CN103299531B - 开关整流器电路以及使用其的电池充电器 - Google Patents

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Abstract

根据本发明的开关整流器电路包括：第一开关，耦接在第一交流电压和直流电压之间；第二开关，耦接在第二交流电压和直流电压之间；第三开关，耦接在第一交流电压和基准电压之间；第四开关，耦接在第二交流电压和基准电压之间；第一比较器电路，从第一交流电压和直流电压生成第一通电检测信号和第一断电检测信号中的每一个；第二比较器电路，从第二交流电压和直流电压生成第二通电检测信号和第二断电检测信号中的每一个；以及定时生成器，基于至少比较器电路，控制要导通和断开的开关。

Description

开关整流器电路以及使用其的电池充电器
技术领域
本发明涉及开关整流器电路以及使用它们的电池充电器。
背景技术
传统上，作为将AC电压VAC整流为DC电压VDC的装置，通常使用使用如图19所示的二极管电桥的全波整流电路100。但是，不便的是，构成二极管电桥的二极管101到104具有高正向压降，这在电流I流过二极管101到104的时段期间(见在图20中的阴影区域)引起能量损耗(二极管101到104中的功率损耗或热量生成)。
作为改进，过去已经提出了开关整流器电路200：如图21所示，如上所述的二极管101到104替换了晶体管201到204，其以恰当定时导通和断开以转换AC电压VAC为DC电压VDC。
在此开关整流器电路200中，用以控制晶体管201的导通和断开的定时基于来自比较器206的比较输出(从DC电压VDC和第一AC电压VAC1之间的比较得出的输出)而确定；而用以控制晶体管202的导通和断开的定时基于来自比较器207的比较输出(从DC电压VDC和第二AC电压VAC2之间的比较得出的输出)而确定。此外，用以控制晶体管203的导通和断开的定时基于来自比较器208的比较输出(从基准电压VSS和第一AC电压VAC1之间的比较得出的输出)而确定；而用以控制晶体管204的导通和断开的定时基于来自比较器209的比较输出(从基准电压VSS和第二AC电压VAC2之间的比较得出的输出)而确定。
在以下列出的专利文件1和2中找到有关以上已经讨论的技术的示例。
引用列表
专利文献
专利文件1：日本专利申请公开第H9-131064号
专利文件2：美国专利申请公开第2009/0016090号
发明内容
技术问题
不便的是，借助如上所述配置的传统开关整流器电路200，难以精确地控制用以控制晶体管201到204的导通和断开的定时。结果，在第一AC电压VAC1降低到DC电压VDC之下之前不能可靠地断开晶体管201和204(或202和203)，并且这可能引起来自输出电容器205的反向流动电流，导致降低的功率转换效率(参见图22)。
鉴于其发明人发现的上述不便，本发明旨在提供有益于更高功率转换效率的开关整流器电路，并且提供采用这样的开关整流器电路的电池充电器。
解决方案
为了实现以上目标，根据本发明的一个方面，开关整流器电路包括：第一开关，连接在第一AC电压施加到的端子和DC电压施加到的端子之间；第二开关，连接在第二AC电压施加到的端子和DC电压施加到的端子之间；第三开关，连接在第一AC电压施加到的端子和基准电压施加到的端子之间；第四开关，连接在第二AC电压施加到的端子和基准电压施加到的端子之间；第一比较电路，适配为从第一AC电压和DC电压各自生成第一通电检测信号和第一断电检测信号；第二比较电路，适配为从第二AC电压和DC电压各自生成第二通电检测信号和第二断电检测信号；以及定时生成器，适配为基于至少第一和第二比较电路的输出控制第一到第四开关的导通和断开(第一配置)。
在上述第一配置的开关整流器电路中，优选地，第一比较电路包括：第一磁滞(hysteresis)比较器，适配为当第一AC电压上升到超过高于DC电压的第一阈值电压时将第一通电检测信号调到高电平或低电平，并且当第一AC电压下降到低于DC电压的第三阈值电压之下时将第一通电检测信号调到低电平或高电平；以及第一比较器，适配为当第一AC电压上升到超过高于DC电压但低于第一阈值电压的第二阈值电压时将第一断电检测信号调到高电平或低电平，并且当第一AC电压下降到低于第二阈值电压时将第一断电检测信号调到低电平或高电平。此外，优选地，第二比较电路包括：第二磁滞比较器，适配为当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时将第二通电检测信号调到高电平或低电平，并且当第二AC电压下降到低于第三阈值电压时将第二通电检测信号调到低电平或高电平；以及第二比较器，适配为当第二AC电压上升到超过第二阈值电压时将第二断电检测信号调到高电平或低电平，并且当第二AC电压下降到低于第二阈值电压时将第二断电检测信号调到低电平或高电平(第二配置)。
在上述第二配置的开关整流器电路中，优选地，进一步提供：第三比较电路，适配为从第一AC电压和基准电压生成第三检测信号；以及第四比较电路，适配为从第二AC电压和基准电压生成第四检测信号。这里，优选地，定时生成器适配为基于至少第一到第四比较电路的输出控制第一到第四开关的导通和断开(第三配置)。
在上述第三配置的开关整流器电路中，优选地，第三比较电路包括第三磁滞比较器，适配为当第一AC电压下降到低于基准电压的第四阈值电压之下时将第三检测信号调到高电平或低电平，并且当第一AC电压上升到超过高于基准电压的第五阈值电压时将第三检测信号调到低电平或高电平；以及第四比较电路包括第四磁滞比较器，适配为当第二AC电压下降到第四阈值电压之下时将第四检测信号调到高电平或低电平，并且当第二AC电压上升到超过第五阈值电压时将第四检测信号调到低电平或高电平(第四配置)。
在上述第四配置的开关整流器电路中，优选地，进一步提供时间恒定电路，适配为生成使能信号，其在第一或第二AC电压上升到超过第一阈值电压之后直到一个预定时间流逝之前维持高电平或低电平。这里，优选地，定时生成器适配为基于至少第一到第四比较电路和时间恒定电路的输出而控制第一到第四开关的导通和断开(第五配置)。
在上述第五配置的开关整流器电路中，优选地，控制预定时间变化以便DC电压的电压电平越高而越短(第六配置)。
在上述第四配置的开关整流器电路中，优选地，定时生成器适配为生成第一导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第一开关，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第一开关，生成第二导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第二开关，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第二开关，生成第三导通和断开控制信号以便在第一AC电压下降到第四阈值电压之下之后导通第三开关第一等待时间，而当第二AC电压下降到第四阈值电压之下时断开第三开关，生成第四导通和断开控制信号以便在第二AC电压下降到第四阈值电压之下之后导通第四开关第二等待时间，而当第一AC电压下降到第四阈值电压之下时断开第四开关(第七配置)。
在上述第五或第六配置的开关整流器电路中，优选地，定时生成器适配为生成第一导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第一开关，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时或者在第一AC电压已经上升到超过第一阈值电压之后预定时间断开第一开关，生成第二导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第二开关，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时或者在第二AC电压已经上升到超过第一阈值电压之后预定时间断开第二开关，生成第三导通和断开控制信号以便在第一AC电压下降到第四阈值电压之下之后导通第三开关第一等待时间，而当第二AC电压下降到第四阈值电压之下时断开第三开关，并且生成第四导通和断开控制信号以便在第二AC电压下降到第四阈值电压之下之后导通第四开关第二等待时间，而当第一AC电压下降到第四阈值电压之下时断开第四开关(第八配置)。
在上述第四配置的开关整流器电路中，优选地，定时生成器适配为生成第一导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第一开关，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第一开关，生成第二导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第二开关，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第二开关，生成第三导通和断开控制信号以便在第一AC电压下降到第四阈值电压之下之后导通第三开关，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第三开关，并且生成第四导通和断开控制信号以便当第二AC电压下降到第四阈值电压时导通第四开关，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第四开关(第九配置)。
在上述第四配置的开关整流器电路中，优选地，定时生成器适配为生成第一导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第一开关，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第一开关，生成第二导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第二开关，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第二开关，生成第三导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第三开关，而当第二AC电压下降到第四阈值电压之下时断开第三开关，并且生成第四导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第四开关，而当第一AC电压下降到第四阈值电压之下时断开第四开关(第十配置)。
在上述第二配置的开关整流器电路中，优选地，定时生成器适配为生成第一和第四导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第一和第四开关两者，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第一和第四开关两者，并且生成第二和第三导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第二和第三开关两者，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第二和第三开关两者(第十一配置)。
在上述第七到第十一配置的开关整流器电路中，优选地，定时生成器适配为当分别导通第一和第二开关时，忽略第一和第二AC电压在第二阈值电压之下的压降(第十二配置)。
根据本发明的另一方面，开关整流器电路包括：第一开关，连接在第一AC电压施加到的端子和DC电压施加到的端子之间；第二开关，连接在第二AC电压施加到的端子和DC电压施加到的端子之间；第三开关，连接在第一AC电压施加到的端子和基准电压施加到的端子之间；第四开关，连接在第二AC电压施加到的端子和基准电压施加到的端子之间；第一比较电路，适配为从第一AC电压和DC电压生成第一检测信号；第二比较电路，适配为从第二AC电压和DC电压生成第二检测信号；第三比较电路，适配为从第一AC电压和基准电压生成第三检测信号；第四比较电路，适配为从第二AC电压和基准电压生成第四检测信号；以及定时生成器，适配为基于至少第一到第四比较电路的输出控制第一到第四开关的导通和断开(第十三配置)。
在上述第十三配置的开关整流器电路中，优选地，第一比较电路包括第一磁滞比较器，适配为当第一AC电压上升到超过高于DC电压的第一阈值电压时将第一检测信号调到高电平或低电平，并且当第一AC电压下降到高于DC电压但是低于第一阈值电压的第二阈值电压之下时将第一检测信号调到低电平或高电平；第二比较电路包括第二磁滞比较器，适配为当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时将第二检测信号调到高电平或低电平，并且当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时将第二检测信号调到低电平或高电平，第三比较电路包括第三磁滞比较器，适配为当第一AC电压下降到低于基准电压的第三阈值电压之下时将第三检测信号调到高电平或低电平，并且当第一AC电压上升到超过高于基准电压的第四阈值电压时，将第三检测信号调到低电平或高电平，以及第四比较电路包括第四磁滞比较器，适配为当第二AC电压下降到第三阈值电压之下时将第四检测信号调到高电平或低电平，并且当第二AC电压上升到超过第四阈值电压时将第四检测信号调到低电平或高电平(第十四配置)。
在上述第十三配置的开关整流器电路中，优选地，第一比较电路包括第一磁滞比较器，适配为当第一AC电压上升到超过高于DC电压的第一阈值电压时将第一检测信号调到高电平或低电平，并且当第一AC电压下降到低于DC电压的第二阈值电压之下时将第一检测信号调到低电平或高电平；第二比较电路包括第二磁滞比较器，适配为当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时将第二检测信号调到高电平或低电平，并且当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时将第二检测信号调到低电平或高电平，第三比较电路包括第三磁滞比较器，适配为当第一AC电压下降到低于基准电压的第三阈值电压之下时将第三检测信号调到高电平或低电平，并且当第一AC电压上升到超过高于基准电压的第四阈值电压时，将第三检测信号调到低电平或高电平，以及第四比较电路包括第四磁滞比较器，适配为当第二AC电压下降到第三阈值电压之下时将第四检测信号调到高电平或低电平，并且当第二AC电压上升到超过第四阈值电压时将第四检测信号调到低电平或高电平(第十五配置)。
在上述第十四或第十五配置的开关整流器电路中，优选地，进一步提供时间恒定电路，适配为生成屏蔽信号，其在第一或第二AC电压上升到超过第一阈值电压之后直到一个预定时间流逝之前维持高电平或低电平。这里，优选地，定时生成器适配为基于至少第一到第四比较电路和时间恒定电路的输出而控制第一到第四开关的导通和断开(第十六配置)。
在上述第十六配置的开关整流器电路中，优选地，控制预定时间变化以便DC电压的电压电平越高而越短(第十七配置)。
在上述第十四或十五配置的开关整流器电路中，优选地，定时生成器适配为生成第一导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第一开关，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第一开关，生成第二导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第二开关，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第二开关，生成第三导通和断开控制信号以便在第一AC电压下降到第三阈值电压之下之后导通第三开关第一等待时间，而当第二AC电压下降到第三阈值电压之下时断开第三开关，并且生成第四导通和断开控制信号以便在第二AC电压下降到第三阈值电压之下之后导通第四开关第二等待时间，而当第一AC电压下降到第三阈值电压之下时断开第四开关(第十八配置)。
在上述第十六或十七配置的开关整流器电路中，优选地，定时生成器适配为生成第一导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第一开关，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时或者在第一AC电压已经上升到超过第一阈值电压之后预定时间断开第一开关，生成第二导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第二开关，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时或者在第二AC电压已经上升到超过第一阈值电压之后预定时间断开第二开关，生成第三导通和断开控制信号以便在第一AC电压下降到第三阈值电压之下之后导通第三开关第一等待时间，而当第二AC电压下降到第三阈值电压之下时断开第三开关，并且生成第四导通和断开控制信号以便在第二AC电压下降到第三阈值电压之下之后导通第四开关第二等待时间，而当第一AC电压下降到第三阈值电压之下时断开第四开关(第十九配置)。
在上述第十八或十九配置的开关整流器电路中，优选地，定时生成器适配为当分别导通第一和第二开关时，忽略第一和第二AC电压在第二阈值电压之下的压降(第二十配置)。
在上述第一到第二十配置的任一种的开关整流器电路中，优选地，第一到第四开关全部是场效应晶体管(第二十一配置)。
在上述第二十一配置的开关整流器电路中，优选地，定时生成器适配为在DC电压达到预定电平之前保持第一到第四开关全部断开并且通过分别使用第一到第四开关的体二极管(body diode)将AC电压整流为DC电压(第二十二配置)。
根据本发明的再一方面，电池充电器包括根据上述第一到第二十二配置的任一种的开关整流器电路，并且通过使用DC电压控制电池单元的充电(第二十三配置)。
在根据上述第二十三配置的电池充电器中，可以进一步提供以非接触方式耦接在商用AC电源和开关整流器电路之间的变压器(第二十四配置)。
有益效果
根据本发明，可以提供有益于更高功率转换效率的开关整流器电路，并且提供采用这样的开关整流器电路的电池充电器。
附图说明
图1是示出根据本发明的电池充电器的一个示例性配置的框图；
图2A是图示开关整流操作的电路图(处于第一操作状态)；
图2B是图示开关整流操作的电路图(处于第二操作状态)；
图3是示出根据本发明的第一实施例的开关整流器电路的电路图；
图4是示出比较器121和比较电路122的一个示例性配置的电路图；
图5是示出比较器123和比较电路124的一个示例性配置的电路图；
图6是示出第一开关整流操作的时序图；
图7是示出根据本发明的第二实施例的开关整流器电路的电路图；
图8是示出第二开关整流操作的时序图；
图9是示出第三开关整流操作的时序图；
图10是示出第四开关整流操作的时序图；
图11是示出第五开关整流操作的时序图；
图12是示出根据本发明的第三实施例的开关整流器电路的电路图；
图13是示出根据本发明的第四实施例的开关整流器电路的电路图；
图14是示出比较器125和126的一个示例性配置的电路图；
图15是示出第六开关整流操作的时序图；
图16是示出根据本发明的第五实施例的开关整流器电路的电路图；
图17是示出第七开关整流操作的时序图；
图18是示出第八开关整流操作的时序图；
图19是示出整流电路的第一传统示例的电路图；
图20是示出能量损耗如何发生的时序图；
图21是示出整流电路的第二传统示例的电路图；以及
图22是示出反向流动电流如何发生的时序图。
具体实施方式
以下，将以示例性配置的方式详细描述本发明，在该示例性配置中，本发明应用于集成在电池充电器中的开关整流器电路。
<电池充电器>
图1是示出根据本发明的电池充电器的示例性配置的框图。此示例性配置的电池充电器1包括开关整流器IC 10、变压器20、微处理器30和负载调制器40，并且使用通过以全波方式整流来自商用AC电源2的AC(交流)电压VAC而获得的DC(直流)电压VDC控制电池单元3的充电。
开关整流器IC 10已经集成了H电桥11、鉴相器(discriminator)12、定时生成器13、欠压检测器14(UVLO欠压锁定)、保护电路15、过压检测器16(OVP，过电压保护)、异常温度检测器17(TSD，热关机)以及开关18。外部连接到开关整流器IC 10的是变压器20、微处理器30、负载调制器40、电池单元3以及诸如输出电容器C1之类的分立元件。开关整流器IC 10的配置将稍后详细描述。
变压器20用作以非接触方式连接在商用AC电源2和开关整流器1之间的装置，并且具有初级线圈L1和次级线圈L2。
微处理器30从开关整流器IC 10接收DC电压VDC，并操作以监控电池电压VBATT，生成开关信号SW，生成调制输入信号MODIN以及其他。
负载调制器40将从微处理器30馈入的调制输入信号MODIN经由变压器20传输到初级侧。
<开关整流IC>
H电桥11由连接在H电桥配置中的P沟道MOS场效应晶体管M1及M2以及N沟道MOS场效应晶体管M3及M4构成。
晶体管M1的源极和背栅极(backgate)均连接到DC电压VDC施加到的端子。晶体管M1的漏极连接到第一AC电压VAC1(在次级线圈L2的第一端出现的AC电压)施加到的端子。晶体管M1的栅极连接到定时生成器13(具体地，第一栅极信号G1输出到的端子)。因此，晶体管M1相当于连接在第一AC电压VAC1和DC电压VDC分别施加到的端子之间的第一开关。
晶体管M2的源极和背栅极均连接到DC电压VDC施加到的端子。晶体管M2的漏极连接到第二AC电压VAC2(在次级线圈L2的第二端出现的AC电压)施加到的端子。晶体管M2的栅极连接到定时生成器13(具体地，第二栅极信号G2输出到的端子)。因此，晶体管M2相当于连接在第二AC电压VAC2和DC电压VDC分别施加到的端子之间的第二开关。
晶体管M3的源极和背栅极均连接到基准电压VSS(在图1中，地电压PGND)施加到的端子。晶体管M3的漏极连接到第一AC电压VAC1施加到的端子。晶体管M3的栅极连接到定时生成器13(具体地，第三栅极信号G3输出到的端子)。因此，晶体管M3相当于连接在第一AC电压VAC1和基准电压VSS分别施加到的端子之间的第三开关。
晶体管M4的源极和背栅极均连接到基准电压VSS施加到的端子。晶体管M4的漏极连接到第二AC电压VAC2施加到的端子。晶体管M4的栅极连接到定时生成器13(具体地，第四栅极信号G4输出到的端子)。因此，晶体管M4相当于连接在第二AC电压VAC2和基准电压VSS分别施加到的端子之间的第四开关。
优选地，使用具有低导通状态电阻的电源路径(power-path)MOS FET作为晶体管M1到M4。
鉴相器12将第一和第二AC电压VAC1和VAC2的每一个与DC电压VDC和基准电压VSS中的每一个进行比较，生成反映比较结果的检测信号，并且将它们馈入定时生成器13。鉴相器12的具体电路配置和操作将稍后详细描述。
定时生成器13基于从鉴相器12馈入的检测信号导通和断开晶体管M1到M4。定时生成器13还具有基于从欠压检测器14馈入的欠压保护信号以及从保护电路15馈入的故障保护信号，通过断开晶体管M1到M4或者通过导通晶体管M3和M4两者并且由此短路初级线圈L1的两端来停止整流操作的功能。定时生成器13的具体操作将稍后详细描述。
欠压检测器14生成欠压保护信号，其指示DC电压VDC是否等于或高于预定电平，并且将其馈入定时生成器13。基于该欠压保护信号，定时生成器13在DC电压VDC到达预定电平之前保持晶体管M1到M4全部断开。具体地，在DC电压VDC到达预定电平之前，开关整流器IC 10使用分别寄生于晶体管M1到M4的体二极管D1到D4将AC电压VAC整流为DC电压VDC。
基于从过压检测器16馈入的过压检测信号以及从异常温度检测器17馈入的异常温度检测信号，保护电路15生成故障保护信号，其指示在开关整流器IC 10中是否存在某种故障，并且将其馈入定时生成器13。当定时生成器13基于该故障保护信号识别到在开关整流器IC 10中存在某种故障时，它强制停止晶体管M1到M4。
过压检测器16生成过压检测信号，其指示DC电压VDC是否等于或高于预定电平，并且将其馈入保护电路15。
异常温度检测器17生成异常温度检测信号，其指示开关整流器IC 10的内部温度是否等于或高于预定级别，并且将其馈入保护电路15。
开关18的第一端连接到电池电压VBATT施加到的端子。开关18的第二端连接到DC电压VDC施加到的端子。开关18的控制端连接到开关信号SW馈入到的端子。
以全波方式整流AC电压VAC以产生DC电压VDC的开关整流器电路特别由上述元件中的H电桥11、鉴相器12、定时生成器13以及输出电容C1构成。
<开关整流操作>
图2A和2B是图示开关整流操作的电路图。在晶体管M1和M4导通而晶体管M2和M3断开的状态下，电流I流过图2A所示的路径，并且输出电容C1被充电。另一方面，在晶体管M1和M4断开而晶体管M2和M3导通的状态下，电流I流过图2B所示的路径，并且输出电容C1被充电。通过此开关控制，以全波方式整流AC电压VAC为DC电压VDC。在晶体管M1到M4全部断开的状态下，通过使用体二极管D1到D4的整流操作将AC电压VAC整流为DC电压VDC。
<实施例1>
图3是示出根据本发明的第一实施例的开关整流器电路的电路图。根据第一实施例的开关整流器电路作为鉴相器12具有比较电路121到比较电路124。比较电路121接收第一AC电压VAC和DC电压VDC并且单独生成第一通电检测信号DET1a和第一断电检测信号DET1b。比较电路122接收第二AC电压VAC和DC电压VDC并且单独生成第二通电检测信号DET2a和第二断电检测信号DET2b。比较电路123接收第一AC电压VAC和基准电压vss，并且生成第三检测信号DET3。比较电路124接收第二AC电压VAC和基准电压vss，并且生成第四检测信号DET4。
图4是示出比较电路121和比较电路122的一个示例性配置的电路图。借助此示例性配置，比较电路121包括磁滞比较器CMP1a和比较器CMP1b，并且比较电路122包括磁滞比较器CMP2a和比较器CMP2b。
磁滞比较器CMP1a的同相输入端(+)连接到第一AC电压VAC1施加到的端子。磁滞比较器CMP1a的倒相输入端(-)连接到DC电压VDC施加到的端子。磁滞比较器CMP1a配置为将第一AC电压VAC1与高于DC电压VDC第一偏移电压X1的第一阈值电压(VDC+X1)和低于DC电压VDC第三偏移电压X3的第三阈值电压(VDC-X3)进行比较，以便切换第一通电检测信号DET1a的逻辑电平。具体地，当第一AC电压VAC1上升到超过第一阈值电压(VDC+X1)时，磁滞比较器CMP1a将第一通电检测信号DET1a调到高电平；当第一AC电压VAC1下降到第三阈值电压(VDC-X3)之下时，磁滞比较器CMP1a将第一通电检测信号DET1a调到低电平。
磁滞比较器CMP1b的同相输入端(+)连接到第一AC电压VAC1施加到的端子。磁滞比较器CMP1b的倒相输入端(-)连接到DC电压VDC施加到的端子。磁滞比较器CMP1b配置为将第一AC电压VAC1与高于DC电压VDC但是低于第一阈值电压(VDC+X1)的第二阈值电压(VDC+X2)进行比较，以便切换第一断电检测信号DET1b的逻辑电平。具体地，当第一AC电压VAC1上升到超过第二阈值电压(VDC+X2)时，磁滞比较器CMP1b将第一断电检测信号DET1b调到高电平；当第一AC电压VAC1下降到第二阈值电压(VDC+X2)之下时，磁滞比较器CMP1b将第一断电检测信号DET1b调到低电平。
磁滞比较器CMP2a的同相输入端(+)连接到第二AC电压VAC2施加到的端子。磁滞比较器CMP1a的倒相输入端(-)连接到DC电压VDC施加到的端子。磁滞比较器CMP2a配置为将第二AC电压VAC2与以上均提及的第一阈值电压(VDC+X1)和第三阈值电压进行比较，以便切换第二通电检测信号DET2a的逻辑电平。具体地，当第二AC电压VAC2上升到超过第一阈值电压(VDC+X1)时，磁滞比较器CMP2a将第二通电检测信号DET2a调到高电平；当第二AC电压VAC2下降到第三阈值电压(VDC-X3)之下时，磁滞比较器CMP2a将第二通电检测信号DET2a调到低电平。
磁滞比较器CMP2b的同相输入端(+)连接到第二AC电压VAC2施加到的端子。磁滞比较器CMP2b的倒相输入端(-)连接到DC电压VDC施加到的端子。磁滞比较器CMP2b配置为将第二AC电压VAC2与上述的第二阈值电压(VDC+X2)进行比较，以便切换第二断电检测信号DET2b的逻辑电平。具体地，当第二AC电压VAC2上升到超过第二阈值电压(VDC+X2)时，磁滞比较器CMP2b将第二断电检测信号DET2b调到高电平；当第二AC电压VAC2下降到第二阈值电压(VDC+X2)之下时，磁滞比较器CMP2b将第二断电检测信号DET2b调到低电平。
优选地，第一偏移电压X1设置在从0.1V到0.4V的范围内(低于体二极管D1和D2的导通阈值电压)。优选地，第二偏移电压X2设置在从0到X1的范围内(更具体地，在与晶体管M1和M2的导通状态阻值乘以输出电流I相称的电压电平上，例如在10mV到20mV的范围内)。优选地，第三偏移电压X3设置在从VSS(0V)到DC电压VDC的范围内。
第一通电检测信号DET1a、第一断电检测信号DET1b、第二通电检测信号DET2a和第二断电检测信号DET2b的逻辑电平在高低电平方面来说，不限于以上详细描述的那些，而是可能恰好与那些相反。
如上所述，比较电路121配置为单独具有用于生成第一通电检测信号DET1a的磁滞比较器CMP1a以及用于生成第一断电检测信号DET1b的磁滞比较器CMP1b，并且比较电路122配置为单独具有用于生成第二通电检测信号DET2a的磁滞比较器CMP2a以及用于生成第二断电检测信号DET2b的磁滞比较器CMP2b。
由于上述配置的采用，可以精确地设置第一阈值电压(VDC+X1)和第二阈值电压(VDC+X2)两者，并且因此可以增加由定时生成器13导通和断开晶体管M1和M2的精度。因此，借助于根据此实施例的开关整流器电路，利用寄生于晶体管M1到M4的体二极管D1到D4的最小操作，可以可靠地防止输出电流I的反向流动，并且这有助于增加开关整流器电路的功率转换效率。
图5是示出比较电路123和比较电路124的一个示例性配置的电路图。借助此示例性配置，比较电路123包括磁滞比较器CMP3，而比较电路124包括磁滞比较器CMP4。
磁滞比较器CMP3的同相输入端(+)连接到基准电压VSS施加到的端子。磁滞比较器CMP3的倒相输入端(-)连接到第一AC电压VAC1施加到的端子。磁滞比较器CMP3配置为将第一AC电压VAC1与低于基准电压VSS第四偏移电压X4的第四阈值电压(VSS-X4)和高于基准电压VSS第五偏移电压X5的第五阈值电压(VSS+X5)进行比较，以便切换第三检测信号DET3的逻辑电平。具体地，当第一AC电压VAC1下降到第四阈值电压(VSS-X4)之下时，磁滞比较器CMP3将第三检测信号DET3调到高电平；当第一AC电压VAC1上升到超过第五阈值电压时，磁滞比较器CMP3将第三检测信号DET3调到低电平。
磁滞比较器CMP4的同相输入端(+)连接到基准电压VSS施加到的端子。磁滞比较器CMP4的倒相输入端(-)连接到第二AC电压VAC2施加到的端子。磁滞比较器CMP4配置为将第二AC电压VAC2与以上均提及的第四阈值电压(VSS-X4)和第五阈值电压(VSS+X5)进行比较，以便切换第四检测信号DET4的逻辑电平。具体地，当第二AC电压VAC2下降到第四阈值电压(VSS-X4)之下时，磁滞比较器CMP4将第四检测信号DET4调到高电平；当第二AC电压VAC2上升到超过第五阈值电压时，磁滞比较器CMP4将第四检测信号DET4调到低电平。
优选地，第四偏移电压X4设置在从0.1V到0.4V的范围内(低于体二极管D3和D4的导通阈值电压)。优选地，第五偏移电压X5设置在从VSS(0V)到DC电压VDC的范围内。
第三和第四检测信号DET3和DET4的逻辑电平在高低电平方面来说不限于上详细描述的那些，而是可能恰好与那些相反。
基于来自比较电路121到比较电路124的输出(第一通电检测信号DET1a、第一断电检测信号DET1b、第二通电检测信号DET2a、第二断电检测信号DET2b、第三检测信号DET3和第四检测信号DET4)，定时生成器13生成栅极信号G1到G4以导通和断开晶体管M1到M4。
<第一开关整流操作>
图6是示出第一开关整流操作的时序图，并且从上而下示出第一和第二AC电压VAC1和VAC2、输出电流I、第一通电检测信号DET1a、第一断电检测信号DET1b、第二通电检测信号DET2a、第二断电检测信号DET2b、第三检测信号DET3、第四检测信号DET4以及栅极信号G1到G4。
关于晶体管M1的导通和断开，定时生成器13操作如下。当第一AC电压VAC1上升到超过第一阈值电压(VDC+X1)并且第一通电检测信号DET1a调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G1调到低电平并且导通晶体管M1。当第一AC电压VAC1下降到第二阈值电压(VDC+X2)并且第一断电检测信号DET1b调到低电平时，定时生成器13将栅极信号G1调到高电平并且断开晶体管M1。
类似地，关于晶体管M2的导通和断开，定时生成器13操作如下。当第二AC电压VAC2上升到超过第一阈值电压(VDC+X1)并且第二通电检测信号DET2a调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G2调到低电平并且导通晶体管M2。当第二AC电压VAC2下降到第二阈值电压(VDC+X2)之下并且第二断电检测信号DET2b调到低电平时，定时生成器13将栅极信号G2调到高电平并且断开晶体管M2。
不便地，当第一AC电压VAC1(或第二AC电压VAC2)上升到超过第一阈值电压(VDC+X1)并且晶体管M1(或M2)导通时，第一AC电压VAC1(或第二AC电压VAC2)降低到接近VDC并且瞬间降低到第二阈值电压(VDC+X2)之下。因此，紧跟在导通晶体管M1(或M2)之后，第一断电检测信号DET1b(或第二断电检测信号DET2b)意外地调到低电平。
为了避免这个情况，定时生成器13配置为当分别导通晶体管M1和M2时忽视第一和第二AC电压VAC1和VAC2在第二阈值电压(VDC+X2)之下的瞬间压降。例如，定时生成器13可以配置为在第一通电检测信号DET1a(或第二通电检测信号DET2a)已经调到高电平之后忽视第一断电检测信号DET1b(或第二断电检测信号DET2b)预定屏蔽时段，或者可以配置为在第一通电检测信号DET1a(或第二通电检测信号DET2a)已经调到高电平之后检测在第一断电检测信号DET1b(或第二断电检测信号DET2b)中出现的次低沿(second low edge)。
借助此配置，可以防止晶体管M1(或M2)被第一断电检测信号DET1b(或第二断电检测信号DET2b)中的意外低沿触发而不必要地断开。
关于晶体管M3的导通和断开，定时生成器13操作如下。在第一AC电压VAC1已经下降到第四阈值电压(VSS-X4)之下并且第三检测信号DET3已经调到高电平之后第一等待时间t1，定时生成器13将栅极信号G3调到高电平并且导通晶体管M3。当第二AC电压VAC2下降到第四阈值电压(VSS-X4)之下并且第四检测信号DET4调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G3调到高电平并且导通晶体管M3。
类似地，关于晶体管M4的导通和断开，定时生成器13操作如下。在第二AC电压VAC2已经下降到第四阈值电压(VSS-X4)之下并且第四检测信号DET4已经调到高电平之后第二等待时间t2，之后定时生成器13将栅极信号G4调到高电平并且导通晶体管M4。当第一AC电压VAC1下降到第四阈值电压(VSS-X4)之下并且第三检测信号DET3调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G4调到低电平并且断开晶体管M4。
借助在已经断开晶体管M4之后导通晶体管M3第一等待时间t1并且在已经断开晶体管M3之后断开晶体管M4第二等待时间t2的此配置，可以可靠地防止晶体管M3和M4同时导通。第一和第二等待时间t1和t2可以相等或不同。
借助上述开关整流操作，借助寄生于晶体管M1到M4的体二极管D1到D4的最小操作，可以可靠地防止输出电流I的反向流动，并且这有助于增加开关整流器电路的功率转换效率。
<实施例2>
图7是示出根据本发明的第二实施例的开关整流器电路的电路图，而图8是示出第二开关整流操作的时序图。如图7所示，根据第二实施例的开关整流器电路具有与根据之前描述的第一实施例的开关整流器电路大致相同的配置，并其特征在于时间恒定电路19的加入。因此，当找到它们在第一实施例中的对等时这样的电路要素用相同的附图标记表示以省略重叠描述，并且以下将详细描述时间恒定电路19的加入的重要性及其操作。
在输出电流I足够大的情况下(例如，当输出电流I设为500mA模式时)，不发生问题。在输出电流I很小(例如，当输出电流I设为100mA模式时)的情况下，如图8所示，在导通晶体管M1(或M2)之后，第一AC电压VAC1(或第二AC电压VAC2)可能无法达到第二阈值电压(VDC+X2)，使得不可能检测到晶体管M1(或M2)的断开定时。
为了避免这个情况，根据此实施例的开关整流器电路装备有时间恒定电路19作为如下装置：无论第一断电检测信号DET1b(或第二断电检测信号DET2b)如何，当在第一或第二AC电压VAC1或VAC2已经上升到超过第一阈值电压(VDC+X1)之后流逝了预定时间t3时强制断开晶体管M1(或M2)。
在将从定时生成器13馈入的复位信号RESET(例如，第一和第二通电检测信号DET1a和DET2a的AND信号)调到高电平的同时，时间恒定电路19将断开信号OFF调到高电平，并当之后流逝了预定时间t3时，时间恒定电路19将断开信号OFF调到低电平。可以通过使用电容器和恒流源的模拟时间计数法或者通过使用时钟计数器的数字时间计数法来计数预定时间t3。
<第二开关整流操作>
基于比较电路121到比较电路124和时间恒定电路19的输出(第一通电检测信号DET1a、第一断电检测信号DET1b、第二通电检测信号DET2a、第二断电检测信号DET2b、第三检测信号DET3、第四检测信号DET4以及断开信号OFF)，定时生成器13生成栅极信号G1到G4以导通和断开晶体管M1到M4。
具体来说，关于晶体管M1的导通和断开，定时生成器13操作如下。当第一AC电压VAC1上升到超过第一阈值电压(VDC+X1)并且第一通电检测信号DET1a调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G1调到低电平并且导通晶体管M1。当第一AC电压VAC1下降到第二阈值电压(VDC+X2)之下并且第一断电检测信号DET1b调到低电平时，或者当在第一AC电压VAC1上升到超过第一阈值电压(VDC+X1)之后将断开信号OFF调到低电平预定时间t3时，定时生成器13将栅极信号G1调到高电平并且断开晶体管M1。
类似地，关于晶体管M2的导通和断开，定时生成器13操作如下。当第二AC电压VAC2上升到超过第一阈值电压(VDC+X1)并且第二通电检测信号DET2a调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G2调到低电平并且导通晶体管M2。当第二AC电压VAC2下降到第二阈值电压(VDC+X2)之下并且第二断电检测信号DET2b调到低电平时，或者当在第二AC电压VAC2上升到超过第一阈值电压(VDC+X1)之后将断开信号OFF调到低电平预定时间t3时，定时生成器13将栅极信号G2调到高电平并且断开晶体管M2。
以与之前描述的第一实施例中的方式类似的方式处理晶体管M3和M4的导通和断开(第一开关整流操作(图6))，因而将不重复重叠描述。
借助此配置，即使在晶体管M1(或M2)导通之后第一AC电压VAC1(或第二AC电压VAC2)达不到第二阈值电压(VDC+X2)，无论第一断电检测信号DET1b(或者第二断电检测信号DET2b)如何，都可以通过使用断开信号OFF强制断开晶体管M1(或M2)。因此可以防止输出电流I的反向流动。
优选地，控制以上预定时间t3变化以便DC电压VDC的电压电平越高而越短。此配置在DC电压VDC变化的应用(例如在电池充电器)中可用。
<第三开关整流操作>
图9是示出第三开关整流操作的时序图，该第三开关整流操作特征特别在于如何控制晶体管M3和M4的导通和断开(如何生成栅极信号G3和G4)。可以在根据第一实施例的配置(参见图3)和根据第二实施例的配置(参见图7)两者中实现第三开关整流操作。
关于晶体管M3的导通和断开，定时生成器13操作如下。在第一AC电压VAC1已经下降到第四阈值电压(VSS-X4)之下并且第三检测信号DET3已经调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G3调到高电平并且导通晶体管M3。当第二AC电压VAC2下降到第二阈值电压(VDC+X2)之下并且第二断电检测信号DET2b调到低电平时，定时生成器13将栅极信号G3调到低电平并且断开晶体管M3。
类似地，关于晶体管M4的导通和断开，定时生成器13操作如下。在第二AC电压VAC2已经下降到第四阈值电压(VSS-X4)之下并且第四检测信号DET4已经调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G4调到高电平并且导通晶体管M4。当第一AC电压VAC1下降到第四阈值电压(VDC+X2)之下并且第一断电检测信号DET1b调到低电平时，定时生成器13将栅极信号G4调到低电平并且断开晶体管M4。
以与之前描述的第一实施例中的方式类似的方式处理晶体管M1和M2的导通和断开，因而将不重复重叠描述。
同样借助上述第三开关整流操作，如同之前描述的第一和第二开关整流操作，可以借助寄生于晶体管M1到M4的体二极管D1到D4的最小操作，可靠地防止输出电流I的反向流动，并且这有助于增加开关整流器电路的功率转换效率。
<第四开关整流操作>
图10是示出第四开关整流操作的时序图，该第四开关整流操作的特征特别在于如何控制晶体管M3和M4的导通和断开(如何生成栅极信号G3和G4)。可以在根据第一实施例的配置(参见图3)和根据第二实施例的配置(参见图7)两者中实现第四开关整流操作。
关于晶体管M3的导通和断开，定时生成器13操作如下。当第二AC电压VAC2已经上升到超过第一阈值电压(VDC+X1)并且第二通电检测信号DET2a调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G3调到高电平并且导通晶体管M3。当第二AC电压VAC2下降到第四阈值电压(VSS-X4)之下并且第四检测信号DET4调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G3调到低电平并且断开晶体管M3。
类似地，关于晶体管M4的导通和断开，定时生成器13操作如下。当第一AC电压VAC1上升到超过第一阈值电压(VDC+X1)并且第一通电检测信号DET1a调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G4调到高电平并且导通晶体管M4。当第一AC电压VAC1下降到第四阈值电压(VSS-X4)之下并且第三检测信号DET3调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G4调到低电平并且断开晶体管M4。
以与之前描述的第一实施例中的方式类似的方式处理晶体管M1和M2的导通和断开，因而将不重复重叠描述。
同样借助上述第四开关整流操作，如同之前描述的第一到第三开关整流操作，可以借助寄生于晶体管M1到M4的体二极管D1到D4的最小操作，可靠地防止输出电流I的反向流动，并且这有助于增加开关整流器电路的功率转换效率。
<第五开关整流操作>
图11是示出第五开关整流操作的时序图，该第五开关整流操作的特征特别在于如何控制晶体管M3和M4的导通和断开(如何生成栅极信号G3和G4)。可以在根据第一实施例的配置(参见图3)和根据第二实施例的配置(参见图7)两者中实现第四开关整流操作。然而，第五开关整流操作不需要第三和第四检测信号DET3和DET4的检测，因而优选在稍后描述的第三实施例(参考图12)中实现，其中省略了比较电路123和比较电路124。
关于晶体管M3的导通和断开，定时生成器13操作如下。当第二AC电压VAC2已经上升到超过第一阈值电压(VDC+X1)并且第二通电检测信号DET2a调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G3调到高电平并且导通晶体管M3。当第二AC电压VAC2下降到第二阈值电压(VDC+X2)之下并且第二断电检测信号DET2b调到低电平时，定时生成器13将栅极信号G3调到低电平并且断开晶体管M3。因此，栅极信号G3相当于栅极信号G2的逻辑反(logical inversion)。
类似地，关于晶体管M4的导通和断开，定时生成器13操作如下。当第一AC电压VAC1上升到超过第一阈值电压(VDC+X1)并且第一通电检测信号DET1a调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G4调到高电平并且导通晶体管M4。当第一AC电压VAC1下降到第四阈值电压(VDC+X2)之下并且第一断电检测信号DET1b调到低电平时，定时生成器13将栅极信号G4调到低电平并且断开晶体管M4。因此，栅极信号G4相当于栅极信号G1的逻辑反。
以与之前描述的第一实施例中的方式类似的方式处理晶体管M1和M2的导通和断开，因而将不重复重叠描述。
同样借助上述第五开关整流操作，如同之前描述的第一到第四开关整流操作，可以借助寄生于晶体管M1到M4的体二极管D1到D4的最小操作，可靠地防止输出电流I的反向流动，并且这有助于增加开关整流器电路的功率转换效率。
<实施例3>
图12是示出根据本发明的第三实施例的开关整流器电路的电路图。根据第三实施例的开关整流器电路适配为上述第五开关整流操作的实现，并且与根据第一实施例的开关整流器电路相比，缺少比较电路123和比较电路124。采用这种配置有益于电路规模的缩小。
<实施例4>
图13是示出根据本发明的第四实施例的开关整流器电路的电路图。第四实施例的开关整流器电路具有与根据之前描述的第一实施例的开关整流器电路大致相同的配置，并其特征在于提供比较电路125和126取代之前描述的比较电路121和比较电路122。与单独生成第一通电检测信号DET1a和第一断电检测信号DET1b的比较电路121不同，比较电路125仅生成第一检测信号DET1。类似地，与单独生成第二通电检测信号DET2a和第二断电检测信号DET2b的比较电路122不同，比较电路126仅生成第二检测信号DET2。
图14是示出比较电路125和126的一个示例性配置的电路图。借助此示例性配置，比较电路125包括磁滞比较器CMP5，而比较器电路126包括磁滞比较器CMP6。
磁滞比较器CMP5的同相输入端(+)连接到第一AC电压VAC1施加到的端子。磁滞比较器CMP5的倒相输入端(-)连接到DC电压VDC施加到的端子。磁滞比较器CMP5将第一AC电压VAC1与高于DC电压VDC第一偏移电压Y1的第一阈值电压(VDC+Y1)和高于DC电压VDC第二偏移电压Y2(其中，Y2<Y1)的第二阈值电压(VDC+Y2)进行比较，以便切换第一检测信号DET1的逻辑电平。具体地，当第一AC电压VAC1上升到超过第一阈值电压(VDC+Y1)时，磁滞比较器CMP5将第一检测信号DET1调到高电平；当第一AC电压VAC1下降到第二阈值电压(VDC+Y2)之下时，磁滞比较器CMP5将第一检测信号DET1调到低电平。
磁滞比较器CMP6的同相输入端(+)连接到第二AC电压VAC2施加到的端子。磁滞比较器CMP6的倒相输入端(-)连接到DC电压VDC施加到的端子。磁滞比较器CMP6将第二AC电压VAC2与以上均提到的第一阈值电压(VDC+Y1)和第二阈值电压(VDC+Y2)进行比较，以便切换第二检测信号DET2的逻辑电平。具体地，当第二AC电压VAC2上升到超过第一阈值电压(VDC+X1)时，磁滞比较器CMP6将第二检测信号DET2调到高电平；当第二AC电压VAC2下降到第二阈值电压(VDC+Y2)之下时，磁滞比较器CMP6将第二检测信号DET2调到低电平。
优选地，第一偏移电压Y1设置在与晶体管M1和M2的导通状态阻值乘以输出电流I相称的电压电平上，例如在5mV到几十mV的范围内。优选地，第二偏移电压Y2设置在从0V到Y1的范围内。
第一和第二检测信号DET1和DET2的逻辑电平从高低电平方面来说不限制于以上具体描述的那些，而是可能恰好与那些相反。
如上所述，比较电路125和126具有比较电路121和比较电路122减去比较器CMP1b和CMP2b的配置。采用此配置有助于缩小开关整流器电路的电路规模。此外，设置第一偏移电压Y1低于之前提到的第一偏移电压X1有助于确保开关整流器电路的耐压的更大余量。此外，设置第一偏移电压Y1低于之前提到的第一偏移电压X1也有助于为了增加的功率效率而前移晶体管M1和M2的导通定时。
比较电路123的配置和操作类似于之前描述的第一实施例中的配置和操作。具体地，当第一AC电压VAC1下降到第三阈值电压(VDC–Y3)之下时，比较电路123将第三检测信号DET3调到高电平；当第一AC电压VAC1上升到超过第四阈值电压(VSS+Y4)时，比较电路123将第三检测信号DET3调到低电平。
类似地，比较电路124的配置和操作类似于之前描述的第一实施例中的配置和操作。具体地，当第二AC电压VAC2下降到第三阈值电压(VDC–Y3)之下时，比较电路124将第四检测信号DET4调到高电平；当第二AC电压VAC2上升到超过第四阈值电压(VSS+Y4)时，比较电路124将第四检测信号DET4调到低电平。
优选地，第三偏移电压Y3设置在从0.1V到0.4V的范围内(低于体二极管D3和D4的导通阈值电压)。优选地，第四偏移电压Y4设置在从VSS(0V)到VDC的范围内。
第三和第四检测信号DET3和DET4的逻辑电平从高低电平方面来说不限制于上详细描述的那些，而是可能恰好与那些相反。
<第六开关整流操作>
图15是示出第六开关整流操作的时序图，并且从上而下示出第一和第二AC电压VAC1和VAC2、输出电流I、第一检测信号DET1、第二检测信号DET2、第三检测信号DET3、第四检测信号DET4以及栅极信号G1到G4。第六开关整流操作可以通过根据第四实施例的开关整流器电路的使用而实现。(参见图13)。
关于晶体管M1的导通和断开，定时生成器13操作如下。当第一AC电压VAC1上升到超过第一阈值电压(VDC+Y1)并且第一检测信号DET1调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G1调到低电平并且导通晶体管M1。当第一AC电压VAC1下降到第二阈值电压(VDC+Y2)之下并且第一检测信号DET1调到低电平时，定时生成器13将栅极信号G1调到高电平并且断开晶体管M1。
类似地，关于晶体管M2的导通和断开，定时生成器13操作如下。当第二AC电压VAC2上升到超过第一阈值电压(VDC+Y1)并且第二检测信号DET2调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G2调到低电平并且导通晶体管M2。当第二AC电压VAC2下降到第二阈值电压(VDC+Y2)之下并且第二检测信号DET2调到低电平时，定时生成器13将栅极信号G2调到高电平并且断开晶体管M2。
不便地，当第一AC电压VAC1(或第二AC电压VAC2)上升到超过第一阈值电压(VDC+Y1)并且晶体管M1(或M2)导通时，第一AC电压VAC1(或第二AC电压VAC2)降低到接近DC电压VDC并且瞬间降低到第二阈值电压(VDC+Y2)之下。因此，紧跟在导通晶体管M1(或M2)之后，第一检测信号DET1(或第二检测信号DET2)意外地调到低电平。
为了避免这个情况，定时生成器13配置为当分别导通晶体管M1和M2时忽视第一和第二VAC1和VAC2在第二阈值电压(VDC+Y2)之下的瞬间压降。例如，定时生成器13可以配置为在第一检测信号DET1(或第二检测信号DET2)已经调到高电平之后忽视第一检测信号DET1(或第二检测信号DET2)预定屏蔽时段，或者可以配置为在第一检测信号DET1(或第二检测信号DET2)已经调到高电平之后检测在第一检测信号DET1(或第二检测信号DET2)中发生的次低沿。
借助此配置，可以防止晶体管M1(或M2)被第一检测信号DET1(或第二检测信号DET2)中的意外低沿触发而不必要地断开。
关于晶体管M3的导通和断开，定时生成器13操作如下。在第一AC电压VAC1已经下降到第三阈值电压(VSS-Y3)之下并且第三检测信号DET3已经调到高电平之后第一等待时间t1，定时生成器13将栅极信号G3调到高电平并且导通晶体管M3。当第二AC电压VAC2下降到第三阈值电压(VSS-Y3)之下并且第四检测信号DET4调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G3调到低电平并且断开晶体管M3。
类似地，关于晶体管M4的导通和断开，定时生成器13操作如下。在第二AC电压VAC2已经下降到第三阈值电压(VSS-Y3)之下并且第四检测信号DET4已经调到高电平之后第二等待时间t2，定时生成器13将栅极信号G4调到高电平并且导通晶体管M4。当第一AC电压VAC1下降到第三阈值电压(VSS-Y3)之下并且第三检测信号DET3调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G4调到低电平并且断开晶体管M4。
借助在已经断开晶体管M4之后导通晶体管M3第一等待时间t1并且在已经断开晶体管M3之后断开晶体管M4第二等待时间t2的此配置，可以可靠地防止晶体管M3和M4同时导通。第一和第二等待时间t1和t2可以相等或不同。
借助上述开关整流操作，可以借助寄生于晶体管M1到M4的体二极管D1到D4的最小操作，可靠地防止输出电流I的反向流动，并且这有助于增加开关整流器电路的功率转换效率。
<实施例5>
图16是示出根据本发明的第五实施例的开关整流器电路的电路图，而图17是示出第七开关整流操作的时序图。如图16所示，根据第五实施例的开关整流器电路具有与根据之前描述的第四实施例的开关整流器电路大致相同的配置，并其特征在于时间恒定电路19的加入。因此，当找到它们在第一实施例中的对等时这样的电路要素用如图3中的相同附图标记表示以省略重叠描述，并且以下将详细描述时间恒定电路19的加入的重要性及其操作。
在输出电流I足够大的情况下(例如，当输出电流I设为500mA模式时)，不发生问题。在输出电流I很小(例如，当输出电流I设为100mA模式时)的情况下，如图17所示，在导通晶体管M1(或M2)之后，第一AC电压VAC1(或第二AC电压VAC2)可能无法达到第二阈值电压(VDC+Y2)，使得不可能检测到晶体管M1(或M2)的断开定时。
为了避免这个情况，根据此实施例的开关整流器电路装备有时间恒定电路19作为如下装置：无论第一检测信号DET1(或第二检测信号DET2)如何，当在第一或第二AC电压VAC1或VAC2已经上升到超过第一阈值电压(VDC+Y1)之后流逝了预定时间t3时强制断开晶体管M1(或M2)。
在将从定时生成器13馈入的复位信号RESET调到低电平的同时，时间恒定电路19将屏蔽信号MASK调到高电平，并当之后流逝了预定时间t3时，时间恒定电路19将屏蔽信号MASK调到低电平。
在第三和第四检测信号DET3和DET4中的上升沿将复位信号RESET调到高电平，并且在第一和第二检测信号DET1和DET2中的上升沿将复位信号RESET调到低电平。
屏蔽信号MASK在定时生成器13中用作用于强制保持晶体管M1(或M2)导通预定时间t3的信号。换言之，屏蔽信号MASK用作用于忽略第一检测信号DET1(或第二检测信号DET2)中的意外下降沿(在分别导通晶体管M1和M2时出现)的信号(确保晶体管M1或(M2)的最小导通时段的使能信号)。
可以通过使用电容器和恒流源的模拟时间计数法或者通过使用时钟计数器的数字时间计数法计数预定时间t3。
<第七开关整流操作>
基于比较电路123到126和时间恒定电路19的输出(第一检测信号DET1、第二检测信号DET2、第三检测信号DET3、第四检测信号DET4以及屏蔽信号MASK)，定时生成器13生成栅极信号G1到G4以导通和断开晶体管M1到M4。
具体地，关于晶体管M1的导通和断开，定时生成器13操作如下。当第一AC电压VAC1上升到超过第一阈值电压(VDC+Y1)并且第一检测信号DET1调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G1调到低电平并且导通晶体管M1。当第一AC电压VAC1下降到第二阈值电压(VDC+Y2)之下并且第一检测信号DET1调到低电平时，或者当在第一AC电压VAC1上升到超过第一阈值电压(VDC+Y1)之后屏蔽信号MASK调到低电平预定时间t3时，定时生成器13将栅极信号G1调到高电平并且断开晶体管M1。
类似地，关于晶体管M2的导通和断开，定时生成器13操作如下。当第二AC电压VAC2上升到超过第一阈值电压(VDC+Y1)并且第二检测信号DET2调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G2调到低电平并且导通晶体管M2。当第二AC电压VAC2下降到第二阈值电压(VDC+Y2)之下并且第二检测信号DET2调到低电平时，或者当在第二AC电压VAC2已经上升到超过第一阈值电压(VDC+Y1)之后屏蔽信号MASK调到低电平预定时间t3时，定时生成器13将栅极信号G2调到高电平并且断开晶体管M2。
以与之前描述的第四实施例中的方式类似的方式处理晶体管M3和M4的导通和断开(第六开关整流操作(图15))，因而将不重复重叠描述。
借助此配置，即使在晶体管M1(或M2)导通之后第一AC电压VAC1(或第二AC电压VAC2)达不到第二阈值电压(VDC+Y2)，无论第一检测信号DET1(或者第二检测信号DET2)如何，都可以通过使用屏蔽信号MASK强制断开晶体管M1(或M2)。因此可以防止输出电流I的反向流动。
也可以通过使用屏蔽信号MASK忽略在第一检测信号DET1(或第二检测信号DET2)中的意外下降沿(当分别导通晶体管M1和M2时出现)。因此确保晶体管M1(或M2)的最小导通时段。
优选地，控制以上预定时间t3变化以便DC电压VDC的电压电平越高而越短。此配置在DC电压VDC变化的应用(例如在电池充电器)中可用。然而，取决于应用，预定时间t3可以优选不变化；因此，优选选择控制并变化预定时间t3，还是保持在恒定长度以适应情形。
<第八开关整流操作>
图18是示出第八开关整流操作的时序图。可以认为第八开关整流操作是从之前描述的第七开关整流操作得出的，因为它通过根据第五实施例的开关整流器电路的使用而实现(参见图16)。
与第七开关整流操作不同在于，在比较电路125和126中，设置了高于DC电压VDC的第一阈值电压(VDC+Y1)以及低于DC电压VDC的第二阈值电压(VDC-Y2)。
同样在第八开关整流操作中，基于比较电路123到126和时间恒定电路19的输出(第一检测信号DET1、第二检测信号DET2、第三检测信号DET3、第四检测信号DET4以及屏蔽信号MASK)，定时生成器13生成栅极信号G1到G4以导通和断开晶体管M1到M4。
具体地，关于晶体管M1的导通和断开，定时生成器13操作如下。当第一AC电压VAC1上升到超过第一阈值电压(VDC+Y1)并且第一检测信号DET1调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G1调到低电平并且导通晶体管M1。当第一AC电压VAC1下降到第二阈值电压(VDC-Y2)之下时，定时生成器13将栅极信号G1调到高电平并且断开晶体管M1。
类似地，关于晶体管M2的导通和断开，定时生成器13操作如下。当第二AC电压VAC2上升到超过第一阈值电压(VDC+Y1)并且第二检测信号DET2调到高电平时，定时生成器13将栅极信号G2调到低电平并且导通晶体管M2。当第二AC电压VAC2下降到第二阈值电压(VDC-Y2)之下时，定时生成器13将栅极信号G2调到高电平并且断开晶体管M2。
借助此配置，即使在晶体管M1(或M2)导通之后第一AC电压VAC1(或第二AC电压VAC2)不充分上升，当降低到低于DC电压VDC的第二阈值电压(VDC-Y2)之下时，也可以恰当地断开晶体管M1(或M2)。因此，即使以很小的输出电流I也可以维持同步整流操作。
借助第七开关整流操作，也可以通过使用屏蔽信号MASK来忽略在第一检测信号DET1(或第二检测信号DET2)中的意外下降沿(当分别导通晶体管M1和M2时出现)。因此确保晶体管M1(或M2)的最小导通时段。
<变型示例>
尽管上述实施例论述将本发明应用于采用开关整流器电路的电池充电器的配置作为示例，但是不意味着将本发明的应用限于这样的目的。本发明找到在通常用于很多其他目的的开关整流器电路中的应用。
借助于在本发明精神内作出的很多变型和修改，可以以任何除了以上述实施例的方式具体描述的方式之外的方式实现本发明。即，上述实施例在任何方面都认为是示例性而非限制性的。不以以上给出的实施例的描述而是以所附权利要求的范围限定本发明的技术范围，并且应该理解为包括在与权利要求的意义及范围等同的意义及范围下的任何变型和修改。
例如，尽管上述实施例作为示例论述了将P沟道MOS场效应晶体管用作H电桥11中的上层晶体管(upper-tier transistors)的配置，但是不意味着限制本发明的配置；N沟道MOS场效应晶体管可以替代使用。当采用这样的配置时，向栅极信号G1和G2给出相反的逻辑电平。
工业应用
本发明在增加例如集成于电池充电器的开关整流器电路的功率转换效率中有用。
附图标记列表
1 电池充电器
2 商用AC电源
3 电池单元
10 开关整流器IC(开关整流器电路)
11 H电桥
12 鉴相器
121-124 比较电路
125、126 比较电路
13 定时生成器
14 欠压检测器(UVLO)
15 保护电路
16 过压检测器(OVP)
17 异常温度检测器(TSD)
18 开关
19 时间恒定电路
20 变压器
30 微处理器
40 负载调制器
M1，M2 P沟道MOS场效应晶体管
M3，M4 N沟道MOS场效应晶体管
L1，L2 线圈(初级、次级)
C1 输出电容
D1-D4 体二极管
CMP1a，CMP2a，CMP3，CMP4 磁滞比较器
CMP5，CMP6 磁滞比较器
CMP1b，CMP2b 比较器

Claims (22)

1.一种开关整流器电路，包括：
第一开关，连接在第一AC电压施加到的端子和DC电压施加到的端子之间；
第二开关，连接在第二AC电压施加到的端子和DC电压施加到的端子之间；
第三开关，连接在第一AC电压施加到的端子和基准电压施加到的端子之间；
第四开关，连接在第二AC电压施加到的端子和基准电压施加到的端子之间；
第一比较电路，适配为从第一AC电压和DC电压各自生成第一通电检测信号和第一断电检测信号；
第二比较电路，适配为从第二AC电压和DC电压各自生成第二通电检测信号和第二断电检测信号；以及
定时生成器，适配为基于至少第一和第二比较电路的输出控制第一到第四开关的导通和断开，
所述第一比较电路包括：
第一磁滞比较器，适配为
当第一AC电压上升到超过高于DC电压的第一阈值电压时将第一通电检测信号调到高电平或低电平，并且
当第一AC电压下降到低于DC电压的第三阈值电压之下时将第一通电检测信号调到低电平或高电平；以及
第一比较器，适配为
当第一AC电压上升到超过高于DC电压但低于第一阈值电压的第二阈值电压时将第一断电检测信号调到高电平或低电平，并且
当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时将第一断电检测信号调到低电平或高电平，并且
第二比较电路包括：
第二磁滞比较器，适配为
当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时将第二通电检测信号调到高电平或低电平，并且
当第二AC电压下降到第三阈值电压之下时将第二通电检测信号调到低电平或高电平；以及
第二比较器，适配为
当第二AC电压上升到超过第二阈值电压时将第二断电检测信号调到高电平或低电平，并且
当第二AC电压下降到低于第二阈值电压时将第二断电检测信号调到低电平或高电平。
2.根据权利要求1所述的开关整流器电路，进一步包括：
第三比较电路，适配为从第一AC电压和基准电压生成第三检测信号；以及
第四比较电路，适配为从第二AC电压和基准电压生成第四检测信号，其中
定时生成器适配为基于至少第一到第四比较电路的输出控制第一到第四开关的导通和断开。
3.根据权利要求2所述的开关整流器电路，其中
第三比较电路包括第三磁滞比较器，适配为
当第一AC电压下降到低于基准电压的第四阈值电压之下时将第三检测信号调到高电平或低电平，并且
当第一AC电压上升到超过高于基准电压的第五阈值电压时将第三检测信号调到低电平或高电平，以及
第四比较电路包括第四磁滞比较器，适配为
当第二AC电压下降到第四阈值电压之下时将第四检测信号调到高电平或低电平，并且
当第二AC电压上升到超过第五阈值电压时将第四检测信号调到低电平或高电平。
4.根据权利要求3所述的开关整流器电路，进一步包括时间恒定电路，适配为生成使能信号，其在第一或第二AC电压上升到超过第一阈值电压之后直到一个预定时间流逝之前维持高电平或低电平，其中
定时生成器适配为基于至少第一到第四比较电路和时间恒定电路的输出而控制第一到第四开关的导通和断开。
5.根据权利要求4所述的开关整流器电路，控制预定时间变化以便DC电压的电压电平越高而越短。
6.根据权利要求3所述的开关整流器电路，其中
定时生成器适配为
生成第一导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第一开关，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第一开关，
生成第二导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第二开关，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第二开关，
生成第三导通和断开控制信号以便在第一AC电压下降到第四阈值电压之下之后导通第三开关第一等待时间，而当第二AC电压下降到第四阈值电压之下时断开第三开关，并且
生成第四导通和断开控制信号以便在第二AC电压下降到第四阈值电压之下之后导通第四开关第二等待时间，而当第一AC电压下降到第四阈值电压之下时断开第四开关。
7.根据权利要求4或5所述的开关整流器电路，其中
定时生成器适配为
生成第一导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第一开关，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时或者在第一AC电压已经上升到超过第一阈值电压之后预定时间断开第一开关，
生成第二导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第二开关，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时或者在第二AC电压已经上升到超过第一阈值电压之后预定时间断开第二开关，
生成第三导通和断开控制信号以便在第一AC电压下降到第四阈值电压之下之后导通第三开关第一等待时间，而当第二AC电压下降到第四阈值电压之下时断开第三开关，并且
生成第四导通和断开控制信号以便在第二AC电压下降到第四阈值电压之下之后导通第四开关第二等待时间，而当第一AC电压下降到第四阈值电压之下时断开第四开关。
8.根据权利要求3所述的开关整流器电路，其中
定时生成器适配为
生成第一导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第一开关，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第一开关，
生成第二导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第二开关，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第二开关，
生成第三导通和断开控制信号以便在第一AC电压下降到第四阈值电压之下之后导通第三开关，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第三开关，并且
生成第四导通和断开控制信号以便当第二AC电压下降到第四阈值电压时导通第四开关，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第四开关。
9.根据权利要求3所述的开关整流器电路，其中
定时生成器适配为
生成第一导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第一开关，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第一开关，
生成第二导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第二开关，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第二开关，
生成第三导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第三开关，而当第二AC电压下降到第四阈值电压之下时断开第三开关，并且
生成第四导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第四开关，而当第一AC电压下降到第四阈值电压之下时断开第四开关。
10.根据权利要求1所述的开关整流器电路，其中
定时生成器适配为
生成第一和第四导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第一和第四开关两者，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第一和第四开关两者，并且
生成第二和第三导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第二和第三开关两者，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第二和第三开关两者。
11.根据权利要求6所述的开关整流器电路，其中
当分别导通第一和第二开关时，定时生成器忽略第一和第二AC电压在第二阈值电压之下的压降。
12.一种开关整流器电路，包括：
第一开关，连接在第一AC电压施加到的端子和DC电压施加到的端子之间；
第二开关，连接在第二AC电压施加到的端子和DC电压施加到的端子之间；
第三开关，连接在第一AC电压施加到的端子和基准电压施加到的端子之间；
第四开关，连接在第二AC电压施加到的端子和基准电压施加到的端子之间；
第一比较电路，适配为从第一AC电压和DC电压生成第一检测信号；
第二比较电路，适配为从第二AC电压和DC电压生成第二检测信号；
第三比较电路，适配为从第一AC电压和基准电压生成第三检测信号；
第四比较电路，适配为从第二AC电压和基准电压生成第四检测信号；以及
定时生成器，适配为基于至少第一到第四比较电路的输出控制第一到第四开关的导通和断开，其中
第一比较电路包括第一磁滞比较器，适配为
当第一AC电压上升到超过高于DC电压的第一阈值电压时将第一检测信号调到高电平或低电平，并且
当第一AC电压下降到高于DC电压但是低于第一阈值电压的第二阈值电压之下时将第一检测信号调到低电平或高电平，
第二比较电路包括第二磁滞比较器，适配为
当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时将第二检测信号调到高电平或低电平，并且
当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时将第二检测信号调到低电平或高电平，
第三比较电路包括第三磁滞比较器，适配为
当第一AC电压下降到低于基准电压的第三阈值电压之下时将第三检测信号调到高电平或低电平，并且
当第一AC电压上升到超过高于基准电压的第四阈值电压时，将第三检测信号调到低电平或高电平，以及
第四比较电路包括第四磁滞比较器，适配为
当第二AC电压下降到第三阈值电压之下时将第四检测信号调到高电平或低电平，并且
当第二AC电压上升到超过第四阈值电压时将第四检测信号调到低电平或高电平，
所述开关整流器电路进一步包括时间恒定电路，适配为生成屏蔽信号，其在第一或第二AC电压上升到超过第一阈值电压之后直到一个预定时间流逝之前维持高电平或低电平，其中
定时生成器适配为基于至少第一到第四比较电路和时间恒定电路的输出而控制第一到第四开关的导通和断开。
13.一种开关整流器电路，包括：
第一开关，连接在第一AC电压施加到的端子和DC电压施加到的端子之间；
第二开关，连接在第二AC电压施加到的端子和DC电压施加到的端子之间；
第三开关，连接在第一AC电压施加到的端子和基准电压施加到的端子之间；
第四开关，连接在第二AC电压施加到的端子和基准电压施加到的端子之间；
第一比较电路，适配为从第一AC电压和DC电压生成第一检测信号；
第二比较电路，适配为从第二AC电压和DC电压生成第二检测信号；
第三比较电路，适配为从第一AC电压和基准电压生成第三检测信号；
第四比较电路，适配为从第二AC电压和基准电压生成第四检测信号；以及
定时生成器，适配为基于至少第一到第四比较电路的输出控制第一到第四开关的导通和断开，
第一比较电路包括第一磁滞比较器，适配为
当第一AC电压上升到超过高于DC电压的第一阈值电压时将第一检测信号调到高电平或低电平，并且
当第一AC电压下降到高于DC电压但是低于第一阈值电压的第二阈值电压之下时将第一检测信号调到低电平或高电平，
第二比较电路包括第二磁滞比较器，适配为
当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时将第二检测信号调到高电平或低电平，并且
当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时将第二检测信号调到低电平或高电平，
第三比较电路包括第三磁滞比较器，适配为
当第一AC电压下降到低于基准电压的第三阈值电压之下时将第三检测信号调到高电平或低电平，并且
当第一AC电压上升到超过高于基准电压的第四阈值电压时，将第三检测信号调到低电平或高电平，以及
第四比较电路包括第四磁滞比较器，适配为
当第二AC电压下降到第三阈值电压之下时将第四检测信号调到高电平或低电平，并且
当第二AC电压上升到超过第四阈值电压时将第四检测信号调到低电平或高电平，
定时生成器适配为
生成第一导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第一开关，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第一开关，
生成第二导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第二开关，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第二开关，
生成第三导通和断开控制信号以便在第一AC电压下降到第三阈值电压之下之后导通第三开关第一等待时间，而当第二AC电压下降到第三阈值电压之下时断开第三开关，并且
生成第四导通和断开控制信号以便在第二AC电压下降到第三阈值电压之下之后导通第四开关第二等待时间，而当第一AC电压下降到第三阈值电压之下时断开第四开关。
14.一种开关整流器电路，包括：
第一开关，连接在第一AC电压施加到的端子和DC电压施加到的端子之间；
第二开关，连接在第二AC电压施加到的端子和DC电压施加到的端子之间；
第三开关，连接在第一AC电压施加到的端子和基准电压施加到的端子之间；
第四开关，连接在第二AC电压施加到的端子和基准电压施加到的端子之间；
第一比较电路，适配为从第一AC电压和DC电压生成第一检测信号；
第二比较电路，适配为从第二AC电压和DC电压生成第二检测信号；
第三比较电路，适配为从第一AC电压和基准电压生成第三检测信号；
第四比较电路，适配为从第二AC电压和基准电压生成第四检测信号；以及
定时生成器，适配为基于至少第一到第四比较电路的输出控制第一到第四开关的导通和断开，其中
第一比较电路包括第一磁滞比较器，适配为
当第一AC电压上升到超过高于DC电压的第一阈值电压时将第一检测信号调到高电平或低电平，并且
当第一AC电压下降到低于DC电压的第二阈值电压之下时将第一检测信号调到低电平或高电平，
第二比较电路包括第二磁滞比较器，适配为
当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时将第二检测信号调到高电平或低电平，并且
当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时将第二检测信号调到低电平或高电平，
第三比较电路包括第三磁滞比较器，适配为
当第一AC电压下降到低于基准电压的第三阈值电压之下时将第三检测信号调到高电平或低电平，并且
当第一AC电压上升到超过高于基准电压的第四阈值电压时，将第三检测信号调到低电平或高电平，以及
第四比较电路包括第四磁滞比较器，适配为
当第二AC电压下降到第三阈值电压之下时将第四检测信号调到高电平或低电平，并且
当第二AC电压上升到超过第四阈值电压时将第四检测信号调到低电平或高电平，
所述开关整流器电路进一步包括时间恒定电路，适配为生成屏蔽信号，其在第一或第二AC电压上升到超过第一阈值电压之后直到一个预定时间流逝之前维持高电平或低电平，其中
定时生成器适配为基于至少第一到第四比较电路和时间恒定电路的输出而控制第一到第四开关的导通和断开。
15.根据权利要求12或者14所述的开关整流器电路，其中
控制预定时间变化以便DC电压的电压电平越高而越短。
16.一种开关整流器电路，包括：
第一开关，连接在第一AC电压施加到的端子和DC电压施加到的端子之间；
第二开关，连接在第二AC电压施加到的端子和DC电压施加到的端子之间；
第三开关，连接在第一AC电压施加到的端子和基准电压施加到的端子之间；
第四开关，连接在第二AC电压施加到的端子和基准电压施加到的端子之间；
第一比较电路，适配为从第一AC电压和DC电压生成第一检测信号；
第二比较电路，适配为从第二AC电压和DC电压生成第二检测信号；
第三比较电路，适配为从第一AC电压和基准电压生成第三检测信号；
第四比较电路，适配为从第二AC电压和基准电压生成第四检测信号；以及
定时生成器，适配为基于至少第一到第四比较电路的输出控制第一到第四开关的导通和断开，
第一比较电路包括第一磁滞比较器，适配为
当第一AC电压上升到超过高于DC电压的第一阈值电压时将第一检测信号调到高电平或低电平，并且
当第一AC电压下降到低于DC电压的第二阈值电压之下时将第一检测信号调到低电平或高电平，
第二比较电路包括第二磁滞比较器，适配为
当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时将第二检测信号调到高电平或低电平，并且
当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时将第二检测信号调到低电平或高电平，
第三比较电路包括第三磁滞比较器，适配为
当第一AC电压下降到低于基准电压的第三阈值电压之下时将第三检测信号调到高电平或低电平，并且
当第一AC电压上升到超过高于基准电压的第四阈值电压时，将第三检测信号调到低电平或高电平，以及
第四比较电路包括第四磁滞比较器，适配为
当第二AC电压下降到第三阈值电压之下时将第四检测信号调到高电平或低电平，并且
当第二AC电压上升到超过第四阈值电压时将第四检测信号调到低电平或高电平，
定时生成器适配为
生成第一导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第一开关，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第一开关，
生成第二导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第二开关，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时断开第二开关，
生成第三导通和断开控制信号以便在第一AC电压下降到第三阈值电压之下之后导通第三开关第一等待时间，而当第二AC电压下降到第三阈值电压之下时断开第三开关，并且
生成第四导通和断开控制信号以便在第二AC电压下降到第三阈值电压之下之后导通第四开关第二等待时间，而当第一AC电压下降到第三阈值电压之下时断开第四开关。
17.根据权利要求12或14所述的开关整流器电路，其中
定时生成器适配为
生成第一导通和断开控制信号以便当第一AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第一开关，而当第一AC电压下降到第二阈值电压之下时或者在第一AC电压已经上升到超过第一阈值电压之后预定时间断开第一开关，
生成第二导通和断开控制信号以便当第二AC电压上升到超过第一阈值电压时导通第二开关，而当第二AC电压下降到第二阈值电压之下时或者在第二AC电压已经上升到超过第一阈值电压之后预定时间断开第二开关，
生成第三导通和断开控制信号以便在第一AC电压下降到第三阈值电压之下之后导通第三开关第一等待时间，而当第二AC电压下降到第三阈值电压之下时断开第三开关，并且
生成第四导通和断开控制信号以便在第二AC电压下降到第三阈值电压之下之后导通第四开关第二等待时间，而当第一AC电压下降到第三阈值电压之下时断开第四开关。
18.根据权利要求13或16所述的开关整流器电路，其中
当分别导通第一和第二开关时，定时生成器忽略第一和第二AC电压在第二阈值电压之下的压降。
19.根据权利要求1、12～14、或者16的任一项所述的开关整流器电路，其中
第一到第四开关全部是场效应晶体管。
20.根据权利要求19所述的开关整流器电路，其中
定时生成器适配为
在DC电压达到预定电平之前保持第一到第四开关全部断开，并且
通过分别使用第一到第四开关的体二极管将AC电压整流为DC电压。
21.一种电池充电器，包括根据权利要求1到20任一项的开关整流器电路，其中，电池充电器通过使用DC电压控制电池单元的充电。
22.根据权利要求21所述的电池充电器，进一步包括以非接触方式耦接在商用AC电源和开关整流器电路之间的变压器。
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Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI481166B (zh) * 2013-02-22 2015-04-11 Delta Electronics Inc 橋式開關控制電路及其操作方法
NZ712515A (en) * 2013-03-28 2016-08-26 Panasonic Ip Man Co Ltd Inverter device
JP6148551B2 (ja) * 2013-06-26 2017-06-14 株式会社東芝 整流装置
CN103904921B (zh) 2014-03-04 2017-02-08 华为技术有限公司 一种控制交直流电转换的装置
KR101537896B1 (ko) * 2014-03-14 2015-07-20 성균관대학교산학협력단 역전류 누설을 줄일 수 있는 능동형 정류기 및 이를 이용한 무선 전력 수신 장치
JP5791748B1 (ja) * 2014-04-09 2015-10-07 三菱電機株式会社 電力変換装置および電力変換方法
CN103986448A (zh) * 2014-05-28 2014-08-13 苏州工业职业技术学院 一种冰箱电磁门驱动电感
KR101650435B1 (ko) * 2015-03-30 2016-08-23 (주)성진아이엘 턴 오프 제어 방식이 개선된 정류기 및 상기 정류기의 제어 방법
JP6711679B2 (ja) * 2016-04-15 2020-06-17 ローム株式会社 ワイヤレス受電装置の同期整流回路、その制御回路、制御方法、ワイヤレス受電装置および受電制御回路、電子機器
KR101837469B1 (ko) * 2016-11-04 2018-03-12 (주)성진아이엘 순차 별 스위칭 제어를 통해 과부하의 방지가 가능한 정류기
CN107294409B (zh) * 2017-07-26 2023-07-28 江西联智集成电路有限公司 有源整流器
US11121638B2 (en) * 2019-08-02 2021-09-14 Hamilton Sundstrand Corporation Four-mode tap-switching transformer rectifier
CN111371443B (zh) * 2020-05-28 2020-08-28 上海南麟电子股份有限公司 一种有源整流桥电路及片内集成系统
US20220062620A1 (en) * 2020-08-31 2022-03-03 Medtronic, Inc. Rectifier and the timing of switching of capacitors
US11239698B1 (en) * 2020-11-03 2022-02-01 Medtronic, Inc. Digitally timed CMOS rectifier for wireless power transfer
US11949243B2 (en) * 2020-12-17 2024-04-02 Stmicroelectronics Design And Application S.R.O. Apparatus and methods for enhanced operation in a wireless charging receiver

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1208511A (zh) * 1996-11-13 1999-02-17 精工爱普生株式会社 电力供给装置及便携式电子仪器
CN1289476A (zh) * 1998-12-02 2001-03-28 精工爱普生株式会社 供电装置、供电方法、携带式电子机器和电子表
CN1304202A (zh) * 1999-10-15 2001-07-18 精工爱普生株式会社 斩波电路、斩波电路控制方法、斩波式充电电路、电子器件和计时(timeke－eping)装置、
JP2010074950A (ja) * 2008-09-18 2010-04-02 Seiko Epson Corp 整流制御装置、全波整流回路、受電装置、電子機器および無接点電力伝送システム

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR0173949B1 (ko) * 1995-10-16 1999-05-01 김광호 전파브리지 정류회로
JP3472879B2 (ja) * 1998-05-18 2003-12-02 セイコーエプソン株式会社 過充電防止方法、充電回路、電子機器および時計
JP2003309978A (ja) * 1998-12-02 2003-10-31 Seiko Epson Corp 電力供給装置、電力供給方法、携帯型電子機器および電子時計
US6563726B1 (en) * 2001-11-21 2003-05-13 Hewlett-Packard Company Synchronous bridge rectifier
TWI313102B (en) 2005-02-21 2009-08-01 Delta Electronics Inc Llc series resonant converter and the driving method of the synchronous rectifier power switches thereof
US20070170903A1 (en) * 2006-01-26 2007-07-26 Silicon Laboratories, Inc. Active diode bridge system
US7920396B2 (en) * 2007-07-13 2011-04-05 National Semiconductor Corporation Synchronous rectifier and controller for inductive coupling
US8913409B2 (en) * 2010-02-12 2014-12-16 City University Of Hong Kong Self-driven AC-DC synchronous rectifier for power applications

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1208511A (zh) * 1996-11-13 1999-02-17 精工爱普生株式会社 电力供给装置及便携式电子仪器
CN1289476A (zh) * 1998-12-02 2001-03-28 精工爱普生株式会社 供电装置、供电方法、携带式电子机器和电子表
CN1304202A (zh) * 1999-10-15 2001-07-18 精工爱普生株式会社 斩波电路、斩波电路控制方法、斩波式充电电路、电子器件和计时(timeke－eping)装置、
JP2010074950A (ja) * 2008-09-18 2010-04-02 Seiko Epson Corp 整流制御装置、全波整流回路、受電装置、電子機器および無接点電力伝送システム

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