WO1998021815A1 - Dispositif d'alimentation en energie et materiel electronique portatif - Google Patents

Dispositif d'alimentation en energie et materiel electronique portatif Download PDF

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WO1998021815A1
WO1998021815A1 PCT/JP1997/004109 JP9704109W WO9821815A1 WO 1998021815 A1 WO1998021815 A1 WO 1998021815A1 JP 9704109 W JP9704109 W JP 9704109W WO 9821815 A1 WO9821815 A1 WO 9821815A1
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power supply
diode
supply device
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Teruhiko Fujisawa
Hiroshi Yabe
Osamu Shinkawa
Tadao Kadowaki
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Seiko Epson Corporation
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device including a power generation device such as a type that can be stored in a portable electronic device such as an arm-mounted type and that can convert kinetic energy of a body into an alternating current using the motion of a rotating weight. is there.
  • a power generation device such as a type that can be stored in a portable electronic device such as an arm-mounted type and that can convert kinetic energy of a body into an alternating current using the motion of a rotating weight.
  • FIG. 11 shows a schematic configuration of a wristwatch device 10 including a power generator 1 as an example.
  • a rotating weight 13 that makes a turning motion in a case of the wristwatch device
  • a train wheel mechanism 1 that transmits the rotating motion of the rotating weight 13 to an electromagnetic generator 1 1 and the electromagnetic generator 1 2 are equipped with a low end 14 and a high end 15, and when the two-pole magnetized disk-shaped end 1 4 rotates, it is used for the output of the low end 15.
  • the power supply device 20 of the portable electronic device includes a rectifier circuit 24 that can rectify the alternating current output from the power generation device 1 and supply the rectified power to the large-capacity capacitor 5 and the processing device 9.
  • a large-capacity capacitor 5 as a charging device and a processing device 9 are connected. Therefore, the processing device 9 connected to the power supply device 20 can operate the timekeeping function 7 and the like provided by the power of the power generation device 1 or the power discharged by the large-capacity capacitor 5. it can.
  • this portable electronic device can continuously operate the processing device 9 without a battery, can use the processing device anytime and anywhere, and also has a problem associated with disposal of the battery. It is an electronic device that can be excluded.
  • the power supplied from the built-in power generator 1 is AC power, so that the power is rectified by the rectifier circuit 24 of the power supply device 20 and then charged into the large-capacity capacitor 5. Also, it becomes the operating power of the processing device 9 provided with an IC or the like.
  • half-wave rectified power using two diodes 25 and 26 is temporarily charged in an auxiliary capacitor 27 to perform a rectification circuit 2 capable of boost rectification. 4 is used.
  • Silicon diodes are used for these diodes 25 and 26, and a forward voltage of about 0.5 to 0.6 V with respect to the forward current If as shown in Fig. 12. There is V f. Therefore, the power W 1 obtained by rectifying the power W 0 supplied from the power generator 1 by the rectification circuit 24 has a loss of the forward voltage V f of the diode constituting the rectification circuit 24. It looks like this:
  • 77c is the rectification efficiency during charging
  • V1 is the output voltage from the rectifier circuit.
  • V1 is the output voltage from the rectifier circuit.
  • the circuit shown in FIG. 11 it corresponds to the charging voltage of the large-capacity capacitor 5.
  • the operating voltage of the processing device 9 of portable electronic devices such as wristwatch devices, ICs and the like have been driven to lower voltages in order to reduce power consumption, and for example, the starting voltage is about 0.9 to 1.0 V. Is possible. Therefore, the voltage of the large-capacitance capacitor 5 is selected to be about 1.5 to 2 V.
  • the forward voltage Vf of about 0.5 to 0.6 V
  • the rectification efficiency 77 C becomes It will be about 0.6. Therefore, it is desirable that the forward voltage Vf be low in order to improve the rectification efficiency 7? C.
  • a power generation device that can be built into portable electronic equipment
  • a device that converts AC power into AC power a device that obtains AC power by vibrating a piezoelectric element by the movement of the body, and a device that obtains DC power using a thermoelectric element or a solar cell.
  • AC power can be obtained
  • the kinetic energy obtained for power generation from the movement of the body and the like is small, and the electromotive voltage is small because the power generator itself is very small because it is built into portable electronic equipment.
  • the input voltage of the rectifier circuit is low, fluctuates at a voltage close to the forward voltage Vf, and reaches only several times the forward voltage Vf at the maximum. Therefore, the power supply efficiency is greatly improved by lowering the forward voltage Vf.
  • the generated power can be effectively used even in a state where the illuminance is low and the electromotive voltage is small.
  • the forward voltage V f used in the supply circuit must be reduced. Is an important issue.
  • the rectification efficiency 77c of the power supply device for portable electronic devices is greatly increased by employing a unidirectional unit that can lower the forward voltage Vf instead of the diode.
  • the purpose is to provide a power supply device with high power supply efficiency. By installing such a high-efficiency power generation device together with a processing device, the purpose is to provide a portable electronic device that can be used anytime and anywhere without replacing batteries. Disclosure of the invention
  • the power supply from the power generation device to the charging device or the processing device is connected in parallel with the diode and the diode.
  • a unidirectional unit including a bypass switch and a control unit that turns on the bypass switch when a forward voltage is generated in the diode is employed.
  • the bypass switch When a current flows in the forward direction of the diode and a forward voltage is generated, the bypass switch is turned on, so that loss due to the forward voltage can be prevented.
  • the bypass switch When the current flows in the reverse direction of the diode, a voltage having a polarity opposite to that of the forward voltage is generated, so that the bypass switch is not turned on and the diode can prevent the reverse current.
  • a field-effect transistor functions as a bypass switch, and a parasitic diode of the bypass switch serves as a diode. Function.
  • the power generation device when using a power generation device that captures the energy around the user, such as a solar cell or a power generation system with a rotating weight used in a wristwatch device, the power generation device operates continuously. There is little to do. For this reason, it is desirable to be able to control with the voltage supplied from the charged large capacity capacity or with a voltage higher than the output voltage of the power generator boosted by the booster circuit. By enabling control at a voltage higher than the output voltage of the power generator, the switching operation can be performed quickly and reliably even when the output voltage at the beginning or end of the power generation is low, thus further improving the rectification efficiency. Can be enhanced.
  • a comparator is provided in the control unit as a comparison means for comparing the voltages at both ends of the diode, and while the bypass switch is on, the voltage drop due to the bypass switch is detected to detect the direction of the current. It is also possible. Also, It is also possible to connect a small resistor in series with the bypass switch in order to generate a voltage drop that can be detected by the comparator.
  • the generator can be installed without increasing the interface with the generator. It is possible to control the one-way unit based on the power generation state. Therefore, since a coil for detecting the electromotive voltage is not required in the power generator itself, the loss due to forward voltage is eliminated without complicating the configuration of the power generator and without increasing the interface with the power generator. It is possible to control.
  • an enhancement-type field effect transistor should be used as the bypass switch. Is desirable.
  • the bypass switch is turned off, so that a diode can be used to prevent the backflow as a unidirectional unit. Can be.
  • the supply unit of the power supply device uses such a unidirectional unit to rectify the AC power, and a diode is used.
  • the loss due to the forward voltage of the gate can be reduced.
  • the electromotive voltage of a power generator that can be built into a portable electronic device is low and close to the forward voltage of a diode, so that rectification efficiency can be greatly improved and power supply with high power supply efficiency Equipment can be provided.
  • the first and second field-effect transistors can be connected in parallel between the first and second input terminals and the second output terminal.
  • the first and second one-way units the first Uses conductive field-effect transistors.
  • the first and second field-effect transistors employ the second conductivity type, and the voltage of the second input terminal is applied to the gate input of the first field-effect transistor, and The voltage of the first input terminal is applied to the gate input of the field-effect transistor of item 2.
  • the first and second field effect transistors are turned on and off together with the unidirectional unit by the voltage change of the first and second input terminals, so that the loss due to the forward voltage is eliminated, and the power supply efficiency is reduced. Can be greatly improved.
  • the timing of turning on the field-effect transistor is improved.
  • the first and second unidirectional control units serve as control units for the first and second unidirectional units so that the forward voltage can be collectively determined for each unidirectional unit.
  • a three-input comparator that compares the voltage with the voltage of the first output terminal, which can reduce the total number of comparators.
  • the loss due to the forward voltage of the diode can be reduced by employing the above-described unidirectional unit to prevent backflow. That is, by employing the above-described unidirectional unit, it is possible to prevent the loss due to the forward voltage of the diode during power generation. Also, when power is not being generated or when the electromotive force is lower than that of the charging device, backflow to the power generating device can be prevented.
  • the power supply device of the present invention can be built in a portable electronic device such as an arm-worn electronic device, and generates AC power using an electromagnetic generator or a piezoelectric element. It has a device and a power generation device that outputs DC power such as a solar cell and a thermoelectric element, and can supply power from these power generation devices to a charging device and a processing device with little loss.
  • These generators are —It is a portable device that can generate electricity by capturing the movement and vibration of the body and convert natural energy such as sunlight and temperature differences into electrical energy. And the electromotive force or current density is small.
  • the power supply device of the present invention can prevent rectification or backflow by preventing the loss due to the forward voltage of the diode which is almost equal to the electromotive force of the power generation device, and can supply power to the charging device and the processing device. It is very useful as a power supply device for portable electronic devices. Therefore, by using the power supply device of the present invention, a full-scale portable electronic device such as an arm-mounted type equipped with a processing device having a timing function and the like can process the timing function and the like anytime and anywhere. It can provide electronic devices that can perform their functions. BRIEF DESCRIPTION OF THE FIGURES
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a power supply device and an electronic device according to the present invention, which employ a one-way unit.
  • FIG. 2 is a timing chart for explaining the operation of the rectifier circuit shown in FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram schematically illustrating a power supply device and an electronic device according to the present invention, which is provided with a unidirectional unit, and is different from the above.
  • FIG. 4 is a timing chart showing a control signal for operating the switch of the one-way unit shown in FIG.
  • FIG. 5 is a block diagram schematically illustrating a power supply device and an electronic device that perform full-wave rectification using a one-way unit.
  • Fig. 6 is a timing chart showing the operation of the power supply device shown in Fig. 5.
  • Fig. 7 shows different examples of a power supply device and an electronic device that perform full-wave rectification using a unidirectional unit. It is a block diagram.
  • FIG. 7 is a block diagram showing another example of a slave device.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating still another example of a power supply device and an electronic device that perform full-wave rectification using a unidirectional unit.
  • FIG. 10 is an evening chart showing the operation of the power supply device shown in FIG.
  • FIG. 11 is a block diagram showing an example of a conventional electronic device.
  • FIG. 12 is a graph showing the characteristics of the forward voltage of the diode. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 shows an outline of an electronic device provided with a power generation device according to the present invention.
  • the power supply device 20 of the electronic device 10 of this example can be housed in a wristwatch device or the like described with reference to FIG. 11 and can generate AC power.
  • a rectifier circuit 24 is provided that rectifies the input power and supplies the rectified power to a processing device 9 such as a timekeeping device.
  • the first output terminal 22 and the second output terminal 23 of the power supply device 20 of this example are connected to a large-capacity capacitor 5 and a processing device 9 as charging devices, respectively.
  • those equipped with the functions of a radio, a pager or a personal computer may be used.
  • the rectifier circuit 24 of the power supply device 20 of this example includes an auxiliary capacitor 27 and two one-way units 30 and 31 so that step-up rectification can be performed.
  • the high voltage side Vdd is grounded and becomes the reference voltage.
  • the low voltage side V ss is referred to as the output voltage, and all the voltage values are shown as absolute values for simplicity.
  • the one-way units 30 and 31 used in the rectifier circuit 24 of this example are a p-channel MOSFET 32 and an n-channel MOSFET, respectively. T33 is provided, and the parasitic diodes 34 and 35 of these M0 SFETs 32 and 33 are used as diodes for flowing current in one direction. Also, control circuits 36 and 37 for detecting the source (S) and drain (D) voltages of the MOSFETs 32 and 33 and supplying control signals to the gate (G) are connected to the respective circuits. One-way units 30 and 31 are provided.
  • the unidirectional unit 30 is configured so that an auxiliary capacitor 27 can be connected in parallel to the power generator 1, and the diode 34 provides half-wave rectification of the AC power to the auxiliary capacitor 27. Used to charge.
  • the source side 32 S of the ⁇ -channel type MOS FET 32 is connected to the grounded V dd side, and the drain side 32 D is connected to the auxiliary capacitor 27 side.
  • a parasitic diode 34 that is forward from the drain 32 D toward the source 32 S can be used for half-wave rectification, and the generated voltage V 0 on the V ss side of the power generator 1 can be used.
  • the auxiliary capacitor 27 can be charged when is higher than the ground voltage Vdd (in the brass direction).
  • the control circuit 36 that controls the MOSFET 32 that constitutes the unidirectional unit 30 has a comparator that compares the voltage V 3 of the source 32 S with the voltage V 2 of the drain 32 D. It is provided with an inverter 41 and an inverter 45 for inverting the output of the comparator 41 and applying it to the gate 32 G of the MOSFET 32.
  • the source-side voltage V 3 is input to the inverting input 42 of the comparator 41, and the drain-side voltage V 2 is input to the non-inverting input 43.
  • the voltage V 3 on the source side rises to near the voltage V 2 on the drain side, and the loss due to the forward voltage V f is reduced. be able to.
  • the source-side voltage V3 is kept lower than the drain-side voltage V2.
  • the comparator 41 of this example has such accuracy that it can detect such a potential difference, and while the current flows from the drain 32D to the source 32S through the M0 SFET 32, The ON state of the MOS FET 32 can be maintained.
  • the comparator 41 has a detection voltage hysteresis, and a forward current flows through the diode 34 to generate a forward voltage Vf, and the non-inverting input 4 3 and the inverting input 42 have a certain level or more.
  • a high-level signal is output to the output 41 of the comparator 41 when the potential difference of the comparator 41 is generated, and when a predetermined potential difference or a negative potential difference is smaller than the predetermined level of the potential difference, the output of the comparator 41 is output. It is also possible to configure the comparator 41 so that the output 44 switches to a low-level signal.
  • the switch having a smaller channel voltage drop than the MOS SFET 32, and further, a switch having a lower voltage drop can be provided. It is possible to configure the switch with no ideal switch, and it is possible to further improve the rectifying effect.
  • the one-way unit 30 is turned off, the discharge from the auxiliary capacitor 27 is prevented, and after the time t13, the voltage across the MOSFET 32 becomes the voltage of the generator.
  • the sum of the generated voltage V 0 ′ and the voltage V c (difference in polarity is opposite) is obtained.
  • the auxiliary capacitor 27 is connected in series by the unidirectional unit 31 Will be connected to
  • the other one-way unit 31 used in the rectifier circuit 24 of the present example is configured so that an auxiliary capacitor 27 can be connected in series to the power generator 1, and the diode 35 provides an AC power supply.
  • the power is half-wave rectified, and the charged voltage is further applied to the auxiliary capacitor 27 so that the power can be supplied to the output terminals 22 and 23. Therefore, the AC power generated by the power generation device 1 by the power supply device 20 of this example is doubled by the DC power
  • the power is supplied to the large-capacity capacitor 5 connected to the output terminal 22 and the processing circuit 9 connected to the output terminal 23 as power.
  • an n-channel MOSFET 31 is used as the second unidirectional unit 31, and the source 3 3 S of the MOSFET 3 3 is connected to the output terminal 2 3.
  • the drain side 33 D is connected to the auxiliary capacitor 27 side. Therefore, a parasitic diode 35 forwardly directed from the source 33S to the drain 33D can be used for half-wave rectification, and the generated voltage V0 becomes lower than the ground voltage Vdd. In this case, in addition to the power charged in the auxiliary capacitor 27, the power generated by the power generator 1 can be supplied to the output terminals 22 and 23.
  • the control circuit 37 that controls the MOSFET 33 includes a comparator 41 that compares the voltage VI of the source 33S with the voltage V2 of the drain 33D.
  • the output 44 of the power supply 41 is applied to the gate 33 G of the MOSFET 33.
  • the drain voltage V 2 is input to the inverting input 42 of the comparator 41, and the source voltage V 1 is input to the non-inverting input 43.
  • a forward voltage V f is generated in the diode 35.
  • the source-side voltage V 1 becomes higher than the drain-side voltage V 2, and a high-level signal is output from the output 44 of the comparator 41.
  • this one-way unit 31 there is a voltage drop due to the channel formed in the MOSFET 33, so that the voltage V1 on the source side is kept higher than the voltage V2 on the drain side, and this potential difference This is a comparison evening 4 1
  • the MOS FET 33 is turned on while current is flowing from the source 33 S to the drain 33 D.
  • the comparator 41 has a detection voltage hysteresis, a forward current flows through the diode 35, and a forward voltage V f is generated, so that the non-inverting input 4 3
  • a potential difference of a certain level or more occurs between the potential difference and the inversion potential 42
  • a high-level signal is output to the output 41 of the comparator 41, and a predetermined potential difference or a negative potential difference smaller than this fixed level potential difference
  • the M0 SFET 33 By providing a difference (hysteresis) to the detection voltage for turning on / off the M0 SFET 33, the M0 SFET 33 also has a small channel voltage drop switch, and furthermore, a voltage drop. It is possible to configure with an ideal switch without any lower part, and it is possible to further improve the rectification effect.
  • the movement of the one-way unit 33 is organized.
  • the phase of the voltage V 0 ′ generated by the generator changes, and becomes lower than the ground potential V dd .
  • V 1-V 2 the voltage across the MOSFET 33 becomes When it becomes a brass, that is, when the sum of the voltage V c of the auxiliary capacitor 27 and the generated voltage V 0 ′ exceeds the charging voltage Vsc of the large-capacity capacitor (in absolute value because it is one side), a current flows into the diode 35. Flows. Therefore, a forward voltage is generated between both ends of the MOS FET 33 and detected by the comparator 41 at time t16.
  • the MOS FET 33 is turned on, and the voltage drop across the MOS FET 33 does not reach the forward voltage Vf, but falls to about the voltage drop due to the channel.
  • the large-capacity capacitor 5 is charged in a situation where the voltage drop due to the one-way unit 33 is extremely small.
  • the auxiliary capacitor 27 becomes the other one-way unit described above. 30 connects the power generating device 1 in parallel with the power generating device 1 and charges the auxiliary capacitor 27. During this time, when the drain-side voltage V2 is lower than the source-side voltage V1 (when the voltage V2 is higher than V1), the unidirectional unit 31 outputs a current. Not flowing. Therefore, even if there is an input from the power generator 1, if the generated voltage V0 is smaller than the charging voltage Vsc of the large-capacity capacitor 5, no current flows, and the electric charge charged in the large-capacity capacitor 5 is discharged.
  • the MOSFETs 32 and 33 in this example are of the enhancement type, and when no voltage is applied to the gates 32 G and 33 G, the MOS FETs 32 and 33 are switched off. 33 is turned off, so that the functions of diodes 34 and 35 are utilized. Even if the large-capacity capacitor 5 has no voltage and the control circuits 36 and 37 do not operate, the diodes 34 and 35 form the rectifier circuit 24, which rectifies the power of the power generator 1. To the large-capacity capacitor 5 and the processing device 9.
  • the unidirectional units 30 and 31 of the present example can block the reverse current and reduce the forward voltage loss for the forward current by turning on the MOSFETs 32 and 33. The loss can be reduced to the extent of resistance loss.
  • the auxiliary capacitor 27 can be charged by the one-way unit 30 to near the generated voltage V 0, and the rectified power can be charged by the one-way unit 31.
  • a voltage almost twice the generated voltage V 0 can be supplied to the output terminals 22 and 23. Therefore, the rectification efficiency r? C shown in the equation (2) can be greatly improved.
  • M 0 SFETs 32 and 33 are turned off, and diodes 34 and 35 prevent reverse flow. be able to. Therefore, the leakage loss can be reduced.
  • this leakage loss can be reduced to the level of reverse leakage current of a MOSFET, that is, almost negligible level of 1 nA or less. This is very effective in a low-power system with a current consumption of several 100 nA.
  • the generated power is supplied to the output terminals 22 and 23 so that little loss occurs. can do.
  • a power supply device with high power supply efficiency and low loss can be provided, and the electric energy obtained from the movement of the rotating spindle is efficiently supplied to the processing circuit 9 such as a time-measuring device, and its function is performed. It can be up and running.
  • a large-capacity capacitor 5 connected to the output terminal 2 2 is supplied to charge the large-capacity capacitor 5, and even when the power generation device 1 cannot generate power, the processing device is powered by the power of the large-capacity capacitor 5. 9 can be operated continuously.
  • a small-sized electronic device suitable for carrying can be provided.
  • FIG. 3 shows an outline of an electronic device 10 that can operate a processing device 9 such as a clock device by using a solar cell 2 as a DC power supply as a different example of the present invention.
  • the electronic device 10 includes a power supply device 20 that supplies DC power from the solar cell 2 to a large-capacity capacitor 5 as a charging device and a processing device 9.
  • the power supply device 20 includes a first output terminal 22 connected to the large-capacitance capacitor 5, and A second output terminal 23 connected to the processing device 9.
  • the second output terminal 23 is connected in series to the first output terminal 22, that is, the large-capacity capacitor 5, with a start-up resistor 28 connected in series, and in parallel with the resistor 28, a bypass switch 5 is connected. 1 is connected.
  • the large-capacitance capacitor 5 is connected to the processing device 9 by the start-up resistor 28 to prevent power from being consumed mainly. Sufficient voltage is generated at the output terminals 23. When a certain voltage is generated in the large-capacity capacitor 5, the start-up resistor 28 is bypassed by the bypass switch 51, so that the large-capacity capacitor 5 can be charged efficiently.
  • An auxiliary capacitor 8 is connected in parallel to the processing device 9 of this example for stabilizing the operating voltage.
  • a short-circuit switch 52 is connected to the power supply device 20 in parallel with the solar cell 2, and the generated voltage V 0 of the solar cell 2 becomes too high and the processing device 9 ⁇ a large-capacity capacitor 5 When it reaches a level that adversely affects the output, the input from solar cell 2 is short-circuited to prevent output voltage VI from becoming too high.
  • the power supply device 20 includes a control circuit 37.
  • the control circuit 37 controls the generated voltage V0 and the output voltage V0 on the output terminal 23 side of the large-capacity capacitor 5. 1 is monitored to enable operation of the short-circuit switch 52 and the bypass switch 51.
  • the power supply device 20 when the output of the solar cell 2 that converts discontinuous light energy into electric power decreases, the electric power discharged from the large-capacity capacitor 5 is supplied from the output terminal 22 to the output terminal 23.
  • the processing device 9 is driven. At this time, when a current flows from the large-capacity capacitor 5 to the solar cell 2, power is wasted and the solar cell 2 may be damaged. For this reason, the power supply device 20 is provided with a unidirectional unit 31 for preventing backflow from the large-capacity capacitor 5 to the solar cell 2.
  • the electromotive voltage V 0 of the solar cell 2 is a large-capacity capacitor.
  • a diode 35 connected so that a current flows when the absolute value is larger than the voltage V 1 of the output terminal 22 connected to the diode 5, and a switch connected in parallel with the diode 35.
  • a switch 38 is provided, and the switch 38 is operated by a control signal ⁇ 1 from a control circuit 37.
  • FIG. 4 shows an example of the control signal ⁇ 1.
  • the generated voltage V 0 and the output voltage V 1 of the output terminal 22 are introduced into the control circuit 37, and these voltages V 0 and V 1 correspond to the voltage across the diode 35.
  • the control signal ⁇ 1 is held at a low level, and the switch 38 is turned off.
  • a field-effect transistor switch such as an enhancement-type MOSFET can be used.
  • the control circuit 37 detects this potential difference, sets the control signal ⁇ 1 to high level at time t3, and turns on the switch 38. As a result, the power from the solar cell 2 flows bypassing the diode 35 and supplied to the large-capacity capacitor 5 and the processing circuit 9 without loss of the forward voltage Vf.
  • the bypass switch 38 When the bypass switch 38 is turned on, the effect of the forward voltage Vf is eliminated by the diode 35, so that the difference between the voltages V1 and V0 is almost eliminated.
  • the bypass switch 38 since there is a voltage drop due to the switch 38, the bypass switch 38 may be controlled by detecting this voltage drop as in the above example. In this example, the bypass switch 38 is turned off at a time t4 when a predetermined time has elapsed since the bypass switch 38 was turned on. When the forward voltage V f by the diode 35 is detected when the bypass switch 38 is turned off, the time t 5 is restored. Turn on the bypass switch 38.
  • the direction of the current flowing through the diode 35 is obtained by periodically turning off the bypass switch 38 and sampling the forward voltage Vf. Can be detected. Therefore, the forward voltage Vf of the diode 35 is periodically generated between the solar cell 2 and the large-capacity capacitor 5, so that the charging efficiency is impaired.
  • the switch 38 is on, the effect of the forward voltage Vf can be eliminated. For this reason, the power supply efficiency of the voltage supply device 20 can be greatly increased as compared with the case where the loss of the forward voltage Vf always occurs in the conventional voltage supply device.
  • the loss due to the forward voltage Vf of the diode is reduced by using the unidirectional unit 31 of the present invention for backflow prevention. Power can be transferred efficiently. Further, since the large-capacity capacitor 5 can eliminate the loss due to the forward voltage Vf when supplying the power to the processing device 9, it is possible to employ an element having a large forward voltage Vf. A silicon diode that has a small reverse leakage current and can reduce leakage loss can be used as the backflow prevention element 35.
  • the operation and effects of the resistor 28, the switch 51, the capacitor 8, and the switch 52 have been mainly described, but these configurations are applied to the above-described first embodiment, It is of course possible to obtain equivalent actions and effects.
  • the bypass switch 3 of the one-way unit 31 is used.
  • the direction of the current flowing through the diode is detected by periodically turning off the diode 8, the same can be achieved with the MOSFETs 32 and 33 of the first embodiment.
  • a rectifier circuit can be configured, and power can be supplied more efficiently.
  • the operation of the comparator 41 can be sampled (discrete) by detecting the current direction or the voltage direction in a sampling manner, the power consumption of the control circuit can be reduced. In addition, power supply efficiency can be further improved.
  • the power supply device can detect the forward voltage generated in the diode, turn on the switch that bypasses the diode, and prevent the loss of the forward voltage. . Therefore, the loss in the rectifier circuit for rectifying AC power and the loss in the backflow prevention element can be significantly reduced, and power can be transferred from the input terminal to the output terminal without loss due to forward voltage.
  • the unidirectional unit when a voltage is applied in the reverse direction, the switch is turned off, and a reverse current can be prevented by a diode. Backflow to the power supply can be prevented, and the power once stored in the large-capacity capacitor or the auxiliary capacitor of the processing device can be prevented from being wasted.
  • the power generation device of the present invention efficiently supplies power from a solar cell / thermoelectric element having a small energy density or a generator using a rotating weight that generates power by capturing the movement of a user to a processing device and a charging device. It can supply well and can provide a power generator suitable for carrying.
  • the unidirectional unit according to the present invention is a very simple and miniaturized unit such as a combination of a diode and a switch, or a field-effect transistor switch such as a MOSFET and its parasitic diode. In this respect, it is also suitable for portable power generators.
  • a power supply device or a power generation device of the present invention together with a processing device having a timekeeping function, it is possible to provide a portable and self-powered electronic device, and a large-capacity electronic device can be provided.
  • a charging device such as a capacitor together, it is possible to provide an electronic device capable of continuously operating a processing device for a long time under various environments.
  • the electronic device of the present invention can be realized as a wristwatch or other portable type or a vehicle-mounted type, and is limited to the electronic device having the clock function described in the above example. Instead, incorporate various processing devices that operate with power consumption, such as pagers, telephones, radios, hearing aids, pedometers, calculators, electronic notebooks, and other information terminals, IC cards, radio receivers, etc. Of course you can.
  • the present invention is not limited to the circuit example of each electronic device 10 described above.
  • the one-way unit for backflow prevention shown in FIG. 3 as the one-way unit of the rectifier circuit of the AC power supply shown in FIG. 1, and vice versa. is there.
  • the rectifier circuit is a circuit that performs full-wave rectification by combining a one-way unit with a prism type, and a circuit that performs half-wave rectification by using a one-way unit. Of course, it may be.
  • step-up rectification it is of course possible to use not only the above-mentioned double step-up but also a step-up circuit of three times or more.
  • a bipolar transistor switch can be used as a switch for bypassing the diode in addition to a unipolar transistor such as a field effect transistor.
  • various variations are possible, such as mounting on the same semiconductor substrate.
  • FIG. 5 shows an example of a power supply device 20 that can supply the processing device 9 and the charging device 5 with full-wave rectification of the AC power from the power generation device 1 using the one-way unit 30.
  • the power supply device 20 is provided with a comparator 41.
  • a full-wave rectifier is formed by forming a bridge with 5 FET 60a and 60b. Therefore, in the rectifier circuit 24 of the present example, the number of one-way units 30 may be two, and two comparators 41 may be provided. Therefore, the circuit is simplified and the rectifier circuit 24 is provided.
  • a semiconductor device (ASIC) equipped with a semiconductor device can be miniaturized, and a power supply device 20 that can be easily mounted on portable electronic equipment at a low cost can be realized.
  • the input terminals AG 1 and AG 2 connected to the power generator 1 and one output terminal connected to the charger 5 and the processor 9 are formed.
  • 0 1 and two unidirectional units 30 a and 30 b are connected in parallel, and a rectifying MOSFET is connected between the input terminals AG 1 and AG 2 and the other output terminal 0 2.
  • 60a and 60b are connected in parallel.
  • the unidirectional units 30a and 30b each include a p-channel type MOS FET 32 and a control comparator 41, and their detailed configuration is described in the unidirectional unit described above. The description is omitted below.
  • the MOS FET 60 a and 60 b connected in parallel with the output terminal 02 are of the n-channel type, and are connected to the drain side.
  • the gate terminal 60 G of the MOSFET 60 a is connected to the input terminal AG 2
  • the gate terminal 60 G of the MOSFET 60 Ob is connected to the input terminal AG 1.
  • the gate side 60 G of the MOS FETs 6 O a and 6 O b drives and drives the inverter 61.
  • a drive element consisting of an M 0 SFET 62 and a pull-up resistor 63.
  • These drive elements are driven by the voltage of the generator side AG1 and AG2, and the rectifying MOSFETs 60a and 60b can be controlled, so that the MOSFETs 60a and 60b are not affected.
  • On-off timing adjustment is possible. That is, by arbitrarily changing the threshold value of the MOS FET 62 serving as a driving element, it is possible to arbitrarily select the timing at which the rectifying M SFETs 60 a and 60 b move.
  • the generator side voltage may be directly supplied to the gate side 60 G of the M 0 SFETs 60 a and 60 b for rectification, but if the threshold is changed to adjust the timing, the drive Performance is degraded due to reduced capacity or increased leakage current.
  • the provision of a driving element allows timing adjustment without affecting the performance of MOSFET 60a and 6Ob.
  • the unidirectional units 30a and 30b, and the MOSFETs 60a and 60b are also provided. Loss due to the forward voltage of the diode when conducting can be prevented. Since the electromotive voltage of the power generation device 1 that can be stored in a portable electronic device is equal to or lower than the forward voltage of the silicon diode to several times, the forward voltage of the silicon diode is similar to that of the above-described embodiment. By eliminating the loss due to voltage, it is possible to provide a power supply device with extremely high rectification efficiency and high power supply efficiency.
  • an appropriate constant current generating circuit may be connected between the high voltage side V dd and the drain side of the N-channel MOSFET 62.
  • the N-channel MOSFET 62 is off during non-power generation in a steady state, so that no current flows through the resistor 63 and the MOS FET 62. This is the same even when a constant current generating circuit is used.
  • a CMOS inverter circuit composed of an N-channel MOSFET and a P-channel MOSFET may be used. Even in this case, it is stable, and No current flows. Further, by inserting a bull-down resistor between the input terminal AG1 and the power supply voltage Vsc and between the input terminal AG2 and the power supply voltage Vsc, the input terminals AG1 and AG It is also possible to stabilize the potential of (2).
  • FIG. 7 shows a power supply apparatus including a unidirectional unit 30a and 30b and a rectifier circuit 24 that performs full-wave rectification using rectifier MOSFETs 60a and 60b. 20 different examples are shown.
  • the wristwatch device 10 of this example includes a booster circuit 70 that can boost the voltage Vsc discharged from the capacitor 5 and operate the processing device 9 as the power supply voltage Vss.
  • a booster circuit 70 can be realized by using a circuit capable of boosting two, three or more stages by switching a plurality of capacitors.
  • the booster circuit 70 can also supply the voltage Vsc of the capacitor 5 as the power supply voltage Vss without boosting it.
  • the power supply device 20 of the present example includes a power supply terminal 29 that receives the power supply voltage Vss that can be boosted by the booster circuit 70, and the power supply voltage Vss is a unidirectional power supply.
  • G 3 O a and 3 O b control circuits for rectifying MOSFETs 6 O a and 60 b, i.e., used as operating power supply for comparator 41 and inverter 61 . Therefore, even when the capacitor 5 (high-capacity capacitor) 5 is in the process of charging, or even when the capacitor 5 is discharged and the voltage Vsc is falling, the unidirectional unit is supplied by the power supply voltage Vss, which is several times the voltage Vsc.
  • G 3 O a and 3 O b, and MOSFET 6 O a and 6 O b for rectification can be controlled. Therefore, even when the voltage Vsc of the capacitor 5 is low, such as at the beginning of charging or at the end of discharging, a voltage sufficient to drive these MOSFETs constituting the switch can be secured, and the switching operation is performed at high speed and reliably. Rectification can be performed efficiently. Therefore, rectification loss at the beginning of charging or at the end of discharging can be reduced. For example, when the voltage Vsc is as low as about 0.5 V with respect to the high potential Vdd, for example, a power supply voltage Vss of about 1.5 V that has been boosted three times can be secured.
  • the P-channel M0 SFET 32 of the unidirectional unit 3Oa can be driven.
  • the drive capability of the P-channel MOSFET increases with the square of the gate voltage.By controlling the boosted power, the drive capability of the P-channel MOSFET is almost nine times higher, and the rectification is performed efficiently. It can be carried out.
  • FIG. 8 shows an example of a power supply device 20 different from the above.
  • the power supply device 20 of this example is a unidirectional unit 31 a and 31 using an N-channel MOS FET 33 on the low potential side (Vsc side) of a rectifier circuit 24 for performing full-wave rectification.
  • b are connected, and P-channel MOSFETs 80a and 8013 are connected to the high potential side (Vdd side) as M 0 SFET for rectification.
  • the gate terminal 80 G of 1 ⁇ OSFET 8 O a operates by the voltage of the input terminal AG 2
  • the gate terminal of the MOS FET 80 b operates by the voltage of the opposite input terminal AG 1. It has become.
  • the gate side 80 G of the MOSFETs 80 a and 80 b is provided with a driving element composed of an inverter 81, an M 0 SFET 82 driving the inverter 81, and a pull-down resistor 83. ing.
  • a power supply voltage Vss receiving terminal 29 is provided, and the power supply voltage Vss can control the unidirectional units 3 la and 3 lb, and the MO SFETs 80 a and 80 b for rectification. It is like that.
  • the operations of these driving elements are the same as those of the circuit described above with reference to FIG. 7 in consideration of the difference in polarity, and a detailed description thereof will be omitted.
  • the power supply circuit 20 by inverting the polarities of the MOS FETs constituting the unidirectional unit and the switch.
  • the unidirectional units 31a and 31b using N-channel MOSFETs having a higher driving capability than the P-channel MOSFET are adopted, so that the unidirectional unit is used.
  • the output of the comparator 41 to be controlled can be reduced according to the N-channel MOSFET. Therefore, the area occupied on the chip can be reduced in order to realize a unidirectional unit for achieving the same drive capacity, and the power consumption can be reduced compared to the above. Will be possible.
  • FIG. 9 shows a power supply device including a unidirectional unit 30a and 30Ob, and a rectifier circuit 24 for performing full-wave rectification using MOSFETs 60a and 60b for rectification. 20 different examples are shown.
  • the unidirectional units 30a and 30b each have an OR circuit 48 as a control unit of the p-channel MOSFET 32, and A 3-input comparator 47 is provided as a common control unit for the directional units 30a and 3Ob.
  • the non-inverting input 47a of the comparator 47 common to the two unidirectional units is connected to the high potential Vdd, and the two inverting inputs 47b and 47c generate power. Each is connected to the input terminals AG 1 and AG 2 connected to device 1. Therefore, the output of the comparator 47 changes from a high potential to a low potential when one of the potentials of the input terminals AG1 and AG2 becomes higher than the high potential Vdd.
  • the input signal of the inverter 61 for driving the corresponding MOSFET 6Ob and 60a for rectification and 3 The output signal of the input comparator 47 is input to the OR circuit 48, and when both signals become low potential, the p-channel MOSFET 32 is turned on and the power is supplied without loss due to the forward voltage of the diode. Can be supplied.
  • the total number of comparators can be reduced, and the semiconductor device constituting the power supply device 20 can be reduced.
  • ASIC can be made compact, making it easy to store in portable electronic devices and reducing manufacturing costs. In addition, the amount of electricity consumed during the night can be reduced.
  • the power consumption per set of comparators is about 5 ⁇ ⁇
  • the power consumption of about 50 ⁇ ⁇ can be improved by reducing the number of comparators from 2 sets to 1 set in this example.
  • OnA such as a total meter
  • the effect of reducing power consumption by reducing the number of comparators is very large.Other configurations are explained based on Fig. 5. The description is omitted because it is common to the power supply device 20 described above.
  • the one-way unit 30b When the voltage of the input terminal AG2 drops, the one-way unit 30b is turned off at time t37, and the rectifying MOS FET 60a is turned off at time t38. As a result, no current flows in the unidirectional unit 30b and the MOSFET 60a in the reverse direction. In this way, full-wave rectification is performed, and power is supplied with almost no forward voltage loss due to the diode.
  • a power supply device configured with a rectifier circuit using a unidirectional unit as described above, and a short shot with Vf smaller than that of a silicon diode
  • a comparison of the amount of charge in a power supply device comprising a rectifier circuit using a Toki diode has been conducted.
  • the movement of the rotating weight is larger, that is, when the rotating weight is turned upright and turned 180 degrees, 1.3 2
  • the movement of the oscillating weight is small, that is, when the oscillating weight is turned at 90 degrees with the oscillating weight set at 30 degrees, 1.7 times the amount of charge is obtained.
  • the rectification efficiency is greatly improved by employing the one-way unit. Furthermore, when the electromotive voltage is small, that is, when the movement of the rotating weight is small, the rectification efficiency is increased. It can be seen that the rate of improvement is high. Therefore, in the portable electronic device employing the power supply device using the one-way unit of the present example, power can be efficiently supplied even with a small movement of the arm, and a portable electronic device with high charging ability can be provided.
  • the unidirectional unit is composed of a p-channel type M0 SFET and the rectifying MOS FET is an n-channel type.
  • a power supply device using a conductivity type different from these is used. It is of course possible to configure.
  • a power supply device including a power generation device that can be stored in a portable electronic device a rectification function or a backflow prevention function is realized using a one-way unit, and power is supplied to the power supply device. It realizes a highly efficient power supply.
  • the electromotive force of a power generator that can be stored in a portable electronic device is close to the forward voltage of the diode, and since the electromotive force fluctuates, it is possible to supply power except for the loss due to the forward voltage of the diode. As a result, the charging capability of the portable electronic device can be dramatically increased. Therefore, the power supply device employing the unidirectional unit according to the present invention captures the movement of a solar cell or a thermoelectric element whose power generation ability greatly fluctuates depending on environmental conditions, or a user's movement using a rotating weight or the like, and thus generates AC power.
  • the power supply capacity of a power generator using an electromagnetic generator or a thermoelectric element that performs charging can be significantly improved, and sufficient power is supplied to charge the charger for portable electronic devices and to operate the processor. can do. Therefore, according to the present invention, it is possible to provide a portable electronic device capable of continuously operating the processing device under various environments, and the processing device can be provided anytime and anywhere regardless of the presence or absence of a battery. It is possible to provide an electronic device capable of fully exhibiting the functions described above. Industrial applicability
  • the power supply device of the present invention is suitable for portable electronic devices, is mounted on a body such as an arm-mounted type, automatically generates power by capturing the movement thereof, and does not use a battery.
  • the electronic device can be operated as an auxiliary power source for the battery.

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Description

明 細 電力供給装置および携帯型電子機器 技術分野
本発明は、 腕装着型などの携帯型電子機器に収納可能な、 回転錘の運動を 用いて身体の運動エネルギーを交流に変換可能なタイ プなどの発電装置を 備えた電力供給装置に関するものである。 背景技術
腕時計装置のような小型で携帯に適した電子機器において、発電装置を内 蔵することによって電池の交換をなく し、あるいは電池自体を無くすことが できる携帯型の電子機器が考案され、 実用化されている。 図 1 1 に、 その一 例として発電装置 1 を内蔵した腕時計装置 1 0の概略構成を示してある。こ の携帯型電子機器 （腕時計装置） 1 0においては、 腕時計装置のケース内で 旋回運動を行う回転錘 1 3 と、回転錘 1 3の回転運動を電磁発電機に伝達す る輪列機構 1 1 と、電磁発電機 1 2を構成するロー夕 1 4およびステ一夕 1 5 を備えており、 2極磁化されたディスク状の口一夕 1 4が回転するとステ —夕 1 5の出力用コイル 1 6 に起電力が発生し、交流出力が取り出せるよう になっている。 さらに、 この携帯型電子機器の電力供給装置 2 0は、 発電装 置 1から出力された交流を整流して大容量コンデンサ 5 と処理装置 9に供 給できる整流回路 2 4 を備えており、 その出力側には、 充電装置である大容 量コンデンサ 5 と、 処理装置 9が接続されている。 従って、 電力供給装置 2 0に接続された処理装置 9は、 発電装置 1 の電力、 あるいは、 大容量コンデ ンサ 5が放電した電力によつて搭載している計時機能 7などを稼働するこ とができる。 このため、 この携帯型の電子機器は、 電池がなくても処理装置 9を継続して動作させることができ、 何時でも何処でも処理装置を使え、 さ らに、 電池の廃棄などに伴う問題も除く ことができる電子機器である。 図 1 1 に示した電子機器においては、内蔵された発電装置 1から供給され る電力は交流電力なので、電力供給装置 2 0の整流回路 2 4によって整流さ れた後に大容量コンデンサ 5に充電され、 また、 I Cなどを備えた処理装置 9の作動電力となる。 図 1 1 に示した電力供給装置 2 0においては、 2つの ダイオー ド 2 5および 2 6を用いて半波整流した電力を補助コンデンサ 2 7に一時的に充電して昇圧整流を行える整流回路 2 4を用いている。これら のダイオー ド 2 5および 2 6 としてはシリ コンダイオー ドが用いられてお り、 図 1 2に示すように順方向の電流 I f に対して 0. 5〜 0. 6 V程度の 順方向電圧 V f がある。 このため、 発電装置 1から供給された電力 W 0を整 流回路 2 4によって整流して得られる電力 W 1は、整流回路 2 4を構成する ダイオー ドの順方向電圧 V f の損失があるので次のようになる。
W 1 = ?7 c X W 0 —— ' （ 1 )
?7 c = V I / (V l + 2 x V f ) · · · ( 2 )
ここで 77 cは充電時の整流効率、 V 1は整流回路からの出力電圧であ り、 図 1 1 に示した回路においては大容量コンデンサ 5の充電電圧に対応する。 腕時計装置などの携帯型の電子機器の処理装置 9の作動電圧は、消費電力 を低減するために I Cなどが低電圧駆動化が進んでおり、 例えば、 0. 9〜 1 . 0 V程度でスター 卜させることが可能である。 従って、 大容量コンデン サ 5の電圧は 1 . 5〜 2 V程度に選択されており、 これに対し 0. 5〜 0. 6 V程度の順方向電圧 V f を考慮すると整流効率 77 Cは、 0. 6程度の値と なってしまう。従って、 整流効率 7? cを向上するためには順方向電圧 V f は 低いことが望ま しい。
また、 携帯型の電子機器に内蔵可能な発電装置と しては、 回転錘を用いて 体などの動きを捉えてロー夕を回転して交流電力に変換する装置、ゼンマイ を用いてエネルギーを蓄積して交流電力に変換する装置、圧電素子を体の動 きなどによって振動させて交流電力を得る装置、熱電素子あるいは太陽電池 を用いて直流電力を得る装置などがある。 これらの内、 交流電力が得られる 発電装置においては、身体などの動きから発電用に得られる運動エネルギー が小さ く、 また、 携帯型の電子機器に内蔵するために発電装置自体も非常に 小型化されているので起電圧は小さ く、 さ らに、 身体の動きなどによって大 き く変動し、 常に電力が得られるものでもない。 このため、 整流回路の入力 電圧は低く、 順方向電圧 V f に近い電圧で変動し、 最大でも順方向電圧 V f の数倍に達するにすぎない。 従って、 順方向電圧 V f を下げることによ り、 給電効率は大幅に改善される。
太陽電池など直流電力を発生する発電装置を用いた電力供給装置におい ても、 照度などによつて起電圧が大き く変動することは同様である。従って
、 逆流阻止用のダイォ一 ドの順方向電圧 V f を下げることによ り、 照度が低 く起電圧の小さな状態でも、発電された電力を有効に利用することができる 。 このように、 近年開発が進んでいる、 携帯型電子機器に内蔵可能な発電装 置から電力を有効に利用するためには、その供給回路で使用されている順方 向電圧 V f を下げることが重要な課題である。
そこで、 本発明においては、 ダイオー ドに代わり、 順方向電圧 V f を低く できる 1 方向性ュニツ トを採用することによ り、携帯型電子機器用の電力供 給装置の整流効率 77 cを大幅に向上し、給電効率の高い電力供給装置を提供 することを目的と している。 そ して、 このような高効率の発電装置を処理装 置と共に搭載することによ り、 電池の交換なく、 いつでも何処でも使用でき る携帯型電子機器を提供することを目的と している。 発明の開示
このため、本発明の携帯型電子機器に内蔵可能な電力供給装置においては 、 発電装置からの電力を充電装置または処理装置に供給する供給部に、 ダイ オー ドと、 このダイオードに並列に接続されたバイパススィ ツチと、 ダイォ — ドに順方向電圧が生じたときにバイパススィ ッチをオンする制御部とを 備えた 1方向性ュニヅ トを採用している。この 1方向性ュニッ トにおいては 、ダイオー ドの順方向に電流が流れて順方向電圧が発生するとバイパススィ ツチがオンになるので順方向電圧による損失を防止できる。 また、 電流の流 れる方向がダイオー ドの逆方向となる場合は、順方向電圧とは逆極性の電圧 が発生するので、 バイパススィ ツチはオンにならず、 ダイオー ドによって逆 流を防止できる。
このような 1方向性ユニッ ト として利用し易いものでは、電界効果型 トラ ンジス夕があ り、バイパススィ ツチと して電界効果型 トランジスタが機能し 、 ダイオー ドと してバイパススィ ツチの寄生ダイオー ドが機能する。
さ らに、腕時計装置に採用される太陽電池あるいは回転錘を有する発電シ ステムのようなユーザの周囲のエネルギーを捉えて発電を行う発電装置を 用いている場合は、 発電装置が継続して動作することは少ない。 このため、 充電済の大容量キャパシ夕から供給された電圧あるいは昇圧回路によって 昇圧された発電装置の出力電圧よ り高い電圧で制御できるようにすること が望ま しい。発電装置の出力電圧よ り高い電圧で制御可能にすることによ り 、発電初期あるいは末期の出力電圧が低い状態でもスイ ッチング動作を高速 で確実に行う ことができるので、 整流効率をさ らに高めることができる。
このような 1方向性ュニヅ トは、バイパススィ ヅチをオンすることによつ て、順方向電圧は低下してしまうのでバイパススィ ッチをオフするために異 なった方法で電流の方向を検出することが望ま しい。例えば、 制御部がバイ パススィ ツチをオンした後、所定の時間経過後にバイパススィ ツチをオフす ることによ り、 順方向電圧の有無が検出 （サンプリ ング） でき、 電流の方向 が判断できる。 従って、 定期的に順方向電圧の有無を検出し、 順方向電圧が ある場合は再びバイパススィ ッチをオンすることによ り順方向電圧の損失 を低減でき、 また、 電流の逆流も防止できる。
また、制御部にダイォー ドの両端の電圧を比較する比較手段としてコンパ レ一夕を設け、 バイパススィ ツチがオンしている間は、 バイパススィ ツチに よる電圧降下を検出して電流の方向を検出することも可能である。 また、 コ ンパレー夕で検出可能な電圧降下を発生させるために、バイパススイ ッチに 直列に微小抵抗を接続してお く ことも可能である。 このように、 ダイオー ド に順方向電圧が生じたか否かによってバイパススィ ツチを制御する 1方向 性ユニッ トを採用することによ り、発電装置とのイ ン夕フ ェースを増やさず に発電装置の発電状態に基づき 1方向性ュニッ トの制御を行うことができ る。 従って、 発電装置自体に起電圧検出用のコイルなどは不要なので、 発電 装置の構成を複雑にせずに、 また、 発電装置とのイ ンタ フ ェースを増やすこ となく、 順方向電圧による損失を除く制御を行うことが可能である。
さらに、バイパススィ ツチを制御する電力が得られない状態において 1方 向性ュニッ ト と しての性能を発揮させるためには、バイパススィ ツチとして はエンハンスメ ン ト形の電界効果型 トランジスタを採用することが望ま し い。 ェンハンスメ ン ト形を採用することによ り、 ゲー ト電圧が印加されない ときはバイパススィ ツチがオフとなるのでダイオー ドを用いて 1方向性ュ ニッ ト と しての逆流を防止する機能を果たすことができる。
発電装置から交流電力が供給される場合は、電力供給装置の供給部におい て、交流電力を整流するためにこのような 1方向性ュニッ トを用いてダイォ
— ドの順方向電圧による損失を低減できる。特に、 携帯型電子機器に内蔵可 能な発電装置の起電圧は低く、 ダイオー ドの順方向電圧に近いので、 整流効 率を大幅に向上することが可能であ り、給電効率の高い電力供給装置を提供 できる。
供給部において、 全波整流を行う場合は、 ダイオー ドに代わり、 4つの 1 方向性ュニッ トを用いても良いが、発電装置に接続された第 1および第 2 の 入力端子と、充電装置または処理装置に接続された第 1および第 2 の出力端 子に対し、第 1および第 2の入力端子と第 1 の出力端子の間に第 1および第 2 の 1方向性ユニッ トを並列に接続し、第 1および第 2の入力端子と第 2 の 出力端子の間に第 1および第 2の電界効果型 トランジスタを並列に接続す ることができる。 そして、 第 1および第 2の 1方向性ュニヅ ト と して、 第 1 導電型の電界効果型 トランジスタを採用する。 これに対し、 第 1および第 2 の電界効果型 トランジスタは第 2導電型を採用して第 1 の電界効果型 トラ ンジス夕のゲー ト入力には第 2の入力端子の電圧を印加し、第 2の電界効果 型 卜ランジス夕のゲー ト入力には第 1 の入力端子の電圧を印加する。これに よ り、第 1および第 2の入力端子の電圧変化で 1方向性ュニッ ト と共に第 1 および第 2の電界効果 トランジスタもオンオフするので、順方向電圧による 損失がな く し、 給電効率を大幅に向上できる。
第 2導電型の第 1および第 2の電界効果型 トランジスタのゲー ト入力に、 イ ンバー夕などの駆動要素を接続することによ り、電界効果型 トランジスタ がオンするタイ ミ ングの精度を上げるが可能である。 また、 第 1および第 2 の 1 方向性ュニッ 卜の制御部と して、それそれの 1 方向性ュニッ 卜に順方向 電圧を一括して判断できるように、第 1および第 2の入力端子の電圧と第 1 の出力端子の電圧を比較する 3入力コンパレータを設けることも可能であ り、 コンパレータの総数を削減できる。 これによ り、 電力供給回路を実現す る半導体装置の消費電力を低減できる。 また、 回路が簡略化されるので半導 体装置の面積が小さ くな り、 低コス ト化される。
また、 直流電力を供給する発電装置を有する電力供給装置においても、 逆 流防止のために、上記の 1方向性ユニッ トを採用することによ りダイオー ド の順方向電圧による損失を低減できる。 すなわち、 上述した 1方向性ュニッ トを採用することによ り発電時には、ダイオー ドの順方向電圧による損失を 防止できる。 また、 発電されていないときは、 あるいは起電力が充電装置よ り も低くなつたときに発電装置への逆流も防止できる。
このように、 本発明の電力供給装置は、 腕装着型の電子機器などの携帯型 の電子機器に内蔵可能なものであ り、電磁発電機あるいは圧電素子などを用 いた交流電力を出力する発電装置や、太陽電池ゃ熱電素子など直流電力を出 力する発電装置を有するものであ り、これらの発電装置からの電力を損失少 な く充電装置や処理装置に供給することができる。 これらの発電装置は、 ュ —ザ一の体の動きや振動などを捉えて発電を行った り、太陽光や温度差など の自然界の不連続なエネルギーを電気エネルギーに変換できる携帯可能な ものであるが、 継続して電力が得られるものではなく、 起電力あるいは電流 密度が小さい。 従って、 本発明の電力供給装置は、 発電装置の起電力にほぼ 匹敵すダイオー ドの順方向電圧による損失を防いで整流、 あるいは、 逆流を 防止し、 充電装置や処理装置に給電できるので、 携帯型電子機器の電力供給 装置として非常に有用である。従って、 本発明の電力供給装置を用いること によ り、計時機能などを備えた処理装置を搭載した腕装着型などの本格的な 携帯型の電子機器で、何時でも何処でも計時機能などの処理機能を発揮可能 な電子機器を提供できる。 図面の簡単な説明
図 1 は、 1 方向性ュニッ トを採用した、 本発明に係る電力供給装置および 電子機器の概略構成を示すブロ ック図である。
図 2は、図 1 に示す整流回路の動作を説明するためのタイ ミ ングチャー ト である。
図 3は、 1方向性ュニッ トを備えた、 上記と異なる本発明に係る電力供給 装置および電子機器の概略を示すブロ ック図である。
図 4は、図 3に示す 1 方向性ュニッ トのスィ ツチを操作する制御信号を示 すタイ ミ ングチャー トである。
図 5は、 1方向性ュニッ トを用いて全波整流を行う電力供給装置および電 子機器の概略を示すブロック図である。
図 6は、図 5に示す電力供給装置の動作を示すタイ ミ ングチャー トである 図 7は、 1方向性ユニッ トを用いて全波整流を行う電力供給装置および電 子機器の異なる例を示すブロ ック図である。
図 8は、 1方向性ユニッ トを用いて全波整流を行う電力供給装置および電 子機器の異なる例を示すブロ ック図である。
図 9は、 1方向性ユニッ トを用いて全波整流を行う電力供給装置および電 子機器のさ らに異なる例を示すブロ ック図である。
図 1 0は、図 9に示す電力供給装置の動作を示す夕ィ ミ ングチャー トであ る。
図 1 1 は、 従来の電子機器の例を示すブロ ック図である。
図 1 2は、 ダイオードの順方向電圧の特性を示すグラフである。 発明を実施するための最良の形態
〔第 1の実施の形態〕
以下に図面を参照して本発明をさ らに詳しく説明する。図 1 に本発明に係 る発電装置を備えた電子機器の概要を示してある。本例の電子機器 1 0の電 力供給装置 2 0は、図 1 1 に基づき説明したような腕時計装置などに収納可 能で、 交流電力を供給可能な発電装置 1 と、 この発電装置 1から入力された 電力を整流して計時装置などの処理装置 9に供給する整流回路 2 4 を備え ている。本例の電力供給装置 2 0の第 1 の出力端 2 2および第 2の出力端 2 3 には、充電装置である大容量コンデンサ 5および処理装置 9がそれぞれ接 続されて、 処理装置 9は、 上述したような計時機能を搭載したものに加え、 あるいはラジオ、ページャあるいパソコンなどの機能を備えているものなど であってももちろん良い。
本例の電力供給装置 2 0の整流回路 2 4は、 補助コンデンサ 2 7 と、 2つ の 1方向性ュニヅ ト 3 0および 3 1 を備えており、昇圧整流ができるように なっている。 なお、 本例の腕時計装置 1 0は、 高電圧側 V ddが接地されて基 準電圧となっている。 このため、 以下においては、 出力電圧と して低電圧側 V ssを参照し、 電圧値は簡単のため全て絶対値で示すこととする。
本例の整流回路 2 4に用いられている 1 方向性ュニッ ト 3 0および 3 1 は、それそれ pチャンネル型 M O S F E T 3 2 と nチャンネル型 M O S F E T 3 3を備えており、これらの M0 S F E T 3 2および 3 3の寄生ダイォー ド 3 4および 3 5を 1方向に電流を流すためのダイオー ドと して用いてい る。 また、 M O S F E T 3 2ぉょび 3 3のソ一ス （ S ) およびドレイ ン （D ) の電圧を検出し、 ゲー ト （ G) に制御信号を供給する制御回路 3 6および 3 7をそれぞれの 1方向性ュニッ ト 3 0および 3 1は備えている。
まず、 1方向性ュニッ ト 3 0は、 発電装置 1に補助コンデンサ 2 7を並列 に接続できるようになつてお り、そのダイオー ド 3 4によって交流電力を半 波整流して補助コンデンサ 2 7に充電するために用いられる。本例の回路で は、 ρチャンネル型 M O S F E T 3 2のソース側 3 2 Sが接地されている V d d側に接続され、 ドレイ ン側 3 2 Dが補助コンデンサ 2 7の側に接続され ている。 このため、 ドレイ ン 3 2 Dからソース 3 2 Sに向かって順方向とな る寄生ダイオー ド 3 4を半波整流用に使用することができ、発電装置 1の V ss側の発生電圧 V 0が接地電圧 Vddよ り高く （ブラス方向に）なったときに 補助コンデンサ 2 7を充電できるようになつている。
以下に、図 2に示したタイ ミ ングチャー トも参照しながら本例の整流回路 2 4における各 1方向性ュニッ ト 3 0および 3 1の構成および動作を説明 する。 まず、 1方向性ュニッ ト 3 0を構成する M O S F E T 3 2を制御する 制御回路 3 6は、ソース側 3 2 Sの電圧 V 3 と ド レイ ン側 3 2 Dの電圧 V 2 とを比較するコンパレー夕 4 1 と、このコンパレータ 4 1の出力を反転して MO S F E T 3 2のゲー ト 3 2 Gに印加するイ ンバ一夕 4 5を備えている。 コンパレー夕 4 1の反転入力 4 2にはソース側の電圧 V 3が入力され、非反 転入力 4 3には ドレイ ン側の電圧 V 2が入力されている。ダイオード 3 4の 順方向となる ド レイ ン側 3 2 Dからソース側 3 2 Sに電流が流れると、ダイ オー ド 3 4には順方向電圧 V f が発生する。 このため、 ドレイ ン側の電圧 V 2がソース側の電圧 V 3よ り高くなり、コンパレ一夕 4 1の出力 4 4から高 レベルの信号が出力される。この高レベルの信号はィ ンバ一夕 4 5によって 反転して低レベルまたはマイナス電位の信号としてゲー ト電極 3 2 Gに印 加される。 これによ り、 pチャンネル型 MO S F E T 3 2はオンとな り、 寄 生ダイオー ド 3 4をバイパス して MO S F E T 3 2に形成されたチャンネ ルを通して電流が流れる。従って、 ダイオー ド 3 4の順方向電圧 V f による 電圧降下はな くなるので、ソース側の電圧 V 3は ドレイ ン側の電圧 V 2近く まで上昇し、 順方向電圧 V f による損失を低減することができる。 しカゝし、 M O S F E T 3 2に形成されたチャンネルによる電圧降下があるので、ソー ス側の電圧 V 3は ドレイ ン側の電圧 V 2よ り低く保持される。本例のコンパ レー夕 4 1はこの程度の電位差を検出できる程度の精度を備えてお り、 M 0 S F E T 3 2に ド レイ ン 3 2 Dからソース 3 2 Sに電流が流れている間は MO S F E T 3 2をオンした状態を保持することができる。
あるいは、 コンパレー夕 4 1 に検出電圧ヒステ リシスを持たせ、 ダイォ一 ド 3 4に順方向電流が流れ順方向電圧 V f が発生して非反転入力 4 3 と反 転入力 4 2に一定レベル以上の電位差が生じたときにコンパレー夕 4 1の 出力 4 4に高レベル信号が出力され、この一定レベルの電位差よ り も小さい 所定の電位差あるいは負の電位差が生じたときにコンパレ一夕 4 1の出力 4 4が低レベルの信号に切り替わるようにコンパレ一夕 4 1 を構成するこ とも可能である。このように MO S F E T 3 2をオン/オフさせる検出電圧 に差 （ヒステリ シス） を持たせることによ り、 MO S F E T 3 2をよ りチヤ ンネル電圧降下の小さなスィ ツチ、 さらには、 電圧降下の全くない理想的な スィ ッチで構成することが可能であ り、よ り以上の整流効果の向上を図るこ とができる。
図 2のタイ ミ ングチャー トを参照すると、発電装置 1の無負荷時の発生電 圧 V 0， が時刻 t 1 1に高レベル、 すなわち、 接地電位 V ddに対し V ssの側 が高くなると、ダイオー ド 3 4に電流が流れてダイオー ドの順方向電圧によ る電圧降下が生ずる。 これによ り MO S F E T 3 2の両端の電圧（V 2— V 3 )は ドレイ ン側 3 2 Dの電圧 V 2の方が高くなり、 時刻 t 1 2にコンパレ 一夕 4 1によって検出されるとコンパレ一夕 4 1の出力 4 4が高レベルに なる。 従って、 pチャ ンネル M O S F E T 3 2がオンにな り、 1方向性ュニ ッ ト 3 0の両端の電圧 （V 2— V 3 )はダイオー ドの順方向電圧 V f に達す ることはなく、図示してあるように M O S F E T 3 2のチャンネルによる数 1 O mV程度の微小な電圧降下が発生する程度となる。 1方向性ュニッ ト 3 0に電流が流れるので、 補助コンデンサ 2 7は充電され、 その両端の電圧 （ V 0 - V 2 ) は徐々に上昇する。
時刻 t 1 3に、 発電装置 1の交流電力 V 0 ' が減少に転ずると、 ピーク霉 圧 V cまで充電された補助コンデンサ 2 7から電荷が放出され始める。補助 コンデンサ 2 7からの放電が始まると、 ド レイ ン側 3 2 Dの電圧 V 2がソ一 ス側 3 2 Sの電圧 V 3よ り も低くなるのでコ ンパレータ 4 1の出力は低レ ベルになる。 このため、 pチャンネル型 MO S F E Tのゲー ト電極 3 2 Gに はィ ンバ一夕 4 5によって反転された高レベルの信号が供給され、 pチャ ン ネル型 M 0 S F E T 3 2はオフとなる。 また、 ソース側の電圧 V 3が ドレイ ン側の電圧 V 2よ り も高くなるとダイォ一 ド 3 4においても逆方向の電圧 となる。 このため、 ダイオー ド 3 4を通しても電流は流れない。 従って、 1 方向性ュニッ ト 3 0はオフとな り、補助コンデンサ 2 7からの放電は阻止さ れ、 時刻 t 1 3以降においては、 M O S F E T 3 2の両端の電圧と しては発 電装置の発生電圧 V 0 ' と電圧 V cとの和 （極性が反対となる場合は差） が れる。
時刻 t 1 4に交流電力 V 0 'の位相が変わって発生電圧 V 0が接地電圧 V ddより も低く （マイナス側に） なると、 補助コンデンサ 2 7は 1方向性ュニ ッ ト 3 1によって直列に接続されるようになる。本例の整流回路 2 4に用い られている他の 1方向性ュニッ ト 3 1は、発電装置 1に補助コンデンサ 2 7 を直列に接続できるようになつてお り、そのダイオー ド 3 5によって交流電 力を半波整流し、さらに補助コンデンサ 2 7に充電された電圧を加えて出力 端 2 2および 2 3に供給できるようになつている。従って、 本例の電力供給 装置 2 0によって、発電装置 1で発電された交流電力は 2倍昇圧された直流 電力と して出力端 2 2に接続された大容量コンデンサ 5および出力端 2 3 に接続された処理回路 9に供給される。
本例の整流回路 2 4においては、第 2の 1方向性ュニッ ト 3 1は nチャ ン ネル型の MO S F E T 3 3が採用されており、 M O S F E T 3 3のソース側 3 3 Sが出力端 2 2および 2 3の側に接続され、 ド レイ ン側 3 3 Dが補助コ ンデンサ 2 7の側に接続されている。 このため、 ソース 3 3 Sから ドレイ ン 3 3 Dに向かって順方向となる寄生ダイオー ド 3 5を半波整流用に使用す ることができ、発生電圧 V 0が接地電圧 Vddよ り低くなつたときに補助コン デンサ 2 7に充電された電力に加えて発電装置 1で発電された電力を出力 端 2 2および 2 3に供給することができる。
この M O S F E T 3 3を制御する制御回路 3 7は、ソース側 3 3 Sの電圧 V I と ドレイ ン側 3 3 Dの電圧 V 2 とを比較するコンパレ一夕 4 1 を備え ており、このコ ンノ レ一タ 4 1の出力 4 4が MO S F E T 3 3のゲー ト 3 3 Gに印加されるようになっている。コンパレー夕 4 1の反転入力 4 2には ド レイ ン側の電圧 V 2が入力され、非反転入力 4 3にはソース側の電圧 V 1が 入力されている。ダイオー ド 3 5の順方向となるソース側 3 3 Sから ド レイ ン側 3 3 Dに電流が流れると、ダイオー ド 3 5には順方向電圧 V f が発生す る。 このため、 ソース側の電圧 V 1が ド レイ ン側の電圧 V 2よ り高くな り、 コンパレ一夕 4 1の出力 4 4から高レベルの信号が出力される。この高レべ ルの信号がゲ一 卜電極 3 3 Gに印加されるので nチャンネル型 MO S F E T 3 3はオンとなり、寄生ダイオー ド 3 5をバイパス して M O S F E T 3 3 に形成されたチャ ンネルを通して電流が流れる。従って、 ダイオー ド 3 5の 順方向電圧 V f によ り電圧降下はなくなるので、ソース側の電圧 V 1は ドレ イ ン側の電圧 V 2近く まで降下し、順方向電圧 V f による損失を低減するこ とができる。 この 1方向性ュニッ ト 3 1においても、 M O S F E T 3 3に形 成されたチャンネルによる電圧降下があるので、ソース側の電圧 V 1 は ドレ ィ ン側の電圧 V 2よ り高く保持され、この電位差が本例のコンパレー夕 4 1 によって検出され、ソース 3 3 Sから ド レイ ン 3 3 Dに電流が流れている間 は MO S F E T 3 3はオンとなる。
この 1方向性ュニヅ ト 3 1においても、コ ンパレータ 4 1 に検出電圧ヒス テリ シスを持たせ、ダイオー ド 3 5に順方向電流が流れ順方向電圧 V f が発 生して非反転入力 4 3 と反転有力 4 2に一定レベル以上の電位差が生じた ときにコンパレ一夕 4 1の出力 4 4に高レベル信号が出力され、この一定レ ベルの電位差よ り も小さい所定の電位差あるいは負の電位差が生じたとき にコ ンパレータ 4 1の出力 4 4が低レベルの信号に切り替わるようにコ ン パレ一夕 4 1 を構成することも可能である。このように M 0 S F E T 3 3を オン/オフさせる検出電圧に差 （ヒステ リ シス） を持たせることによ り、 M 0 S F E T 3 3もチャンネル電圧降下の小さなスィ ッチ、 さらには、 電圧降 下の全くない理想的なスィ ッチで構成することが可能であ り、より以上の整 流効果の向上を図ることができる。
図 2に示したタイ ミ ングチヤ一 トを参照して 1方向性ュニッ ト 3 3の動 きを整理する。 時刻 t 1 4に発電装置の発生電圧 V 0 'の位相が変わって接 地電位 V d dよ り も低くな り、時刻 t 1 5に M O S F E T 3 3の両端の電圧 (V 1 - V 2 ) がブラスになる、 すなわち、 補助コンデンサ 2 7の電圧 V c と発生電圧 V 0 ' の和が大容量コンデンサの充電電圧 Vsc以上（一側である ので絶対値で） になると、 ダイオー ド 3 5に電流が流れる。 従って、 M O S F E T 3 3の両端に順方向電圧が発生し、時刻 t 1 6にコ ンパレー夕 4 1に よって検出される。 この結果、 MO S F E T 3 3がオンし、 MO S F E T 3 3の両端の電圧降下は順方向電圧 V f までは達せず、チャ ンネルによる電圧 降下程度におさまる。このような 1方向性ュニッ ト 3 3による電圧降下が非 常に小さな状況で大容量コンデンサ 5の充電が行われる。
時刻 t 1 7に発生電圧 V 0 'がピークを越えて補助コンデンサ 2 7の電圧 V c との和が大容量コンデンサ 5の充電電圧 Vsc以下になると（MO S F E T 3 3のチヤンネルによる電圧降下を含めた値であるが）、 大容量コンデン サ 5の充電電圧 Vscの方が高くなるので大容量コンデンサ 5から放電が始 まる。 大容量コンデンサ 5から放電が始まると、 上述したように、 ソース側 3 3 Sの電圧 V Iが ドレイ ン側 3 3 Dの電圧 V 2よ り も低くなるのでコン パレ一夕 4 1の出力 4 4は低レベルに反転する。従って、 nチャンネル M O S F E T 3 3はオフとな りダイオー ド 3 5においても逆方向の電圧のなる ので 1方向性ュニヅ ト 3 3によって大容量コンデンサ 5からの放電は阻止 される。
そ して、発電装置 1から供給された交流電力の位相が変わって発生電圧 V 0が接地電圧 V ddよ り も高くなると、補助コンデンサ 2 7が先に説明した他 方の 1方向性ュニッ ト 3 0によって発電装置 1 に対し並列に接続され、補助 コンデンサ 2 7の充電が行われる。 この間、 1方向性ユニッ ト 3 1は、 ド レ ィ ン側の電圧 V 2がソース側の電圧 V 1 よ り小さいとき（電圧と しては V 2 が V 1 よ り高くなる） は電流が流れない。 従って、 発電装置 1からの入力が あっても、大容量コンデンサ 5の充電電圧 Vscよ り発生電圧 V 0が小さい場 合は電流が流れず、大容量コンデンサ 5に充電された電荷が放電されて しま うのを保護している。 また、 本例の MO S F E T 3 2および 3 3は、 ェンハ ンスメ ン ト形が採用されており、ゲー ト 3 2 Gおよび 3 3 Gに電圧が印加さ れない場合は、 M 0 S F E T 3 2および 3 3はオフ状態とな り、 ダイオー ド 3 4および 3 5の機能が活かされるようになつている。大容量コンデンサ 5 に電圧がなく、 制御回路 3 6および 3 7が動作しない場合であっても、 ダイ オー ド 3 4および 3 5によって整流回路 2 4が構成され、発電装置 1の電力 を整流して大容量コンデンサ 5や処理装置 9に供給することができる。 このように、 本例の 1方向性ュニッ ト 3 0および 3 1は、 逆方向の電流を 阻止できると共に、順方向の電流に対しては順方向の電圧損失を M O S F E T 3 2および 3 3のオン抵抗による損失程度まで低減することができる。従 つて、 1方向性ュニッ ト 3 0によって補助コンデンサ 2 7を発生電圧 V 0近 く まで充電することができ、 また、 1方向性ュニッ ト 3 1によって整流後の 電圧と して補助コンデンサ 2 7 に充電された電圧も加えて発生電圧 V 0の ほぼ 2倍に近い電圧を出力端 2 2および 2 3に供給することができる。この ため、 先に式 （ 2 ) で示した整流効率 r? cを大幅に向上することができる。 一方、 1方向性ュニッ ト 3 0および 3 1 の逆方向に電流が流れたときは、 M 0 S F E T 3 2および 3 3がオフとなるので、ダイオー ド 3 4および 3 5に よって逆流を阻止することができる。従って、 漏れ損失を小さ くすることが できる。 この漏れ損失は、 一方向性ュニッ トを用いることによ り、 M O S F E Tの逆リーク電流程度、 すなわち、 1 n A以下というほとんど無視できる ようなレベルにすることが可能であ り、これは特に腕時計のように消費電流 が数 1 0 0 n Aという ローパワーのシステムでは非常に効果が大きい。この ように、本発明の 1方向性ュニッ トによって整流回路 2 4が構成された電力 供給装置 2 0においては、発電された電力を損失がほとんど発生しないよう に出力端 2 2および 2 3に供給することができる。 このため、 給電効率が高 く損失の少ない電力供給装置を提供することができ、回転錘の運動から得ら れた電気エネルギーを効率良く計時装置などの処理回路 9に供給し、その機 能を稼働させることができる。 また、 出力端 2 2に接続された大容量コンデ ンサ 5に供給して大容量コンデンサ 5 を充電し、発電装置 1 が発電できな く なったときでも大容量コンデンサ 5の電力によつて処理装置 9 を継続して 稼働できる。 このように本発明によ り、 携帯に適した小型の電子機器を提供 することができる。
〔第 2の実施の形態〕
図 3に、 本発明の異なつた例として、 直流電源である太陽電池 2によって 計時装置などの処理装置 9 を動作できる電子機器 1 0の概要を示してある。 この電子機器 1 0は、太陽電池 2からの直流電力を充電装置である大容量コ ンデンサ 5および処理装置 9に供給する電力供給装置 2 0 を備えている。電 力供給装置 2 0は、 大容量コンデンサ 5に接続された第 1 の出力端 2 2 と、 処理装置 9に接続された第 2の出力端 2 3 とを備えている。第 2の出力端 2 3 には、 第 1 の出力端 2 2、 すなわち大容量コンデンサ 5 に対し、 スター ト ァヅプ用の抵抗 2 8が直列に接続され、この抵抗 2 8 と並列にバイパススィ ヅチ 5 1 が接続されている。従って、 大容量コンデンサ 5の充電レベルが低 いときは、大容量コンデンサ 5で主に電力が消費されてしまうのを防止する ためにスター トアツプ用の抵抗 2 8によつて処理装置 9に接続された出力 端 2 3 に十分な電圧が発生するようになっている。 また、 大容量コンデンサ 5にある程度の電圧が発生すると、スター トアップ用の抵抗 2 8をバイパス スィ ツチ 5 1 によってバイパス し、効率良く大容量コンデンサ 5 を充電でき るようになっている。
本例の処理装置 9には、作動電圧の安定化などのために補助コンデンサ 8 が並列に接続されている。 また、 電力供給装置 2 0は太陽電池 2 と並列に短 絡用のスィ ツチ 5 2が接続されており、太陽電池 2の発生電圧 V 0が高くな りすぎて処理装置 9ゃ大容量コンデンサ 5 に悪影響を与えるレベルに達す ると太陽電池 2からの入力を短絡し、出力電圧 V I が高く成りすぎないよう にしている。このような制御を行うために電力供給装置 2 0は制御回路 3 7 を備えており、この制御回路 3 7 によって発生電圧 V 0および大容量コンデ ンサ 5の出力端 2 3の側の出力電圧 V 1 が監視され、短絡用スィ ツチ 5 2お よびバイパス用スィ ツチ 5 1 を操作できるようにしている。
この電力供給装置 2 0においては、不連続な光エネルギーを電力に変換す る太陽電池 2の出力が低下すると大容量コンデンサ 5が放電した電力が出 力端 2 2から出力端 2 3に供給され、 処理装置 9が駆動される。 この際、 大 容量コンデンサ 5から太陽電池 2に電流が流れると、 電力が浪費され、 また 、 太陽電池 2に損傷を与える恐れがある。 このため、 電力供給装置 2 0には 大容量コンデンサ 5から太陽電池 2に対する逆流防止用の 1方向性ュニッ ト 3 1が設けられている。
本例の 1方向性ュニッ ト 3 1 は、太陽電池 2の起電圧 V 0が大容量コンデ ンサ 5に接続された出力端 2 2の電圧 V 1 よ り も絶対値で大きいときに電 流が流れるように接続されたダイオー ド 3 5 と、このダイオー ド 3 5 と並列 に接続されたスィ ツチ 3 8 とを備えており、このスィ ツチ 3 8が制御回路 3 7からの制御信号 ø 1 によつて操作されるようになつている。 図 4に、 制御 信号 ø 1 の例を示してある。 制御回路 3 7 には、 発生電圧 V 0 と、 出力端 2 2の出力電圧 V 1が導入されており、これらの電圧 V 0および V 1 はダイォ ー ド 3 5の両端の電圧に相当する。 まず、 時刻 1 に、 太陽電池 2が発電し ておらず、 また、 大容量コンデンサ 5に電荷が蓄積されていないときは発生 電圧 V 0および出力電圧 V I は 0であり、 その差も 0 となる。 このため、 制 御信号 ø 1 は低レベルに保持されておりスィ ツチ 3 8はオフとなっている。 制御用の電源が確保できないときにオフとするためには、 例えば、 ェンハン スメ ン ト形の M O S F E Tなどの電界効果型 トランジスタスィ ツチを用い ることができる。
次に、 時刻 t 2に太陽電池 2が発電を開始すると発生電圧 V 0が増加 （マ ィナス側に） する。 従って、 ダイオー ド 3 5に電流が流れ、 順方向電圧 V f が発生する。 このため、 ダイオー ド 3 5の他方の端の電圧 V 1 は発生電圧 V 0 よ り もプラス側に小さ くなる。制御回路 3 7は、 この電位差を検出して時 刻 t 3 に制御信号 ø 1 を高レベルにしてスィ ツチ 3 8 をオンする。この結果 、 太陽電池 2からの電力はダイオード 3 5 をバイパス して流れ、 順方向電圧 V f の損失なしに大容量コンデンサ 5および処理回路 9に供給される。 バイパススィ ッチ 3 8をオンするとダイオー ド 3 5によ り順方向電圧 V f の影響がなくなるので、 電圧 V 1 と V 0 との差はほとんどなくなる。 もち ろん、 スィ ツチ 3 8による電圧降下があるので、 上記の例のようにこの電圧 降下を検出してバイパススィ ツチ 3 8を制御しても良い。 本例においては、 バイパススィ ツチ 3 8をオンしてから所定の時間経過した時刻 t 4にいつ たんバイパススィ ヅチ 3 8をオフする。バイパススィ ツチ 3 8をオフ したと きにダイオー ド 3 5による順方向電圧 V f が検出されると、時刻 t 5に再び バイパススィ ヅチ 3 8をオンする。 このように、 本例の 1 方向性ュニヅ ト 3 1 においては、定期的にバイパススィ ヅチ 3 8をオフ して順方向電圧 V f を サンプリ ングすることによ りダイオー ド 3 5に流れる電流の方向を検出で きるようにしている。従って、 定期的にダイオー ド 3 5の順方向電圧 V f が 太陽電池 2 と大容量コンデンサ 5の間に発生するので充電効率は損なわれ る。 しかしながら、 スィ ヅチ 3 8をオンしている間は、 順方向電圧 V f の影 響を除く ことができる。 このため、 従来の電圧供給装置においては、 常に順 方向電圧 V f の損失が発生していたのに比較すると電圧供給装置 2 0の給 電効率を大幅に高めることができる。
時刻 t 9に太陽電池 2が発電を停止すると、電圧 V 1 と V 0 の差は逆転し 、 電圧 V 0の絶対値が小さ くなる。 これによつて制御信号 ø 1 は低レベルに な りスィ ッチ 3 8はオフとなる。電圧 V I から V 0 を差し引いた値がマイナ スになるとダイオー ド 3 5にも逆方向になるので電流は流れない。 従って、 本例の 1 方向性ュニッ ト 3 1 を通しては電流が流れず、大容量コンデンサ 5 から太陽電池 2 の側に電力は逆流せず、出力端 2 3 を介して処理装置 9に大 容量コンデンサ 5の電力が供給され、 処理装置 9が継続して稼働する。 このように、 本例の電力供給装置 2 0においても、 本発明の 1方向性ュニ ッ ト 3 1 を逆流阻止のために用いることによ り、ダイオー ドの順方向電圧 V f による損失を防止でき効率良く電力を転送できる。 また、 電力を大容量コ ンデンサ 5は処理装置 9に供給する際に順方向電圧 V f による損失を除く ことができるので、順方向電圧 V f の大きな素子を採用することが可能であ り、逆リーク電流が小さ く漏れ損失を低減できるシリコンダイオー ドを逆流 防止用素子 3 5 として採用することができる。
また、 本例においては抵抗 2 8、 スィ ッチ 5 1、 コンデンサ 8およびスィ ツチ 5 2の作用および効果を中心に説明したが、これらの構成を上述した第 1の実施の形態に適用し、同等の作用および効果を得ることももちろん可能 である。 さ らに、 本例において 1方向性ュニヅ ト 3 1 のバイパススィ ヅチ 3 8 を定期的にオフすることによ りダイオー ドに流れる電流の方向を検出し ているが、第 1 の実施の形態の M O S F E T 3 2および 3 3においても同等 のことが可能である。 そ して、 このような方法によ りサンプリ ング的にダイ オー ド 3 4および 3 5 に流れる電流の方向を検出することによ り、チャンネ ルによる電圧降下のない理想的な M O S F E Tを用いて整流回路を構成す ることができ、 さらに効率よ く電力を供給することができる。 また、 サンプ リ ング的に電流方向あるいは電圧方向を検出することによ りコンパレータ 4 1 の動作もサンプリ ング的 （離散的） で良いので、 制御回路の消費電力を 低減することができ、このような点も含めてさらに給電効率を高めることが できる。
以上に説明したように、 本発明にかかる電力供給装置は、 ダイオー ドに発 生する順方向電圧を検出してダイォ一 ドをバイパスするスィ ツチをオン し 順方向電圧の損失の発生を防止できる。従って、 交流電力を整流する整流回 路における損失や、逆流防止素子における損失を大幅に低減することが可能 であ り、 順方向電圧による損失なく入力端から出力端に電力を転送できる。 また、 本発明の 1方向性ュニッ トは、 逆方向に電圧がかかるとスィ ツチがォ フ し、 ダイォ一 ドによって逆流を防止できるようになっているので、 従来と 同様に出力端から入力端への逆流も阻止することができ、大容量コンデンサ や処理装置の補助コンデンサにいったん蓄積された電力が浪費されるのを 防止できる。
従って、 本発明の電力供給装置の入力端に、 太陽電池あるいは熱電素子な どの直流を出力する発電装置、あるいは電磁発電機や振動タイプの熱電素子 を用いた交流を出力する発電装置を接続することによ り、ダイオードの順方 向電圧による損失がなく、 また、 漏れ損失も少ない給電効率の高い発電装置 を提供することができる。 このため、 本発明の発電装置によって、 エネルギ 一密度の小さな太陽電池ゃ熱電素子、あるいはユーザーの動きを捉えて発電 を行う回転錘を用いた発電機などからの電力を処理装置や充電装置に効率 良く供給でき、 携帯に適した発電装置を提供できる。 さらに、 本発明の 1 方 向性ュニヅ トは、 ダイオー ドとスィ ツチの組み合わせ、 あるいは M O S F E Tなどの電界効果型 トランジスタスィ ツチとその寄生ダイオー ドといった 非常に簡易で小型化可能なュニッ トであ り、この点でも携帯型の発電装置に 適している。 また、 計時機能などを備えた処理装置と共に本発明の電力供給 装置あるいは発電装置を搭載することによ り、携帯型で自己発電型の電子機 器を提供することが可能であ り、大容量コンデンサなどの充電装置を併用す ることによ り、 様々な環境下において長時間、 継続して処理装置を稼働させ ることが可能な電子機器を提供することができる。本発明の電子機器は、 腕 時計やその他の携帯型、あるいは車両搭載型などと して実現することが可能 であ り、上記の例で説明した時計機能を備えた電子機器に限定されるもので はなく、 ページャ一、 電話機、 無線機、 補聴器、 万歩計、 電卓、 電子手帳な どの情報端末、 I Cカー ド、 ラジオ受信機などの電力を消費して動作する様 々な処理装置を組み込むことができることはもちろんである。
また、本発明が上述した各電子装置 1 0の回路例に限定されないことはも ちろんである。例えば、 図 1 に示した交流電源の整流回路の 1方向性ュニッ ト と して図 3に示した逆流阻止用の 1方向性ユニッ トを用いることも可能 であ り、 その逆ももちろん可能である。 また、 整流回路は上述した昇圧整流 回路の他に、プリ ッジ型に 1方向性ュニッ トを組み合わせて全波整流を行う 回路や、 1方向性ュニッ トを用いて半波整流を行う回路などであっても良い ことは勿論である。 また、 昇圧整流においても、 上記の 2倍昇圧に限らず、 3倍以上の昇圧回路を用いることももちろん可能である。 また、 ダイオー ド をバイパスするスイ ッチとして電界効果型 トランジスタといったュニポー ラ トランジスタの他にバイポーラ トランジスタスィ ツチを用いることも可 能であ り、 電力供給装置を I C化して提供した り、 あるいは処理装置と共に 同一の半導体基板に搭載するなど様々なバリエ一シヨンが可能である。 〔第 3の実施の形態〕
図 5に、発電装置 1からの交流電力を 1方向性ュニッ ト 3 0を用いて全波 整流して処理装置 9および充電装置 5に供給可能な電力供給装置 2 0の例 を示してある。上述したように、 4つの 1方向性ュニッ トをブリ ッジに組み 立て全波整流することも可能であるが、本例の電力供給装置 2 0においては 、 コンパレ一夕 4 1 を備えた 1方向性ュニヅ ト 3 O aおよび 3 O bと、 MO
5 F E T 6 0 aおよび 6 0 bとでプリ ヅジを構成して全波整流を行うよう に している。 従って、 本例の整流回路 2 4においては、 1方向性ュニヅ ト 3 0は 2つで良く、 コ ンパレ一夕 4 1 を 2つ設ければ良いので、 回路が簡略化 され、 整流回路 2 4を搭載した半導体装置 （A S I C ) を小型にでき、 いつ そう低コス トで携帯型の電子機器に搭載しやすい電力供給装置 2 0を実現 できる。
本例の整流回路 2 4においては、 プリ ッジを形成するために、 発電装置 1 に接続された入力端子 A G 1および A G 2 と、充電装置 5および処理装置 9 に接続される一方の出力端子 0 1 との間に 2つの 1方向性ュニヅ ト 3 0 a および 3 0 bが並列に接続されており、入力端子 A G 1および A G 2 と他方 の出力端子 0 2 との間に整流用の M O S F E T 6 0 aおよび 6 0 bが並列 に接続されている。 1方向性ュニヅ ト 3 0 aおよび 3 0 bは、 pチャ ンネル 型の MO S F E T 3 2および制御用のコンパレ一夕 4 1 をそれそれ備えて おり、これらの詳しい構成は上述した 1方向性ユニッ ト と同じであるので以 下では説明は省略する。 これに対し、 出力端子 0 2 との間に並列に接続され たMO S F E T 6 0 aぉょび 6 0 bは、 nチャ ンネル型であり、 ド レイ ン側
6 0 Dが発電装置側の入力端子 A G 1および A G 2にそれそれ接続され、ソ —ス側 6 0 Sが出力端子 0 2に接続されている。 さらに、 M O S F E T 6 0 aのゲー ト端子 6 0 Gは入力端子 A G 2に接続され、 MO S F E T 6 O bの ゲ一 ト端子 6 0 Gは入力端子 A G 1に接続されている。 さらに、 MO S F E T 6 O aおよび 6 O bのゲー ト側 6 0 Gは、 イ ンバー夕 6 1 と、 これを駆動 する M 0 S F E T 6 2およびプルアツプ用の抵抗 6 3 とからなる駆動要素 を介してそれそれの入力端子 A G 2および A G 1に接続されている。これら の駆動要素を発電装置側 A G 1および A G 2の電圧で駆動し、 さらに、 整流 用の M O S F E T 6 0 aおよび 6 0 bを制御できるので、 M O S F E T 6 0 aおよび 6 O bに影響を与えずにオンオフのタイ ミ ング調整が可能である。 すなわち、駆動要素である MO S F E T 6 2の閾値を任意に変えることによ り、整流用の M 0 S F E T 6 0 aおよび 6 0 bが動く 夕ィ ミ ングを任意に選 択することができる。整流用の M 0 S F E T 6 0 aおよび 6 0 bのゲー ト側 6 0 Gに発電装置側の電圧を直に供給しても良いが、タイ ミ ングを調整する ために閾値を変えると、 ドライブ能力が低下し、 あるいは、 リーク電流が増 えるなどパフォーマンスが低下する。 これに対し、 駆動要素を設けると、 M O S F E T 6 0 aおよび 6 O bのパフォーマンスに影響を与えずにタイ ミ ング調整が可能である。
図 6に示したタイ ミ ングチャー トに基づき、本例の電力供給装置 2 0の整 流回路 2 4の動作を説明する。発電装置 1 において発電が開始され、 入力端 子 A G 1の電位が低電位 Vscから高電位 Vddに上昇し、時刻 t 2 1に駆動要 素の MO S F E T 6 2の閾値に達すると、 MO S F E T 6 2がオンする。 こ のため、 イ ンバー夕 6 1の出力が低電位から高電位に変わ り、 整流用の M〇 S F E T 6 0 bがオンする。 さらに入力端子 A G 1の電圧が上昇し、 充電装 置 5の充電電圧 Vdd以上になると 1方向性ュニッ ト 3 0 aで順方向電圧が 発生する。 これによつて、 時刻 t 2 2に 1方向性ュニ ヅ ト 3 0 aの MO S F E T 3 2の両端の電圧が所定の値になると、コンパレータ 4 1の出力が低電 位に変わり MO S F E T 3 2がオン し、 1方向性ユニッ ト 3 0 aが順方向電 圧による損失なく導通する。従って、 発電装置 1からの電力が充電装置 5 ま たは処理装置 9に供給される。発電装置 1の起電圧が反転しはじめると、 時 刻 t 2 3に 1方向性ュニヅ ト 3 0 aの MO S F E T 3 2の両端の電圧が低 下し、コンパレータ 4 1の出力が高レベルに変わって MO S F E T 3 2がォ フする。 さ らに、 入力端子 A G 1 の電圧が低下すると、 駆動要素である M O S F E T 6 2の閾値以下とな り、時刻 t 2 4に整流用の1^ 0 3 ? £丁 6 O b もオフになる。 このため、 1方向性ュニ ヅ ト 3 0 aの寄生ダイオー ド 3 4お よび M O S F E T 6 O bの寄生ダイオー ド 6 5によ り逆方向の電流は流れ なく なる。
発電装置 1 の起電圧が反転した場合も同様であ り、入力端子 A G 2の電圧 が上昇して時刻 t 2 5 に整流用の M O S F E T 6 O aがオンになり、時刻 t 2 6に 1方向性ュニ ヅ ト 3 0 bが順方向電圧の損失なく導通する。 従って、 発電装置 1 から高効率で充電装置 5および処理装置 9に電力が供給される。 一方、入力端子 A G 2の電圧が降下して時刻 t 2 7 に 1方向性ュニ ヅ ト 3 0 bがオフにな り、 時刻 t 2 8に整流用の M O S F E T 6 0 aがオフになる。 これによ り、 1方向性ュ ニ ヅ ト 3 O bおよび M O S F E T 6 O aに逆方向の 電流は流れなくなる。 このようにして全波整流が行われ、 本例のプリ ヅジを 用いて全波整流を行う際も 1方向性ュニッ ト 3 0 aおよび 3 0 b、さらに M O S F E T 6 0 aおよび 6 0 bが導通したときのダイオー ドの順方向電圧 による損失を阻止できる。携帯型の電子機器に収納可能な発電装置 1の起電 圧はシリコンダイオー ドの順方向電圧以下から数倍程度であるので、上記の 実施の形態と同様に、シ リ コ ンダイオー ドの順方向電圧による損失を除く こ とによ り非常に整流効率が高く給電効率の高い電力供給装置を提供できる。 なお、 ブルアップ抵抗 6 3に代わり、 適当な定電流発生回路を高電圧側 V ddと Nチャンネル M O S F E T 6 2の ドレイ ン側との間に接続しても良い。 また、 Nチャ ンネル M O S F E T 6 2は、 定常状態で非発電時はオフであり 、抵抗 6 3および M 0 S F E T 6 2 を介して電流は流れないようになつてい る。 これは定電流発生回路を用いた場合でも同様である。 また、 Nチャンネ ル M 0 S F E T 6 2 とブルアツブ抵抗 6 3 という駆動要素のかわりに、 Nチ ヤンネル M O S F E Tと Pチャンネル M O S F E Tからなる C M O Sイ ン バ一夕回路を使用しても良い。この場合においても安定状態で非発電時はォ フであ り、 電流は流れない。 さらに、 入力端子 A G 1 と電源電圧 V sc、 およ び入力端子 A G 2 と電源電圧 Vscとの間にブルダウン抵抗を入れることに よ り、非発電時の定常状態での入力端子 A G 1および A G 2の電位の安定化 を図ることも可能である。
図 7に、 1方向性ュニ ヅ ト 3 0 aおよび 3 0 b と、 整流用の M O S F E T 6 0 aおよび 6 0 bを用いて全波整流を行う整流回路 2 4 を備えた電力供 給装置 2 0の異なった例を示してある。本例の腕時計装置 1 0は、 キャパシ 夕 5から放電される電圧 Vscを昇圧し、電源電圧 Vssと して処理装置 9 を動 作できる昇圧回路 7 0 を備えている。 このような昇圧回路 7 0は、 複数のコ ンデンサを切り換えて 2段、 3段あるいはそれ以上の昇圧が可能な回路など を用いて実現することができる。 もちろん、 この昇圧回路 7 0はキャパシ夕 5の電圧 Vscを昇圧せずに電源電圧 Vssと して供給することも可能である。 さらに、 本例の電力供給装置 2 0は、 昇圧回路 7 0で昇圧可能になった電 源電圧 Vssの供給をうける電源端子 2 9 を備えており、電源電圧 Vssが 1方 向性ュニ ヅ ト 3 O aおよび 3 O b、整流用の M O S F E T 6 O aおよび 6 0 bの制御回路、 すなわち、 コンパレータ 4 1 とイ ンバ一夕 6 1の動作電源と して使用されるようになっている。 従って、 キャパシ夕 （大容量コンデンサ ) 5が充電途中のとき、 あるいはキャパシ夕 5が放電して電圧 Vscが降下し ている状態でも、電圧 Vscを数倍に昇圧した電源電圧 Vssによって 1方向性 ュニッ ト 3 O aおよび 3 O b、整流用の M O S F E T 6 O aおよび 6 O bを 制御することができる。従って、 充電初期あるいは放電末期などのキャパシ 夕 5の電圧 Vscが低い状態でも、スィ ヅチを構成するこれらの M O S F E T を駆動するのに十分な電圧を確保できるので、スイ ッチング動作を高速で確 実に行うことができ、 効率良く整流することが可能となる。 このため、 充電 初期あるいは放電末期の整流損失を低減することができる。例えば、 高電位 Vddに対し電圧 Vscが一 0 . 5 V程度と小さいときに、 例えば、 3倍昇圧し た— 1 . 5 V程度の電源電圧 Vssを確保することができ、 この電源電圧 Vss によって 1方向性ュ ニ ヅ ト 3 O aの Pチャンネル M 0 S F E T 3 2を駆動 することができる。 Pチャンネル MO S F E Tの ドライ ブ能力はゲ一 ト電圧 の 2乗で増加するので、 昇圧された電力を用いて制御することによ り、 ほぼ 9倍の ドライ ブ能力を発揮させ、 効率良く整流を行うことができる。
図 8に、 さらに上記と異なつた電力供給装置 2 0の例を示してある。 本例 の電力供給装置 2 0は、 全波整流を行う整流回路 2 4の低電位側 （ Vsc側） に Nチャンネル MO S F E T 3 3を用いた 1方向性ュニ ヅ ト 3 1 aおよび 3 1 bが接続され、 高電位側 （ Vdd側） に整流用 M 0 S F E Tと して Pチヤ ンネル型の M O S F E T 8 0 aおよび 8 0 13が接続されてぃる。 そして、 1^ O S F E T 8 O aのゲー ト端子 8 0 Gは入力端子 A G 2の電圧によって動 作し、 MO S F E T 8 0 bのゲー ト端子は反対側の入力端子 A G 1の電圧に よって動作するようになっている。 M O S F E T 8 0 aおよび 8 0 bのゲ一 ト側 8 0 Gは、 イ ンバ一夕 8 1 と、 これを駆動する M 0 S F E T 8 2および プルダウン用の抵抗 8 3 とからなる駆動要素が設けられている。 さらに、 電 源電圧 Vssの受入れ端子 2 9が設けられてお り、電源電圧 Vssで 1方向性ュ ニッ ト 3 l aおよび 3 l b、整流用の MO S F E T 8 0 aおよび 8 0 bを制 御できるようになつている。 これらの駆動要素の動作は、極性の相違を考慮 すると、 先に図 7に基づき説明した回路と同様であるので、 ここでは詳しい 説明は省略する。
このように、 1方向性ュニッ トおよびスィ ツチを構成する MO S F E Tの 極性を反転させて電力供給回路 2 0を構成することも可能である。 また、 本 例では Pチャンネル MO S F E Tより も ドライ ブ能力の大きな Nチャンネ ル M O S F E Tを用いた 1方向性ュニ ヅ ト 3 1 aおよび 3 1 bを採用して いるので、 1方向性ュニッ トを制御するコンパレータ 4 1の出力を Nチャン ネル MO S F E Tに合わせて小さ くすることができる。従って、 同じ ドライ ブ能力を達成するための 1方向性ユニッ トを実現するためにチップ上に占 める面積を小さ くすることができ、消費電力も上記と比較し低減することが 可能になる。
〔第 4の実施の形態〕
図 9 に、 1方向性ュニ ヅ ト 3 0 aおよび 3 O bと、 整流用の M O S F E T 6 0 aおよび 6 0 bを用いて全波整流を行う整流回路 2 4 を備えた電力供 給装置 2 0の異なった例を示してある。本例においては、 1方向性ュニ ヅ ト 3 0 aおよび 3 0 bは、 pチャンネル型の M O S F E T 3 2の制御部と して オア回路 4 8をそれそれ備えており、 さ らに、 1方向性ュニッ ト 3 0 aおよ び 3 O bの共通の制御部として 3入力のコンパレー夕 4 7 を備えている。
2つの 1方向性ュニ ヅ 卜に共通するコ ンパ レ一夕 4 7の非反転入力 4 7 aは高電位 Vddに接続されており、 2つの反転入力 4 7 bおよび 4 7 cは発 電装置 1 に繋がった入力端子 A G 1および A G 2にそれそれ接続されてい る。従って、 コンパレータ 4 7の出力は入力端子 A G 1および A G 2のいず れか一方の電位が高電位 Vddよ り高くなると高電位から低電位に変化する。 そ して、 各 1方向性ュニ ヅ ト 3 0 aおよび 3 0 bにおいては、 対応する整流 用の M O S F E T 6 O bおよび 6 0 aの駆動用のイ ンバー夕 6 1の入力信 号と 3入力コンパレー夕 4 7の出力信号をオア回路 4 8に入力し、両方の信 号が低電位になったときに pチャ ンネル M O S F E T 3 2 をオンしてダイ オー ドの順方向電圧による損失なく電力が供給できるようにしている。この ように、 1方向性ュニ ヅ ト 3 0 aおよび 3 0 bを制御するコ ンパレータを共 通化することによ り、コ ンパレータの総数を削減できるので電力供給装置 2 0を構成する半導体装置 （A S I C ) をコンパク トにすることができ、 携帯 型の電子機器に収納し易くすると共に製造コス トを下げることができる。さ らに、コンパレー夕を削減できるのでコンパレ一夕で消費される電力も削減 することができる。コンパレータ 1組当たりの消費電力は 5 Ο η Α程度であ るので、 本例でコンパレータを 2組から 1組に削減することにより、 5 0 η Α程度の消費電力の改善を図ることができる。先にも説明したように、 腕時 計のような消費電力が数 1 0 O nA程度の口一パワーのシステムにおいて は、コンパレー夕を削減することによる消費電力の低減効果は非常に大きい なお、 その他の構成について、 図 5に基づき説明した電力供給装置 2 0 と 共通するので説明を省略する。
図 1 0に示したタイ ミ ングチャートに基づき、本例の電力供給装置 2 0の 整流回路 2 4の動作を説明する。発電装置 1において発電が開始され、 入力 端子 A G 1の電位が低電位 Vscから高電位 Vddに上昇し、時刻 t 3 1 に駆動 要素の MO S F E T 6 2の閾値に達すると、 MO S F E T 6 2がオンする。 このため、 イ ンバー夕 6 1の入力側が高電位から低電位に変わり、 出力側が 低電位から高電位に変わって整流用の MO S F E T 6 0 bがオンする。さら に入力端子 A G 1の電圧が上昇し、充電装置 5の充電電圧 Vdd以上になると 1方向性ュニッ ト 3 0 aで順方向電圧が発生する。従って、 時刻 t 3 2に 3 入力コンパレータ 4 7の出力が低電位にな り、 1方向性ュニッ ト 3 O aのォ ァ回路 4 8に入力されている両方の信号が低電位になるので、 pチャンネル MO S F E T 3 2がオンする。 これによ り、 1方向性ュニ ヅ ト 3 O aがダイ オー ドの順方向電圧による損失なく導通し、発電装置 1からの電力が充電装 置 5または処理装置 9に供給される。発電装置 1の起電圧が反転しはじめる と、時刻 t 3 3に 1方向性ュニッ ト 3 0 aの MO S F E T 3 2の両端の電圧 が低下し、共通のコンパレ一夕 4 7の出力が高レベルに変わって MO S F E T 3 2がオフする。 さらに、 入力端子 A G 1の電圧が低下すると、 駆動要素 である MO S F E T 6 2の閾値以下となり、時刻 t 3 4に整流用の MO S F E T 6 O bもオフになる。従って、 1方向性ュニ ヅ ト 3 O aの寄生ダイォ一 ド 3 4および M O S F E T 6 0 bの寄生ダイオー ド 6 5によ り逆方向に電 流は流れなくなる。
発電装置 1の起電圧が反転すると、入力端子 A G 2の電圧が上昇して時刻 t 3 5に整流用の MO S F E T 6 0 aがオンになる。時刻 t 3 6に共通の 3 入力コンパレー夕 4 7の出力が低電位とな り、 M O S F E T 6 0 aの側のィ ンバ一夕 6 1の入力電圧が低電位となっているので、 1方向性ュニヅ ト 3 0 bのオア回路 3 8の出力が低電位となって MO S F E T 3 2がオンする。こ のため、 1方向性ュニッ ト 3 O bおよび M 0 S F E T 6 O aが順方向電圧の 損失なく導通し、発電装置 1から高効率で充電装置 5および処理装置 9に電 力が供給される。入力端子 A G 2の電圧が降下すると時刻 t 3 7に 1方向性 ュニ ヅ ト 3 0 bがオフになり、 さらに、 時刻 t 3 8に整流用の MO S F E T 6 0 aがオフになる。 これによ り、 1方向性ュ ニ ヅ ト 3 0 bおよび M O S F E T 6 0 aに逆方向の電流は流れなくなる。このようにして全波整流が行わ れ、ダイオー ドによる順方向電圧の損失がほぼない状態で電力供給が行われ る。
発電装置 1に回転錘を用いた腕装着型の電子機器において、上記のように 1方向性ユニッ トを用いて整流回路を構成した電力供給装置と、シリコンダ ィオー ドよ り V f の小さなショ ッ トキ一ダイオー ドを用いて整流回路を構 成した電力供給装置の充電電荷量の比較が行われている。 その結果、 1方向 性ュニッ トを採用した電力供給装置の方が、 回転錘の動きが大きい場合、 す なわち、 回転錘を垂直に立てて 1 8 0度旋回させたときで 1 . 3 2倍、 回転 錘の動きの小さな場合、 すなわち、 回転錘を 3 0度に立てて 9 0度旋回させ たときで 1 . 7 1倍の充電電荷量が得られている。 この結果から、 1方向性 ユニッ トを採用することによ り、整流効率が大幅に向上していることが判り 、 さらに、 起電圧が小さいとき、 すなわち、 回転錘の動きが小さなときほど 整流効率の改善率が高いことが判る。従って、 本例の 1方向性ュニッ トを用 いた電力供給装置を採用した携帯型電子機器では、腕の小さな動きでも効率 良く給電が行われ、 充電能力の高い携帯型電子機器を提供できる。
なお、 上記の例では、 1方向性ュニッ トを pチャンネル型の M 0 S F E T で構成し整流用の MO S F E Tを nチャンネル型にしているが、これらと異 なる導電型を用いて電力供給装置を構成することももちろん可能である。 以上に説明したように、 本発明においては、 携帯型の電子機器に収納可能 な発電装置を備えた電力供給装置において、 1方向性ユニッ トを用いて整流 機能あるいは逆流阻止機能を実現し、給電効率の高い電力供給装置を実現し ている。特に、 携帯型電子機器に収納可能な発電装置の起電力はダイオー ド の順方向電圧に近く、 さらに、 起電力が変動するのでダイオー ドの順方向電 圧による損失を除いて電力を供給可能にするによ り、携帯型電子機器の充電 能力を飛躍的に高めることができる。従って、 本発明の 1方向性ュニッ トを 採用した電力供給装置によって、環境条件によって発電能力が大き く変動す る太陽電池ゃ熱電素子、あるいはユーザの動きを回転錘などを用いて捉えて 交流発電を行う電磁発電機あるいは熱電素子などを用いた発電装置の電力 供給能力を大幅に向上でき、 携帯型電子機器の充電装置を充電し、 また、 処 理装置を稼働するために十分な電力を供給することができる。 このため、 本 発明によ り、様々な環境下で継続して処理装置を稼働できる携帯型に適した 電子機器を提供することができ、 電池の有無などに係わらず、 何時でもどこ でも処理装置の機能を十分に発揮させられる電子機器を提供することがで きる。 産業上の利用可能性
本発明の電力供給装置は、 携帯型電子機器用に適したものであ り、 腕装着 型などの身体に装着し、 その動きなどを捉えて自動的に発電を行い、 電池を 用いずに、あるいは電池の補助電源として電子機器を稼働させることができ るものである。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 携帯型電子機器に内蔵可能な電力供給装置であって、 発電装置と、 こ の発電装置からの電力を少なく とも 1つの 1 方向性ュニッ トを介して充電 装
置または処理装置に供給する供給部とを有し、
前記 1方向性ユニッ トは、 ダイオー ドと、 このダイオー ドに並列に接続さ れたバイパススィ ッチと、前記ダイオー ドに順方向電圧が生じたときに前記 バイパススィ ッチをオンする制御部とを備えている電力供給装置。
2 . 請求項 1 において、 前記バイパススィ ツチは電界効果型 ト ラ ンジスタ であ り、前記ダイォ一 ドは前記バイパススィ ツチの寄生ダイォ一 ドであるこ どを特徴とする電力供給装置。
3 . 請求項 1 において、 前記制御部は、 前記バイパススィ ツチを前記発電 装置の出力電圧よ り高い電圧で制御可能であることを特徴とする電力供給 装置。
4 . 請求項 1 において、 前記制御部は、 前記バイパススィ ツチをオンした 後、 所定の時間経過後にオフすることを特徴とする電力供給装置。
5 . 請求項 1 において、 前記制御部は、 前記ダイオードの両端の電圧を比 較するコンパレ一夕を備えていることを特徴とする電力供給装置。
6 . 請求項 5において、 前記コンパレータは、 検出電圧にヒステリシスを 持たせてあることを特徴とする電力供給装置。
7 . 請求項 1 において、 前記バイ パススィ ヅチはエンハンスメ ン ト形の電 界効果型 トランジスタであることを特徴とする電力供給装置。
8 . 請求項 7 において、 前記ダイォ一 ドは前記電界効果型 ト ラ ンジスタの 寄生ダイオー ドであることを特徴とする電力供給装置。
9 . 請求項 1 において、 前記発電装置は交流電力を発生し、 前記供給部は 前記 1 方向性ュニッ トを用いて整流を行い充電装置または処理装置に供給 可能であることを特徴とする電力供給装置。
1 0 . 請求項 9において、 前記供給部は前記発電装置に接続された第 1お よび第 2 の入力端子と、前記充電装置または処理装置に接続された第 1およ び第 2 の出力端子と、前記第 1および第 2 の入力端子と前記第 1 の出力端子 の間に並列に接続された第 1および第 2 の前記 1方向性ユニッ ト と、前記第 1および第 2の入力端子と前記第 2の出力端子の間に並列に接続された第
1および第 2の電界効果型 トランジスタとを備えていることを特徴とする 電力供給装置。
1 1 . 請求項 1 0において、 前記第 1および第 2の 1方向性ュニッ 卜の前 記バイパススィ ッチは第 1導電型の電界効果型 トランジスタであ り、前記ダ ィォ一 ドは前記バイパススィ ツチの寄生ダイォー ドであ り、前記第 1および 第 2 の電界効果型 ト ラ ンジスタは第 2導電型であ り、前記第 1 の電界効果型 トランジスタのゲー ト入力には前記第 2の入力端子の電圧が印加され、前記 第 2の電界効果型 トランジスタのゲー ト入力には前記第 1 の入力端子の電 圧が印加される電力供給装置。
1 2 . 請求項 1 1 において、 前記第 2導電型の第 1および第 2の電界効果 型 ト ラ ンジスタのゲー ト入力には、抵抗負荷要素が接続されていることを特 徴とする電力供給装置。
1 3 . 請求項 1 1 において、 前記第 1および第 2の 1方向性ュニッ 卜の前 記制御部は、前記第 1および第 2の入力端子の電圧と前記第 1 の出力端子の 電圧を比較する、前記第 1および第 2の 1方向性ユニッ トに共通する 3入力 コンパレ一夕を備えていることを特徴とする電力供給装置。
1 4 . 請求項 1 において、 前記発電装置は直流電力を発生し、 前記供給部 は前記 1方向性ユニッ トを用いて充電装置または処理装置から前記発電装 置への逆流を防止することを特徴とする特徴とする電力供給装置。
1 5 . 請求項 1 に記載の電力供給装置と、
前記電力供給装置から供給された直流電力を蓄積可能な充電装置と、 前記電力供給装置から供給された直流電力によって動作する処理装置と を有することを特徴とする携帯型電子機器。
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