を変調する変調回路と、こ
の変調回路の出力を増幅して前記アンテナに出力する高
周波電力増幅器とを有する移動体通信装置において、前
記高周波電力増幅器が上述した高周波電力増幅器である
ことを特徴としている。
ナから受信した信号を復調する高周波受信回路と、前記
アンテナから送信すべき信号を変調する変調回路と、こ
の変調回路の出力を増幅して前記アンテナに出力する高
周波電力増幅器とを有する移動体通信装置において、前
記高周波電力増幅器が上述した高周波電力増幅器である
ことを特徴としている。
【００２３】また、本発明は、充満電位と終止電位との
間に差を生じるバッテリに接続されて、所定の周期で間
欠的に送信される高周波信号を受信して所望の値にまで
増幅する高周波電力増幅器において、前段のインピーダ
ンス整合回路がそのゲートに接続され、前記バッテリと
後段のインピーダンス整合回路とがそのドレインに接続
されたＭＥＳＦＥＴと、前記前記バッテリと前記ドレイ
ンとの間に接続されて前記バッテリの充満電位と終止電
位の間の電位に基づくゲートバイアスを検出するゲート
バイアス手段と、このゲートバイアス手段により検出さ
れた前記ゲートバイアスを前記前段の整合回路に供給す
ることにより出力電力を所望の値に保持するように前記
ＭＥＳＦＥＴのゲートバイアスを可変とするフィードバ
ック手段と、を備えることを特徴としている。
間に差を生じるバッテリに接続されて、所定の周期で間
欠的に送信される高周波信号を受信して所望の値にまで
増幅する高周波電力増幅器において、前段のインピーダ
ンス整合回路がそのゲートに接続され、前記バッテリと
後段のインピーダンス整合回路とがそのドレインに接続
されたＭＥＳＦＥＴと、前記前記バッテリと前記ドレイ
ンとの間に接続されて前記バッテリの充満電位と終止電
位の間の電位に基づくゲートバイアスを検出するゲート
バイアス手段と、このゲートバイアス手段により検出さ
れた前記ゲートバイアスを前記前段の整合回路に供給す
ることにより出力電力を所望の値に保持するように前記
ＭＥＳＦＥＴのゲートバイアスを可変とするフィードバ
ック手段と、を備えることを特徴としている。
【００２４】さらに、上記構成において、高周波電力増
幅器が、前記ドレインに供給される電圧の値は、比較的
低電圧である２Ｖないし１Ｖであり、前記バッテリの終
止電位がこの低電圧であっても、前記所望の値の出力電
力を供給できることを特徴とする。
幅器が、前記ドレインに供給される電圧の値は、比較的
低電圧である２Ｖないし１Ｖであり、前記バッテリの終
止電位がこの低電圧であっても、前記所望の値の出力電
力を供給できることを特徴とする。
【００２５】また、本発明に係る移動体通信装置は、高
周波電力を送受するアンテナと、前記アンテナにより受
信した高周波電力を復調する高周波受信回路と、前記ア
ンテナから送信すべき信号を変調する変調回路と、この
変調回路の出力を増幅して前記アンテナに出力する高周
波電力増幅器と、を備えるものにおいて、前記高周波電
力増幅器が、充満電位と終止電位との間に差を生じるバ
ッテリに接続されて、所定の周期で間欠的に送信される
高周波信号を受信して所望の値にまで増幅すると共に、
前段のインピーダンス整合回路がそのゲートに接続さ
れ、かつ、前記バッテリと後段のインピーダンス整合回
路とがそのドレインに接続されたＭＥＳＦＥＴと、前記
前記バッテリと前記ドレインとの間に接続されて前記バ
ッテリの充満電位と終止電位の間の電位に基づくゲート
バイアスを検出するゲートバイアス手段と、このゲート
バイアス手段により検出された前記ゲートバイアスを前
記前段の整合回路に供給することにより出力電力を所望
の値に保持するように前記ＭＥＳＦＥＴのゲートバイア
スを可変とするフィードバック手段と、を備えることを
特徴としている。
周波電力を送受するアンテナと、前記アンテナにより受
信した高周波電力を復調する高周波受信回路と、前記ア
ンテナから送信すべき信号を変調する変調回路と、この
変調回路の出力を増幅して前記アンテナに出力する高周
波電力増幅器と、を備えるものにおいて、前記高周波電
力増幅器が、充満電位と終止電位との間に差を生じるバ
ッテリに接続されて、所定の周期で間欠的に送信される
高周波信号を受信して所望の値にまで増幅すると共に、
前段のインピーダンス整合回路がそのゲートに接続さ
れ、かつ、前記バッテリと後段のインピーダンス整合回
路とがそのドレインに接続されたＭＥＳＦＥＴと、前記
前記バッテリと前記ドレインとの間に接続されて前記バ
ッテリの充満電位と終止電位の間の電位に基づくゲート
バイアスを検出するゲートバイアス手段と、このゲート
バイアス手段により検出された前記ゲートバイアスを前
記前段の整合回路に供給することにより出力電力を所望
の値に保持するように前記ＭＥＳＦＥＴのゲートバイア
スを可変とするフィードバック手段と、を備えることを
特徴としている。
【００２６】また、上記構成において、本発明に係る移
動体通信装置は、前記ＭＥＳＦＥＴのゲートバイアスが
可変とされたことにより、前記バッテリを少なくとも含
む電源回路に昇圧回路または降圧回路機能を設けること
なく、低電源電圧バッテリから直接に比較的低電圧の増
幅用の電力が供給されることを特徴としている。また、
ソースが接地され、ゲートに高周波入力信号が供給さ
れると共にこのゲートが直流電位を供給するための端子
との間に高抵抗を介して接続され、ドレインが高周波信
号を出力すると共にインダクタ素子を介して高電位電源
に接続された電界効果トランジスタにより構成された高
周波電力増幅器において、前記電界効果トランジスタ
が、半絶縁性基板と、この基板の表面に設けられた第１
導電型のチャネル領域と、このチャネル領域上に設けら
れ、前記基板との間でショットキー接合を有するゲート
電極と、前記チャネル領域を介して前記基板表面に離間
して設けられた第１導電型のソース領域およびドレイン
領域と、これらソース領域およびドレイン領域のうち少
なくとも一方のチャネル領域近傍に設けられて前記ソー
ス領域およびドレイン領域のうちいずれか一方のみに接
する第２の導電型領域と、を備えると共に、前記電界効
果トランジスタは、２．４Ｖ以下の電源電圧を有し、か
つ、前記ゲート電極は、０Ｖ以上の直流電位の供給を受
けることを特徴としている。
動体通信装置は、前記ＭＥＳＦＥＴのゲートバイアスが
可変とされたことにより、前記バッテリを少なくとも含
む電源回路に昇圧回路または降圧回路機能を設けること
なく、低電源電圧バッテリから直接に比較的低電圧の増
幅用の電力が供給されることを特徴としている。また、
ソースが接地され、ゲートに高周波入力信号が供給さ
れると共にこのゲートが直流電位を供給するための端子
との間に高抵抗を介して接続され、ドレインが高周波信
号を出力すると共にインダクタ素子を介して高電位電源
に接続された電界効果トランジスタにより構成された高
周波電力増幅器において、前記電界効果トランジスタ
が、半絶縁性基板と、この基板の表面に設けられた第１
導電型のチャネル領域と、このチャネル領域上に設けら
れ、前記基板との間でショットキー接合を有するゲート
電極と、前記チャネル領域を介して前記基板表面に離間
して設けられた第１導電型のソース領域およびドレイン
領域と、これらソース領域およびドレイン領域のうち少
なくとも一方のチャネル領域近傍に設けられて前記ソー
ス領域およびドレイン領域のうちいずれか一方のみに接
する第２の導電型領域と、を備えると共に、前記電界効
果トランジスタは、２．４Ｖ以下の電源電圧を有し、か
つ、前記ゲート電極は、０Ｖ以上の直流電位の供給を受
けることを特徴としている。
【００２７】また、上記構成において、複数段の単位電
力増幅器を備え、少なくとも最終段の単位電力増幅器
は、前記電界効果トランジスタを備えることを特徴とす
る。
力増幅器を備え、少なくとも最終段の単位電力増幅器
は、前記電界効果トランジスタを備えることを特徴とす
る。
【００２８】また、アンテナと、このアンテナから受信
した信号を復調する高周波受信回路と、前記アンテナか
ら送信すべき信号を変調する変調回路と、この変調回路
の出力を増幅して前記アンテナに出力する高周波電力増
幅器とを有する移動体通信装置において、前記高周波電
力増幅器が上記構成の高周波電力増幅器であることを特
徴としてえる。
した信号を復調する高周波受信回路と、前記アンテナか
ら送信すべき信号を変調する変調回路と、この変調回路
の出力を増幅して前記アンテナに出力する高周波電力増
幅器とを有する移動体通信装置において、前記高周波電
力増幅器が上記構成の高周波電力増幅器であることを特
徴としてえる。
【００２９】このような本発明の高周波電力増幅器によ
れば、複数段のＭＥＳＦＥＴのうち最終段のＭＥＳＦＥ
Ｔにはチャネル領域下部にｐ層が存在しないため、チャ
ネル下部にホールが蓄積してキンクの発生要因となるこ
とはない。従って、本発明の高周波電力増幅器の最終段
のＭＥＳＦＥＴはドレイン効率が従来より大幅に向上
し、従来の高周波電力増幅器と比べて高い電力変換効率
の高周波電力増幅器を得ることができる。また、この高
い電力変換効率を有する高周波電力増幅器を用いた本発
明の移動体通信装置は、連続通話時間を長くすることが
可能となる。
れば、複数段のＭＥＳＦＥＴのうち最終段のＭＥＳＦＥ
Ｔにはチャネル領域下部にｐ層が存在しないため、チャ
ネル下部にホールが蓄積してキンクの発生要因となるこ
とはない。従って、本発明の高周波電力増幅器の最終段
のＭＥＳＦＥＴはドレイン効率が従来より大幅に向上
し、従来の高周波電力増幅器と比べて高い電力変換効率
の高周波電力増幅器を得ることができる。また、この高
い電力変換効率を有する高周波電力増幅器を用いた本発
明の移動体通信装置は、連続通話時間を長くすることが
可能となる。
【００３０】また、本発明によれば、バッテリの充満電
位と終止電位の間に差を生じるバッテリに接続されて、
所定の周期で間欠的に送信される信号を所望の値まで増
幅するパワーアンプにおいて、バッテリの充満電位と終
止電位の間の電位を供給されて、パワーアンプの出力電
力が所望の値を保つ為にパワーアンプのゲートバイアス
は可変となっている。
位と終止電位の間に差を生じるバッテリに接続されて、
所定の周期で間欠的に送信される信号を所望の値まで増
幅するパワーアンプにおいて、バッテリの充満電位と終
止電位の間の電位を供給されて、パワーアンプの出力電
力が所望の値を保つ為にパワーアンプのゲートバイアス
は可変となっている。
【００３１】また、本発明によれば、バッテリの時間経
過による電圧の低下、すなわち、充満電位と終止電位の
間のすべての電位において、同バッテリに接続されてい
て、出力電力が所望の値を出力でき、また、たとえば２
Ｖ以下の低電圧でも動作することができるパワーアンプ
のデバイス構造を有している。
過による電圧の低下、すなわち、充満電位と終止電位の
間のすべての電位において、同バッテリに接続されてい
て、出力電力が所望の値を出力でき、また、たとえば２
Ｖ以下の低電圧でも動作することができるパワーアンプ
のデバイス構造を有している。
【００３２】また、本発明によれば、昇圧回路または降
圧回路機能を用いることなく、低電源電圧バッテリから
直接に比較的低電圧を供給されたパワーアンプ回路構成
を用いるか、または所定の周期で間欠的に送信される信
号を所望の値まで増幅するパワーアンプを用いるかして
いる。また、本発明に係る移動体通信装置は、上記パワ
ーアンプと同電位の比較的低電位を供給されるレシー
バ、シンセサイザー、ベースバンド信号処理部、直交変
調器とスイッチを有し、かつ、昇圧回路無しに低電源電
圧バッテリとして公称１．２Ｖから２．４Ｖまでを供給
するＮｉ−水素電池を用いることができる。
圧回路機能を用いることなく、低電源電圧バッテリから
直接に比較的低電圧を供給されたパワーアンプ回路構成
を用いるか、または所定の周期で間欠的に送信される信
号を所望の値まで増幅するパワーアンプを用いるかして
いる。また、本発明に係る移動体通信装置は、上記パワ
ーアンプと同電位の比較的低電位を供給されるレシー
バ、シンセサイザー、ベースバンド信号処理部、直交変
調器とスイッチを有し、かつ、昇圧回路無しに低電源電
圧バッテリとして公称１．２Ｖから２．４Ｖまでを供給
するＮｉ−水素電池を用いることができる。
【００３３】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る高周波増幅回
路およびこれを用いた移動体通信装置の好適な実施形態
を添付図面に基づいて詳細に説明する。
路およびこれを用いた移動体通信装置の好適な実施形態
を添付図面に基づいて詳細に説明する。
【００３４】図１は、本発明の第１実施形態に係る移動
体通信装置の要部を説明するブロック図である。図１に
おいて、移動体通信装置１０Ａは、アンテナ１１と、ア
ンテナ１１を介して送受信される高周波信号を切り換え
るスイッチ１２と、低雑音増幅器（ＬＮＡ―Low Noise
Amplifier ―）２５と、直交変調器としての変調用ミキ
サー１６と、ベースバンド信号処理部としてのディジタ
ルブロック１５と、シンセサイザとしての電圧制御発振
器（ＶＣＯ―Voltage Control Oscillator―）１４と、
復調用ミキサー２６と、本発明に係る高周波増幅器３０
と、を備えている。
体通信装置の要部を説明するブロック図である。図１に
おいて、移動体通信装置１０Ａは、アンテナ１１と、ア
ンテナ１１を介して送受信される高周波信号を切り換え
るスイッチ１２と、低雑音増幅器（ＬＮＡ―Low Noise
Amplifier ―）２５と、直交変調器としての変調用ミキ
サー１６と、ベースバンド信号処理部としてのディジタ
ルブロック１５と、シンセサイザとしての電圧制御発振
器（ＶＣＯ―Voltage Control Oscillator―）１４と、
復調用ミキサー２６と、本発明に係る高周波増幅器３０
と、を備えている。
【００３５】前記ディジタルブロック１５は、送信時に
おいては図示しないマイクロホンなどから入力した送信
すべきアナログ信号をディジタル信号に変換し、このデ
ィジタル信号を信号処理技術によりその帯域を圧縮する
と共に、受信時においては受信したディジタル信号を信
号処理技術によりその帯域を伸長し、これをアナログ信
号に変換し、図示しないスピーカを駆動する信号を出力
するものである。
おいては図示しないマイクロホンなどから入力した送信
すべきアナログ信号をディジタル信号に変換し、このデ
ィジタル信号を信号処理技術によりその帯域を圧縮する
と共に、受信時においては受信したディジタル信号を信
号処理技術によりその帯域を伸長し、これをアナログ信
号に変換し、図示しないスピーカを駆動する信号を出力
するものである。
【００３６】送信すべき信号を変調するミキサー１６
は、ディジタルブロック１５から入力される帯域圧縮さ
れたディジタル信号を電圧制御発振器１４からの１．９
ＭＨｚの局部発振信号を用いてπ／４シフトＱＰＳＫ変
調などを行ない、この変調出力をＭＭＩＣ（マイクロ波
モノリシック集積回路）として実現されている高周波電
力増幅器３０へ出力する。高周波電力増幅器３０により
送信電力まで増幅された信号は、送受信を切り替えるス
イッチ１２を介してアンテナ１１へ伝搬し、このアンテ
ナ１１が励振することにより信号が送信される。
は、ディジタルブロック１５から入力される帯域圧縮さ
れたディジタル信号を電圧制御発振器１４からの１．９
ＭＨｚの局部発振信号を用いてπ／４シフトＱＰＳＫ変
調などを行ない、この変調出力をＭＭＩＣ（マイクロ波
モノリシック集積回路）として実現されている高周波電
力増幅器３０へ出力する。高周波電力増幅器３０により
送信電力まで増幅された信号は、送受信を切り替えるス
イッチ１２を介してアンテナ１１へ伝搬し、このアンテ
ナ１１が励振することにより信号が送信される。
【００３７】他方、受信の際には、アンテナ１１が受信
した信号がスイッチ１２を介して低雑音増幅器２５に入
力され、この低雑音増幅器２５により所望の信号レベル
に増幅された後、復調用ミキサー２６に出力される。こ
のミキサー２６は電圧制御発振器１４からの局部発振信
号を用いて受信信号を検波・復調し、これをディジタル
ブロック１５に出力する。
した信号がスイッチ１２を介して低雑音増幅器２５に入
力され、この低雑音増幅器２５により所望の信号レベル
に増幅された後、復調用ミキサー２６に出力される。こ
のミキサー２６は電圧制御発振器１４からの局部発振信
号を用いて受信信号を検波・復調し、これをディジタル
ブロック１５に出力する。
【００３８】なお、図１における図示は省略するが、こ
の移動体通信装置はキー入力をするためのキーボード、
１次電池または２次電池などを電源とする電源回路など
も備えている。また、この実施形態においては高周波電
力増幅器３０をＭＭＩＣで実現しているが、スイッチ１
２、低雑音増幅器２５等もこのＭＭＩＣに搭載して集積
回路として構成してもよい。
の移動体通信装置はキー入力をするためのキーボード、
１次電池または２次電池などを電源とする電源回路など
も備えている。また、この実施形態においては高周波電
力増幅器３０をＭＭＩＣで実現しているが、スイッチ１
２、低雑音増幅器２５等もこのＭＭＩＣに搭載して集積
回路として構成してもよい。
【００３９】図２は、上記高周波電力増幅器３０の細部
を示す回路図である。ミキサー１６からの変調された送
信信号は入力端子３１ａに供給される。この送信信号は
インピーダンス整合をとる周知のインピーダンス整合回
路３２を介して前段のＭＥＳＦＥＴ３３のゲートに供給
される。このＭＥＳＦＥＴ３３のソースは、接地されて
おり、ドレインにはチョークコイル３４を介して例えば
３Ｖの電源電位が供給されている。なお、この電源電位
は移動体通信装置に搭載する例えばリチウムイオン２次
電池の供給電圧に対応している。また、ＭＥＳＦＥＴ３
３のドレインは前段と後段の間のインピーダンス整合を
とる周知の段間整合回路３５を介して後段のＭＥＳＦＥ
Ｔ３５のゲートに接続されている。このＭＥＳＦＥＴ３
６は、前段のＭＥＳＦＥＴ３３と同様に、ソースは接地
され、ドレインにはチョークコイル３７を介して電源電
位が供給されている。また、後段のＭＥＳＦＥＴ３６の
ドレインはインピーダンス整合をとる周知のインピーダ
ンス整合回路３８を介してスイッチ１２に接続される出
力端子３１ｂに接続されている。
を示す回路図である。ミキサー１６からの変調された送
信信号は入力端子３１ａに供給される。この送信信号は
インピーダンス整合をとる周知のインピーダンス整合回
路３２を介して前段のＭＥＳＦＥＴ３３のゲートに供給
される。このＭＥＳＦＥＴ３３のソースは、接地されて
おり、ドレインにはチョークコイル３４を介して例えば
３Ｖの電源電位が供給されている。なお、この電源電位
は移動体通信装置に搭載する例えばリチウムイオン２次
電池の供給電圧に対応している。また、ＭＥＳＦＥＴ３
３のドレインは前段と後段の間のインピーダンス整合を
とる周知の段間整合回路３５を介して後段のＭＥＳＦＥ
Ｔ３５のゲートに接続されている。このＭＥＳＦＥＴ３
６は、前段のＭＥＳＦＥＴ３３と同様に、ソースは接地
され、ドレインにはチョークコイル３７を介して電源電
位が供給されている。また、後段のＭＥＳＦＥＴ３６の
ドレインはインピーダンス整合をとる周知のインピーダ
ンス整合回路３８を介してスイッチ１２に接続される出
力端子３１ｂに接続されている。
【００４０】なお、図２においては高周波電力増幅器３
０を２段のＭＥＳＦＥＴ３３および３６により構成した
例を示したが、必要に応じて３段以上の多段構成にして
もよい。この場合は前段のＭＥＳＦＥＴ３３のドレイン
と後段のＭＥＳＦＥＴ３６のゲートの間に所望の数のＭ
ＥＳＦＥＴを直前のＭＥＳＦＥＴのドレインと当該ＭＥ
ＳＦＥＴのゲートを接続するように設ければよい。ま
た、このとき必要に応じて直前のＭＥＳＦＥＴのドレイ
ンと当該ＭＥＳＦＥＴのゲートの間に段間整合回路を設
けるようにしてもよい。
０を２段のＭＥＳＦＥＴ３３および３６により構成した
例を示したが、必要に応じて３段以上の多段構成にして
もよい。この場合は前段のＭＥＳＦＥＴ３３のドレイン
と後段のＭＥＳＦＥＴ３６のゲートの間に所望の数のＭ
ＥＳＦＥＴを直前のＭＥＳＦＥＴのドレインと当該ＭＥ
ＳＦＥＴのゲートを接続するように設ければよい。ま
た、このとき必要に応じて直前のＭＥＳＦＥＴのドレイ
ンと当該ＭＥＳＦＥＴのゲートの間に段間整合回路を設
けるようにしてもよい。
【００４１】次に、図３を用いて後段のＭＥＳＦＥＴ３
６の構造を説明する。図３において図１４と同一符号を
付した構成要素は、従来のＭＥＳＦＥＴ２３の構成要素
と同一または相当するものを示している。図３におい
て、ＭＥＳＦＥＴ３６は、半絶縁性のＧａＡｓ（ガリウ
ム砒素）基板１と、高濃度ｎ型ソース領域２と、高濃度
ｎ型ソース領域２と共にソースとして機能する中間濃度
ｎ型ソース領域３と、高濃度ｎ型ドレイン領域４と、高
濃度ｎ型ドレイン領域４と共にドレインとして機能する
中間濃度ｎ型ドレイン領域５と、低濃度のｎ型のチャネ
ル６と、窒化タングステンからなるゲート長が０．８マ
イクロメートル程度のショットキーゲート電極７と、ゲ
ート電極７の側壁に形成された一対のスペーサ８と、よ
り構成されている。
６の構造を説明する。図３において図１４と同一符号を
付した構成要素は、従来のＭＥＳＦＥＴ２３の構成要素
と同一または相当するものを示している。図３におい
て、ＭＥＳＦＥＴ３６は、半絶縁性のＧａＡｓ（ガリウ
ム砒素）基板１と、高濃度ｎ型ソース領域２と、高濃度
ｎ型ソース領域２と共にソースとして機能する中間濃度
ｎ型ソース領域３と、高濃度ｎ型ドレイン領域４と、高
濃度ｎ型ドレイン領域４と共にドレインとして機能する
中間濃度ｎ型ドレイン領域５と、低濃度のｎ型のチャネ
ル６と、窒化タングステンからなるゲート長が０．８マ
イクロメートル程度のショットキーゲート電極７と、ゲ
ート電極７の側壁に形成された一対のスペーサ８と、よ
り構成されている。
【００４２】図１４に示した埋め込み型ＭＥＳＦＥＴ２
３と異なる点は、図３の構造においては埋め込み層がチ
ャネル６の下部には形成されておらず、ソースとドレイ
ンの一方にのみ接する２つのｐ型領域３９および３９に
分割されている点である。なおこの構造において、中間
濃度ｎ型ソース領域３、中間濃度ｎ型ドレイン領域５お
よびｐ型領域３９および３９はゲート電極７に対して自
己整合的に形成されており、高濃度ｎ型ソース領域２お
よび高濃度ｎ型ドレイン領域４はゲート電極７とスペー
サ８に対して自己整合的に形成されている。
３と異なる点は、図３の構造においては埋め込み層がチ
ャネル６の下部には形成されておらず、ソースとドレイ
ンの一方にのみ接する２つのｐ型領域３９および３９に
分割されている点である。なおこの構造において、中間
濃度ｎ型ソース領域３、中間濃度ｎ型ドレイン領域５お
よびｐ型領域３９および３９はゲート電極７に対して自
己整合的に形成されており、高濃度ｎ型ソース領域２お
よび高濃度ｎ型ドレイン領域４はゲート電極７とスペー
サ８に対して自己整合的に形成されている。
【００４３】この構造によれば、チャネル下部にｐ型領
域が存在しないため、ここにホールが蓄積してキンクの
発生要因となることが無くなり、ドレイン効率が従来と
比較して大幅に向上する。このことは、図４に示したグ
ラフからも明らかである。なお、図４中で〇印でプロッ
トされた曲線が図３に図示した構造のＭＥＳＦＥＴの特
性である。このように消費電流の大きい最終段（２段
目）のトランジスタのドレイン効率が向上した結果、高
周波電力増幅器全体の消費電流は低減される。なお、発
明者らの実験によれば図３に示すＭＥＳＦＥＴのドレイ
ン効率は５０％程度であり、図１４に示した従来の埋め
込み型ＭＥＳＦＥＴの約３０％より格段に高くなる。そ
の結果として、図２に示した高周波電力増幅器の消費電
流は２００ｍＡから１５０ｍＡに低減された。また、こ
れにより図１に示した移動体通信装置の連続通話時間を
上述したように約１割延長させることができる。
域が存在しないため、ここにホールが蓄積してキンクの
発生要因となることが無くなり、ドレイン効率が従来と
比較して大幅に向上する。このことは、図４に示したグ
ラフからも明らかである。なお、図４中で〇印でプロッ
トされた曲線が図３に図示した構造のＭＥＳＦＥＴの特
性である。このように消費電流の大きい最終段（２段
目）のトランジスタのドレイン効率が向上した結果、高
周波電力増幅器全体の消費電流は低減される。なお、発
明者らの実験によれば図３に示すＭＥＳＦＥＴのドレイ
ン効率は５０％程度であり、図１４に示した従来の埋め
込み型ＭＥＳＦＥＴの約３０％より格段に高くなる。そ
の結果として、図２に示した高周波電力増幅器の消費電
流は２００ｍＡから１５０ｍＡに低減された。また、こ
れにより図１に示した移動体通信装置の連続通話時間を
上述したように約１割延長させることができる。
【００４４】なお、この図３の構造において、ｐ型領域
３９の不純物濃度は、キャリア（正孔）がｐｎ接合のビ
ルトインポテンシャルにより完全に空乏化する程度がよ
い。それ以上に濃度を増やすと基板電流を低減する効果
は飽和し、一方で寄生容量の増大を招いて性能の劣化に
つながる。また、図３に示したＭＥＳＦＥＴ３６の構造
は中間濃度領域３および５を設けた構造となっている。
これらの中間濃度領域３および５を設ける場合には、設
けない場合に比べてより基板電流を低減できることがわ
かっている。
３９の不純物濃度は、キャリア（正孔）がｐｎ接合のビ
ルトインポテンシャルにより完全に空乏化する程度がよ
い。それ以上に濃度を増やすと基板電流を低減する効果
は飽和し、一方で寄生容量の増大を招いて性能の劣化に
つながる。また、図３に示したＭＥＳＦＥＴ３６の構造
は中間濃度領域３および５を設けた構造となっている。
これらの中間濃度領域３および５を設ける場合には、設
けない場合に比べてより基板電流を低減できることがわ
かっている。
【００４５】さらに、これらの中間濃度領域をソース側
にのみ設け、ドレイン側には設けず、ゲート電極端から
チャネル領域がそのままスペーサの幅に相当する０．３
マイクロメートル程度伸びて高濃度ドレイン領域に接続
する構造でもよい。このようにすると、ＭＥＳＦＥＴの
ドレイン耐圧を向上させることができる。この場合、ド
レイン側の寄生抵抗は増大するものの、高周波電力増幅
器におけるトランジスタ動作ではソース抵抗が重要であ
るため特に支障はない。
にのみ設け、ドレイン側には設けず、ゲート電極端から
チャネル領域がそのままスペーサの幅に相当する０．３
マイクロメートル程度伸びて高濃度ドレイン領域に接続
する構造でもよい。このようにすると、ＭＥＳＦＥＴの
ドレイン耐圧を向上させることができる。この場合、ド
レイン側の寄生抵抗は増大するものの、高周波電力増幅
器におけるトランジスタ動作ではソース抵抗が重要であ
るため特に支障はない。
【００４６】また本実施形態においては、多段構成の高
周波増幅器の最終段（２段目）のＭＥＳＦＥＴを図３に
図示したような構造としたが、最終段以外のＭＥＳＦＥ
Ｔについては、これらの消費電流は元々小さいので、図
３の構造を採用する必要は必ずしもない。むしろ高周波
電力増幅器全体の利得を重視して、図１４に図示した埋
め込み型ＭＥＳＦＥＴを用いることが望ましい。このよ
うに電力増幅器内のトランジスタでＭＥＳＦＥＴを使い
分ければ、低消費電力かつ高利得の高周波電力増幅器を
得ることができる。
周波増幅器の最終段（２段目）のＭＥＳＦＥＴを図３に
図示したような構造としたが、最終段以外のＭＥＳＦＥ
Ｔについては、これらの消費電流は元々小さいので、図
３の構造を採用する必要は必ずしもない。むしろ高周波
電力増幅器全体の利得を重視して、図１４に図示した埋
め込み型ＭＥＳＦＥＴを用いることが望ましい。このよ
うに電力増幅器内のトランジスタでＭＥＳＦＥＴを使い
分ければ、低消費電力かつ高利得の高周波電力増幅器を
得ることができる。
【００４７】次に、本発明の第２実施形態に係る高周波
増幅器の構成について図５ないし図８を参照しながら説
明する。まず、第２実施形態に係る高周波増幅器（パワ
ーアンプ）の構成を図５に示す。図５において、パワー
アンプ４０は、アンテナ１１側のインピーダンス整合回
路４１と、ベースバンド側のインイーダンス整合回路４
２と、そのゲートが整合回路４１に接続されると共にそ
のドレインが整合回路４２に接続されるＭＥＳＦＥＴ４
３と、このＭＥＳＦＥＴ４３のドレインと前記整合回路
４２との接続点とバッテリ１８との間に介装されたゲー
トバイアス回路４４と、前記ＭＥＳＦＥＴ４３のドレイ
ン電圧変動差に応じてゲートバイアス回路４４の出力に
よりＭＥＳＦＥＴ４３のゲート電圧を変動させるフィー
ドバック回路４５と、により構成されている。このよう
な構成により、充満電位と終止電位の間に差を生じるバ
ッテリ１８に接続されていても、所定の周期で間欠的に
送信される信号を所望の値まで増幅する本発明のパワー
アンプにより、充満電位から終止電位へと次第に減少す
る電位を供給されても、ドレイン電圧の変動差に応じて
フィードバック回路４５とゲートバイアス回路４４によ
りゲートバイアス点を変動させ、パワーアンプの出力電
力および線形性を所望の値に保つことができる。その結
果、図６に示すように、バッテリ１８の充満電位４６と
終止電位４７の差が大きくて、しかも、従来のパワーア
ンプ回路のようにゲートバイアスが固定されているため
に、線形性が著しく減少したり、または、出力電力が著
しく低下するような不具合を、本発明を用いることによ
り防ぐことができ、従来の携帯用通信機器の連続通話時
間Ｔ２までの継続時間ｔ2 に比較して、本発明を採用す
ることにより連続通話時間Ｔ１までの継続時間ｔ1 のよ
うに延長することが可能となる。また、その結果、従来
はパワーアンプ用電源として６Ｖから４Ｖ必要であった
ドレイン電圧を２Ｖ〜１Ｖまでに低減させることがで
き、消費電力を少なくすると共に従来と同程度の連続し
よう時間であればバッテリーを小型化して携帯性をより
向上させるという効果がある。
増幅器の構成について図５ないし図８を参照しながら説
明する。まず、第２実施形態に係る高周波増幅器（パワ
ーアンプ）の構成を図５に示す。図５において、パワー
アンプ４０は、アンテナ１１側のインピーダンス整合回
路４１と、ベースバンド側のインイーダンス整合回路４
２と、そのゲートが整合回路４１に接続されると共にそ
のドレインが整合回路４２に接続されるＭＥＳＦＥＴ４
３と、このＭＥＳＦＥＴ４３のドレインと前記整合回路
４２との接続点とバッテリ１８との間に介装されたゲー
トバイアス回路４４と、前記ＭＥＳＦＥＴ４３のドレイ
ン電圧変動差に応じてゲートバイアス回路４４の出力に
よりＭＥＳＦＥＴ４３のゲート電圧を変動させるフィー
ドバック回路４５と、により構成されている。このよう
な構成により、充満電位と終止電位の間に差を生じるバ
ッテリ１８に接続されていても、所定の周期で間欠的に
送信される信号を所望の値まで増幅する本発明のパワー
アンプにより、充満電位から終止電位へと次第に減少す
る電位を供給されても、ドレイン電圧の変動差に応じて
フィードバック回路４５とゲートバイアス回路４４によ
りゲートバイアス点を変動させ、パワーアンプの出力電
力および線形性を所望の値に保つことができる。その結
果、図６に示すように、バッテリ１８の充満電位４６と
終止電位４７の差が大きくて、しかも、従来のパワーア
ンプ回路のようにゲートバイアスが固定されているため
に、線形性が著しく減少したり、または、出力電力が著
しく低下するような不具合を、本発明を用いることによ
り防ぐことができ、従来の携帯用通信機器の連続通話時
間Ｔ２までの継続時間ｔ2 に比較して、本発明を採用す
ることにより連続通話時間Ｔ１までの継続時間ｔ1 のよ
うに延長することが可能となる。また、その結果、従来
はパワーアンプ用電源として６Ｖから４Ｖ必要であった
ドレイン電圧を２Ｖ〜１Ｖまでに低減させることがで
き、消費電力を少なくすると共に従来と同程度の連続し
よう時間であればバッテリーを小型化して携帯性をより
向上させるという効果がある。
【００４８】また、本発明のパワーアンプ用ＦＥＴ構造
としてバッテリの充満電位と終止電位の間のすべての電
位において、同一のバッテリが接続されていて、所望の
電力値を出力できるパワーアンプの半導体素子（デバイ
ス）構造を図７に示す。図７は上述した図３の半導体素
子３６の構造とほとんど同一の構成を有しており、異な
る点はＭＥＳＦＥＴ４３の高濃度ソース領域２の表面に
ソース接点４８が設けられ、また、ドレイン高濃度領域
４の表面にドレイン接点４９が設けられている構成だけ
である。このような構造をとることにより、比較的低電
圧である２Ｖ以下においても線形性および出力電力を保
持することができる。
としてバッテリの充満電位と終止電位の間のすべての電
位において、同一のバッテリが接続されていて、所望の
電力値を出力できるパワーアンプの半導体素子（デバイ
ス）構造を図７に示す。図７は上述した図３の半導体素
子３６の構造とほとんど同一の構成を有しており、異な
る点はＭＥＳＦＥＴ４３の高濃度ソース領域２の表面に
ソース接点４８が設けられ、また、ドレイン高濃度領域
４の表面にドレイン接点４９が設けられている構成だけ
である。このような構造をとることにより、比較的低電
圧である２Ｖ以下においても線形性および出力電力を保
持することができる。
【００４９】また、本発明の第２実施形態に係る図５の
高周波増幅器（パワーアンプ）４０の回路構成を用いる
と共に、このパワーアンプ４０のデバイス構造として図
７に示すＭＥＳＦＥＴ４３を用いた移動体通信装置とし
ての携帯通信機器を図８に示す。図８において、本発明
の第２実施形態に係る携帯通信機器１０Ｂは、従来のよ
うにバッテリ１８用のレギュレータ内部に昇圧回路また
は降圧回路機能を具備することなく、所定の周期で間欠
的に送信される信号を所望の値まで増幅するパワーアン
プ４０と、このパワーアンプ４０と同電位の比較的電位
を供給されるレシーバ１３と、シンセサイザ１４と、ベ
ースバンド信号処理部１５、直交変調器１６と、スイッ
チ１２と、を備え、かつ、低電源電圧バッテリ１８とし
て公称１．２Ｖから２．４Ｖまでを供給するニッケル
（Ｎｉ）−水素電池を用いている。従来のように、１つ
で３．４Ｖのリチウム（Ｌｉ）イオン電池を２個直列接
続して公称６Ｖとした場合、およびリチウム（Ｌｉ）イ
オン電池を１個用いて公称３Ｖの場合の放電容量が５０
０ｍＡ／ｈ程度であったのに比較して、上述のような第
２実施形態の高周波増幅器５０を用いることにより、そ
の低電源電圧の効果は以下のようになる。１つで１．２
Ｖのニッケル（Ｎｉ）−水素電池を２個用いた場合の１
個の放電容量を２０００ｍＡｈと大きくすることがで
き、携帯通信機器の連続通話時間を延長する事が可能と
なる。また、従来のように昇圧回路付レギュレータに消
費される電力を必要としないこと、および電源電圧を２
Ｖ以下に統一して設定できること等を理由として、パワ
ーアンプを使用しない場合の連続待ち受け時間について
も、延長することが可能となる。
高周波増幅器（パワーアンプ）４０の回路構成を用いる
と共に、このパワーアンプ４０のデバイス構造として図
７に示すＭＥＳＦＥＴ４３を用いた移動体通信装置とし
ての携帯通信機器を図８に示す。図８において、本発明
の第２実施形態に係る携帯通信機器１０Ｂは、従来のよ
うにバッテリ１８用のレギュレータ内部に昇圧回路また
は降圧回路機能を具備することなく、所定の周期で間欠
的に送信される信号を所望の値まで増幅するパワーアン
プ４０と、このパワーアンプ４０と同電位の比較的電位
を供給されるレシーバ１３と、シンセサイザ１４と、ベ
ースバンド信号処理部１５、直交変調器１６と、スイッ
チ１２と、を備え、かつ、低電源電圧バッテリ１８とし
て公称１．２Ｖから２．４Ｖまでを供給するニッケル
（Ｎｉ）−水素電池を用いている。従来のように、１つ
で３．４Ｖのリチウム（Ｌｉ）イオン電池を２個直列接
続して公称６Ｖとした場合、およびリチウム（Ｌｉ）イ
オン電池を１個用いて公称３Ｖの場合の放電容量が５０
０ｍＡ／ｈ程度であったのに比較して、上述のような第
２実施形態の高周波増幅器５０を用いることにより、そ
の低電源電圧の効果は以下のようになる。１つで１．２
Ｖのニッケル（Ｎｉ）−水素電池を２個用いた場合の１
個の放電容量を２０００ｍＡｈと大きくすることがで
き、携帯通信機器の連続通話時間を延長する事が可能と
なる。また、従来のように昇圧回路付レギュレータに消
費される電力を必要としないこと、および電源電圧を２
Ｖ以下に統一して設定できること等を理由として、パワ
ーアンプを使用しない場合の連続待ち受け時間について
も、延長することが可能となる。
【００５０】また、レギュレータ内部の昇圧回路を不要
とすることにより、従来の昇圧回路で問題であったＬ，
Ｃ，Ｒの受動素子部分の損失と、ＤＣ−ＡＣ変換の際の
スイッチングにロスが無くなり、低消費電力効果が大き
い。また、従来のレギュレータ内部の昇圧回路は、内部
にトランス機能を有しており、ＤＣ電位をＡＣ的に変換
してその振幅分を先のＤＣ成分に加算することによりＤ
Ｃ電位の昇圧を行なっていた。しかしながら、このよう
な内蔵されているトランス部分がノイズ発生源になる可
能性が高くなると共に、受信部に対するノイズ対策が必
要となるため実装が複雑かつ大きくなるという問題を有
していたが、本発明の第２実施形態に係る高周波増幅器
によればこれらの問題も解決することができる。
とすることにより、従来の昇圧回路で問題であったＬ，
Ｃ，Ｒの受動素子部分の損失と、ＤＣ−ＡＣ変換の際の
スイッチングにロスが無くなり、低消費電力効果が大き
い。また、従来のレギュレータ内部の昇圧回路は、内部
にトランス機能を有しており、ＤＣ電位をＡＣ的に変換
してその振幅分を先のＤＣ成分に加算することによりＤ
Ｃ電位の昇圧を行なっていた。しかしながら、このよう
な内蔵されているトランス部分がノイズ発生源になる可
能性が高くなると共に、受信部に対するノイズ対策が必
要となるため実装が複雑かつ大きくなるという問題を有
していたが、本発明の第２実施形態に係る高周波増幅器
によればこれらの問題も解決することができる。
【００５１】次に、この発明の第３実施形態に係る高周
波電力増幅器について、図９ないし図１３を参照しなが
ら説明する。図９に示すように、第３実施形態に係る高
周波電力増幅器５０は、入力端子５１ａ吐出力端子５１
ｂ間に、２段のソース接地ＦＥＴ５３，５６と、３段の
整合回路５２，５５，５９と、を備えている。３段の整
合回路は、入力端子５１ａと初段のＦＥＴ５３との間に
設けられた入力整合回路５３と、初段のＦＥＴ５３と最
終段のＦＥＴ５６との間に設けられた段間整合回路５５
と、最終段のＦＥＴ５６と出力端子５１ｂ間に設けられ
た出力整合回路５９と、により構成されている。初段の
ＦＥＴ５３のゲートとソース間には第１の抵抗５４が介
挿され、最終段のＦＥＴ５６のゲートとソース間にも第
２の抵抗５７が介挿され、第２の抵抗５７とＦＥＴ５６
のゲートとの接続点には第３の抵抗５８を介してゲート
バイアス制御端が接続されている。
波電力増幅器について、図９ないし図１３を参照しなが
ら説明する。図９に示すように、第３実施形態に係る高
周波電力増幅器５０は、入力端子５１ａ吐出力端子５１
ｂ間に、２段のソース接地ＦＥＴ５３，５６と、３段の
整合回路５２，５５，５９と、を備えている。３段の整
合回路は、入力端子５１ａと初段のＦＥＴ５３との間に
設けられた入力整合回路５３と、初段のＦＥＴ５３と最
終段のＦＥＴ５６との間に設けられた段間整合回路５５
と、最終段のＦＥＴ５６と出力端子５１ｂ間に設けられ
た出力整合回路５９と、により構成されている。初段の
ＦＥＴ５３のゲートとソース間には第１の抵抗５４が介
挿され、最終段のＦＥＴ５６のゲートとソース間にも第
２の抵抗５７が介挿され、第２の抵抗５７とＦＥＴ５６
のゲートとの接続点には第３の抵抗５８を介してゲート
バイアス制御端が接続されている。
【００５２】第３実施形態に係る高周波電力増幅器５０
に用いられるＦＥＴは後述するＰポケットＦＥＴであ
る。各ＦＥＴ５３，５６のドレインはインダクタを介し
て電源電圧Ｖｄｄに与えられる。また、最終段ＦＥＴ５
６のゲート端子は高抵抗５８を介してゲート電圧制御端
子に接続されている。この第３実施形態で用いた主な回
路パラメータを示す。初段ＦＥＴ（Ｑ１）５３の総ゲー
ト幅は１ｍｍ、最終段ＦＥＴ（Ｑ２）５６の総ゲート幅
は４ｍｍ、初段の安定化抵抗５４（Ｒst1 ），最終段の
安定化抵抗５７（Ｒst2 ）は共に１００Ω、最終段のゲ
ートバイアス供給用高抵抗５８（Ｒg2）は６４０Ωであ
る。ＦＥＴ５３，５６のしきい値電圧は、Ｑ１，Ｑ２共
に−０．３Ｖである。さらに、本発明の目的が達成され
るためには、電源電圧Ｖｄｄ、及び、最終段ＦＥＴ５６
のゲートに印加されるゲートバイアス電位Ｖｇは次の範
囲で用いられるべきである。
に用いられるＦＥＴは後述するＰポケットＦＥＴであ
る。各ＦＥＴ５３，５６のドレインはインダクタを介し
て電源電圧Ｖｄｄに与えられる。また、最終段ＦＥＴ５
６のゲート端子は高抵抗５８を介してゲート電圧制御端
子に接続されている。この第３実施形態で用いた主な回
路パラメータを示す。初段ＦＥＴ（Ｑ１）５３の総ゲー
ト幅は１ｍｍ、最終段ＦＥＴ（Ｑ２）５６の総ゲート幅
は４ｍｍ、初段の安定化抵抗５４（Ｒst1 ），最終段の
安定化抵抗５７（Ｒst2 ）は共に１００Ω、最終段のゲ
ートバイアス供給用高抵抗５８（Ｒg2）は６４０Ωであ
る。ＦＥＴ５３，５６のしきい値電圧は、Ｑ１，Ｑ２共
に−０．３Ｖである。さらに、本発明の目的が達成され
るためには、電源電圧Ｖｄｄ、及び、最終段ＦＥＴ５６
のゲートに印加されるゲートバイアス電位Ｖｇは次の範
囲で用いられるべきである。
【００５３】Ｖｄｄ≦２．４Ｖ Ｖｇ≧０Ｖ この第３実施形態の効果を実証するために、Ｖｄｄ及
び、Ｖｇをパラメータとして高周波電力増幅器５０の非
線形パラメータを実測し、その結果を用いて、隣接チャ
ネル漏洩電力が−５８ｄＢｃとなる時の振幅歪の大きさ
を計算により導出した。振幅歪の大きさとしては、仮に
振幅歪のみが存在した場合の隣接チャネル漏洩電力とし
て表した。その結果を図１０および図１１に示す。図１
０はＶｄｄと振幅歪のみによる隣接チャネル漏洩電力で
あり、図１１はＶｇと振幅歪のみによる隣接チャネル漏
洩電力である。
び、Ｖｇをパラメータとして高周波電力増幅器５０の非
線形パラメータを実測し、その結果を用いて、隣接チャ
ネル漏洩電力が−５８ｄＢｃとなる時の振幅歪の大きさ
を計算により導出した。振幅歪の大きさとしては、仮に
振幅歪のみが存在した場合の隣接チャネル漏洩電力とし
て表した。その結果を図１０および図１１に示す。図１
０はＶｄｄと振幅歪のみによる隣接チャネル漏洩電力で
あり、図１１はＶｇと振幅歪のみによる隣接チャネル漏
洩電力である。
【００５４】まず、図１０より明らかなように、「Ｖｄ
ｄ≦２．４Ｖ」においては、振幅歪のみによる隣接チャ
ネル漏洩電力が実際の隣接チャネル漏洩電力の基準値
（−５８ｄＢｃ）よりも大きい（悪い）ことが分かる。
これは、振幅歪と位相歪が相殺し合っていることを意味
している。なお、図１０のグラフにおいて、Ｖｇは０Ｖ
である。また、図１１より明らかなように、ゲート電圧
が高い程、振幅歪は大きくなるが、位相歪との相殺量が
増えるため隣接チャネルの漏洩電力は基準値を満たすこ
とが分かる。なお、図１１においては、Ｖｄｄは２Ｖで
ある。
ｄ≦２．４Ｖ」においては、振幅歪のみによる隣接チャ
ネル漏洩電力が実際の隣接チャネル漏洩電力の基準値
（−５８ｄＢｃ）よりも大きい（悪い）ことが分かる。
これは、振幅歪と位相歪が相殺し合っていることを意味
している。なお、図１０のグラフにおいて、Ｖｇは０Ｖ
である。また、図１１より明らかなように、ゲート電圧
が高い程、振幅歪は大きくなるが、位相歪との相殺量が
増えるため隣接チャネルの漏洩電力は基準値を満たすこ
とが分かる。なお、図１１においては、Ｖｄｄは２Ｖで
ある。
【００５５】電源電圧を従来よりも下げ、かつ、ゲート
バイアス電位を従来よりも上げることにより、振幅歪が
大きくなるにも拘わらず、振幅歪と位相歪が相殺し合っ
て隣接チャネル漏洩電力は基準値を維持しているものと
考察される。このように、本発明の特徴は、従来は線形
性維持の為に避けていたＶｄｄを下げることと、Ｖｇを
上げることとを敢えて行なうことによって、振幅歪を増
大させつつも振幅歪と位相歪を相殺させることにより良
好な隣接チャネル漏洩電力を実現している所にある。
バイアス電位を従来よりも上げることにより、振幅歪が
大きくなるにも拘わらず、振幅歪と位相歪が相殺し合っ
て隣接チャネル漏洩電力は基準値を維持しているものと
考察される。このように、本発明の特徴は、従来は線形
性維持の為に避けていたＶｄｄを下げることと、Ｖｇを
上げることとを敢えて行なうことによって、振幅歪を増
大させつつも振幅歪と位相歪を相殺させることにより良
好な隣接チャネル漏洩電力を実現している所にある。
【００５６】さて、図１０，図１１に示した測定の範囲
で最も本発明の効果が達成されているのは、 Ｖｄｄ＝２Ｖ Ｖｇ＝１２０ｍＶ の時である。この時の出力電力は２１ｄＢｍであり、２
Ｖという低い電源電圧において、ＰＨＳ携帯端末送信用
の高周波電力増幅器として必要な値を得ることができ
た。
で最も本発明の効果が達成されているのは、 Ｖｄｄ＝２Ｖ Ｖｇ＝１２０ｍＶ の時である。この時の出力電力は２１ｄＢｍであり、２
Ｖという低い電源電圧において、ＰＨＳ携帯端末送信用
の高周波電力増幅器として必要な値を得ることができ
た。
【００５７】次に、本第３実施形態に係る高周波電力増
幅器に用いられるＰポケットタイプのＦＥＴ５６の構造
を図１２を用いて説明する。図１２に示されるＭＥＳＦ
ＥＴ５６は、半絶縁性のＧａＡｓ（ガリウム砒素）基板
１と高濃度ｎ型ソース領域２と、高濃度ｎ型ソース領域
２と共にソースとして機能する中間濃度ｎ型ソース領域
３と、高濃度ｎ型ドレイン領域４と、高濃度ｎ型ドレイ
ン領域４と共にドレインとして機能する中間濃度ｎ型ド
レイン領域５と、低濃度のｎ型チャネル６と、ソースと
ドレインの一方にのみ接するｐ型領域３９及び３９と、
タングステン９が積層された窒化タングステンからなる
ゲート長が０．８μｍ程度のショットキーゲート電極７
と、ゲート電極の両側壁に形成されたスペーサ８と、か
ら構成されている。この第３実施形態におけるＭＥＳＦ
ＥＴ５６が、図３に示した第１実施形態におけるＦＥＴ
３６と異なる点は、ゲート電極７の表面にタングステン
９が積層されているかいないかである。
幅器に用いられるＰポケットタイプのＦＥＴ５６の構造
を図１２を用いて説明する。図１２に示されるＭＥＳＦ
ＥＴ５６は、半絶縁性のＧａＡｓ（ガリウム砒素）基板
１と高濃度ｎ型ソース領域２と、高濃度ｎ型ソース領域
２と共にソースとして機能する中間濃度ｎ型ソース領域
３と、高濃度ｎ型ドレイン領域４と、高濃度ｎ型ドレイ
ン領域４と共にドレインとして機能する中間濃度ｎ型ド
レイン領域５と、低濃度のｎ型チャネル６と、ソースと
ドレインの一方にのみ接するｐ型領域３９及び３９と、
タングステン９が積層された窒化タングステンからなる
ゲート長が０．８μｍ程度のショットキーゲート電極７
と、ゲート電極の両側壁に形成されたスペーサ８と、か
ら構成されている。この第３実施形態におけるＭＥＳＦ
ＥＴ５６が、図３に示した第１実施形態におけるＦＥＴ
３６と異なる点は、ゲート電極７の表面にタングステン
９が積層されているかいないかである。
【００５８】次に、図１０，図１１の結果を導き出する
ために行なった測定および解析の手順の一例について、
図１３のフローチャートを用いて説明する。まず、ステ
ップST１において、隣接チャネルの漏洩電力が基準値
（−５８ｄＢｃ）となる入力電力を測定する。次に、ス
テップST２において、２波入力による混変調歪率を測定
する。ステップST３においては、１波入力による位相特
性を測定し、ステップST４により位相特性をスプライン
関数によりモデル化する。次に、ステップST５におい
て、振幅歪みをパラメータとして設定する。このパラメ
ータは、最初は振幅歪みがないものとして例えば「０」
と設定し、後のステップST７において計算結果と測定結
果とが一致しないときにパラメータを順次変更するよう
にしている。
ために行なった測定および解析の手順の一例について、
図１３のフローチャートを用いて説明する。まず、ステ
ップST１において、隣接チャネルの漏洩電力が基準値
（−５８ｄＢｃ）となる入力電力を測定する。次に、ス
テップST２において、２波入力による混変調歪率を測定
する。ステップST３においては、１波入力による位相特
性を測定し、ステップST４により位相特性をスプライン
関数によりモデル化する。次に、ステップST５におい
て、振幅歪みをパラメータとして設定する。このパラメ
ータは、最初は振幅歪みがないものとして例えば「０」
と設定し、後のステップST７において計算結果と測定結
果とが一致しないときにパラメータを順次変更するよう
にしている。
【００５９】ステップST６においては、上記ステップST
４でモデル化された位相特性と、上記ST５で設定された
振幅歪のパラメータと、を用いて２波入力の混変調歪を
計算する。その際、２波入力の入力電力は上記ステップ
ST１において測定された結果を用いる。次に、ステップ
ST７において、上記ステップST６の計算結果が上記ステ
ップST２の混変調歪率の測定結果と一致するか否かを判
断する。このとき、計算結果と測定結果とが一致してい
ない場合には、ステップST５において設定されたパラメ
ータが適正な値でないものとして、ステップST８におい
て、振幅歪みのパラメータを変更する。以下、ステップ
ST６からST８を順次繰り返し、ステップST７において、
計算結果と測定結果とが一致したときの振幅歪がを見出
す。最後に、ステップST９において、上記ステップST７
の結果を用いて振幅歪のみが存在する場合の隣接チャネ
ル漏洩電力を計算する。
４でモデル化された位相特性と、上記ST５で設定された
振幅歪のパラメータと、を用いて２波入力の混変調歪を
計算する。その際、２波入力の入力電力は上記ステップ
ST１において測定された結果を用いる。次に、ステップ
ST７において、上記ステップST６の計算結果が上記ステ
ップST２の混変調歪率の測定結果と一致するか否かを判
断する。このとき、計算結果と測定結果とが一致してい
ない場合には、ステップST５において設定されたパラメ
ータが適正な値でないものとして、ステップST８におい
て、振幅歪みのパラメータを変更する。以下、ステップ
ST６からST８を順次繰り返し、ステップST７において、
計算結果と測定結果とが一致したときの振幅歪がを見出
す。最後に、ステップST９において、上記ステップST７
の結果を用いて振幅歪のみが存在する場合の隣接チャネ
ル漏洩電力を計算する。
【００６０】尚、上記ステップST２の２波入力では、同
一電力レベルの互いに周波数の近接した２つの信号を入
力する通常の２波入力とは異なり、片方の入力電力レベ
ルを他方の入力電力レベルよりも１０ｄＢ小さくした場
合の混変調歪を測定した。このような方法を取った理由
は次の通りである。
一電力レベルの互いに周波数の近接した２つの信号を入
力する通常の２波入力とは異なり、片方の入力電力レベ
ルを他方の入力電力レベルよりも１０ｄＢ小さくした場
合の混変調歪を測定した。このような方法を取った理由
は次の通りである。
【００６１】通常の２波入力の時の出力電力の入力電力
依存性（Ｐｉｎ−Ｐｏｕｔ特性）は隣接チャネル漏洩電
力を測定する時に用いられるπ／４シフトＱＰＳＫ信号
入力時Ｐｉｎ−Ｐｏｕｔ特性と異なる。隣接チャネル漏
洩電力と混変調歪を関連付ける為には両者の間でＰｉｎ
−Ｐｏｕｔ特性が一致している必要がある。一方、上記
のような１０ｄＢオフセット２波入力の場合、Ｐｉｎ−
Ｐｏｕｔ特性がπ／４シフトＱＰＳＫ信号入力のものと
ほぼ一致するのである。
依存性（Ｐｉｎ−Ｐｏｕｔ特性）は隣接チャネル漏洩電
力を測定する時に用いられるπ／４シフトＱＰＳＫ信号
入力時Ｐｉｎ−Ｐｏｕｔ特性と異なる。隣接チャネル漏
洩電力と混変調歪を関連付ける為には両者の間でＰｉｎ
−Ｐｏｕｔ特性が一致している必要がある。一方、上記
のような１０ｄＢオフセット２波入力の場合、Ｐｉｎ−
Ｐｏｕｔ特性がπ／４シフトＱＰＳＫ信号入力のものと
ほぼ一致するのである。
【００６２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば電
力変換効率が高く、消費電力の少ない高周波電力増幅器
と、この消費電力の少ない高周波電力増幅器を用いたこ
とにより連続通話時間の長い移動体通信装置とを提供す
ることができる。
力変換効率が高く、消費電力の少ない高周波電力増幅器
と、この消費電力の少ない高周波電力増幅器を用いたこ
とにより連続通話時間の長い移動体通信装置とを提供す
ることができる。
【００６３】また、本発明によれば、直接バッテリーか
ら供給される充満電位と終止電位の差が大きい場合でも
安定動作可能なパワーアンプ回路を供給することがで
き、なおかつ、比較的低電源電圧で動作可能となり、そ
の結果、連続通話時間と連続待ち受け時間を延長できる
と共に部品点数を減少させることができるため、システ
ムをより小型化できるという効果を奏する。
ら供給される充満電位と終止電位の差が大きい場合でも
安定動作可能なパワーアンプ回路を供給することがで
き、なおかつ、比較的低電源電圧で動作可能となり、そ
の結果、連続通話時間と連続待ち受け時間を延長できる
と共に部品点数を減少させることができるため、システ
ムをより小型化できるという効果を奏する。
【００６４】さらに、本発明によれば、電源電圧を下げ
ても十分な線形電力が得られる高周波電力増幅器を実現
できるので、ＰＨＳ等の携帯端末の消費電力を低減する
ことも可能となる。
ても十分な線形電力が得られる高周波電力増幅器を実現
できるので、ＰＨＳ等の携帯端末の消費電力を低減する
ことも可能となる。
【図１】本発明の第１実施形態に係る移動体通信装置を
説明するためのブロック図。
説明するためのブロック図。
【図２】本発明の第１実施形態に係る高周波電力増幅器
を説明するための回路図。
を説明するための回路図。
【図３】本発明の第１実施形態に係る高周波電力増幅器
で用いられるＭＥＳＦＥＴを説明するための断面図。
で用いられるＭＥＳＦＥＴを説明するための断面図。
【図４】本発明の第１実施形態に係る高周波電力増幅器
で用いられるＭＥＳＦＥＴと従来の高周波電力増幅器で
用いられるＭＥＳＦＥＴの特性を説明するグラフ。
で用いられるＭＥＳＦＥＴと従来の高周波電力増幅器で
用いられるＭＥＳＦＥＴの特性を説明するグラフ。
【図５】本発明の第２実施形態に係る高周波電力増幅器
の構成を示すブロック図。
の構成を示すブロック図。
【図６】本発明の高周波電力増幅器によるバッテリ放電
電位と連続通話時間の関係を従来のものとの比較の元に
示すグラフ。
電位と連続通話時間の関係を従来のものとの比較の元に
示すグラフ。
【図７】第２実施形態に係る高周波電力増幅器のＭＥＳ
ＦＥＴの構造を示す断面図。
ＦＥＴの構造を示す断面図。
【図８】第２実施形態に係る移動体通信装置の構成を示
すブロック図。
すブロック図。
【図９】本発明の第３実施形態に係る高周波電力増幅器
の構成を示すブロック図。
の構成を示すブロック図。
【図１０】振幅歪のみが存在したとした時の隣接チャネ
ル漏洩電力の電源電圧依存性を示す特性図。
ル漏洩電力の電源電圧依存性を示す特性図。
【図１１】振幅歪のみが存在した場合の隣接チャネル漏
洩電力のゲートバイアス依存性を示す特性図。
洩電力のゲートバイアス依存性を示す特性図。
【図１２】第３実施形態に係る高周波電力増幅器で用い
られるＭＥＳＦＥＴの構成を示す断面図。
られるＭＥＳＦＥＴの構成を示す断面図。
【図１３】第３実施形態における振幅歪みを求める手順
を示すフローチャート。
を示すフローチャート。
【図１４】従来の高周波電力増幅器で用いられるＭＥＳ
ＦＥＴを説明する断面図。
ＦＥＴを説明する断面図。
【図１５】従来の移動体通信装置の構成を示すブロック
図。
図。
【図１６】従来の高周波電力増幅器の回路構成を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図１７】従来のＭＥＳＦＥＴにおけるドレイン電流と
電圧との関係を示すグラフ。
電圧との関係を示すグラフ。
【図１８】従来のＭＥＳＦＥＴのドレイン電流とドレイ
ン電圧の関係を示すグラフ。
ン電圧の関係を示すグラフ。
１ 半絶縁性（ＧａＡｓ）基板 ２ 高濃度ｎ型ソース領域 ３ 中間濃度ｎ型ソース領域 ４ 高濃度ｎ型ドレイン領域 ５ 中間濃度ｎ型ドレイン領域 ６ チャネル ７ ショットキーゲート電極 ８ スペーサ ９ タングステン １１ アンテナ １２ スイッチ １３ レシーバ １４ 電力制御発振器（シンセサイザ） １５ ディジタルブロック（ベースバンド信号処理部） １６、２６ ミキサー １８ バッテリ ２０、３０、４０ 高周波電力増幅器（パワーアンプ） ２３、３３、３６、４３ ＭＥＳＦＥＴ ３２、３５、３８ インピーダンス整合回路 ３９ ｐ型領域 ４０ 高周波電力増幅器 ４４ ゲートバイアス回路 ４５ フィードバック回路 ４６ 充満電位 ４７ 終止電位 ５０ 移動体通信装置
フロントページの続き (72)発明者 森 塚 真由美 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１ 株式会 社東芝研究開発センター内 (72)発明者 亀 山 敦 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１ 株式会 社東芝研究開発センター内 (72)発明者 長 岡 正 見 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１ 株式会 社東芝研究開発センター内 (72)発明者 脇 本 啓 嗣 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１ 株式会 社東芝研究開発センター内 (72)発明者 瀬 下 敏 樹 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１ 株式会 社東芝研究開発センター内
Claims (13)
- 【請求項１】入力信号が供給される信号入力端子と、出
力信号を出力する信号出力端子と、前段のドレインと後
段のゲートの間に設けられた段間整合回路を介して連結
されて各々のソースに基準電位が供給されると共に各々
のドレインに電源電位が供給された複数段の電界効果ト
ランジスタと、前記信号入力端子と初段の電界効果トラ
ンジスタのゲートの間に設けられた入力整合回路と、最
終段の電界効果トランジスタのドレインと前記信号出力
端子の間に設けられた出力整合回路とを有する高周波電
力増幅器において、 前記複数段の電界効果トランジスタのうちの少なくとも
前記最終段の電界効果トランジスタが、 半絶縁性基板と、 この基板の表面に設けられた第１導電型のチャネル領域
と、 このチャネル領域上に設けられ、前記基板との間でショ
ットキー接合を有するゲート電極と、 前記チャネル領域を介して前記基板表面に離間して設け
られた第１導電型のソース領域及びドレイン領域と、 これらソース領域及びドレイン領域の少なくとも一方の
前記チャネル領域近傍に設けられ、前記ソース領域及び
ドレイン領域のいずれか一方にのみ接する第２導電型領
域と、 を備えることを特徴とする高周波電力増幅器。 - 【請求項２】前記ソース領域及びドレイン領域の少なく
とも一方が前記チャネル領域に接する第１領域と前記チ
ャネル領域と離間し前記第１領域と連接する第２領域と
を有し、前記第１領域の不純物濃度が前記第２領域の不
純物濃度より低いことを特徴とする請求項１に記載の高
周波電力増幅器。 - 【請求項３】前記第２導電型領域が、前記第１領域の下
部に設けられていることを特徴とする請求項２に記載の
高周波電力増幅器。 - 【請求項４】入力信号が供給される信号入力端子と、出
力信号を出力する信号出力端子と、前段のドレインと後
段のゲートの間に設けられた段間整合回路を介して連結
されて各々のソースに基準電位が供給されると共に各々
のドレインに電源電位が供給された複数段の電界効果ト
ランジスタと、前記信号入力端子と初段の電界効果トラ
ンジスタのゲートの間に設けられた入力整合回路と、最
終段の電界効果トランジスタのドレインと前記信号出力
端子の間に設けられた出力整合回路とを有する高周波電
力増幅器において、 前記複数段の電界効果トランジスタのうち少なくとも前
記最終段の電界効果トランジスタが、 半絶縁性基板と、 この基板の表面に設けられた第１導電型のチャネル領域
と、 このチャネル領域上に設けられ、前記基板との間でショ
ットキー接合を有するゲート電極と、 このゲート電極に対して前記基板に自己整合的に形成さ
れた一対の第１導電型の第１領域と、 前記ゲート電極に対して前記第１領域の下部に自己整合
的に形成された一対の第２導電型領域と、 前記ゲート電極の側壁に形成された一対のスペーサと、 前記ゲート電極及びスペーサに対して前記基板に自己整
合的に形成され、前記第１領域より不純物濃度の高い第
１導電型で、前記第１領域と共にそれぞれソース領域及
びドレイン領域として機能する一対の第２領域とを有す
ることを特徴とする高周波電力増幅器。 - 【請求項５】前記第２導電型領域が、前記ソース領域ま
たはドレイン領域との間に形成されるビルトインポテン
シャルにより空乏化していることを特徴とする請求項１
ないし請求項４のうち何れ１項に記載の高周波電力増幅
器。 - 【請求項６】アンテナと、 このアンテナから受信した信号を復調する高周波受信回
路と、 前記アンテナから送信すべき信号を変調する変調回路
と、 この変調回路の出力を増幅して前記アンテナに出力する
高周波電力増幅器とを有する移動体通信装置において、 前記高周波電力増幅器が請求項１ないし請求項５のうち
何れか１項に記載の高周波電力増幅器であることを特徴
とする移動体通信装置。 - 【請求項７】充満電位と終止電位との間に差を生じるバ
ッテリに接続されて、所定の周期で間欠的に送信される
高周波信号を受信して所望の値にまで増幅する高周波電
力増幅器において、 前段のインピーダンス整合回路がそのゲートに接続さ
れ、前記バッテリと後段のインピーダンス整合回路とが
そのドレインに接続されたＭＥＳＦＥＴと、前記前記バ
ッテリと前記ドレインとの間に接続されて前記バッテリ
の充満電位と終止電位の間の電位に基づくゲートバイア
スを検出するゲートバイアス手段と、このゲートバイア
ス手段により検出された前記ゲートバイアスを前記前段
の整合回路に供給することにより出力電力を所望の値に
保持するように前記ＭＥＳＦＥＴのゲートバイアスを可
変とするフィードバック手段と、を備えることを特徴と
する高周波電力増幅器。 - 【請求項８】前記ドレインに供給される電圧の値は、比
較的低電圧である２Ｖないし１Ｖであり、前記バッテリ
の終止電位がこの低電圧であっても、前記所望の値の出
力電力を供給できることを特徴とする請求項７に記載の
高周波電力増幅器。 - 【請求項９】高周波電力を送受するアンテナと、前記ア
ンテナにより受信した高周波電力を復調する高周波受信
回路と、前記アンテナから送信すべき信号を変調する変
調回路と、この変調回路の出力を増幅して前記アンテナ
に出力する高周波電力増幅器と、を備える移動体通信装
置において、 前記高周波電力増幅器が、充満電位と終止電位との間に
差を生じるバッテリに接続されて、所定の周期で間欠的
に送信される高周波信号を受信して所望の値にまで増幅
すると共に、前段のインピーダンス整合回路がそのゲー
トに接続され、かつ、前記バッテリと後段のインピーダ
ンス整合回路とがそのドレインに接続されたＭＥＳＦＥ
Ｔと、前記前記バッテリと前記ドレインとの間に接続さ
れて前記バッテリの充満電位と終止電位の間の電位に基
づくゲートバイアスを検出するゲートバイアス手段と、
このゲートバイアス手段により検出された前記ゲートバ
イアスを前記前段の整合回路に供給することにより出力
電力を所望の値に保持するように前記ＭＥＳＦＥＴのゲ
ートバイアスを可変とするフィードバック手段と、を備
えることを特徴とする移動体通信装置。 - 【請求項１０】前記ＭＥＳＦＥＴのゲートバイアスが可
変とされたことにより、前記バッテリを少なくとも含む
電源回路に昇圧回路または降圧回路機能を設けることな
く、低電源電圧バッテリから直接に比較的低電圧の増幅
用の電力が供給されることを特徴とする請求項９に記載
の移動体通信装置。 - 【請求項１１】ソースが接地され、ゲートに高周波入力
信号が供給されると共にこのゲートが直流電位を供給す
るための端子との間に高抵抗を介して接続され、ドレイ
ンが高周波信号を出力すると共にインダクタ素子を介し
て高電位電源に接続された電界効果トランジスタにより
構成された高周波電力増幅器において、 前記電界効果トランジスタが、半絶縁性基板と、この基
板の表面に設けられた第１導電型のチャネル領域と、こ
のチャネル領域上に設けられ、前記基板との間でショッ
トキー接合を有するゲート電極と、前記チャネル領域を
介して前記基板表面に離間して設けられた第１導電型の
ソース領域およびドレイン領域と、これらソース領域お
よびドレイン領域のうち少なくとも一方のチャネル領域
近傍に設けられて前記ソース領域およびドレイン領域の
うちいずれか一方のみに接する第２の導電型領域と、を
備えると共に、 前記電界効果トランジスタは、２．４Ｖ以下の電源電圧
を有し、かつ、前記ゲート電極は、０Ｖ以上の直流電位
の供給を受けることを特徴とする高周波電力増幅器。 - 【請求項１２】複数段の単位電力増幅器を備え、少なく
とも最終段の単位電力増幅器は、前記電界効果トランジ
スタを備えることを特徴とする請求項１１に記載の高周
波電力増幅器。 - 【請求項１３】アンテナと、このアンテナから受信した
信号を復調する高周波受信回路と、前記アンテナから送
信すべき信号を変調する変調回路と、この変調回路の出
力を増幅して前記アンテナに出力する高周波電力増幅器
とを有する移動体通信装置において、 前記高周波電力増幅器が請求項１１または請求項１２に
記載の高周波電力増幅器であることを特徴とする移動体
通信装置。
Priority Applications (2)
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|---|---|---|---|
| JP9201153A JPH10322147A (ja) | 1996-10-04 | 1997-07-28 | 高周波電力増幅器およびこれを用いた移動体通信装置 |
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| JP26401296 | 1996-10-04 | ||
| JP9-60878 | 1997-03-14 | ||
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| JP8-264012 | 1997-03-14 | ||
| JP9201153A JPH10322147A (ja) | 1996-10-04 | 1997-07-28 | 高周波電力増幅器およびこれを用いた移動体通信装置 |
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