CN113452352A - 可调节电流模式张弛振荡器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种张弛振荡器，包含用以产生施加至充电电路的参考电流的可调节参考电路产生器。充电电路被配置根据参考电流及可操作地耦接至电容式节点的可调节电容器的电容而对电容式节点进行充电。比较器具有可操作地耦接至参考电压节点及电容式节点的输入端以产生比较器输出。控制电路可交替的使得充电电路能够响应于比较器输出的变化而对电容式节点进行充电及对电容式节点进行放电。此外，控制电路输出的振荡器输出信号的振荡周期随可调节电容及可调节参考电流而变。

Description

可调节电流模式张弛振荡器
技术领域
本发明是关于可调节电流模式的振荡器，其包含张弛振荡器，具体为应用于集成电路的频率电路中可调节电流模式张弛振荡器。
背景技术
集成电路产品常常包含用于产生频率信号的振荡器。一种类型的振荡器称为张弛振荡器，其实例描述于「Chang,et al.,“A Submicrowatt 1.1-MHz RelaxationOscillator With Temperature Compensation”,IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS ANDSYSTEMS–II:EXPRESS BRIEFS,Vol.60,No.12,December 2013,pages 837-841」。
已知的张弛振荡器的已知方法关于调节输出周期(或频率)具有较差的弹性，同时维持温度补偿从而在一操作温度范围内产生稳定的输出周期。
因此，需要提供适用于集成电路的振荡器，所述振荡器可在显著频率范围内以精确及以低温度系数进行调节。
发明内容
本发明描述一种适用于在集成电路上产生频率信号的振荡器电路，所述振荡器电路可以在很大的频率周期范围内进行高精确度调节，所述振荡器电路的至少一些实施例在一定的操作温度范围内维持稳定的输出。
本文中所描述的振荡器包含用以产生施加至充电电路的参考电流的可调节参考电路产生器。充电电路被配置根据可调节参考电流及可操作地耦接至电容式节点的可调节电容器的电容而对电容式节点进行充电。比较器具有可操作地耦接至参考电压节点及电容式节点的输入端的以产生比较器输出。控制电路可交替的使得充电电路能够响应于比较器输出的变化而对电容式节点进行充电及对电容式节点进行放电。此外，控制电路输出的振荡器输出信号的振荡周期随可调节电容及可调节参考电流而变。
在振荡器电路的一些实施例中，存在两个电容式节点及两个比较器，它们被不同相(out of phase)的操作且与控制电路协同(in coordination)的操作以产生振荡器输出。
控制电路可与存储用于调节振荡器的参数的控制寄存器耦接，所述参数包含例如数字参数，该数字参数设定可调节电容器的状态及可调节参考电流的量值。
描述了可调节电容器的电容具有第一范围中的振荡器周期的第一状态及第二范围中的振荡器周期的第二状态的实施例。与可调节参考电流协同操作时，振荡器周期可在第一范围及第二范围内以用于设定输出周期的控制参数的数字值中的每一步骤的输出周期中的步阶尺寸(step size)进行调节，其中相比无可调节电容器的系统中的步阶尺寸，第一范围及第二范围的步阶尺寸更均匀(uniform)。
描述了可调节电容器包括可切换MOS电容器的实施例，所述可切换MOS电容器在第一状态下具有第一电容且在第二状态下具有第二电容。
此外，描述了可调节参考电流产生器及控制电路具有各个温度系数的实施例，且可调节参考电流产生器的温度系数使控制电路的温度系数偏移，从而产生在操作温度范围内稳定且仅略微变化的输出振荡器周期。
在审阅以下附图、详细描述以及权利要求书之后可看出本发明的其他实施例及优点。
附图说明
图1为具有可调节输出周期的电流模式张弛振荡器电路的示意图。
图2A、图2B以及图2C为图1中所绘示的振荡器电路的时序图。
图3为示出在固定电容下随电路(比如图1的张弛振荡器电路)的可调参考电流而变的输出周期的曲线图。
图4为具有可调节输出周期的电流模式张弛振荡器电路的替代实施例的示意图。
图5示出了包含MOS电容器的可调节电容器。
图6为MOS电容器的随栅极电压及阱电压而变的电容的曲线图。
图7为绘示图4的电路元件的在一操作温度范围内的延迟时间相对于温度的曲线图。
图8为具有可调节输出周期的电流模式张弛振荡器电路及数字参数输入的替代实施例的示意图。
图9为频率周期及频率步阶(clock step)相对于电路(比如图8的电路)的输入数字参数的曲线图。
图10A为适用于图8的电路的可调节参考电流产生器的示意图。
图10B为可用于控制图10A的电路中的温度系数的可调节电阻器的示意图。
图11为绘示负温度系数的电路(比如图10A的电路)的可调节参考电流相对于温度的曲线图。
图12为绘示图8的电路的比较器电路的延迟相对于温度的曲线图。
图13为张弛振荡器的延迟相对于电路(比如图8的电路)的温度的曲线图。
图14示出了多组可调节参考电流的温度的相对于张弛振荡器的延迟的曲线图。
【符号说明】
100、800:可调节参考电流产生器
101:参考电压产生器
102:第一比较器
103:第二比较器
104:充电电路
105:控制电路
110:D触发器
111:NAND门
112:反相缓冲器
404:充电电路
410、412:电容器元件
411、413、530、531、1001、1002:开关
500:衬底
501:隔离阱
502:通道阱
505源极端子
506:漏极端子
507:栅极端子
510、520:接触
801:数字可调节电流镜电路
810:控制寄存器
1010:电阻条带
1011、1012:分接头
1021、1022、M0、M1、M2、M3(0)、…、M3(k-1)、N1、N2:晶体管
b、b[4:0]、b[5]、b[5:0]:控制信号
C1、C2:可调节电容器
CLK:输出频率周期
CLK_STEP:调节步骤
cmp1、cmp2:输出
k/n IREF:输出电流
CTAT、PTAT:绝对温度
D:输入
D0:第二参考电压
D1:第一电容式节点
D2:第二电容式节点
EN、ENB:使能信号
IREF:可调节参考电流
N0:n通道MOS晶体管
P0、P1、P2、P3、P5、P6、P7:p通道MOS晶体管
Pwell:通道阱
Q:输出
QB:反相输出
R0、R1:可调节电阻器
RES:电阻器
S1:第二控制信号
S2:第一控制信号
TC:温度系数
TCMP、TRC:时间
TRO:频率周期
TSW:切换时间
VDD:供电电压
VR:第一参考电压
/b:补码
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。
参考图1至图14提供本发明的实施例的详细描述。
图1为可在广泛范围的输出周期上调节的张弛振荡器的示意图，其实施例可在广泛的温度范围内稳定操作。
在图1的实例中，张弛振荡器包含：可调节参考电流产生器100；参考电压产生器101，其产生第一参考电压VR及第二参考电压D0；充电电路104，其包含被配置随可调节参考电流及可调节电容器C1及可调节电容器C2的电容而对两个电容式节点进行充电及放电的可调节电容器C1及可调节电容器C2；以及控制电路105，其用以替代地使得充电电路能够响应于两个比较器的输出的改变而对电容式节点进行充电及放电且用以提供振荡器输出信号，所述振荡器输出信号具有随可调节电容及可调节参考电流而变的频率及周期。
可调节参考电流产生器100包含以电流镜组态配置的p通道MOS晶体管P0至P3。晶体管P0具有耦接至可调节电流源IREF的漏极及耦接至供电电压VDD的源极。晶体管P0的栅极及漏极连接在一起且连接至晶体管P1至晶体管P3中的每一者的栅极。晶体管P1至晶体管P3中的每一者将电流镜射到可调节参考电流产生器的相应输出上，该电流大小是根据晶体管P1至P3相对于晶体管P0的尺寸而变的。
参考电压产生器101耦接至由晶体管P1驱动的可调节参考电流产生器100的输出端。参考电压产生器101包含n通道MOS晶体管N0，所述晶体管N0具有其耦接至晶体管P1的漏极处的节点D0的栅极及漏极，且具有其经由电阻器RES连接至VSS(在本文中的实例中，VSS为接地，但其可为另一参考电压电平)的源极。因此，在节点D0处产生等于跨电阻器RES的电压VR加晶体管N0的阈值电压的恒定电压。
充电电路104在晶体管P2及晶体管P3的漏极处分别包含第一电容式节点D1及第二电容式节点D2，所述第一电容式节点D1及所述第二电容式节点D2驱动可调节参考电流产生器100的输出端。
第一电容式节点D1经由晶体管N1连接至可调节电容器C1的第一端子，C1的第二端子耦接至VSS。晶体管N1具有其连接至节点D0处的参考电压的栅极。晶体管N1的源极及可调节电容器C1的第一端子经由受使能信号ENB控制的第一开关连接，所述使能信号ENB可连接或断开可调节电容器C1的第一端子与VSS。此外，晶体管N1的源极及可调节电容器C1的第一端子经由受第一控制信号S2控制的第二开关连接，所述第一控制信号S2可连接或断开可调节电容器C1的第一端子与VSS。
第二电容式节点D2经由晶体管N2连接至可调节电容器C2的第一端子，C2的第二端子耦接至VSS。晶体管N2具有其连接至节点D0处的参考电压的栅极。晶体管N2的源极及可调节电容器C2的第一端子经由受第二控制信号S1控制的第三开关连接，所述第二控制信号S1可连接或断开可调节电容器C2的第一端子与VSS。
第一比较器102具有连接至第一电容式节点D1的第一输入端及连接至节点D0处的参考电压的第二输入端。第二比较器103具有连接至第二电容式节点D2的第一输入端及连接至节点D0处的参考电压的第二输入端。将第一比较器102及第二比较器103的输出cmp1及输出cmp2作为供应至控制电路105的输入。
在此实施例中，控制电路105包括D触发器(D Flip-Flop)110、NAND门111以及反相缓冲器112。将比较器输出cmp1及比较器输出cmp2供应至NAND门111的输入。将NAND门111的输出施加至D触发器110的频率输入端。D触发器110的D输入连接至D触发器110的反相输出QB。D触发器110的输出Q为第二控制信号S1。D触发器110的反相输出QB为第一控制信号S2。D触发器110的重启输入由使能信号EN驱动。反相缓冲器112的输入为使能信号EN，且其输出为使能信号ENB。
在此电路中，元件连接于供电电压VDD与VSS之间应理解，在其他实施例中，供电电压及VSS可经任何适合的电源电压及参考电压替换。举例而言，VSS参考电压节点可连接至DC接地。在其他实施例中，VSS参考电压节点可连接至AC接地。在其他实施例中，VSS参考电压节点可连接至其他电压参考，所述其他电压参考具有根据特定实施例的供电电压电平及其他实施例判定的相对电压电平。举例而言，参见2018年1月23日由Chen等人发布的标题为频率集成电路(CLOCK INTEGRATED CIRCUIT)的美国专利第9,876,502号，所述申请案如同本文中所完全阐述一般以引用的方式并入。
可参看图2A至图2C来理解图1的电路的操作，其中图2A示出了相对于时间的可调节电容器C1及可调节电容器C2上的电压，图2B示出了相对于时间的电容式节点D1及电容式节点D2上的电压，且图2C示出了第二控制信号S1及第一控制信号S2的时序。
在图2A至图2C中所示出的序列中，第二控制信号S1及第一控制信号S2分别从供电电压VDD及VSS处开始，且可调节电容器C1、可调节电容器C2、第一电容式节点D1以及第二电容式节点D2皆从VSS处开始。当使能信号EN被置位时，使能信号ENB变低电平，此举会关闭ENB开关。此时会允许节点D1随着通过晶体管P2的可调节参考电流使横跨于可调节电容器C1的电压渐升而充电。节点D1处的电压由于晶体管N1栅极电压而被箝位于约等于第一参考电压VR的电平处。节点D1处的电压继续增加，直至其如由第一比较器102的输出cmp1所示越过电平D0为止。当输出cmp1变高电平时，NAND门111的输出转变而使得D触发器将反相输出QB处的值计时，因此引发第二控制信号S1及第一控制信号S2的转变。在第二控制信号S1变低电平时，耦接至可调节电容器C2的第三开关断开，且在第一控制信号S2变高时，耦接至可调节电容器C1的第二开关闭合，从而将可调节电容器C1的第一端子接地。
因此，节点D1处的电压被保持在VSS处，而节点D2处的电压如图2A中所示出一般渐升。同样，节点D1处的电压接地，从而使得输出cmp1切换为低电平，而节点D2处的电压渐升。节点D2渐升，直至电压越过节点D0处的参考电压为止，此时第二比较器103会引起信号cmp2上的转变。此转变再次对D触发器计时，从而引起第二控制信号S1及第一控制信号S2中的转变以开始下一循环。此情况继续直至使能信号EN变低电平为止。
D触发器110的Q输出及QB输出中的一者或两者上的信号具有随可调节参考电流IREF及可调节电容器C1及可调节电容器C2的电容而变的频率周期TRO。
在此实例中，频率的工作周期为50％，其由可调节电容器及比较器的组态产生，以使得充电及放电在电路的两侧上以实质上相同的速度发生。在其他实施例中，不同工作循环可使用不平衡的电容器及/或比较器来实施。也就是说，在一些实施例中，张弛振荡器可依赖于单一电容式节点而操作。
电容式节点D1及电容式节点D2的充电速率随由晶体管P2及晶体管P3所驱动的电流镜输出的电流而变，所述晶体管P2及所述晶体管P3可镜射可调节参考电流IREF，所述可调节参考电流IREF可调节以调节输出频率信号的周期。此外，电容式节点D1及电容式节点D2的充电速率随可调节电容器C1及可调节电容器C2的电容而变，所述可调节电容器C1及所述可调节电容器C2可调节以调节输出频率信号的周期。
可调节参考电流产生器及可调节电容器以允许宽广的调节范围及较小温度系数的方式组合地用于所展示的实施例中。
频率周期TRO的特征为基于在晶体管N1或晶体管N2以线性模式操作时将节点D1或节点D2充电至第一参考电压VR所需的时间TRC加上晶体管N1或晶体管N2处于饱和状态时将节点D1及节点D2自第一参考电压VR充电至第二参考电压D0所需的时间TCMP再加上用于转变控制信号cmp1、控制信号cmp2、控制信号S1以及控制信号S2的切换时间TSW的总和。在此实例中，充电电路设定为以50％工作周期操作，因此可调节电容器C1的充电循环中的延迟与可调节电容器C2的充电循环中的延迟相同，因此输出信号TRO的频率周期等于时间TRC、时间TCMP以及切换时间TSW的总和的两倍。
图3为可调电容器C1和C2上具有恒定电容的情况下，在大约14.5μA至2μA的范围内，时间TCMP相对于可调节参考电流IREF(以微安(μA)为单位)的曲线图。此外，图3绘示用于根据电路模型判定时间TCMP的方程式。方程式表示两个分量，一个是基于晶体管的阈值电压除以可调节参考电流IREF的比率的第一线性因子，另一个是基于β乘以可调节参考电流IREF的平方根的倒数的第二非线性因子。如所见，时间TCMP为可调节参考电流IREF的非线性函数。图3还绘示了贡献延迟时间TCMP的可调节参考电流IREF的非线性因子的迹线(trace)及贡献延迟时间TCMP的可调节参考电流IREF的线性因子的迹线。可看出，非线性因子在此模型中紧密地追踪延迟时间TCMP。
此迹线的非线性性质说明精确地调节输出频率周期TRO是困难或不切实际的，此是由于针对较低可调节参考电流及较长周期，时间TCMP的非线性迹线变得更陡。在图3中的实例电路模型中，介于14.5微安培至6微安培的范围内，延迟时间TCMP随参考电流IREF而变为相对线性。然而，在6微安培至2微安培的范围内，延迟时间TCMP随参考电流IREF而变的极陡。
在陡的区域中，频率的输出周期的精确调节将需要可调节参考电流IREF的极精细调节能力，因为可调节参考电流IREF中的小步调节会引起输出周期的较大改变。为实施参考电流IREF中的小步阶调节使用数字参数以设定参考电流电平，是需要数字参数中的大量位及复杂电路结构，可能在一些系统中不实用。
使用可调节电容器C1及可调节电容器C2能够通过使曲线图较陡的响应区域(steep response regions)(比如图3中的介于6微安培至2微安培的范围)移位来进行更精确控制。曲线图的此移位可通过针对输出频率周期的不同范围改变电容来实现，其实施例绘示于图4及图8中。
图4为类似图1的张弛振荡器的示意图，其中使用通过具有两种状态的MOS电容器实施的可调节电容器C1及可调节电容器C2来修改充电电路。针对元件(比如图1的元件)，在图4中使用相同附图标记，且不再次描述这些元件。图4中所绘示的充电电路404包含分别与MOS电容器C1、MOS电容器C2串联的晶体管N1及晶体管N2。在图4中，可调节电容器C1及可调节电容器C2包含分别连接至开关411、开关413的电容器元件410及电容器元件412，通过所述电容器元件410及电容器元件412，电容器元件的第二端子响应于控制信号b通过所述开关411、所述开关413耦接至VSS或耦接至供电电压VDD。
图5示出了具有两种状态的MOS电容器的一个结构。由图4的电容器元件410及电容器元件412表示的结构以及对应开关411及开关413可使用如所示出的MOS晶体管结构来实施。所述结构通常以轻度p型掺杂形成于衬底500中。隔离阱501形成于衬底500中，包括n型掺杂区域。具有p型掺杂的通道阱502被配置于隔离阱501内部。衬底500及隔离阱501经由接触510及接触520被偏压(bias)至例如VSS及供电电压VDD。为了形成MOS电容器，源极端子505及漏极端子506连接在一起且与其间的通道组合地形成电容器的第二端子。偏压被施加至源极端子505及漏极端子506，亦偏压于通道阱502。电容器元件的第一端子则由栅极端子507形成。
开关530及开关531分别连接于隔离阱接触520与衬底接触510之间。控制信号b及其补码/b用于控制开关530及开关531。在控制信号补码/b为高时，开关531闭合且开关530断开，从而将电容器的第二端子连接至VSS。在控制信号b为高时，开关530闭合且开关531断开，从而将电容器的第二端子连接至供电电压VDD。
类似于图5结构中的MOS电容器C1及MOS电容器C2的电容值绘制于图6中。如所见，在通道阱(曲线图中为通道阱Pwell)连接至供电电压VDD时，在栅极电压介于约零伏与1.5伏之间时，电容值在约600飞法拉(fF)下具有第一状态。在通道阱连接至VSS时，例如，在栅极电压介于约0.5伏与2伏之间时，电容值在约100飞法拉下具有第二状态。
因此，通过MOS电容器的源极端子及漏极端子上的偏压，可调节电容器可在第一电容状态与第二电容状态之间切换。
图7为绘制贡献于张弛振荡器的可调节周期的延迟分量相对于温度的曲线图。针对张弛振荡器，需要具有跨越所要操作范围接近于零的温度系数TC。针对出于此曲线图的目的所分析的实例电路，可归因于在比较器切换时控制电路的切换时间的延迟的分量TSW具有略微负的温度系数(slightly negative temperature coefficient)，从而使得延迟值在介于负40摄氏度至正125摄氏度的温度范围略微下降。在晶体管N1或晶体管N2处于线性模式时可归因于充电电路的分量TRC具有在温度范围内略微增加的略微正的温度系数。在晶体管N1或晶体管N2处于饱和状态时可归因于充电电路的分量TCMP具有略微负的温度系数。
可以以建立具有温度系数的时间TCMP延迟的方式来实施参考电流产生器，该温度系数偏移可以用使分量TSW及分量TRC的温度系数偏移，以使得分量TCMP、分量TSW及分量TRC可组合具有接近于零的组合温度系数。
此偏移在图7中通过使用「x」标记在曲线上标记的张弛振荡器的半周期0.5×TRO的曲线来说明，所述偏移在约7.9纳秒处于所绘制温度范围内大致恒定，其中大致恒定的目的意谓在自负40摄氏度至正125摄氏度的温度的操作范围内变化小于10％。
因此，本发明的实施例包含通过针对温度系数调节电路中的分量来调节的可调节参考电流产生器，所述温度系数使张弛振荡器的平衡的组合温度系数(分量TSW及分量TCMP)偏移以便达成极低温度系数。
图8为类似于图4的张弛振荡器的示意图，其中使用可调节参考电流IREF来修改可调节参考电流产生器800，所述张弛振荡器在所示出的实例中包括数字可调节电流镜电路801。针对元件(比如图4的元件)，在图8中使用相同附图标记，且不再次描述这些元件。图8中所绘示的可调节参考电流产生器800包含提供输出电流k/n IREF的数字可调节电流镜电路801，其中n为可调节参考电流IREF的常数因子，且k为数字可调节电流镜电路801的输出的数字受控参数。亦可利用其他类型的可数字调节的参考电流产生器。
亦在图8中示意性地示出的为控制寄存器810，其可在与张弛振荡器电路相同的集成电路上实施，所述控制寄存器810施加控制信号b[5:0]以设定输出频率周期。
控制寄存器810可包括非易失性存储器，且在一些实施例中可包括一次写入存储器。在其他实施例中，控制寄存器810可为诸如SRAM的易失性存储器。在一些实施例中，通过写入控制寄存器810以改变控制信号b[5:0]的一或多个位，从而在张弛振荡器电路输出频率周期的过程中改变频率周期。
在此实例中，输出电流k/n IREF具有由控制信号b[4:0]设定的量值。五个位的控制建立32个步阶的可调节参考电流IREF。
可调节电容器C1及可调节电容器C2的电容在此实例中针对两种电容状态通过控制信号b[5]来设定，所述可调节电容器与通过可调节参考电流产生器设定的32个步阶组合建立张弛振荡器的64个可调节设定。
在其他实施例中，可使用由开关来调节的被动电容器组合来实施可调节电容器。此外，其他类型的可调节电容器也可被利用。在此实施例中，仅利用可调节电容器的两种状态。在其他实施例中，可实施多于两种状态以建立调节张弛振荡器的所要范围。
图9为绘示输出频率周期CLK及调节步阶CLK_STEP相对于参数b[5:0]从0到63的设置的曲线图。
在第一范围中，在参数设定在零与24之间(b5＝0)的情况下，频率步阶按照大约每步为0.2纳秒的参数下保持相对恒定，且频率周期线性地增加。在约25至31的程序代码的范围内，可看出频率步阶显著增加，且频率周期亦开始以非线性方式改变。
在第二范围中，在参数设定在32与约56之间的情况下，频率步阶在约0.2纳秒下保持相对恒定，且频率周期线性地增加。针对超过56的参数设置，频率步阶尺寸显著增加，且频率周期亦开始以非线性方式改变。
为实现在13纳秒至21纳秒的一系列输出频率周期内具有相对恒定的步阶尺寸的实施例，参数寄存器可设定成介于0与20之间(b5为0)的程序代码值以设定介于13纳秒与17纳秒之间的输出周期，且设定成介于40与56之间(b5为1)的程序代码值以设定介于17纳秒与21纳秒之间的输出周期。可省略介于21与39之间及介于57与63之间的程序代码值，因为所述程序代码值会引起电路在非线性调节步阶中的操作。
图10A为适用于图8的电路中的可调节参考电流产生器的示意图，所述可调节参考电流产生器可经调节以具有使张弛振荡器的其他分量的温度系数偏移的温度系数，从而产生接近于零的总体温度系数。
在此实例中，p通道MOS晶体管P5、P6以及P7具有连接至供电电压VDD的源极及连接在一起的栅极。此外，晶体管P7的栅极与漏极连接。晶体管P5、P6以及P7的漏极分别连接至n通道晶体管M1、n通道晶体管M0以及n通道晶体管M2的漏极。晶体管M1及M0的栅极连接在一起，且连接至晶体管M1的漏极。此外，晶体管M0的漏极连接至晶体管M2的栅极。晶体管M0的源极及晶体管M2的源极连接至VSS。晶体管M1的源极连接至可调节电阻器R1。晶体管M0及晶体管M1的栅极经由可调节电阻器R0连接至VSS。
电路在晶体管P7的漏极至晶体管M2处引起参考电流IREF的产生，从而具有可通过调节电阻器R0及电阻器R1的值来调节温度系数TC。
图10A的可调节参考电流产生器具有与基于晶体管M0的栅极至源极电压及电阻器R0(VGS_M0/R0)产生的绝对温度CTAT互补的分量及与基于晶体管M0及晶体管M1的栅极至源极电压中的差值以及电阻器R1的值(ΔVGS(M0,M1)/R1)成正比的绝对温度PTAT的分量。经由晶体管M0、晶体管M1以及晶体管M2的负回馈保持绝对温度CTAT及绝对温度PTAT操作。
在此电路中，使用包括晶体管M3(0)至晶体管M3(k-1)的可调节电流镜电路来产生输出电流k/n IREF。举例而言，晶体管M3(0)至晶体管M3(k-1)中的每一者的晶体管宽度可具有等于晶体管M2的宽度。在此情况下，输出电流k/n IREF为晶体管M2中的IREF的倍数，该IREF的倍数由断开或闭合的开关1001、1002的数量确定。输出电流k/n IREF与参考电流IREF的此关系可视需要使用不同尺寸的晶体管及控制信号的大小各种组合来实施。
因此，可使用如相对于图8所述的数字参数来调节输出电流k/n IREF。
此电路的温度系数为电阻R0及R1的函数。电阻R0及R1的值可针对特定实施通过使用可调节电阻器来测试且使电阻变化以找到所要结果来决定。可替代地，值可通过模拟或其他技术来决定。
图10B示出了可用于测试中以找到适当设置的可调节电阻器的实例。
在此实例中，可调节电阻器包括电阻条带(resistive strip)1010，所述电阻条带1010连接至VSS且具有多个分接头(tap)1011、分接头1012。此外，晶体管1021及晶体管1022沿电阻器自VSS连接至对应分接头。电阻值可通过建立晶体管的栅极上的值来设定。
在本文中所描述的模型中，使用电阻R0＝252千欧姆及电阻R1＝23千欧姆，可获得了略微负的温度系数，该温度系数可用于偏移上述张弛振荡器的其他分量的温度系数。
图11为针对此实施例的可调节参考电流IREF相对于温度的曲线图，其示出了可调节参考电流IREF随着在-40℃至+125℃的温度范围内的温度而略微下降。
出于比较的目的，图12针对电阻R0＝252千欧姆及电阻R1＝23千欧姆的所选择的实施例及针对用于测试操作中的电阻R0＝243千欧姆及电阻R1＝21千欧姆的替代实施例示出了延迟参数TCMP相对于温度的关系。如所示出，替代实施例具有略微正的温度系数，而所选择的实施例具有略微负的温度系数。
图13示出了使用图12中所绘制的不同实施例对张弛振荡器的输出频率的周期的影响。如所见，针对电阻R0＝252千欧姆及电阻R1＝23千欧姆的实施例，输出周期在温度范围内保持实质上恒定，变化小于0.1纳秒。然而，针对电阻R0＝243千欧姆及电阻R1＝21千欧姆的另一实施例，输出周期在温度范围内改变超过1纳秒。
图14为绘示仿真在多个输出周期设置下的图10A的电路的结果曲线。如曲线中所见，设置中的每一者在整个温度范围内具有实质上恒定的频率周期TRO。针对程序代码＝12至程序代码＝16，从15.39纳秒至16.36纳秒的一些恒定频率周期TRO且皆在R0＝252千欧姆及R1＝23千欧姆的情况下已得到证明。相同情况适用于整个可调节范围，而可调节电阻器R0及可调节电阻器R1可能会被调节以产生所要结果。
张弛振荡器被描述了可在跨越大范围输出频率周期调节，且可以在宽范围的温度范围内为输出频率周期的范围建立低温度系数的方式实现。
一种可在保持较低温度系数的同时进行调节的张弛振荡器被提供，从而增加可利用此类型的振荡器的灵活性和应用范围。
本文中所描述的可调节张弛振荡器可用于各种集成电路元件中，所述集成电路元件包含集成电路存储器元件、微控制器、混合信号集成电路、系统芯片SoC元件、特殊应用集成电路、现场可编程逻辑门阵列、微处理器以及需要准确频率周期的其他元件。
以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (20)

1.一种振荡器，其中，包括：
一可调节参考电流产生器，其用以产生一可调节参考电流；
一充电电路，其用以随所述可调节参考电流及可操作地耦接至一电容式节点的一可调节电容器的电容而变的对所述电容式节点进行充电；
一比较器，其具有可操作地耦接至一参考电压节点及所述电容式节点的输入端，从而产生一比较器输出；以及
一控制电路，其用以交替地使得所述充电电路能够响应于所述比较器输出的改变而对所述电容式节点进行充电及对所述电容式节点进行放电，以提供一振荡器输出信号，所述振荡器输出信号具有随所述可调节电容及所述可调节参考电流而变的一振荡器周期。
2.根据权利要求1所述的振荡器，其中，所述可调节电容器的所述电容具有第一范围中的所述振荡器周期的第一状态及第二范围中的所述振荡器周期的第二状态。
3.根据权利要求1所述的振荡器，其中，所述可调节电容器包括可切换MOS电容器。
4.根据权利要求1所述的振荡器，其中，所述可调节参考电流产生器及所述可调节电容器可响应于数字参数而调节。
5.根据权利要求1所述的振荡器，其中，所述可调节参考电流产生器及所述控制电路具有各个温度系数，且所述可调节参考电流产生器的所述温度系数使所述控制电路的所述温度系数偏移。
6.根据权利要求1所述的振荡器，其中，所述可调节参考电流产生器包括具有多个输出端的电流镜电路，所述多个输出端产生具有不同量值的各个电流，且所述可调节参考电流产生器响应于输入参数切换以使能及失能所述多个输出端的所选择输出端。
7.根据权利要求1所述的振荡器，其中，所述可调节电容可在第一范围中的所述振荡器周期的第一状态与第二范围中的所述振荡器周期的第二状态之间调节，且所述可调节参考电流产生器包括多个输出端，所述多个输出端产生具有不同量值的各个电流，且所述可调节参考电流产生器响应于输入参数切换以使能及失能所述多个输出端的所选择输出端。
8.根据权利要求1所述的振荡器，其中，包含一参考电压产生器用以产生随所述可调节参考电流及一电阻而变的所述参考电压。
9.根据权利要求1所述的振荡器，其中，包含一寄存器，其将输入提供至所述参考电流产生器以设定所述可调节参考电流的所述量值且将输入提供至所述可调节电容器以设定所述可调节电容器的所述状态。
10.根据权利要求1所述的振荡器，其中，所述可调节电容器的所述电容具有第一范围中的所述振荡器周期的第一状态及第二范围中的所述振荡器周期的第二状态，并且其中所述可调节参考电流产生器及所述控制电路具有各个温度系数，且所述可调节参考电流产生器的所述温度系数使所述控制电路的所述温度系数偏移。
11.一种振荡器，其中，包括：
一可调节参考电流产生器，其用以产生一可调节参考电流；
一充电电路，其用以随所述可调节参考电流及可操作地耦接至第一电容式节点的第一可调节电容器的第一电容而变的对所述第一电容式节点进行充电，且用以随所述可调节参考电流及可操作地耦接至所述第一电容式节点的第二可调节电容器的第二电容而变的对第二电容式节点进行充电；
一第一比较器，其具有可操作地耦接至一参考电压节点及所述第一电容式节点的输入端，从而产生一第一比较器输出；
一第二比较器，其具有可操作地耦接至所述参考电压节点及所述第二电容式节点的输入端，从而产生一第二比较器输出；以及
控制电路，其用以交替地使得所述充电电路能够响应于所述第一比较器输出及所述第二比较器输出的改变对所述第一电容式节点进行充电及放电且对所述第二电容式节点进行充电及放电，且用以提供一振荡器输出信号，所述振荡器输出信号具有随所述第一可调节电容及所述第二可调节电容以及所述可调节参考电流而变的一振荡器周期。
12.根据权利要求11所述的振荡器，其中，所述第一可调节电容器及所述第二可调节电容器的所述电容具有第一范围中的所述振荡器周期的第一状态及第二范围中的所述振荡器周期的第二状态。
13.根据权利要求11所述的振荡器，其中，所述第一可调节电容器及所述第二可调节电容器中的至少一者包括可切换MOS电容器。
14.根据权利要求11所述的振荡器，其中，所述可调节参考电流产生器及所述第一可调节电容器与所述第二可调节电容器可响应于数字参数而调节。
15.根据权利要求11所述的振荡器，其中，所述可调节参考电流产生器及所述控制电路具有各个温度系数，且所述可调节参考电流产生器的所述温度系数使所述控制电路的所述温度系数偏移。
16.根据权利要求11所述的振荡器，其中，所述可调节参考电流产生器包括具有多个输出端的电流镜电路，所述多个输出端产生具有不同量值的各个电流，且所述可调节参考电流产生器响应于可编程参数切换以使能及失能所述多个输出端的所选择输出端。
17.根据权利要求11所述的振荡器，其中，所述第一可调节电容器及所述第二可调节电容器的所述可调节电容可在第一范围中的所述振荡器周期的第一状态与第二范围中的所述振荡器周期的第二状态之间调节，且所述可调节参考电流产生器包括多个输出端，所述多个输出端产生具有不同量值的各个电流，且所述可调节参考电流产生器响应于可编程参数切换以使能及失能所述多个输出端的所选择输出端。
18.根据权利要求11所述的振荡器，其中，包含一参考电压产生器用以产生随所述可调节参考电流及一电阻而变的所述参考电压。
19.根据权利要求11所述的振荡器，其中，包含一寄存器，其将输入提供至所述可调节参考电流产生器以设定所述可调节参考电流的所述量值且将输入提供至所述第一可调节电容器及所述第二可调节电容器以设定所述电容。
20.根据权利要求11所述的振荡器，其中，所述第一可调节电容器及所述第二可调节电容器的所述电容具有第一范围中的所述振荡器周期的第一状态及第二范围中的所述振荡器周期的第二状态，并且其中所述可调节参考电流产生器及所述控制电路具有各个温度系数，且所述可调节参考电流产生器的所述温度系数使所述控制电路的所述温度系数偏移。
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