KR100749932B1 - 바이패스 스위치를 사용하지 않는 다중 전력 모드 전력증폭 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 무선 통신 단말기 내에 장착되는 전력 증폭장치에 관한 것으로, 특히 바이패스 스위칭 회로를 사용하지 않고 다양한 출력 전력 레벨에 따라 전력을 증폭시키는데 적당한 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치에 관한 것이다.

본 발명에 의한 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 바이패스 스위칭 회로를 이용하지 않고서 다양한 레벨의 전력에 대해 증폭을 가능하게 함으로써, 종래 다중 전력 모드 전력 증폭장치에서 바이패스 스위칭 회로를 이용함으로써 야기되었던 손실, 전력 증폭 회로의 크기의 증가 및 가격 경쟁력 저하 등의 문제를 해결할 수 있다. 또한, 배터리의 수명을 좌우하는 낮은 전력 모드에서의 DC 전력 소모량을 줄임으로써, 전력 증폭장치의 부가효율 특성을 개선하고 본 발명에 의한 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 구비한 무선 통신 단말기의 통화 시간을 연장할 수 있다.

또한, 가변 이득 증폭기를 구동단으로 채용한 본 발명은 종래 다중 전력 모드 전력 증폭장치가 갖는 높은 전력 모드에서의 손실을 최소화하게 되어 높은 전력 모드에서의 부가효율 특성을 개선시킬 수 있고, 높은 전력 모드에서의 열악한 선형성 문제를 해결할 수 있으며, 본 발명에 의한 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 구비한 무선 통신 단말기의 소형화 및 통화품질의 개선을 가능하게 한다.

Description

바이패스 스위치를 사용하지 않는 다중 전력 모드 전력 증폭 장치 {Multiple Power Mode Power Amplifier Without Bypass Switches}

도 1은 바이패스 스위치를 이용한 종래의 일반적인 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 구성을 나타낸 것이다.

도 2는 다른 바이패스 스위치를 이용한 종래의 일반적인 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 구성을 나타낸 것이다.

도 3(a)는 λ/4 바이패스 전송 선로 출력측에 스위치가 있는 바이패스 스위치를 이용한 종래의 일반적인 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 구성을 나타낸 것이다.

도 3(b)는 λ/4 바이패스 전송 선로 입력측에 스위치가 있는 바이패스 스위치를 이용한 종래의 일반적인 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 구성을 나타낸 것이다.

도 4는 바이패스 스위치를 이용한 또 다른 종래의 일반적인 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 구성을 나타낸 것이다.

도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 바이패스 스위치를 사용하지 않는 전력 모드 전환 구조를 이용한 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 구성을 나타낸 것이다.

도 6은 도 5에서 도시하고 있는 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치에서 바이패스 스위치를 사용하지 않는 전력 모드 전환 구조에 대해서 자세히 설명하기 위한 것이다.

도 7(a)는 본 발명의 일실시예에 따른 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 제1 전력 모드와 제2 전력 모드에 따른 이득 특성을 설명하기 위한 그래프이다.

도 7(b)는 본 발명의 일실시예에 따른 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 제1 전력 모드와 제2 전력 모드에 따른 부가효율 특성을 설명하기 위한 그래프이다.

도 8은 도 5에 도시된 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 일실시예를 보다 구체적으로 나타낸 것이다.

도 9는 구동단이 가변 이득 증폭기(VGA)나 전치 왜곡기 회로로 구현된 2단 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 다른 일실시예를 나타낸 것이다.

도 10은 두 개의 구동단과 하나의 전력단을 포함하도록 구성되며, 하나의 구동단과 전력단을 우회하며 임피던스 변환기를 포함하는 바이패스 경로를 갖는, 3단 다중 전력 모드 전력 증폭 장치의 또 다른 일실시예를 나타낸 것이다.

도 11은 하나의 구동단이 가변 이득 증폭기나 전치 왜곡기 회로로 구현된 3단 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 다른 일실시예를 나타낸 것이다.

도 12는 두 개의 구동단과 하나의 전력단을 포함하도록 구성되며, 전력단만을 우회하며 임피던스 변환기를 포함하는 바이패스 경로를 갖는, 3단 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 또 다른 일실시예를 나타낸 것이다.

도 13은 도 12에 도시된 3단 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 보다 구체적으 로 나타낸 것이다.

도 14는 도 12에 도시된 3단 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 구동단 중 하나가 가변 이득 증폭기 또는 전치 왜곡기 회로로 구현된 3단 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 다른 일실시예를 나타낸 것이다.

도 15a 내지 15h는 제1 임피던스 정합부 및 제2 임피던스 정합부를 구현하기 위한 다양한 회로 구성을 나타낸 것이다.

도 16a 내지 도 16i는 제3 임피던스 정합부 및 제4 임피던스 정합부를 구현하기 위한 다양한 회로 구성을 나타낸 것이다.

도 17a 내지 도 17j는 임피던스 변환기를 구현하기 위한 다양한 회로 구성을 나타낸 것이다.

도 18a 내지 18h는 제1 임피던스 정합부의 또 다른 일실시예들을 나타낸 것이다.

도 19는 두개의 구동단과 하나의 전력단을 포함하도록 구성되며, 전력단만을 우회하며 임피던스 변환기를 포함하는 바이패스 경로를 가지며, 전력단의 인가 전원으로부터 구동단의 인가 전원을 동시에 사용하도록 구현된, 3단 다중 전력 모드 전력 증폭 장치의 일실시예를 나타낸 것이다.

도 20a 내지 20d는 전압 제어 회로부를 구현하기 위한 다양한 회로 구성을 나타낸 것이다.

도 21은 상보형 금속 산화물 반도체 기술을 이용하여 구현된 2단 다중 전력 모드 전력 증폭장치 회로를 나타낸 것이다.

도 22은 상보형 금속 산화물 반도체 기술을 이용하여 구현된 3단 다중 전력 모드 전력 증폭장치 회로를 나타낸 것이다.

도 23는 금속-반도체 전계 효과 트랜지스터(MESFET, Metal-Semiconductor Field Effect Transistor) 기술을 이용하여 구현된 2단 다중 전력 모드 전력 증폭장치 회로를 나타낸 것이다.

도 24은 금속-반도체 전계 효과 트랜지스터 기술을 이용하여 구현된 3단 다중 전력 모드 전력 증폭장치 회로를 나타낸 것이다.

도 25는 본 발명의 일실시예에 따른 바이패스 스위치를 사용하지 않는 전력 모드 전환 구조를 이용한 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치를, 임의의 N단의 구동단과 임의의 M단의 전력단으로 구성한 구조를 나타낸 것이다.

본 발명은 전력 증폭장치에 관한 것으로, 특히 PDA (Personal Digital Assistant)나 이동 전화와 같은 휴대용 무선 장치들 또는 노트북 컴퓨터와 같이 배터리를 전력으로 사용하는 응용장치 등에 이용되는 무선 주파수(RF) 전력 증폭장치에 관한 것이다. 좀더 구체적으로 본 발명은 바이패스 스위치를 이용하지 않고서 다양한 출력 전력 레벨에 따라 전력을 증폭시키는데 적당한 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치에 관한 것이다.

최근 무선 통신 서비스에 사용되고 있는 무선 단말기는 점점 소형화 및 경량화 되어가고 있다. 이것은 또한 무선 단말기 크기에 상당부분을 차지하는 배터리의 크기가 무선 단말기의 소형화 및 경량화를 가능하게 하기 위해서 점점 작아지는 것을 의미한다. 그러나, 무선 단말기와 배터리가 소형화되는 동시에, 무선 단말기의 통화시간 연장이 요구되어지고 있다. 그렇지만, 배터리를 소형화 시키는 동시에 그 사용 시간을 증가시키고자 하는 두 가지 목적은 서로 상충되어 만족스러운 결과를 가지기 어렵다. 왜냐하면, 만일 무선 단말기의 전력 소모량은 일정하고 배터리 크기가 작아지면, 배터리 충전에 의한 단말기 이용 시간은 줄어들 수밖에 없기 때문이다.

일반적인 무선 단말기에서, 무선 주파수 전력 증폭장치는 단말기 전체 시스템의 전력 중 상당 부분을 소모하게 된다. 그러므로 무선 주파수 전력 증폭장치의 낮은 효율은 전체 시스템의 효율을 떨어뜨리게 되고, 더 빨리 배터리를 소모하여, 결국은 통화시간을 단축시킨다. 이러한 이유로 무선 주파수 전력 증폭장치의 효율을 증대시키기 위한 많은 연구가 집중되어지고 있다. 만일 무선 주파수 전력 증폭장치가 더 큰 효율을 갖게 된다면, 배터리 사용을 줄일 수 있고, 따라서 통화시간을 연장시키거나, 배터리 충전에 의한 단말기 사용 시간을 증대시킬 수 있다.

다중 전력 모드 전력 증폭장치는 무선 전력 증폭장치의 효율을 증가시키기 위해서 이루어진 연구의 결과로 최근에 등장한 장치들 중 하나이다. 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 전력 증폭단을 원하는 상황에 맞게 동작하도록 구성되어있고, 출력 전력 레벨에 따라서 여러 동작 모드들 중 하나로 동작시킨다. 이것은 미국 특허 5,152,004; 5,175,871; 5,276,912; 5,530,923; 5,661,434; 5,758,269; 5,909,643; 6,060,949; 6,069,526; 6,356,150 등에서 보여 진다. 이러한 특허들에서는 다중 전력 모드 전력 증폭장치 동작을 위해서 바이패스 스위치들이 이용되어지고 있다.

만약 낮은 출력 전력이 필요하면, 전력단을 우회하도록 전력 전송 경로를 조정하고, 높은 출력 전력이 필요로 할 경우, 높은 출력 전력을 공급하기 위해서 전력단을 통과하도록 전력 전송 경로를 조정한다. 필요로 하는 출력 전력 레벨에 따라서 전력 모드 변환을 수행하는 바이패스 스위치를 사용하는 일반적인 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 이용하면, 낮은 출력 전력의 신호를 전송할 때, DC 전력 소모를 줄이는 것이 가능하다.

그렇지만, 핀(PIN) 다이오드 같은 스위치를 사용한 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 상대적으로 생산 단가가 높으며, 사용된 스위치들은 고유의 손실 성분을 가지고 있기 때문에 이로 인한 효율의 감소를 갖게 된다. 더구나, 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 구현하기 위해서는, 직렬로 연결된 복수 개의 전력단 중에서 하나 이상의 전력단을 스위칭 시켜야 하고, 스위칭 동작을 위해서는 하나 이상의 바이패스 스위칭 회로 및 이를 제어하기 위한 복잡한 논리 제어 회로가 필요하게 된다.

바이패스 스위칭 회로에서 스위칭 동작에 의해 발생하는 손실은 출력 전력 감소를 유발하고, 이는 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 효율을 감소시키는 원인이 된다. 또한, 같은 출력 전력에서 ACPR(Adjacent Channel Power Rejection)이 악화 되는 문제점이 있다. 게다가, 여러 바이패스 스위칭 회로와 이를 제어하기 위해 부가되는 복잡한 논리 제어 회로에 의해 전체 시스템의 크기가 커지게 됨으로써, 현재의 무선 통신 단말기의 소형화에 역행하는 결과가 될 뿐만이 아니라, 스위치는 비싼 부품이기 때문에 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 가격 경쟁력 측면에서도 불리한 요소로 작용한다.

이하, 바이패스 스위칭 회로를 이용한 종래의 일반적인 다중 전력 모드 전력 증폭장치에 관하여 첨부한 도면과 함께 살펴보기로 한다.

도 1은 바이패스 스위치를 이용한 종래의 일반적인 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 구성을 나타낸 것이다. 도 1에서 도시하고 있는 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 3개의 바이패스 스위치를 이용하여 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 구성하고 있다.

높은 전력 모드로 동작하는 경우에는 제1 스위치(31) 및 제2 스위치(32)는 온 상태가 되고 제3 스위치(33)는 오프 상태가 되어, 임피던스 정합부를 포함한 구동단의 출력이 전력단(22)의 입력으로 동작한다. 반면에, 낮은 전력 모드로 동작하는 경우에는 상기 제1 스위치(31) 및 상기 제2 스위치(32)는 오프 상태가 되고 상기 제3 스위치(33)는 온 상태가 되어, 상기 임피던스 정합부를 포함한 구동단의 출력이 상기 전력단(22)을 거치지 않고 바이패스를 통하게 된다.

도 1의 다중 전력 모드 전력 증폭 장치의 경우, 3개의 바이패스 스위치를 사용하므로 전력 증폭 장치 구성의 자유도는 증가하지만 전체 크기가 증가하고, 바이패스 스위치 자체의 손실에 의해 전체 전력 증폭 회로의 손실이 증가하는 단점이 있다. 특히, 전력단의 출력측에 연결된 상기 제2 스위치(32)의 손실은 높은 전력 모드의 효율과 선형성에 많은 영향을 주기 때문에, 전력 용량과 손실 특성이 좋은 바이패스 스위치를 써야 하고, 이는 높은 경제적 비용을 요구하게 된다.

스위치는 능동 소자나 수동 소자를 이용하여 만들 수 있는데, 능동 소자를 이용한 스위치는 적절히 동작하기 위해서 DC 공급과 전력 소비가 필요하며, 수동 소자를 이용한 스위치는 어떠한 전력 소모도 필요로 하지 않는다.

예를 들어, 핀 다이오드는 전형적인 능동 소자를 이용한 스위치인데, 보통 1 데시벨(dB) 정도의 삽입 손실을 갖는다. 이러한 핀 다이오드 스위치를 여러개 직렬로 사용한다면, 전체 삽입 손실은 사용한 핀 다이오드 스위치 개수만큼 더해져 커지게 된다. 또한, 핀 다이오드는 일반적으로 증폭기와 함께 집적되지 않기 때문에 집적회로나 소자들의 필요 수량은 증가하게 되고, 결국은 가격을 상승시키는 요인이 된다. 그리고 핀 다이오드 자체는 상대적으로 회로에 포함시키기에는 비싼 부품이다.

다른 형태의 스위치의 예로는 릴레이(relay), 미세가공된 스위치(micro-machined switch), 트랜지스터 스위치, 쇼트키(Schottky) 다이오드 스위치 등을 들 수 있으며, 이중에서 쇼트키 다이오드 스위치 및 트랜지스터 스위치는 일반적인 능동 소자 스위치이며, 릴레이는 일반적인 수동 소자 스위치이다.

한편, 상기 미세가공된 스위치는 MEMS(microelectromechanical system) 기술의 발전과 더불어 집적 회로에 이용될 수 있도록 최근에 구현된 스위치이다.

전체적으로 이러한 것들은 스위치와 스위치 장치로 분류될 수 있는데, 3가지 두드러진 특징을 가지고 있다. 그것은 신호들에 손실을 더하는 특징, 전체 시스템의 비용을 증가시키는 특징, 그리고 스위치들을 동작시키기 위해서 외부의 제어 신호가 필요하다는 특징이다.

도 2는 다른 바이패스 스위치를 이용한 종래의 일반적인 다중 전력 모드 전력 증폭 장치의 구성을 나타낸 것이다. 도 2에서는 직렬 스위치가 아닌 분로(shunt) 스위치와 SPDT (single-pole and double-throw) 스위치를 조합하여 다중 전력 모드 전력 증폭 장치를 구성하였다.

증폭할 입력 신호는 스위치(44)의 폴(pole) 단자(41)에 들어오게 된다. 스위치(44)는 상기 폴 단자(41)에 도달한 입력 신호를 쓰로우(throw) 단자(42)나 다른 쓰로우 단자(43)에 보내도록 동작될 수 있다. 상기 쓰로우 단자(43)는 전력 증폭단(45)의 입력으로 연결되고, 전력 증폭단(45) 출력은 제1 임피던스 변환기(47)로 연결되고, 제1 임피던스 변환기(47)는 출력 단자(50)에 연결된다. 다른 쓰로우 단자(42)는 제2 임피던스 변환기(46)에 연결되고, 제3 임피던스 변환기(48)는 제1 임피던스 변환기(47)와 출력 단자(50)에 연결된다. 제3 임피던스 변환기(48)는 제2 임피던스 변환기(46)와 그라운드 사이에서 스위치(49)에 의해 스위칭 된다.

스위치(49)는 스위치(44) 동작에 맞추어서 운영된다. 각 임피던스 변환기들은 높은 전력 모드와 낮은 전력 모드에 맞게 선택된 임피던스 값들을 가지게 된다. 높은 전력 모드에서 스위치(49)는 수직방향으로 연결되고, 제3 임피던스 변환기(48)와 함께 임피던스 정합부로 동작하게 된다. 제1 임피던스 변환기(47)는 스위치(49) 및 제3 임피던스 변환기(48)로 구성된 출력단 부하를 전력단(45)의 출력이 최대가 되도록 하는 최적의 임피던스가 되도록 변환하고, 스위치(44)는 쓰로우 단자(43)에 연결된다.

낮은 전력 모드에서 스위치(44)는 쓰로우 단자(42)에 연결되고, 스위치(49)는 제2 임피던스 변환기(46)를 제3 임피던스 변환기(48)와 연결시켜서, 입력 신호는 제2 임피던스 변환기(46)를 통해서 원하는 부하 임피던스를 보게 된다.

도 2에서 도시하고 있는 전력 증폭기는 적어도 2개의 스위치를 사용해야 하므로, 스위치 자체가 갖는 손실로 인해 특성이 저하되고 전체 전력 증폭 장치의 크기가 커지게 되어 가격 경쟁력 면에서도 불리하다.

도 3(a)는 λ/4 바이패스 선로의 출력측에 스위치가 있는 바이패스 스위치를 이용한 종래의 일반적인 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 구성을 나타낸 것이다. 도 3(a)에서 도시하고 있는 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 주증폭기(51)를 포함하고, λ/4 바이패스 선로(52) 및 분로 스위치(53)를 이용한 바이패스 스위칭 회로를 이용하여 바이패스를 구성한다.

높은 전력 모드에서는, 바이패스 스위칭 회로의 분로 스위치(53)는 그라운드와 연결되고, 분로 스위치(53)를 이용한 바이패스 스위칭 회로는 λ/4 바이패스 선로(52)와 연결되어 개방 스터브(open stub)로 동작한다.

낮은 전력 모드에서는, 바이패스 스위칭 회로의 분로 스위치(53)는 주증폭기(51)의 출력측과 연결되고, λ/4 바이패스 선로(52)와 함께 바이패스로 동작한다.

도 3(b)는 λ/4 바이패스 선로의 입력측에 스위치가 있는 바이패스 스위치를 이용한 종래의 일반적인 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 구성을 나타낸 것이다.

도 3(b)에서 도시하고 있는 다중 전력 모드 전력 증폭장치와 도 3(a)에서 도시하고 있는 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 차이는, λ/4 바이패스 선로와 바이패스 스위칭 회로의 순서뿐이다.

도 3(a) 및 3(b)에서 도시하고 있는 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 바이패스 스위칭 회로를 한 개만 사용함으로써, 전체 회로의 크기가 감소하지만 λ/4 바이패스 선로의 사용으로 인해 대역폭이 제한되고 긴 전송 선로를 수용하기 위한 넓은 공간이 되는 문제점이 있다.

도 4는 바이패스 스위치를 이용한 또 다른 종래의 일반적인 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 구성을 나타낸 것이다. 이 전력 증폭장치는 입력단 트랜지스터(62), 출력단 트랜지스터(65), 두개의 병렬 다이오드로 구성된 직렬 스위치(66), 그리고 스위칭 트랜지스터(68)를 포함하고 있다.

높은 전력 모드에서는, 스위칭 트랜지스터(68)가 오프 상태이고 직렬 스위치(66) 역시 오프 상태이다. 따라서 입력단 트랜지스터(62)의 출력이 출력단 트랜지스터(65)의 입력으로 동작하게 된다.

낮은 전력 모드에서는, 출력단 트랜지스터(65)의 베이스 바이어스를 오프 시키고, 스위칭 트랜지스터(68)를 켜서 직렬 스위치(66)를 온 시킨다. 이 때, 제2 임피던스 정합부(64)는 제1 임피던스 정합부(63)와 함께 입력단 트랜지스터(62)의 최 적의 부하 임피던스가 되도록 하는데, 직렬 스위치(66)가 온 상태일 때는 출력단 트랜지스터(65)의 입력 임피던스보다 작은 임피던스를 가지고, 직렬 스위치(66)가 오프 상태일 때는 출력단 트랜지스터(65)의 입력 임피던스보다 큰 임피던스를 가져서 바이패스로 동작한다.

상기 바이패스 스위치를 이용한 종래의 일반적인 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 문제점은 스위칭시키기를 원하는 전력단을 바이패스하는 경로의 분리/연결되는 지점에서 불가피하게 사용되는 바이패스 스위치에 있다.

따라서, 이러한 종래의 일반적인 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 문제점인 손실, 증폭 회로의 크기 및 가격 경쟁력 등의 문제를 해결하기 위해, 바이패스 스위치 없이 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 구현하는 것이 필요하다.

본 발명은 바이패스 스위치를 이용한 종래의 일반적인 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 문제점을 해결하고자 하는 것으로, 스위칭시키기를 원하는 전력단을 바이패스하는 경로가 최적의 지점에서 분리/연결되도록 하고 바이패스 경로에 최적의 임피던스 변환기를 구현함으로써, 바이패스 스위치를 이용하지 않고서 다양한 레벨의 전력을 높은 효율을 가지며 증폭시킬 수 있는 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 구현하고자 한다.

본 발명의 일 실시예에 따른 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 입력 임피던스 정합부를 거쳐 입력된 입력 전력을 증폭시키는 구동단; 상기 구동단의 이득을 제어하는 이득 제어 회로부; 상기 구동단에서 증폭된 입력 전력을 재증폭하는 전력단; 및 출력 전력의 크기에 따라 나뉜 제1 전력 모드 및 제2 전력 모드에 따라 다른 전압을 상기 전력단에 인가하는 전압 제어 회로부를 포함하도록 구성될 수 있다.

또한, 상기 구동단은 가변 이득 증폭기로 구현될 수 있다.

또한, 상기 이득 제어 회로부는 상기 제1 전력 모드 및 제2 전력 모드에 따라 상기 구동단의 이득을 제어하도록 구현될 수 있다.

또한, 상기 전력단은 제1 전력 모드인 경우에는 온 상태에 있고, 제2 전력 모드인 경우에는 오프 상태에 있도록 구현될 수 있다.

또한, 상기 전압 제어 회로부는 제1 전력 모드의 경우 상기 전력단에 전원을 공급하며, 제2 전력 모드의 경우 상기 전력단에 공급되는 전원을 차단하도록 구현될 수 있다.

또한, 상기 구동단은 선형화기의 역할을 수행하도록 구현될 수 있다.

또한, 상기 구동단은 전치 왜곡 회로의 역할을 수행하도록 구현될 수 있다.

또한, 상기 이득 제어 회로부는 제2 전력 모드인 경우의 구동단이 제1 전력 모드인 경우보다 더 많은 이득을 증폭하도록 제어할 수 있는 구성을 가질 수 있다.

또한, 상기 이득 제어 회로부는 제1 전력 모드인 경우의 구동단이 제2 전력 모드인 경우보다 더 많은 이득을 증폭하도록 제어할 수 있는 구성을 가질 수도 있다.

또한, 본 발명의 일실시예에 의한 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 상기 구동단 앞에서 입력신호가 상기 구동단에 최대 전송될 수 있도록 임피던스 정합기능을 수행하는 입력 임피던스 정합부; 상기 구동단에서 증폭된 전력이 최대 전송될 수 있도록 임피던스 정합기능을 수행하는 제1 임피던스 정합부; 상기 제1 전력 모드인 경우, 상기 제1 임피던스 정합부로부터 전력을 전달받아 상기 전력단으로 전달하는 제2 임피던스 정합부; 상기 전력단에서 재증폭된 전력을 전달받아 출력단 측으로 전달하는 제3 임피던스 정합부; 상기 제2 전력 모드인 경우, 상기 제1 임피던스 정합부로부터 전력을 전달받아 출력단 측으로 전달하는 임피던스 변환기; 및 상기 제1 전력 모드인 경우에는 상기 제3 임피던스 정합부로부터, 상기 제2 전력 모드인 경우에는 상기 임피던스 변환기로부터 전력을 전달받아 출력단으로 전달하는 제4 임피던스 정합부를 더 포함하도록 구성될 수 있다.

또한, 상기 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 상기 제1 임피던스 정합부에서 상기 제2 임피던스 정합부 및 전력단 측을 바라본 임피던스 ZINT-H와 상기 제1 임피던스 정합부에서 상기 임피던스 변환기를 바라본 임피던스 ZINT-L을 비교함으로써 상기 구동단에서 증폭된 전력의 전달 경로가 결정되도록 구성될 수 있다.

또한, 상기 제1 전력 모드인 경우, 상기 제1 임피던스 정합부에서 상기 임피던스 변환기를 바라본 임피던스 ZINT-L은 상기 제1 임피던스 정합부와 더불어 상기 구동단과 상기 전력단 사이의 인터스테이지 정합부를 형성하도록 구성될 수 있다.

상기 구동단 및 전력단은 헤테로 접합 양극 트랜지스터(HBT), 금속 산화막 반도체(MOS) 트랜지스터, 전계 효과 트랜지스터(FET), 접합형 전계 효과 트랜지스터(JFET), 이중 상보성 금속 산화막 반도체(BiCMOS), 양극 접합 트랜지스터(BJT), 상보형 금속 산화막 반도체(Complementary Metal Oxide Semiconductor), 금속-반도체 전계 효과 트랜지스터(MESFET), 트라이오드(triode) 등과 같은 스위칭 소자들을 이용하여 구현될 수 있다.

상기 다중 전력 모드 전력 증폭장치내의 상기 구동단 및 전력단의 개수는 복수 개일 수 있다.

한편, 본 발명의 다른 실시예에 따른 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 출력 전력의 크기에 따라 제1 전력 모드 및 제2 전력 모드로 나뉘어 동작하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치에 있어서, 입력 임피던스 정합부를 거쳐 입력된 입력 전력을 증폭시키는 제1 구동단; 상기 제1 전력 모드인 경우 상기 제1 구동단에 의해 증폭된 전력을 전달받아 재증폭하는 제2 구동단; 상기 제2 구동단에서 재증폭된 전력을 전달받아 다시 증폭하는 전력단; 및 상기 제2 구동단 및 전력단에 인가되는 전압을 제어하는 전압 제어 회로부를 포함하도록 구성될 수 있다.

또한, 상기 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 상기 제1 구동단에서 증폭된 입력 전력이 손실을 최소화하며 최대 전달될 수 있도록 상기 제1 구동단에 연결되어 있는 제1 임피던스 정합부; 상기 제1 임피던스 정합부에 연결되며, 상기 제1 전력 모드의 경우에 상기 제1 임피던스 정합부를 통해 전달받은 전력이 상기 제2 구동단으로 최대 전달될 수 있도록 임피던스 정합기능을 하는 제2 임피던스 정합부; 상기 전력단에서 증폭된 전력을 전달받아 출력단 측으로 전달하는 제3 임피던스 정합부; 상기 제2 전력 모드의 경우, 상기 제1 구동단에 의해 증폭된 입력 전력을 상기 제2 구동단 및 전력단을 거치지 않고 상기 제1 임피던스 정합부로부터 전달받아 출력단측으로 전달하는 임피던스 변환기; 및 상기 제1 전력 모드인 경우에는 상기 제3 임피던스 정합부로부터, 상기 제2 전력 모드인 경우에는 상기 임피던스 변환기로부터 전력을 전달받아 출력단으로 전달하는 제4 임피던스 정합부를 더 포함하도록 구성될 수 있다.

상기 제1 구동단은 가변 이득 증폭기로 구현될 수 있다.

또한, 상기 제1 구동단은 전치 왜곡 회로로 구현될 수 있다.

또한, 상기 제1 전력 모드 및 제2 전력 모드에 따른 입력 전력의 전달 경로는 상기 제1 임피던스 정합부에서 상기 제2 임피던스 정합부, 제2 구동단 및 전력단 측을 바라본 임피던스 ZINT-H와 상기 제1 임피던스에서 상기 임피던스 변환기를 바라본 임피던스 ZINT-L을 비교함으로써 결정되도록 구현될 수 있다.

또한, 상기 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 상기 제1 구동단에 연결되어 상기 제1 구동단의 이득을 제어하는 이득 제어 회로부를 더 포함하도록 구현될 수 있다.

상기 제1 전력 모드인 경우, 상기 제1 임피던스 정합부에서 상기 임피던스 변환기를 바라본 임피던스 ZINT-L은 상기 제1 임피던스 정합부와 더불어 상기 제1 구동단과 상기 제2 구동단의 인터스테이지 정합부를 형성하도록 구현될 수 있다.

또한, 상기 제1 구동단, 제2 구동단 및 전력단은 헤테로 접합 양극 트랜지스터(HBT), 금속 산화막 반도체(MOS) 트랜지스터, 전계 효과 트랜지스터(FET), 접합형 전계 효과 트랜지스터(JFET), 이중 상보성 금속 산화막 반도체(BiCMOS), 양극 접합 트랜지스터(BJT), 상보형 금속 산화막 반도체(Complementary Metal Oxide Semiconductor), 금속-반도체 전계 효과 트랜지스터(MESFET), 트라이오드(triode) 등과 같은 스위칭 소자들을 이용하여 구현될 수 있다.

또한, 상기 다중 전력 모드 전력 증폭장치내의 상기 전력단의 개수는 복수 개이며, 상기 제1 구동단 및 제2 구동단 이외에 복수 개의 구동단을 더 포함할 수 있다.

한편, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 출력 전력의 크기에 따라 제1 전력 모드 및 제2 전력 모드로 나뉘어 동작하는, 다중 전력 모드 전력 증폭장치에 있어서, 입력 임피던스 정합부를 거친 입력 전력을 증폭하는 제1 구동단; 상기 제1 구동단에서 증폭된 전력을 전달받아 재증폭하는 제2 구동단; 상기 제1 전력 모드인 경우, 상기 제2 구동단에 의해 재증폭된 전력을 전달받아 다시 증폭하는 전력단; 상기 전력단에 연결되어 상기 전력단에 인가되는 전압을 제어하는 전압 제어 회로부를 포함하도록 구현될 수 있다.

또한, 상기 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 상기 제2 구동단에 연결되어, 상기 제2 구동단에 의해 재증폭된 전력이 전달되는 경로를 선택하는 역할을 수행하 는 제1 임피던스 정합부; 상기 제1 임피던스 정합부 및 상기 전력단 사이에 연결되어 제1 전력 모드인 경우에 상기 제2 구동단에 의해 재증폭된 전력을 상기 제1 임피던스 정합부를 통해 전달받아 상기 전력단으로 전달하는 제2 임피던스 정합부; 상기 전력단에서 증폭된 전력을 전달받아 출력단 측으로 전달하는 제3 임피던스 정합부; 상기 제1 임피던스 정합부에 연결되며, 제2 전력 모드인 경우에 상기 제2 구동단에 의해 재증폭된 전력을 상기 제1 임피던스 정합부를 통해 전달받는 임피던스 변환기; 및 상기 제1 전력 모드인 경우에는 상기 제3 임피던스 정합부로부터, 상기 제2 전력 모드인 경우에는 상기 임피던스 변환기로부터 전력을 전달받아 출력단으로 전달하는 제4 임피던스 정합부를 더 포함하도록 구현될 수 있다.

상기 제1 구동단 및 제2 구동단 중 적어도 하나는 가변 이득 증폭기로 구현될 수 있다.

또한, 상기 제1 구동단 및 제2 구동단 중 적어도 하나는 전치 왜곡 회로로 구현될 수 있다.

또한, 상기 제1 전력 모드 및 제2 전력 모드에 따른 입력 전력의 전달 경로는 상기 제1 임피던스 정합부에서 상기 제2 임피던스 정합부 및 전력단 측을 바라본 임피던스 ZINT-H와 상기 제1 임피던스에서 상기 임피던스 변환기를 바라본 임피던스 ZINT-L을 비교함으로써 결정되도록 구현될 수 있다.

또한, 상기 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 상기 제1 구동단 및 제2 구동단 중 적어도 하나에 연결되어 상기 제1 구동단 또는 제2 구동단의 이득을 제어하는 이득 제어 회로부를 더 포함하도록 구현될 수 있다.

또한, 상기 제1 전력 모드인 경우, 상기 제1 임피던스 정합부에서 상기 임피던스 변환기를 바라본 임피던스 ZINT-L은 상기 제1 임피던스 정합부와 더불어 상기 제2 구동단과 상기 전력단 사이의 인터스테이지 정합부를 형성하도록 구현될 수 있다.

또한, 상기 제1 구동단, 제2 구동단 및 전력단은 헤테로 접합 양극 트랜지스터(HBT), 금속 산화막 반도체(MOS) 트랜지스터, 전계 효과 트랜지스터(FET), 접합형 전계 효과 트랜지스터(JFET), 이중 상보성 금속 산화막 반도체(BiCMOS), 양극 접합 트랜지스터(BJT), 상보형 금속 산화막 반도체(Complementary Metal Oxide Semiconductor), 금속-반도체 전계 효과 트랜지스터(MESFET), 트라이오드(triode) 등과 같은 스위칭 소자들을 이용하여 구현될 수 있다.

또한, 상기 다중 전력 모드 전력 증폭장치내의 상기 전력단의 개수는 복수 개이며, 상기 제1 구동단 및 제2 구동단 이외에 복수 개의 구동단을 더 포함할 수 있다.

상기 본 발명의 모든 실시예에서, 상기 제1 임피던스 정합부 및 상기 제2 임피던스 정합부는 도 15a 내지 도 15h의 점선 영역에 의해 특정된 회로 중 어느 하나의 형태로 구성될 수 있다.

또한, 상기 제3 임피던스 정합부 및 제4 임피던스 정합부는 도 16a 내지 도 16i의 점선 영역에 의해 특정된 회로 중 어느 하나의 형태로 구성될 수 있다.

또한, 상기 임피던스 변환기는 도 17a 내지 도 17j의 점선 영역에 의해 특정된 회로 중 어느 하나의 형태로 구성될 수 있다.

또한, 상기 제1 임피던스 정합부는 도 18a 내지 도 18h의 점선 영역에 의해 특정된 회로 중 어느 하나의 형태로 구성되어, 전력단 인가 전원을 구동단이 공유하도록 구성될 수 있다.

또한, 상기 전압 제어 회로부는 도 20a 내지 도 20d의 점선 영역에 의해 특정된 회로 중 어느 하나의 형태로 구성될 수 있다.

또한, 상기 제1 전력 모드는 출력 전력이 높은 경우이며, 제2 전력 모드는 출력 전력이 낮은 경우일 수 있다.

이하, 첨부한 도면과 함께 본 발명에 의한 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 실시예를 보다 구체적으로 설명하고자 한다.

도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 바이패스 스위치를 사용하지 않는 전력 모드 전환 구조를 이용하여 구현된 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 구성을 나타낸 것이다. 즉, 상기 전력 증폭장치는 어떠한 스위치나 스위치 장치도 포함하지 않고 구현되었다. 상기한 바와 같이, 스위치는 릴레이, 미세 가공된 스위치, 트랜지스터 스위치, 핀 다이오드 스위치, 그리고 쇼트키 다이오드 스위치 등을 예로 들 수 있다.

본 발명에 따른 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 어떠한 스위치도 사용하지 않고 스위치를 제어하기 위한 외부 제어 회로도 필요하지 않으며, 스위치로 인한 부가적인 비용이나 손실도 없다. 이는 소형화되고, 단순하며, 경제적인 방식 으로 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 구현할 수 있게 한다. 더불어 손실이 없으므로 선형성 및 효율과 같은 성능 특성이 극대화될 수 있다. 비록 다중 전력 모드 전력 증폭장치에 관하여 기술되고 있지만, 본 발명은 전력 증폭장치 이외의 다른 종류의 회로에도 적용가능하다.

도 5에서 도시하고 있는 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치는, 입력 신호를 구동단에 전달하는 입력 임피던스 정합부(80); 상기 입력 임피던스 정합부(80)에 직렬로 연결된 입력 전력을 증폭시키는 구동단(100); 구동단(100)에 직렬로 연결된 제1 임피던스 정합부(130) 및 상기 제1 임피던스 정합부(130)에 직렬로 연결된 제2 임피던스 정합부(140)를 통해 구동단(100)에 의해 증폭된 전력을 인가받아 재증폭하여 출력하는 전력단(120); 상기 전력단(120)에 연결되고, 낮은 전력 모드와 높은 전력 모드에 따른 인가 전압을 제어하는 전압 제어 회로부(90); 상기 전압 제어 회로부(90)의 동작에 따라, 상기 구동단(100)에 의해 증폭된 전력을 상기 제1 임피던스 정합부(130)를 통해 인가받아 제4 임피던스 정합부(160)로 출력하는 임피던스 변환기(170); 상기 전력단(120)에 직렬로 연결되고, 상기 전력단(120)에 의해 증폭된 전력을 상기 제4 임피던스 정합부(160)로 전달하는 제3 임피던스 정합부(150); 및 상기 제3 임피던스 정합부(150)와 상기 임피던스 변환기(170)에 연결되어, 상기 전압 제어 회로부(90)의 동작에 따라 상기 전력단(120) 또는 상기 임피던스 변환기(170)로부터 인가받은 출력 전력을 출력단(240)으로 전달하는 제4 임피던스 정합부(160)를 포함하여 구성된다.

실시예에서 상기 전력단(120)은 전력단을 통과하는 전력의 흐름을 조절하기 위해서 한 개나 그 이상의 트랜지스터를 포함하게 된다. 또한, 상기 전력단(120)은 높은 전력 모드에서 상기 구동단(100)으로부터 받은 입력 전력을 증폭한다. 따라서, 상기 전력단(120)은 "전력 증폭단"또는 "전력단 트랜지스터"라고 불리게 된다.

상기 전압 제어 회로부(90)는 외부 제어 신호 입력에 의해서 전력단(120)에 인가하는 전압을 낮은 전력 모드와 높은 전력 모드에 맞게 조정한다. 낮은 전력 모드로 동작하는 경우, 최적화된 제1 임피던스 정합부(130)와 임피던스 변환기(170)에 의해서 전력단(120)을 거치지 않고 출력을 얻게 되므로, 전압 제어 회로부(90)는 전력단(120)에 인가하는 전압을 전력단(120)의 트랜지스터가 오프 상태에 있도록 조정하고, 이렇게 함으로써 전력의 소모를 줄일 수 있다.

한편, 높은 전력 모드로 동작하는 경우, 최적화된 제1 임피던스 정합부(130) 및 제2 임피던스 정합부(140)에 의해서 전력단(120)을 통해 출력을 얻게 되므로, 전압 제어 회로부(90)는 전력단(120)의 트랜지스터의 동작에 적합한 전압을 인가한다.

구동단(100)은 낮은 전력 모드로 동작하는 경우, 입력 전력을 증폭하여 최적화된 제1 임피던스 정합부(130)를 경유시킨 뒤 임피던스 변환기(170)의 입력으로 제공한다. 한편, 높은 전력 모드로 동작하는 경우, 구동단(100)은 입력 전력을 증폭하여, 증폭된 입력 전력을 최적화된 제1 임피던스 정합부(130) 및 제2 임피던스 정합부(140)를 경유하여 전력단(120)의 입력으로 제공한다.

전력단(120)은 낮은 전력 모드로 동작하는 경우, 전압 제어 회로부(90)에 의해 오프 상태로 있고, 높은 전력 모드로 동작하는 경우에는 구동단(100)에 의해 증 폭되어 전력단(120)에 입력되는 신호를 높은 전력을 갖도록 증폭한다.

제1 임피던스 정합부(130)는 낮은 전력 모드와 높은 전력 모드에 따라서 각각 최적의 동작을 하도록 최적화된 회로로서, 구동단(100)에 의해 증폭된 입력 전력을 임피던스 변환기(170) 또는 전력단(120)으로 동작 모드에 따라 선택적으로 인가한다.

제2 임피던스 정합부(140)는 낮은 전력 모드와 높은 전력 모드에 따라서 각각 최적의 동작을 하도록 최적화된 회로로서, 구동단(100)에 의해 증폭되어 제1 임피던스 정합부(130)를 경유한 전력이, 낮은 전력 모드에서는 임피던스 변환기(170)로, 높은 전력 모드에서는 전력단(120)으로 전달되도록 한다.

임피던스 변환기(170)는 낮은 전력 모드와 높은 전력 모드에 따라 적절히 임피던스를 변환하는 임피던스 변환 회로로서, 낮은 전력 모드인 경우 전력단(120)을 우회하는 경로를 형성하여, 구동단(100)의 출력이 전력 증폭장치의 출력단(240)으로 전달되도록 한다.

도 6은 도 5에서 도시하고 있는 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치에서 바이패스 스위치를 사용하지 않는 전력 모드 전환 구조에 대해서 자세히 설명하기 위한 것이다.

구동단(100)의 출력은 제1 임피던스 정합부(130)를 거쳐 전력 모드에 따라서 경로를 분리하는 분기점(72)에 도달한다.

낮은 전력 모드의 경우, 전력단(120)은 전압 제어 회로부(90)에 의해 인가되는 전압에 의해 오프 상태가 되고, 제1 임피던스 정합부(130)에서 바라본 전력단(120)의 입력 임피던스 ZINT-H는 제1 임피던스 정합부(130)에서 바라본 전력단을 우회하는 경로의 입력 임피던스 ZINT-L과 비교하여 매우 큰 값을 갖게 된다.

구현예로서, 입력 임피던스 ZINT-H는 입력 임피던스 ZINT-L보다 2배 정도 클 수 있거나, 3배 정도 클 수 있다. 다른 구현예에서, 입력 임피던스 ZINT-H는 입력 임피던스 ZINT-L보다 2배를 넘지 않은 정도로 클 수 있으며, 또 다른 구현예에서, 입력 임피던스 ZINT-H는 입력 임피던스 ZINT-L보다 2배 초과 3배 미만의 정도로 클 수 있다. 또, 다른 구현에서는, 입력 임피던스 ZINT-H는 입력 임피던스 ZINT-L보다 3배를 넘는 정도로 클 수 있다.

임피던스 변환기(170)는 제1 임피던스 정합부(130)에서 바라본 임피던스를 낮게 하기 위해서 제3 임피던스 정합부(150), 제4 임피던스 정합부(160)와 더불어 최적화 되도록 설계된다. 그러므로, 분기점(72)에 도달한 구동단(100)에 의해 증폭된 전력은 전력단(120)에 입력되는 전력의 양에 비해 임피던스 변환기(170)로 입력되는 전력의 양이 훨씬 큰 값을 갖도록 최적화된다. 출력은 임피던스 변환기(170), 제3 임피던스 정합부(150) 및 제4 임피던스 정합부(160)에 의해 전력단으로의 손실을 최소화하며 출력단(240)으로 전달된다.

높은 전력 모드의 경우, 전압 제어 회로부(90)에 의해 인가되는 전압에 의해 전력단(120)은 온 상태가 되며, 제1 임피던스 정합부(130)에서 바라본 전력단(120)의 입력 임피던스 ZINT-H는 제1 임피던스 정합부(130)에서 바라본 전력단을 우회하는 경로의 입력 임피던스 ZINT-L에 비해 작은 값을 가진다. 임피던스 변환기(170)는 ZINT-L를 높은 전력 모드에서의 ZINT-H보다 크게 하기 위해서 제3 임피던스 정 합부(150), 제4 임피던스 정합부(160)와 더불어 최적화 되도록 설계된다. 제2 임피던스 정합부(140)는 높은 전력 모드에서 인터스테이지 정합을 위해서 제1 임피던스 정합부(130)에서 바라본 임피던스를 증가시키도록 설계된다. 그러므로 분기점(72)에 도달한 구동단(100)에서 증폭된 전력의 대부분이 전력단(120)을 통해서 증폭되어, 최적화된 제3 임피던스 정합부(150) 및 제4 임피던스 정합부(160)에 의해 임피던스 변환기(170)로의 손실을 최소화하며 전력 증폭장치의 출력단(240)으로 전달된다.

또한, 제1 임피던스 정합부(130)에서 바라본 전력단(120)을 우회하는 경로의 입력 임피던스 ZINT-L은 높은 전력 모드에서 제1 임피던스 정합부(130)와 더불어 구동단(100)과 전력단(120) 사이의 인터스테이지 정합부를 형성하여, 구동단(100)의 출력을 전력단(120)에 잘 전달하도록 최적화되어있다.

높은 전력 모드에서, 입력 임피던스 ZINT-L는 입력 임피던스 ZINT-H보다 충분히 크다. 입력 임피던스 ZINT-L는 입력 임피던스 ZINT-H보다 2배 정도 클 수 있거나, 3배 정도 클 수 있다. 다른 구현예에서, 입력 임피던스 ZINT-L는 입력 임피던스 ZINT-H보다 2배를 넘지 않은 정도로 클 수 있으며, 또 다른 구현예에서, 입력 임피던스 ZINT-L는 입력 임피던스 ZINT-H보다 2배 초과 3배 미만의 정도로 클 수 있다. 또, 다른 구현에서는, 입력 임피던스 ZINT-L는 입력 임피던스 ZINT-H보다 3배를 넘는 정도로 클 수 있다.

낮은 전력 모드에서, 전력단은 오프 상태라 불리는 상황이고, 높은 전력 모드에서, 전력단은 온 상태라 불리는 상황이다. 온 상태에서는 전력단이 오프 상태 보다 훨씬 더 많은 전력을 소모한다. 게다가, 구현에 있어서, 전력단의 입력 임피던스는 온 상태와 비교하였을 때 2배 정도 크다. 또 다른 구현에서, 전력단의 입력 임피던스는 온 상태와 비교하였을 때 2배 이상 크다.

도 7(a)는 본 발명의 일실시예에 따른 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 제1 전력 모드와 제2 전력 모드에 따른 이득 특성을 설명하기 위한 그래프이다.

제2 전력 모드, 즉 출력 전력이 낮은 전력 모드에서는, 전압 제어 회로부(90)에 의해서 전력단(120)이 오프 상태가 되어 구동단(100)의 출력이 전력단(120)에 의해 증폭되지 않고 임피던스 변환기(170)를 통해 출력단(240)에 도달하므로, 전력단(120)에 의한 이득 특성을 얻을 수 없다. 점선은 전력단이 온 상태일 때, 이득을 보여주며, 실선은 전력단이 오프 상태일 때, 이득을 보여준다. 출력 전력이 낮은 제2 전력 모드에서는 전력단(120)에 의한 DC 전력 소모를 없앨 수 있기 때문에 부가효율 특성은 아주 좋다. 부가효율(PAE)은 다음과 같은 공식에 의해서 계산되어진다. 이때 Pout은 출력 전력, Pin은 입력 전력, Pdc는 DC 소비 전력이다.

PAE = ((Pout-Pin)/Pdc)

반면에, 제1 전력 모드, 즉 출력 전력이 높은 경우에는 구동단(100)의 출력이 전력단(120)에 의해서 증폭되어 출력단(240)에 도달되므로, 제2 전력 모드에 의한 동작에 의한 이득 특성에 전력단(120)의 이득 특성이 부가되고, 부가 효율 특성은 전반적으로 출력 전력 레벨이 큰 전력단(120)에 의해 결정된다.

그러므로, 도 7(a)에서 도시하고 있는 바와 같이 제2 전력 모드에서는 상대적으로 낮은 이득 특성(이득:A)을 유지하다가, 제1 전력 모드로 전환되면서 높은 이득 특성(이득:B)을 나타낸다.

도 7(b)는 본 발명의 일실시예에 따른 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 제1 전력 모드와 제2 전력 모드에 따른 부가효율 특성을 설명하기 위한 그래프이다.

도 7(a)에서 설명한 바와 같이, 제2 전력 모드에서는 전력단(120)에 의한 DC 소모를 없앨 수 있기 때문에 부가효율 특성이 좋으며, 제1 전력 모드에서는 전력단(120)의 출력이 제3 임피던스 정합부(150) 및 제4 임피던스 정합부(160)를 거쳐 출력단(240)에 전달되는데, 제3 임피던스 정합부(150), 제4 임피던스 정합부(160) 및 임피던스 변환기(170)는 스위치를 사용하지 않기 때문에 전력단(120)의 출력이 출력단(240)에 손실 없이 전달되어서, 높은 부가효율을 갖게 된다.

도 8은 도 5에 도시된 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 일실시예를 보다 구체적으로 나타낸 것이다. 도 8의 점선영역(130)은 도 5의 제1 임피던스 정합부(130)를 구체적으로 구현한 것이다. 또한, 도 8의 점선영역(140)은 도 5의 제2 임피던스 정합부(140)를 구체적으로 구현한 것이다. 또한, 도 8의 점선영역(150)은 도 5의 제3 임피던스 정합부(150)를 구체적으로 구현한 것이다. 또한, 도 8의 점선영역(160)은 도 5의 제4 임피던스 정합부(160)를 구체적으로 구현한 것이다. 또한, 도 8의 점선영역(170)은 도 5의 임피던스 변환기(170)를 구체적으로 구현한 것이다. 또한, 도 8의 점선영역(100)은 도 5의 구동단(100)을 구체 적으로 구현한 것이다. 도 8의 점선영역(120)은 도 5의 전력단(120)을, 도 8의 점선영역(90)은 도 5의 전압 제어 회로부(90)를 각각 구체적으로 구현한 것이다.

입력 정합부(80)는 입력에서 반사파를 막거나 최소화하기 위해 사용된다. 도 8에 있는 입력 정합부(80)는 단지 하나의 예에 불과하며, 사용할 수 있는 다른 많은 회로 구성이 가능하다. 입력 신호는 단자(70)를 통하여 입력 정합부(80)에 전달되어서 다중 전력 모드 전력 증폭장치에 들어오게 된다.

도 8의 구현을 위해서 양극 접합 트랜지스터(BJT, bipolar junction transistor)를 사용하였다. 그렇지만, 다른 실시예들에서는 헤테로 접합 양극 트랜지스터(HBT, hetero junction bipolar transistor), 금속 산화막 반도체(MOS, metal oxide semiconductor) 트랜지스터, 전계 효과 트랜지스터(FET, field effect transistor), 금속-반도체 전계 효과 트랜지스터, 접합형 전계 효과 트랜지스터(JFET, junction field effect transistor), 이중상보성 금속산화막반도체(BiCMOS, Bi Complementary Metal Oxide Semiconductor), 트라이오드(triode) 등의 소자들 및 이러한 소자들을 조합하여 사용될 수 있다. 이러한 소자들은 실리콘, 갈륨-비소, 실리콘 게르마늄 등을 포함한 반도체 기술을 이용하여 만들어 질 수 있다. 게다가, 도시된 양극 접합 트랜지스터는 npn-형이나, pnp-형의 소자들이 사용될 수 있다. 예를 들어서, N형 금속 산화물 반도체(NMOS, N-type Metal Oxide Semiconductor) 또는 P형 금속 산화물 반도체(PMOS, P-type Metal Oxide Semiconductor) 소자도 사용 가능하다.

구동단(100)은 양극 접합 트랜지스터 Q5를 포함하는데, 이를 구동단 트랜지 스터라 부를 수 있으며, 이 트랜지스터의 이미터는 기준 전압선에 연결되어 있다. Q5의 컬렉터가 연결된 노드(9015)는 구동단의 출력 노드가 되며, 제1 임피던스 정합부(130)의 입력 노드가 된다. 구동단(100)을 위해 도시된 회로는 단지 사용될 수 있는 일예에 불과하며, 다른 증폭기 설계도 사용가능 하다. 구동단(100)은 이미터-공통 형태의 증폭기 회로이지만, 베이스 공통, 케스케이드(cascade), 그리고 케스코드(cascode)와 같은 다른 종류의 증폭기 회로 구성도 가능하다.

Q5에는 정전압 1(constant voltage 1) 과 정전압 2(constant voltage 2)의 두 가지 전압원을 통해서 전력이 공급된다. 정전압 2는 트랜지스터(9017)과 저항 또는 임피던스(9019)를 통해서 노드(9011)에 공급된다. 콘덴서(9021)은 정전압 2와 기준 전압선 사이에 연결된다. 트랜지스터(9017)의 베이스 전극은 노드(9023)에 연결되며, 저항(9025)는 정전압 1과 노드(9023)사이에 연결되고, 두개의 다이오드는 노드(9023)과 기준 전압선 사이에 연결된다. 비록 두개의 다이오드가 도시되어 있지만, 보다 다양한 개수의 다이오드가 사용될 수 있음은 물론이다.

구체적인 실시예에서, 정전압 1에 의해 공급되는 전압의 크기는 대략 2.85V 이다. 전압 레귤레이터와 같은 전압원으로부터 다중 전력 모드 전력 증폭장치에 공급되면, 정전압 1에 의해 공급되는 전압은 상대적으로 일정한 전압이 된다. 위에서 논했듯이, 회로의 한 가지 특정한 응용은 전원이 배터리로 공급되는 단말기나 PDA와 같은 무선 장비에 구비된 전력 증폭장치에 대한 것이다. 그러한 응용에서, 하나 또는 그 이상의 전압원은 배터리 상태에 따라서 값이 변할 수 있다. 새롭게 충전된 경우에, 배터리는 보통 높은 레벨의 전압을 공급하며, 니켈 금속 하이브리드(nickel metal hybride), 니켈-카드뮴, 리튬 이온, 납축전지(lead acid) 같은 특정 배터리 기술이나 화학성분에 따라서 다르겠지만, 배터리가 소모될수록, 점점 공급 전압 레벨은 낮아지게 된다.

구체적인 실시예에서, 정전압 2는 배터리의 상태에 따라서 크기가 변하게 된다. 예를 들어, 배터리가 완전히 충전된 상태에서, 정전압 2에 의해 공급되는 전압의 크기는 4.2V정도 되며, 배터리가 거의 완전히 소모되면, 정전압 2에 의해 공급되는 전압의 크기는 3.2V정도 된다.

도 8의 증폭장치는 배터리의 모든 조건에서도 적절한 동작을 해야 하는데, 일반적으로, 가장 최악의 동작 조건은 배터리가 거의 방전되었을 때 일어나는 가장 낮은 전압 레벨이다.

제1 임피던스 정합부(130)는 노드(9015) 와 노드(72) 사이에 연결된다. 도 8의 구현에서, 제1 임피던스 정합부는 노드(9015) 와 정전압 2 사이에 연결된 전송선로(9028), 정전압 2와 기준전압 사이에 연결된 콘덴서(9030), 노드(9015) 와 노드(72)에 연결된 콘덴서(9032)로 구성되어 있다.

제2 임피던스 정합부(140)는 노드(72)와 노드(74) 사이에 연결된다. 도 8의 구현에서, 제2 임피던스 정합부는 노드 (72)와 기준 전압 사이에 연결된 인덕터 (9037)과 노드(72)와 노드(74)에 연결된 콘덴서(9039)로 구성되어 있다.

임피던스 변환기(170)는 노드(72) 와 노드(76) 사이에 연결되어 있다. 도 8의 구현에서, 임피던스 변환기는 노드(72)와 노드(9044) 사이에 연결된 콘덴서(9042), 노드(9044)와 기준 전압 사이에 연결된 콘덴서(9046), 그리고 노드(9044)와 노드(76) 사이에 연결된 인덕터(9048)로 되어 있다.

전력단(120)은 노드(74)와 노드(9116) 사이에 연결되어 있다. 전력단은 노드(74)에 베이스, 노드(9116)에 컬렉터, 기준 전압에 이미터가 연결된 양극 접합 트랜지스터 Q6을 포함하는 증폭기 회로이다. 구동단(100)처럼 전력단(120)도 이미터-공통 형태의 증폭기 회로이지만, 베이스 공통, 케스케이드, 그리고 케스코드와 같은 다른 종류의 증폭기 회로 구성도 가능하다. 이와 같이, 도 8의 전력 증폭장치 내의 전력단(120)은 구동단(100)과 다른 형태로 구현될 수 있을 뿐만 아니라, 적절히 변경되어 다양한 형태로 구현될 수 있다.

전력단(120)은 노드(9051)에 인가되는 제어 신호의 전압에 따라서 온/오프가 된다. 도 8은 전압 제어 회로부(90)의 특정한 구현을 보여준다. 상기 전압 제어 회로부(90)는 유사한 기능을 하는 다른 형태로 구현 가능함은 물론이다. 노드(9051)에 인가되는 제어 신호의 값이 정전압 1에 의해 공급되는 전압의 크기 정도의 값이거나 2.85V 정도가 되면, 전력 증폭장치는 제2 전력 모드로 동작하게 된다. 상기 노드(9051)의 값이 기준 전압이거나 0V 정도가 되면, 전력 증폭장치는 제1 전력 모드로 동작하게 된다. 제2 전력 모드에서 트랜지스터 Q6은 높은 임피던스 모드로 전류를 거의 소모치 않는다. 제1 전력 모드에서 트랜지스터 Q6은 동작을 하게 되며 입력 신호를 증폭하기 위해서 전류를 필요로 하게 된다. 일실시예에서, 제1 전력 모드의 전력단은 10~15 데시벨의 이득을 제공하는데, 상기 전력단의 이득의 정확한 값은 트랜지스터나 사용된 소자의 기술, 증폭기 회로가 어떻게 바이어스 되었는지에 따라서 다르다. 상보형 금속 산화물 반도체(Complementary Metal Oxide Semiconductor)와 금속-반도체 전계 효과 트랜지스터 같은 다른 기술을 사용하여 구현된 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 다른 실시예는 나중에 논의된다.

동작시, 노드(9051)의 전압 값에 따라서, 정전압 1로부터의 전류는 노드(9103)을 지나게 되며, 트랜지스터(9105)를 거쳐서 기준 전압에 도달하거나, 트랜지스터(9108)을 거쳐서 트랜지스터 Q6의 베이스인, 노드(74)에 이르게 된다.

제2 전력 모드, 즉 낮은 전력 모드에서, 노드(9051)의 전위는 2.85V이며, 트랜지스터(9105)를 통해 흐르는 전류와 비교할 때, 상대적으로 작은 전류가 트랜지스터(9108)을 통해 흐르게 된다. 그리고 전력단이 오프상태이어야 하므로 트랜지스터 Q6의 베이스는 기준 전압이거나 0V가 된다.

한편, 높은 전력 모드에서는, 노드(9051)의 전위는 기준 전압이거나 0V가 되어, 트랜지스터(9105)를 통해 흐르는 전류와 비교할 때, 상대적으로 많은 전류가 트랜지스터(9108)을 통해 흐르게 된다. 그리고, 전력단이 동작하거나 온 상태가 되기 위해서 트랜지스터 Q6의 베이스의 전위가 약 1.4V 정도 된다.

제3 임피던스 정합부(150)는 노드(9116)과 노드(76) 사이에 연결되어 있다. 도 8의 구현에서, 상기 제3 임피던스 정합부(150)는 노드(76)과 정전압 2사이에 연결된 전송선로(9072) 및 정전압 2와 기준 전압 사이에 연결된 콘덴서(9074)로 구성된다. 상기 콘덴서(9074)는 예를 들어, 100pF정도처럼 상대적으로 큰 값을 가질 수 있으며, 상기 콘덴서(9074)는 RF 그라운드 또는 가상 그라운드를 만들며, 정전압 2를 안정화 시킨다. 콘덴서(9119)는 노드(9116)과 기준 전압사이에 연결되어 있다. 인덕터(9122)는 노드(9116)과 노드(76) 사이에 연결되어 있다.

도 8의 마이크로 웨이브 모놀리식 집적 회로(MMIC, microwave monolithic integrated circuit) 영역 안에서 한개 또는 그 이상의 다른 소자로서, 인덕터(9122)는 같은 집적 회로에 만들 수 있다. 구체적인 실시예에서, 인덕터(9122)는 노드(9116)과 노드(76)에 있는 소자들 사이에서 본딩 길이를 사용하여 만들어졌다. 게다가 인덕터(9122)는 인덕터 코일과 같은 수동 소자를 사용하여 만들 수 있다.

하나의 실시예에서, 마이크로웨이브 모놀리식 집적 회로 영역 안에 보이는 부품들은 반도체 칩 위에 만들어 질 수 있는데, 이것은 같은 반도체 칩 위에 부품들이 하나의 집적 회로 형태로 포함되어 있음을 의미한다. 이렇게 하나의 집적 회로위에 가능한 많은 부품들을 포함함으로써, 증폭기의 비용 절감과 요구 되는 크기를 줄일 수 있게 된다. 이것은 특히 소비자들이 더욱더 작은 크기의 제품을 요구하는 휴대용 전자제품에 있어서 매우 중요한 것이다. 다른 실시예에서, 마이크로웨이브 모놀리식 집적 회로 안에 보이는 부품들은 개별적인 부품들이나 다른 집적 회로를 사용하여 반도체 칩 밖에 만들어 질 수 있다. 예를 들면, 위에서 언급한 것처럼, 인덕터(9122)는 칩 밖에서 만들어 질 수 있다. 또 다른 실시예에서, 입력 정합부(80)는 칩 밖에서 만들어 질 수 있다.

제4 임피던스 정합부(160)는 노드(76)과 출력 신호 노드(240) 사이에 연결되어 있다. 도 8의 구현에서, 제4 임피던스 정합부(160)는 노드(76)과 노드(9084) 사이에 연결된 전송 선로(9082), 노드(76)과 기준 전압 사이에 연결된 콘덴서(9086), 노드(9084)와 기준 전압 사이에 연결된 콘덴서(9088), 그리고 노드(9084)와 출력 신호 단자(240) 사이에 연결된 콘덴서(9090)로 구성된다. 실시예에서 콘덴서 (9086)는 조건에 따라 사용할 수도 있는 콘덴서이며 발명의 다른 실시예에서는 사용하지 않을 수도 있다. 게다가, 몇몇 실시예에서, 이 콘덴서는 기생 콘덴서 성분을 이용하여 구현될 수도 있다.

도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 바이패스 스위칭 회로를 사용하지 않는 전력 모드 전환 구조를 이용하고, 구동단이 가변 이득 증폭기로 구현된 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치의 구성을 나타낸 것이다.

이득 제어 회로부(91)는 구동단의 이득을 제어하기 위한 신호를 발생한다. 도 9의 회로는 도 5의 회로와 유사한 방식으로 동작을 하며, 유사한 이점을 가지지만, 구동단(110)을 가변 이득 증폭기를 이용하여 구현함으로써 이득이 변하는 추가적인 특징을 갖는다.

상기와 같은 회로 구성은 가변 이득을 요구하는 경우에 사용될 수 있으며, 상기 구동단(110)의 이득을 고정시킴으로써 고정된 이득을 필요로 하는 경우에도 사용가능하다. 이때, 상기 회로는 별다른 구성의 추가없이 여러 가지 응용예에 사용될 수 있어서, 무선 통신 표준의 변화에 어렵지 않게 적응할 수 있으며, 각 시스템 별로 요구되는 다양한 이득 요구를 만족시키도록 이용될 수 있다. 예를 들면, 본 발명의 증폭기는 휴즈나 레이저 절단, 프로그램 가능한 셀(programmable cell), 또는 공정 후 다른 기술을 이용하여 전기적으로 프로그램 될 수 있다.

다른 한편으로, 고정 이득 응용예로서, 구동단(110)은 전치 왜곡 회로로 구 현할 수 있는데, 전치 왜곡 회로는 주증폭기의 이득 감소 현상을 개선하는데 주안점을 둔 것으로, 전력이 증가함에 따른 주증폭기(120)에서의 이득 감소 현상을 개선하기 위해서 사용된다. 상기 전치 왜곡 회로는 전력이 증가할수록 이득을 증가시킴으로써 구동단(110) 및 전력단(120)을 포함한 회로의 총 이득을 더욱 일정하게 하며, 특히 높은 전력에서 증폭기의 선형성을 개선시키게 된다. 그러므로, 전치 왜곡 회로를 사용하면, 회로는 더 넓은 전력 범위에서 일정한 이득을 제공해 줄 수 있다.

도 10은 두 개의 구동단과 한 개의 전력단을 갖는 본 발명의 또 다른 실시예를 보여주고 있다. 도 5의 구현된 것과 비교해보면, 이 증폭기는 전압 제어 회로부(90)에 의해서 제어되는 제2 구동단(105)과 제2 임피던스 정합부(140)와 전력단(120) 사이에 연결된 제5 임피던스 정합부(145)를 추가로 포함하고 있다. 제2 전력 모드에서는 제1 구동단(100)만을 사용하여 제1 임피던스 정합부(130)와 제2 임피던스 정합부(140) 사이의 노드(72)에서 임피던스 변환기(170)을 통해 출력 전력을 얻는다.

도 10은 도 5의 회로가 2개의 이득단을 가지고 있는 것에 반해서, 3개의 이득단을 가지고 있다. 임피던스 변환기(170)를 포함하도록 구성된 바이패스 경로는 제2 구동단과 전력단을 바이패스한다. 제2 전력 모드에서, 제2 구동단과 전력단은 모두 오프 상태로서, 최소의 전류를 사용하게 되며, 제1 전력 모드에서, 제2 구동단과 전력단은 온 상태로, 이득을 제공한다.

도 10의 회로는 도 5의 회로에 비해서 더 많은 이득단을 가지고 있기 때문에 더 높은 이득을 갖는다. 더욱이 도 10은 더 많은 다단 회로이므로, 설계시 더 많은 자유도가 있는데, 이는 설계와 구현에 용이함을 주게 된다.

도 11은 제1 구동단(110)이 이득 제어 회로부(91)에 의해 제어되는 가변 이득 증폭기인 전력 증폭장치의 구성을 보여준다. 이 차이점을 제외하고는, 이 회로는 도 10의 회로와 유사하게 동작을 한다.

도 12는 전력 증폭장치의 또 다른 실시예를 보여주고 있다. 이 실시예는 이득을 증가시키기 위해서 3단의 증폭기를 이용한 도 10과 유사하다. 그러나 임피던스 변환기로 구성된 바이패스 경로가 도 10에서 제2 구동단과 전력단을 바이패스 했던 것과는 다르게, 전력단만을 바이패스 한다.

이 회로는 전력단만을 바이패스 하기 때문에, 도 10에 구현된 전력 증폭장치보다 큰 전력 소모를 갖는다.

도 13은 도 12에 도시된 전력 증폭장치를 보다 구체적으로 구현한 것이다. 도 13은 도 12에 사용된 도면 부호와 동일한 도면 부호를 사용하여 각 구성요소를 점선 영역안에 보다 구체적으로 구현하였다. 도 13에 나타난 증폭기 회로에서, 제2 구동단(105)의 구성은 전력단(120)의 구성과 유사하지만, 보다 다양하게 구성될 수 있으며 본 발명에 따른 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 구현하기 위해 다양하게 조합될 수 있다.

도 14는 도 12에 도시된 전력 증폭장치와 유사한 구성을 나타내고 있다. 그러나, 도 14에 도시된 제1 구동단(110)은 가변 이득 증폭기나 전치 왜곡 회로로 구성되며, 이득 제어 회로부(91)에 의해 제어된다.

도 15는 제1 임피던스 정합부(130)와 제2 임피던스 정합부(140)를 구현하기 위한 다양한 회로 구성을 나타낸 것이다. 상기 회로 구성은 본 발명의 여러 실시예에 그대로 적용될 수 있다. 또한, 도 15a 내지 도 15h에 나타난 제1 임피던스 정합부 및 제2 임피던스 정합부의 구성은 예시적인 것에 불과하며, 다양하게 변형될 수 있음은 자명하다.

도 16은 제3 임피던스 정합부(150)와 제4 임피던스 정합부(160)를 구현하기 위한 다양한 회로구성을 나타낸 것이다. 상기 회로 구성은 본 발명의 여러 실시예에 그대로 적용될 수 있다. 또한, 도 16a 내지 도 16i에 나타난 제3 임피던스 정합부 및 제4 임피던스 정합부의 구성은 예시적인 것에 불과하며, 다양하게 변형될 수 있음은 자명하다.

도 17은 임피던스 변환기(170)를 구현하기 위한 다양한 회로구성을 나타낸 것이다. 상기 회로구성은 본 발명의 여러 실시예에 그대로 적용될 수 있으며, 도 17a 내지 도 17j에 나타난 임피던스 변환기의 구성은 예시적인 것에 불과하며, 다양하게 변형될 수 있음은 자명하다.

도 18a 내지 18h는 제1 임피던스 정합부의 또 다른 일실시예들을 나타낸 것이다. 이는, 전력단의 구동 전원으로부터 구동단의 구동 전원을 동시에 사용할 수 있게 하기 위해서이다. 이를 위해, 상기 임피던스 변환기가 도 17a 내지 도 17j의 점선 영역에 의해 특정된 회로 중 어느 하나의 형태로 구성될 수 있고, 상기 제1 임피던스 정합부는 도 18a 내지 도 18h의 점선 영역에 의해 특정된 회로 중 어느 하나의 형태로 구성될 수 있다.

도 19는 두개의 구동단과 하나의 전력단으로 이루어지고, 전력단만을 우회하는 임피던스 변환 회로로 구성된 바이패스 경로에서, 전력단의 인가 전원으로부터 구동단의 인가 전원을 동시에 사용하도록 구현된, 3단 다중 전력 모드 전력 증폭 장치의 일실시예를 나타낸 것이다.

도 20a 내지 도 20d는 전압 제어 회로부(90)의 다양한 회로 구성을 나타낸 것이다. 상기 회로 구성은 본 발명의 여러 실시예에 그대로 적용될 수 있으며, 도 20a 내지 도 20d는 예시적인 것에 불과하며, 다양하게 변형될 수 있음은 자명하다.

도 21은 본 발명에 따른 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 상보형 금속 산화물 반도체 기술을 이용하여 구현한 것이다. 도 21의 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 도 5에서 도시하고 있는 다중 전력 모드 전력 증폭장치와 같이 2단으로 구현되어있다. 도 21은 본 발명의 일실시예에 불과하며, 다른 실시예들도 가능하다. 예를 들면, 도 21에 도시되어 있는 다중 전력 모드 전력 증폭장치 역시 도 15 내지 도 18 및 도 20에 도시된 여러 회로를 포함하도록 구성될 수 있으며, 상기 상보형 금속 산화물 반도체 기술을 이용하여 앞서 도시된 여러 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 구현할 수 있다.

도 22는 본 발명에 따른 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 상보형 금속 산화물 반도체 기술을 이용하여 구현한 것이다. 도 22는 3단으로 구현된 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 도시하고 있는데, 이는 본 발명의 일실시예에 불과하며, 여러 다양한 실시예가 가능하다. 즉, 도 22에 도시되어 있는 다중 전력 모드 전력 증폭장치에 대해서도 15 내지 도 18 및 도 20에 도시된 여러 회로가 사용될 수 있다.

도 23은 본 발명에 따른 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 금속-반도체 전계 효과 트랜지스터 기술을 이용하여 구현된 것이다. 상기 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 도 5에 도시된 다중 전력 모드 전력 증폭장치와 같이 2단으로 구현되어있다. 도 23에 도시되어 있는 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 본 발명의 한 가지 실시예에 불과하며, 여러 다양한 실시예가 가능하다. 즉, 도 23에 도시되어 있는 다중 전력 모드 전력 증폭장치에 대해서도 도 15 내지 도 18 및 도 20의 여러 회로가 사용될 수 있다. 또한, 상기 금속-반도체 전계 효과 트랜지스터 기술을 이용하여 앞서 도시된 여러 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 구현할 수 있다.

도 24 역시 본 발명에 따른 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 금속-반도체 전계 효과 트랜지스터 기술을 이용하여 구현한 것이다. 상기 다중 전력 모드 전력 증폭장치는 도 12에서 도시하고 있는 다중 전력 모드 전력 증폭장치처럼 3단으로 구현되어 있다. 도 24에 도시되어 있는 다중 전력 모드 전력 증폭장치 또한 본 발명의 일실시예에 불과하며, 여러 다양한 실시예가 가능하다. 즉, 도 24에 도시되어 있는 다중 전력 모드 전력 증폭장치에 대해서도 15 내지 도 18 및 도 20에 도시된 여러 회로가 사용될 수 있다.

도 25는 본 발명의 일실시예에 따른 바이패스 스위치를 사용하지 않는 전력 모드 전환 구조를 이용한 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭장치를, 임의의 N단의 구동단과 임의의 M단의 전력단으로 구성한 구조를 나타낸 것이다. 도 5 및 도 9 등에서는 N=1, M=1인 경우의 다중 전력 모드 전력 증폭장치를 도시하고 있으며, 도 10 내지 도 12 및 도 14 등에서는 N=2 및 M=1인 경우의 다중 전력 모드 전력 증폭 장치를 도시하고 있다.

본 발명을 설명하기 위해서 본 발명의 실시예들이 위와 같이 기술되었다. 그러나 본 발명은 도시된 도면과 기술된 설명의 내용에 한정하지 않으며, 본 발명의 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 다양한 형태의 개량과 변형도 가능함은 이 분야에 통상의 지식을 가진 자에게는 자명한 사실이다. 따라서 발명의 범위는 다음의 추가된 청구항에서 정의된다.

본 발명에 의한 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭 장치는 바이패스 스위칭 회로를 이용하지 않고서 다양한 레벨의 전력에 대해 증폭을 가능하게 함으로써, 종래 다중 전력 모드 전력 증폭 장치에서 바이패스 스위칭 회로를 이용함으로써 야기되었던 손실, 전력 증폭 회로의 크기의 증가 및 가격 경쟁력 저하 등의 문제를 해결할 수 있다. 또한, 배터리의 수명을 좌우하는 제2 전력 모드에서의 DC 전력 소모량을 줄임으로써, 전력 증폭 장치의 부가효율 특성을 개선하고 본 발명에 의한 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭 장치를 구비한 무선 통신 단말기의 통화 시간을 연장할 수 있다.

또한, 가변 이득 증폭기나 전치 왜곡기를 구동단으로 채용한 본 발명은 종래 다중 전력 모드 전력 증폭 장치가 갖는 제1 전력 모드에서의 손실을 최소화하게 되어 제1 전력 모드에서의 부가효율 특성을 개선시킬 수 있고, 제1 전력 모드에서의 열악한 선형성 문제를 해결할 수 있으며, 본 발명에 의한 고효율 다중 전력 모드 전력 증폭 장치를 구비한 무선 통신 단말기의 소형화 및 통화품질의 개선을 가능하게 한다.

Claims (36)

1. 입력 임피던스 정합부를 거쳐 입력된 입력 전력을 증폭시키는 구동단;

   출력 전력의 크기에 따라 나뉜 제1 전력 모드 및 제2 전력 모드에 따라, 상기 구동단의 이득을 가변시키는 이득 제어 회로부;

   상기 제1 전력 모드 및 상기 제2 전력 모드에 따라, 전력단으로 인가되는 전원 전압을 제어하는 전압 제어 회로부;

   상기 구동단에서 증폭된 전력이 최대 전송되도록 임피던스 정합기능을 수행하는 제1 임피던스 정합부;

   상기 제1 전력 모드인 경우, 상기 제1 임피던스 정합부로부터 전력을 전달받아 최대 전송되도록 임피던스 정합기능을 수행하는 제2 임피던스 정합부;

   상기 제1 전력 모드인 경우, 상기 제2 임피던스 정합부로부터 전력을 전달받아 재증폭하는 전력단;

   상기 전력단에서 재증폭된 전력이 최대 전송되도록 임피던스 정합기능을 수행하는 제3 임피던스 정합부;

   상기 제2 전력 모드인 경우, 상기 제1 임피던스 정합부로부터 전력을 전달받아 최대 전송되도록 임피던스 변환시키는 임피던스 변환기; 및

   상기 제1 전력 모드인 경우에는 상기 제3 임피던스 정합부로부터, 그리고 상기 제2 전력 모드인 경우에는 상기 임피던스 변환기로부터 전력을 전달받아 출력단으로 전달하는 제4 임피던스 정합부를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
2. 제1 항에 있어서,

   상기 구동단은 가변 이득 증폭기인 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
3. 삭제
4. 제1 항에 있어서,

   상기 전력단은 제1 전력 모드인 경우에는 온 상태에 있고, 제2 전력 모드인 경우에는 오프 상태에 있는 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
5. 제1 항에 있어서,

   상기 전압 제어 회로부는 제1 전력 모드의 경우 상기 전력단에 전원을 공급하며, 제2 전력 모드의 경우 상기 전력단에 공급되는 전원을 차단하는 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
6. 제2 항에 있어서,

   상기 구동단은 선형화기인 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
7. 제2 항에 있어서,

   상기 구동단은 전치 왜곡 회로인 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
8. 제1 항에 있어서,

   상기 이득 제어 회로부는 제2 전력 모드인 경우의 구동단이 제1 전력 모드인 경우보다 더 많은 이득을 증폭하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
9. 제1 항에 있어서,

   상기 이득 제어 회로부는 제1 전력 모드인 경우의 구동단이 제2 전력 모드인 경우보다 더 많은 이득을 증폭하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
10. 삭제
11. 제1 항에 있어서,

    상기 제1 임피던스 정합부에서 상기 제2 임피던스 정합부 및 전력단 측을 바라본 임피던스 ZINT-H와 상기 제1 임피던스 정합부에서 상기 임피던스 변환기를 바라본 임피던스 ZINT-L을 비교함으로써 상기 구동단에서 증폭된 전력의 전달 경로가 결정되는 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
12. 제1 항에 있어서,

    상기 제1 전력 모드인 경우, 상기 제1 임피던스 정합부에서 상기 임피던스 변환기를 바라본 임피던스 ZINT-L은 상기 제1 임피던스 정합부와 더불어 상기 구동단과 상기 전력단 사이의 인터스테이지 정합부를 형성하는 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
13. 출력 전력의 크기에 따라 제1 전력 모드 및 제2 전력 모드로 나뉘어 동작하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치에 있어서,

    입력 임피던스 정합부를 거쳐 입력된 입력 전력을 증폭시키는 제1 구동단;

    상기 제1 전력 모드인 경우, 상기 제1 구동단에 의해 증폭된 전력을 전달받아 재증폭하는 제2 구동단;

    상기 제1 전력 모드인 경우, 상기 제2 구동단에서 재증폭된 전력을 전달받아 다시 증폭하는 전력단;

    상기 제1 전력 모드 및 제2 전력 모드에 따라, 상기 제2 구동단 및 전력단에 인가되는 전원 전압을 제어하는 전압 제어 회로부;

    상기 제2 전력 모드인 경우, 상기 제1 구동단에서 증폭된 입력 전력을 출력단으로 전달하는 임피던스 변환기;

    상기 제1 구동단에서 증폭된 입력 전력이 손실을 최소화하며 최대 전달될 수 있도록 상기 제1 구동단에 연결되어 있는 제1 임피던스 정합부;

    상기 제1 임피던스 정합부에 연결되며, 상기 제1 전력 모드의 경우에 상기 제1 임피던스 정합부를 통해 전달받은 전력이 상기 제2 구동단으로 최대 전달될 수 있도록 임피던스 정합기능을 하는 제2 임피던스 정합부;

    상기 전력단에서 증폭된 전력을 전달받아 출력단 측으로 전달하는 제3 임피던스 정합부; 및

    상기 제1 전력 모드인 경우에는 상기 제3 임피던스 정합부로부터, 그리고 상기 제2 전력 모드인 경우에는 상기 임피던스 변환기로부터 전력을 전달받아 출력단으로 전달하는 제4 임피던스 정합부를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치
14. 삭제
15. 제13 항에 있어서,

    상기 제1 구동단은 가변 이득 증폭기인 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
16. 제13 항에 있어서,

    상기 제1 구동단은 전치 왜곡 회로인 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
17. 제13 항에 있어서,

    상기 제1 전력 모드 및 제2 전력 모드에 따른 입력 전력의 전달 경로는 상기 제1 임피던스 정합부에서 상기 제2 임피던스 정합부, 제 2구동단 및 전력단 측을 바라본 임피던스 ZINT-H와 상기 제1 임피던스에서 상기 임피던스 변환기를 바라본 임피던스 ZINT-L을 비교함으로써 결정되는 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
18. 제15 항에 있어서,

    상기 제1 구동단에 연결되어 상기 제1 구동단의 이득을 제어하는 이득 제어 회로부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
19. 제17 항에 있어서,

    상기 제1 전력 모드인 경우, 상기 제1 임피던스 정합부에서 상기 임피던스 변환기를 바라본 임피던스 ZINT-L은 상기 제1 임피던스 정합부와 더불어 상기 제1 구동단과 상기 제2 구동단의 인터스테이지 정합부를 형성하는 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
20. 출력 전력의 크기에 따라 제1 전력 모드 및 제2 전력 모드로 나뉘어 동작하는, 다중 전력 모드 전력 증폭장치에 있어서,

    입력 임피던스 정합부를 거친 입력 전력을 증폭하는 제1 구동단;

    상기 제1 전력 모드 및 제2 전력 모드에 따라, 상기 제1 구동단의 이득을 가변시키는 이득 제어 회로부;

    상기 제1 구동단에서 증폭된 전력을 전달받아 재증폭하는 제2 구동단;

    상기 제1 전력 모드인 경우, 상기 제2 구동단에 의해 재증폭된 전력을 전달받아 다시 증폭하는 전력단;

    상기 제2 전력 모드인 경우, 상기 제2 구동단에서 증폭된 입력 전력을 출력단으로 전달하는 임피던스 변환기;

    상기 제2 구동단에 연결되어, 상기 제2 구동단에 의해 재증폭된 전력이 전달되는 경로를 선택하는 역할을 수행하는 제1 임피던스 정합부;

    상기 제1 임피던스 정합부 및 상기 전력단 사이에 연결되어 제1 전력 모드인 경우에 상기 제2 구동단에 의해 재증폭된 전력을 상기 제1 임피던스 정합부를 통해 전달받아 상기 전력단으로 전달하는 제2 임피던스 정합부;

    상기 전력단에서 증폭된 전력을 전달받아 출력단 측으로 전달하는 제3 임피던스 정합부; 및

    상기 제1 전력 모드인 경우에는 상기 제3 임피던스 정합부로부터, 그리고 상기 제2 전력 모드인 경우에는 상기 임피던스 변환기로부터 전력을 전달받아 출력단으로 전달하는 제4 임피던스 정합부를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
21. 삭제
22. 제20 항에 있어서,

    상기 제1 구동단 및 상기 제2 구동단은 가변 이득 증폭기인 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
23. 제20 항에 있어서,

    상기 제1 구동단 및 제2 구동단은 전치 왜곡 회로인 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
24. 제20 항에 있어서,

    상기 제1 전력 모드 및 제2 전력 모드에 따른 입력 전력의 전달 경로는 상기 제1 임피던스 정합부에서 상기 제2 임피던스 정합부 및 전력단 측을 바라본 임피던스 ZINT-H와 상기 제1 임피던스에서 상기 임피던스 변환기를 바라본 임피던스 ZINT-L을 비교함으로써 결정되는 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
25. 삭제
26. 제24 항에 있어서,

    상기 제1 전력 모드인 경우, 상기 제1 임피던스 정합부에서 상기 임피던스 변환기를 바라본 임피던스 ZINT-L은 상기 제1 임피던스 정합부와 더불어 상기 제2 구동단과 상기 전력단 사이의 인터스테이지 정합부를 형성하는 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
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32. 제1 항, 제2항, 제4항 내지 제9항, 제11항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 구동단 및 전력단은 헤테로 접합 양극 트랜지스터(HBT), 금속 산화막 반도체(MOS) 트랜지스터, 전계 효과 트랜지스터(FET), 접합형 전계 효과 트랜지스터(JFET), 이중 상보성 금속 산화막 반도체(BiCMOS), 양극 접합 트랜지스터(BJT), 상보형 금속 산화막 반도체(Complementary Metal Oxide Semiconductor), 금속-반도체 전계 효과 트랜지스터(MESFET), 트라이오드(triode)와 같은 스위칭 소자들을 이용하여 구현되는 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 증폭장치.
33. 제13항, 제15항 내지 제20항, 제22항 내지 제24항, 제26항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 제1 구동단, 제2 구동단 및 전력단은 헤테로 접합 양극 트랜지스터(HBT), 금속 산화막 반도체(MOS) 트랜지스터, 전계 효과 트랜지스터(FET), 접합형 전계 효과 트랜지스터(JFET), 이중 상보성 금속 산화막 반도체(BiCMOS), 양극 접합 트랜지스터(BJT), 상보형 금속 산화막 반도체(Complementary Metal Oxide Semiconductor), 금속-반도체 전계 효과 트랜지스터(MESFET), 트라이오드(triode)와 같은 스위칭 소자들을 이용하여 구현되는 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 증폭장치.
34. 제1 항, 제2항, 제4항 내지 제9항, 제11항 내지 제13항, 제15항 내지 제20항, 제22항 내지 제24항, 제26 항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 제1 전력 모드는 상기 제2 전력 모드에 비하여 상기 다중 전력 모드 증폭 장치의 출력 전력이 높은 것을 특징으로 하는 다중 전력 모드 전력 증폭장치.
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