TWI744925B - 可調節電流模式弛張振盪器 - Google Patents

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Abstract

一種弛張振盪器包含用以產生施加至充電電路的參考電流的可調節參考電路產生器。充電電路被配置根據參考電流及可操作地耦接至電容式節點的可調節電容器的電容而對電容式節點進行充電。比較器具有可操作地耦接至參考電壓節點及電容式節點的輸入端以產生比較器輸出。控制電路可交替的使得充電電路能夠回應於比較器輸出的變化而對電容式節點進行充電及對電容式節點進行放電。此外，控制電路輸出的振盪器輸出訊號的振盪週期隨可調節電容及可調節參考電流而變。

Description

可調節電流模式弛張振盪器
本發明是關於可調節振盪器，其包含弛張振盪器，包含用於積體電路的時脈電路中的振盪器。
積體電路產品常常包含用於產生時脈訊號的振盪器。一種類型的振盪器稱為弛張振盪器，其實例描述於「Chang, et al., “A Submicrowatt 1.1-MHz Relaxation Oscillator With Temperature Compensation”, IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS – II: EXPRESS BRIEFS, Vol. 60, No. 12, December 2013, pages 837-841」。
習知的弛張振盪器的已知方法關於調節輸出週期（或頻率）具有較差的彈性，同時維持溫度補償從而在一操作溫度範圍內產生穩定的輸出週期。
因此，需要提供適用於積體電路的振盪器，所述振盪器可在顯著頻率範圍內以精確及以低溫度係數進行調節。
本發明描述一種適用於在積體電路上產生時脈訊號的振盪器電路，所述振盪器電路可以在很大的時脈週期範圍內進行高精確度調節，所述振盪器電路的至少一些實施例在一定的操作溫度範圍內維持穩定的輸出。
本文中所描述的振盪器包含用以產生施加至充電電路的參考電流的可調節參考電路產生器。充電電路被配置根據可調節參考電流及可操作地耦接至電容式節點的可調節電容器的電容而對電容式節點進行充電。比較器具有可操作地耦接至參考電壓節點及電容式節點的輸入端的以產生比較器輸出。控制電路可交替的使得充電電路能夠回應於比較器輸出的變化而對電容式節點進行充電及對電容式節點進行放電。此外，控制電路輸出的振盪器輸出訊號的振盪週期隨可調節電容及可調節參考電流而變。
在振盪器電路的一些實施例中，存在兩個電容式節點及兩個比較器，它們被不同相(out of phase)的操作且與控制電路協同(in coordination)的操作以產生振盪器輸出。
控制電路可與儲存用於調節振盪器的參數的控制暫存器耦接，所述參數包含例如數位參數，該數位參數設定可調節電容器的狀態及可調節參考電流的量值。
描述了可調節電容器的電容具有第一範圍中的振盪器週期的第一狀態及第二範圍中的振盪器週期的第二狀態的實施例。與可調節參考電流協同操作時，振盪器週期可在第一範圍及第二範圍內以用於設定輸出週期的控制參數的數位值中的每一步驟的輸出週期中的步階尺寸(step size)進行調節，其中相比無可調節電容器的系統中的步階尺寸，第一範圍及第二範圍的步階尺寸更均勻(uniform)。
描述了可調節電容器包括可切換MOS電容器的實施例，所述可切換MOS電容器在第一狀態下具有第一電容且在第二狀態下具有第二電容。
此外，描述了可調節參考電流產生器及控制電路具有各別溫度係數的實施例，且可調節參考電流產生器的溫度係數使控制電路的溫度係數偏移，從而產生在操作溫度範圍內穩定且僅略微變化的輸出振盪器週期。
在審閱以下圖式、詳細描述以及申請專利範圍之後可看出本發明的其他態樣及優點。
參考圖1至圖14提供本發明的實施例的詳細描述。
圖1為可在廣泛範圍的輸出週期上調節的弛張振盪器的示意圖，其實施例可在廣泛的溫度範圍內穩定操作。
在圖1的實例中，弛張振盪器包含：可調節參考電流產生器100；參考電壓產生器101，其產生第一參考電壓VR及第二參考電壓D0；充電電路104，其包含被配置隨可調節參考電流及可調節電容器C1及可調節電容器C2的電容而對兩個電容式節點進行充電及放電的可調節電容器C1及可調節電容器C2；以及控制電路105，其用以替代地使得充電電路能夠回應於兩個比較器的輸出的改變而對電容式節點進行充電及放電且用以提供振盪器輸出訊號，所述振盪器輸出訊號具有隨可調節電容及可調節參考電流而變的頻率及週期。
可調節參考電流產生器100包含以電流鏡組態配置的p通道MOS電晶體P0至P3。電晶體P0具有耦接至可調節電流源IREF的汲極及耦接至供電電壓VDD的源極。電晶體P0的閘極及汲極連接在一起且連接至電晶體P1至電晶體P3中的每一者的閘極。電晶體P1至電晶體P3中的每一者將電流鏡射到可調節參考電流產生器的相應輸出上，該電流大小是根據電晶體P1至P3相對於電晶體P0的尺寸而變的。
參考電壓產生器101耦接至由電晶體P1驅動的可調節參考電流產生器100的輸出端。參考電壓產生器101包含n通道MOS電晶體N0，所述電晶體N0具有其耦接至電晶體P1的汲極處的節點D0的閘極及汲極，且具有其經由電阻器RES連接至VSS（在本文中的實例中，VSS為接地，但其可為另一參考電壓位準）的源極。因此，在節點D0處產生等於跨電阻器RES的電壓VR加電晶體N0的臨限電壓的恆定電壓。
充電電路104在電晶體P2及電晶體P3的汲極處分別包含第一電容式節點D1及第二電容式節點D2，所述第一電容式節點D1及所述第二電容式節點D2驅動可調節參考電流產生器100的輸出端。
第一電容式節點D1經由電晶體N1連接至可調節電容器C1的第一端子，C1的第二端子耦接至VSS。電晶體N1具有其連接至節點D0處的參考電壓的閘極。電晶體N1的源極及可調節電容器C1的第一端子經由受致能訊號ENB控制的第一開關連接，所述致能訊號ENB可連接或斷開可調節電容器C1的第一端子與VSS。此外，電晶體N1的源極及可調節電容器C1的第一端子經由受第一控制訊號S2控制的第二開關連接，所述第一控制訊號S2可連接或斷開可調節電容器C1的第一端子與VSS。
第二電容式節點D2經由電晶體N2連接至可調節電容器C2的第一端子，C2的第二端子耦接至VSS。電晶體N2具有其連接至節點D0處的參考電壓的閘極。電晶體N2的源極及可調節電容器C2的第一端子經由受第二控制訊號S1控制的第三開關連接，所述第二控制訊號S1可連接或斷開可調節電容器C2的第一端子與VSS。
第一比較器102具有連接至第一電容式節點D1的第一輸入端及連接至節點D0處的參考電壓的第二輸入端。第二比較器103具有連接至第二電容式節點D2的第一輸入端及連接至節點D0處的參考電壓的第二輸入端。將第一比較器102及第二比較器103的輸出cmp1及輸出cmp2作為供應至控制電路105的輸入。
在此實施例中，控制電路105包括D正反器110、NAND閘111以及反相緩衝器112。將比較器輸出cmp1及比較器輸出cmp2供應至NAND閘111的輸入。將NAND閘111的輸出施加至D正反器110的時脈輸入端。D正反器110的D輸入連接至D正反器110的反相輸出QB。D正反器110的輸出Q為第二控制訊號S1。D正反器110的反相輸出QB為第一控制訊號S2。D正反器110的重啟輸入由致能訊號EN驅動。反相緩衝器112的輸入為致能訊號EN，且其輸出為致能訊號ENB。
在此電路中，元件連接於供電電壓VDD與VSS之間應理解，在其他實施例中，供電電壓及VSS可經任何適合的電源電壓及參考電壓替換。舉例而言，VSS參考電壓節點可連接至DC接地。在其他實施例中，VSS參考電壓節點可連接至AC接地。在其他實施例中，VSS參考電壓節點可連接至其他電壓參考，所述其他電壓參考具有根據特定實施例的供電電壓位準及其他態樣判定的相對電壓位準。舉例而言，參見2018年1月23日由Chen等人發佈的標題為時脈積體電路（CLOCK INTEGRATED CIRCUIT）的美國專利第9,876,502號，所述申請案如同本文中所完全闡述一般以引用的方式併入。
可參看圖2A至圖2C來理解圖1的電路的操作，其中圖2A示出了相對於時間的可調節電容器C1及可調節電容器C2上的電壓，圖2B示出了相對於時間的電容式節點D1及電容式節點D2上的電壓，且圖2C示出了第二控制訊號S1及第一控制訊號S2的時序。
在圖2A至圖2C中所示出的序列中，第二控制訊號S1及第一控制訊號S2分別從供電電壓VDD及VSS處開始，且可調節電容器C1、可調節電容器C2、第一電容式節點D1以及第二電容式節點D2皆從VSS處開始。當致能訊號EN被置位時，致能訊號ENB變低位準，此舉會關閉ENB開關。此時會允許節點D1隨著通過電晶體P2的可調節參考電流使橫跨於可調節電容器C1的電壓漸升而充電。節點D1處的電壓由於電晶體N1閘極電壓而被箝位於約等於第一參考電壓VR的位準處。節點D1處的電壓繼續增加，直至其如由第一比較器102的輸出cmp1所示越過位準D0為止。當輸出cmp1變高位準時，NAND閘111的輸出轉變而使得D正反器將反相輸出QB處的值計時，因此引發第二控制訊號S1及第一控制訊號S2的轉變。在第二控制訊號S1變低位準時，耦接至可調節電容器C2的第三開關斷開，且在第一控制訊號S2變高時，耦接至可調節電容器C1的第二開關閉合，從而將可調節電容器C1的第一端子接地。
因此，節點D1處的電壓被保持在VSS處，而節點D2處的電壓如圖2A中所示出一般漸升。同樣，節點D1處的電壓接地，從而使得輸出cmp1切換為低位準，而節點D2處的電壓漸升。節點D2漸升，直至電壓越過節點D0處的參考電壓為止，此時第二比較器103會引起訊號cmp2上的轉變。此轉變再次對D正反器計時，從而引起第二控制訊號S1及第一控制訊號S2中的轉變以開始下一循環。此情況繼續直至致能訊號EN變低位準為止。
D正反器110的Q輸出及QB輸出中的一者或兩者上的訊號具有隨可調節參考電流IREF及可調節電容器C1及可調節電容器C2的電容而變的時脈週期T RO。
在此實例中，時脈的工作週期為50%，其由可調節電容器及比較器的組態產生，以使得充電及放電在電路的兩側上以實質上相同的速度發生。在其他實施例中，不同工作循環可使用不平衡的電容器及/或比較器來實施。也就是說，在一些實施例中，弛張振盪器可依賴於單一電容式節點而操作。
電容式節點D1及電容式節點D2的充電速率隨由電晶體P2及電晶體P3所驅動的電流鏡輸出的電流而變，所述電晶體P2及所述電晶體P3可鏡射可調節參考電流IREF，所述可調節參考電流IREF可調節以調節輸出時脈訊號的週期。此外，電容式節點D1及電容式節點D2的充電速率隨可調節電容器C1及可調節電容器C2的電容而變，所述可調節電容器C1及所述可調節電容器C2可調節以調節輸出時脈訊號的週期。
可調節參考電流產生器及可調節電容器以允許寬廣的調節範圍及較小溫度係數的方式組合地用於所展示的實施例中。
時脈週期T RO的特徵為基於在電晶體N1或電晶體N2以線性模式操作時將節點D1或節點D2充電至第一參考電壓VR所需的時間T RC加上電晶體N1或電晶體N2處於飽和狀態時將節點D1及節點D2自第一參考電壓VR充電至第二參考電壓D0所需的時間T CMP再加上用於轉變控制訊號cmp1、控制訊號cmp2、控制訊號S1以及控制訊號S2的切換時間T SW的總和。在此實例中，充電電路設定為以50%工作週期操作，因此可調節電容器C1的充電循環中的延遲與可調節電容器C2的充電循環中的延遲相同，因此輸出訊號T RO的時脈週期等於時間T RC、時間T CMP以及切換時間T SW的總和的兩倍。
圖3為可調電容器C1和C2上具有恆定電容的情況下，在大約14.5 µA至2 µA的範圍內，時間T CMP相對於可調節參考電流IREF（以微安（µA）為單位）的曲線圖。此外，圖3繪示用於根據電路模型判定時間T CMP的方程式。方程式表示兩個分量，一個是基於電晶體的臨限電壓除以可調節參考電流IREF的比率的第一線性因數，另一個是基於β乘以可調節參考電流IREF的平方根的倒數的第二非線性因數。如所見，時間T CMP為可調節參考電流IREF的非線性函數。圖3還繪示了貢獻延遲時間T CMP的可調節參考電流IREF的非線性因數的跡線(trace)及貢獻延遲時間T CMP的可調節參考電流IREF的線性因數的跡線。可看出，非線性因數在此模型中緊密地追蹤延遲時間T CMP。
此跡線的非線性性質說明精確地調節輸出時脈週期T RO是困難或不切實際的，此是由於針對較低可調節參考電流及較長週期，時間T CMP的非線性跡線變得更陡。在圖3中的實例電路模型中，介於14.5微安培至6微安培的範圍內，延遲時間T CMP隨參考電流IREF而變為相對線性。然而，在6微安培至2微安培的範圍內，延遲時間T CMP隨參考電流IREF而變的極陡。
在陡的區域中，時脈的輸出週期的精確調節將需要可調節參考電流IREF的極精細調節能力，因為可調節參考電流IREF中的小步調節會引起輸出週期的較大改變。為實施參考電流IREF中的小步階調節使用數位參數以設定參考電流位準，是需要數位參數中的大量位元及複雜電路結構，可能在一些系統中不實用。
使用可調節電容器C1及可調節電容器C2能夠藉由使曲線圖較陡的回應區域(steep response regions)（比如圖3中的介於6微安培至2微安培的範圍）移位來進行更精確控制。曲線圖的此移位可藉由針對輸出時脈週期的不同範圍改變電容來實現，其實施例繪示於圖4及圖8中。
圖4為類似圖1的弛張振盪器的示意圖，其中使用藉由具有兩種狀態的MOS電容器實施的可調節電容器C1及可調節電容器C2來修改充電電路。針對元件（比如圖1的元件），在圖4中使用相同附圖標記，且不再次描述該等元件。圖4中所繪示的充電電路404包含分別與MOS電容器C1、MOS電容器C2串聯的電晶體N1及電晶體N2。在圖4中，可調節電容器C1及可調節電容器C2包含分別連接至開關411、開關413的電容器元件410及電容器元件412，藉由所述電容器元件410及電容器元件412，電容器元件的第二端子回應於控制訊號b藉由所述開關411、所述開關413耦接至VSS或耦接至供電電壓VDD。
圖5示出了具有兩種狀態的MOS電容器的一個結構。由圖4的電容器元件410及電容器元件412表示的結構以及對應開關411及開關413可使用如所示出的MOS電晶體結構來實施。所述結構通常以輕度p型摻雜形成於基底500中。隔離井501形成於基底500中，包括n型摻雜區域。具有p型摻雜的通道井502被配置於隔離井501內部。基底500及隔離井501經由接觸510及接觸520被偏壓(bias)至例如VSS及供電電壓VDD。為了形成MOS電容器，源極端子505及汲極端子506連接在一起且與其間的通道組合地形成電容器的第二端子。偏壓被施加至源極端子505及汲極端子506，亦偏壓於通道井502。電容器元件的第一端子則由閘極端子507形成。
開關530及開關531分別連接於隔離井接觸520與基底接觸510之間。控制訊號b及其補數/b用於控制開關530及開關531。在控制訊號補數/b為高時，開關531閉合且開關530斷開，從而將電容器的第二端子連接至VSS。在控制訊號b為高時，開關530閉合且開關531斷開，從而將電容器的第二端子連接至供電電壓VDD。
類似於圖5結構中的MOS電容器C1及MOS電容器C2的電容值繪製於圖6中。如所見，在通道井（曲線圖中為通道井Pwell）連接至供電電壓VDD時，在閘極電壓介於約零伏與1.5伏之間時，電容值在約600飛法拉(fF)下具有第一狀態。在通道井連接至VSS時，例如，在閘極電壓介於約0.5伏與2伏之間時，電容值在約100飛法拉下具有第二狀態。
因此，藉由MOS電容器的源極端子及汲極端子上的偏壓，可調節電容器可在第一電容狀態與第二電容狀態之間切換。
圖7為繪製貢獻於弛張振盪器的可調節週期的延遲分量相對於溫度的曲線圖。針對弛張振盪器，需要具有跨越所要操作範圍接近於零的溫度係數TC。針對出於此曲線圖的目的所分析的實例電路，可歸因於在比較器切換時控制電路的切換時間的延遲的分量T SW具有略微負的溫度係數(slightly negative temperature coefficient)，從而使得延遲值在介於負40攝氏度至正125攝氏度的溫度範圍略微下降。在電晶體N1或電晶體N2處於線性模式時可歸因於充電電路的分量T RC具有在溫度範圍內略微增加的略微正的溫度係數。在電晶體N1或電晶體N2處於飽和狀態時可歸因於充電電路的分量T CMP具有略微負的溫度係數。
可以以建立具有溫度係數的時間T CMP延遲的方式來實施參考電流產生器，該溫度係數偏移可以用使分量T SW及分量T RC的溫度係數偏移，以使得分量T CMP、分量T SW及分量T RC可組合具有接近於零的組合溫度係數。
此偏移在圖7中藉由使用「x」標記在曲線上標記的弛張振盪器的半週期0.5×T RO的曲線來說明，所述偏移在約7.9奈秒處於所繪製溫度範圍內大致恆定，其中大致恆定的目的意謂在自負40攝氏度至正125攝氏度的溫度的操作範圍內變化小於10%。
因此，本發明的實施例包含藉由針對溫度係數調節電路中的分量來調節的可調節參考電流產生器，所述溫度係數使弛張振盪器的平衡的組合溫度係數（分量T SW及分量T CMP）偏移以便達成極低溫度係數。
圖8為類似於圖4的弛張振盪器的示意圖，其中使用可調節參考電流IREF來修改可調節參考電流產生器800，所述弛張振盪器在所示出的實例中包括數位可調節電流鏡電路801。針對元件（比如圖4的元件），在圖8中使用相同附圖標記，且不再次描述該等元件。圖8中所繪示的可調節參考電流產生器800包含提供輸出電流k/n IREF的數位可調節電流鏡電路801，其中n為可調節參考電流IREF的常數因數，且k為數位可調節電流鏡電路801的輸出的數位受控參數。亦可利用其他類型的可數位調節的參考電流產生器。
亦在圖8中示意性地示出的為控制暫存器810，其可在與弛張振盪器電路相同的積體電路上實施，所述控制暫存器810施加控制訊號b[5:0]以設定輸出時脈週期。
控制暫存器810可包括非揮發性記憶體，且在一些實施例中可包括一次寫入記憶體。在其他實施例中，控制暫存器810可為諸如SRAM的揮發性記憶體。在一些實施例中，藉由寫入控制暫存器810以改變控制訊號b[5:0]的一或多個位元，從而在弛張振盪器電路輸出時脈週期的過程中改變時脈週期。
在此實例中，輸出電流k/n IREF具有由控制訊號b[4:0]設定的量值。五個位元的控制建立32個步階的可調節參考電流IREF。
可調節電容器C1及可調節電容器C2的電容在此實例中針對兩種電容狀態藉由控制訊號b[5]來設定，所述可調節電容器與藉由可調節參考電流產生器設定的32個步階組合建立弛張振盪器的64個可調節設定。
在其他實施例中，可使用由開關來調節的被動電容器組合來實施可調節電容器。此外，其他類型的可調節電容器也可被利用。在此實施例中，僅利用可調節電容器的兩種狀態。在其他實施例中，可實施多於兩種狀態以建立調節弛張振盪器的所要範圍。
圖9為繪示輸出時脈週期CLK及調節步階CLK_STEP相對於參數b[5:0]從0到63的設置的曲線圖。
在第一範圍中，在參數設定在零與24之間（b5=0）的情況下，時脈步階按照大約每步為0.2奈秒的參數下保持相對恆定，且時脈週期線性地增加。在約25至31的程式碼的範圍內，可看出時脈步階顯著增加，且時脈週期亦開始以非線性方式改變。
在第二範圍中，在參數設定在32與約56之間的情況下，時脈步階在約0.2奈秒下保持相對恆定，且時脈週期線性地增加。針對超過56的參數設置，時脈步階尺寸顯著增加，且時脈週期亦開始以非線性方式改變。
為實現在13奈秒至21奈秒的一系列輸出時脈週期內具有相對恆定的步階尺寸的實施例，參數暫存器可設定成介於0與20之間（b5為0）的程式碼值以設定介於13奈秒與17奈秒之間的輸出週期，且設定成介於40與56之間（b5為1）的程式碼值以設定介於17奈秒與21奈秒之間的輸出週期。可省略介於21與39之間及介於57與63之間的程式碼值，因為所述程式碼值會引起電路在非線性調節步階中的操作。
圖10為適用於圖8的電路中的可調節參考電流產生器的示意圖，所述可調節參考電流產生器可經調節以具有使弛張振盪器的其他分量的溫度係數偏移的溫度係數，從而產生接近於零的總體溫度係數。
在此實例中，p通道MOS電晶體P5、P6以及P7具有連接至供電電壓VDD的源極及連接在一起的閘極。此外，電晶體P7的閘極與汲極連接。電晶體P5、P6以及P7的汲極分別連接至n通道電晶體M1、n通道電晶體M0以及n通道電晶體M2的汲極。電晶體M1及M0的閘極連接在一起，且連接至電晶體M1的汲極。此外，電晶體M0的汲極連接至電晶體M2的閘極。電晶體M0的源極及電晶體M2的源極連接至VSS。電晶體M1的源極連接至可調節電阻器R1。電晶體M0及電晶體M1的閘極經由可調節電阻器R0連接至VSS。
電路在電晶體P7的汲極至電晶體M2處引起參考電流IREF的產生，從而具有可藉由調節電阻器R0及電阻器R1的值來調節溫度係數TC。
圖10的可調節參考電流產生器具有與基於電晶體M0的閘極至源極電壓及電阻器R0（V GS_M0/R0）產生的絕對溫度CTAT互補的分量及與基於電晶體M0及電晶體M1的閘極至源極電壓中的差值以及電阻器R1的值（ΔV GS(M0,M1)/R1）成正比的絕對溫度PTAT的分量。經由電晶體M0、電晶體M1以及電晶體M2的負回饋保持絕對溫度CTAT及絕對溫度PTAT操作。
在此電路中，使用包括電晶體M3(0)至電晶體M3(k-1)的可調節電流鏡電路來產生輸出電流k/n IREF。舉例而言，電晶體M3(0)至電晶體M3(k-1)中的每一者的電晶體寬度可具有等於電晶體M2的寬度。在此情況下，輸出電流k/n IREF為電晶體M2中的IREF的倍數，該IREF的倍數由斷開或閉合的開關1001、1002的數量確定。輸出電流k/n IREF與參考電流IREF的此關係可視需要使用不同尺寸的電晶體及控制訊號的大小各種組合來實施。
因此，可使用如相對於圖8所述的數位參數來調節輸出電流k/n IREF。
此電路的溫度係數為電阻R0及R1的函數。電阻R0及R1的值可針對特定實施藉由使用可調節電阻器來測試且使電阻變化以找到所要結果來決定。可替代地，值可藉由模擬或其他技術來決定。
圖10A示出了可用於測試中以找到適當設置的可調節電阻器的實例。
在此實例中，可調節電阻器包括電阻條帶（resistive strip）1010，所述電阻條帶1010連接至VSS且具有多個分接頭(tap)1011、分接頭1012。此外，電晶體1021及電晶體1022沿電阻器自VSS連接至對應分接頭。電阻值可藉由建立電晶體的閘極上的值來設定。
在本文中所描述的模型中，使用電阻R0=252千歐姆及電阻R1=23千歐姆，可獲得了略微負的溫度係數，該溫度係數可用於偏移上述張弛振盪器的其他分量的溫度係數。
圖11為針對此實施例的可調節參考電流IREF相對於溫度的曲線圖，其示出了可調節參考電流IREF隨著在-40℃至+125℃的溫度範圍內的溫度而略微下降。
出於比較的目的，圖12針對電阻R0=252千歐姆及電阻R1=23千歐姆的所選擇的實施例及針對用於測試操作中的電阻R0=243千歐姆及電阻R1=21千歐姆的替代實施例示出了延遲參數T CMP相對於溫度的關係。如所示出，替代實施例具有略微正的溫度係數，而所選擇的實施例具有略微負的溫度係數。
圖13示出了使用圖12中所繪製的不同實施例對弛張振盪器的輸出時脈的週期的影響。如所見，針對電阻R0=252千歐姆及電阻R1=23千歐姆的實施例，輸出週期在溫度範圍內保持實質上恆定，變化小於0.1奈秒。然而，針對電阻R0=243千歐姆及電阻R1=21千歐姆的另一實施例，輸出週期在溫度範圍內改變超過1奈秒。
圖14為繪示模擬在多個輸出週期設置下的圖10的電路的結果曲線。如曲線中所見，設置中的每一者在整個溫度範圍內具有實質上恆定的時脈週期T RO。針對程式碼=12至程式碼=16，從15.39奈秒至16.36奈秒的一些恆定時脈週期T RO且皆在R0=252千歐姆及R1=23千歐姆的情況下已得到證明。相同情況適用於整個可調節範圍，而可調節電阻器R0及可調節電阻器R1可能會被調節以產生所要結果。
弛張振盪器被描述了可在跨越大範圍輸出時脈週期調節，且可以在寬範圍的溫度範圍內為輸出時脈週期的範圍建立低溫度係數的方式實現。
一種可在保持較低溫度係數的同時進行調節的弛張振盪器被提供，從而增加可利用此類型的振盪器的靈活性和應用範圍。
本文中所描述的可調節弛張振盪器可用於各種積體電路元件中，所述積體電路元件包含積體電路記憶體元件、微控制器、混合訊號積體電路、系統晶片SoC元件、特殊應用積體電路、現場可程式化邏輯閘陣列、微處理器以及需要準確時脈週期的其他元件。
雖然參考上文詳述的較佳實施例及實例揭露本發明，但應理解，此等實例意欲為說明性而非限制性意義。預期在所屬領域中具有通常知識者將容易地想到各種修改及組合，所述修改及組合將在本發明的精神及以下申請專利範圍的範疇內。
100、800:可調節參考電流產生器 101:參考電壓產生器 102:第一比較器 103:第二比較器 104:充電電路 105:控制電路 110:D正反器 111:NAND閘 112:反相緩衝器 404:充電電路 410、412:電容器元件 411、413、530、531、1001、1002:開關 500:基底 501:隔離井 502:通道井 505源極端子 506:汲極端子 507:閘極端子 510、520:接觸 801:數位可調節電流鏡電路 810:控制暫存器 1010:電阻條帶 1011、1012:分接頭 1021、1022、M0、M1、M2、M3(0)、…、M3(k-1)、N1、N2:電晶體 b、b[4:0]、b[5]、b[5:0]:控制訊號 C1、C2:可調節電容器 CLK:輸出時脈週期 CLK_STEP:調節步驟 cmp1、cmp2:輸出 k/n IREF:輸出電流 CTAT、PTAT:絕對溫度 D:輸入 D0:第二參考電壓 D1:第一電容式節點 D2:第二電容式節點 EN、ENB:致能訊號 IREF:可調節參考電流 N0:n通道MOS電晶體 P0、P1、P2、P3、P5、P6、P7:p通道MOS電晶體 Pwell:通道井 Q:輸出 QB:反相輸出 R0、R1:可調節電阻器 RES:電阻器 S1:第二控制訊號 S2:第一控制訊號 TC:溫度係數 T CMP、T RC:時間 T RO:時脈週期 T SW:切換時間 VDD:供電電壓 VR:第一參考電壓 /b:補數
圖1為具有可調節輸出週期的電流模式弛張振盪器電路的示意圖。 圖2A、圖2B以及圖2C為圖1中所繪示的振盪器電路的時序圖。 圖3為示出在固定電容下隨電路（比如圖1的電路）的可調參考電流而變的輸出週期的曲線圖。 圖4為具有可調節輸出週期的電流模式弛張振盪器電路的替代實施例的示意圖。 圖5示出了包含MOS電容器的可調節電容器。 圖6為MOS電容器的隨閘極電壓及井電壓而變的電容的曲線圖。 圖7為繪示圖4的電路元件的在一操作溫度範圍內的延遲時間相對於溫度的曲線圖。 圖8為具有可調節輸出週期的電流模式弛張振盪器電路及數位參數輸入的替代實施例的示意圖。 圖9為時脈週期及時脈步階（clock step）相對於電路（比如圖8的電路）的輸入數位參數的曲線圖。 圖10為適用於圖8的電路的可調節參考電流產生器的示意圖。 圖10A為可用於控制圖10的電路中的溫度係數的可調節電阻器的示意圖。 圖11為繪示負溫度係數的電路（比如圖10的電路）的可調節參考電流相對於溫度的曲線圖。 圖12為繪示圖8的電路的比較器電路的延遲相對於溫度的曲線圖。 圖13為弛張振盪器的延遲相對於電路（比如圖8的電路）的溫度的曲線圖。 圖14示出了多組可調節參考電流的溫度的相對於弛張振盪器的延遲的曲線圖。
100:可調節參考電流產生器 101:參考電壓產生器 102:第一比較器 103:第二比較器 104:充電電路 105:控制電路 110:D正反器 111:NAND閘 112:反相緩衝器 C1、C2:可調節電容器 cmp1、cmp2:輸出 D:輸入 D0:第二參考電壓 D1:第一電容式節點 D2:第二電容式節點 EN:致能訊號 ENB:致能訊號 IREF:可調節電流源 N0、N1、N2:n通道MOS電晶體 P0、P1、P2、P3:p通道MOS電晶體 Q:輸出 QB:反相輸出 RES:電阻器 S1:第二控制訊號 S2:第一控制訊號 VDD:供電電壓 VR:第一參考電壓

Claims (18)

  1. 一種振盪器，包括：一可調節參考電流產生器，其用以產生一可調節參考電流；一充電電路，其用以隨所述可調節參考電流及可操作地耦接至一電容式節點的一可調節電容器的電容而變的對所述電容式節點進行充電；一比較器，其具有可操作地耦接至一參考電壓節點及所述電容式節點的輸入端，從而產生一比較器輸出，其中所述參考電壓節點連接至所述可調節參考電流產生器；以及一控制電路，其用以交替地使得所述充電電路能夠回應於所述比較器輸出的改變而對所述電容式節點進行充電及對所述電容式節點進行放電，以提供一振盪器輸出訊號，所述振盪器輸出訊號具有隨所述可調節電容及所述可調節參考電流而變的一振盪器週期，其中所述可調節電容器的所述電容具有第一狀態與第二狀態，所述第一狀態相關於所述振盪器週期的第一範圍且所述第二狀態相關於所述振盪器週期的第二範圍，所述電容在所述第一狀態下具有第一電容範圍且在所述第二狀態下具有第二電容範圍。
  2. 如請求項1之振盪器，其中所述可調節電容器包括可切換MOS電容器。
  3. 如請求項1之振盪器，其中所述可調節參考電流產生器及所述可調節電容器可回應於數位參數而調節。
  4. 如請求項1之振盪器，其中所述可調節參考電流產 生器及所述控制電路具有各別溫度係數，且所述可調節參考電流產生器的所述溫度係數使所述控制電路的所述溫度係數偏移。
  5. 如請求項1之振盪器，其中所述可調節參考電流產生器包括具有多個輸出端的電流鏡電路，所述多個輸出端產生具有不同量值的各別電流，且所述可調節參考電流產生器回應於輸入參數切換以致能及失能所述多個輸出端的所選擇輸出端。
  6. 如請求項1之振盪器，其中所述可調節參考電流產生器包括多個輸出端，所述多個輸出端產生具有不同量值的各別電流，且所述可調節參考電流產生器回應於輸入參數切換以致能及失能所述多個輸出端的所選擇輸出端。
  7. 如請求項1之振盪器，包含一參考電壓產生器用以產生隨所述可調節參考電流及一電阻而變的所述參考電壓。
  8. 如請求項1之振盪器，包含一暫存器，其將輸入提供至所述參考電流產生器以設定所述可調節參考電流的所述量值且將輸入提供至所述可調節電容器以設定所述可調節電容器的所述狀態。
  9. 如請求項1之振盪器，其中所述可調節參考電流產生器及所述控制電路具有各別溫度係數，且所述可調節參考電流產生器的所述溫度係數使所述控制電路的所述溫度係數偏移。
  10. 一種振盪器，包括：一可調節參考電流產生器，其用以產生一可調節參考電流；一充電電路，其用以隨所述可調節參考電流及可操作地耦接至第一電容式節點的第一可調節電容器的第一電容而變的對所述 第一電容式節點進行充電，且用以隨所述可調節參考電流及可操作地耦接至所述第一電容式節點的第二可調節電容器的第二電容而變的對第二電容式節點進行充電；一第一比較器，其具有可操作地耦接至一參考電壓節點及所述第一電容式節點的輸入端，從而產生一第一比較器輸出；一第二比較器，其具有可操作地耦接至所述參考電壓節點及所述第二電容式節點的輸入端，從而產生一第二比較器輸出，其中所述參考電壓節點連接至所述可調節參考電流產生器；以及控制電路，其用以交替地使得所述充電電路能夠回應於所述第一比較器輸出及所述第二比較器輸出的改變對所述第一電容式節點進行充電及放電且對所述第二電容式節點進行充電及放電，且用以提供一振盪器輸出訊號，所述振盪器輸出訊號具有隨所述第一可調節電容及所述第二可調節電容以及所述可調節參考電流而變的一振盪器週期，其中所述第一可調節電容器與所述第二可調節電容器的所述電容具有第一狀態與第二狀態，所述第一狀態相關於所述振盪器週期的第一範圍且所述第二狀態相關於所述振盪器週期的第二範圍，所述電容在所述第一狀態下具有第一電容範圍且在所述第二狀態下具有第二電容範圍。
  11. 如請求項10之振盪器，其中所述第一可調節電容器及所述第二可調節電容器中的至少一者包括可切換MOS電容器。
  12. 如請求項10之振盪器，其中所述可調節參考電流產生器及所述第一可調節電容器與所述第二可調節電容器可回應於 數位參數而調節。
  13. 如請求項10之振盪器，其中所述可調節參考電流產生器及所述控制電路具有各別溫度係數，且所述可調節參考電流產生器的所述溫度係數使所述控制電路的所述溫度係數偏移。
  14. 如請求項10之振盪器，其中所述可調節參考電流產生器包括具有多個輸出端的電流鏡電路，所述多個輸出端產生具有不同量值的各別電流，且所述可調節參考電流產生器回應於可程式化參數切換以致能及失能所述多個輸出端的所選擇輸出端。
  15. 如請求項10之振盪器，其中所述可調節參考電流產生器包括多個輸出端，所述多個輸出端產生具有不同量值的各別電流，且所述可調節參考電流產生器回應於可程式化參數切換以致能及失能所述多個輸出端的所選擇輸出端。
  16. 如請求項10之振盪器，包含一參考電壓產生器用以產生隨所述可調節參考電流及一電阻而變的所述參考電壓。
  17. 如請求項10之振盪器，包含一暫存器，其將輸入提供至所述可調節參考電流產生器以設定所述可調節參考電流的所述量值且將輸入提供至所述第一可調節電容器及所述第二可調節電容器以設定所述電容。
  18. 如請求項10之振盪器，其中所述可調節參考電流產生器及所述控制電路具有各別溫度係數，且所述可調節參考電流產生器的所述溫度係數使所述控制電路的所述溫度係數偏移。
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