WO1993016444A1

WO1993016444A1 - Data carrier system

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Publication number: WO1993016444A1
Application number: PCT/JP1993/000200
Authority: WO
Inventors: Tadashi Hanaoka; Haruhiko Higuchi
Original assignee: Citizen Watch Co., Ltd.
Priority date: 1992-02-18
Filing date: 1993-02-18
Publication date: 1993-08-19
Also published as: JP3599336B2; EP0589046A1; US5570086A; DE69321182T2; DE69321182D1; EP0589046A4; EP0589046B1

Description

明細書データキヤリャシステム f' ' 技術分野

本発明は数センチ以上離れ且つその距離が常に変動しうる、主として無電源のデータキヤリとの間で、非接触にデータの双方向通信を行なう固定施設に関するものであり、特に近距離内に複数の固定施設を並設し、各固定施設が各々データキヤリとの通信を行なう場合に発生する固定施設間の混信防止対策に関するものである。背景技術

従来、電磁結合方式のデータキヤリを使用したシステムとしては、通信方式や、電源方式等の違いにより各種の方式が提案されている _c まず電源方式としては、データキヤリ自体が電池を内蔵している電池内蔵方式と、電池を内蔵せずに固定施設から送信される電磁信号を受信して整流した電圧を電源とする無電源方式とがある。又、通信方式としてはデータキヤリに記憶されたデータを固定施設に向けて送信するだけの一方向通信方式と、固定施設から送信されたデ一夕によってデータキヤリの記憶データを書き換えると共に、データキヤリからのデータを固定施設に送信する双方向通信方式とがあり. さらに双方向通信方式においては、固定施設が発生する交流磁界の周波数とデータキヤリが発生する交流磁界の周波数とが異なる二周 * 波数方式と、同一の周波数を用いる一周波数方式とがある。そして本願は主として無電源方式の双方向通信方式で、且つ一周波数方式を対象としている。

次に上記各方式についての従来例を述べる。まず本願発明の対象となる双方向通信方式としては、特開平 2 — 291 09 1号公報、特開平 3 — 273465号公報、特開平 4 - 692号公報等が有る。又、本願発明に類似した無電源の双方向通信方式ではあるが、二周波数方式を採用している例として特公平 3 - 1 2353号公報が有る。更に無電源の一方向通信方式に関連するものとしては特公平 3 - 1 959 1号公報、特公平 3 - 12352号公報、 USP3964024号公報、 USP41 29855号公報等があり、特に本願発明と関連する無電源の一周波数方式ではあるが、一方向通信方式のみの例として特公平 3 -25832号公報が有る。しかし、上記各従来例は何れも 1個の固定施設と 1個のデータキヤリを用いるシステムについての技術で有り、近距離内に複数の固定施設を並設し、各固定施設が各々個別のデータキヤリとの通信を同時平行的に行なう場合に発生する固定施設間の混信問題については何等考慮されていない。

そこで上記各従来例に対し本願の主たる目的である固定施設間の混信問題について吟味してみる。まず双方向通信方式の特開平 2 — 291 091号公報、特開平 3 — 273465号公報、特開平 4 - 692号公報には、単に双方向通信システムの考え方が開示されているのみであり、通信方式に関する具体的な開示が一切存在しないが、強いて吟味すれば何れも電池内蔵方式で有ることから見て二周波数方式を採用していると考えられる。又、特公平 3 - 12353号公報は前述の如く二周波数方式を採用しているものであり、このような二周波数方式の場合は 2種類の周波数を各々異なるフィルターによって分離することで. 固定施設間の混信問題を避けることが出来る事は周知の通りで有る, 次に一方向通信方式の場合には本願発明に類似した無電源の一周波数方式（特公平 3 -25832号公報）であっても固定施設間の混信問題が発生しない事を図 28にもとずいて説明する。

図 28 ( B ) は特公平 3 -25832号公報に開示された無電源の一方向通信方式で、且つ一周波数方式のデータキヤリアシステムにおける図

28(A) に示すような一組の固定施設 G1とデータキヤリア C 1に対し、近接した他の固定施設 G2が近距離内に配設された場合の各送受信波形を示すものである。

図 28において GTS1は固定施設 G1からデータキャリア C 1に対して送信される交流磁界であり、データの送信を伴なわない電力供給用の信号であるため無変調の交流信号で有る。 CDS1はデータキヤリァ C 1 のデータ信号、 CTS1はデータキヤリァ C1から固定施設 G1に対して送信される交流磁界であり、前記 GTS1と同じ周波数の交流信号をデー夕信号 CDS1にて変調したものである。 GKS1 - 1は固定施設 G1のデータ信号であり、前記交流磁界 CTS1を受信して検波したものである。

GTS2は固定施設 G2から送信される交流磁界であり、前記 GTS 1と同様データの送信を伴なわない電力供給用の信号であるため無変調の交流信号で有る。 GKS1 - 2は固定施設 G1の混信信号であり、固定施設 G2 から送信される交流磁界 GTS2を受信して固定施設 G1で検波したもので有る。そして前記 GTS2が無変調の交流信号で有る為、それを受信して検波した混信信号 GKS1 - 2は無信号状態となっている。 GKS- 1 は固定施設 G1の総合データ信号であり、データキャリア C1から送信された交流磁界 CTS1の検波信号 GKS1 - 1と固定施設 G2からの混信信号 GKS1 -2を加えたものである。そしてこの一方向通信方式の場合には固定施設 G2の交流磁界 GTS2が無変調の交流信号である為に固定施設 G1における混信信号 GKS1 -2は存在せず、したがって総合データ信号 GKS1はデータ信号 GKS1 -1と同じ波形となり、他の固定施設 G2からの混信問題は発生しない。

複数の固定施設 Gl , G2—GVが近接して配置されている場合における一周波数方式の双方向通信方式の場合には図 28における固定施設からの交流磁界 GTS1 , GTS2がデータ信号によつて変調されてしまうため、この変調された固定施設からの交流磁界が同じ周波数に共振特性を有する他の固定施設のァンテナに混信信号として受信される _c その結果、前記混信信号を受信した固定施設の総合データ信号がデ一夕キヤリァからの送信信号を検波したデータ信号と異なる結果となり、正しいデータを読み出すことが困難になるという問題がある _c 即ち具体的には、従来、無電源の電磁結合方式デ一タキャリアを使用したシステムでは、データキャリアから固定施設に向かっての一方向の通信をするものだけが実用化されていた。これらのシステムの多くは固定施設が発生する交流磁界が変調されていない状態にあり、複数の固定施設が作る交流磁界の合成場も変調されていない状態にあるので、固定施設が互いに干渉しあってデータ通信がうまくいかなくなることはない。また、固定施設が発生する交流磁界とデータキヤリャから発信される交流磁界とのそれぞれの周波数が異つているような方式のシステムでは、データキャリアが発生する交流磁界の周波数が、固定施設が発生する交流磁界の周波数と異なつているので、フィルター技術を使うことによってデ一夕信号を分離している。従って近接している固定施設が発生する交流磁界の影響を排除できているのである。

然るに、固定施設から発せられる交流磁界を変調することによつてデータキャリアに向けてデ一夕を送出する場合は、極めて大きな交流磁界の変動が起きるので、かなり遠方にある隣接固定施設のァンテナコイルにも誘導起電力の変化を生じてしまう。データキヤリァが発生する交流磁界の周波数が固定施設から発せられる交流磁界の周波数が同じであるから、前記誘導起電力の変化とデータキヤリァから発せられた交流磁界による誘導起電力の変化との区別は大変困難であり、データキャリアから正しいデ一夕を読み出すことは不可能であると考えられていた。一方、データキヤリァと固定施設とがそれぞれ発生する交流磁界の周波数が異なっている場合、二つの交流磁界による誘導起電力はフィルタ一技術によって分離できる。しかしこの方式のデータキャリアでは出力できる交流磁界の強さが弱いので、外来ノイズに弱く、通信可能距離が小さくなる欠点を回 ^ 避できなかつた。

無電源の電磁結合方式データキヤリアを使用したデータキヤリアシステムではデータキャリアと固定施設の間で双方向のデータ通信が出来るものは実現されていなかった。本発明者等は極めて低消費電力でかつ高性能な C- M0S- I Cに M0N0S と呼ばれる不揮発性メモリを搭載し、様々な工夫をしてメモリ書き換え可能な電磁結合方式デー夕キャリアを開発すると共に、本発明を含むいくつかの工夫をして前記電磁結合方式データキャリア用固定施設を開発した。そこで、本発明の目的は上記問題を解決し、主として無電源で双方向通信方式の電磁結合型データキャリアを使用したデータキャリアシステムで、固定施設とデータキャリア間の通信に用いる交流磁界の周波数を一周波数方式とすることによって通信可能距離を大きくすると共に、近傍にある他の固定施設からの変調された交流磁界が混信した場合でも、データキャリアからのデータを正しく読み出すことが出来るデータキャリアシステムを提供することにある。発明の開示

従って本発明の目的は上記した従来技術の欠点を改良し、無電源の電磁結合方式データキヤリアを使用したデータキャリアシステム - で、固定施設とデータキヤリァの間で双方向のデータ通信をしょうとする場合、固定施設が発する交流磁界の周波数とデータキャリアが発する交流磁界の周波数を等しくすることで通信可能距離を大きくすると同時に、第一の固定施設によって発せられるデータが重畳した交流磁界が隣接する第二の固定施設に影響を与えても、該第二の固定施設がデータキャリアからのデ一夕を正しく受信できるようにするものである。

即ち、本発明は、上記目的を達成するために、基本的には、次の様な技術構成を採用するものである。即ち電磁結合方式データキヤリアと該デ一夕キャリアとの間で双方向のデ一夕通信を行なう固定施設とからなるデータキヤリアシステムにおいて、前記固定施設は前記データキヤリァが発生する交流磁界によって誘導されるデ一夕信号を、他の固定施設からの交流磁界によって誘導される誘導信号と弁別してデータキヤリアからのデータ信号のみを検出する選択検出手段を有するデータキヤリアシステムである。

更に本発明においては特に上記した固定施設が複数個隣接して配置される場合に生ずる上記従来技術の問題を解決するため前記固定施設が複数個隣接して配置されており、かつ該固定施設からデータキヤリァに対してデータを伝送するために発生される交流磁界の周波数と位相とを、該複数の固定施設間で同じにする為の制御手段が設けられているデータキヤリアシステムとするものであり更に具体的には前記制御手段は各固定施設から発生する交流磁界の発生源となる交流信号を同一にするための信号共通化手段とするデータキヤリアである。図面の簡単な説明

第 1 図は本発明の実施例を示すプロック線図である。

第 2図はデータキヤリャシステムにおける動作原理を説明するための電圧電流分布図である。

第 3図は本発明のデータキヤリアシステムに使用される電磁結合方式デ一夕キヤリアの実施例を示す回路ブロック線図である。第 4図は図 1 に示した実施例を説明するための波形図である。

第 5図は本発明の第一のより具体的な実施例を示す回路図である c 第 6図は本発明の第二のより具体的な実施例を示す回路図である _c 第 7図は本発明のデータキャリアシステムにおける複数の固定施設の接統方法の 1例を示すプロック図である。

第 8図は本発明のデータキヤリアシステムにおける複数の固定施設の接続方法の他の例を示すプロック図である。

第 9図は引き算回路の動作を表す波形図である。

第 10図は電圧調整回路が最良の状態に調整された場合の増幅回路の動作を表す波形図である。

第 1 1図は電圧調整回路の調整が崩れた場合の増幅回路の動作を表す波形図である。

第 12図は本発明の他の態様におけるデータキヤリアシステムの回路構成を示すプロック図である。

第 13図は図 12に示すデータキヤリアシステムの回路構成のより詳細な具体例を示すブロック図である。

第 14図は本発明に係る図 12、図 13に示すデータキャリアシステムの位相差検出回路と交流信号調整回路の回路構成を示す回路図であ O

第 15図は受信信号 Voの波形の位相が参照信号 Vsに対して進んでいる場合の位相検出回路の動作を示すタイムチヤ一トである。

第 1 6図は受信信号 Voの波形の位相が参照信号 Vsに対して遅れている場合の位相検出回路の動作を示すタイムチヤ一トである。

第 17図は参照信号 Vsの波形の振幅が受信信号 Voより大きい場合の同期信号検出回路の動作を示す波形図である。

第 18図は参照信号 Vsの波形の振幅が受信信号 Voより小さい場合の同期信号検出回路の動作を示す波形図である。第 1 9図は参照信号 V sの波形の振幅が受信信号 Voより大きい場合の DC変換回路の動作を示す波形図である。

第 20図は参照信号 V sの波形の振幅が受信信号 Voより小さい場合の DC変換回路の動作を示す波形図である。

第 21図は従来例のァンテナの平面図とその電磁界の強さを示すグラフである。

第 22図は従来例のァンテナの平面図とその電磁界の強さを示すグラフである。

第 23図は本発明により改善されたァンテナによる電磁界の強さを示すグラフである。

第 24図は本発明によるアンテナコイルの第一の実施例を示す平面図と側面図である。

第 25図は本発明によるアンテナコイルの第二の実施例を示す平面図と側面図である。

第 26図は本発明によるアンテナコイルの第三の実施例を示す平面図である。

第 27図は本発明によるアンテナコィルの第四の実施例を示す平面図と側面図である。

第 28図は、本発明におけるデータキヤリャシステムの信号伝送方法の原理を説明する図である。

第 29図は本発明における固定施設から発信される質問波とデータキヤリャから返送された情報とを含む固定施設内を流れる交流信号波の例を示す図である。

第 30図はデ一夕キヤリャシステムにおいて隣接する他の固定施設からの干渉信号波により、その固定施設内の交流信号波が変調される状態を示す図である。

第 3 1図は、本発明において交流信号発生回路部の信号の入出力端に接続して設けられる絶縁手段を示す図である。

第 32図は第 31図における絶縁手段の具体例を示す図である。

第 33図は上記絶縁手段として使用される光カップラーの例を示す図である。発明を実施するための最良の形態

以下に本発明に係る各種の具体例を図面を参照しながら詳細に説明する。

尚本発明において使用されるデ一夕キャリアシステムとは、 I C力一ド、 I Cチケットを始め、工業用データタッグ、 I D機能付きネームプレート、各種プリべ一ドカード等所定の情報を記録しかつその情報を出力しえる移動、携帯可能なキヤリヤーと固定施設と呼ばれる通信端末との間に数センチ以上の距離をおいて非接触でデータ通信を行なうものを指すものである。

例えば、全ゆる交通機関における回数券、乗車券、定期券、スキ一場のリフトの回数券、遊園地、博覧会等の入場券、施設利用券、等、不特定多数の人間を対象にした自動管理システム或は不特定多数の動物の飼育自動管理、等に利用しえるものである。

処で、本発明に係るデータキヤリャシステムは上記した様に基本的には電磁結合方式データキヤリアと該データキャリアとの間で双方向のデータ通信を行なう固定施設とからなるデ一夕キヤリアシステムにおいて、前記固定施設は前記データキャリアが発生する交流磁界によって誘導されるデータ信号を、他の固定施設からの交流磁界によって誘導される誘導信号とを弁別してデータキヤリアからのデータ信号のみを検出する選択検出手段を有するデータキヤリァシステム、という技術構成を有するものであり、更には、上記固定施設を複数個隣接して配列する場合の問題を解決するため、前記固定施設が複数個隣接して配置されており、かつ該固定施設からデ一夕キヤリァに対してデータを伝送するために発生される交流磁界の周波数と位相とを、該複数の固定施設間で同じにする為の制御手段が設けられているデータキヤリアシステムである。

処で、本発明が関連するデータキヤリャシステムにおける問題点をより詳細に説明すると、先ず、図 3は、本発明が関連するデ一夕キヤリアシステムにおいて使用される電磁結合方式データキヤリァの一具体例を示す回路フロック線図である。本具体例のデータキヤリァは共振条件制御型と呼ばれ、固定施設との間で磁気結合をしているコイル 1 8とコンデンサ 1 9とからなる LC共振回路を有している。固定施設から発せられる交流磁界により、共振回路に誘導される電力を整流回路 22で整流してデ一夕キヤリァ主回路 23の電源電圧 Vdd としている。本データキャリアの近傍にある固定施設から、交流磁界に重畳して送出されたデータ信号は、前記共振回路の端子電圧を検波回路 21で検波することにより復調され、入力信号 D i n としてデ —夕キャリア主回路へ伝送される。一方、データキャリア主回路は出力デ一夕 Dou tを変調回路 20に伝送し、該変調回路 20のインピーダンスを変化させ、前記共振回路の共振条件を変えてコィル 1 8を流れる電流を増減させる。この電流の変化によりデータキャリア周辺の交流磁界を変化させ、該交流磁界の変化が前記固定施設のァンテナコイルに誘導される電力に変化を与えるのである。

上記したようなデータキヤリヤーを用いて前記した固定施設との間で、情報のやりとりを電磁結合方式により実用する場合のモデルを図 2に示す。

即ち、図 2は、デ一夕キャリアシステムにおける固定施設のアンテナコイルに流れる交流電流の位相関係を、データキャリアの特性との関係の中で説明するための回路図である。図面上、左側の回路は固定施設のァンテナコイルとその駆動回路を表しており、右側の回路はデータキヤリァの共振回路を表している。固定施設において、アンテナ駆動回路の出力電圧（以下、駆動電圧と称す） vlを次式

( 1 ) で定義する。ここに、 VIは電圧振幅、 ωθ は角周波数、 t は時間を表している。

vl= Vlsin(o)Ot) … （式 1 )

アンテナコイルのインダクタンスを Ll、アンテナコィルに直列接続された共振コンデンザのキャパシタンスを Cl、アンテナコイルの抵抗を R1とし、データキヤリァが発生する交流磁界によってこのァンテナコィルに誘導される起電力 Δ vlを一旦無視すれば、アンテナコイルを流れる電流 ilは次式（ 2 ) の様になる。

vl Vlsin(a)Ot)

il= —— = … （ 2 )

Z1 1

R1+ ωΙΙ+

jwCl

ここで Zlはァンテナ駆動回路の負荷ィンピ一ダンスである。今ァンテナコイルと共振コンデンザの直列回路が駆動電圧 vlの周波数に共振するようにし 1と C1を選択すると、 Z1 = R1となるので式 2は次式

( 3 ) の様になり、アンテナコイルの電流 ilの位相は駆動電圧 vlの位相に等しくなることがわかる。

v' in(coOt)

il= … ( 3 )

R1

アンテナコィ凡によつて発せられる交流磁界の強さ 01 はアンテナコイルの電流 ilに比例するから次式（ 4 ) のようになり、その位相は駆動電圧 vlの位相と等しい。ここに αはアンテナコィルの形状やアンテナコイルからの距離などによって決まる定数であり、 Φ1 はァンテナコイルの交流磁界の振幅である。 a Vlsin(w Ot)

01 = = Φ lsin (o>0t) … （ 4 )

Rl

上記の交流磁界によりデータキヤリァの共振回路に誘導される起電力 v2は、交流磁界の強さ 01 の微分値に比例するから式 4 より次式（ 5 ) が導かれる。但し、 ySはデータキャリアのコイルの形状等から決められる定数であり、 V2は起電力 V2の振幅である。

άφ 1 β d 〔Φ lsin (ωθί) 〕

ν2= β =

dt dt

= V2cos(o)0t) =V2sin(o 0t+ 7Γ /2 -- ( 5 )

上式（ 5 ) から明らかなようにデータキャリアの共振回路に誘導される起電力 v2の位相は固定施設の駆動電圧 vlの位相より 90° 進んでいる。今データキャリアにおいて、コイルのインダクタンスを L2、共振コンデンサのキャパシ夕を C2、コイルの抵抗を R2とし、更にし 2 と C2を共振条件を満足するように選べば、コイルを流れる電流 i2は次式（ 6 ) の様になる。

V2sin(w 0t+ π /2)

i2=

R2+ 〗ωし 2十

}ωΖ2

V2sin(w0t+ π /2)

( 6 )

R2

データキヤリアのコイルを流れる電流が発生する交流磁界の強さ 02 は次式（ 7 ) のようになる。但し Φ2 はデ一夕キャリアが発生する交流磁界の振幅である。

02 = 2sin (ω ot+ 7Γ /2)- ( 7 )

この交流磁界によって固定施設のァンテナコイルに誘導される起電力厶 vlはその振幅を AVIとして次式（ 8 ) の様になる。ここに γ は比例定数である。 d02

Δ vl= r = AVlcos(wOt+ 7Γ Z2)

dt

= Δ Vlsin(o)0t+ π )

=一 Δ Vlsin ( Ot) … （ 8 )

式（ 8 ) は、データキャリアによって固定施設のァンテナコイルに誘導される起電力の位相がァンテナコイル自身の駆動電圧の位相に対し 180° 進んでいることを示している。固定施設のアンテナコィルを駆動する電圧は上記の駆動電圧 vlと式（ 8 ) で表される起電力の合算値である。従って、正しくは式（ 2 ) 及び式（ 3 ) では Δνΐを考慮しなければならないのであるが、駆動電圧 vlは起電力 Δ vlに比較して非常に大きいので実際上無視できる。

次に、上述した第一の固定施設とこれに隣接する第二の固定施設との関係について考える。上記のデ一夕キヤリアシステムにおいては、近接する固定施設の間では基準となる交流電圧の周波数と位相が一致しているので、第二の固定施設が第一の固定施設に及ぼす雑音交流磁界 0η は式（ 4 ) と同様に次式（ 9 ) のように表される。ここに、 Φη は雑音交流磁界の振幅である。

ø n = Onsin (ωθί) … ( 9 )

第一の固定施設のアンテナコィルに誘導される雑音の起電力 νηは式（ 9 ) を微分して得られ、次式（10) のようになる。ここに Vnは雑音の起電力の振幅であり、 5は比例定数である。

d ø n

νη= δ = Vncos^ 0t)

dt

= Vnsin(o 0t+ π (10)

式（10) より明らかなように近接する固定施設によって誘導される雑音の起電力の位相は駆動電圧 vlの位相より 90° 進んでいる。以上に説明したように、固定施設のアンテナコイルには、駆動電圧 vl と、データキャリアによって誘導される起電力 Δνΐと、近傍の固定施設による雑音の起電力 νπとが直列に印加されている。従ってアンテナコイルの総合的な駆動電圧 Vは式（ 1 ) 、式（ 8 ) 、及び式 (10) より、次式（11) のように表される。

V = Vlsin(wOt)

一 Δ Vlsin(wOt)

+ Vnsin(o>0t+ π /ΐ)''· (11)

又、アンテナコイルを流れる電流 i は次式（12) のように表される

V VI

sim ω Ot)

Rl Rl

ΔΥ1

sin(o Ot)

Rl

Vn

+ sin(a)0t+ 71 Ζ2 '· (12)

Rl

式（11) 及び式（12) より明らかなように、電流 iでも電圧 Vでも第一項及び第二項の位相は駆動電圧 vlの位相と同じであるので、駆動電圧と同位相の信号を同期信号として同期整流をすることにより整流収率を 100%にすることが出来る。一方、第三項の収率は 0

%になり、雑音の影響を全く消去できる。

本発明者等は上記した事実に注目し、これを実現するための手段を検討した結果本発明に到達したものであり、その基本的技術構成は前記した通りである。つまり、本発明においては、固定施設の受信アンテナに流れる電流の中から隣接する固定施設からの交流磁界により誘動される誘導信号を弁別してデータキヤリヤーから送り返されて来た信号成分のみを検波抽出する様にしたものでそのための

1 手段として、複数個互に隣接して配置されている固定施設から発振される交流磁界の周波数を一致させる様にするものであり更にそれ等の位相を互に一致させる様にしたものである。

換言すれば、上記のシステム構成において、データキャリアから発せられる交流磁界が固定施設のアンテナコィルに誘導する起電力は、交流信号発生回路の出力である交流電圧に対して一定角度 Θの位相進みを持っている。一方、隣接する固定施設が発する交流磁界によってアンテナコイルに誘導される起電力には、後述るように、 90° の位相進みがある。この位相関係は、各固定施設の交流信号発生回路が同期手段により制御されているので、常に成り立つている前記二つの起電力によりアンテナコィルを流れる電流にも発生源の異なる二つの交流磁界に各々対応した成分が存在し、それらの位相も前記交流電圧に対しそれぞれ 0 と 90° の位相進みを持っている。従って、交流信号発生回路の出力電圧を同期信号とし、アンテナコィルに流れる電流を同期検波すれば、 0の位相進み電圧であるデー夕キャリアからの信号の整流収率は C OS 0となり、 90° の位相進み電圧である隣接固定施設からの誘導雑音の整流収率は 0になる。この結果雑音成分は消去され、隣接固定施設との干渉は起きなくなり、データキヤリァからの信号が正確に検波されるのである。

より具体的には、本発明に係るデータキヤリャシステムの 1態様としては、アンテナコイルによって交流磁界を発生し、該交流磁界によって電力とデータとをデータキヤリアに供給すると共に、前記アンテナコイルによってデータキヤリァが発生する交流磁界の変化を検出し、該データキヤリァから発信されるデータを受信するデー夕キヤリァの固定施設において、少なくとも、交流信号発生回路と- 信号変調回路と、アンテナ駆動回路と、アンテナコイルと、前記交流信号発生回路の出力である交流電圧に同期する同期検波手段とを有し、前記交流信号発生回路の出力である交流電圧を前記変調回路で変調してデータを重畳し、変調された交流電圧を前記アンテナ駆動回路により電力増幅し、増幅された電力を前記ァンテナコイルに供給することによって交流磁界を発生する一方、前記アンテナコィルに流れる電流を前記同期検波手段で整流検波することによって、前記ァンテナコィルで受信されたデータキヤリアからのデータを復調するように構成すると共に、前記交流信号発生回路の出力である交流電圧の周波数と位相とを適宜の制御手段によって制御できるようにしたものである。本発明における上記構成において、複数個の互に隣接して配置される固定施設の各々から発生される交流信号の周波数もしくは周波数と位相とを一致させることが必要でありそのための制御手段が設けられるものである。

前記制御手段は各固定施設から発生する交流磁界の発生源となる交流信号を同一にするための信号共通化手段で有ることが好ましく例えば前記信号共通化手段は少なくとも 1 つの交流信号発生手段と、該交流信号発生手段からの交流信号を入力するために各固定施設に設けられた信号入力手段とで構成されたものであっても良く、又前記交流信号発生手段が固定施設の 1 つに設けられており、該交流信号発生手段を有する該固定施設から他の固定施設の信号入力手段に同一の交流信号が供給されるものであっても良い。つまり本発明においては、互に隣接して配列される複数個の固定施設のそれぞれが有する交流信号発生手段から発振される交流信号の周波数と位相を —致させるため、各固定施設はいづれも入力手段のみを有し、該各固定施設外に設けた交流信号発生手段から直列もしくは並列に各固定施設へ該交流信号を供給する様にしたものであってもよく、又該交流信号発生手段が、上記複数個の固定施設のうちの 1 つに設けられ、該固定施設の交流信号発生手段から、他の固定施設の入力手段に、該交流信号が伝達供給される構にしたものであっても良い。又、他の具体例としては、複数個の固定施設のそれぞれに該交流信号発生手段と信号入力手段とが設けられており、各固定施設の交流信号発生手段は、適宜の同期手段により、制御されるものであつても良い。

又本発明においては、前記固定施設は内部回路のクロックとして前記交流信号発生手段と前記信号入力手段からの信号を切り換えるための切り換え手段を有していてもよく更には前記各固定施設に設けられた信号入力手段は、前記交流信号発生手段との間で直流的に絶縁されていることも好ましい。本発明の前記選択検出手段は前記信号共通化手段によって同一化された交流信号にて形成される同期クロックを用いた同期検波回路であることが好ましい。以下に本発明に係るデータキヤリヤーの具体例を図面を参照しながら詳細に説明する。

図 1 は本発明のデータキヤリァシステムの固定施設の実施例.を示すブロック線図である。本実施例において、交流信号発生回路は発振器 1 とスィッチ 2によって構成され、スィツチの接続によって発振器 1 の出力信号か AC i n端子に外部から供給される信号かを選択し、本固定施設の交流信号 ACとする。該交流信号 ACは信号出力端子 ACou t から近接する他の固定施設の AC i n端子に供給される。これによつて当該の二つの固定施設は全く同一の交流信号 ACを使用することが出来るのである。勿論、二つの固定施設の距離が遠いなどの理由で互いに干渉しあう恐れがないときには、それぞれの固定施設が内蔵する発振器 1 の出力信号を使用することが出来る。本実施例において、交流信号 ACは変調回路 3 と、電圧調整回路 7 と、位相調整回路 1 1に分配されている。

変調回路 3は情報処理回路 17から与えられる出力データ DATAout 、即ちデータキヤリァに送るデータに従って前記交流信号 ACに変調をくわえる。該変調方式には、周波数変調、位相変調、振幅変調等があり、そのどれを使っても良いが本発明の効果を最も有効に生かせるのは 2値の振幅変調方式であり、以下の説明はその方式によるものとした。

アンテナ駆動回路 4 は前記変調回路 3の出力信号を電力増幅し、電流電圧変換器 5を介してアンテナ 6を駆動する。該アンテナ 6 はアンテナコイルとコンデンサの直列共振回路で構成され、その共振周波数は前記交流信号 ACの周波数に一致している。上述の説明のようにアンテナ 6からは交流磁界 ø 1 が出力され、そのエネルギーを受け取ったデータキヤリァ 16からは交流磁界 02 が返される。アンテナ 6の電流は、電流電圧変換器 5によって電圧に変換され、引き算回路 8の第一の入力電圧 Voになる。該第一の入力電圧 Voは前記式 (11) 又は、式（12) に係数を乗じて得られ次式（13) のように表される。

Vo= kVlsin(o)OT)

一 kAVlsin(o)Ot)

+ kVnsin(coOt— π /ΐ)'·' (13)

引き算回路 8の第二の入力電圧は前記交流信号 ACを電圧調整回路 7で電圧調整して得られた交流電圧 Vsである。該交流電圧 Vsが式 (13) の第一項に等しくなるよう電圧調整回路 7を合わせ込めば、固定施設からデータ送出をしていない時の引き算回路 8の出力電圧は、式（13) の第二項と第三項だけで表される。即ち、アンテナ駆動回路 4 によって直接駆動される電流に相当する電圧を含まない。従ってその電圧振幅は小さくなり、増幅回路 9 によって増幅することが出来る。該増幅回路 9の出力電圧は、前記位相調整回路 11の出力電圧 Vrを同期信号とする同期検波回路 10に導かれ、整流検波される。この時、式（13) の第三項の収率は原理的には 0 %であるが、増幅器 9等の回路の誤差要因のため位相ズレが生じていることがある。この位相ズレを補償して雑音項の収率を 0 %にするため、位相調整回路 1 1を調整して同期信号の位相を変化させる。これにより同期検波回路 1 0の出力信号はデータキヤリアによって誘導された成分だけを含むように出来るのである。

仮に、引き算回路 8がなく、電流電圧変換器 5の出力電圧をそのまま増幅回路 9の入力にするとすれば、増幅回路の出力がたちまち飽和してしまうから増幅度を大きく出来ない。そればかりでなく、同期検波における同期信号の位相精度のわずかなズレにより、式 ( 13) の第一項に対する収率が大きく変化し、これにより発生する誤差が相対的に大きくなつてしまう。従って、上記の電圧調整回路 7 と引き算回路 8の役割りは、データキャリアから送信されて来るデ一夕の復調における信頼性を上げるうえで、極めて重要になつている。

同期検波回路 10の検波出力は、図 4の波形（ィ）に示されるような波形を有するが、ローパスフィルター 12によって搬送波成分を除去され、図 4の波形（口）に示されるような低周波成分と矩形波の合成波形になる。まだこの段階では信号にデータキャリアと固定施設の間の距離の情報が重畳している。この距離の情報は、具体的には起電力 Δ V 1 の大きさであり、それに比例した大きさの直流電圧が重畳しているのである。この重畳直流電圧はデータキャリアと固定施設の間の距離の変化につれて変わるので、波形整形用コンパレ一夕回路の入力動作点が定まらない原因になる。

本実施例では上記の重畳直流電圧を取り除くために口—パスフィルター 12の出力信号を微分回路 1 3によって微分するように構成されている。これにより、データキャリアが固定施設に近づいたり離れたりするような比較的ゆつくりした変化による低周波の信号は取り除くことが出来るが、データキャリアが送出するデジタルデータのビット変化のような急峻な変化は劣化することなく伝達され、図 4 の波形（ハ）のような微分波形になるのである。

上記微分波形はゲート回路 14を介して波形整形回路 15に伝えられる。この時ゲ一ト回路 14は情報処理回路 17から出力されるゲ一ト制御信号 MASKによって制御され、固定施設がデータを送信している時、即ち、情報処理回路 17が出力デ一夕 DATAou t を送出している時は信号を通過させない。これにより波形整形回路 15に入力する信号はデ —タキャリアから送られて来たものだけになる。波形整形回路 15では微分波形のプラスパルスで信号の立ち上げをし、マイナスパルスで立ち下げをすることにより図 4の波形（二）に示されるような矩形波のデータ信号を発生する。該データ信号は入力データ DATA i nとして情報処理回路 17に送られる。

図 5は図 1 の実施例をより具体的な回路図で示したものである。発信回路 1 は C- M0S ィンバ一夕をアンプとする水晶発振器とバンドパスフィルタ一とから構成され、水晶発振器の発信出力に含まれる波形の歪みをバンドパスフィルターで除去することによって極めてコヒーレントな交流信号を発生することが出来る。

変調回路 3は演算増幅器を用いた反転増幅器で実現されており、帰還抵抗の一部をトランスミッションゲートでオンオフし、増幅度を変化させることによって交流信号の振幅を 2段階に変調する。この時、トランスミッションゲートの制御信号は出力データ DATAou t である。

アンテナ駆動回路 4 は電力用演算増幅器の電圧フォロア一回路で構成されている。

電流電圧変換回路 5はトランスで実現されている。このトランスの一次巻き線数はあまり多くなく、アンテナ 6への電力供給の妨げにならないよう配慮されなければならない。アンテナ 6は同軸ケーブルを使って固定施設の本体から離れた場所に設置されており、アンテナコイルとコンデンサの直列共振回路で構成されている。該コンデンサは固定コンデンサと可変コンデンザの並列接続からなり、可変コンデンサによって共振条件を調整できるようになつている。

電圧調整回路 7は演算増幅器の反転増幅回路で構成されているがその帰還抵抗が可変抵抗になつておりこれを調節することで出力電圧の振幅を変化させることが出来る。

引き算回路 8は 2個の演算増幅器を使って構成された高入カインピーダンス作動増幅器である。該作動増幅器は引き算機能と共に増幅回路 9の働きも兼ね備えている。

同期検波回路 10は、同期信号 Vrを飽和増幅して矩形波の同期信号を発生する演算増幅器回路と、該同期信号を、立ち上がり特性の良い互いに相補関係にある二つのゲート制御信号に変換する 2個の C-M0S インバー夕と、該ゲート制御信号によりオンオフする 2個のトランスミッションゲートと、演算増幅器で構成された作動増幅器とから成り立つている。この同期検波回路の出力信号の波形が、前述した図 4の（波形ィ）のように全波整流波形になるためには、二つのゲート制御信号の位相が同期検波回路 10の入力信号の位相と一致していなければならない。そのため同期信号 Vrの位相を調整する手段が必要になるのである。

位相調整回路 1 1は演算増幅器で構成された二つの位相送り回路から成り立つている。最初の位相送り回路は交流信号 ACの位相を 0 ( 0 く 90° ) 遅らせ、後段の位相送り回路では一旦遅らせた信号を 0進め、トータルでは位相のシフトがないようになつている。しかし後段の位相送り回路の定数を可変にすることによって、シフト量が 0 ° の付近でプラス方向へもマイナス方向へも調整できるように構成されているのである。

口一パスフィルター 1 2は演算増幅器を使用した二重帰還型のァクティブ口一パスフィルターを 2段直結して構成され、微分回路 1 3はコンデンサ入力型の微分回路と演算増幅器の電圧フォロア一回路とから成り立つている。

ゲート回路 1 4は情報処理回路 17から出力されるゲ一ト制御信号 MASKによってオンオフするトランスミッションゲ一トで構成され、微分回路 1 3の出力をマイナスの電源 V—に直結することによって微分波形を遮断することが出来るようになつている。

波形整形回路 1 5は演算増幅器を使用したコンパレーターである。該コンパレータ一にはヒステリシス特性が付与されているので、微分回路 1 3から交互に出力されるプラスパルスとマイナスパルスによつて、出力を立ち上げたり下げたりする。又、固定施設からデータを送出しているときには、ゲート回路 1 4によってコンパレータ一にはマイナスの電源電圧が入力するので、その出力電圧は口一レベルに保たれる。従って、データキャリアからのデータの受信は常に口一レベルから始まるようになつている。

以上に図 5にしたがって本発明の実施例を詳細に説明したが、本発明の実現回路は他にも様々なものが考えられる。図 6に示した回路図も本発明の実施例の 1 つであり、アンテナ駆動回路 4 と電流電圧変換器 5 とアンテナ 6 と電圧調整回路 7 と引き算回路 8 と増幅器 9 と同期検波回路 1 0の部分だけを抜き書きしたものである。

本実施例では電流電圧変換器 5が抵抗で構成され、該抵抗の端子間電圧を演算増幅器の電圧フォロアー回路でインピーダンス変換するようになっている。このような目的で使われる抵抗はァンテナコィルを流れる電流を制限しないために小さな値を選ぶ必要がある。この結果、出力電圧 Voが小さくなつてしまうので電圧フォロア一回路を高入力インピーダンスの増幅器に置き換えることによって感度を高くする等の工夫が必要である。

電圧調整回路 7の入力電圧はアンテナ駆動回路 4 の入力電圧と同じであり、送信データが重畳しているが、電圧調整回路の出力電圧を使うのはデータキャリアからのデータを受信するときだけであるのでなんら問題はない。

引き算回路は直列接続された 2個の抵抗で構成された極めて簡単なものであるが二つの入力電圧 Voと Vsの極性が反転している（位相が 1 80 ° ズレている）ので二つの抵抗の接続点に引き算結果が現われる。

引き算回路の出力は高入カインピ一ダンスの増幅器 9で増幅され、同期検波回路 10に供給される。本実施例の同期検波回路はトランスと 2個の整流ダイオードと 2個の濾波コンデンザと演算増幅器による作動増幅器とから構成されている。同期信号 Vrはサイン波のままであり飽和増幅する回路は必要でない。この形の同期検波回路は図 5の中に示したものよりも一般的であり、良く使われるが演算増幅器の同相入力電圧範囲の制約を受けやすい欠点がある。

以上に固定施設の実施例について説明したが、本発明のデータキャリアシステムでは複数の固定施設が接近して設置される場合においてその特徴を発揮する。図 7及び図 8はともに複数の固定施設を設置する場合の設置方法を説明するための図面であり、それぞれの固定施設は図 1 に示した実施例のような構成の交流信号発生回路を有するものとする。

図 7は固定施設 Aに内蔵した発信器の出力信号を ACou t 端子から取りだし、その他の固定施設 B、 C , 及び Dの AC i n端子に分配する手法である。この形の接続方法は固定施設 Aの内蔵発振器の出力余力を大きくしておく必要があるが各固定施設の同期精度を高くすることが出来る。一方、図 8は固定施設 Aに内蔵した発振器の出力信号を ACou t 端子から取りだして固定施設 Bの AC i n端子に分配し、該固定施設 Bの ACoii t 端子を固定施設 Cの AC i n端子に接続するようにして芋づる式の接続をする手法である。この方法では各固定施設に中継増幅器を装備することによって非常に多くの固定施設を一連のものとして使用できるが、中継増幅器による位相のズレが累積する欠点がある。

以上に述べた実施例において、使用されるデータキャリアの形式を共振条件制御型の電磁結合方式データキヤリアとしたが、本発明は必ずしもこの条件に制約されるものではない。

上記実施例において、固定施設のァンテナの構成を 1個のアンテナコイルと共振コンデンサからなるものとしたが、アンテナを送信用と受信用の 2個のアンテナコイルと共振コンデンサで構成することが可能である。この場合、 2個のアンテナコイルは磁気的に結合状態から逃れることは出来ず、等価的に 1個のコイルと見故したり、電流電圧変換器と見故すことが出来るので、本発明の範中に属するものと考えられる。

次に本発明において使用される引き算回路の機能及び、信号共通化手段を含む制御手段の具体例について説明する。

図 9は前記引き算回路 8の動作を示した波形図であり、（A ) は前記電流電圧変換回路 5から出力される受信信号 Vo、 ( B ) は前記電圧調整回路 7からの出力である参照信号 Vs、 ( C ) は前記引き算回路 8からの出力である差分信号 Vcである。（A ) の波形には、前記データキャリア 16からのデ一夕送信によって生じる交流磁界 0 2 の変化に起因する電圧振幅の変動が発生する。前記引き算回路 8 によって（ B ) の波形から（A ) の波形を引き算することで前記デー夕キャリア 16からの送信デ一夕の信号成分である（ C ) の差分信号 Vcを得ることが出来る。

処で前記した例においては前記データキヤリア 16からの送信デー夕を検出する手段として前記引き算回路 8を用い、デ一夕送信時の交流磁界の変化分のみを検出する方式を用いている。前記引き算回路 8の出力の変化分は非常に微小な信号であるため、受信データとして認識するためには前記増幅回路 9によって前記差分信号 Vcを十分に増幅する必要がある。

前記データキヤリァ 16からの送信が行われていない状態において、前記電圧調整回路 7によって、前記交流信号 ACの電圧振幅を調整し、前記受信信号 Voと前記参照信号 Vsの振幅が一致するように調整することで、前記デ一夕キヤリァ 16からのデータ送信が行なわれていない状態では前記差分信号 Vcは非常に微小な振幅の信号となる。したがって増幅率の設定は、前記データキヤリァ 16からのデータ送信が行われている場合に発生する前記差分信号 Vcの信号振幅の変化が検出出来るかということを考慮して決定される。

図 10の（A ) は前記電圧調整回路 7が最良の状態に調整されている際の、前記引き算回路 8の出力である差分信号 Vcであり、（ B ) は前記差分信号 Vcを増幅した前記増幅信号 Vaを示している。この場合では、前記データキヤリァ 16からの変調がない場合には前記増幅信号 Vaは 0 となり、前記データキヤリア 16からの変調が生じた場合にはデータ信号の成分のみが増幅された信号として出力されている _c しかしながらデータキャリアシステムを長期にわたって運用する場合、時間の経過や周囲環境の変化により回路やアンテナの特性が変化し、初期状態において調整され、一致していた前記受信信号 Vo と前記参照信号 Vsの振幅にずれが生じることが十分考えられる。また位相に関しても、前記受信信号 Voと前記参照信号 Vsの位相差は共通の信号である交流信号 ACを用いているが、回路上で生じてしまう遅延のために必ずしも位相が一致するとは限らない。さらに時間の経過や周囲環境の変化による回路ゃァンテナの特性の変化と言った要因で振幅の場合と同様に、位相の場合においてもずれが生じてしまうことが考えられる。

前記受信信号 Voと前記参照信号 Vsの振幅、または位相に不一致が生じると、前記引き算回路 8の出力である前記差分信号 Vcの振幅が、前記データキヤリァ 16からの送信がない状態であっても大きくなつてしまう。前記データキヤリァ 16からの微小信号に対応した十分大きな増幅率に設定された前記増幅回路 9で、このような状態の前記差分信号 Vcの増幅を行った場合、信号が飽和してしまい、前記デー夕キヤリァ 16からのデータ送信が正しく検出できなくなってしまう c このことは、受信回路としての S Z N比の劣化を意味する。したがつてこの手法においては、定常状態の前記受信信号 Voと前記参照信号 Vsの振幅、および位相が一致していることが必要な条件となる。

図 1 1の（A ) は前記電圧調整回路 7の調整が崩れたり、回路、ァンテナ等の特性が変化が生じた場合に、前記データキヤリァ 16からデータ送信が行われていない状態において、前記引き算回路 8の出力が大きくなってしまった場合の前記差分信号 Vcの波形を表している。この場合、図 10の（A ) から図 10の（ B ) の波形に増幅した場合と同じ増幅率で前記差分信号 Vcを前記増幅回路 9で増幅した場合- 該増幅回路 9からの増幅信号 Vaが図 11の（ B ) に示すように飽和してしまい、前記データキヤリァ 16からのデータ送信が認識できなくなってしまう。

時間の経過や周囲環境の変化により回路やアンテナの特性が変化し、初期状態において調整され一致していた前記受信信号 Voと前記参照信号 Vsの振幅、または位相にある程度のずれが生じることを前提とした場合に、前記増幅回路 9の出力が飽和してしまうことを防ぐためには該増幅回路 9の増幅率を抑えなければならない。前記増幅信号 Vaが飽和しない程度に増幅率を抑えた場合、前記データキヤリァ 16からのデータ信号が微小である場合、検出が困難となってしまう。このことは前記データキヤリァ 16と固定施設との受信可能距離が短くなってしまうことを意味している。

上記問題を解決するため、一つの方法は前記電圧調整回路 7の代りに前記交流信号 ACより参照信号 Vsを作成する交流信号調整回路と、前記受信信号 Voと参照信号 Vsとの振幅差を検出して振幅差データを出力する振幅差検出回路を設け、前記交流信号調整回路は前記振幅差データにより制御されて受信信号 Voと参照信号 Vsとの振幅を一致させるように構成するものである。

より好ましい具体例としては前記受信信号 Voと参照信号 Vsとの位相差を検出して位相差データを出力する位相差検出回路を設けると共に、前記交流信号調整回路には位相調整機能を設け、前記位相差データによって受信信号と参照信号との位相を一致させるように構成するものである。

上記構成をより詳細に説明するならば、本構成のデータキヤリャシステムは、電磁結合方式の双方向通信を行うデータキヤリアと固定施設とからなるデータキヤリアシステムであって、前記固定施設は少くとも交流信号を発生する交流信号発生手段と前記交流信号を交流磁界として送信するアンテナと、該アンテナより送信された交流磁界を前記データキャリアが変化させることによって生じるアンテナ電流の変化を受信信号として検出する受信信号検出手段と、前記交流信号の振幅を調整して参照信号を出力する交流信号調整回路と、前記受信信号と参照信号との振幅差を検出して振幅差データを出力する振幅差検出回路とを設け、前記交流信号調整回路は前記振幅差データにより受信信号と参照信号との振幅を一致させるよう動作することを特徴とする。

さらに前記受信信号と参照信号との位相差を検出して位相調整デ一夕を出力する位相差検出回路を設けると共に、前記交流信号調整回路には位相調整機能を設け、該位相調整回路は前記位相調整デー夕によって受信信号と参照信号との位相を一致させることを特徴とする。

上記構成を図面により以下に説明する。図 12は上記構成を説明するために、固定施設の回路構成を示したプロック図であり、本発明の具体例の一つである。本具体例は図 1 に示す本発明の基本的具体例における回路構成の一部を改良したものであり、図 1 と同一要素には同一番号を付し重複する説明については省略する。図 12において 71は交流信号調整回路であり図 1 の電圧調整回路 7に対応するものである。 76は信号差検出回路であり、前記受信信号 Voと前記参照信号 Vsを 2つの入力を比較し、位相差デ一夕 Pcと振幅差データ Scを出力する。前記交流信号調整回路 71は前記位相差データ Pcと前記振幅差データ Scによって前記交流信号 ACを調整し、前記受信信号 Voと前記参照信号 Vsの位相、振幅を一致させる。

図 13は本具体例における固定施設を示すより詳細な要部ブ π ック図であり、 72は位相差検出回路、 73は振幅差検出回路であり前記信号差検出回路 76を構成している。 74は位相調整回路、 75は振幅調整回路であり前記交流信号調整回路 71を構成している。前記位相差検出回路 72は前記引き算回路 8の入力である受信信号 Voと参照信号 Vs の 2つの信号の位相差を検出し、位相差の検出量に応じて位相差デ一夕 Pcを出力する。前記位相調整回路 74は前記位相差データ Pcによつて前記交流信号 ACの位相を調整し、前記受信信号 Voと前記参照信号 Vsの位相を一致させるような同相化信号 Ssを出力する。

前記振幅差検出回路 73では前記引き算回路 8の入力である前記受信信号 Voと前記参照信号 Vsの 2つの信号の振幅差を検出し、振幅差の検出量に応じて振幅差データ Scを出力する。前記振幅調整回路 75 は前記振幅差データ Scによって同相化信号 Ssの振幅を調整し、前記受信信号 Voと前記参照信号 Vsの振幅を一致させることにより受信信号 Voと位相および振幅が一致した参照信号 Vsを出力する。

上記のシステムにおいては、前記受信信号 Voと前記参照信号 Vsの信号の位相の差、および振幅の差を検出し補正するためのフィ一ドバックループが構成されている。このフィ一ドバックル一プの反応時間、すなわち前記受信信号 Voと前記参照信号 Vsの位相のずれを前記位相差検出回路 72が検出してから前記位相調整回路 74に前記位相調整データ Pcが送出され、前記受信信号 Voと前記参照信号 Vsの位相補正がなされるまでの時間と、前記受信信号 Voと前記参照信号 Vsの振幅のずれを前記振幅差検出回路 73が検出してから前記振幅調整回路 75に振幅差データ Scが送出され、受信信号 Voと参照信号 Vsの振幅補正がなされるまでの時間は、前記データキヤリア 16からのデータ送信速度にくらべ十分に長いことが必要になる。これはこれらのフィ一ドバックループの反応時間があまりにも早かった場合、前記デ —夕キヤリァ 16からのデータ送信による前記受信信号 Voの変化によつて生ずる前記引き算回路 8の差分出力 Vcの変化に対して位相および振幅の補正が追従してしまい、前記引き算回路 8からの差分出力 Vcが 0になってしまうことから、前記データキヤリァ 16からの送信データの検出が行えなくなってしまうためである。

また固定施設の回路やアンテナに影響を与える周囲の温度変化等や時間経過に伴なう回路特性の変化は、一般的には急激に変化することはないためフィードバックループの反応時間を長くした場合でも補償回路としての役割りを十分に行うことが出来る。

上記のようなシステムにより前記受信信号 Voと前記参照信号 Vsの位相、および振幅は必ず一致する。したがって前記増幅回路 9 の増幅率を大きくすることが可能となり前記データキヤリア 16からの微小なデータ信号に対しても十分に検出が行え、前記データキヤリァ 16と固定施設の通信可能距離を遠くすることが出来る。また、上記システムは図 1 の具体例で必要であつた前記受信信号 Voと前記参照信号 Vsの振幅の差を 0にする機能も兼備しているため、初期調整を行う必要もなくなる。

図 14は、図 13に示す本具体例の信号差検出回路 76および交流信号調整回路 71の詳細な回路構成を示した回路図である。図 14において 74は前記位相調整回路、 111 は可変抵抗、 75は前記振幅調整回路、 121 は可変抵抗、 130 は波形整形回路、 131 はコンパレータ、 132 はコンパレータ、 72は前記位相差検出回路、 140 は位相ずれ検出回路、 141 は [^フリップフロップ、 142， 143は NOR ゲート、 150 は位相差一電圧変換回路、 151, 152はアナログスィッチ、 153 はコンデンサ、 73は前記振幅差検出回路、 160 は差分検出回路、 170 は同期信号検出回路、 180 はローパスフィルタ、 190 は DC変換回路、 191 はコンパレータ、 192 は NOR ゲート、 193 は AND ゲート、 194 はァナログスィッチ、 195 はアナログスィッチ、 196 はコンデンサであな o

前記波形整形回路 130 では前記参照信号 Vsと前記受信信号 Voがそれぞれコンパレータ 131, 132によってそれぞれ Ds, Doの矩形信号に変換される。位相ずれ検出 140 では矩形化された前記参照信号 Vsと前記受信信号 Voの位相差が比較され位相ずれに応じた検出信号を出力する。図 15及び図 16は前記位相ずれ検出回路 140 の動作を示す夕ィムチャートである。図 15のように（ B ) の Doの波形の位相が（ A ) の Dsの波形に対して進んでいる場合、前記 RSフリップフロップ 141 から出力される Q, QB の信号は図 15の（ C ), (D) の如くなる。この結果、前記 NOR ゲート 142 からは信号は出力されず、前記 NOR ゲート 143 からは充電信号 Cs l が出力される。また図 16のように（ B ) の Doの波形が（A ) の Dsの波形に対して遅れている場合、前記 RSフリップフロップ 141 から出力される Q， QB の信号は図 16の（ C ), ( D ) の如くなる。この結果、前記 NOR ゲ一ト 143 からは信号は出力されず、前記 NOR ゲート 142 からは放電信号 Ds l が出力される。前記位相差 -電圧変換回路 150 では前記位相ずれ検出回路 140 からの出力である前記充電信号 Cs l と前記放電信号 Ds l によって前記コンデンサ 153 の充電または放電を行ない、位相のずれ情報を電圧情報に変換する。すなわち前記受信信号 Voの位相が前記参照信号 Vs の位相に対して進んでいる場合、前記充電信号 Cs l の" H " のタイミングによって前記アナ口グスイツチ 151 が ONし、前記コンデンサ 153 を充電する。この結果、前記位相差一電圧変換回路 150 からの出力である前記位相調整データ Pcの電圧値が高くなる。また前記受信信号 Voの位相が前記参照信号 Vsの位相に対して遅れている場合、前記放電信号 Ds l の" H " のタイミングで前記アナログスィツチ 152 が ONし、前記コンデンサ 153 を放電する。この結果、前記位相調整データ Pcの電圧値は低くなる。

前記位相調整回路 110 は演算増幅器で構成された二つの位相回路からなり、それぞれ 0の位相遅れ回路と 0の位相進み回路から構成されており、全体として位相のシフト量が 0 ° となっている。ここで前段の位相遅れ回路の回路定数に電圧制御型の抵抗である前記可変抵抗 1 1 1 を付加することで前記位相調整回路に印加する前記位相調整データ Pcの電圧値によって前記位相調整回路 110 から出力される信号の位相を 0 ° を中心に正負両方向に可変することが可能となつている。

前記可変抵抗 11 1 の抵抗値が外部から加える電圧の値によって変化し、その変化が負の勾配、すなわち電圧値が高くなると抵抗値が減少し、電圧値が低くなると抵抗値が増加する特性のものを用いた場合、前記位相調整データ Pcの電圧が高くなると前記位相調整回路 1 10 の出力の位相は進み、逆に電圧が低くなると遅れとなる。したがって前記参照信号 Vsの位相が前記受信信号 Voにくらべ進んでいる場合、前記位相調整データ Pcの電位が高くなり、この結果前記位相調整回路 1 10 は前記交流信号 ACの位相を遅らせるため、前記参照信号 Vsと前記受信信号 Voの位相差は一致する。また前記参照信号 Vsの位相が前記受信信号 Voにくらべ遅れている場合、前記位相調整デ— タ Pcの電位が低くなり、この結果前記位相調整回路 1 10 は前記交流信号 ACの位相を進めるため、前記参照信号 Vsと前記受信信号 Voの位相差は一致する。

前記参照信号 Vsと前記受信信号 Voの位相のを一致させるための制御系においてはそれぞれの信号の振幅の差は関与しない。すなわち前記波形整形回路 130 において前記参照信号 Vsと前記受信信号 Voを矩形波に整形する場合、ゼロクロスのコンパレータ回路を用いることにより、信号の振幅によらない位相差の検出が可能となる。

前記差分検出回路 160 は 2つの入力信号のうち一方から他方を減算する回路となっている。ここでは被減算信号として前記参照信号 Vs、減算信号として前記受信信号 Voを用いている。ここで前記参照信号 Vsと前記受信信号 Voが位相の一致した正弦波であることから、前記差分検出回路 160 からは振幅の差分と比例した正弦波が出力される。

同期信号検出回路 170 は演算増幅器を用いて同期型の整流器を構成している。前記差分検出回路 160 から出力される差分信号は、振幅値だけでは前記参照信号 Vsと前記受信信号 Voの差の絶対値は検出できるが正負は判断することが出来ない。しかし差分信号の振幅を検出する位相を固定とすれば、前記参照信号 Vsと前記受信信号 Voの大小関係を判断することが出来る。

図 17, 18は前記差分検出回路 160 、および前記同期信号検出回路 170 の動作を示す波形図である。図 17は Vs>Vo、図 18は Vsく Voの場合を示している。図 17の場合は、前記参照信号 Vsと前記受信信号 Vo の大小関係が Vs>Voであるので前記差分検出回路 160 の出力である差分信号は図 17の（C) の波形となる。前記同期信号検出回路 170 は図 17の（D) の制御信号が" H" のタイミングのみ信号を反転して通過させるので出力としては図 17の（E) の波形となる。図 18の場合は、前記参照信号 Vsと前記受信信号 Voの大小関係が Vs< Voであるので前記差分検出回路 160 の出力である差分信号は図 18の（C) の波形であり、前記同期信号検出回路 170 の出力は図 18の（E) の波形となる。

前記同期信号検出回路 170 からの出力はローパスフィルタ 180 によって正負の符号を持つ直流電圧 Dcに変換され、さらに DC変換回路 190 によって正符号のみの直流信号である振幅差データ Scに変換される。 DC変換回路 190 の入力は、前記参照信号 Vsと前記受信信号 Vo の振幅の大小関係によって正負の電位に変化する直流信号である。この信号を基準電位とするコンパレータ 191 によつて正弦波を波形整形した場合、図 19の（A) に示す如く、直流電圧 Dcが正の場合には、コンパレータ 191 の出力は図 19の（B) になる。この図 19の (B) の信号と図 19の（C) のの信号を入力とする N0R ゲート 192 の出力は図 19の（D) の充電信号 Ds2 となる。また図 20の（A) に示す如く、直流電圧 Dcが負の場合には、コンパレータ 191 の出力は図 20の（B) になる。この図 20の（B) の信号と図 20の（ c ) のの信号を入力とする AND ゲート 193 の出力は図 20の（E) の充電信号 Cs2 となる。参照信号 Vsの振幅が受信信号 Voの振幅に対して大きい場合、放電信号 Ds2 によってアナログスィッチ 195 が ONし、コンデンサ 196 を放電する。この結果、前記 DC変換回路 190 の出力である振幅差デー夕 Scの電圧値が低くなる。逆に参照信号 Vsの振幅が受信信号 Voの振幅に対して小さい場合、充電信号 Cs2 によってアナログスィッチ 194 が ONし、コンデンサ 196 を充電する。この結果、前記 DC変換回路 190 の出力である振幅差データ Scの電圧値が高くなる。

前記振幅調整回路 120 は入力抵抗に前記位相調整回路 1 10 で用いたものと同じ電圧制御型の可変抵抗 121 を用いた反転増幅器である。従って増幅差データ Scの電位は高くなると振幅調整回路 120 の増幅率は増大し、逆に低くなると減少する。従って前記参照信号 Vsの振幅が前記受信信号 Voより大きい場合は前記振幅調整回路 12Q の増幅率が減少し、結果として前記参照信号 Vsの振幅が減少する。逆に前記参照信号 Vsの振幅が前記受信信号 Voより小さい場合は前記振幅調整回路 120 の増幅率が増大し、結果として前記参照信号 Vsの振幅が増加する。この結果、前記参照信号 Vsと前記受信信号 Voの振幅は一致する。

ここで、本発明にかかるデ一タキャリャシステムにおけるデータの通信方法の 1具体例と、近接して配列されている固定施設間の混信問題とその解決手段とを以下に説明する。

即ち、本発明に係るデータキャリアシステムに於いて第 28図（A ) に示す様に、複数個の固定施設が並列的に配置され、それぞれの固定施設 Gl， G2 Gnが、それぞれ個別のデータキャリア C I , C2〜Cnと任意の時間に通信する場合を想定する。

先ず、本発明のデータキャリアシステムに於いては、いずれかの固定施設 Gnが、通信しょうとする特定のデータキャリアに対して、該デ一夕キヤリァ Cnが電源を有していない為、当該データキャリア Cnに電力を供給する為の電磁波を供給する為、所定の周波数を有する搬送波を送信する期間 TOと該固定施設 Gnから該データキヤリァ Cn に対して必要な情報で該搬送波を変調した変調波として伝送する為の期間 T1とが、第 29図の GDS 1に示す様に、所定の間隔で時分割されて設定されており、一方該データキャリア Cn側では、当該第 29図

GDS 1に示す様な電波を受信した場合には、該電波信号に於ける期間 TOでは、当該電磁波に基づいて該データキャリア Cn内部に所定の電圧を発生させ、次いで期間 T1に於いては、該固定施設 Gnから受信した情報に基づいて、該データキヤリァ Cn内部で演算処理が実行され、該固定施設 Gnからの質問に対する回答に相当する信号で、該データキヤリァ Cnが該固定施設 Gnから受信した搬送波に重畳して変調した変調波を該固定施設 Gnに返送する。

該データキヤリァ Cnから該固定施設 Gnに対して回答情報を返送する夕イミング期間 T2は、該固定施設 Gnが、該所定の周波数を有する搬送波を送信する期間 TOに同期する様に設定されている事が好ましい。

従って、該固定施設 Gnに於いては、該データキャリア Cnから所定の情報が送信されてくる夕イミング期間 T2に同期させて、所定の検波回路を作動させて、該データキヤリァ Cnから返信されてきた所定の信号情報のみを検波抽出する様に構成されているものである。係るシステム構成を更に詳細に第 29図を参照して説明する。

次に本願発明の共振条件制御型データキヤリァの送受信方式と、固定施設間の混信動作につき、図 29、図 30を用いて説明する。図 29 と図 30は前記図 28に対応したデータキヤリァと固定施設との各送受信波形を示すものであり、図 29は近傍に他の固定施設が存在しない場合であり、図 30は他の固定施設が存在する場合を示す。図 29において GDS 1は固定施設 G 1のデータ信号、 CDS1はデ一夕キヤリア C 1のデ一夕信号、 GTS1は固定施設 Glからデ一夕キヤリア C1へ送信される交流磁界であり、本実施例の如く共振条件制御型の場合にはデータキャリァ C1から固定施設 G1へ送信される交流磁界にも兼用されている _c 又、 GKS1は固定施設 G1における検出信号である。

即ち本実施例においては、一つの交流磁界 GTS1を時分割して送受信を行なっているもので、例えば Tl， Τ3の如く奇数の区間を交流磁界 G1のデータ信号 GDS1によって交流磁界 GDS1を変調し、又 Τ2, Τ4の如く偶数の区間つまり変調されていない搬送波をデ一夕キャリア C1 のデータ信号 CDS1によって交流磁界 GTS1を変調することにより、固定施設 G1より発生する交流磁界 GTS1を交互に送信と受信とに利用しているものである。

そしてこの交流磁界 GTS1の変調成分は固定施設 G1の検波回路によつて検出信号 GKS1として取り出され、更に時分割信号 Τ2による選択を行なうことにより Τ2区間に対応したデータキャリア C1のデータ信号 CDS1を正しく取り出すことが出来る。

次に、図 30により他の固定施設 G2が存在する場合について説明する。図 30は図 29に示す各信号に加えて他の固定施設 G2のデータ信号 GDS2が存在する場合を示すものであり、固定施設 G1の交流磁界 GTS1 には図 29に示す GDS1と CDS1の変調に加えて、時分割的に同期が取れていない固定施設 G2のデータ信号 GDS2による変調成分が混信して来る。即ち GDS2による強い変調成分を有する固定施設 G2の交流磁界が固定施設 G1のアンテナに飛び込むことにより実質的に交流磁界 GTS1 の振幅が変化するものである。

この結果、固定施設 G1の Τ2区間における検出信号 GKS1としてデ一タキャリァ C1のデータ信号 CDS1と固定施設 G2のデ一夕信号 GDS2との変調成分が検出されることになり、図 29における検出信号 GKS1と同一の波形が得られず、正しいデータの読み取りが行なわれないことこなる。

又、交流磁界 GTS1および検出信号 GKS 1の信号レベルとしては固定施設のデータ信号 GDS1による強い変調に対し、データキャリア C 1のデータ信号 CDS1にもとずいて前記変調回路 20が行なう共振条件制御方式の変調は著しく弱い変調であり、図 29および図 30に示す交流磁界 GTS 1における各データ信号 GDS1 , CDS1による変調量の大小関係は、実際にはもつと大きな差で有り、データ信号 CDS1による変調はほとんど目視が出来ないレベルである。従って他の固定施設 G2より発振される交流磁界にも各データ信号 GDS2, CDS2による変調が行なわれているが、前述の如く CDS2による変調は無視できるほど微小で有る為、固定施設 G1に対する混信信号の成分としては無視することが出来る。

次に本発明における固定施設で使用されるアンテナの構造について説明する。

従来の電磁結合方式データキヤリアシステムにおいては、固定施設から電力供給用交流電磁界を発生するアンテナとして、図 21 ( A ) に示されたような単純な枠型コィルが使用されていた。このような形のコイルでは巻き線がひとかたまりになっているため、巻き線の近くにおいて電磁界が大変強くなる一方でコイルの中心付近での電磁界があまり強くできないと言う欠点があった。

図 21 ( B ) は枠型コイルによって作られる電磁界の強さの分布を示しているグラフである。該グラフの縦軸は枠型コイルの中心軸 X を通って該コイル面に垂直な平面上の電磁界の強さ Fを表し、横軸は中心軸 X上の座標を表している。グラフ上の 3個の曲線はコイル面からの距離 z0, z l , z2における電磁界の強さ Fを示している。ここに、 ζθは距離 0であり、 ζθく z lく z2の関係であるとする。一般にデータキヤリァの性能はァンテナの正面における通信可能な距離で評価される場合が多いので、中心付近での電磁界が強くできない単純な枠型コィルは不利になる。

このような欠点を改善するため、図 22 ( A ) に示されるような渦巻型の巻き線構造を持つ分散巻きのコィルをアンテナとして使用することが試みられている。図 22 ( B ) は渦巻型の分散巻きコイルによつて作られる電磁界の強さの分布を示しているグラフであり、表記方法は図 21の場合と同じである。グラフより明らかなように、この形のコイルではコィルの電流が作る電磁束はコイル面中央の鉛直軸上に収束する。したがってデータキヤリァの通信可能な距離はコィル中央の鉛直軸上で最大になり、単に通信可能な距離を伸ばす目的では大変良い性能を発揮する。しかし電磁束の集中傾向が強すぎるため、コイル中央の鉛直軸から少し外れると急に電磁界が弱くなり通信可能な距離が小さくなつてしまう。したがってコイル面と平行な方向に対する通信可能領域が大変狭くなってしまう欠点があつた。

そこで本発明においては上記の従来技術の欠点を取り除き、データキャリァの通信可能な距離をァンテナの正面で最大になるようにしながらァンテナの正面から左右上下にずれた領域においても一定の通信可能な範囲を設定することが可能となるような固定施設用ァンテナのコィル構造を実現するため概略一つの平面上で渦巻状に構成された巻き線を有し、且つ、該巻き線の密度が渦巻の中心付近で疎であり渦巻の外周部において密であるようなコイルをデータキヤリァシステムの固定施設の了ンテナとして使用するものである。上述したように、従来の枠型のコィルではコイルの中心部の電磁界が弱く巻き線に近い外周部では電磁界が強くなる。一方、従来の渦巻型のコイルではコイルの中心部の電磁界が最大となり外周部で弱くなる。本具体例においては従来の二つの形式のコイルの特性に注目し、コイルの巻き線の形式を両者の中間的な構造にすることにより各々の特性をあわせ持ったアンテナ用コイルを実現した。即ち、従来の二つの形式のコィルにおいてそれぞれの電磁界の弱い部分を補完するようにしたのである。

図 23のグラフはこのような方法で改善されたアンテナによって発生される電磁界の強さの分布を示しており、その表記方法は図 21 ( B ) の場合と同じである。

図 24は本具体例よりなるアンテナコイルの第一の実施例を示している。図面において（A ) はコイルの巻き線の平面構造を表しており、（ B ) は同じく断面構造を表している。本実施例においてアンテナコイルの巻き線 100 は概略正方形の平面構造をなし、コイルの巻始め端子 200 と巻終り端子 300 を有する単層の渦巻構造になっている。該巻き線 100 は中心部より反時計廻りに巻かれ、一周回する毎に徐々に一辺の長さを増して外周部に達するのであるが、その一辺の長さの増加量が中心部に近いところで大きく外周部に向かってしだいに小さくなるようにしてある。その結果、渦巻の中心部で巻き線密度が小さく、外周部に近づくにしたがって巻き線密度が大きくなるように構成されている。

図 25は本具体例よりなるァンテナコイルの第二の実施例を示している。図面において（A ) はコイルの巻き線の平面構造を表しており、（ B ) は同じく断面構造を表している。本実施例においてもァンテナコイルの巻き線 1 は概略正方形の平面構造をなしているが、断面構造を積層化することによって重ね卷をし、渦巻の中心部で重ね巻数を少なくし外周部に近づくにしたがって重ね巻数を多くするように構成してある。その結果、渦巻の中心部で巻き線密度が小さく、外周部に近づくにしたがって巻き線密度が大きくなるように構成されている。図 26は本具体例よりなるアンテナコイルの第三の実施例を示している。本実施例ではコイルの巻き線が 2重渦巻構造をなしている。即ち、コイルの巻き線 1 00 はアンテナの外周部から反時計廻りに回転しながら渦巻状に中心部に向かって巻き込まれた後、中心部から反時計廻りに回転しながら外周部に引き出されて来るようになっている。本実施例はコイルの巻き線構造が少々複雑になっている点で異なっているものの基本的には図 24の実施例と同じ構成であり、中心部で巻き線の密度が小さく、外周部に近づくにしたがって巻き線密度が大きくなるように構成されている。

図 27もまた本具体例の実施例の範躊に含まれるものである。本実施例は単純な平面渦巻型コィルの最外周を多重に重ね巻きしたものであり、本発明の原理を最も素朴に実現したものにほかならない。以上に本発明の詳細を実施例を挙げて説明したが、上記の実施例は全てコイルの平面形状が正方形であるものとした。しかし本発明によりなるアンテナコイル若しくはコィルの平面形状は必ずしも正方形である必要はなく、長方形であっても円形でも楕円形でもその他の形状であっても良い。

本発明により、電磁結合方式データキヤリアシステムの固定施設において、データを送出する方法と、データキャリアから送出される信号を検出し復調する方法とを実現できた。又、前記固定施設において、隣接する他の固定施設が発生する交流磁界により誘導される雑音を、圧縮し、排除することが可能になった。その結果、電磁結合方式データキャリアを使用して、双方向のデータ通信をするデ一夕キャリアシステムを実現することが出来た。このことはデータキャリアに対しデ一夕だけでなく制御コマンドをも送信できることを意味しており、その保有機能を飛躍的に増大させた。しかも、同一種類の固定装置を比較的近接した場所に設置し、同時に運転することが可能になったので応用の範囲が極めて広くなった。例えば、工場や事業所の入退場門のような、一時に大勢の人の I D照合を要求される使用目的には装置の並列設置が必要であるが、固定施設間の相互干渉がないため設置条件が自由であり場所をとらない。又、ォ — トメーション工場において、製品の識別や履歴の記録に使われる工業用夕ッグシステムとして使用する場合、工場のラインレイァゥト設計における障害要因にならない。

又本発明の他の態様によれば、周囲環境の変化や時間の経過にともなう固定施設の回路特性の変動によって引き起こされる信号の変化を補正回路によって補正し、引き算回路の出力に正規の信号が常に出力される。したがって後段の増幅器の増幅率を高く設定することが可能となり、デ一夕キヤリアからの微小な信号についても十分なデ一夕の認識が行えることになる。このことは言い換えると、デ一夕キヤリァと固定施設の間の通信距離の増大を意味し、本発明のデータキャリアシステムを用いれば、従来の通信性能では使用できなかった分野にまで応用範囲を拡大することが出来る。また前記電圧調整回路の調整が不要となることから、実際にデータキャリアシステムを稼働する場合に運用にかかる調整、メンテナンスの負荷を軽減することが出来る。

更に本発明で開示されたアンテナをデータキヤリアシステムの固定施設に使用すると、該固定施設から発せられる交流電磁束をアンテナの中央の鉛直軸上に収束させることができると同時に、コイル面と平行な方向にも一定の広がりを持たせることが可能になる。この結果データキヤリァの通信可能な距離をァンテナ中央部の正面で大幅に延長することができたばかりでなく、アンテナの中央からァンテナ面に並行に上下左右に一定の範囲でずれた領域でも通信可能な距離を延長することができた。このように電磁界の分布を実用上最適な状態に設定することができると、固定施設のアンテナにむやみに大きい電力供給をする必要がなくなる。この結果、固定施設のアンテナ駆動回路の構造を簡略化することが可能となり経済的な効果を生むことができるばかりでなく、放射する電磁波の強さを減らすことができるので施設周辺の電波環境を汚染する危険が大幅に減った。

本発明に基づくデータキヤリアシステム用アンテナを設計するうえで、コイルの巻き線密度の配置条件をコンピューターシユミレーシヨンによつて考察することにより、アンテナの周辺の電磁界の強さの分布状態を最適な形に設計することが可能である。勿論、コンピュータ一シユミレーシヨンによらず試行錯誤法によっても実用上充分な性能を得ることは可能である。

次に本発明に係るデータキャリアシステムにおける別の態様について説明する。

即ち、上述した本発明に係るデータキヤリアシステムにおいては, 複数の固定施設が近接して並列的に配置されているとともに、複数の固定施設が同期信号を伝達供給する為のケーブルによって接続されているため、全部の固定施設が直流的に結合されてしまう結果となり、一^ 3の固定施設に落雷すると電撃が他の固定施設にも伝導され全部の固定施設が破壤されてしまうという問題がある。更に特定の固定施設の電源が故障して電源供給がたたれると、前記同期信号発生手段が機能停止を起こして複数の固定施設全てが動作不能になるという問題もある。

かかる問題を解決する一具体例として、本発明においては、例えば次の様な構成を採用したものである。即ち、無電源の電磁結合方式データキャリアと該デ一夕キャリアとの間で双方向のデータ通信を行なう固定施設とからなり、固定施設からデータキャリアに対して電力とデータを伝送するために発せられる交流磁界の周波数と位相を複数の固定施設の間で同一にするため、特定の固定施設に内蔵した同期信号発生手段から他の複数の固定施設に同期信号を伝達供給するデータキャリアシステムにおいて、前記特定の固定施設に内蔵した同期信号発生手段から直流的に絶縁された絶縁手段によって他の固定施設に同期信号を伝達供給するようにし、同時に個々の固定施設に内蔵した電源を他の固定施設から直流的に分離する様に構成するものである。

上記のように構成すれば、固定施設からデータキヤリアに対して電力とデータを伝送するために発せられる交流磁界の周波数と位相を、複数の固定施設の間で同一にするため特定の固定施設に内蔵した同期信号発生手段から直流的に絶縁された絶縁手段によって他の固定施設に同期信号を伝達供給するようにしたので一つの固定.施設に落雷しても電源の故障はその固定施設のみに生じ、他の固定施設に及ぶことはない。又一部の固定施設が停止しても他の固定施設は独立した電源で動作が確保されるため複数の固定施設全部が機能停止することもない。

上記本発明における他の態様についての具体例回路構成は第 31図に示されており、基本的回路構成は第 1 図と同一であるが異る部分として、絶縁手段 218 が入出力手段（ACi n, ACout ) に設けられているものである。

即ち絶縁手段 218 は外部から供給された信号と本固定施設を直流的に絶縁する。該交流信号 ACは信号出力端子 ACou t から近接する他の固定施設の AC i n端子に供給される。他の固定施設の AC i n端子も同様に絶縁手段が設けられており交流信号は直流的に絶縁されて供給される。これによつて当該の二つの固定施設は全く同一の交流信号 ACを使用することが出来、且つ二つの固定施設は直流的に絶縁されるので、一方の固定施設に生じた、例えば落雷などによる異常電撃はもう一方に伝導されることはない。本実施例において、交流信号

ACは変調回路 3 と、電圧調整回路 7 と、位相調整回路 1 1に分配されている。

図 32は図 31の実施例をより具体的な回路図で示したものであり、第 5図の実施例において AC i n端子に直流絶縁用のトランス 1 8を付加したものである。

以上に図 32にしたがって本発明の絶縁手段 21 8 の 1 実施例を説明したが、本発明の実現回路は他にも様々なものが考えられる。即ち. 絶縁手段 21 8 は他に、例えば第 33図に示される発光素子と受光素子による光結合方式、超音波などを用いた音結合方式、電波を用いた無線方式など、要は非接触状態で同期信号を伝達供給すれば良いわけで方法はトランスに限らないことはいうまでもない。

以上説明したように本発明においては、特定の固定施設に内蔵した同期信号発生手段から直流的に絶緣された絶縁手段によって他の固定施設に同期信号を伝達供給するようにしたので ^の固定施設に落雷しても電撃はその固定施設のみに生じ、他の固定施設に及ぶことはない。このことは例えば屋外に設置された場合に極めて有用でめる。

Claims

請求の範囲

1 . 電磁結合方式データキヤリアと該デ一夕キャリアとの間で双方向のデータ通信を行なう固定施設とからなるデータキヤリアシステムにおいて、前記固定施設は前記データキヤリアが発生する交流磁界によって誘導されるデータ信号と、他の固定施設からの交流磁界によって誘導される誘導信号とを弁別してデータキャリアからのデータ信号のみを検出する選択検出手段を有することを特徴とするデータキャリアシステム。

2 . 前記固定施設が複数個隣接して配置されており、かつ該固定施設からデータキャリアに対してデータを伝送するために発生される交流磁界の周波数と位相とを、該複数の固定施設間で同じにする為の制御手段が設けられていることを特徴とする請求範囲 1記載のデータキヤリアシステム。

3 . 前記制御手段は各固定施設から発生する交流磁界の発生源となる交流信号を同一にするための信号共通化手段で有ることを特徴とする請求範囲 2記載のデータキヤリアシステム。

4 . 前記信号共通化手段は少なくとも 1 つの交流信号発生手段と、該交流信号発生手段からの交流信号を入力するために各固定施設に設けられた信号入力手段とで構成されたものであることを特徴とする請求範囲 3記載のデータキャリアシステム。

5 . 前記交流信号発生手段が固定施設の 1 つに設けられており、該交流信号発生手段を有する該固定施設から他の固定施設の信号入力手段に同一の交流信号が供給されるものであることを特徵とする請求範囲 3記載のデータキャリアシステム。

6 . 該各固定施設に設けられた制御手段は、該固定施設内に内蔵された交流信号発生手段と信号入力手段の両者を有することを特徴とする請求範囲 3記載のデータキャリアシステム。

7 . 前記固定施設は内部回路のクロックとして前記交流信号発生手段と前記信号入力手段からの信号を切り換えるための切り換え手段を有することを特徵とする請求範囲 6記載のデータキャリアシステム。

8 . 前記各固定施設に設けられた信号入力手段は、該固定施設の外部に設けられた交流信号発生手段と該固定施設との間を直流的に絶縁する手段を有していることを特徵とする請求範囲 4記載のデ一夕キヤリ了システム。

9 . 前記選択検出手段は前記信号共通化手段によって同一化された交流信号にて形成される同期クロックを用いた同期検波回路であることを特徵とする請求範囲 3記載のデータキャリアシステム。

10. 前記デ一タキャリァは電源を内部に持たない無電源データキャリであり、前記固定施設は交流磁界によって電力とデータとを前記データキヤリに伝送することを特徵とする請求範囲 1 記載のデー夕キャリアシステム。

1 1 . 電磁結合方式データキヤリアと該データキヤリアとの間で双方向のデータ通信を行なう固定施設とからなるデータキャリアシステムにおいて、前記固定施設は交流信号を発生する交流信号発生手段と前記交流信号を交流磁界として送信するアンテナと、該アンテナょり送信された交流磁界を前記データキヤリァが所定の情報にもとづいて変化させることによって生じた変化分を含んだアンテナ電流を受信信号として検出する受信信号検出手段と、前記受信信号を前記交流信号を同期クロックとして同期検波を行い前記変化分を示す信号を検波する同期検出手段と、を有していることを特徴とするデータキヤリャシステム。

12. 請求範囲 1 1において、該固定施設は複数個隣接して配置されており、 1つの該固定施設における、前記交流信号の周波数と位相とを他の固定施設との間で調整する為の制御手段を有することを特徵とするデータキャリアシステム。

13. 前記受信信号検出手段は前記アンテナに流れる誘導電流を電圧信号に変換する電流電圧変換回路であることを特徴とする請求範囲 11記載のデータキヤリアシステム。

14. 前記交流信号より参照信号を作成する電圧調整回路と、前記受信信号と参照信号との差分信号を取り出す引き算回路とを更に備え、前記差分信号を前記同期検波手段で検波することを特徵とする請求範囲 11記載のデータキヤリアシステム。

15. 前記受信信号と参照信号との振幅差を検出して振幅差データを出力する振幅差検出回路を設け、前記振幅差データにより受信信号と参照信号との振幅を一致させる交流信号調整回路を設けた.ことを特徵とする請求範囲 14記載のデータキヤリアシステム。

16. 前記受信信号と参照信号との位相差を検出して位相差データを出力する位相差検出回路を設けると共に、前記交流信号調整回路には位相調整回路を設け、該位相調整回路は前記位相差データによつて受信信号と参照信号との位相を一致させることを特徴とする請求範囲 14記載のデータキヤリアシステム。

17. アンテナコイルによって交流磁界を発生し、該交流磁界によつて電力とデータとをデータキヤリアに供給すると共に、前記アンテナコイルによってデータキヤリァが発生する交流磁界の変化を検出し、該データキヤリァから発信されるデータを受信するデータキャリアの固定施設において、少なくとも、交流信号発生手段と、信号変調回路と、アンテナ駆動回路と、アンテナコイルと、前記交流信号発生手段の出力である交流電圧に同期する同期検波回路とを有し、前記交流信号発生手段の出力である交流電圧を前記変調回路で変調してデータを重畳し、変調された交流電圧を前記アンテナ駆動回路により電力増幅し、増幅された電力を前記アンテナコイルに供給することによつて交流磁界を発生する一方、前記ァンテナコイルに流れる電流を前記同期検波回路で整流検波することによって、前記アンテナコイルで受信されたデータキヤリアからのデータを復調するように構成すると共に、前記交流信号発生回路の出力である交流電圧の周波数と位相とを調整する調整手段が設けられていることを特徵とするデータキヤリアシステムの固定施設。

1 8. 請求範囲 1 1に記載のデータキヤリアシステムの固定施設において、電流電圧変換器と、電圧引き算回路を設け、該電流電圧変換器によってアンテナコイルに流れる電流を電圧に変換し、該電圧と交流信号発生回路の出力である交流電圧との差分電圧を前記電圧引き算回路によって求め、該差分電圧を同期整流回路で整流検波するようにしたことを特徴とするデータ復調回路。

1 9. 請求範囲 1 において、該固定施設にアンテナが設けられ、該ァンテナから放射される交流磁界は、該固定施設に対して相対的に移動するデータキヤリャが、該データキヤリャと該固定施設間において必要な情報を伝達するのに十分な時間を確保しえる交流磁界領域を形成するものであることを特徴とするデータキヤリャシステム <

20. 該交流磁界領域は該固定施設内部における該デ一夕キヤリャの移動方向に対して長軸を有しかつ所定の幅を有する如き矩形もしくは矩形に近似した形状を有するものであることを特徴とする請求範囲 1 9におけるデータキヤリャシステム。

21 . 該アンテナは、平担状で矩形の枠体に、巻線がうず巻状に巻き付けられている構造を有するものであることを特徴とする請求範囲 1 9のデ一夕キヤリャシステムにおけるアンテナ。

22. 該巻線の巻線密度が該枠体の中心部から外側部に至る間で不均一に設定されていることを特徴とする請求範囲 21のアンテナ。

23. 無電源の電磁結合方式データキヤリアシステムに使用される固定施設において、データキャリアに電力を供給するための交流電磁界を発生するアンテナであって、概略一つの平面上で渦巻状に構成された巻き線を有し、且つ、該巻き線の密度が渦巻の中心付近で疎であり渦巻の外周部において密であるようなコイルからなることを特徴とするデータキヤリア用アンテナ。

24. 無電源の電磁結合方式データキヤリアと該データキャリアとの間で双方向のデータ通信を行なう固定施設とからなり、固定施設からデータキャリアに対して電力とデータを伝送するために発せられる交流磁界の周波数と位相を複数の固定施設の間で同一にするため、特定の固定施設に内蔵した同期信号発生手段から他の複数の固定施設に同期信号を伝達供給するデータキヤリアシステムにおいて前記特定の固定施設に内蔵した同期信号発生手段から直流的に絶縁された絶縁手段を介して他の固定施設に同期信号を伝達供給することを特徴とするデ一夕キャリアシステム。

25. 前記特定の固定施設に内蔵した同期信号発生手段を少なくとも 2種以上の異なる電源によって駆動する事を特徵とした請求範囲 24記載のデータキャリアシステム。