WO1998002025A1 - Carte a circuit a basse emissivite et connecteur de cable a basse emissivite - Google Patents

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low
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layer
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Yutaka Akiba
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Hitachi, Ltd.
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Definitions

  • the present invention relates to a low EMI circuit board on which circuit elements such as ICs and LSIs are mounted, and more particularly, to a low EMI circuit board and a transmission cable for suppressing radiation from such mounted components centering on a differential mode.
  • the present invention relates to a low EMI cable connector that suppresses unnecessary radiation of a cable.
  • Such unnecessary radiation can be broadly divided into two types: radiation of common mode caused by resonance caused by potential fluctuation of the power supply layer and duland layer, and radiation of differential mode generated from the signal line layer and mounted components.
  • radiation of common mode caused by resonance caused by potential fluctuation of the power supply layer and duland layer
  • radiation of differential mode generated from the signal line layer and mounted components In the past, various methods for reducing such unnecessary radiation have been proposed.
  • a method using a shield has conventionally been generally used, and specifically, a method of applying a conductive paste containing a resistive material to a substrate surface has been adopted. I have.
  • a transmission line such as a coaxial cable is connected to an external transmission source by a connector. I do.
  • FIG. 13 schematically shows such a connection state.
  • the transmitting source is a transmitting end device 100
  • the above-mentioned substrate for receiving a signal from the transmitting end device is a receiving end device 101, and a coaxial cable 102 is connected between them.
  • the board as the receiving end device 101 is connected to the coaxial cable 102 by a connector (not shown), and the sending end device 100 is connected to the coaxial cable 102 by a connector (not shown). I have.
  • the outgoing line 100a connected to the signal source 100c that generates a pulse-like signal of voltage VO at the frequency ⁇ j is connected to the inner conductor 1 of the coaxial cable 102.
  • the return line 100b is connected to the outer conductor 102b of the coaxial cable 102 by a connector (not shown)
  • the receiving end device 101 is equivalently ,
  • the receiving line 101a is the inner conductor 1 of the coaxial cable 102.
  • the return line 101 b are connected to the outer conductor 102 b of the coaxial cable 102 by connectors (not shown), respectively, and the return line at the sending end device 100.
  • 100 b and the return line 101 b at the receiving end device 101 are grounded, and the outer conductor 102 b of the coaxial cable 102 is a ground line.
  • the outgoing line 100 a, the inner conductor 100 2 a of the coaxial cable 102, the receiving line 101 at the receiving end device 101 The signal path is formed by a, load resistance R, return line 101b, the outer junction body 102b of the coaxial cable 102, and the return line 100b at the sending end device 100.
  • the signal output from the signal source 100 c is sent to the inner conductor 102 a of the coaxial cable 102 as a voltage Via and a current i la,
  • voltage V lb, current i lb Is received as On the return path of this signal path, the signal of the voltage V2b and the current i2b flows from the receiving end device 101 through the inner surface of the outer conductor 102b of the coaxial cable 102, but not only that.
  • current reflection occurs due to equivalent impedance there, and current leakage occurs on the outer surface of the outer conductor 102 b of the coaxial cable 102. Occurs.
  • the signal flowing on the inner surface of the outer conductor I 0 2b is the force input to the sending device 100 as a voltage V2a and a current i 2a at the connection point A between the coaxial cable 102 and the sending device 100.
  • a current reflection occurs due to the equivalent impedance there.
  • a part of the current i 2a leaks to the outer surface of the outer conductor 102 b of the coaxial cable 102 and the coaxial cable 1
  • the outer conductor 102 flows through the outer surface of the outer conductor 102b.
  • the case of the transmitting end device 100 and the outer surface of the coaxial cable 102 are completely integrated with the outer surface of the coaxial cable 102, and similarly, the case of the receiving end device 101 and the outer conductor of the coaxial cable 102 Complete integration of the outer surface of 102b If the inside of the case 100, the inside of the coaxial cable 102, and the case of the receiving end device 101 could be completely sealed, the above-described leakage current could be eliminated. In practice, it is almost impossible to do so, and the generation of unnecessary radiation as described above cannot be avoided.
  • a ferrite core 103a called a common mode core or a common mode chioke is provided at the end of the coaxial cable 102 on the side of the sending end device 100.
  • a ferrite core 103 b is also provided at the end of the receiving end device 101.
  • the absolute value of the impedance of these ferrite cores 1 ⁇ 3a and 103b is set to about 100 ⁇ from the viewpoint of materials and structure.
  • the conductive paste is applied to a relatively flat portion of the substrate surface, and cannot be applied to a mounted component or a portion to which the component is attached.
  • the shield layer is opened at the mounting part of the mounted component, and unnecessary radiation leaks from this opening, and resonance occurs at the opening.
  • New radiation common-mode radiation
  • unnecessary radiation from transmission lines such as coaxial cables connected to the board was not achieved. Radiation can be suppressed to some extent by providing ferrite cores at both ends of the transmission line as described in Fig. 13, but it is not always sufficient.
  • the absolute value of the impedance of the ferrite cores 103a and 103b is assumed to be 100 ⁇ . However, if 100 ⁇ is not sufficient, these ferrite cores may be used.
  • a large and heavy ferrite core must be used, and using a plurality of ferrites is equivalent to winding the coil a plurality of times, causing a capacitance between them and generating new resonance. There are also problems such as causing problems.
  • the clock frequency of the signal to be handled is as low as, for example, about 10 MHz, it is sufficiently lower than 300 MHz, so that the ferrite cores 103 a, 103 b have the permeability ⁇ . Since it can be used in a sufficiently large state, it can sufficiently suppress the fundamental wave and third harmonic of leakage currents i 3 a and i 3 b, which are problems as unnecessary radiation, and the frequency characteristics of the magnetic permeability ⁇ Power that does not become a special problem ⁇ In recent years, for example, the clock frequency of personal computers and the like has become increasingly higher, such as 100 MHz or more and 200 MHz or more.
  • An object of the present invention is to provide a low EMI circuit board which can solve such a problem and can effectively suppress radiation mainly in a differential mode.
  • Another object of the present invention is to provide a low EMI cable connector which is small in size and simple in configuration and capable of effectively suppressing unnecessary radiation in a signal transmission line. Disclosure of the invention
  • the entire board surface including the mounted components is covered with a shield plate, and the shield plate is electrically connected to a ground layer inserted therein.
  • unnecessary radiation in the differential mode generated from the mounted components and signal lines is not trapped between the shield plate and the ground layer and does not go outside.
  • a loss layer is provided on at least one surface of the conductive layer in the shield plate.
  • the periphery of the shield plate is connected to the ground layer at multiple points.
  • the resonance frequency of the loop consisting of the shield plate and the roundabout layer can be shifted to a higher frequency band than the frequency region to be suppressed, and the common mode from the side of the substrate using the radiation of the differential mode as a noise source
  • the periphery of the shield plate is connected to the ground layer through a matching terminating resistor to suppress potential fluctuations. I do. As a result, it is possible to suppress the common mode radiation from the side surface of the substrate and prevent the leakage to the outside.
  • the shield plate is connected at multiple points to the ground layer around a high-speed board mounted component such as an LSI element or a driving IC element. Mounted parts that operate at high speed are likely to generate differential mode radiation. Therefore, by connecting the shield plate to the duland layer at multiple points around the mounted component, the mounted components are individually shielded, so that the radiation in the differential mode from the mounted component is reduced. Even at the periphery of the substrate, since the shield plate is connected to the duland layer at multiple points, the electrical connection structure in the shield is doubled, and the shielding effect is remarkable.
  • a short-circuit member surrounding the entire circumference of the transmission cable is provided at the end side of the cylindrical body to form a short-circuit termination line, and a resonance frequency of the short-circuit termination line is defined as a resonance frequency of the transmission cable. Configure to be equal.
  • the plurality of tubular bodies forming the short-circuit termination line are coaxially arranged.
  • the low EMI cable connector according to the present invention is characterized in that the short-circuit member is configured to be detachable.
  • the plurality of tubular bodies forming the short-circuit termination line have a common central axis and are arranged along the central axis.
  • the cylindrical bodies forming the short-circuit termination line can be adjusted in position in the direction of the central axis. According to such a configuration, in the short-circuit termination line, the impedance of this line becomes almost infinite at the resonance frequency, and the current of this resonance frequency flowing through this line is suppressed to almost zero. Therefore, by setting the resonance frequency of the short-circuited termination line to be equal to the frequency at which the transmission cable resonates and generates unnecessary radiation, the current that causes such unnecessary radiation can be effectively suppressed.
  • the dielectric constant of the dielectric portion is ⁇ ri, and the wavelength of the current flowing through the conductor portion is; Then, in this short-circuited termination line, the wavelength ⁇ ⁇ ′ is i / f £ ri, and the length of the bottomed cylindrical portion of the short-circuited termination line is 1 / f ⁇ ri times shorter than the length of the transmission cable. can do.
  • the length of the bottomed cylindrical part can be 1/30 times the length of the transmission cable used, for example, 100 MHz
  • the transmission cable has a different fundamental resonance frequency because the outer conductor of the coaxial cable is grounded in the middle, unnecessary radiation is generated according to these fundamental frequencies.
  • the current that generates unnecessary radiation for each fundamental resonance frequency can be effectively suppressed by each short-circuit termination line.
  • a low EMI cable connector forms a cylindrical body having a dielectric portion surrounding the entire circumference of a transmission cable provided on an inner surface thereof, and a terminal end side of the cylindrical body.
  • a resistor serving as a matching termination resistor is provided.
  • the length of the cylindrical body is arbitrary, but the above matching terminating resistor matching this is provided.
  • An open-ended line is formed with the end of the cylindrical body as an open end, and the resonance frequency of the open-ended line is made equal to the resonance frequency of the transmission cable.
  • f i the i-th fundamental resonance frequency of the transmission cable
  • ⁇ r i the dielectric constant of the dielectric portion of the i-th cylindrical body.
  • the plurality of tubular bodies forming the open terminal line have a common central axis and are arranged along the central axis.
  • the tubular body forming the open terminal line is configured to be capable of adjusting the position in the direction of the central axis.
  • the open terminal line has a resonance frequency. This is equivalent to a state where a short-circuit termination is provided in the middle position of this line, that is, in the middle position of the cylindrical portion, and the impedance at this time becomes almost infinite. Therefore, by setting this resonance frequency to be equal to the resonance frequency at which unnecessary radiation of the transmission cable occurs, current at a frequency at which unnecessary radiation of the transmission cable is generated can be effectively suppressed.
  • the length of the open-ended line that is, the length of the cylindrical portion is twice as long as that of the above-described present invention in which the short-circuited line is used, but the cylindrical portion is still small.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view showing one embodiment of a low-EMI circuit board according to the present invention
  • FIG. 2 is a view showing formation positions of a loss layer in a ground layer and a power supply layer in FIG. FIG.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view showing one embodiment of the low-EMI circuit board according to the present invention
  • FIG. 4 is a cross-sectional view showing one embodiment of the low-EMI cable connector according to the present invention.
  • Fig. 5 is an impedance characteristic diagram of the low EMI cable connector shown in Fig. 4.
  • Fig. 6 is an installation state of the low EMI cable connector shown in Fig. 4 on the transmitting end device side.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing an equivalent circuit in the mounted state shown in FIG. 6, and
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing an equivalent circuit in the mounted state shown in FIG.
  • FIG. 9 is a cross-sectional view showing a mounting state of a low-power connector on a low-EMI circuit board side and an operation thereof.
  • FIG. 10 is a sectional view showing another embodiment of the MI cable connector
  • FIG. 10 is a sectional view showing still another embodiment of the low EMI cable connector according to the present invention
  • FIG. Fig. 12 is a cross-sectional view showing still another embodiment of the low EMI cable connector according to the present invention
  • Fig. 12 is a cross-sectional view showing still another embodiment of the low EMI cable connector according to the present invention
  • FIG. 13 is an explanatory diagram of generation of unnecessary radiation from a transmission cable.
  • FIG. 1 is a sectional view showing one embodiment of a low EMI circuit board according to the present invention, wherein 1 is a multilayer circuit board, 2 is a ground layer, 2a is a loss layer, 3 is a power supply layer, and 3a is Loss layer, 4 is signal line layer, 5 is through hole, 6a to 6n is electrode pattern, 7 is solder, 8 is LSI element, 9 is IC element, 10 is matching termination resistance element, 11 is resistance Element, 12 is a shield plate, 13 is a conductive foil.14 is a loss layer, 15a, 15b, 16 is an insulating layer, 17 is a dielectric layer, In this figure, this embodiment has a configuration in which a shield plate 12 is attached to the surface of a multilayer circuit board 1 on which a ground layer 2, a power supply layer 3, and a signal line layer 4 are provided. .
  • the solder 7 used at this time may be made of a conductive adhesive from the viewpoint of heat resistance, particularly when the shield plate 12 is attached.
  • a Dalund layer 2 and a power supply layer 3 are provided in a dielectric layer 17 and one signal line layer 4 force ⁇ , ground between one surface layer and the ground layer 2.
  • Electrode patterns are provided at predetermined locations on the signal line layer 4 provided on each surface layer, some of which are electrically connected to the ground layer 2 and some of which are electrically connected to the power supply layer 3, respectively. Have been. Here, only the electrode patterns 6a to 6n are shown. Hereinafter, the electrode patterns 6a to 6n will be described. In these, the electrode patterns 6b, 6c, 6e to 6g, 6i to 6k, 6m, 6 ⁇ are electrically connected to the ground layer 2 via the through holes 5. Further, the electrode patterns 6 d and 61 are electrically connected to the power supply layer 3 through the through holes 5.
  • the terminals of the resistive element 11 constituting the desired circuit are attached to the electrode pattern 6 d connected to the power supply layer 3 and the electrode pattern 6 c connected to the ground layer 2 by soldering 7.
  • a lead of an LSI element 8 molded on the pattern 6 d and the electrode pattern 6 e connected to the ground layer 2 is attached by solder 7, and the electrode pattern 6 1 connected to the power supply layer 3 is formed.
  • the electrode pattern 6 k connected to ground layer 2 It is assumed that the leads of the integrated IC element 9 are attached by solder 7. At this time, the IC element 9 may be attached in a bare chip state.
  • a shield plate 12 is provided on both sides of the multilayer circuit board 1 so as to cover the entire surface including the LSI element 8, the IC element 9, the resistance element 11 and the like mounted thereon.
  • the shield plate 12 has a solid flat surface of a thin plate, and in many cases, many small holes are evenly arranged from the viewpoint of heat dissipation of the IC element and the LSI element.
  • the hole diameter (shape) ⁇ shall be ⁇ 60 (or the radiation wavelength) or less in consideration of the suppression area of unnecessary radiation.
  • the shield plate 12 and the ground layer 2 suppress radiation centered on the differential mode.
  • FIG. 1 shows electrode patterns 6a, 6g, 6h, and 6n as the electrode patterns in the peripheral portion.
  • this shield plate 12 is made of a conductive foil (for example, copper foil) provided with a loss layer 14 on the surface of the multilayer circuit board 1, and both sides of the shield 13 are covered with insulating layers 15 a and 15 b.
  • the loss layer 14 forms a line having a large attenuation constant ⁇ with the ground layer 2.
  • the insulating layer 15a covering the lossy layer 14 side of the conductive foil 13 is made of a heat-resistant insulating film such as polyimide or polyester.
  • the insulating layer 15b is not indispensable, and when not provided, the surface of the conductive layer 13 is subjected to an antioxidant treatment. Further, the above insulating film may be used.
  • the shield plate 12 is formed so that the conductive foil 13 is connected to the solder 7. And electrically connected to the electrode patterns 6 a, 6 g, 6 h, and 6 ⁇ .
  • the loss layer 14 for example, a nickel plating layer or a chrome plating layer having a large resistivity is used.
  • the surface of the conductive foil 13 may be made uneven to lengthen the transmission path and equivalently increase the resistance value. In this case, the adhesion between the conductive layer 13 and the insulating film such as polyimide as the insulating layer 15a is improved.
  • the shield plate 12 is flexible, and it is desirable that the shield plate 12 be molded in accordance with irregularities due to mounting components on the multilayer circuit board 1. If it is formed in this way, it is easy to mount it on the multilayer circuit board 1, and the mounting portions to the electrode patterns 6a, 6g, 6h, 6n can be easily formed. Since they are arranged close to the electrode patterns 6a, 6g, 6h, and 6n, soldering is simplified.
  • the force which is used to confine the radiation of the differential mode generated from the LSI element 8 and the IC element 9 between the shield plate i 2 and the ground layer 2 is simply a shield plate.
  • the shield plate 12 is independent of the ground layer 2 only by attaching the 1 2
  • a high-speed clock from a high-speed operation component ⁇ differential module by harmonics of the signal processed based on this As a result, energy is accumulated between the shield plate 12 and the durand layer 2 due to the occurrence of a single radiation, thereby causing a potential difference between the shield plate 12 and the ground layer 2 and causing resonance.
  • the shield layer 12 and the ground layer 2 are almost parallel lines, they are electrically terminated. By connecting the ends, standing waves are hardly generated in the shield plate 12 and unnecessary radiation from the periphery of the shield plate 12 is suppressed.
  • a connection method As a connection method,
  • the shield plate 12 is connected to the electrode patterns 6a and 6h provided on the periphery of the surface layer of the multilayer circuit board 1 with solder 7, and this is set so that a termination resistance value close to the matching termination resistance value is obtained.
  • the terminal of the chip resistor 10 having a predetermined resistance value is attached to the electrode pattern 6a and the electrode pattern 6 in the peripheral area of the multilayer circuit board 1 connected to the drand layer 2 through the through hole 5 with the solder 7, and
  • the terminal of the chip resistor 10 having a predetermined resistance value is soldered to the electrode pattern 6 h and the electrode pattern 6 ⁇ at the peripheral portion of the multilayer circuit board 1 connected to the land layer 2 through the through hole 5. Install it.
  • the periphery of the shield plate I2 is connected to the ground layer 2 via the chip resistor 10.
  • the pitch determined by the structure of the multilayer circuit board 1 at the periphery of the multilayer circuit board 1 (for example, a size of about A4 size)
  • the chip resistors 10 are terminated at approximately equal intervals by connecting a plurality of devices in parallel at a pitch of 25 to 50 mm.
  • the inductance component that depends on the structure of the through-hole 5 and the electrode patterns 6a, 6b, 6h, and 6i is set so that the impedance is sufficiently smaller than the terminal resistance value.
  • the periphery of the shield plate 12 is connected by solder 7 to the electrode patterns 6 g, 6 n, etc., which are electrically connected to the ground layer 2 through the through holes 5. That is, the shield plate 12 and the ground layer 2 are directly and electrically connected only through the force, the through hole 5, so that the shield plate 12 has the same electric potential as the durand layer 2.
  • the radiation of the differential mode is generated from the LSI element 8 and the IC element 9 that perform the high-speed operation and the signal line layer (the high-speed signal line layer) 4 that transmits the high-frequency signal and the clock.
  • the mounted components and the high-speed signal line layer 4 are also referred to as high-speed operation components), and such high-speed operation components as radiation sources are shielded so as to be wrapped by the ground layer 2 and the shield plate 12 via the through holes 5.
  • the radiation is confined between the ground layer 2 and the shield plate 12, and the shield layer 12 and the ground layer 2 are electrically connected to each other via the through hole 5 to have the same potential. Therefore, even if a standing wave is generated between the shield plate 12 and the ground layer 2, it does not appear outside and effectively suppresses unnecessary radiation from the periphery of the shield plate 12. be able to.
  • Short-circuiting the ground layer 2 and the shield plate 12 with the through-holes 5 in this way also shifts the resonance frequency of the loop to a higher frequency range than the unnecessary radiation suppression region. Resonance in this frequency range is suppressed, and unnecessary radiation in this frequency range is reduced. It should be noted that such a frequency shift can be 1 GHz or more, whereby the frequency of the unnecessary radiation can be set in a frequency band outside the regulation. Further, due to the generation of the radiation in the differential mode, a high-frequency current due to the standing wave is generated in a loop including the ground layer 2, the through hole 5, and the shield plate 12.
  • the radiation of the differential mode is suppressed and the radiation of the newly generated common mode is suppressed.
  • it can be effectively suppressed.
  • the LSI element and the driving IC element generate a large amount of radiation particularly in the differential mode.
  • Such a circuit element is shielded by providing a double connection region with a shield plate 12.
  • the LSI element 8 and the IC element 9 are such elements, as shown in the electrode patterns 6f, 6j, and 6m, the operating frequency and the like around these LSI elements 8 and the IC element 9
  • An electrode pattern electrically connected to the duland layer 2 is provided with a suitable pitch, and these electrode patterns are electrically connected to the shield plate 12 with solder. That is, the portions around the LSI element 8 and the IC element 9 on the shield plate 12 are connected to the ground layer 2 at multiple points, and are partially shielded by the shield plate 12.
  • unnecessary radiation in the differential mode is confined by the current loop between the shield plate 12 and the ground layer 2 in the shield part, and is suppressed by the loss layer 14.
  • the LSI element 8 and IC element 9 generate Differential mode radiation is shielded by the shield plate 12 and the ground layer 2 around them, and is also shielded around the multilayer circuit board 1 to provide double shielding. However, each of them absorbs radiation, and effectively suppresses common mode strong radiation generated from them.
  • the interpolated signal line layer 4 is also directly connected to the power supply layer 3 and the ground layer 2 via mounted components, etc., especially when high-speed operation components operate.
  • High-frequency current flows through the ground layer 2 and the power layer 3. Then, the high-frequency current also flows around the ground layer 2 and the power supply layer 3, and common mode radiation occurs due to these resonances.
  • loss layers 2a and 3a are provided around the periphery of the multilayer circuit board I in the ground layer 2 and the power supply layer 3 so as to attenuate the high-frequency current due to such resonance. I have to.
  • the range in which the loss layers 2a and 3a are provided is such that the loss and the signal line layer 4 in the power line layer 3 and the power line layer 3 do not hinder the operation of the components and circuits mounted on the multilayer circuit board 1. It is outside the connection point by through hole 5.
  • the loss layers 2 a and 3 a can be the same as the loss layer 14 in the shield plate 12.
  • Fig. 2 (a) shows the loss layer 2a in the ground layer 2. Since the roundabout layer 2 is provided on almost the entire cross section of the multilayer circuit board 1, the loss layer 2a is provided on the entire periphery thereof. Can be Fig. 2 (b) shows the power supply layer.
  • the loss layer 3a shows a loss layer 3a, in which it is assumed that there are four power layers 3A, 3B, 3C, and 3D having different power voltages.
  • the loss layer 3a is provided in a portion corresponding to the peripheral portion of the multilayer circuit board 1 in the power supply layer 3. Therefore, in the case of FIG. 2 (b), the power supply layers 3 A,
  • 3B and 3C are provided with a loss layer 3a at a part of the periphery, No loss layer is provided on the power supply layer 3D arranged at the center of the circuit board 1.
  • the radiation of the differential mode generated from the mounted components and the signal line layer can be suppressed very effectively.
  • the shield plate 12 since the shield plate 12 is fixed to the multilayer circuit board 1 by the solder 7, by removing the solder 7, the shield plate 12 can be easily removed and the mounting parts can be removed. Exchange is easy. Therefore, if one of the mounted components fails, it can be easily replaced and the circuit board can be reused.
  • a conductive adhesive for example, Ag (Cu, Au) powder is contained in a thermosetting resin
  • the shield plates 12 are provided on both sides of the multilayer circuit board 1.However, when the arrangement is made such that there is a mounting component or a signal line layer which operates at high speed only on one side, the arrangement is made. It is clear that the shield plate 12 needs to be provided only on that surface.
  • the multilayer circuit board i as the high-speed signal line serving as a radiation source is arranged in the periphery of the multilayer circuit board 1, the amount of differential mode radiation generated therefrom increases. Therefore, it is preferable to dispose the high-speed signal line in the center of the multilayer circuit board 1.
  • FIG. 3 is a sectional view showing another embodiment of the low EMI circuit board according to the present invention, wherein 6 p, 6 q, 6 r are electrode patterns, 18 is a dielectric layer, 19 is a ground layer, Reference numeral 20 denotes a resistance element, and portions corresponding to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted, and reference numerals are partially omitted.
  • the radiation of the common mode in addition to the suppression of the radiation of the difference mode, the radiation of the common mode can be newly suppressed. It is.
  • another durand layer i 9 is provided between the power layer 3 and the signal line layer 4 on the side opposite to the ground layer 2 with respect to the power layer 3, and A dielectric layer 18 having a dielectric constant ⁇ r different from that of the dielectric layer 17 is provided between the power supply layer 3 and the power supply layer 3.
  • C The dielectric layer 1 8, the power supply layer 3, forming a capacitor C to the cod-end layer 1-9 and the electrode are configured to present a sufficiently small Inpidansu against harmonics of the high-speed clock
  • a resistance element 20 is connected between the electrode patterns 6p and 6q on one surface layer, and a resistance is formed between the electrode patterns 6m and 6r on the other surface layer. Element 20 is connected.
  • These electrode patterns 6 p, 6 r are connected to one of the durand layers 2 via through holes 5, and the electrode patterns 6 q, 6 m are connected to the other durand layer 1 via the through holes 5. Connected to 9.
  • the power supply layer 3 and the ground layer 19 are connected via the capacitor C composed of the dielectric layer 18, and the ground layer 19 is connected to the ground layer 2 via the resistance element 20. I have.
  • a capacitor C ′ as an interlayer floating capacitance is interposed between the power supply layer 3 and the ground layer 2 by the dielectric layer 17. Since the Q of the capacitor C is high, the mounted components such as LSI elements, IC elements, chip capacitors, etc. have an impedance component of inductance in the harmonic region. In particular, these parallel resonances cause common-mode radiation.
  • a series circuit composed of the capacitor C by the dielectric layer 18 and the resistive element 20 is connected in parallel with the capacitor C ′.
  • the capacitor C is ignored and the resistance element 20 is connected in parallel with the capacitor C ′.
  • the inductance component due to the through-hole 5 and the electrode patterns 6p and 6r generated during mounting is set so that the impedance can be ignored sufficiently compared to the resistance element 20.
  • a low Q of the capacitor C ′ can be achieved. As a result, the energy consumption of the resistance element 20 becomes large, and the potential fluctuation in the power supply layer 3 is effectively absorbed by the resistance element 20, and the radiation in the common mode is reduced.
  • the capacitor C is a DC cut capacitor, and is used to cut a DC voltage from the power supply layer 3 to the ground layer 19.
  • the shield plates 12 on the upper and lower sides of the drawing are connected to the ground layers 2 and 19 by the through holes 5 and the electrode patterns 6 n and 6 q around the multilayer circuit board 1. Have been. Therefore, both surfaces of the substrate 1 are shielded by the shields 12, the ground layers 2, the ground layers 19 and the multiple through holes 5, and the signal line layer 4 disposed inside the shield structure is provided. It also suppresses the radiation of the difference mode due to the mounted components.
  • FIG. 4 (a) is a longitudinal sectional view showing a first embodiment of the low EMI cable connector according to the present invention
  • FIG. 4 (b) is a cross section taken along the line X--X 'in FIG. 4 (a).
  • 2 1 is a base cylindrical portion
  • 2 la is a female screw portion
  • 2 lb is soldered
  • 2 2 is bottomed cylinder
  • 2 2a is short-circuited end
  • 2 2b is dielectric
  • 2 3 is bottomed cylinder
  • 2 3a is short-circuited end
  • 2 3b Is a dielectric part.
  • a bottomed cylindrical portion 22 made of a conductor having a length of 11 is provided on an outer peripheral surface of a base cylindrical portion 21 made of a conductor, and a bottomed cylindrical portion made of a conductor having a length of 12 is further provided on the outer peripheral surface thereof.
  • 2 3 strength ⁇ each is overlapped concentrically with each other.
  • the bottomed circular cylinder 22 has a closed end at the short-circuit termination portion 22 a, thereby forming a short-circuit terminated line.
  • the bottomed cylindrical part 23 is closed at the short-circuit terminating end part 23 a, thereby forming a short-circuit-terminated line.
  • the bottomed cylindrical portion 22 is filled with a dielectric having a dielectric constant ⁇ ⁇ to form a dielectric portion 22b.
  • the bottomed cylindrical portion 23 also has a dielectric constant The dielectric part 23 b is formed by filling the dielectric of ⁇ r2.
  • a coaxial cable is fitted into the inner diameter of the base cylindrical portion 21.
  • a female screw portion 21a to be screwed with a male screw portion formed on the outer peripheral surface of the coaxial cable (not shown) is formed.
  • an Au plating or the like is applied to an end of the outer peripheral surface of the base cylindrical portion 21 1 opposite to the portion where the bottomed cylindrical portion 22 is provided to form a soldered portion 2 lb.
  • FIG. 6 is a diagram showing a state in which the above-mentioned low-EMI cable connector is provided at the end of the coaxial cable 102 on the sending end device 100 side in FIG. 13; Are assigned the same reference numerals.
  • the low-EMI cable connector is attached to the end of the coaxial cable 102 such that the open sides of the bottomed cylindrical portions 22 and 23 face the sending end device 100 side.
  • this installation is performed by connecting the male screw (not shown) provided at the end of the coaxial cable 102 to the female screw provided at the base cylinder 21 of the low-EMI cable connector. This is done by screwing into the portion 21a, and the soldering portion 21b of the base cylindrical portion 21 is soldered to the case of the sending end device 100 or the like.
  • the base cylindrical portion 21 is omitted.
  • the current i 2a flowing through the inner surface of the outer conductor 102 b of the coaxial cable 102 toward the transmitting device 100 is At the connection point A between the conductor 10 2 b and the return line 100 b of the sending end device, Some of them leak and try to flow on the outer surface side of the outer conductor 102b.
  • the leakage current i 3a can be reduced to almost 0 by the short-circuit termination line composed of the bottomed cylindrical portion 22.
  • the leakage current i 4a and i 5a Since there is no resonance in the short-circuited termination line composed of the cylindrical portion 22, although there is a certain degree of attenuation, it passes through the short-circuited termination line composed of the bottomed cylindrical portion 22 with almost the same amplitude. 3 flows into the short-circuit termination line.
  • the leakage current i 4a is suppressed by the short-circuited termination line composed of the bottomed cylindrical portion 23.
  • the length 12 of the short-circuited termination line composed of the bottomed cylindrical portion 23 is set so that the short-circuited termination line composed of the bottomed cylindrical portion 23 resonates at the frequency of the leakage current i4a. I just need.
  • the impedance ⁇ 02 of the short-circuited termination line composed of the bottomed cylindrical portion 23 has the characteristic shown by the broken line in FIG. 5, and the leakage current i 4a at the angular frequency of 2 ⁇ 0, 6 ⁇ , 10 ⁇ 0,. Can be suppressed to almost zero.
  • the coaxial cable 102 causes resonance at the fundamental frequency f 0 and an odd multiple thereof, the frequency of the even multiple of the basic frequency f 0 is not a problem. Therefore, in this case, it is not necessary to provide the specially-closed cylindrical portion 23, but the reason for providing the bottomed cylindrical portion 23 will be described later.
  • FIG. 7 shows an equivalent circuit of the above configuration, in which 24 is a short-circuited end line composed of a bottomed cylindrical portion 22 of the low EMI cable connector on the sending end device 100 side, and 2 4 ′ is This is a short-circuited terminal line consisting of the bottomed cylindrical part 22 of the low-EMI cable connector on the receiving end device 101, and the bottomed cylindrical part 23 of the low-EMI cable connector on the sending end device 100 side.
  • 25 ' is a short-circuited termination line consisting of a bottomed cylindrical portion 23 of the low EMI cable connector on the receiving end device 101 side
  • Za and Zb are external parts of the coaxial cable 102. This is the impedance of the conductor 102b.
  • the bottomed cylindrical part 2 2, 2 3 There is no problem if the coaxial cable 102 oscillates and generates unnecessary radiation from the short-circuit termination line consisting of the external conductors 102b of the coaxial cable 102b. Outside the bottomed cylindrical portion 23, a short-circuit termination line by the bottomed cylindrical portion for suppressing the current i5a may be provided in the same manner.
  • the short-circuit termination lines 24 'and 25' consisting of 22 and 23 are sufficiently suppressed.
  • a dielectric material having a large dielectric constant ⁇ rl, sr2 is used as the dielectric material of the dielectric portions 22b, 23b in the bottomed cylindrical portions 22, 23. By doing so, the lengths 11, 12 of the bottomed cylindrical portions 22, 23 can be shortened.
  • Strontium titanate-based and barium titanate-based dielectric materials have a dielectric constant of 300 to 100,000.
  • the cable connector consisting of short short-circuited termination lines of less than 2 cm makes it possible to reduce the frequency compared to 100 ⁇ when using a conventional ferrite core.
  • An extremely high impedance can be obtained, and unnecessary radiation from the coaxial cable 102 can be almost completely suppressed.
  • the thickness of the bottomed cylindrical portions 22 and 23 can be such that the short-circuited termination line formed thereby has an infinite impedance at a predetermined frequency, and the matching termination resistance can be set to a specific value. Since it is not required, it can be arbitrarily thinned. Therefore, this embodiment is compact and lightweight, is not bulky, and has a coaxial cable. Generation of unnecessary radiation from the bull 102 can be suppressed sufficiently effectively.
  • the bottomed cylindrical portions 22 and 23 may be formed integrally with the base cylindrical portion 21.
  • the bottomed cylindrical portions 22 and 23 are respectively electrically inductive. It is a separate cylindrical part having a body part 2 2b, 22 3 b, and a female screw is provided on the inner surface of the bottomed cylindrical part 22, 23, and the outer circumference of the base cylindrical part 21 and the bottomed cylindrical part 22 A male screw is provided on the surface, and by screwing such a screw, the bottomed cylindrical portion 22 is attached to the base cylindrical portion 21, and the bottomed cylindrical portion 23 is attached to the bottomed cylindrical portion 22. You may do so. In this case, the positional relationship of the bottomed cylindrical portion 22 with respect to the base cylindrical portion 21 and the positional relationship of the bottomed cylindrical portion 23 with respect to the bottomed cylindrical portion 22 can be appropriately adjusted.
  • the low EMI cable connector can be attached to the coaxial cable 102 with screws, a low EMI cable connector that suppresses different frequencies is provided, and the length of the coaxial cable (accordingly, Depending on the resonance frequency), a desired low EMI cable connector can be appropriately selected and used.
  • the coaxial cable 102 is screwed and attached to the base cylindrical portion 2 i by the female screw portion 21 a (this makes it possible to replace the cable, etc.).
  • the base cylindrical portion 21 and the coaxial cable 102 may be integrally fixed.
  • the dielectric portions 22b and 23b of the bottomed cylindrical portions 22 and 23 are made of a dielectric material having the same dielectric constant. Of course, they have different dielectric constants. A body material may be used. In this case, for example, the dielectric material of the dielectric portion 23 of the bottomed cylindrical portion 23 has a smaller dielectric constant than the dielectric material of the dielectric portion 22 of the bottomed cylindrical portion 22. By using, it is also possible to make the lengths of the bottomed cylindrical parts 2 2 and 23 almost equal. You.
  • FIG. 8 is a diagram of FIG. 13 in which the end of the coaxial cable 102 on the side of the receiving device 101 (ie, the low EMI circuit board described in FIGS. 1 to 3) is shown in FIG. It is a figure showing the state where provided the low EMI cable connector shown, and the same reference numerals are given to parts corresponding to the above-mentioned drawings.
  • the coaxial cable 102 with the low EMI cable connector attached to the end as described above is connected to the input / output terminals of the low EMI circuit board.
  • the inner conductor 102 a of the coaxial cable 102 is electrically connected to the electrode pattern 6 provided on the signal line layer 4 of the low EMI circuit board with solder 7.
  • the outer conductor 102b of No. 02 has its tip expanded, and is electrically connected to the ground layer 2 of the low EMI circuit board by the solder 7.
  • the entire end of the outer conductor 102b is not soldered, but is generally joined at, for example, four points, and it is very difficult to completely seal the outer conductor.
  • the signal current i lb flowing through the inner conductor 102 a of the coaxial cable 102 flows into the signal line layer 4 of the low EMI circuit board via the electrode pattern 6, and
  • the return current i 2b flowing on the inner surface of the outer conductor 102 b of the coaxial cable 102 flows through the inner surface of the outer conductor 102 b, but the outer conductor 102 b is soldered at, for example, four points and is not completely sealed.
  • the length of the bottomed cylindrical sections 22, 23 in the low EMI cable connector is By appropriately setting and using a dielectric material having an appropriate dielectric constant for these bottomed cylindrical portions 22 and 23, the leakage current i 3b at the frequency that causes unnecessary radiation in the coaxial cable 102 is almost zero. Can be suppressed.
  • the current flowing from the low EMI circuit board into the coaxial cable 102 is not limited to the current flowing through the inner surface of the ground layer 2 and the current flowing through the outer surface of the ground layer 2 provided on the substrate surface.
  • the low-EM cable connector has a two-stage configuration having two bottomed cylindrical portions 22 and 23.
  • Coaxial cable 102 It is the fundamental wave with a fundamental frequency ⁇ 0 and its odd harmonics (2 ⁇ 1) ⁇ ⁇ 0 that generate unnecessary radiation when it resonates. Therefore, as shown by the solid line in FIG. 5, the impedance of the low-frequency I cable connector with respect to the basic frequency ⁇ ⁇ and its odd multiple of 3 ⁇ ⁇ , 5 ⁇ ⁇ ,. Must be infinite.
  • a single-stage configuration having only the bottomed cylindrical portion 22 in FIGS. 4 to 8 is sufficient as the low-profile I-cable connector.
  • a ground wire is provided at an appropriate location on the outer conductor 102b of the coaxial cable 102, or the outer conductor 102b is connected to the ground line by contact with the ground.
  • the coaxial cable 102 is not limited to the coaxial cable 102 itself, but also to the connection of the coaxial cable 102 to the ground wire.
  • the line consisting of one city and this ground line Resonance may occur at a frequency 2 ⁇ that is twice the number ⁇ , generating unnecessary radiation. In such a case, as shown in FIGS.
  • the bottomed cylindrical portion 23 where the impedance ⁇ 02 becomes infinite at this frequency 2 ⁇ ⁇ outside the bottomed cylindrical portion 22 By providing the short-circuit termination line, it is possible to suppress the generation of unnecessary radiation due to the resonance at the frequency 2 ⁇ 0.
  • a single low-power I-cable connector can be used to enclose them together to simultaneously suppress currents that cause unnecessary radiation in these coaxial cables. It can also be used. Also in this case, there is a coaxial cable that resonates at the fundamental frequency ⁇ and an odd multiple of the fundamental frequency ⁇ due to the difference in the length of each coaxial cable, and an even multiple of the fundamental frequency ⁇ . Some may resonate at frequencies. Even in such a case, the low ⁇ Ml cable connector has a two-stage configuration as shown in Fig. 4 to Fig. 8, so that unnecessary radiation as a whole can be prevented. it can.
  • FIG. 9 is a longitudinal sectional view showing a second embodiment of the low EMI cable connector according to the present invention, wherein 2 2 ′ is a cylindrical portion, 22 c is a matching terminating resistor, and a portion corresponding to the above-mentioned drawing. Have the same reference numerals.
  • a matching termination resistor 22c is provided at the back of a cylindrical portion 2 2 ′ having no bottom. This is the same as the embodiment described with reference to FIGS.
  • the length of the cylindrical portion 2 2 c is not important, and by providing a matching terminating resistor 22 c to the line in the line provided with the dielectric portion 22 b in the cylindrical portion 22 ′, Leakage current flowing through this line is not reflected This leakage current is suppressed by flowing through the end resistance 22c and converting it into thermal energy by the matching termination resistance 22c.
  • the gap Of the coaxial cable 102 may flow to the outer surface of the outer conductor 102b of the coaxial cable 102.
  • matching short-circuit terminations are provided at the short-circuit terminations 2 2 a and 23 a to match the lines formed by the bottomed cylindrical portions 22 and 23, and the current that attempts to leak from the gaps is used for this matching. It can also be made to consume heat by a terminating resistor.
  • FIG. 10 is a longitudinal sectional view showing a third embodiment of the low EMI cable connector according to the present invention, in which 22 a ′ is a short-circuit plate, and portions corresponding to the above-mentioned drawings have the same reference numerals. Is attached.
  • a lid-shaped short-circuiting plate 22a ' can be detached from a cylindrical portion 22' with a screw or the like.
  • this short-circuiting plate 22a ' is attached to the cylindrical member 22', it is the same as the first embodiment shown in FIG. Resonates at odd multiples of that frequency, and the impedance Z 01 becomes infinite at these frequencies.
  • the impedance ⁇ 0 ⁇ becomes infinite at the frequency that satisfies.
  • This wavelength 01 ' is 1 2 of the above wavelength 01. Therefore, when the short-circuit plate 22a 'is removed, the resonance frequency is twice the resonance frequency when the short-circuit plate 22a' is attached.
  • the present invention can be applied to two types of cables having different clock frequencies. Therefore, for example, the same low EMI cable connector can be used for a cable having a mouth frequency of 100 MHz and a cable having a mouth frequency of 200 MHz.
  • a two-stage structure can be used, and the short-circuit plate can be detachably attached to each.
  • FIG. 11 is a longitudinal sectional view showing a fourth embodiment of a low EMI cable connector according to the present invention, in which 23 ′ is a bottomed cylindrical portion, 23b ′ is a dielectric portion, and 26 is a central axis.
  • 23 ′ is a bottomed cylindrical portion
  • 23b ′ is a dielectric portion
  • 26 is a central axis.
  • the same reference numerals are given to portions corresponding to the above-mentioned drawings.
  • the base cylindrical portion 21 when a plurality of bottomed cylindrical portions are provided, they are arranged coaxially on the base cylindrical portion 21. ', In the fourth embodiment, as shown in FIG. It is arranged on the base cylindrical portion 21 along the central axis 26 thereof.
  • the bottomed cylindrical portion 22 resonates at an odd multiple of the frequency including the basic frequency fO, and the impedance Z01 is almost infinite at the resonance frequency.
  • the bottomed cylindrical portion 2 3 ′ resonates at a frequency twice as high as the resonance frequency of the bottomed cylindrical portion 22, and at this resonance frequency, the impedance Z 02 is almost equal to the resonance frequency. It is infinite.
  • the bottomed cylindrical portion 22 with a built-in dielectric portion 22b has a frequency fA.
  • the low-EMI cable connector shown in FIG. 4 cannot suppress such leakage current i B.
  • the leakage current i B flows into the next bottomed cylindrical portion 23 ′, and the current at the frequency f B can be suppressed to almost zero.
  • FIG. 12 is a longitudinal sectional view showing a fifth embodiment of a low EMI cable connector according to the present invention, wherein 22 ′ and 23 ′′ are bottomed cylindrical portions, and 22b ′ and 23b ′′ are The dielectric portion, 26, is a central axis, and portions corresponding to the above-mentioned drawings are denoted by the same reference numerals.
  • cylindrical portions 2 2 ′ and 2 3 ′′ having no short-circuit termination portion are arranged in a base cylindrical portion 21 along a central axis 26 thereof.
  • the low EMI circuit board of the present invention by forming a high-loss shield structure on the low EI circuit board, the suppression (elimination) of differential mode radiation (radiation) and the simultaneous generation of high frequency The suppression and elimination of common mode radiation due to the resonance current can be effectively realized.
  • the current generated by the cable from the unnecessary radiation can be suppressed more effectively than the conventional one using a flat core with a small, lightweight and simple configuration.
  • the industrial use effect is extremely large.

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Description

明 細 書 低 E M I 回路基板及び低 E M Iケーブルコネクタ 技術分野
この発明は、 I C， L S I などの回路素子を搭載した低 E M I 回路基 板に係り、 特に、 かかる搭載部品からのディファレンシャルモードを中 心とした輻射を抑制するように低 E M I 回路基板と伝送ケーブルでの不 要輻射を抑圧する低 E M I ケーブルコネクタに関する。 背景技術
従来、 基板内部に信号線や電源線， グラン ド線が設けられ、 表面に I C素子や L S I素子、 回路などが搭載された多層回路基板においては、 その高速化， 高密度化に伴ってその高調波による不要輻射が発生し易く なり、 これが他の装置などに影響を与えることになつて大きな問題とな つている。
かかる不要輻射としては、 電源層やダランド層の電位変動に伴う共振 によって生ずるコモンモードの輻射と信号ライン層ゃ搭載部品から発生 するディファレンシャルモ一ドの輻射との 2つのものに大別することが でき、 従来では、 かかる不要輻射を低減するための方法が種々提案され ている。
かかるディファレンシャルモ一ドの輻射を低減する方法としては、 従 来、 シールドによる方法が一般的であり、 具体的には、 基板表面に抵抗 材を含有した導電ペース 卜を塗布する方法がとられている。
また、 かかる基板に外部から信号を送りこむために、 外部の送信源と の間に、 コネクタにより、 例えば、 同軸ケーブルのような伝送路を接続 する。 第 1 3図はかかる接続状態を概略的に示したものである。
同図においては、 送信源を送端装置 1 0 0， これから信号を受ける上 記基板を受端装置 1 0 1 と し、 これら間を同軸ケーブル 1 0 2が接続さ れているものとする。 この受端装置 1 0 1である基板は、 図示しないコ ネクタによって同軸ケーブル 1 0 2に接続されており、 また、 送端装置 1 0 0も図示しないコネクタによって同軸ケーブル 1 0 2と接続されて いる。
送端装置 1 0 0では、 周波数が ω j で電圧 VOのパルス状の信号を発 生する信号源 1 0 0 cに接続された往線路 1 0 0 aが同軸ケーブル 1 0 2の内部導体 1 0 2 aに、 また、 復線路 1 0 0 bが同軸ケーブル 1 0 2 の外部導体 1 0 2 bに夫々図示しないコネクタによって接続されている ( また、 受端装置 1 0 1は、 等価的に、 受線路 1 0 1 aと、 帰線路 1 0 1 bと、 これら間に接続される負荷インピーダンス ZLとで表わされ、 こ の受線路 1 0 1 aが同軸ケーブル 1 0 2の内部導体 1 0 2 aと、 また、 帰線路 1 0 1 bが同軸ケーブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 bと夫々図示し ないコネクタによって接続されている。 そして、 送端装置 1 0 0での復 線路 1 0 0 bと受端装置 1 0 1での帰線路 1 0 1 bとが夫々アースされ, 同軸ケーブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 bをグラン ド線路としている。 かかる構成により、 送端装置 1 0 0での信号源 1 0 0 cから往線路 1 0 0 a , 同軸ケーブル 1 0 2の内部導体 1 0 2 a， 受端装置 1 0 1での 受線路 1 0 1 a , 負荷抵抗 R, 帰線路 1 0 1 b， 同軸ケーブル 1 0 2の 外部蓴体 1 0 2 b及び送端装置 1 0 0での復線路 1 0 0 bによって信号 路が形成される。
かかる信号路において、 送端装置 1 0 0では、 信号源 1 0 0 cから出 力される信号が、 電圧 Via, 電流 i laとして同軸ケーブル 1 0 2の内部 導体 1 0 2 aに送り込まれ、 受端装置 1 0 1では、 電圧 V lb, 電流 i lb として受信される。 また、 この信号路の帰路では、 受端装置 1 0 1から 電圧 V2b, 電流 i 2bの信号が同軸ケーブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 bの 内面を流れるが、 そればかりではなく、 同軸ケーブル I 0 2と受端装置 1 0 1との接続点 Bで、 そこでの等価的なィンピーダンスによって電流 の反射が生じ、 同軸ケーブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 bの外面に電流の 漏れが生ずる。 これが漏れ電流 i 3bとして同軸ケーブル 1 0 2の外部導 体 1 0 2 bの外面に流れることになる。 外部導体 I 0 2 bの内面を流れ る信号は、 電圧 V2a, 電流 i 2aとして送端装置 1 00に入力される力 この同軸ケーブル 1 0 2と送端装置 1 0 0との接続点 Aでも、 そこでの 等価的なインピーダンスによって電流の反射が生じ、 これにより、 この 電流 i 2aの一部が同軸ケーブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 bの外面に漏れ、 漏れ電流 i 3aとして同軸ケーブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 bの外面を流 れることになる。
ところで、 かかる信号線路としての同軸ケーブル 1 0 2は、 その長さ を Lとすると、 L= ( 2 n— 1 ) ·义 Z 4を満足する波長； L (但し、 n =正整数） の共振点を有している。 そこで、 同軸ケーブル 1 0 2の外部 導体 1 0 2 bの外面を流れる電流 i 3a, i 3bの波長がかかる波長えから 充分離れていれば、 本来かかる電流は非常に微小なものであるから、 特 に問題とはならない力 電流 i 3a, i 3bの波長が同軸ケーブル 1 0 2の 共振点に近いものとなると、 同軸ケーブル 1 0 2は共振を起こし、 モノ ポールアンテナとして動作して、 不要な電磁放射を発生する。 例えば、 同軸ケーブル 1 0 2の長さ Lを l mとすると、 ί = 3 χ ΐ 08Ζ4 χ 1 = 7 5 ΜΗ 2の奇数倍の周波数の共振点を持つことになる。
送端装置 1 00のケースと同軸ケーブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 bの 外面とを完全に一体化し、 同様に、 受端装置 1 0 1のケースと同軸ケー ブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 bの外面とを完全に一体化して、 送端装置 1 0 0のケース内と同軸ケーブル 1 0 2の内部と受端装置 1 0 1のケ一 ス内を完全に密閉できれば、 上記のような漏れ電流をなくすことができ るが、 このように構成することは、 実際上、 ほとんど不可能であり、 従 つて、 上記のような不要輻射の発生をを避けることができない。
そこで、 従来では、 かかる不要輻射を抑圧するために、 同軸ケーブル 1 0 2の送端装置 1 0 0側端部に、 コモンモードコア， コモンモードチ ヨークなどと呼ばれるフェライ トコア 1 0 3 aを設け、 同様にして、 受 端装置 1 0 1側端部にも、 フェライ トコァ 1 0 3 bを設けるようにして いる。
かかるフェライ トコア 1 0 3 a， 1 0 3 bを設けると、 これらによる インダクタンスと分極により、 同軸ケーブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 b の外面での信号路にインダクタンスと抵抗との直列回路が挿入されたこ とになり、 これにより、 この外面を流れる漏れ電流 i 3 a， i 3 bが抑 圧されることになる。 これらフェライ 卜コア 1 ◦ 3 a , 1 0 3 bのイン ピーダンスの絶対値としては、 従来、 材料， 構造の面から 1 0 0 Ω程度 に設定されている。
しかし、 かかる従来の方法によると、 導電ペーストは基板表面の比較 的平らな部分に塗布されるものであり、 搭載部品やそれが取り付けられ ている部分には塗布することができない。 このため、 基板表面を導電べ —ストでシールドするといつても、 かかる搭載部品の取付け部分でシー ルド層が開口してしまい、 この開口部から不要輻射が漏れてしまうこと や、 開口部で共振による新たな不要輻射 （コモンモードの輻射） が発生 することになリ、 不要輻射の充分な抑制を達成することができなかった < また、 基板に接続される同軸ケーブルなどの伝送線路からの不要輻射 は、 第 1 3図で説明したように、 かかる伝送線路の両端部にフェライ ト コアを設けることにより、 ある程度の抑圧が可能であるが、 必ずしも充 分に抑圧することができなかった。 上記の第 1 3図による説明では、 フ エライ トコア 1 0 3 a， 1 0 3 bのインピーダンスの絶対値を 1 00 Ω としていると したが、 1 0 0 Ωで充分でなければ、 これらフェライ トコ 7 1 0 3 a , 1 0 3 bを夫々複数個設けるなどすることにより、 インピ —ダンスの絶対値を大きく してさらに漏れ電流 i 3a， i 3bの抑圧効果を 高めることができる力 このために、 大型で重いフェライ トコアを使用 しなければならないという問題があるし、 複数個のフェライ 卜を用いる と、 コイルを複数回巻き付けたのと同等となり、 それら間に静電容量が 生じて新たな共振を起こすなどの問題もある。
これとともに、 さらに重要な問題は、 これらフェライ トコア 1 0 3 a, 1 0 3 bに良質のフェライ ト材を用いたとしても、 その透磁率 μに周波 数特性があり、 ほぼ 3 0 Ο ΜΗ ζ以上になると、 透磁率 μが急激に低下 して充分に大きなインダンタンスが得られなくなるということである。 このため、 このような周波数以上になると、 これらフェライ 卜コア 1 0 3 a , 1 0 3 bは漏れ電流 i 3a, i 3bを低減する効果が低減し、 従って、 同軸ケーブル 1 0 2から発生する不要輻射を抑圧できなくなる。
取り扱う信号のクロック周波数が、 例えば、 l OMH z程度と低い場 合には、 3 0 0 MH zに比べて充分低いため、 フェライ トコア 1 0 3 a, 1 0 3 bとしても、 透磁率 μを充分に大きな状態で使用することができ るから、 不要輻射として問題となる漏れ電流 i 3 a， i 3 bの基本波、 3倍高調波を充分抑圧できて、 その透磁率 μの周波数特性は格別問題と ならない力^ 近年では、 例えば、 パソコンなどにおいて、 クロック周波 数として、 1 00MH z以上， 2 00 MH z以上と益々高くなつてきて おり、 この程度となると、 信号の基本波， 3倍高調波では、 フェライ ト コア 1 0 3 a , I 0 3 bの透磁率 μが減少して、 その不要輻射の低減作 用が発揮されなくなる。 本発明の目的は、 かかる問題を解消し、 ディフ ァ レンシャルモードを 中心とした輻射を効果的に抑制することを可能とした低 E M I 回路基板 を提供することにある。
本発明の他の目的は、 小形で構成が簡単であって、 信号伝送線路での 不要輻射を効果的に抑圧することができるようにした低 E M I ケーブル コネクタを提供することにある。 発明の開示
上記目的を達成するために、 本発明による低 E M I 回路基板は、 搭載 部品を含めた基板表面全体をシールド板で覆い、 該シールド板を内挿さ れたグランド層と電気的に接続する。 これにより、 搭載部品や信号線か ら発生するディファ レンシャルモードの不要輻射が該シールド板と該グ ランド層との間に閉じ込められて外部に出ることがない。
また、 本発明による低 E M I 回路基板は、 上記シールド板における導 電層の少なく とも一方の表面に損失層が設けられる。 ディファ レンシャ ルモードの不要輻射の閉じ込めによって上記シールド板とグラン ド層と で形成される貫流ループに高周波電流が流れると、 これによる共振によ つて外部に不要な輻射 （コモンモード輻射） が生ずるが、 かかる損失層 によって電流が減衰し、 かかる不要輻射が抑制される。
さらに、 本発明による低 E M I 回路基板は、 上記シールド板の基板周 辺部を上記グランド層に多点接続する。 これによリ、 シールド板とダラ ンド層とからなるループの共振周波数を抑制すべき周波数領域よりも高 周波帯に移すことができ、 ディファレンシャルモードの輻射をノィズ源 とした基板側面からのコモンモードの輻射を充分抑制することができる, さらに、 本発明による低 E M I 回路基板は、 上記シールド板の基板周 辺部を整合終端抵抗を介して上記グラン ド層と接続し、 電位変動を抑制 する。 これにより、 基板側面からのコモンモードの輻射を抑圧して外部 に漏れないようにすることができる。
さらに、 本発明による低 E M I 回路基板は、 上記シールド板は、 L S I素子や駆動 I C素子などの高速動作する基板搭載部品の周りで、 上記 シールド板を上記グランド層に多点接続する。 高速動作する搭載部品は ディファレンシャルモード輻射を発生しやすい。 従って、 かかる搭載部 品の周りでシールド板をダランド層と多点接続することにより、 かかる 搭載部品が個々にシールドされるので、 かかる搭載部品からのディファ レンシャルモードの輻射が低減され、 さらに、 基板周辺部でも、 シール ド板が上記ダランド層と多点接続されているため、 シールドにおける電 気的接続構造が二重になされていることになリ、 シールド効果が頭著と なる。
上記他の目的を達成するために、 本発明による低 E M Iケーブルコネ クタは、 伝送ケーブルの全周を囲う誘電体部を内面に設けた n個 （但し. n = 1 , , ……） の筒状体からなり、 該筒状体の終端側に該伝送ケ一 ブルの全周を囲う短絡部材を設けて短絡終端線路を形成し、 該短絡終端 線路の共振周波数を該伝送ケーブルの共振周波数と等しくなるように構 成する。
また、 本発明による低 E M Iケーブルコネクタは、 短絡終端線路を形 成する i番目 （但し、 i = 1， 2 , ……， n ) の前記筒状体の長さ 1 i を、
X (数式 1 ) 但し、 λ i = c Z f i
c =光速 f i =前記伝送ケーブルの i番目の基本共振周波数 ε r i = i番目の前記筒状体の前記誘電体部の誘電率 とする。
さらに、 本発明による低 E M I ケーブルコネクタは、 短絡終端線路を 形成する複数個の前記筒状体は同軸状に配置される。
さらに、 本発明による低 E M Iケーブルコネクタは、 前記短絡部材が 着脱可能に構成したことを特徴とする。
さらに、 本発明による低 E M I ケーブルコネクタは、 短絡終端線路を 形成する複数個の前記筒状体は、 中心軸を共通にして、 かつ該中心軸に 沿って配置されている。
さらに、 本発明による低 E M Iケーブルコネクタは、 短絡終端線路を 形成する前記筒状体は、 夫々中心軸の方向の位置調整が可能とする。 かかる構成によると、 短絡終端線路では、 その共振周波数でこの線路 のィンピーダンスがほぼ無限大となり、 この線路に流れるこの共振周波 数の電流はほとんど 0に抑圧される。 そこで、 この短絡終端線路の共振 周波数を伝送ケーブルが共振して不要輻射を発生する周波数に等しく設 定することにより、 かかる不要輻射を生じさせる電流を効果的に抑圧す ることができる。
そして、 この短絡終端線路が有底円筒部に誘電体部を設けたもので構 成することにより、 この誘電体部の誘電率を ε r iとし、 導体部を流れる 電流の波長を； L iとすると、 この短絡終端線路中では、 波長 λ ί 'がえ i / f £ r iとなり、 短絡終端線路の有底円筒部の長さを伝送ケーブルの長さ の 1 / f ε r i倍と短いものとすることができる。 例えば、 ε r i = 9 0 0 の誘電体材料を用いると、 有底円筒部の長さは、 使用する伝送ケーブル の 1 / 3 0倍の長さとすることができ、 例えば、 1 0 0 M H zで共振す る長さ 7 δ c mの同軸ケーブルに対しては、 有底円筒部はわずかに 2 . 5 c mとなる。
同軸ケーブルの外部導体が途中でアースされているなどして、 伝送ケ —ブルが異なる基本共振周波数を持つ場合、 これら基本周波数に応じた 不要輻射を発生するが、 複数の上記短絡終端線路を同軸状、 あるいは中 心軸に沿って配列することにより、 夫々の基本共振周波数に対する不要 輻射を発生させる電流を、 夫々の短絡終端線路でもって効果的に抑圧さ れる。
上記他の目的を達成するために、 本発明による低 E M Iケーブルコネ クタは、 伝送ケーブルの全周を囲う誘電体部を内面に設けた筒状体をな し、 該筒状体の終端側に整合終端抵抗となる抵抗体を設ける。
かかる構成によると、 整合終端抵抗があるために、 この誘電体部内を 反射せずに電流が流れ、 この電流がこの整合終端抵抗で熱変換されて効 果的に抑圧される。 この場合、 筒状体の長さは任意であるが、 これに整 合する上記の整合終端抵抗を設ける。
上記他の目的を達成するために、 本発明による低 E M Iケーブルコネ クタは、 伝送ケーブルの全周を囲う誘電体部を内面に設けた n個 （但し. n = 1 , 2 , …… ) の筒状体からなり、 該筒状体の終端側を開放端とし て開放終端線路を形成し、 該開放終端線路の共振周波数を該伝送ケ一ブ ルの共振周波数と等しくなるように構成する。
また、 本発明による低 E M Iケーブルコネクタは、 開放終端線路を形 成する i番目 （但し、 i = 1 , 2 , ……， n ) の前記筒状体の長さ 1 i は、
1 i 1
X (数式 2 ) 2 但し、 ； L i = cノ i i
c =光速
f i =前記伝送ケーブルの i番目の基本共振周波数 ε r i = i番目の前記筒状体の前記誘電体部の誘電率 とする。
さらに、 本発明による低 E M Iケーブルコネクタは、 開放終端線路を 形成する複数個の前記筒状体は、 中心軸を共通にして、 かつ該中心軸に 沿って配置されている。
さらに、 本発明による低 E M Iケーブルコネクタは、 開放終端線路を 形成する前記筒状体は、 夫々中心軸の方向の位置調整が可能に構成する, かかる構成によると、 開放終端線路では、 共振周波数でこの線路の中 間位置、 即ち、 円筒部の中間位置に短絡終端が設けられたものと等価な 状態となり、 このときのインピーダンスがほぼ無限大となる。 従って、 この共振周波数を伝送ケーブルの不要輻射が生ずる共振周波数に等しく 設定することにより、 伝送ケーブルの不要輻射を発生させる周波数の電 流を効果的に抑圧することができる。
但し、 この場合には、 開放終端線路の長さ、 即ち、 上記円筒部の長さ は短絡終端線路とする上記の本発明の場合の 2倍となるが、 それでも、 この円筒部は小形なものとなる。
また、 上記の短絡終端線路の発明の場合と同様に、 伝送ケ一ブルが異 なる基本共振周波数を持ってこれら基本周波数に応じた不要輻射を発生 する場合には、 複数の上記開放終端線路を同軸状、 あるいは中心軸に沿 つて配列することにより、 夫々の基本共振周波数に対する不要輻射を発 生させる電流を、 夫々の開放終端線路でもって効果的に抑圧される。 図面の簡単な説明 第 1図は、 本発明による低 EM I回路基板の一実施形態を示す断面図 であり、 第 2図は、 第 1図におけるグラン ド層や電源層での損失層の形 成位置を示す図であり、 第 3図は、 本発明による低 EM I回路基板の一 実施形態を示す断面図であり、 第 4図は、 本発明による低 EM Iケ一ブ ルコネクタの一実施形態を示す断面図であり、 第 5図は、 第 4図に示し た低 E M Iケーブルコネクタのインピーダンス特性図であり、 第 6図は、 第 4図に示した低 EM Iケーブルコネクタの送端装置側の取付け状態と その作用を示す断面図であり、 第 7図は、 第 6図に示した取付け状態で の等価回路を示す回路図であり、 第 8図は、 第 4図に示した低 EM Iケ 一ブルコネクタの低 EM I回路基板側の取付け状態とその作用を示す断 面図であり、 第 9図は、 本発明による低 EM Iケーブルコネクタの他の 実施形態を示す断面図であり、 第 1 0図は、 本発明による低 EM Iケー ブルコネクタのさらに他の実施形態を示す断面図であり、 第 1 1図は、 本発明による低 EM Iケーブルコネクタのさらに他の実施形態を示す断 面図であり、 第 1 2図は、 本発明による低 E M Iケーブルコネクタのさ らに他の実施形態を示す断面図であり、 第 1 3図は、 伝送ケーブルから の不要輻射の発生の説明図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施形態を図面により説明する。
第 1図は本発明による低 EM I 回路基板の一実施形態を示す断面図で あって、 1は多層回路基板、 2はグラン ド層、 2 aは損失層、 3は電源 層、 3 aは損失層、 4は信号ライ ン層、 5はスルーホール、 6 a〜6 n は電極パターン、 7はハンダ、 8は L S I素子、 9は I C素子、 1 0は 整合終端抵抗素子、 1 1は抵抗素子、 1 2はシールド板、 1 3は導電箔. 1 4は損失層、 1 5 a , 1 5 b , 1 6は絶縁層、 1 7は誘電体層である, 同図において、 この実施形態は、 グラン ド層 2や電源層 3 , 信号ライ ン層 4が設けられた多層回路基板 1の表面に、 シールド板 1 2が取り付 けられた構成をなしている。 このときに使用するハンダ 7は、 特に、 シ 一ルド板 1 2の取付けで、 耐熱性などの点から、 導電性接着材を用いる こともある。
かかる多層回路基板 1は、 誘電体層 1 7内にダラン ド層 2と電源層 3 とが設けられ、 一方の表面層とグランド層 2との間に 1層の信号ライン 層 4力 <、 グラン ド層 2と電源層 3との間に 2層の信号ライン層 4力'、 電 源層 3と他方の表面層との間に 1層の信号ライン層 4が夫々設けられて おり、 さらに、 夫々の表面層に信号ライン層が設けられた、 いわゆる 8 層基板の構成をなしている。
夫々の表面層に設けられた信号ライン層 4の所定の個所に電極パター ンが設けられており、 それらのいくつかはグランド層 2に、 他のいくつ かは電源層 3に夫々電気的に接続されている。 ここでは、 電極パターン 6 a〜 6 nのみ示されており、 以下では、 電極パターンについてはこれ ら電極パターン 6 a〜 6 nについて説明する。 これらについては、 電極 ノ ターン 6 b， 6 c , 6 e〜6 g , 6 i〜6 k , 6 m , 6 ηがスルーホ ール 5を介してグランド層 2に電気的に接続されており、 また、 電極パ ターン 6 d， 6 1 がスルーホール 5を介して電源層 3に電気的に接続さ れている。
ここで、 電源層 3に接続された電極パターン 6 dとグラン ド層 2に接 続された電極パターン 6 cとに所望回路を構成する抵抗素子 1 1の端子 がハンダ 7によって取り付けられ、 この電極パターン 6 dとグラン ド層 2に接続された電極パターン 6 eとにモ一ルドされた L S I素子 8のリ —ドがハンダ 7によって取り付けられ、 電源層 3に接続された電極バタ —ン 6 1 とグラン ド層 2に接続された電極パターン 6 kとにパッケージ 化された I C素子 9のリードがハンダ 7によって取り付けられているも のとする。 このとき、 I C素子 9はベアチップの状態で取り付ける場合 もある。
かかる多層回路基板 1の両面に、 そこに搭載されている L S I素子 8 や I C素子 9 , 抵抗素子 1 1なども含めて全面を覆うように、 シールド 板 1 2が設けられている。 シールド板 1 2は、 薄板のベタ状平面を持つ 、 I C素子， L S I素子などの放熱性などの点から、 小さい穴を多数 均等に配置する場合もある。 このときの穴径 （形状） Φは、 不要輻射の 抑制領域を考慮して、 ぇ 6 0 (但し、 えは輻射波長） 以下とする。 こ の実施形態は、 このシールド板 1 2とグランド層 2とにより、 ディファ レンシャルモードを中心とした輻射を抑制するものである。
このシールド板 1 2は、 多層回路基板 1の周辺部の電極パターンにハ ンダ 7でもって取り付けられている。 第 1図では、 かかる周辺部の電極 パターンとして電極パターン 6 a , 6 g , 6 h , 6 nを示している。 ここで、 このシールド板 1 2は、 多層回路基板 1側の面に損失層 1 4 が設けられた導電箔 （例えば、 銅箔） 1 3の両面が絶縁層 1 5 a , 1 5 bで被覆されてなり、 かかる損失層 1 4により、 グランド層 2との間で 減衰定数 αの大きい線路を形成している。 この導電箔 1 3の損失層 1 4 側の面を被覆する絶縁層 1 5 aは、 ポリイミ ドゃポリエステルなどの耐 熱性の絶縁フィルムからなり、 また、 これとは反対側の面の絶縁層 1 5 bは、 導電膜 1 3の酸化防止や電気的絶縁を図るために、 レジスト材な どを印刷， 塗装あるいは吹き付けたものである。 勿論、 かかる絶緣層 1 5 bは必須のものではなく、 これを設けない場合には、 導電層 1 3の表 面を酸化防止処理を施す。 また、 上記の絶縁フィルムを用いることもあ る。
かかるシールド板 1 2は、 導電箔 1 3がハンダ 7と接続されるように して、 電極パターン 6 a， 6 g , 6 h , 6 ηに電気的に接続されている < なお、 かかる損失層 1 4としては、 抵抗率の大きい、 例えば、 ニッケ ルメツキ層やクロムメツキ層を用いることができる力 その代りに、 導 電箔 1 3の表面を凸凹にし、 伝送路を長く して等価的に抵抗値を増すよ うにしてもよい。 この場合には、 導電層 1 3と絶縁層 1 5 aと してのポ リイ ミ ドなどの絶縁フィルムとの接着性が向上する。
また、 シールド板 1 2は可撓性であって、 多層回路基板 1上の搭載部 品による凹凸に応じて型成形されたものが望ま しい。 このように型成形 されていれば、 これを多層回路基板 1 に取り付けるのが容易になるし、 また、 電極パターン 6 a , 6 g , 6 h , 6 nへの取付け部が無理なく こ れら電極パターン 6 a， 6 g , 6 h , 6 nに近接して配置されることに なり、 ハンダ付けが簡単になる。
ところで、 この実施形態では、 L S I素子 8や I C素子 9などから発 生したディファレンシャルモ一ドの輻射をシールド板 i 2とグラン ド層 2との間に閉じ込めるようにするものである力 単にシールド板 1 2を 取リ付けただけであって、 このシールド板 1 2をグランド層 2と独立な ものとすると、 高速動作部品からの高速クロックゃこれに基づいて処理 される信号の高調波によるディファレンシャルモ一ドの輻射の発生によ つてシールド板 1 2とダラン ド層 2との間にエネルギーが蓄積され、 こ れにより、 シールド板 1 2とグランド層 2との間に電位差が生じて共振 が発生して、 その周辺部で反射が生じて定在波が発生し、 シールド板 1 2とグランド層 2との周辺部に電界が生じて不要輻射が発生する。 つま リ、 シールド板 1 2により、 ディファレンシャルモードの輻射を抑制し た結果、 新たなコモンモードの輻射が発生する。
そこで、 これを防止するために、 この実施形態では、 シールド層 1 2 とグランド層 2とがほぼ平行線路となることから、 これらを電気的に終 端接続することにより、 シールド板 1 2に定在波を発生しにく く し、 シ —ルド板 1 2の周辺部からの不要輻射を抑制するものである。 その接続 方法と しては、
( 1 ) 整合終端抵抗値に近い抵抗値の抵抗素子を介して接続する方法
( 2 ) 直接接続してシールド的な機能をもたせる方法
とがある。 第 1図では、 これら 2つの方法によリシールド板 1 2をグラ ンド層 2に接続した場合を示している力 、 いずれか一方を採用するよう にしてもよい。
まず、 上記 （ 1 ) の方法について説明する。
多層回路基板 1の表面層の周辺部に設けられた電極パターン 6 a， 6 hにシールド板 1 2をハンダ 7で接続し、 整合終端抵抗値に近い終端抵 抗値が得られるように、 この電極パターン 6 aとスルーホール 5を介し てダラン ド層 2に接続された多層回路基板 1の周辺都の電極パターン 6 とに、 所定の抵抗値のチップ抵抗 1 0の端子をハンダ 7で取り付け、 また、 電極パターン 6 hとスルーホール 5を介してダランド層 2に接続 された多層回路基板 1の周辺部の電極パターン 6 〖 とに、 所定の抵抗値 のチップ抵抗 1 0の端子をハンダ 7で取り付けるようにする。 即ち、 シ ールド板 I 2の周辺部をグランド層 2とチップ抵抗 1 0を介して接続す る。 この場合、 分布定数的に終端することが必要であるために、 実際に は、 多層回路基板 1 の周辺部において、 この多層回路基板 1 の構造など で決まるピッチ （例えば、 A 4版程度の大きさの 8層基板の場合、 2 5 〜 5 0 m mピッチ） でチップ抵抗 1 0を複数子並列接続によりほぼ等間 隔で終端する。 この場合、 スルーホール 5や電極パターン 6 a， 6 b , 6 h , 6 i の構造に依存するインダクタンス成分を終端抵抗値に比べて ィンピーダンスが充分小さ くなるように設定している。
これにより、 ディファレンシャルモードの輻射をシールドしたシール ド板 1 2の周辺部から発生する新たなコモンモードの不要輻射が抑制さ れる。
次に、 上記 （ 2 ) の方法について説明する。
シールド板 1 2の周辺部は、 スルーホール 5を介してグランド層 2に 電気的に接続された電極パターン 6 g， 6 nなどとハンダ 7によって接 続されている。 即ち、 シールド板 1 2とグラン ド層 2と力、'、 スルーホー ル 5を介するのみで、 直接電気的に接続され、 シールド板 1 2がダラン ド層 2と同電位となるようにしている。
かかる構成により、 高速動作を行なう L S I素子 8や I C素子 9 , 高 周波信号やクロックを伝送する信号ライン層 （高速信号ライン層） 4か らはディファレンスモードの輻射が発生するが （以下、 かかる搭載部品 や高速信号ライン層 4を高速動作部品ともいう） 、 かかる輻射発生源と なる高速動作部品がスルーホール 5を介してグランド層 2 , シールド板 1 2によって包み込まれるようにしてシールドされることになり、 かか る輻射がグランド層 2 , シールド板 1 2間に閉じ込められるとともに、 シールド層 1 2とグランド層 2とがスルーホ ル 5を介して電気的に接 続されて同電位とされているので、 シールド板 1 2とグラン ド層 2との 内部に定在波が発生しても、 外部には現われず、 実効的にシールド板 1 2の周辺部からの不要輻射も抑制することができる。
このようにグランド層 2とシールド板 1 2とをスルーホール 5で短絡 することは、 また、 これらによるループの共振周波数が不要輻射抑制領 域よりも高い周波数域に移すことになり、 これにより、 この周波数領域 内での共振が抑制されてこの周波数領域での不要輻射が少なくなるので ある。 なお、 このような周波数の移行は 1 G H z以上とすることもでき, これにより、 不要輻射の周波数を規制外の周波数帯域のものとすること ができるのである。 また、 かかるディファレンシャルモードの輻射の発生により、 グラン ド層 2とスルーホール 5とシールド板 1 2とで構成されるループに上記 定在波による高周波電流が発生する。 しかし、 かかる高周波電流はグラ ンド層 2に対向するシールド板 1 2の導電箔 1 3の内側の面 （多層回路 基板 1側の面） を流れ、 その面側に損失層 1 4を設けているので、 これ によリこの高周波電流がジュール熱に変換されて減衰する。 このために、 定在波の発生が抑制され、 これによつても、 このシールド板 1 2の周辺 都から発生する不要輻射が低減されることになる。
以上のようにして、 シールド板 1 2とクランド層 2とを、 直接あるい は整合終端抵抗を介して接続することにより、 ディファレンシャルモ一 ドの輻射を、 新たに発生するコモンモードの輻射を抑制しながら、 効果 的に抑制できるのである。
ところで、 L S I素子や駆動 I C素子は、 特に、 ディファレンシャル モードの輻射を多量に発生する。 このような回路素子に対しては、 シー ルド板 1 2によって二重に接続領域を設けてシールドするようにする。 具体的には、 いま、 L S I素子 8や I C素子 9がかかる素子とすると、 電極パターン 6 f ， 6 j , 6 mのように、 これら L S I素子 8や I C素 子 9の周辺に動作周波数などに応じたピツチでダランド層 2に電気的に 接続された電極パターンを設け、 これら電極パターンをシールド板 1 2 とハンダでもって電気的に接続する。 即ち、 シールド板 1 2におけるこ れら L S I素子 8や I C素子 9の周りの部分をグランド層 2と多点接続 し、 シールド板 1 2で部分的にシールドするものである。 これにより、 このシールド部分のシールド板 1 2とグランド層 2との電流ループによ つて、 ディファレンシャルモードの不要輻射が閉じ込められ、 損失層 1 4により、 抑制されることになる。
このようにして、 これら L S I素子 8や I C素子 9などによリ発生す るディファレンシャルモードの輻射は、 シールド板 1 2とグラン ド層 2 とにより、 それらの周辺でシールドされるとともに、 多層回路基板 1の 周辺でもシールドされて二重のシールドが施されることになリ、 夫々で 輻射の吸収がなされて、 さ らにこれらから発生するコモンモードの強い 輻射も効果的に抑制されることになる。
ところで、 図示しないが、 内挿されている信号ライン層 4も、 直接あ るいは搭載部品などを介して電源層 3ゃグラン ド層 2に接続されており、 特に、 高速動作部品が動作すると、 グランド層 2や電源層 3に高周波電 流が流れる。 そして、 かかる高周波電流はグラン ド層 2や電源層 3の周 辺部にも流れ、 これらの共振によるコモンモ一ドの輻射が生ずる。
これを防止するために、 この実施形態では、 グラン ド層 2や電源層 3 での多層回路基板 Iの周辺部わたって損失層 2 a， 3 aを設け、 かかる 共振による高周波電流を減衰するようにしている。 かかる損失層 2 a , 3 aを設ける範囲としては、 多層回路基板 1 に搭載されている部品や回 路の動作を妨げないように、 ダランド層 2や電源層 3での信号ライン層 4とのスルーホール 5による接続点よりも外側である。 かかる損失層 2 a， 3 aも、 シールド板 1 2での損失層 1 4と同様のものとすることが できる。
第 2図 （ a ) はグランド層 2での損失層 2 aを示すものであり、 ダラ ンド層 2は多層回路基板 1 のほぼ断面全体に設けられるから、 その周辺 全体にわたって損失層 2 aが設けられる。 また、 第 2図 （ b ) は電源層
3での損失層 3 aを示すものであり、 ここでは、 電源電圧が互いに異な る 4つの電源層 3 A， 3 B , 3 C , 3 Dがあるものとしている。 この場 合には、 これら電源層 3での多層回路基板 1の周辺部に相当する部分に 損失層 3 aが設けられる。 従って、 第 2図 （ b ) の場合、 電源層 3 A ,
3 B , 3 Cには、 その周辺部の一部に損失層 3 aが設けられるが、 多層 回路基板 1の中央部に配置される電源層 3 Dには、 損失層は設けられな い
以上のようにして、 この実施形態では、 搭載部品や信号ライン層から 発生するディファレンシャルモードの輻射を非常に効果的に抑制するこ とができる。 .
なお、 この実施形態では、 シールド板 1 2がハンダ 7によって多層回 路基板 1 に固定されているので、 ハンダ 7を取り除く ことにより、 シー ルド板 1 2を簡単に外すことができて搭載部品の交換を簡単に行なうこ とができる。 従って、 搭載部品の 1つが故障しても、 それを簡単に取り 替えることができて、 回路基板の再利用が可能となる。 耐熱性， 環境対 応の点から、 ハンダ 7に代り、 導電性接着材 （例えば、 熱硬化性樹脂に A g ( C u， A u ) 粉を含む） を用いる場合もある。
また、 ここでは、 多層回路基板 1の両面にシールド板 1 2を設けるも のであつたが、 一方の面側にのみ高速動作する搭載部品や信号ライン層 があるように配置がなされている場合には、 その面にのみシールド板 1 2を設ければよいことは明らかである。
さらに、 多層回路基板 i においては、 輻射発生源となる高速信号ライ ンが多層回路基板 1 の周辺部に配置されるほど、 そこから発生するディ ファレンシャルモードの輻射量が増加する。 従って、 高速信号ラインを 多層回路基板 1内の中央側に配置した方が好ま しい。
第 3図は本発明による低 E M I 回路基板の他の実施形態を示す断面図 であって、 6 p， 6 q , 6 rは電極パターン、 1 8は誘電体層、 1 9は グラン ド層、 2 0は抵抗素子であり、 第 1図に対応する部分には同一符 号をつけて重複する説明を省略し、 符号も一部省略している。
この実施形態は、 上記のディファレンスモー ドの輻射の抑制に加え、 新たに上記のコモンモードの輻射も抑制することができるようにしたも のである。
第 3図において、 電源層 3に対してグランド層 2とは反対側の、 この 電源層 3と信号ライン層 4との間に他のダラン ド層 i 9を設け、 かつ、 このダランド層 1 9と電源層 3との間に、 誘電体層 1 7とは異なる誘電 率 ε r の誘電体層 1 8を設ける。 この誘電体層 1 8は、 電源層 3 , ダラ ンド層 1 9を電極とするコンデンサ Cを形成し、 高速クロックなどの高 調波に対して充分小さいィンピーダンスを呈するように構成されている c 多層回路基板 1の周辺部側で、 その一方の表面層で電極パターン 6 p , 6 q間に抵抗素子 2 0が接続され、 また、 他方の表面層で電極パターン 6 m , 6 r間に抵抗素子 2 0が接続されている。 そして、 これら電極パ ターン 6 p , 6 rは一方のダラン ド層 2にスルーホール 5を介して接続 され、 また、 電極パターン 6 q， 6 mがスルーホール 5を介して他方の ダラン ド層 1 9に接続されている。
従って、 電源層 3とグランド層 1 9は誘電体層 1 8からなるコンデン サ Cを介して接続され、 このグラン ド層 1 9は抵抗素子 2 0を介してグ ラン ド層 2に接続されている。
かかる構成によると、 高速クロックなどの高調波によって電源層 3の 電位が変動しょうとしても、 その高調波電流は誘電体層 1 8からなるコ ンデンサ Cを通って抵抗素子 2 0に供給され、 さらにグラン ド層 2に流 れるカ 、 抵抗素子 2 0でジュール熱に変換されて低減する。 このため、 グラン ド層 2と電源層 3との間に生ずる高調波による電位の変動、 特に， 共振電流が抑制され、 コモンモードの輻射が抑制される。
ここで、 電源層 3とグランド層 2との間では、 誘電体層 1 7により、 層間浮遊容量としてのコンデンサ C ' が介在している。 このコンデンサ C の Qが高いため、 搭載部品の L S I素子， I C素子， チップコンデ ンサなどが高調波領域でィンダクタンス性のィンピーダンス成分をもつ ことになリ、 これらの並列共振により、 コモンモードの輻射が発生する ことになる。
しかし、 この実施形態では、 誘電体層 1 8によるコンデンサ Cと抵抗 素子 2 0とによる直列回路は、 このコンデンサ C ' に並列に接続された 関係にあり、 ここで、 このコンデンサ Cのインピーダンスを抵抗素子 2 0の抵抗値と比べて充分小さくなるように設定することにより、 コンデ ンサ Cは無視されて抵抗素子 2 0がコンデンサ C ' に並列に接続された 関係にある。 実装時に発生するスルーホール 5や電極パターン 6 p， 6 rによるインダクタンス成分は、 抵抗素子 2 0に比べてィンピーダンス が充分無視できるように設定されている。 そして、 この抵抗素子 2 0の 抵抗値を適宜小さく設定することにより、 コンデンサ C ' の低 Q化が達 成できる。 これにより、 抵抗素子 2 0での消費エネルギーが大きくなリ、 電源層 3での電位変動が効果的に抵抗素子 2 0で吸収され、 コモンモー ドの輻射が低減されるのである。
なお、 コンデンサ Cは、 直流カッ ト用のコンデンサであり、 電源層 3 からグラン ド層 1 9への直流電圧を力ッ トするものである。
また、 この実施形態では、 図面上下側のシールド板 1 2は、 スルーホ ール 5と多層回路基板 1周辺部の電極パターン 6 n， 6 qなどにより、 各グランド層 2 , グランド層 1 9に接続されている。 従って、 基板 1の 両側表面がこれらシールド 1 2 , グランド層 2， グランド層 1 9及び多 点のスルーホール 5でシールドる構造を有し、 このシールド構造の内部 に配置されている信号ライン層 4や搭載部品によるディファレンスモー ドの輻射も抑制している。
第 4図 （ a ) は本発明による低 E M Iケーブルコネクタの第 1 の実施 形態を示す縦断面図、 第 4図 （ b ) は第 4図 （ a ) での分断線 X— X ' からみた横断面図であって、 2 1はベース円筒部、 2 l aは雌ねじ部、 2 l bははんだ付け部、 2 2は有底円筒部、 2 2 aは短絡終端部、 2 2 bは誘電体部、 2 3は有底円筒部、 2 3 aは短絡終端部、 2 3 bは誘電 体部である。
同図において、 導体からなるベース円筒部 2 1の外周面に長さ 1 1の 導体からなる有底円筒部 2 2が、 さらにその外周面に長さ 1 2の導体か らなる有底円筒部 2 3力《、 夫々互いに同心状に重ねられている。 有底円 筒都 2 2は短絡終端部 2 2 aで奥部が閉じられており、 これにより、 短 絡終端された線路を形成している。 同様にして、 有底円筒部 2 3も短絡 終端部 2 3 aで奥部が閉じられており、 これにより、 短絡終端された線 路を形成している。 また、 有底円筒部 2 2内には、 誘電率 ε ΐの誘電体 が充填されて誘電体部 2 2 bが形成されており、 同様にして、 有底円筒 部 2 3内でも、 誘電率 ε r2の誘電体が充填されて誘電体部 2 3 bが形成 されている。
ベース円筒部 2 1の内径には同軸ケーブルが嵌め込まれるものであつ て、 このために、 図示しない同軸ケーブルの外周面に形成された雄ねじ 部と螺合する雌ねじ部 2 1 aが形成されており、 また、 このベース円筒 部 2 1 の外周面の有底円筒部 2 2が設けられている部分とは反対側の端 部に、 A uメツキなどが施されてはんだ付け部 2 l bが形成されている < 有底円筒部 2 2による長さ 1 1の短絡終端線路は、 1 1 = λ 01ノ 4を満 足する波長 λ 01に対し、 え 01 ( 2 η - 1 ) で共振し （但し、 ιι = 1 ， 2 , 3， …… ) 、 かかる共振点で有底円筒部 2 2の開放側 （矢印） から みたィンピーダンス Z 01がほぼ無限大となる線路である。 同様にして、 有底円筒部 2 3による長さ 1 2の短絡終端線路は、 1 2 = 1 02/ を満足 する波長え 02に対し、 ぇ02ノ ( 2 n - 1 ) で共振し、 かかる共振点で有 底円筒部 2 3の開放側 （矢印） からみたインピーダンス Z 02がほぼ無限 大となる線路である。 ここで、 波長え 01に対する角周波数 （共振角周波数） を ωθ ( = 2 7Τ f 0) とすると、 有底円筒部 2 2による短絡終端線路のインピーダンス Z01は、 角周波数 ωに応じて第 5図に示す実線のように変化し、 角周波 数 ω0， 3 ωθ, 5 ωθ, 7 ωθ, 9 ωθ, ……で共振してほぼ無限大とな る。 また、 ぇ02=ぇ01ノ 2とすると、 共振角周波数は上記の 2倍のもの となり、 有底円筒部 2 3による短絡終端線路のィンピーダンス Ζ02は、 角周波数 ωに応じて第 5図に示す破線のように変化して、 角周波数 2 ω 0, 6 ωθ, 1 0 ωθ, ……で共振してほぼ無限大となる。 なお、 これ らインピーダンス ZOi, Ζ02は、 夫々の線路が持つ整合終端抵抗値 R 01， R02に収斂していく。
次に、 かかる低 EM Iケーブルコネクタを第 1 3図に示した同軸ケー ブルによる伝送線路に適用にした場合について説明する。
第 6図は、 第 1 3図において、 同軸ケーブル 1 0 2の送端装置 1 0 0 側の端部に、 上記の低 EM I ケーブルコネクタを設けた状態を示す図で あって、 前出図面に対応する部分には同一符号を付けている。
同図において、 同軸ケーブル 1 0 2の端部に、 有底円筒部 2 2， 2 3 の開放側が送端装置 1 0 0側を向く ように、 上記の低 EM I ケーブルコ ネクタが取り付けられる。 この取付けは、 第 4図で説明したように、 同 軸ケーブル 1 0 2の端部に設けられた雄ねじ部 （図示せず） が低 EM I ケーブルコネクタのベース円筒部 2 1 に設けられた雌ねじ部 2 1 aに螺 合することによってなされ、 また、 このベース円筒部 2 1のはんだ付け 部 2 1 bが送端装置 1 0 0のケースなどにはんだ付けされる。 但し、 第 6図では、 このべ一ス円筒部 2 1 を省略している。
第 1 3図で説明したように、 同軸ケーブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 b の内面側を送端装置 1 0 0の方に流れてきた電流 i 2aは、 同軸ケーブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 bと送端装置の復線路 1 0 0 bとの接続点 Aで、 その一部が漏れて外部導体 1 0 2 bの外面側を流れようとする。
ここで、 この漏れ電流として、 伝送信号の基本周波数 （クロック周波 数） f 0に対応する波長; 10 (= c/ f 0) の 1ノ ( 2 n - 1 ) 倍の波長 (但し、 n = 1， 2 , 3， …… ) の漏れ電流を i 3a、 この波長； 0の 1 / { 2 X ( 2 n - 1 ) } 倍の波長の漏れ電流を i 4aとし、 それ以外の波 長の漏れ電流を i 5aとして、 同軸ケーブル 1 0 2はこの基本周波数 f 0 で共振するものとする （従って、 その奇数倍の周波数 （ 2 η— 1 )· f 0 でも共振する） 。
これら電流 i 3a， i 4a, i 5aは、 接続点 Aから有底円筒部 2 2からな る短絡終端線路に流れ込むことになる。
ところで、 この長さ 11の有底円筒部 22による短絡終端線路では、 上記のように、 11= λ 01ノ 4を満足する波長； L 01に対する周波数 f 01
(= cZAOl ：但し、 cは光速） の （ 2 n— 1 ) 倍の周波数を共振周波 数とし、 この共振周波数でインピーダンス Z01がほぼ無限大となる。 ま た、 一方、 誘電率 ε rの誘電体中に波長； Iの電流が流れると、 この誘電 体中でのこの電流の波長は λノ e rに短縮される。
そこで、 有底円筒部 2 2からなる短絡終端線路に流れ込む電流 i 3a, i 4a, i 5aのうち、 電流 i 3aについてみると、 この電流 i 3aのこの短絡 終端線路内での波長え 3aに対し、
(数式 3 ) となる。 かかる波長 λθ' で共振するように、 即ち、 λθ' = λ01とする ように、 有底円筒部 22からなる短絡終端線路の長さ 11を設定するこ とにより、 波長ぇ0 ( 2 η - 1 ) の電流 i 3aに対して有底円筒部 2 2 からなる短絡終端線路のィンピ一ダンス Z01がほぼ無限大となり、 この 電流 i 3aをほとんど完全に抑圧することができる。
従って、 このときの有底円筒部 22からなる短絡終端線路の長さ 1 1 は、
1 t (数式 4 )
•4 ■ ε となる。
このようにして、 漏れ電流 i 3aを有底円筒部 2 2からなる短絡終端線 路でほとんど 0にすることができるが、 これ以外の漏れ電流 i 4a， i 5a に対しては、 この有底円筒部 22からなる短絡終端線路で共振しないか ら、 ある程度の減衰はあるものの、 ほとんどそのままの振幅でこの有底 円筒部 2 2からなる短絡終端線路を通過し、 次に、 有底円筒部 2 3から なる短絡終端線路に流れ込む。
この有底円筒部 2 3からなる短絡終端線路で漏れ電流 i 4aを抑圧する ようにする。 このためには、 この有底円筒部 23からなる短絡終端線路 がこの漏れ電流 i 4aの周波数で共振するように、 この有底円筒部 2 3か らなる短絡終端線路の長さ 12を設定すればよい。
そこで、 この電流 i 4aの波長え 1は、 上記のように、 ぇ 1=ぇ0 2で あるから、 有底円筒部 23内の誘電体部 23 b (第 4図） の誘電体の誘 電率 ε r2が有底円筒部 2 2内の誘電体部 2 2 b (第 4図） の誘電体の誘 電率 ε ι·1と等しく、 ε Γ2= ε ι·1とすると、 上記 （数式 4 ) から、
12= 1 1/2
である。 これにより、 有底円筒部 23からなる短絡終端線路のインピー ダンス Ζ02は、 第 5図に破線で示す特性となり、 2 ω0， 6 ωθ, 1 0 ω 0， ……の角周波数の漏れ電流 i 4aをほとんど 0に抑圧することができ る。 なお、 上記のように、 同軸ケーブル 1 0 2が基本周波数 f 0及びその 奇数倍の周波数で共振を起こすものであるから、 この基本周波数 f 0の 偶数倍の周波数については各別問題ではなく、 従って、 この場合には、 格別有底円筒部 2 3 を設ける必要はないが、 この有底円筒部 2 3を設け る理由については、 後に説明する。
第 7図は以上の構成の等価回路を示すものであって、 2 4が送端装置 1 0 0側の低 E M Iケーブルコネクタの有底円筒部 2 2からなる短絡終 端線路、 2 4 ' が受端装置 1 0 1側の低 E M Iケーブルコネクタの有底 円筒部 2 2からなる短絡終端線路であり、 2 5が送端装置 1 0 0側の低 E M I ケーブルコネクタの有底円筒部 2 3からなる短絡終端線路、 2 5 ' が受端装置 1 0 1側の低 E M Iケーブルコネクタの有底円筒部 2 3から なる短絡終端線路であって、 Z a， Z bは同軸ケーブル 1 0 2の外部導 体 1 0 2 bなどのインピーダンスである。
以上のようにして、 送端装置 1 0 0側では、 有底円筒部 2 2， 2 3か らなる短絡終端線路 2 4， 2 5により、 伝送する信号のクロック周波数 f 0 ( = ω 0/ 2 π ) に対し、 接続点 Α , 接地点 A ' 間に生ずる等価的な インピーダンスによって接続点 Aで反射される周波数 f 0 , 2 f 0 , 3 f 0 , 5 f 0， 6 f 0 , 7 f 0 , 9 f 0 , 1 0 f 0， ……の電流をほとんど 0に 抑圧することができる。 その他の周波数の漏れ電流 i 5aについては、 充 分振幅が小さい場合、 あるいは、 同軸ケーブル 1 0 2が共振を起こすよ うに周波数を持つものでない場合には、 そのまま有底円筒部 2 2 , 2 3 からなる短絡終端線路から同軸ケーブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 bの外 面に流すようにしても問題はないが、 やはり同軸ケーブル 1 0 2が発振 して不要輻射を生ずる場合には、 有底円筒部 2 3の外側に、 さらに、 同 様にしてかかる電流 i 5aを抑圧するための有底円筒部による短絡終端線 路を設ければよい。 受端装置 1 0 1側についても同様であり、 接続点 Bと接地点 B' との 間に生ずるインピーダンスによって接続点 Bで反射される上記周波数の 電流が、 低 E M Iケーブルコネクタの有底円筒部 2 2， 2 3からなる短 絡終端線路 24' ， 2 5 ' によって充分に抑圧される。
上記 （数式 4 ) から明らかなように、 有底円筒部 2 2， 2 3における 誘電体部 2 2 b， 2 3 bの誘電体材料として、 誘電率 ε rl， s r2が大き いものを使用することにより、 有底円筒部 2 2， 2 3の長さ 11， 12を 短くすることができる。 チタン酸ストロンチウム系やチタン酸バリ ゥム 系の誘電体材料は 3 0 0〜 1 00 0の誘電率を持っている。
そこで、 いま、 有底円筒部 22における誘電体部 2 2 bに誘電率 ε rl = 90 0の誘電体を用い、 クロック周波数 f 0= 2 00MH zとすると、
λ 0= c / f 0= 3 X 1 08/ ( 2 0 0 X 1 06) = 1 5 0 c m であるから、 上記 （数式 4 ) により、
11= 1 5 0/ ( A 9 0 0 ) = 1.2 5 c m
となる。 また、 有底円筒部 2 3の誘電体部 2 3 bに同じ誘電体材料を用 いると、 この有底円筒部 2 3の長さ 12は、 12= I 1/ 2 = 0 · 6 2 5 c mとなる。
このように、 2 0 OMH zという非常に高いクロック周波数に対し、 2 c mにも満たない短い短絡終端線路からなるケーブルコネクタにより、 従来のフェライ トコァを用いていたときの 1 0 0 Ωに比べて極端に高い ィンピーダンスを得ることができ、 同軸ケーブル 1 0 2からの不要輻射 をほとんど完全に抑圧することができることになる。
また、 有底円筒部 2 2， 2 3の厚さは、 それによる短絡終端線路が所 定の周波数で無限大のィンピ一ダンスを持てばよく、 その整合終端抵抗 を特定な値にすることが要求されるものではないから、 任意に薄くする ことができる。 従って、 この実施形態は、 小形軽量で嵩張らず、 同軸ケ 一ブル 1 0 2からの不要輻射の発生を充分効果的に抑圧することができ る。
なお、 第 4図 （ a ) において、 有底円筒部 2 2， 2 3をベース円筒部 2 1 に一体に形成してもよいが、 また、 有底円筒部 2 2， 2 3を夫々誘 電体部 2 2 b， 2 2 3 bを有する別体の円筒部とし、 有底円筒部 2 2， 2 3の内面に雌ねじが設けられ、 ベース円筒部 2 1 と有底円筒部 2 2の 外周面に雄ねじが設けられ、 かかるねじを螺合させることにより、 ベー ス円筒部 2 1 に有底円筒部 2 2を取り付け、 さらに、 この有底円筒部 2 2に有底円筒部 2 3を取り付けるようにしてもよい。 この場合には、 ベ —ス円筒部 2 1に対する有底円筒部 2 2の位置関係や有底円筒部 2 2に 対する有底円筒部 2 3の位置関係を適宜調整することができる。
また、 このように、 ねじによって低 E M Iケーブルコネクタを同軸ケ —ブル 1 0 2に取付け可能としておく と、 異なる周波数の抑圧を行なう 低 E M Iケーブルコネクタを設けておき、 同軸ケーブルの長さ （従って, その共振周波数） に応じて、 適宜所望の低 E M Iケーブルコネクタを選 択して使用することができる。
また、 ベース円筒部 2 i には、 雌ねじ部 2 1 aなどにより、 同軸ケ一 ブル 1 0 2を螺合して取り付けるものとした力 （これにより、 ケーブル の取り替えなどが可能となる。 ） 、 勿論、 ベース円筒部 2 1 と同軸ケー ブル 1 0 2とを一体に固定したものとしてもよい。
さらに、 有底円筒部 2 2 , 2 3の誘電体部 2 2 b， 2 3 bには、 同じ 誘電率の誘電体材料を使用するものとしたが、 勿論、 これらで異なる誘 電率の誘電体材料を用いるようにしてもよい。 この場合、 例えば、 有底 円筒部 2 2での誘電体部 2 2 bの誘電体材料に対し、 有底円筒部 2 3の 誘電体部 2 3 bでの誘電体材料を誘電率の小さいものを使用することに よリ、 有底円筒部 2 2 , 2 3の長さをほぼ揃えるようにすることもでき る。
第 8図は、 第 1 3図において、 同軸ケーブル 1 0 2の受端装置 1 0 1 (即ち、 第 1図〜第 3図で説明した低 E M I 回路基板） 側の端部に第 4 図で示した低 E M I ケーブルコネクタを設けた状態を示す図であって、 前出図面に対応する部分には同一符号を付けている。
同図において、 上記のようにして低 E M Iケーブルコネクタが端部に 取り付けられた同軸ケーブル 1 0 2は、 低 E M I回路基板の入出力端子 に接続される。 この接続では、 同軸ケーブル 1 0 2の内部導体 1 0 2 a が低 E M I 回路基板の信号ライン層 4に設けられた電極パターン 6にハ ンダ 7でもって電気的に接続され、 また、 同軸ケーブル 1 0 2の外部導 体 1 0 2 bは、 その先端部が広げられて、 低 E M I 回路基板のグランド 層 2とハンダ 7で電気的に接続されている。 この場合、 外部導体 1 0 2 bの先端部全体がハンダ付けされるのではなく、 一般には、 例えば、 4 点などの多点接合され、 完全密閉することは非常に困難である。
かかる構成により、 同軸ケーブル 1 0 2の内部導体 1 0 2 aを流れて きた信号電流 i lbは、 電極パターン 6を介して低 E M I 回路基板の信号 ライン層 4に流れ込み、 また、 グラン ド層 2の内面側を流れる復電流 i 2bは、 同軸ケーブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 bの内面を流れるが、 外部 導体 1 0 2 bは例えば 4点でハンダ付けされて完全密閉されていないの で、 同軸ケーブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 bのハンダ付けされていない 隙間から、 この復電流 i 2bの一部が外部導体 1 0 2 bの外面側に漏れて しまい、 電流 i 3bと してこの外部導体 1 0 2 bの外面を流れようとする < これに対し、 同軸ケーブル 1 ◦ 2と低 E M I 回路基板との継ぎ目に低 E I ケーブルコネクタが取り付けられており、 漏れ電流 i 3bはこの低 E M I ケーブルコネクタに流れ込む。 このとき、 第 6図で説明したのと 同様に、 低 E M Iケーブルコネクタでの有底円筒部 2 2， 2 3の長さを 適宜設定し、 これら有底円筒部 2 2， 2 3に適宜の誘電率の誘電体材料 を使用することにより、 同軸ケーブル 1 0 2で不要輻射を生じさせる周 波数の漏れ電流 i 3bをほとんど 0に抑圧することができる。
勿論、 低 E M I 回路基板から同軸ケーブル 1 0 2に流れ込む電流とし ては、 グラン ド層 2の内面を流れる電流ばかりとは限らず、 基板表面に 設けられたグランド層 2の外面を流れてくる電流や、 シールド板 1 2の 導電箔 1 3の表面を流れてくる電流などもあり、 かかる電流は、 同軸ケ 一ブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 bの先端部がダラン ド層 2と多点接続さ れて隙間があるなどの理由から、 同軸ケーブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 bの外面に漏れるものもある力 このような漏れ電流に対しても、 低 E M lケーブルコネクタは、 上記のように、 効果的に作用する。
なお、 以上第 4図〜第 7図で示した実施形態では、 低 E M lケーブル コネクタを 2つの有底円筒部 2 2， 2 3をもつ 2段構成のものとしたが. 同軸ケーブル 1 0 2が共振して不要輻射を発生するのは、 基本周波数 ί 0の基本波と、 その奇数倍高調波 （ 2 η— 1 ) · ί 0である。 従って、 低 Ε Μ Iケーブルコネクタとしては、 第 5図に実線で示したように、 基本周 波数 ω θとその奇数倍の周波数 3 ω θ , 5 ω θ , ……に対してインピーダ ンス Z 01が無限大となるようにすればない。 このことからすると、 低 Ε Μ I ケーブルコネクタとしては、 第 4図〜第 8図において、 有底円筒部 2 2のみを備えた 1段構成のもので充分である。
しかしながら、 これに対し、 同軸ケーブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 b の適当な個所にグランド線を設けたリ、 あるいはこの外部導体 1 0 2 b がグランドと接触するなどしてダランド線と接続されたのと同等となる 場合があるが、 このような場合、 同軸ケーブル 1 0 2は、 それ自体のみ ばかりではなく、 同軸ケーブル 1 0 2のグランド線との接続部分までの 同軸ケーブル 1 0 2の一都とこのグランド線とからなる線路で基本周波 数 ω θの 2倍の周波数 2 ω θで共振を起こ し、 不要輻射を発生する場合が ある。 このような場合、 第 4図〜第 8図に示したように、 有底円筒部 2 2の外側にこの周波数 2 ω θでィンピ一ダンス Ζ 02が無限大となる有底 円筒部 2 3による短絡終端線路を設けることによリ、 かかる周波数 2 ω 0の共振による不要輻射の発生を抑圧することができる。
また、 複数の同軸ケーブルがパラレルに設けられている場合、 1つの 低 Ε Μ Iケーブルコネクタでこれらを一括して囲うようにして、 これら 同軸ケーブルでの不要輻射を生じさせる電流を同時に抑圧するようにす ることもできる。 この場合においても、 夫々の同軸ケーブルの長さの違 いにより、 基本周波数 ω θとその奇数倍の周波数で共振を起こす同軸ケ —ブルもあるし、 また、 この基本周波数 ω θの偶数倍の周波数で共振を 起こすものもあり得る。 このような場合にも、 低 Ε M l ケーブルコネク タを、 第 4図〜第 8図で示したように、 2段構成とすることにより、 全 体として不要輻射が生じないようにすることができる。
多数本の信号線とグランド線を 1つにまとめてシールドするようにし たようなケーブルにも、 同様の低 E M Iケーブルコネクタを適用するこ とがでは、 上記と同様の効果が得られる。
第 9図は本発明による低 E M I ケーブルコネクタの第 2の実施形態を 示す縦断面図であって、 2 2 ' は円筒部、 2 2 cは整合終端抵抗であり、 前出図面に対応する部分には同一符号を付けている。
同図において、 この実施形態は、 有底でない円筒部 2 2 ' の奥部に、 短絡終端を設ける代わりに、 整合終端抵抗 2 2 cを設けたものであり、 それ以外の構成は、 第 4図〜第 8図で説明した実施形態と同様である。
この実施形態では、 円筒部 2 2 cの長さは重要ではなく、 円筒部 2 2 ' に誘電体部 2 2 bを設けた線路に、 こめ線路に対する整合終端抵抗 2 2 cを設けることにより、 この線路に流れる漏れ電流が反射せずに整合終 端抵抗 2 2 cに流れ、 この整合終端抵抗 2 2 cで熱エネルギーに変換す ることにより、 この漏れ電流を抑圧するものである。
同様のことから、 第 4図〜第 8図で示した実施形態において、 有底円 筒部 2 2 , 2 3の短絡終端部 2 2 a , 2 3 aに少しでも隙間があると、 その隙間から電流が漏れ、 同軸ケーブル 1 0 2の外部導体 1 0 2 bの外 面に流れるおそれがある。 このために、 これら短絡終端部 2 2 a , 2 3 aの部分にこの有底円筒部 2 2 , 2 3による線路に整合した整合終端抵 抗を設け、 隙間から漏れようとする電流をこの整合終端抵抗で熱的に消 費させるようにすることもできる。
第 1 0図は本発明による低 EM Iケーブルコネクタの第 3の実施形態 を示す縦断面図であって、 2 2 a ' は短絡板であり、 前出図面に対応す る部分には同一符号を付けている。
同図において、 この実施形態は、 円筒部 2 2 'において、 蓋状の短絡 板 2 2 a 'をねじなどによつて取外し可能としたものである。 この短絡 板 2 2 a' を円筒都 2 2 ' に取り付けた場合には、 第 4図に示した第 1 の実施形態と同様であって、 1 1= を満たす波長； 101に対する 周波数 f 01及びその奇数倍の周波数で共振し、 これらの周波数でィンピ 一ダンス Z 01が無限大となる。
また、 短絡板 2 2 a' を取り外した場合には、 開放端となるが、 この 場合には、 この円筒部 2 2 ' の長さ 1 1の 1ノ 2の位置が短絡終端とな る。 従って、
1 1/ 2 = λθΐ' / 4
を満足する周波数でインピーダンス Ζ0Γ が無限大となる。 この波長え 01' は上記の波長え 01の 1ノ 2である。 従って、 短絡板 2 2 a ' を外し たときには、 これを付けている場合の共振周波数の 2倍の周波数が共振 周波数となる。 このようにして、 短絡板 2 2 a ' を着脱することにより、 2種類の異 なるクロック周波数のケーブルに適用することができる。 従って、 例え ば、 ク口ック周波数が 1 0 0 M H zのケーブルとク口ック周波数が 2 0 0 H zのケーブルとに同一の低 E M I ケーブルコネクタを使用するこ とができることになる。
なお、 この第 3の実施形態においても、 第 4図で示したように、 2段 構造と し、 夫々に短絡板の着脱ができるようにすることができる。
第 1 1図は本発明による低 E M Iケーブルコネクタの第 4の実施形態 を示す縦断面図であって、 2 3 'は有底円筒部、 2 3 b 'は誘電体部、 2 6は中心軸であり、 前出図面に対応する部分には同一符号を付けている。 先の実施形態では、 複数の有底円筒部を設ける場合、 これらをベース 円筒部 2 1 に同軸状に配置した力、'、 この第 4の実施形態では、 第 1 1図 に示すように、 ベース円筒部 2 1 にその中心軸 2 6に沿って配置するも のである。
ここで、 有底円筒部 2 2では、 基本周波数を f 0としたとき、 この基 本周波数 f Oを含めて、 その奇数倍の周波数で共振し、 その共振周波数 でインピーダンス Z 01がほぼ無限大になるものであり、 これに対し、 有 底円筒部 2 3 ' では、 この有底円筒部 2 2での共振周波数の 2倍の周波 数で共振し、 この共振周波数でィンピーダンス Z 02がほぼ無限大となる ものである。
かかる構成によると、 第 4図〜第 8図で示した第 i の実施形態と同様 の効果が得られるが、 さらに、 次のような効果も得られる。 即ち、 有底 円筒部 2 2が短絡終端部 2 2 aによって電気的に短絡されていても、 構 造的に短絡終端部 2 2 aで隙間がある場合がある。
いま、 有底円筒都 2 2での共振周波数を f A ( = ( 2 n - 1 ) · f 0 ) と すると、 誘電体部 2 2 bを内蔵した有底円筒部 2 2は周波数 f Aの電流 に対しては、 短絡終端線路となるが、 有底円筒部 2 3 ' の共振周波数 f B (= 2 f A) に等しい周波数の電流などの周波数 f Aとは異なる周波数 の電流 i Bは、 有底円筒都 2 2の短絡終端部 2 2 aで構造的に隙間があ るから、 この隙間から漏れてしまう。 第 4図に示した低 EM Iケーブル コネクタでは、 かかる漏れ電流 i Bを抑圧することができない。
第 1 1図に示す実施形態では、 かかる漏れ電流 i Bは次の有底円筒部 2 3 ' に流れ込み、 ここで、 周波数 f Bの電流をほとんど 0に抑圧する ことができる。
第 1 2図は本発明による低 E M Iケーブルコネクタの第 5の実施形態 を示す縦断面図であって、 2 2 ' , 2 3 " は有底円筒部、 2 2 b ' , 2 3 b " は誘電体部、 2 6は中心軸であり、 前出図面に対応する部分には 同一符号を付けている。
この第 5の実施形態は、 短絡終端部がない円筒都 2 2 ' , 2 3 " をべ ース円筒部 2 1にその中心軸 26に沿って配置したものである。
第 1 0図で説明したように、 かかる開放端の円筒部 2 2'， 2 3 'によ る伝送線路では、 夫々の長さを 1 1, 12とすると、 夫々 1 1Z2 = A Z4 を満たす周波数 f A' の奇数倍の周波数， 12ノ 2 =ぇ'/4を満たす周 波数 f B'の奇数倍の周波数で共振し、 夫々インピ一ダンスがほぼ無限大 となる。 従って、 かかる周波数 f A' , f B' の周波数の電流 i A, i Bが 円筒部 2 2 ' に流れ込むと、 この周波数 f A' の電流 i Aはほとんど 0に 抑圧されるが、 周波数 f B' の電流 i Bはそのまま円筒部 2 2 '内を通過 してしまう。
しかしながら、 この円筒部 2 2 ' を通過した電流 i Bは円筒部 2 3 " に供給され、 ここでほとんど 0に抑圧される。
このようにして、 この実施形態では、 伝送線路で異なる f A' , f Β' という周波数の不要輻射を発生する場合でも、 これらの発生を効果的に 抑圧することができる。
なお、 以上説明した実施形態では、 伝送線路として同軸ケーブルの場 合について説明したが、 本発明は、 これに限るものではないことは明ら かである。 産業上の利用可能性
以上説明したように、 本発明による低 E M I 回路基板によると、 低 E I 回路基板において、 高損失なシールド構造を形成することにより、 ディファレンシャルモードの輻射 （放射） の抑制， 除去及び同時に発生 する高周波の共振電流によるコモンモードの輻射の抑制， 除去を効果的 に実現することができる。
また、 本発明による低 E M Iケーブルコネクタによると、 小形軽量で 簡単な構成でもって、 ケーブルから不要輻射を発生される電流を、 従来 のフヱライ 卜コアを用いたものに比べて、 充分効果的に抑圧することが でき、 産業上の利用効果は極めて大なるものがある。

Claims

請 求 の 範 囲
1. 基板内に電源層やグランド層， 信号ライン層が設けられ、 基板表面 に信号ライン層設けられて回路素子が搭載された低 EM I回路基板に おいて、
該搭載部品を含めて該基板表面全体を覆い、 かつ該グランド層に電 気的に接続されたシールド板を設けたことを特徴とする低 EM I 回路 基板。
2. 請求の範囲 1に記載の低 EM I回路基板において、
前記シールド板は、 少なくとも一方の表面に損失層が設けられた導 電層からなることを特徴とする低 EM I 回路基板。
3. 請求の範囲 1 または 2に記載の低 E M I回路基板において、
前記シールド板は、 前記ダランド層との間で平行板線路をなしてい ることを特徴とする低 E M I回路基板。
4. 請求の範囲 1 , 2または 3に記載の低 EM I回路基板において、 前記シールド板は、 基板周辺全体にわたって前記グランド層と多点 接続されていることを特徴とする低 EM I回路基板。
5. 請求の範囲 1 , 2， 3または 4に記載の低 E M I回路基板において. 前記シールド板は、 基板周辺部で整合終端抵抗を介して前記グラン ド層と接続されていることを特徴とする低 EM I回路基板。
6. 請求の範囲 1， 2 , 3 , 4または 5に記載の低 EM I回路基板にお いて、
前記シールド板は、 L S I素子や駆動 I C素子などの高速動作する 前記搭載部品の周りで前記ダランド層と多点接続されていることを特 徴とする低 EM I 回路基板。
7. 請求の範囲 1， 2 , 3 , 4， 5または 6に記載の低 EM I回路基板 において、
前記ダランド層及び前記電源層の少なく とも一方の表面での基板周 辺部分に損失層を設けたことを特徴とする低 E M I 回路基板。
. 装置間を接続する伝送ケ一ブルに取り付けられる低 E M Iケーブル コネクタであって、
該伝送ケーブルの全周を囲う誘電体部を内面に設けた n個 （但し、 n = 1 , 2 , …… ) の筒状体からなり、
該筒状体の終端側に該伝送ケーブルの全周を囲う短絡部材を設けて 短絡終端線路を形成し、
該短絡終端線路の共振周波数を該伝送ケーブルの共振周波数と等し くなるように構成したことを特徴とする低 E M Iケーブルコネクタ。 . 請求の範囲 8に記載の低 E M Iケーブルコネクタにおいて、 i番目 （但し、 i = 1 , 2 , ……， n ) の前記筒状体の長さ 1 iは、
X (数式 1 ) e 但し、 λ i = c / f i
c =光速
f i =前記伝送ケーブルの i番目の基本共振周波数 ε r i = i番目の前記筒状体の前記誘電体部の誘電率 であることを特徴とする低 E M Iケーブルコネクタ。
0 . 請求の範囲 8または 9に記載の低 E M Iケーブルコネクタにおい て、
前記有底円筒部の終端側に整合終端抵抗値の抵抗体を設けたことを 特徴とする低 E M Iケーブルコルクタ。
1 . 請求の範囲 8または 9に記載の低 E M Iケーブルコネクタにおい て、
複数個の前記筒状体は同軸状に配置されていることを特徴とする低 E M Iケーブルコネクタ。
2 . 請求の範囲 8 , 9 , 1 0または 1 1 に記載の低 E M I ケーブルコ ネクタにおいて、
前記短絡部材が着脱可能に構成したことを特徴とする低 E M Iケ一 ブルコネクタ。
3 . 請求の範囲 8または 9に記載の低 E M Iケ一ブルコネクタにおい て、
複数個の前記筒状体は、 中心軸を共通にして、 かつ該中心軸に沿つ て配置されていることを特徴とする低 E M I ケーブルコネクタ。
4 . 請求の範囲 8〜 1 3のいずれか 1つに記載の低 E M Iケーブルコ ネクタにおいて、
前記筒状体は、 夫々中心軸の方向の位置調整が可能に構成したこと を特徴とする低 E M Iケーブルコネクタ。
5 . 装置間を接続する伝送ケーブルに取り付けられる低 E M 1ケ一ブ ルコネクタであって、
該伝送ケーブルの全周を囲う誘電体部を内面に設けた筒状体をなし 該筒状体の終端側に整合終端抵抗となる抵抗体を設けてなることを 特徴とする低 E M Iケーブルコネクタ。
6 . 装置間を接続する伝送ケーブルに取り付けられる低 E M Iケ一ブ ゾレコネクタであって、
該伝送ケーブルの全周を囲う誘電体部を内面に設けた n個 （但し、 n = 1 , 2 , …… ) の筒状体からなり、
該筒状体の終端側を開放端として開放終端線路を形成し、 該短絡終端線路の共振周波数を該伝送ケーブルの共振周波数と等し くなるように構成したことを特徴とする低 EM Iケーブルコネクタ。 1 7. 請求の範囲 1 6に記載の低 EM Iケーブルコネクタにおいて、 i番目 （但し、 i = 1 , 2， ……， n ) の前記筒状体の長さ 1 iは、
X (数式 2 ) 但し、 λ 1 = C Z I 1
c =光速
f i=前記伝送ケーブルの i番目の基本共振周波数 ε ri = i番目の前記筒状体の前記誘電体部の誘電率 であることを特徴とする低 EM Iケーブルコネクタ。
1 8. 請求の範囲 1 6または 1 7に記載の低 EM Iケーブルコネクタに おいて、
複数個の前記筒状体は、 中心軸を共通にして、 かつ該中心軸に沿つ て配置されていることを特徴とする低 EM Iケーブルコネクタ。
1 9. 請求の範囲 1 6， 1 7または 1 8に記載の低 EM Iケ一ブルコネ クタにおいて、
前記筒状体は、 夫々中心軸の方向の位置調整が可能に構成したこと を特徴とする低 EM Iケーブルコネクタ。
20. 請求の範囲 8〜 1 9のいずれか 1つに記載の低 EM Iケーブルコ ネクタにおいて、
前記誘電体部の誘電率がほぼ 3 00以上であることを特徴とする低 EM Iケ一ブルコネクタ。
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