CN1208511A - 电力供给装置及便携式电子仪器 - Google Patents

电力供给装置及便携式电子仪器 Download PDF

Info

Publication number
CN1208511A
CN1208511A CN97191679A CN97191679A CN1208511A CN 1208511 A CN1208511 A CN 1208511A CN 97191679 A CN97191679 A CN 97191679A CN 97191679 A CN97191679 A CN 97191679A CN 1208511 A CN1208511 A CN 1208511A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
power supply
unit
supply device
diode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN97191679A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1175552C (zh
Inventor
藤沢照彦
矢部宏
新川修
门胁忠雄
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Seiko Epson Corp
Original Assignee
Seiko Epson Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Seiko Epson Corp filed Critical Seiko Epson Corp
Publication of CN1208511A publication Critical patent/CN1208511A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1175552C publication Critical patent/CN1175552C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • G—PHYSICS
    • G04—HOROLOGY
    • G04C—ELECTROMECHANICAL CLOCKS OR WATCHES
    • G04C10/00—Arrangements of electric power supplies in time pieces
    • G—PHYSICS
    • G04—HOROLOGY
    • G04G—ELECTRONIC TIME-PIECES
    • G04G19/00—Electric power supply circuits specially adapted for use in electronic time-pieces
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H02M7/2195—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration the switches being synchronously commutated at the same frequency of the AC input voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/30—Modifications for providing a predetermined threshold before switching
    • H03K2017/307—Modifications for providing a predetermined threshold before switching circuits simulating a diode, e.g. threshold zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Electromechanical Clocks (AREA)
  • Electric Clocks (AREA)
  • Control Of Eletrric Generators (AREA)

Abstract

本发明的电力供给装置使用具有二极管、与该二极管并联连接的旁路开关和当二极管产生正向电压时使旁路开关接通的控制部的1方向性单元,对从装在腕部佩带型等便携式电子仪器内的发电装置来的交流电进行整流,或阻止反向电流的流动,供电时可以几乎没有二极管正向电压引起的损耗。因装在腕部佩带型等便携式电子仪器内的发电装置的电动势接近或数倍于正向电压,故通过使用1方向性单元可以大幅度地改善整流效率。

Description

电力供给装置及便携式电子仪器
技术领域
本发明涉及某种具有发电装置的电力供给装置，该发电装置是可以装在腕部佩戴型等的便携式电子仪器内、利用旋转摆的运动可以将身体运动的能量转换成交变电流等类型的发电装置。
背景技术
在象手表装置那样的携带方便的小型电子仪器中，设计了一种通过内部安装发电装置从而不需要更换电池或者可以不要电池的便携式电子仪器，并已实用化。在图11中，作为一个例子示出了内部装有发电装置1的手表装置10的大概结构。在该便携式电子仪器(手表装置)10中，在手表装置的外壳内具有进行旋转运动的旋转摆13、将旋转摆13的旋转运动传送到电磁发电机的齿轮机构11以及构成电磁发电机12的转子14和定子15，当两极已磁化了的圆盘状转子14旋转时，在定子15的输出线圈16上产生电动势，从而，可以得到交流输出。进而，该便携式电子仪器的电力供给装置20具有整流电路24，其输出端与充电装置的大容量电容器5和处理装置5连接，可以将发电装置输出的交变电流整流后供给大容量电容器5和处理装置9。因此，与电力供给装置20连接的处理装置9利用发电装置1的电力或大容量电容器5放电的电力可以驱动手表的计时功能部件7。所以，该便携式电子仪器是一种即使没有电池也可以使处理装置9连续工作、无论何时何地都可以使用处理装置从而能够解除电池废弃所带来的问题的电子仪器。
在图11所示的电子仪器中，因从内部安装的发电装置1供给的电源是交流电源，故通过电力供给装置20的整流电路24整流后对大容量电容器5充电，而且，成为具有IC等处理装置9的工作电源。在图11所示的电力供给装置20中，使用整流电路24，将利用两个二极管25和26半波整流后的电压暂时对辅助电容器27充电，进行升压整流。使用硅二极管作为二极管25和26，如图12所示那样，对正向电流If有0.5~0.6V左右的正向电压。因此，利用整流电路24对发电装置1供给的电源W0进行整流所得到的电源W1因构成整流电路24的二极管有正向电压Vf的损失故如下式所示。
    W1=ηC×W0                    …(1)
    ηC=V1/(V1+2×Vf)             …(2)
这里，ηC是充电时的整流功率，V1是整流电路的输出电压，在图11所示的电路中与大容量电容器5的充电电压对应。
为了降低耗电，手表装置等的便携式电子仪器的处理装置9的IC等的工作电压趋向于低电压驱动，例如，在0.9～1.0V左右即可开始工作。因此，大容量电容器5的电压选择在1.5V～2V左右，与此对应，若考虑0.5～0.6V左右的正向电压Vf，则整流效率ηC成为0.6左右的值。所以，为了提高整流效率，希望正向电压Vf更低一些。
此外，作为可以装在便携式电子仪器内的发电装置，有使用旋转摆、捕捉人体的活动使定子旋转而转换成交流电的装置、使用发条存储能量并转换成交流电的装置、利用人体的活动使压电器件振动来获得交流电的装置和使用热电元件或太阳能电池来获得直流电源的装置等。在它们之中，在获得交流电的发电装置中，从身体等活动所得到的发电用的运动能量小，此外，为了要装在便携式电子仪器内，发电装置本身非常小，所以感应电动势小，进而，身体运动等的状态变动很大，不是经常能得到电力。因此，整流电路的输入电压低，在正向电压Vf附近波动，最大也不过达到正向电压Vf的数倍。因此，通过降低正向电压Vf就可以大幅度地改善供电效率。
在使用产生太阳能电池等直流电的发电装置的电力供给装置中，同样因照度等原因感应电动势变动也很大。因此，通过降低反向电流阻止用的二极管的正向电压Vf，即使在照度低感应电动势小的状态下也能够有效地利用发出的电力。这样一来，为了有效地利用可装在便携式电子仪器内的发电装置发出的电力，如何降低该供电电路使用的正向电压Vf便成为近年来开发研究的重要课题。
因此，本发明的目的在于，通过采用可以降低正向电压Vf的1方向性单元去代替二极管来大幅度地提高便携式电子仪器用的电力供给装置的整流效率ηC。本发明的目的还在于，通过使这种高效率的发电装置与处理装置一起搭载来提供一种不需要更换电池、无论何时何地都能使用的便携式电子仪器。
发明的公开
在本发明的可以装在便携式电子仪器内的电力供给装置中，对在将发电装置的电力供给充电装置或处理装置的供给部采用1方向性单元，该1方向单元具有二极管、与该二极管并联连接的旁路开关和当二极管产生正向电压时使旁路开关接通的控制部。在该1方向性单元中，因当二极管流过正向电流产生正向电压时旁路开关接通故可以防止正向电压引起的损耗。还有，当电流的方向与二极管的方向相反时，因产生与正向电压的极性相反的电压，旁路开关不接通，故可以利用二极管防止反向电流的流动。
容易利用作为这样的1方向性单元的器件有场效应晶体管，场效应晶体管起旁路开关的作用，旁路开关的寄生二极管起二极管的作用。
进而，象具有手表装置所采用的太阳能电池或旋转摆的发电系统那样，捕捉用户周围的能量进行发电，在使用这样的发电装置时，发电装置能连续工作的情况很少。因此，希望能够以比已充电好的大容量电容器所供给的电压或利用升压装置升压后的发电装置的输出电压高的电压来进行控制。通过能够以比发电装置的输出电压高的电压来进行控制，即使在发电初期或末期输出电压低的状态下，也可以使开关以很高的速度可靠地动作，所以，能够进一步提高整流效率。
这样的1方向性单元是通过接通旁路开关来使正向电压降低的，所以，为了关闭旁路开关，希望使用不同的方法去检测电流的方向。例如，通过控制部在旁路开关接通的规定时间之后再断开旁路开关，可以检测出(取样)有无正向电压并判断电流的方向。因此，可以定期检测有无正向电压，当有正向电压时，可以通过再次接通旁路开关去降低正向电压的损耗，还可以防止电流的反向。
此外，在控制部设置比较器，作为比较装置，对二极管两端的电压进行比较，在旁路开关接通的期间内，可以检测出由旁路开关引起的电压降低，也可以检测出电流的方向。还有，为了产生比较器可检测的压降，也可以在旁路开关上串接一个很小的电阻。这样，通过采用1方向性单元，根据二极管是否产生了正向电压去控制旁路开关，不需要增加发电装置的接口器件就可以根据发电装置的发电状态对1方向性单元进行控制。因此，由于不需要发电装置本身具有电动势检测用的线圈等，所以，发电装置的结构不复杂，不需要增加发电装置的接口器件，就可以进行消除正向电压损耗的控制。
进而，为了在不能得到控制旁路开关的电力的状态下还能发挥1方向性单元的性能，作为旁路开关希望采用增强型场效应晶体管。通过采用增强型场效应晶体管，由于当栅极不加电压时旁路开关断开，所以，可以使用二极管起到防止1方向性单元电流反向的作用。
当从发电装置供给交流电时，在电力供给装置的供给部，为了对交流电进行整流，使用1方向性单元可以减少二极管正向电压引起的损耗。特别是，由于可装在便携式电子仪器内的发电装置的电动势低，在二极管的正向电压附近，所以，有可能大幅度地提高整流效率，可以提供供电效率高的电力供给装置。
在供给部中，当进行全波整流时，也可以使用4个1方向性单元代替二极管，这时，对于与发电装置连接的第1和第2输入端以及与充电装置或处理装置连接的第1和第2输出端，可以将第1和第2的1方向性单元并联连接在第1和第2输入端与第1输出端之间，将第1和第2场效应晶体管并联连接在第1和第2输入端与第2输出端之间。而且，采用第1导电型场效应晶体管作为第1和第2的1方向性单元。与此对应，第1和第2场效应晶体管采用第2导电型的，将第2输入端的电压加在第1场效应晶体管的栅极输入端，将第1输入端的电压加在第2场效应晶体管的栅极输入端。因此，由于第1和第2场效应晶体管也和1方向性单元一样跟随第1和第2输入端的电压变化而接通断开，所以能够消除正向电压的损耗、大幅度提高供电效率。
通过将反相器等驱动元件连接在第2导电型的第1和第2场效应晶体管上的栅极输入端，有可能提高场效应晶体管接通的定时精度。此外，作为第1和第2的1方向性单元的控制部，也可以设置3输入端的比较器，将第1和第2输入端的电压与第1输出端的电压进行比较，使其可以在各1方向性单元中对正向电压同时进行判断，可以削减比较器的总数。由此，可以降低实现电力供给电路的半导体装置的电力消耗。此外，因电路简单了故减小了半导体装置的面积，降低了成本。
在具有供给直流电的发电装置的电力供给装置中，为了防止反向电流，通过采用上述1方向性单元可以减少二极管正向电压引起的损耗。即，通过采用上述1方向性单元，可以在发电时减少二极管正向电压引起的损耗。在不发电时，或者在电动势比充电装置还低时，可以防止反向电流流过发电装置。
这样一来，本发明的电力供给装置是可以装在腕部佩带型电子仪器等便携式电子仪器内的装置，是具有象使用了电磁发电机或压电元件等输出交流电的发电装置和太阳能电池或热电元件等输出直流电的发电装置那样的装置，可以从这些发电装置向充电装置和处理装置供给电力而损耗很少。这些发电装置是可携带的装置，或者捕捉用户身体的运动和振动等进行发电，或者可以将太阳光和温度差等自然界的不连续的能量转换成电能，但都不能连续地获得电力，电动势或电流密度小。因此，本发明的电力供给装置可以防止整流时与发电装置的电动势大致相当的二极管的正向电压引起的损耗，或者在向充电装置和处理装置供电时可以防止反向电流，所以，作为便携式电子仪器的电力供给装置是非常有用的。因此，通过使用本发明的电力供给装置，可以提供一种搭载了具有计时功能等的处理装置的、腕部佩带型等的真正的便携式电子仪器，一种随时随地都可以发挥计时功能等的处理功能的电子仪器。
附图的简单说明
图1是表示采用了1方向性单元的本发明的电力供给装置和电子仪器的大概结构的方框图。
图2是用来说明图1所示的整流电路的动作的时序图。
图3是表示具有1方向性单元的与上述不同的本发明的电力供给装置和电子仪器的大概结构的方框图。
图4是表示操作图3所示的1方向性单元的开关的控制信号的时序图。
图5是表示使用1方向性单元进行全波整流的电力供给装置和电子仪器的大概结构的方框图。
图6是表示图5所示的电力供给装置的动作的时序图。
图7是表示使用1方向性单元进行全波整流的电力供给装置和电子仪器的另一个例子的方框图。
图8是表示使用1方向性单元进行全波整流的电力供给装置和电子仪器的又一个例子的方框图。
图9是表示使用1方向性单元进行全波整流的电力供给装置和电子仪器的再一个例子的方框图。
图10是表示图9所示的电力供给装置的工作的时序图。
图11是表示先有的电子仪器的例子的方框图。
图12是表示二极管的正向电压特性的图。
实施本发明的最佳形态
【第1实施形态】
下面参照附图进一步详细地说明本发明。图1概要地示出本发明的具有发电装置的电子仪器。本例电子仪器10的电力供给装置20具有可以装在根据图11已说明过的手表装置等中、可以提供交流电的发电装置1和将从该发电装置1输入的电力整流后供给手表装置等的处理装置9的整流电路24。在本例的电力供给装置20的第1输出端22和第2输出端23上，分别连接作为充电装置的大容量电容器5和处理装置9，处理装置9除了是搭载了上述那样的计时功能的装置之外，当然还可以是具有收音机、翻页器或计算机功能的装置。
本例的电力供给装置20的整流电路24具有辅助电容器27和2个1方向性单元30、31，可以进行升压整流。在本例中，手表装置10的高压侧Vdd接地，为基准电压。因此，在下面，作为输出电压参照低电压一侧的Vss，为简单起见，电压值一律用绝对值表示。
本例的整流电路24所用的1方向性单元30、31分别具有p沟道MOSFET 32和n沟道MOSFET 33，利用这些MOSFET 32和33的寄生二极管作为只让单方向电流流过的二极管。此外，1方向性单元30和31分别具有检测MOSFET32和33的源极(S)和漏极(D)的电压并向栅极(G)提供控制信号的控制电路36和37。
首先，1方向性单元30设计成使辅助电容器27能够与发电装置1并联连接，用来利用它的二极管34对交流电进行半波整流并对辅助电容器27充电。在本例的电路中，p沟道MOSFET 32的源极32S与接地的Vdd连接，漏极32D与辅助电容器27连接。因此，可以把正方向是从漏极32D到源极32S的寄生二极管34用来作为半波整流用的器件，当发电装置1的Vss一侧的发生电压V0比接地电压Vdd高(在正方向)时，就可以对辅助电容器27充电。
下面，参照图2所示的时序图说明本例的整流电路24的各1方向性单元30和31的结构和动作。首先，控制构成1方向性单元30的MOSFET32的控制电路36具有比较器41和反相器45，比较器41将漏极32D的电压V2与源极32S的电压V3比较，反向器45将该比较器41的输出反相后加在MOSFET 32的栅极32G上。源极的电压V3输入比较器41的反相输入端42，漏极的电压V2输入非反相输入端43。当沿二极管34的正方向从漏极32D向源极32S流过电流时，在二极管34上产生正向电压Vf。因此，漏极电压V2比源极电压V3高，从比较器41的输出端44输出高电平信号。该高电平信号经反相器45反相后变成低电平或负电位的信号加在栅极32G上。因此，p沟道MOSFET 32导通，将寄生二极管34旁路，电流流经MOSFET 32形成的沟道。所以，由于因二极管34的正向电压Vf引起的电压降没有了，所以源极电压V3上升到漏极电压V2的附近，可以降低因正向电压Vf引起的损耗。但是，因为还有因MOSFET32形成的沟道引起的电压降，所以源极电压V3保持在比漏极电压V2低的值上。本例的比较器41具有能够检测出该程度电位差的精度，当电流在MOSFET 32中从漏极32D流过源极32S时，能够使MOSFET 32保持导通状态。
或者，也可以这样来构成比较器41，使比较器41具有检测电压的滞后效应，沿二极管34流过正向电流并产生正向电压Vf，在非反相输入端43和反相输入端42之间产生一定电平以上的电位差，这时，比较器41的输出端44输出高电平信号，当产生比该一定电平的电位差还小的规定的电位差或负的电位差时，比较器41的输出端44变成低电平信号。这样通过使导致MOSFET 32导通/截止的检测电压保持一个差值(滞后)，可以使MOSFET 32构成为沟道压降小的开关，甚至构成为完全没有压降的理想的开关，可以得到更好的整流效果。
参看图2的时序图，当发电装置1空载时的发生电压V0’在时刻t11是高电平时，即Vss的电平相对接地电位Vdd高时，电流流过二极管34并因二极管的正向电压而产生电压降。因此，MOSFET 32两端的电压(V2-V3)是漏极32D的电压V2高，当由比较器41在时刻t12进行检测时，比较器41的输出端必成为高电平。因而，P沟道MOSFET 32导通，1方向性单元30两端的电压(V2-V3)达不到二极管的正向电压Vf，如图所示那样，在MOSFET 32的沟道上大约产生数10mV左右的微小压降。因电流流过1方向性单元30，故辅助电容器27被充电，它两端的电压(V0-V2)慢慢上升。
在时刻t13，当发电装置1的交流电压V0’转向减少时，已充电到峰值电压Vc的辅助电容器27开始放电。当辅助电容器27开始放电时，因漏极32D的电压V2比源极32S的电压V3还低，故比较器41的输出变成低电平。因此，由反相器45反转的高电平信号供给P沟道MOSFET的栅极32G，P沟道MOSFET 32载止。而且，源极侧的电压V3比漏极侧的电压V2高时，二极管34加有反向电压。所以，二极管34没有电流流过。因此，1方向性单元30截止，阻止辅助电容器27放电，在时刻t13之后，MOSFET 32两端的电压是发电装置发生电压V0’和电压Vc之和(当极性相反时是它们的差)。
当在时刻t11交流电压V0’的相位改变使发生电压V0比接地电压Vdd还低(负向)时，辅助电容器27由1方向性单元31串联连接起来。使用本例的整流电路24的另一个1方向性单元31将辅助电容器27与发电装置1串联连接起来，利用它的二极管35对交流电进行半波整流，再加上辅助电容器充电后的电压后供给输出端22和23。因此，利用本例的电力供给装置20，由发电装置1发生的交流电可以在变成2倍升压后的直流电之后供给与输出端22连接的大容量电容器5和与输出端23连接的处理电路9。
在本例的整流电路24中，第2的1方向性单元31采用n沟道MOSFET33,MOSFET 33的源极33S与输出端22和23连接，漏极33D与辅助电容器27连接。因此，可以使用正方向是从源极33S到漏极33D的寄生二极管35作为半波整流，当发生电压V0比接地电压Vdd低时便加上已充电的辅助电容器27的电压，这样，由发电装置1发出的电力就可以供给输出端22和23。
控制该MOSFET 33的控制电路37具有比较器41，它将源极33S的电压V1和漏极33D的电压V2进行比较，该比较器41的输出44加给MOSFET 33的栅极33G。比较器41的反向输入端42输入漏极一侧的电压V2，非反向输入端43输入源极一侧的电压V1。当沿二极管35的正向、即从源极33S到漏极33D流过电流时，在二极管35上产生正向电压Vf。因此，源极电压V1比漏极电压V2高，从比较器41的输出端44输出高电平。因该高电平信号加在栅极33 G上，故n沟道MOSFET 33导通，将寄生二极管35旁路，电流流过MOSFET 33形成的沟道。所以，因二极管35的正向电压Vf没有产生压降，故源极电压V1降到漏极电压V2的附近，可以降低正向电压Vf引起的损耗。该1方向性单元31也一样，因MOSFET 33形成的沟道产生压降，故源极电压V1维持比漏极电压V2高，该电位差由本例的比较器41检测出来，在电流从源极33S流向漏极33D这段时间内，MOSFET 33导通。
在该1方向性单元31中，比较器41也可以构成为，使比较器41具有检测电压滞后特性，电流沿二极管35的正向流过并产生正向电压Vf，当比较器41的非反向输入端43和反向输入端42产生一定电平以上的电位差时，其输出端44输出高电平信号，当产生比一定电平的电位差小的规定的电位差或负的电位差时，比较器41的输出端44变成低电平信号。这样，通过使让MOSFET 33导通/截止的检测电压具有回差(滞后)，MOSFET 33也可以构成为沟道压降小的开关，甚至可以构成为完全没有压降的理想的开关，可以谋求达到更好的整流效果。
参照图2所示的时序图，归纳一下1方向性单元33的动作。在时刻t14，发电装置的发生电压V0’的相位改变，其值比接地电位Vdd还低，在时刻t15,MOSFET 33两端的电压(V1-V2)为正、即当辅助电容器27的电压Vc与发生电压V0’的和大于大容量电容器的充电电压Vsc(因是负一侧故为绝对值)时，二极管35流过电流。因此，MOSFET 33的两端产生正向压降，在时刻t16，由比较器41检测出来，其结果，MOSFET33导通，MOSFET 33两端的压降没有正向电压Vf那么大，抑制为沟道电压下降到一定程度。在这样由1方向性单元33引起的压降非常小的状态下可以对大容量电容器5进行充电。
在时刻t17，当发生电压V0’越过峰值，它与辅助电容器27的电压Vc的和小于大容量电容器5的充电电压Vsc(尽管是包含了MOSFET 33的沟道引起的电压降的值)时，因为是大容量电容器5的充电电压Vsc高，故从大容量电容器5开始放电。当大容量电容器5开始放电时，如上所述，因源极33S的电压V1比漏极33D的电压V2还低，故比较器41的输出44反转为低电平。所以，因n沟道MOSFET 33截止二极管35也呈现反向电压，故利用1方向性单元可以阻止大容量电容器5的放电。
而且，当从发电装置1供给的交流电的相位改变，发生电压V0比接地电位Vdd高时，辅助电容器27因刚才说明过的另一个1方向性单元30的作用而与发电装置1并联连接，辅助电容器27被充电。在该期间，1方向性单元31在漏极电压值V2比源极电压值V1小时(作为电压V2比V1高)没有电流流过。因此，即使有从发电装置1来的输入，在发生电压V0比大容量电容器5的充电电压Vsc小的情况下，也没有电流流过，保护已充电的大容量电容器5，使其不放电。此外，本例的MOSFET32和33采用增强型的，当栅极32G和33G未加电压时，MOSFET 32和33截止，二极管34和35的功能被激活。即使大容量电容器5没有电压、控制电路36和37不工作，也可以用二极管34和35构成整流电路24、对发电装置1的电力进行整流并供给大容量电容器5和处理装置9。
这样，本例的1方向性单元30和31能够阻止反向电流，同时对正向电流可以将正向电压的损耗降低到由MOSFET 32和33的导通阻抗所引起的损耗那么大。因此，利用1方向性单元30，可以将辅助电容器27充电到发生电压V0附近，此外，利用1方向性单元31，整流后的电压，还加上辅助电容器27充电后的电压，可以向输出端22和23供给大约相当发电电压V0两倍的电压。为此，可以大幅度提供前面(2)式所示的整流效率ηc。另一方面，当1方向性单元30和31流过反向电流时，因MOSFET 32和33截止，故通过二极管34和35可以阻止反向电流。所以，可以减少漏电流损耗。通过使用1方向性单元，可以将该漏电流损耗抑制到MOSFET的反向漏电流的程度、即1nA以下，使其达到几乎可以忽略的地步。这特别对于手表那样的消耗电流在数百nA的所谓低功耗系统，效果是非常大的。这样一来，在由本发明的1方向性单元构成整流电路24的电力供给装置20中，可以向输出端22和23供给电力，使发电的电力几乎不受损失。因此，可以提供供电效率高、损失少的电力供给装置，可以有效地将从旋转摆锤的运动得到的电能供给手表装置等的处理电路9，可以使其功能发挥作用。此外，供给与输出端22连接的大容量电容器5对大容量电容器充电，即使当发电装置1不发电，利用大容量电容器5的电力也可以使处理装置9连续工作。这样，使用本发明可以提供便于携带的小型电子仪器。
【第2实施形态】
作为本发明的另一个例子，图3概要地示出了可以利用太阳能电池2作为直流电源使计时装置等处理装置工作的电子仪器10。该电子仪器10具有电力供给装置20，把从太阳能电池2来的直流电供给作为充电装置的大容量电容器5和处理装置9。电力供给装置20具有与大容量电容器5连接的第1输出端22和与处理装置9连接的第2输出端23。在第2输出端23上，相对第1输出端22、即大容量电容器5串联连接有启动用电阻28，还连接有与该电阻28并联的旁路开关51。因此，当大容量电容器5的充电电平低时，为了防止大容量电容器把大部分电力消耗掉，利用启动用电阻28，使与处理装置9连接的输出端23产生足够的电压。此外，当大容量电容器5产生一定程度的电压时，利用旁路开关51将启动用电阻28旁路，能够有效地对大容量电容器5进行充电。
在本例的处理装置9上并联连接有用于使工作电压稳定等的辅助电容器8。此外，电力供给装置20还连接有与太阳能电池2并联的短路用开关52，当太阳能电池2产生的电压V0太高、已达到给处理装置9和大容量电容器5带来坏影响的程度时，将太阳能电池2来的输入短路，使输出电压V1不致太高。为了进行这样的控制，电力供给装置20具有控制电路37，利用该控制电路37去监视发生电压V0和大容量电容器5的输出端23的输出电压V1，以便操作短路用开关52和旁路用开关51。
在该电力供给装置20中，当把不连续的光能转换成电能的太阳能电池2的输出下降时，大容量电容器5放电的电力从输出端22供给输出端23并驱动处理装置9。这时，当电流从大容量电容器5流向太阳能电池2时，电力就会被浪费掉，还有损伤太阳能电池2之虞。因此，在电力供给装置20内，设有1方向性单元31，用来防止从大容量电容器5对太阳能电池2进行电流倒灌。
本例的1方向性单元31具有二极管35和与该二极管35并联连接的开关38，二极管35的连接使得当太阳能电池2的电动势V0的绝对值比与大容量电容器5连接的输出端22的电压V1还大时电流能够通过，该开关38由控制电路37来的控制信号φ1操纵。图4示出控制信号φ1的例子。将发生电压V0和输出端22的输出电压V1导入控制电路37，电压V0和V1与二极管35两端的电压相当。首先，在时刻t1，当太阳能电池2还未发电、大容量电容器5的还没有积蓄电荷时，发生电压V0和输出电压V1为0，它们的差也是0。因此，控制信号φ1保持低电平，开关38断开。为了在控制用电源不能确保的情况下能够保证断开，例如，可以使用增强型MOSFET等场效应晶体管开关。
其次，在时刻t2，当太阳能电池2开始发电时，发生电压V0增加(负向)。从而，电流流过二极管35，产生正向电压Vf。因此，二极管35另一端的电压V1在正向一侧比发生电压V0还小。控制电路37检测该电位差，在时刻t3使控制信号φ1成为高电平，使开关38接通。结果，从太阳能电池2来的电流从二极管35的旁边流过，供给大容量电容器5和处理电路9，而没有正向电压Vf引起的损耗。
当旁路开关38接通时，因为没有二极管35的正向电压Vf的影响，所以电压V1和V0几乎没有差。当然，还有开关38引起的压降，如上所述，可以检测该电压降去控制旁路开关38。在本例中，在旁路开关38接通、经过规定时间后的时刻t4，使旁路开关38断开一会儿。若在旁路开关38断开时检测出二极管35的正向电压Vf，则在时刻t5再次使旁路开关38接通。这样，在本例的1方向性单元31中，通过定期地使旁路开关38断开、对二极管35的正向电压进行采样，可以检测流过二极管35的电流的方向。因此，由于在太阳能电池2和大容量电容器5之间定期地产生二极管35的正向电压Vf，所以充电效率降低。但是，在开关38接通期间可以消除正向电压Vf的影响。因此，与先有的电压供给装置总是产生正向电压Vf损耗的情况相比，可以大幅度提高电压供给装置的供电效率。
当在时刻t9太阳能电池2停止发电时，电压V1和V0的差反向，电压V0的绝对值变小。因此控制信号φ1变成低电平，开关38断开。当电压V1减V0的值为负时，因二极管35也反向故没有电流。因此，电流不流过本例的1方向性单元31，电流不从大容量电容器5倒流到太阳能电池2，大容量电容器5的电力经输出端23供给处理装置9，处理装置9继续工作。
这样，在本例的电力供给装置20中，通过使用本发明的1方向性单元31来阻止反向电流，可以防止二极管正向电压引起的损耗，而有效地输送电力。此外，因为在大容量电电容器5把电力供给处理装置9时能够除去正向电压Vf引起的损耗，所以能够采用正向电压Vf大的元件，能够采用反向漏电流小、能降低漏电流损失的硅二极管作为防止反向电流用的元件35。
此外，在本例中以电阻28、开关51、电容器8和开关52的作用和效果为中心进行了说明，但这些结构当然也适用于上述第1实施形态，能够得到同样的作用和效果。还有，在本例中，通过定期地使1方向性单元31的旁路开关38断开来检测流过二极管的电流的方向，但在第1实施形态的MOSFET 32和33中也可以这么去做。而且，使用这样的方法，通过取样检测流过二极管34和35的电流的方向，可以使用没有沟道电压降的理想的MOSFET去构成整流电路，进而能够有效地供给电力。此外，因检测电流方向或电压方向是取样式的故比较器41的动作可以是取样式(离散的)的，所以可以降低控制电路的电力消耗，考虑这一点还可以进一步提高供电效率。
如上所述，本发明的电力供给装置检测二极管产生的正向电压，使旁路二极管的开关接通，可以防止正向电压损耗的发生。因此，可以大幅度降低对交流电整流的整流电路的损耗和反向电流防止元件的损耗，可以在没有正向电压引起的损耗的情况下从输入端将电力输送到输出端。此外，本发明的1方向性单元若加反向电压时开关接通，利用二极管可以防止反向电流，所以，与以往一样可以阻止输出端到输入端的反向电流，可以防止把大容量电容器和处理装置的辅助电容暂时积蓄的电力浪费掉。
因此，通过在本发明的电力供给装置的输入端连接输出太阳能电池或热电元件等的直流的发电装置、或者连接使用电磁发电机或振动式热电元件输出交流的发电装置，可以提供漏电流损耗少、供电效率高的发电装置，而没有二极管的正向电压引起的损耗。因此，利用本发明的发电装置，可以有效地从使用了能量密度小的太阳能电池、热电元件或利用用户的动作进行发电的旋转摆的发电机等向处理装置和充电装置供给电力，可以提供便于携带的发电装置。进而，本发明的1方向性单元是二极管和开关的组合，或者是由MOSFET等场效应晶体管开关及其寄生二极管形成的非常简单的可小型化的单元，这一点也适合便携式发电装置。此外，通过装上具有计时功能的处理装置和本发明的电力供给装置或发电装置，可以提供自发电型的便携式电子仪器，通过同时使用大容量电容器等的充电装置，可以提供在各种环境下都能使处理装置长时间连续工作的电子仪器。本发明的电子仪器作为手表和其它便携式或车载式电子仪器是可以实现的，不限于在上述例子中已说明过的具有计时功能的电子仪器，当然可以将翻页器(ペ-ジャ-)、电话机、无线电台、助听器、万步计(计步器)、台式电子计算机、电子笔记本等信息终端、IC卡、无线电接受机等以消耗电力来工作的各种各样的处理装置装进去。
此外，本发明当然不限于上述各电子装置10的电路例子。例如，可以使用图3所示的反向电流阻止用的1方向性单元作为图1所示的交流电源整流电路的1方向性单元，当然，反之亦可。此外，整流电路除了上述升压整流电路之外，当然也可以是将桥式整流电路与1方向性单元组合进行全波整流的电路、或使用1方向性单元进行半波整流的电路等。此外，在升压整流中，也不限于上述2倍升压，当然可以使用3倍以上的升压电路。此外，作为旁路二极管的开关除了所谓场效应晶体管的单极性晶体管之外，也可以使用双极性晶体管开关，可以是将电力供给装置IC化之后再提供，或者是与处理装置装在同一块半导体衬底上等各种各样的变形例子。
【第3实施形态】
图5示出可以使用1方向性单元对从发电装置来的交流电进行全波整流后供给处理装置9和充电装置5的电力供给装置20的例子。也可以如上所述将4个1方向性单元组成桥形进行全波整流，但在本例的电力供给装置20中，是由具有比较器41的1方向性单元30a、30b和MOSFET60a、60b构成桥来进行全波整流的。因此，在本例的整流电路24中，因1方向性单元30有2个、比较器41有2个就行，故可以简化电路，可以使装载整流电路24的半导体装置(ASIC)小型化，能够实现成本更低、更容易装载在便携式电子仪器中的电力供给装置20。
在本例的整流电路24中，为了形成桥形，在与发电装置1连接的输入端子AG1、AG2和与充电装置5、处理装置9连接的一个输出端子O1之间并联连接2个1方向性单元30a、30b，在输入端子AG1、AG2与另一个输出端子O2之间并联连接整流用的MOSFET 60a、60b。1方向性单元30a、30b分别具有P沟道MOSFET 32和控制用的比较器41，它们的详细结构因与上述1方向性单元一样故以下省略其说明。与此相反，与输出端子O2之间并联连接的MOSFET 60a、60b是n沟道型的，漏极60D分别与发电装置的输入端子AG1、AG2连接，源极60S与输出端子O2连接。进而，MOSFET 60a的栅极60G与输入端子AG2连接，MOSFET 60b的栅极60G与输入端子AG1连接。MOSFET 60a、60b的栅极60G还经过由反相器61、驱动它的MOSFET 62和上拉电阻63构成的驱动元件分别与输入端子AG2、AG1连接。这些驱动元件由发电装置侧的AG1和AG2的电压驱动，进而，因能够控制整流用的MOSFET 60a和60b，故可以调整MOSFET 60a、60b的导通截止时序而不对它们产生影响。即，通过任意改变驱动元件MOSFET 62的阈值，能够任意选择整流用MOSFET 60a和60b的动作时序。虽然可以立即将发电装置一侧的电压供给整流用MOSFET 60a和60b的栅极60G，但是，若为了调整时序而改变阈值，驱动能力将下降，也就是说，因漏电流增加等引起性能下降。与此相反，若设置驱动元件，则在调整时序时可以不影响MOSFET 60a和60b的性能。
根据图6所示的时序图说明本例的电力供给装置20的整流电路24的动作。使发电装置1开始发电，输入端子AG1的电位从低电位Vsc上升到高电位Vdd，当在时刻t21达到驱动元件MOSFET 62的阈值时，MOSFET62导通。因此，反相器61的输出从低电位变到高电位，整流用的MOSFET60b导通。输入端子AG1的电压进一步上升，当大于充电装置5的充电电压Vdd时，在1方向性单元30a产生正向电压。由此，当在时刻t22、1方向性单元30a的MOSFET 32的两端的电压达到规定值时，比较器41的输出变成低电位，MOSFET 32导通，1方向性单元30a导通而没有正向电压引起的损耗。因而，从发电装置1来的电力能够供给充电装置5或处理装置9。当发电装置1的电动势开始反向时，在时刻t23,1方向性单元30a的MOSFET 32两端的电压降低，比较器41的输出变成高电平，MOSFET 32截止。进而，当输入端子AG1的电压降低时，变得低于驱动元件MOSFET 62的阈值，在时刻t24，整流用的MOSFET 60b截止。因此，因为1方向性单元30a的寄生二极管34和MOSFET 60b的寄生二极管65而没有反向电流流过。
发电装置1的电动势反向时也一样，输入端子AG2的电压上升，在时刻t25整流用的MOSFET 60a导通，在时刻t26,1方向性单元30b导通而没有正向电压的损耗。因此，可以高效率地从发电装置1向充电装置5和处理装置9供给电力。另一方面，输入端子AG2的电压下降，在时刻t27,1方向性单元30b截止，在时刻t28，整流用MOSFET 60a截止。所以，没有反向电流流过1方向性单元30B和MOSFET 60a。这样来进行全波整流，在使用本例的桥进行全波整流时，可以阻止1方向性单元30a、30b和MOSFET 60a、60b导通时因二极管的正向电压引起的损耗。可装在便携式电子仪器内的发电装置1的电动势是在硅二极管的正向电压的几倍以下，所以，与上述实施形态一样，通过消除因硅二极管的正向电压引起的损耗，可以提供整流效率非常高、供电效率高的电力供给装置。
再有，也可以在高电压侧Vdd与N沟道MOSFET 62的漏极之间连接适当的恒流电路去代替上拉电阻63。此外，N沟道MOSFET 62在稳定状态下不发电时截止，经电阻63和MOSFET 62不流过电流。这和使用恒流电路的情况是一样的。此外，也可以使用由N沟道MOSFET和P沟道MOSFET构成的CMOS反相器电路，来代替N沟道MOSFET 62和上拉电阻63这一驱动元件。在这种情况下，在稳定状态下不发电时也是截止的，不流过电流。进而，通过在输入端子AG1和电源电压Vsc之间以及在输入端子AG2和电源电压Vsc之间接入下拉电阻，也可以实现在不发电的稳定状态下输入端子AG1和AG2的电位的稳定。
图7示出具有使用1方向性单元30a、30b和整流用MOSFET 60a、60b来进行全波整流的整流电路24的电力供给装置20的另一个例子。本例的手表装置10具有升压电路70，可以使电容器5的放电电压升压，作为电源电压Vss使处理装置9工作。这样的升压电路70可以使用切换多个电容器的2级、3级或更多级的能升压的电路等来实现。当然，该升压电路70也可以不使电容器5的电压Vsc升压而作为电源电压Vss供给。
进而，本例的电力供给装置20具有电源端子29，接受供给来的可由升压电路70升压的电源电压Vss，电源电压Vss作为1方向性单元30a、30b和整流用MOSFET 60a、60b的控制电路、即比较器41和反相器61的工作电源使用。因此，即使在电容器(大容量电容器)5充电途中、或电容器5放电电压Vsc下降的状态下，由于也能够用升压了数倍Vsc的电源电压Vss去控制1方向性单元30a及30b、整流用MOSFET 60a及60b。因此，在充电开始或放电结束等电容5的电压Vsc低的状态下，也能确保驱动构成开关的这些MOSFET的足够电压，所以，能可靠地高速进行开关动作，能够进行高效率的整流。因此，能够降低充电初期或放电末期的整流损耗。例如，当电压Vsc相对高电位Vdd较小、大约-0.5V时，可以确保例如3倍升压后的-1.5V左右的电源电压Vss，通过该电源电压Vss可以驱动1方向性单元30a的P沟道MOSFET 32。因P沟道MOSFET的驱动能力随栅极电压的平方增加，故通过使用升压后的电力去控制大约能够发挥9倍的驱动能力，可以高效率地进行整流。
图8进而示出与上面不同的电力供给装置20的例子。本例的电力供给装置20使采用了N沟道MOSFET 33的1方向性单元30a、30b与进行全波整流的整流电路24的低电位一侧(Vsc一侧)连接，使P沟道MOSFET 80a和80b作为整流用的MOSFET，与高电位侧(Vdd一侧)连接。于是，MOSFET 80a的栅极端子80G利用输入端子AG2的电压工作，MOSFET 80b的栅极端子利用相反一侧的输入端子AG1的电压工作。MOSFET80a和80b的栅极80G设有由反相器81、驱动它的MOSFET 82和下拉电阻83构成的驱动元件。进而，设有电源电压Vss的接受端子29，使用电源电压Vss可以控制1方向性单元31a、31b和MOSFET 80a、80b。这些驱动元件的动作，如果把极性不同的因素考虑进去，与前面根据图7说明过的电路是一样的，所以，省略详细说明。
这样，也可以使构成1方向性单元和开关的MOSFET的极性反转来构成电力供给电路20。此外，在本例中，因为所采用的1方向性单元31a和31b不使用P沟道MOSFET，而使用驱动能力大的N沟道MOSFET，所以，使控制1方向性单元的比较器41的输出与N沟道MOSFET相匹配，可以小一些。因此，为了达到同样的驱动能力，在实现1方向性单元时可以使芯片的占有面积小一些，消耗的电力也可以比上述的低。
【第4实施形态】
图9示出具有使用1方向性单元30a、30b和整流用MOSFET 60a、60b来进行全波整流的整流电路24的电力供给装置20的另一个不同的例子。在本例中，1方向性单元30a、30b分别具有或电路48，作为P沟道MOSFET 32的控制部，进而，具有3输入端的比较器47，作为1方向性单元30a、30b的共同控制部。
2个1方向性单元共用的比较器47的非反向输入端47a与高电位Vdd连接，2个反向输入端47b和47c分别与同发电装置1连在一起的输入端子AG1和AG2连接。因此，当AG1和AG2的任何一方的电位比高电位Vdd高时，比较器47的输出从高电位变成低电位。而且，在各1方向性单元30a、30b中，将对应的整流用的MOSFET 60a和60b驱动用的反相器61的输入信号和3输入端比较器47的输出信号输入到或电路48，当两方的信号变成低电位时，P沟道MOSFET 32导通，向外供给电力而没有二极管正向电压引起的损耗。这样，通过将控制1方向性单元30a、30b的比较器共同使用，因可以削减比较器的总数故可以使构成电力供给装置的半导体装置(ASIC)紧凑化，容易收藏于携带型电子仪器内，同时可降低成本。而且，因可减少比较器的数目，所以可降低比较器所消耗的电能。因每一比较器所消耗的电流为50 nA左右，所以，在本例中，通过把比较器从2组减少到1组，可以使消耗电能的供给提高50 nA左右。如刚才所说，在象手表那样消耗电力在数百nA左右的低功耗系统中，削减比较器对降低电力消耗效果是非常大的。
再有，对于其它的构成，因与根据图5说明了的电力供给装置通用，故省略说明。
根据图10所示的时序图说明本例电力供给装置20的整流电路24的工作。发电装置1开始发电，输入端子AG1的电位从低电位Vsc上升到高电位Vdd，当在时刻t31达到驱动元件MOSFET 62的阈值时，MOSFET62导通。因此，反相器61的输入从高电位变成低电位，输出从低电位变到高电位，整流用的MOSFET 60b导通。输入端子AG1的电压进一步上升，当大于充电装置5的充电电压Vdd时，在1方向性单元30a产生正向电压。由此，当在时刻t32、3输入端比较器47的输出变成低电位，因输入到1方向性单元30a的或电路48的两个信号变成低电位，故P沟道MOSFET 32导通。因此，1方向性单元30a导通而没有正向电压引起的损耗，从发电装置1来的电力能够供给充电装置5或处理装置9。当发电装置1的电动势开始反向时，在时刻t33,1方向性单元30a的MOSFET 32两端的电压降低，共用比较器47的输出变成高电平，MOSFET32截止。进而，当输入端子AG1的电压降低时，变得低于驱动元件MOSFET62的阈值，在时刻t34，整流用的MOSFET 60b截止。因此，因为1方向性单元30a的寄生二极管34和MOSFET 60b的寄生二极管65而没有反向电流流过。
发电装置1的电动势反向时，输入端子AG2的电压上升，在时刻t35整流用的MOSFET 60a导通，在时刻t36，因共用的3输入端比较器47的输出变成低电位、MOSFET 60a一侧的反相器61的输入电压变成低电位，故1方向性单元30b的或电路38的输出变成低电位，MOSFET 32导通。因此，1方向性单元30b和MOSFET 60a导通而没有正向电压的损耗，可以高效率地从发电装置1向充电装置5和处理装置9供给电力。当输入端子AG2的电压下降，在时刻t37,1方向性单元30b截止，在时刻t38，整流用MOSFET 60a截止。所以，没有反向电流流过1方向性单元30b和MOSFET 60a。这样来进行全波整流，在因二极管的正向电压引起的损耗几乎没有的状态下进行电力的供给。
在将旋转摆用于发电装置1的装在腕部的电子仪器中，把使用上述1方向性单元构成整流电路的电力供给装置和使用Vf比硅二极管小的肖特基二极管构成整流电路的电力供给装置的充电电荷量进行比较。结果，采用1方向性单元的电力供给装置在旋转摆的运动大的情况下、即在旋转摆垂直放置旋转180度时能得到1.32倍的充电电荷量，在旋转摆的运动小的情况下、即在旋转摆呈30度放置旋转90度时能得到1.71倍的充电电荷量。从该结果看出，通过采用1方向性单元，大幅度地提高了整流效率，进而看出，电动势越小、即旋转摆的运动越小，整流效率的改善率越高。因此，在采用使用了本例的1方向性单元的电力供给装置的便携式电子仪器中，手腕的微小动作也可以有效地进行供电，可以提供充电能力高的便携式电子仪器。
再有，在上述例子中，由P沟道MOSFET构成1方向性单元，使整流用的MOSFET是N沟道型的，但是，当然，也可以使用不同导电型的MOSFET去构成电力供给装置。
如上所述，在本发明中，在具有可装在便携式电子仪器中的电力供给装置中，使用1方向性单元实现整流功能或阻止反向电流的功能，从而实现供电效率高的电力供给装置。特别是，可装在便携式电子仪器中的发电装置的电动势接近二极管的正向电压，而且变化，因此，在供给电力时可以消除正向电压引起的损耗，从而，可以大大地提高便携式电子仪器的充电能力。所以，通过采用了本发明的1方向性单元的电力供给装置，可以大幅度地提高一些发电装置的发电能力，这些发电装置是使用了发电能力随环境条件变动很大的太阳能电池或热电元件、或利用旋转摆捕捉用户的运动来进行交流发电的电磁发电机或热电元件等的发电装置，可以对便携式电子仪器的充电装置进行充电，还可以供给足够的电力使处理装置工作。因此，通过本发明，可以提供在各种环境下都能使处理装置连续工作的适于携带的电子仪器，可以提供不管有没有电池、无论何时何地都能充分发挥处理装置的功能的电子仪器。
工业上利用的可能性
本发明的电力供给装置适合用于便携式电子仪器，装在手腕等身体各部位，捕捉该部位的运动自动地进行发电，可以不用电池、或者作为电池的辅助电源来使电子仪器工作。

Claims (15)

1．一种可以装在便携式电子仪器内的电力供给装置，其特征在于，具有发电装置和供给部，所述供给部将所述发电装置来的电力至少经过1个1方向性单元供给充电装置或处理装置，
所述1方向性单元具有二极管、与该二极管并联连接的旁路开关和当所述二极管产生正向电压时使所述旁路开关接通的控制部。
2．权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于，所述旁路开关是场效应晶体管，所述二极管是所述旁路开关的寄生二极管。
3．权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于，所述控制部可以以比所述发电装置的输出电压高的电压控制所述旁路开关。
4．权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于，所述控制部在所述旁路开关接通后，经过规定时间后断开。
5．权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于，所述控制部具有比较所述二极管两端电压的比较器。
6．权利要求5所述的电力供给装置，其特征在于，所述比较器使检测电压具有滞后特性。
7．权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于，所述旁路开关是增强型场效应晶体管。
8．权利要求7所述的电力供给装置，其特征在于，所述二极管是所述场效应晶体管的寄生二极管。
9．权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于，所述发电装置发生交流电，所述供给部使用1方向性单元进行整流，可以对充电装置或处理装置供电。
10．权利要求9所述的电力供给装置，其特征在于，所述供给部具有与所述发电装置连接的第1和第2输入端、与所述充电装置或处理装置连接的第1和第2输出端，并联连接在所述第1和第2输入端与所述第1输出端之间的第1和第2所述1方向性单元、并联连接在所述第1和第2输入端与所述第2输出端之间的第1和第2场效应晶体管。
11．权利要求10所述的电力供给装置，其特征在于，所述第1和第2的1方向性单元的所述旁路开关是第1导电型场效应晶体管，所述二极管是所述旁路开关的寄生二极管，所述第1和第2场效应晶体管是第2导电型的，所述第2输入端的电压加在所述第1场效应晶体管的栅极输入端，所述第1输入端的电压加在第2场效应晶体管的栅极输入端。
12．权利要求11所述的电力供给装置，其特征在于，在所述第2导电型的第1和第2场效应晶体管的栅极输入端上连接电阻负载元件。
13．权利要求11所述的电力供给装置，其特征在于，所述第1和第2的1方向性单元的所述控制部具有共用的3输入端比较器，将所述第1和第2输入端的电压与所述第1输出端的电压进行比较。
14．权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于，所述发电装置发生直流电，所述供给部利用所述1方向性单元去防止反向电流从充电装置或处理装置流向所述发电装置。
15．一种便携式电子仪器，其特征在于，具有权利要求1所述的电力供给装置、可将从所述电力供给装置供给的直流电积蓄起来的充电装置和利用所述电力供给装置供给的直流电工作的处理装置。
CNB971916799A 1996-11-13 1997-11-11 电力供给装置及便携式电子仪器 Expired - Fee Related CN1175552C (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP302209/96 1996-11-13
JP302209/1996 1996-11-13
JP30220996 1996-11-13

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1208511A true CN1208511A (zh) 1999-02-17
CN1175552C CN1175552C (zh) 2004-11-10

Family

ID=17906274

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB971916799A Expired - Fee Related CN1175552C (zh) 1996-11-13 1997-11-11 电力供给装置及便携式电子仪器

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6421261B1 (zh)
EP (1) EP0891038B1 (zh)
JP (1) JP3632209B2 (zh)
CN (1) CN1175552C (zh)
DE (1) DE69735094T2 (zh)
HK (1) HK1016358A1 (zh)
WO (1) WO1998021815A1 (zh)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103299531A (zh) * 2010-11-19 2013-09-11 罗姆股份有限公司 开关整流器电路以及使用其的电池充电器
US8878394B2 (en) 2010-02-25 2014-11-04 Qualcomm Incorporated Wireless power receiver
CN105137740A (zh) * 2011-09-22 2015-12-09 精工爱普生株式会社 钟表机芯、电子钟表以及二次电池单元
CN105379137A (zh) * 2014-01-08 2016-03-02 联发科技（新加坡）私人有限公司 具有可编程电源路径的无线电源接收器
CN114175486A (zh) * 2019-10-10 2022-03-11 蕾能科技有限公司 用于模拟二极管的基于场效应晶体管（fet）的同步整流器

Families Citing this family (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6421261B1 (en) 1996-11-13 2002-07-16 Seiko Epson Corporation Power supply apparatus with unidirectional units
US6366485B1 (en) * 1998-09-17 2002-04-02 Seiko Epson Corporation Power source device, power supplying method, portable electronic equipment, and electronic timepiece
JP3487289B2 (ja) 1998-12-02 2004-01-13 セイコーエプソン株式会社 電力供給装置、電力供給方法、携帯型電子機器および電子時計
JP2001186771A (ja) * 1999-10-15 2001-07-06 Seiko Epson Corp チョッパ回路、チョッパ回路の制御方法、チョッパ式充電回路、電子機器及び計時装置
EP1096640A3 (en) * 1999-10-25 2002-11-27 Seiko Epson Corporation AC voltage detection circuit and method, charging circuit and method, chopper circuit and chopping method, chopper charging circuit and method, electronic apparatus, and timepiece
US6678829B1 (en) * 2000-06-19 2004-01-13 Texas Instruments Incorporated System and method of regulating the distribution of power throughout a system through the use of uni-directional and bi-directional switches
US20020186070A1 (en) * 2001-06-07 2002-12-12 Em (Us) Design, Inc. Power stealing circuit to charge a capacitor
US7183834B2 (en) * 2002-10-11 2007-02-27 International Rectifier Corporation Method and apparatus for driving a power MOS device as a synchronous rectifier
US6800802B2 (en) * 2002-11-09 2004-10-05 Novaest Optitronix Inc. Circuit device for solar energy application
US6960838B2 (en) * 2002-11-15 2005-11-01 Sprint Communications Company L.P. Power system for a telecommunication facility
US7525217B1 (en) * 2002-11-15 2009-04-28 Sprint Communications Company L.P. Rectifier-super capacitor device for use in a power system for a telecommunication facility
US6992906B1 (en) * 2002-12-10 2006-01-31 Edward Herbert Synthetic rectifiers
EP1654797A1 (en) * 2003-08-01 2006-05-10 Philips Intellectual Property & Standards GmbH Output voltage control of a synchronous rectifier
FR2861916A1 (fr) * 2003-10-31 2005-05-06 St Microelectronics Sa Commande d'un transistor mos en element de redressement
US7408796B2 (en) 2003-11-04 2008-08-05 International Rectifier Corporation Integrated synchronous rectifier package
US8134851B2 (en) 2003-11-04 2012-03-13 International Rectifier Corporation Secondary side synchronous rectifier for resonant converter
DE202004002305U1 (de) * 2004-02-14 2004-04-22 Jungheinrich Aktiengesellschaft Schaltung zur Leistungsfaktorkorrektur für Schaltnetzteile, Ladegeräte u.dgl.
JP4059874B2 (ja) * 2004-09-30 2008-03-12 富士通株式会社 整流回路
JP3979417B2 (ja) 2004-11-29 2007-09-19 セイコーエプソン株式会社 電力供給制御回路、電子機器、半導体装置、電力供給制御回路の制御方法および電子機器の制御方法
US8614874B2 (en) * 2005-11-22 2013-12-24 Harris Corporation Biased MOSFET active bridge with active gate drive
TWI326438B (en) * 2005-12-02 2010-06-21 Chimei Innolux Corp Startup circuit and backlight control circuit
US8365852B2 (en) * 2005-12-21 2013-02-05 Ford Global Technologies, Llc Power supply system and method for powering a vehicle
US7852639B2 (en) * 2007-05-22 2010-12-14 Harris Corporation Low-loss rectifier with optically coupled gate shunting
DE102007060219A1 (de) * 2007-12-14 2009-06-18 Robert Bosch Gmbh Gleichrichterschaltung
EP2350824B1 (en) * 2008-10-23 2020-04-22 Leach International Corporation System and method for emulating an ideal diode in a power control device
US20100331974A1 (en) * 2009-06-26 2010-12-30 Schaper Jr Dale Thomas Intraocular Kinetic Power Generator
US7973595B2 (en) * 2009-09-21 2011-07-05 Freescale Semiconductor, Inc. Power switch circuit
US8174214B2 (en) * 2009-09-28 2012-05-08 Harris Corporation Three-phase low-loss rectifier with active gate drive
US8125808B2 (en) * 2009-09-28 2012-02-28 Harris Corporation Three-phase low-loss rectifier
US8743577B2 (en) * 2009-11-19 2014-06-03 University Of Florida Research Foundation, Inc. Method and apparatus for high efficiency AC/DC conversion of low voltage input
US8045350B2 (en) * 2009-12-11 2011-10-25 Harris Corporation N-phase active bridge circuits including N-channel field effect transistors with active gate drive
DE102010023338A1 (de) * 2010-06-10 2011-12-15 Albert-Ludwigs-Universität Freiburg Energieautarkes Mikrosystem und Verfahren zu dessen Betrieb
JP5807743B2 (ja) * 2011-10-03 2015-11-10 セイコーエプソン株式会社 発電装置、電子機器、移動手段及び発電装置の制御方法
KR20140059453A (ko) * 2012-11-08 2014-05-16 한국전자통신연구원 사용자 인터페이스 장치 및 시스템
JP6148551B2 (ja) * 2013-06-26 2017-06-14 株式会社東芝 整流装置
EP3544146B1 (en) * 2013-10-31 2023-11-29 ResMed Paris SAS An apparatus for treating a respiratory disorder with a power source connection
US10230309B2 (en) * 2017-07-02 2019-03-12 Champion Microelectronics Corporation Synchronous bridge rectifier, methods of operation thereof and components thereof
JP7470185B2 (ja) * 2020-04-28 2024-04-17 シャープ株式会社 整流装置および非接触給電システム

Family Cites Families (36)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4139880A (en) 1977-10-03 1979-02-13 Motorola, Inc. CMOS polarity reversal circuit
JPS5482039A (en) * 1977-12-12 1979-06-29 Seiko Instr & Electronics Circuit for charging solar cell and secondary cell
DD151247A1 (de) * 1980-06-20 1981-10-08 Wolfgang Kleinfeldt Synchron-gleichrichter mit feldeffekttransistoren
DE3044444A1 (de) * 1980-11-26 1982-06-16 Deutsche Itt Industries Gmbh, 7800 Freiburg "monolithisch integrierte gleichrichter-brueckenschaltung"
US4417164A (en) * 1981-06-18 1983-11-22 Southern Gas Association Mechanical valve analog
IT1212518B (it) * 1982-01-29 1989-11-22 Ates Componenti Elettron Circuito raddrizzatore a ponte di transistori, con protezione controle sovracorrenti, per uso telefonico.
DE3377848D1 (de) 1982-12-08 1988-09-29 Siliconix Ltd Bridge rectifier circuit
US4519024A (en) * 1983-09-02 1985-05-21 At&T Bell Laboratories Two-terminal transistor rectifier circuit arrangement
US4777580A (en) * 1985-01-30 1988-10-11 Maxim Integrated Products Integrated full-wave rectifier circuit
US4727308A (en) * 1986-08-28 1988-02-23 International Business Machines Corporation FET power converter with reduced switching loss
JP2502070B2 (ja) 1986-10-31 1996-05-29 マツダ株式会社 自動車のウインド閉め忘れ防止構造
DE3727170A1 (de) 1987-08-14 1989-02-23 Philips Patentverwaltung Gleichspannungswandler mit einem uebertrager
US5077486A (en) 1988-03-21 1991-12-31 Gary Marson Power supply for cathodic protection system
JPH03218264A (ja) * 1990-01-24 1991-09-25 Mitsubishi Electric Corp 整流装置
US5303138A (en) * 1993-04-29 1994-04-12 At&T Bell Laboratories Low loss synchronous rectifier for application to clamped-mode power converters
JPH0688194U (ja) * 1993-05-21 1994-12-22 東光株式会社 同期整流回路
JP3152016B2 (ja) * 1993-06-15 2001-04-03 富士電機株式会社 同期整流用パワーｍｏｓｆｅｔの制御装置
JPH077955A (ja) * 1993-06-15 1995-01-10 Columbia Techno:Kk 整流回路
US5663877A (en) * 1993-07-14 1997-09-02 Melcher, Ag Synchronous rectifier that is impervious to reverse feed
WO1995002918A1 (de) * 1993-07-14 1995-01-26 Melcher Ag Rückspeisungsfester synchron-gleichrichter
US5506527A (en) * 1994-04-15 1996-04-09 Hewlett-Packard Compnay Low power diode
JP2573909B2 (ja) * 1994-04-25 1997-01-22 セイコーエプソン株式会社 電子時計
US5523940A (en) 1994-05-20 1996-06-04 Micro Linear Corporation Feedback control circuit for a synchronous rectifier having zero quiescent current
US5457624A (en) 1994-06-13 1995-10-10 Texas Instruments Incorporated Efficient switched mode power converter circuit and method
US5510972A (en) * 1994-06-29 1996-04-23 Philips Electronics North America Corporation Bridge rectifier circuit having active switches and an active control circuit
US5540729A (en) 1994-12-19 1996-07-30 Medtronic, Inc. Movement powered medical pulse generator having a full-wave rectifier with dynamic bias
JPH08223906A (ja) * 1995-02-10 1996-08-30 Fujitsu Ltd 同期整流型スイッチングレギュレータ
JPH08275508A (ja) * 1995-03-30 1996-10-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JPH07280964A (ja) * 1995-03-31 1995-10-27 Seiko Epson Corp 発電装置付き電子時計
CN1235100C (zh) 1995-09-07 2006-01-04 里什蒙国际公司 钟表的运行机构
JP2845188B2 (ja) * 1995-12-11 1999-01-13 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
KR19990076761A (ko) 1995-12-29 1999-10-15 맨프래드 메이어 에너지 손실이 최소화된 능동 정류기
DK0848842T3 (da) 1996-06-26 1999-11-08 Konrad Schafroth Urværk
US6421261B1 (en) 1996-11-13 2002-07-16 Seiko Epson Corporation Power supply apparatus with unidirectional units
US5729120A (en) * 1996-12-30 1998-03-17 General Signal Corporation Dynamic voltage regulation stabilization for AC power supply systems
US5870299A (en) * 1997-05-28 1999-02-09 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for damping ringing in self-driven synchronous rectifiers

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8878394B2 (en) 2010-02-25 2014-11-04 Qualcomm Incorporated Wireless power receiver
CN103299531A (zh) * 2010-11-19 2013-09-11 罗姆股份有限公司 开关整流器电路以及使用其的电池充电器
CN103299531B (zh) * 2010-11-19 2015-10-07 罗姆股份有限公司 开关整流器电路以及使用其的电池充电器
US9209706B2 (en) 2010-11-19 2015-12-08 Rohm Co., Ltd. Switching rectifier circuit and battery charger using same
CN105137740A (zh) * 2011-09-22 2015-12-09 精工爱普生株式会社 钟表机芯、电子钟表以及二次电池单元
CN105137740B (zh) * 2011-09-22 2017-09-15 精工爱普生株式会社 钟表机芯、电子钟表以及二次电池单元
CN105379137A (zh) * 2014-01-08 2016-03-02 联发科技（新加坡）私人有限公司 具有可编程电源路径的无线电源接收器
CN105379137B (zh) * 2014-01-08 2018-01-02 联发科技（新加坡）私人有限公司 具有可编程电源路径的无线电源接收器
CN114175486A (zh) * 2019-10-10 2022-03-11 蕾能科技有限公司 用于模拟二极管的基于场效应晶体管（fet）的同步整流器

Also Published As

Publication number Publication date
DE69735094D1 (de) 2006-04-06
EP0891038A1 (en) 1999-01-13
WO1998021815A1 (fr) 1998-05-22
EP0891038A4 (en) 2001-05-02
JP3632209B2 (ja) 2005-03-23
EP0891038B1 (en) 2006-01-11
DE69735094T2 (de) 2006-07-20
US6421261B1 (en) 2002-07-16
CN1175552C (zh) 2004-11-10
HK1016358A1 (en) 1999-10-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1175552C (zh) 电力供给装置及便携式电子仪器
CN1134892C (zh) 发电检测电路和方法、半导体装置、电子装置及时钟
CN1196596A (zh) 发电装置、发电方法及计时装置
CN1697282A (zh) 电源装置以及该电源装置中所使用的控制方法
CN1171375C (zh) 电力供给装置、电力供给方法、携带式电子装置和电子钟表
CN1139853C (zh) 电子表
CN102217179A (zh) Dc-dc转换器
JP4105314B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路および電池駆動型装置
CN1512650A (zh) 门驱动电路
CN1705216A (zh) 具有升压电路的电子仪器
CN1430320A (zh) 随机输入多段电压涓流储电系统
CN101938212A (zh) 一种低电压启动电路和升压型转换器
JP4101212B2 (ja) 電源回路
CN113872314A (zh) 一种5g光电模组ups电源
Semsudin et al. Designing a boost converter of micro energy harvester using thermal and vibration input for biomedical devices
CN102480145A (zh) 移动终端
JP3903911B2 (ja) 電力供給装置および携帯型電子機器
CN112003496A (zh) 一种压电与光能协同采集电路
CN106160106A (zh) 一种基于太阳能电池供电的可穿戴式设备及设计方法
CN112555109A (zh) 一种基于行走发电的能量回收系统
CN100409537C (zh) 升压装置
CN101119401A (zh) 一种手机的携带外套及其充电方法
Hsu et al. A Parellel-SSHI Rectifier for Piezoelectric Energy Harvesting
Yasir et al. A modified boost converter for energy harvesting applications
CN1493103A (zh) 充电电路

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20041110

Termination date: 20161111

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee