JP6869813B2 - 弛張型発振器、および弛張型発振器を備えた無線機器 - Google Patents

Description

本発明は、弛張型発振器に関するものである。

図１４に、従来の弛張型発振器の回路構成を示す。基準電圧源１０１と電流源回路１０２と発振回路１０４から成る。
電流源回路１０２は、可変抵抗１０５とオペアンプ１０６とＰＭＯＳトランジスタ１０７および１０８からなり、基準電圧源１０１から基準電圧Ｖ_REFと外部から電源電圧ＶＤＤが供給されている。

電流源回路１０２においては、オペアンプ１０６とＰＭＯＳトランジスタ１０７の働きにより可変抵抗１０５に印加される電圧が常にＶ_REFと等しくなるよう負帰還ループが構成されている。これにより、可変抵抗１０５の抵抗値をＲ₁₀₁とすれば、可変抵抗５に流れる電流Ｉ₁₀₁はＶ_REF／Ｒ₁₀₁となり、電流Ｉ₁₀₁がＰＭＯＳトランジスタ１０７とＰＭＯＳトランジスタ１０８のチャネル幅の比ｎ₁₀₁によりｎ₁₀₁倍され、電流源回路１０２の出力電流Ｉ₁₁が生成される。

発振回路１０４は、スイッチ１１３から１１６と、可変容量１１９と、可変容量１２０と、コンパレータ１２１と、コンパレータ１２３と、ＮＡＮＤゲート１２５とＮＡＮＤゲート１２６で構成されたＳＲラッチ回路とから成る。
可変容量１１９の充放電は、スイッチ１１３と１１５を切替えることで行う。可変容量１２０の充放電は、スイッチ１１４と１１６を切替えることで行う。

スイッチ１１３から１１６は、発振出力１２９の信号ＣＬＫと発振出力１３０の信号ＣＬＫＢにより、スイッチ１１３と１１４は一方がＯＮ状態であれば他方がＯＦＦの状態となり、スイッチ１１３と１１５は一方がＯＮ状態であれば他方がＯＦＦの状態となり、スイッチ１１４と１１６は一方がＯＮ状態であれば他方がＯＦＦの状態となるように制御されている。

コンパレータ１２１の出力は可変容量１１９の充電電圧が基準電圧Ｖ_REFを超えた場合に出力がＬｏｗレベルとなり、コンパレータ１２３の出力は可変容量１２０の充電電圧が基準電圧Ｖ_REFを超えた場合に出力がＬｏｗレベルとなる。

ＮＡＮＤゲート１２５とＮＡＮＤゲート１２６で構成されたＳＲラッチ回路の発振出力１２９と発振出力１３０の状態は、一方がＨｉｇｈレベルであれば他方がＬｏｗレベルであり、コンパレータ１２１の出力またはコンパレータ１２３の出力の何れかがＬｏｗレベルになった瞬間に発振出力１２９と発振出力１３０の状態が入れ替わる。

なお、基準電圧源１０１と発振回路１０４の中に含まれる基準電圧源１２２と１２４は共通の電圧源（基準電圧Ｖ_REF）であり、これら３つは同一の電圧源を個別に表現したものである。

従来の弛張型発振器の発振周波数は、可変抵抗１０５の抵抗値をＲ₁₀₁、可変容量１１９の容量値をＣ₁₀₁、可変容量１２０の容量値をＣ₁₀₂とおけば、式（１）で表される。

ただし、ｎ₁₀₁は電流源回路１０２のカレントミラー回路のチャネル幅の比（ＰＭＯＳトランジスタ１０８のゲート幅）÷（ＰＭＯＳトランジスタ１０７のゲート幅）である。
図１４に示す従来の弛張型発振器を半導体チップ上に形成した場合においては、可変抵抗１０５の温度係数の影響による発振周波数の変動が大きい欠点がある。

一般的な半導体プロセスでは、拡散抵抗およびポリシリコン抵抗（Ｐｏｌｙ抵抗）の１次温度係数の絶対値はおおよそ数１００ｐｐｍ／℃から数１０００ｐｐｍ／℃と大きく、仮に可変抵抗１０５に１次温度係数が１０００ｐｐｍ／℃の抵抗を使用し温度が５０℃変化した場合は発振周波数が５％も変動する。このため半導体チップ上に形成された従来の弛張型発振器は安定した周波数源と成り得ない。

この温度による発振周波数の変動を軽減するために、正の温度係数の抵抗と負の温度係数の抵抗を直列または並列に接続して使用する手法（例えば特許文献１）が用いられてきた。

特開２０１０−６３０８６号公報

従来の弛張型発振器の改善は、温度変動量の１次式に比例する周波数変動（以下、１次周波数偏差と記す）の不十分な改善に留まるものであった。
本発明の目的は、温度に対してより高安定な弛張型発振器を実現することにある。

上記課題を解決するために、本発明の弛張型発振器は、基準電圧を供給する基準電圧源と、第１の抵抗と基準電圧から電流を生成する第１の電流源回路と、第２の抵抗と基準電圧から電流を生成する第２の電流源回路と、第１の可変容量と、第２の可変容量と、第１の電流源回路から第１の可変容量への充電を制御する第１のスイッチと、第２の電流源回路から第２の可変容量への充電を制御する第２のスイッチと、第１の可変容量の電荷の放電を制御する第３のスイッチと、第２の可変容量の電荷の放電を制御する第４のスイッチと、第１の可変容量の電圧を基準電圧源と比較する第１の比較器と、第２の可変容量の電圧を基準電圧源と比較する第２の比較器と、第１の比較器の出力と第２の比較器の出力とを入力するＳＲラッチ回路と、を備え、第２の電流源回路の電流値に対する第１の電流源回路の電流値の比の値と、第１の抵抗の１次温度係数に対する第２の抵抗の１次温度係数の比の値の積が、第２の可変容量の容量値に対する第１の可変容量の容量値の比の値と、絶対値が等しく符号が逆であることを特徴とする。

本発明の弛張型発振器によれば、発振周波数の温度偏差が極めて小さい弛張型発振器を提供することが可能になる。

本発明の第１の実施形態の弛張型発振器の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態の弛張型発振器の動作波形である。 本発明の第１の実施形態の弛張型発振器における温度に対する可変容量の値を示す図である。 本発明の第１の実施形態の弛張型発振器の発振周波数の温度特性を示す図である。 本発明の第２の実施形態の弛張型発振器の構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態の弛張型発振器の構成を示す図である。 本発明の第４の実施形態の弛張型発振器の構成を示す図である。 本発明の第４の弛張型発振器のゲーティング回路の入出力の論理を示す表である。 本発明の第５の実施形態の弛張型発振器の構成を示す図である。 本発明の第６の実施形態の弛張型発振器の構成を示す図である。 本発明の第６の弛張型発振器で使用される第１と第２の弛張型発振器の温度特性を示す図である。 本発明の第７の実施形態の弛張型発振器の構成を示す図である。 本発明の第１から第７の実施形態の弛張型発振器の応用例である。 従来の弛張型発振器の構成を示す図である。

以下、本発明の弛張型発振器について、図面を参照して説明する。
（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態の弛張型発振器の構成を示す。
本実施形態の弛張型発振器は、基準電圧源１と電流源回路２と電流源回路３と発振回路４から成る。

電流源回路２は、可変抵抗５とオペアンプ６とＰＭＯＳトランジスタ７および８からなり、基準電圧源１から基準電圧Ｖ_REFと外部から電源電圧ＶＤＤが供給されている。
電流源回路３は、可変抵抗９とオペアンプ１０とＰＭＯＳトランジスタ１１およびトランジスタ１２からなり、基準電圧源１から基準電圧Ｖ_REFと外部から電源電圧ＶＤＤが供給されている。
ここで可変抵抗５と可変抵抗９は互いに符号が反対の１次温度係数を持つ。

電流源回路２においては、オペアンプ６とＰＭＯＳトランジスタ７の働きにより可変抵抗５に印加される電圧が常にＶ_REFと等しくなるよう負帰還ループが構成されている。これにより、可変抵抗５の抵抗値をＲ₁とすれば、可変抵抗５に流れる電流Ｉ₀₁はＶ_REF／Ｒ₁となり、電流Ｉ₀₁がＰＭＯＳトランジスタ７とＰＭＯＳトランジスタ８のチャネル幅の比ｎ₁によりｎ₁倍され、電流源回路２の出力電流Ｉ₁が生成される。

同様に、電流源回路３においては、可変抵抗９の抵抗値をＲ₂とすれば、可変抵抗９に流れる電流Ｉ₀₂はＶ_REF／Ｒ₂となり、電流Ｉ₀₂がＰＭＯＳトランジスタ１１とＰＭＯＳトランジスタ１２のチャネル幅の比ｎ₂によりｎ₂倍され、電流源回路３の出力電流Ｉ₂が生成される。

発振回路４は、スイッチ１３から１８と、可変容量１９と、可変容量２０と、コンパレータ２１と、コンパレータ２３と、ＮＡＮＤゲート２５とＮＡＮＤゲート２６で構成されたＳＲラッチ回路とから成る。なお、基準電圧源１と発振回路４の中に含まれる基準電圧源２２と基準電圧源２４は共通の電源であり、これら３つは同一の電圧源を図面の上で個別に表現しているに過ぎない。
可変容量１９の充放電は、スイッチ１３から１５を切替えることで行う。可変容量２０の充放電は、スイッチ１６から１８を切替えることで行う。

スイッチ１３から１８は、発振出力２９の信号ＣＬＫと発振出力３０の信号ＣＬＫＢにより、スイッチ１３と１６は一方がＯＮ状態であれば他方がＯＦＦの状態となり、スイッチ１３と１５は一方がＯＮ状態であれば他方がＯＦＦの状態となり、スイッチ１６と１８は一方がＯＮ状態であれば他方がＯＦＦの状態となり、スイッチ１３と１４は一方がＯＮ状態であれば他方がＯＦＦの状態となり、スイッチ１６と１７は一方がＯＮ状態であれば他方がＯＦＦの状態となるように制御されている。

コンパレータ２１の出力端子２７は可変容量１９の充電電圧が基準電圧Ｖ_REFを超えた場合に出力がＬｏｗレベルとなり、コンパレータ２３の出力端子２８は可変容量２０の充電電圧が基準電圧Ｖ_REFを超えた場合に出力がＬｏｗレベルとなる。

ＮＡＮＤゲート２５とＮＡＮＤゲート２６で構成されたＳＲラッチ回路の発振出力２９と発振出力３０の状態は、一方がＨｉｇｈレベルであれば他方がＬｏｗレベルであり、コンパレータ２１の出力端子２７またはコンパレータ２３の出力端子２８の何れかがＬｏｗレベルになった瞬間に発振出力２９と発振出力３０の状態が入れ替わる。

図２は、本発明の第１の実施形態の弛張型発振器の各部の動作波形であり、以下の順序で発振動作が行われる。
発振出力２９の信号ＣＬＫがＬｏｗ、発振出力３０の信号ＣＬＫＢがＨｉｇｈの状態においては、スイッチ１３がＯＮ状態でスイッチ１５がＯＦＦ状態であるため、可変容量１９は電流源回路２の出力電流Ｉ₁で充電され上昇する。その充電電位Ｖ_C1がＶ_REFに到達するとコンパレータ２１の出力端子２７の電位ＣＯ１が一瞬Ｌｏｗレベルとなり、ＮＡＮＤゲート２５と２６で構成されたＳＲラッチ回路の発振出力２９の信号ＣＬＫと発振出力３０の信号ＣＬＫＢの論理が反転し、スイッチ１３がＯＦＦ状態でスイッチ１５がＯＮ状態に変わり、可変容量１９に充電された電荷が放電される。

発振出力２９の信号ＣＬＫがＨｉｇｈ、発振出力の信号ＣＬＫＢがＬｏｗの状態においては、スイッチ１６がＯＮ状態でスイッチ１８がＯＦＦ状態であるため、可変容量２０は電流源回路３の出力電流Ｉ２で充電され上昇する。その充電電位Ｖ_C2がＶ_REFに到達するとコンパレータ２３の出力端子２８の電位ＣＯ２が一瞬Ｌｏｗレベルとなり、ＮＡＮＤゲート２５と２６で構成されたＳＲラッチ回路の発振出力２９の信号ＣＬＫと発振出力３０の信号ＣＬＫＢの論理が反転し、スイッチ１６がＯＦＦ状態でスイッチ１８がＯＮの状態に変わり、可変容量２０に充電された電荷が放電される。

以上の一連の動作により、可変容量１９が基準電流Ｉ₁で充電される期間（Ｔ₁）と、可変容量２０が基準電流Ｉ₂で充電される期間（Ｔ₂）が交互に入れ替わり、周期Ｔ＝Ｔ₁＋Ｔ₂で発振状態が持続する。

以下、本発明の第１の実施形態の弛張型発振器（図１）における発振周波数の温度偏差補償の原理を以下に解説する。
まず、可変抵抗５と可変抵抗９の１次と２次の温度係数を考慮した抵抗値は、式（２）と式（３）のように表せる。

ただし、式（２）、式（３）において、
ΔＴ：基準温度Ｔ₀からの温度変動量
Ｒ₀₁：基準温度における可変抵抗５の抵抗値
Ｒ₀₂：基準温度における可変抵抗９の抵抗値
α₁：可変抵抗５の１次温度係数
α₂：可変抵抗５の２次温度係数
β₁：可変抵抗９の１次温度係数
β₂：可変抵抗９の２次温度係数
この場合の発振周波数ｆは、式（４）のように表せる。

ただし、式（４）において、
Ｃ₁：可変容量１９の容量値
Ｃ₂：可変容量２０の容量値
ｎ₁：電流源回路２のカレントミラー回路のチャネル幅の比
（（ＰＭＯＳトランジスタ８のゲート幅）÷（ＰＭＯＳトランジスタ７のゲート幅））
ｎ₂：電流源回路３のカレントミラー回路のチャネル幅の比
（（ＰＭＯＳトランジスタ１２のゲート幅）÷（ＰＭＯＳトランジスタ１１のゲート幅））
１次周波数偏差を相殺する条件は、式（４）分母の第３項（ΔＴがかかる項）がゼロになる場合であり、その条件は式（５）である。

式（５）の条件が成立するには、右辺が正の値でなければならない。つまり、発振周波数の１次周波数偏差を相殺するには、可変抵抗５の１次温度係数α₁と可変抵抗９の１次温度係数β₁の一方が負の値で他方が正の値である２種類の抵抗を用いれば良い。その上で、基準温度Ｔ₀において容量値Ｃ₁とＣ₂の比を抵抗の１次温度係数α₁とβ₁と電流源回路２の出力電流値Ｉ₁と電流源回路３の出力電流値Ｉ₂とで決まる容量比に設定すれば、発振周波数の１次周波数偏差が相殺されゼロになる。

また、基準温度Ｔ₀（ΔＴ＝０）におけるＣ₁とＣ₂をそれぞれＣ₀₁とＣ₀₂と定義し、これらの合計値を式（６）に示すようにＣとおけば、１次周波数偏差がゼロになる容量値は式（７）と式（８）である。

次に、２次周波数偏差を相殺する条件について解説する。
まず、式（４）において、温度により値が変わる分母の第３項（ΔＴが掛かる項）と第４項（ΔＴ＾２が掛る項）がゼロになる容量値Ｃ₁とＣ₂について解くと、その近似解は式（９）と式（１０）となる。

ここで、式（９）と式（１０）におけるγ₁とγ₂とΔＣの定義は以下の通りである。
γ₁：２次周波数偏差を補償するためのＣ₁の温度係数

γ₂：２次周波数偏差を補償するためのＣ₂の温度係数

また、式（９）と式（１０）においては、式（１２）の関係が成り立ち、２次周波数偏差を補償するために温度に比例し増減させるＣ₁とＣ₂の量△Ｃは大きさが等しく正負が反対である。

これを言い換えれば、温度変動量ΔＴに比例しＣ₁をΔＣ増しＣ₂をΔＣ減ずる制御を行えば良く、すなわち、Ｃ₁とＣ₂の合計値は温度によらず一定である。また、｜Ｃ₀₁γ₁｜＝｜Ｃ₀₂γ₂｜であることから、γ₁とγ₂の何れか一方を算出すれば他方は正負を反対にするだけで求められる。

前記の式（９）と式（１０）で示されるＣ₁とＣ₂の第２項は温度ΔＴにより変わるため、この両式の条件だけでは式（４）分母の第１項と第２項が温度により大きさが変わるため発振周波数が一定とならない。 発振周波数を温度によらず一定とするには、式（４）に式（９）と式（１０）を代入した次の式（１４）の第３項（ΔＴがかかる項）がゼロになる条件も必要である。

式（１４）分母の第３項がゼロになる条件（つまり、２次周波数偏差を相殺するためのもう一つの条件）は、式（１３）の関係があることから式（１５）が導かれる。

式（１４）の関係は電流源回路２の出力電流Ｉ₁と電流源回路３の出力電流Ｉ₂を等しく設定する（Ｉ₁＝Ｉ₂とする）ことに相当し、この条件は本発明の弛張型発振器において２次周波数偏差を相殺しゼロとするために必須の条件である。

上記の２次周波数偏差を相殺する条件を整理すると、
まず、基準温度Ｔ₀において電流源回路２と電流源回路３の出力電流Ｉ₁とＩ₂を等しく設定し、Ｃ₁とＣ₂を調整して発振周波数ｆを所望の値に設定する。このとき、Ｉ₁＝Ｉ₂の関係があるため、発振周波数ｆはＣ₁とＣ₂の合計値Ｃで決まりＣ₁とＣ₂の比率に左右されない。
次に、予め１次周波数偏差を相殺するため、基準温度Ｔ₀におけるＣ₁とＣ₂の比率を、式（７）と式（８）に基づき決定する。

さらに２次周波数偏差を相殺するために、温度が基準温度Ｔ₀からΔＴ変化した場合には、式（１１）に示す温度係数γ₁または式（１２）に示す温度係数γ₂に基づきΔＣの値を式（１３）で算出し、可変容量１９の容量値Ｃ₁をΔＣ増加させ、可変容量２０の容量値Ｃ₂をΔＣ減少さる制御を行う。つまり可変容量１９と２０の合計の容量値Ｃは温度が変化しても常に一定とし、可変容量１９と２０の容量値の比を温度に応じ調整する制御を行う。

なお発振出力のデューティー比は一定にならず温度補正によって変動する。デューティー比を一定にする場合は、例えば目的周波数の２倍の周波数で発振させ２分周する等で対応できる。

図３と図４に、本発明の第１の弛張型発振器を前記の周波数偏差補償の原理に基づき可変容量１９と可変容量２０を制御した場合の特性を示す。
ここでの条件は、ｎ₁＝ｎ₂＝１であり、基準温度Ｔ₀＝５０℃における可変抵抗５と９の抵抗値が５０ｋΩで等しく（Ｒ₀₁＝Ｒ₀₂＝５０ｋΩ）、抵抗の温度係数がα₁＝−１．２３２Ｅ−３［−／℃］、α₂＝２．０４Ｅ−６［−／℃＾２］、β₁＝１．４２０２Ｅ−３［−／℃］，β₂＝６．６Ｅ−７［−／℃＾２］とした。

図３は温度変化に対する可変容量１９と２０の容量値Ｃ₁とＣ₂のグラフであり、温度によらずＣ₁とＣ₂の合計値Ｃを１０ｐＦで一定とし、基準温度Ｔ₀（＝５０℃）におけるＣ₁とＣ₂の値をそれぞれＣ₀₁とＣ₀₂とし、両者の比を前記の補償原理に基づき温度変化に比例して可変する様子を示している。

図４は、本発明の第１の弛張型発振器の周波数偏差特性である。同図中Ａの特性は、温度によらず可変容量１９と２０の容量値Ｃ₁とＣ₂をそれぞれＣ₀₁とＣ₀₂に固定した場合の周波数偏差であり、この場合は１次周波数偏差がゼロとなり２次周波数偏差が補償されずに残る。

同図中Ｂの特性は、温度に応じて可変容量１９と２０の値Ｃ₁とＣ₂を前記の補償原理に基づき図３に示した容量値に制御した場合の周波数偏差である。２次の周波数偏差を相殺する条件式が近似解であるため周波数偏差が完全にゼロになっていないが、温度範囲が５０℃±３５℃での周波数偏差は±２７．７ｐｐｍであり、従来の弛張型ＣＲ発振器と比べて極めて小さく、水晶発振器に近い値である。

なお、図４の特性において低温と高温の領域において周波数偏差が大きくなるが、可変抵抗５と可変抵抗９に２次温度係数が同じ抵抗を用いることが出来るのであれば、全温度範囲で周波数偏差をゼロにすることが可能である。

（第２の実施形態）
図５に、本発明の第２の実施形態の弛張型発振器の構成を示す。これは本発明の第１の実施形態の弛張型発振器についてより具体的な構成を示したものである。
第１の実施形態における可変容量１９は、直列に接続された単位容量３１とスイッチ３２のユニットをＫ個並列にして構成し、第１の実施形態における可変容量２０は、直列に接続された単位容量３３とスイッチ３４のユニットをＫ個並列にして構成する。

可変容量１９の容量値が可変容量設定端子３５からデジタル値ＳＰ₁で制御され、可変容量２０の容量値が可変容量設定端子３６からデジタル値ＳＰ₂で制御される。
ＳＰ₁はスイッチ３２を幾つＯＮ状態にするかを制御する信号であり、ＳＰ₂はスイッチ３４を幾つＯＮ状態にするかを制御する信号である。

本弛張型発振器（図５）が所望の周波数ｆ₀で発振する場合において、可変容量１９のスイッチ３２がＯＮする個数をＰ₁、可変容量２０のスイッチ３４がＯＮする個数をＰ₂とし、Ｐ₁とＰ₂の合計個数をＰ個とする（式（１６））。前記の周波数偏差の原理に基づき、２次周波数偏差を相殺する場合にはＰは温度が変化した場合も常に一定の値に保たれる。

本弛張型発振器（図５）の周波数偏差がゼロになる条件をスイッチがＯＮになっている単位容量の個数Ｐ、Ｐ₁、Ｐ₂を使い表すと、式（１７）から式（２１）となる。

ただし、式（１７）から式（２１）において、
Ｐ₀₁：基準温度Ｔ₀おける可変容量１９の設定値Ｐ₁の値
（基準温度Ｔ₀においてＯＮ状態であるスイッチ３２の個数）
Ｐ₀₂：基準温度Ｔ₀おける可変容量２０の設定値Ｐ₂の値
（基準温度Ｔ₀においてＯＮ状態であるスイッチ３４の個数）
ΔＰ：２次周波数偏差を補償するための単位容量の補正個数
このような構成とすることで、可変容量１９と２０の容量和を一定に保ちながら、温度変化に合わせて可変容量１９と２０の容量比を変化させることが容易に可能となる。

（第３の実施形態）
図６に、本発明の第３の実施形態の弛張型発振器を示す。本実施形態では、第２の実施形態（図５）におけるコンパレータ２１と２３に代わりに閾値電圧Ｖ_th（反転電圧）が等しいインバータ回路３９と４０を使用し、また第２の実施形態における基準電圧源１としてインバータ回路３９と４０と同一のインバータ回路３７を使用した。

インバータ回路３７は出力電圧が帰還抵抗３８により入力に帰還されているため出力電圧Ｖ_REFはインバータの閾値Ｖ_thに収束する。本実施形態の弛張型発振器は、電源電圧ＶＤＤが変化してもインバータ回路３９と４０の閾値Ｖ_thとＶ_REFが常に等しい状態に保たれるため、発振周波数が電源電圧ＶＤＤおよびインバータの閾値Ｖ_thに依存しない。この特性は本発明の実施形態２の弛張型発振器と変わらない。

つまり、本実施形態は、本発明の実施形態２の弛張型発振器と同じ特性を保ちながら、コンパレータをインバータ回路に置き換えたことで回路規模を削減できる利点を有する。

（第４の実施形態）
図７に、本発明の第４の実施形態の弛張型発振器を示す。前記の式（１５）での説明のように、２次周波数偏差の補償ではＲ₀₁／ｎ₁＝Ｒ₀₂／ｎ₂、すなわちＩ₁＝Ｉ₂の条件が必須であり、このためには第１の電流源回路２の出力電流Ｉ₁と第２の電流源回路３の出力電流Ｉ₂をＩ₁＝Ｉ₂となるよう可変抵抗５と可変抵抗９の抵抗値Ｒ₁とＲ₂の調整を行う必要がある。

図７に示す本発明の第４の実施形態の弛張型発振器は、この調整を発振周波数の計測で容易に正確に実施できるように改良したもので、これは本発明の第２の実施形態の弛張型発振器（図５）の発振回路４に、電流源回路２の出力電流を可変容量２０に供給するためのスイッチ４２と、電流源回路３の出力電流を可変容量１９に供給するためのスイッチ４３と、ゲーティング回路４４を追加した。

ゲーティング回路４４は動作モード設定端子４５で設定される制御値（ＭＯＤＥ）に応じてＳＲラッチ回路の発振出力２９の信号ＣＬＫと発振出力３０の信号ＣＬＫＢでスイッチ１３、１４、１６、１７，４２、４３を制御する。その入出力の論理は図８に示す通りである。

これにより本実施形態４の弛張型発振器は、第１の動作モード（Ｉ₁＆Ｉ₂発振モード）では、スイッチ４２とスイッチ４３が非導通の状態で固定され、スイッチ１３とスイッチ１６が交互に導通を繰り返し、スイッチ１３とスイッチ１４および１５が互いに逆位相で導通を繰り返し、スイッチ１６とスイッチ１７および１８が互いに逆位相で導通を繰り返し、発振が持続する。つまり、図１、図５、図６の発振回路と同じく電流源回路２から供給される電流Ｉ₁で可変容量１９を充電し、電流源回路３から供給される電流Ｉ₂で可変容量２０を充電し発振する。

第２の動作モード（Ｉ₁発振モード）では、スイッチ１４、１６、１７、４３が非導通の状態に固定され、スイッチ１３と４２が交互に導通を繰り返し、スイッチ１３とスイッチ１５が互いに逆位相で導通を繰り返し、スイッチ４２とスイッチ１８が互いに逆位相で導通を繰り返し、発振が持続する。つまり、発振回路４１は電流源回路２から供給される電流Ｉ₁だけで可変容量１９と２０充電し発振する。

第３の動作モード（Ｉ₂発振モード）では、スイッチ１３、１４、１７、４２が非導通の状態に固定され、スイッチ１６と４３が交互に導通を繰り返し、スイッチ１６とスイッチ１８が互いに逆位相で導通を繰り返し、スイッチ４３とスイッチ１５が互いに逆位相で導通を繰り返し、発振が持続する。つまり、発振回路４１は電流源回路３から供給される電流Ｉ２だけで可変容量１９と２０充電し発振する。

本発振回路は、第２の動作モードと第３の動作モードにおける発振周波数が同じになるよう可変抵抗５と可変抵抗９を調整することで、Ｉ₁＝Ｉ₂の状態、つまり２次周波数偏差補償に必須の条件を容易に作り出すことができるため、容易に温度変化による発振周波数偏差の補償精度が向上する。

（第５の実施形態）
図９に、本実発明の第５の実施形態の弛張型発振器の構成を示す。本弛張型発振器は、基準電圧源１と電流源回路２と電流源回路３と発振回路４１と温度センサ５０と演算回路５１と第１のメモリ５２と第２のメモリ５３と容量制御回路５４とスイッチ５５から成る。

発振回路４１は本発明の第４の実施形態の弛張型発振器の発振回路４１を用いる（あるいは本発明の第１と第２と第３の実施形態の弛張型発振器における発振回路４を用いることもできる）。

容量制御回路５４は第１の演算器５６と第２の演算器５７から成り、第１のメモリ５２には基準温度Ｔ₀において発振回路４１の１次周波数偏差がゼロになる可変容量１９の容量設定値Ｐ₀₁と可変容量２０の容量設定値Ｐ₀₂が格納されている。

温度センサ５０は検出した温度情報ｍを演算回路５１に出力し、演算回路５１は、２次周波数偏差をゼロに補償するための容量値制御値ΔＰを温度情報ｍに基づき演算して出力する。第２のメモリ５３はΔＰの演算で必要となるデータまたは温度ｍに対応する補償値ΔＰが格納されたメモリであり、演算回路５１がアドレス（ＡＤＤ）を指定し格納されているデータ（ＤＡＴＡ）を読み出す。

容量制御回路５４は発振回路４１内部の可変容量１９と２０の制御値ＳＰ₁とＳＰ₂を出力する回路であり、ＳＰ₁は第１の演算器５６にてＰ₀₁にΔＰが足された値、ＳＰ₂は第２の演算器５７にてＰ₀₂からΔＰが引かれた値である。
なお、スイッチ５５は、ΔＰを容量制御回路５５に伝達するかしないかを制御するもので、本スイッチの開閉により２次周波数偏差の補償の有無が選択できる。

本発明の第５の実施形態の弛張型発振器は、上記の一連の機構により発振周波数の１次および２次の周波数偏差が自動で補償されるため、発振回路４１の出力周波数ｆ₁が極めて安定に保たれる。

（第６の実施形態）
図１０に、本実発明の第６の実施形態の弛張型発振器を示す。本実施形態は、本発明の実施形態５における温度センサ５０のより具体的な構成の一例を示したものである。本実施形態では、実施形態５で説明した出力周波数ｆ₁で発振する発振回路４１以外に温度センサ５０の中に発振回路７０を備える。ここでは前記発振回路４１を第１の発振回路４１、温度センサの中の発振回路７０を第２の発振回路として説明する。

温度センサ５０は、第２の発振回路７０と、第１のカウンタ７１と、第２のカウンタ７２と、第３のメモリ７３から成り、第２の発振回路７０には、従来のＣＲ発振器（図１４）の発振回路１０４または本発明の第５の実施形態の弛張型発振器（図７）の発振回路４１などを用いることができる。

従来の発振回路１０４が使用される場合にはその内部の可変容量１１９と１２０には電流源回路２から電流Ｉ₁が供給される（あるいは、電流源回路３から電流Ｉ₂が供給される）。また、本発明の第２の弛張型発振器の発振回路４１を用いる場合には、第２の動作モード（あるいは、第３の動作モード）が選択される。

以下、本実発明の第６の実施形態の弛張型発振器の周波数偏差補償の原理および手順について説明する。
図１１に、スイッチ５５が開いた状態、すなわち容量制御回路５４の入力にΔＰが与えられない状態（ΔＰ＝０の状態）における第１の発振回路４１の発振周波数（Ｄ）と、第２の発振回路７０の発振周波数（Ｅ）の温度特性を示す。

発振回路４１の発振周波数（Ｄ）は、基準温度Ｔ₀における周波数はｆ₀₁であり、１次周波数偏差がゼロに調整してあるために、発振周波数は温度によらずほぼ一定と見なせる。これに対し、発振回路７０の発振周波数（Ｅ）は、可変抵抗５の１次温度係数α₁の影響により温度に比例し直線的に大きく変化し、基準温度Ｔ₀における周波数はｆ₀₂である。
ここで基準温度Ｔ₀におけるｆ₀₁とｆ₀₂の比を式（２２）に示すようにｑと定義する。

温度Ｔ₀＋ΔＴにおける第２の発振回路７０の発振周波数ｆ₂は、可変抵抗５の１次係数α₁に着目した場合、式（２２）の定義を用いることで式（２３）のように表せる。

ただし、
ｆ₀₁：基準温度Ｔ₀における第１の発振回路４１の発振周波数
ｆ₀₂：基準温度Ｔ₀における第２の発振回路７０の発振周波数
ｑ：基準温度Ｔ₀における第１の発振回路４１と第２の発振回路７０の発振周波数の比
α１：可変抵抗４の１次温度係数
ΔＴ：基準温度Ｔ₀からの温度変動量
温度がＴ₀＋ΔＴにおけるｆ₁とｆ₂の差Δｆは、ｆ₁が温度によらずほぼ一定でｆ₀₁と見なせることから、近似的に式（２４）のように表せる。

温度センサ５０は、スイッチ５５が開いた状態（ΔＰ＝０の状態）で第１の発振回路４１と第２の発振回路７０の発振周波数が安定している状態で動作する。
第１のカウンタ７１は、第３のメモリ７３に記憶された値Ｍに基づき発振回路４１の出力周波数（ｆ₁）をＭ回カウントしゲート時間Ｔ_gを作る。第２のカウンタ７２はＴ_gの期間に第２の発振回路７０の出力（ｆ₂）のクロック数を計数し、その計数値ｍを出力する。
温度がＴ₀＋ΔＴにおける発振回路４１の発振周波数（ｆ₂）は、カウンタ７１のカウント回数Ｍとカウンタ７２の計数値ｍを用いると、式（２５）のように表せる。

温度がＴ₀＋ΔＴにおけるｆ₁とｆ₂の差Δｆは、ｆ₁が温度によらずほぼ一定でｆ₀₁と見なせることから、近似的に式（２６）のように表せる。

温度変化ΔＴの近似解は、式（２４）と式（２６）から式（２７）となる。

第１の発振回路４１の２次周波数偏差を補償するための可変容量の設定値の補正値個数ΔＰは、式（２７）を式（２１）に代入することで式（２８）および式（２９）となる。

演算回路５１が式（２８）または式（２９）による演算値ΔＰを出力した後、スイッチ５５が閉じられΔＰが容量制御回路５４に与えられる。そして容量制御回路５４が第１の発振回路４１の可変容量１９の設定値Ｐ₁をＰ₀₁＋ΔＰに、可変容量２０の設定値Ｐ₂をＰ₀₂−ΔＰに設定し、これにより第１の発振回路４１の２次周波数偏差が補償（補正）される。

上記は温度センサ５０での温度変化の検出時にスイッチ５５が開いた状態（つまり第１の発振回路４１が１次周波数偏差補償だけの場合）での動作を解説したが、温度変化の検出時にスイッチ５５が閉じた場合（つまり第１の発振回路４１の周波数偏差補償が２次まで行われている場合）でもほぼ同等の効果が得られる。これは、第１の発振回路４１の周波数偏差補償が１次だけの場合（スイッチ５５が開いている場合）と周波数偏差補償が２次でまで行われている場合（スイッチ５５が閉じている場合）の何れであっても、第１の発振回路４１の発振周波数（ｆ₁）が第２の発振回路７０の発振周波数（ｆ₂）との対比では近似的に温度によらず一定と見なせることによる。

また、本実施形態６の構成にて温度変化の検出精度を高め２次の周波数偏差補償の精度を高めるためには、本回路を同一の半導体チップ上に形成し、電流源回路２と電流源回路３を近接させ可変抵抗５と可変抵抗９の温度をなるべく均一とすることが有効である。その上で、第２の発振回路７０に発振回路４１を用い第２動作モードで使用すれば、第１の発振回路４１と第２の発振回路７０発振周波数の相対差は可変抵抗５と可変抵抗９の温度係数だけに基づき決まることになり、温度変化の検出精度が高まり周波数偏差補償の精度が向上する。

（第７の実施形態）
図１２に、本発明の第７の実施形態の弛張型発振器を示す。これは、本発明の実施形態６における演算回路５１が単純な構成で済む具体例を示したものである。
図１０の構成において、第１のカウンタ７１のカウント回数Ｍを、式（３０）に示す特別な値Ｍ₀₁に設定したとする。

この場合、ΔＰの演算式（２８）は式（３１）に示す通り単純な計算で済む。

つまり、第１のカウンタ７１の計数値Ｍを特別な値Ｍ₀₁に設定すると、演算回路５１が減算器７４と乗算器７５だけで構成できるため、Ｍを任意の値に設定した場合と比べ回路規模を大きく減らすことができる。

また同様に、第１のカウンタ７１のカウント数Ｍを、式（３２）に示す特別な値Ｍ₀₂に設定してもΔＰの演算式（２９）が式（３３）に示す通り単純な計算で済み、同様に回路規模を大きく減らすことができる。

上記では、第１のカウンタ７０のカウント回数Ｍの特別な数値をＭ₀₁とＭ₀₂と別々に解説したが、式（２１）の関係があるためＭ₀₁とＭ₀₂の値は同値である。
ここで、さらにｆ₁とｆ₂の比ｑを２のべき乗とすれば、乗算器がシフトレジスタで済むことになるため、演算回路５１の回路規模を減らすことができる。

さらに特別な条件としてｑ＝１、すなわち、基準温度Ｔ₀での第１の発振回路４１と第２の発振回路７０の周波数が同一である場合においては、ΔＰの演算がｍ−Ｍ₀₁またはｍ−Ｍ₀₂となり、乗算器７５が不要となるため演算回路５１の回路規模を最小にできる。

以上、本実発明の第１から第７の弛張型発振器の周波数偏差補償の原理の解説においては、可変抵抗５と可変抵抗９の温度係数だけに注目していたが、本発明の最も大きな特徴は、発振器を構成する抵抗以外の要素部品（可変容量、論理素子、電源電圧、等）の温度係数の影響を含めた発振器全体の周波数偏差を、ほぼゼロに補償できる点にある。

これは、可変抵抗以外の要素部品の温度係数の絶対値が可変抵抗５および可変抵抗９の１次温度係数α₁とβ₁の絶対値に対し十分に小さい条件（目安として可変抵抗の１次温度係数の１／１０以下）において可能となる。この条件の下では、温度に対する発振周波数の変動は可変抵抗５と可変抵抗９の温度係数が支配的であるため、Ｐ₀₁とＰ₀₂の比を調整することで発振器の全体の１次周波数偏差を独立に調整しゼロにすることができ、また第１のカウンタ７１のカウント値Ｍ（つまり第２のカウンタ７２のゲート時間）を増減することで発振器全体の２次周波数偏差を独立に調整しほぼゼロにできる為である。

図１３は本発明の第１から第７の弛張型発振器を無線送信機に応用した一例を示したもので、弛張型発振器９０には本発明の第１から第７の弛張型発振器の何れかが用いられ、バッファアンプ９１と、スイッチ９２と、パワーアンプ９３と、バンドパスフィルタ９４と、アンテナ９５と、変調回路９６を備える。

弛張型発振器９０の出力信号がバッファアンプ９１を介しスイッチ９２に繋がり、変調回路９１からの制御でスイッチ９２がＯＮとＯＦＦされることでＯＯＫ変調が行われ、変調された信号はパワーアンプ９３で増幅されバンドパスフィルタ９４でスプリアス成分が減衰された後にアンテナ９５から電波として放射される。

本発明の本発明の第１から第７の弛張型発振器の周波数偏差は極めて小さいため、従来の弛張型発振器では困難であった無線通信機器の基準発振器としての利用が可能となる。

１,２２，２４ 基準電圧源
２，３ 電流源回路
４ 発振回路
５，９ 可変抵抗
１３，１４，１５，１６，１７，１８ スイッチ
１９，２０ 可変容量
２１，２３ コンパレータ
３７，３９，４０ インバータ回路
４１ 発振回路
４２，４３ スイッチ
４４ ゲーティング回路
５０ 温度センサ
５１ 演算回路
５４ 容量制御回路
７０ 第２の発振回路
９０ 弛張型発振器
９１ バッファアンプ
９２ スイッチ
９３ パワーアンプ
９４ バンドパスフィルタ
９５ アンテナ
９６ 変調回路
１０１，１２２，１２４ 基準電圧源
１０２ 電流源回路
１０４ 発振回路
１０５ 可変抵抗
１１３，１１４，１１５，１１６ スイッチ
１１９，１２０ 可変容量
１２１，１２３ コンパレータ

Claims (9)

1. 基準電圧を供給する基準電圧源と、
   第１の抵抗と前記基準電圧から第１の電流を生成する第１の電流源回路と、
   第２の抵抗と前記基準電圧から第２の電流を生成する第２の電流源回路と、
   第１の可変容量と、
   第２の可変容量と、
   前記第１の電流源回路から前記第１の可変容量への充電を制御する第１のスイッチと、
   前記第２の電流源回路から前記第２の可変容量への充電を制御する第２のスイッチと、
   前記第１の可変容量の電荷の放電を制御する第３のスイッチと、
   前記第２の可変容量の電荷の放電を制御する第４のスイッチと、
   前記第１の可変容量の電圧を前記基準電圧源と比較する第１の比較器と、
   前記第２の可変容量の電圧を前記基準電圧源と比較する第２の比較器と、
   前記第１の比較器の出力と前記第２の比較器の出力とを入力するＳＲラッチ回路と、
   を備え、
   前記第２の電流値に対する前記第１の電流値の比の値と、前記第１の抵抗の１次温度係数に対する前記第２の抵抗の１次温度係数の比の値の積が、前記第２の可変容量の容量値に対する前記第１の可変容量の容量値の比の値と、絶対値が等しく符号が逆であることを特徴とする弛張型発振器。
2. 基準とする温度で前記第１の電流値と前記第２の電流値が等しく調整され、
   前記第１の可変容量と前記第２の可変容量は容量値を調整する手段を有し、
   前記第１の可変容量と前記第２の可変容量の容量値の和を一定の値に保ちながら前記第１の可変容量と前記第２の可変容量の容量値を増減することを特徴とする請求項１記載の弛張型発振器。
3. 前記基準電圧源を出力から入力へ帰還が行われる第１の反転器で構成し、
   前記第１と前記第２の比較器を、前記第１の反転器と閾値電圧が等しい第２と第３の反転器で構成したことを特徴とする請求項１、もしくは請求項２のいずれかに記載の弛張型発振器。
4. 前記第１の電流から前記第２の可変容量への充電を制御する第５のスイッチと、
   前記第２の電流から前記第１の可変容量への充電を制御する第６のスイッチと、
   ゲーティング回路を備え
   前記第１の電流で前記第１の可変容量を充電し、前記第２の電流で前記第２の可変容量を充電する第１の発振モードと、
   前記第１の電流で前記第１と前記第２の可変容量を充電する第２の発振モードと、
   前記第２の電流で前記第１と前記第２の可変容量を充電する第３の発振モードとを有することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の弛張型発振器。
5. 第１のメモリと、第２のメモリと、温度センサと、演算回路と、容量値制御回路とを備え、
   前記温度センサの温度データと前記第２のメモリの値を前記演算回路に入力し、
   前記演算回路の出力と前記第１のメモリの値を前記容量制御回路に入力し、
   前記容量制御回路の出力で前記第１と前記第２の可変容量の容量値の制御を行うことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の弛張型発振器。
6. 前記温度センサは、第２の発振回路と第１のカウンタと第２のカウンタと第３のメモリを備えることを特徴とする請求項５に記載の弛張型発振器。
7. 前記基準とする温度で、前記ＳＲラッチ回路の発振周波数と、温度センサが備える第２の発振回路の発振周波数の周波数比が、２のべき乗比であることを特徴とする請求項６記載の弛張型発振器。
8. 前記基準とする温度で、前記ＳＲラッチ回路の発振周波数と、温度センサが備える第２の発振回路の発振周波数が、等しい周波数であることを特徴とする請求項６記載の弛張型発振器。
9. 請求項１から請求項８のいずれかに記載の弛張型発振器の出力を基準周波数源として用いる無線機器。

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