JP2006086783A - 温度補償回路 - Google Patents

Abstract

【課題】温度補償水晶発振器の温度補償回路において、プロセス変動によるＶｔｈの変化があると、出力波形に大きな影響を与えるという課題があった。
【解決手段】本発明の電子回路は、Ｖｔｈの変化に応じて補正電圧を発生する補正電圧発生回路を設け、その出力である補正電圧信号を制御電圧発生回路の温度検出回路に入力し、この回路のバックバイアスを調整する。このような構成とすることによって、プロセス変動によるＶｔｈ変化があっても、そのＶｔｈ変化を打ち消すように補正電圧発生回路が補正電圧信号を出力し、制御電圧発生回路を修正するので、温度補償回路の出力波形には影響を及ぼさないようにすることができた。
【選択図】図１

Description

本発明は、雰囲気温度の変化にかかわらず発振周波数を一定値に維持することができる温度補償水晶発振器に用いる温度補償回路に関するものである。

近年の移動体無線の基準発振器等には、雰囲気温度に関わらず一定の発振周波数が求められるため、水晶振動子の温度特性を補償して、周波数安定度を高めることができる温度補償水晶発振器が広く用いられている。この温度補償水晶発振器には、温度に応じた制御電圧を発生する温度補償回路と、水晶振動子の発振周波数を電圧により制御するＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）とで構成されるものがある。

水晶振動子の発振周波数は、温度に対して３次特性を持つことが知られている。このため、温度補償水晶発振器では、温度に対して近似３次曲線となる制御電圧を温度補償回路で生成し、その制御電圧をＶＣＯに加えることで、温度補償を行っている。この温度補償回路には、近似３次曲線電圧と１次曲線電圧とを発生させ、それらを合成して制御電圧を発生させるものがある。

この近似３次曲線電圧を発生する方法として、図６に示すような電子回路を用いる場合がある。図６は、常温（２５℃〜３０℃）より高温の領域において近似３次曲線電圧を発生する電子回路である。５は曲率調整回路、１５は制御電圧発生回路、Ｔ２はＮチャネルＭＩＳ型トランジスタ、Ｔ１はＰチャネルＭＩＳ型トランジスタ、Ｒ１からＲ５までは抵抗、１３は出力端子、９は感度調整端子、１はＶＳＳ端子、３はＶＣＣ端子である。

図６に示す電子回路において、制御電圧発生回路１５は、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のドレインとＶＣＣ端子３との間に抵抗Ｒ４およびＲ５を直列に接続する。ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のソースとＶＳＳ端子１との間に、抵抗Ｒ３を接続する。ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のバルクはＶＳＳ端子１と接続した構成となっている。

続いて、曲率調整回路５は、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のドレインとＶＳＳ端子１との間に抵抗Ｒ１を接続する。ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のドレインと抵抗Ｒ１との接続点を出力端子１３とする。ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のソースとＶＣＣ端子３との間に抵抗Ｒ２を接続する。ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のバルクはＶＣＣ端子３と接続する。抵抗Ｒ４とＲ５との接続点とＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のゲートを接続した構成となっている。

図７は、図６に示す電子回路の出力端子１３の電圧対温度特性を模式的に示したものである。図７は横軸を温度、縦軸を出力端子１３の出力電圧としている。図６および図７を用いて、図６に示した電子回路の動作を説明する。

まず、制御電圧発生回路１５において、感度調整端子９には温度に関わらず一定電圧になるような電圧信号が入力しており、その電圧値は、目標温度になるとＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２がオンするように設定されている。続いて、曲率調整回路５におけるＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１は、目標温度になるとＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２がオンし、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のゲート電圧がＶＳＳ側へ変化することで、そのゲート電圧の二乗に比例してＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のド
レイン電流が増加する。これにより、図７に示すように、出力端子１３から近似３次曲線電圧を得ている。

しかしながら、図６に示した近似３次曲線電圧を発生する電子回路には次のような問題点がある。すなわち、プロセス変動の影響を受けやすいことであり、特にＭＩＳ型トランジスタの閾値電圧（以下、Ｖｔｈ）の変動に過敏であるという点である。
これは、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２とＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１とを組み合わせて、近似３次曲線電圧を発生させているが、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタのＶｔｈ（以下、Ｖｔｎ）とＰチャネルＭＩＳ型トランジスタのＶｔｈ（以下、Ｖｔｐ）とは、一般的に、夫々無関係に変動するためである。例えば、プロセス変動により、ＶｔｎとＶｔｐとがエンハンスメント側へ変化することもある。このような場合、次のような影響を受ける。

すなわち、Ｖｔｎがエンハンスメント側に変化すると、ゲート電圧、すなわち感度調整端子９は一定電圧のため、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のオン抵抗は高くなり、そのドレイン電圧はＶＣＣ３側へ変化する。このため、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のゲート電圧は、ＶＣＣ３側へ変化し、出力端子１３は、通常よりもＶＳＳ１側に変化する。加えて、Ｖｔｐがエンハンスメント側へ変化していると、出力端子１３は、さらにＶＳＳ１側に変化してしまい、通常の値よりも大きく変化してしまう。

上述のとおり、プロセス変動があった場合、ＶｔｎとＶｔｐとは夫々無関係に変動するため、図６に示した近似３次曲線電圧を発生する電子回路の出力端子１３の電圧は、Ｖｔｈの変動に大きな影響を受けてしまう。

このため、近似３次曲線電圧を発生する電子回路には、Ｖｔｈの変動に対して影響を受けなくすることが大変重要である。
Ｖｔｈの変動に対してそれを調整する方法が知られている。ひとつの方法として、電子回路が完成した後にＶｔｈを調整する方法がある（例えば、特許文献１参照。）。

特許文献１に示した従来技術の電子回路について図８を用いて説明する。図８は、特許文献１に示した従来技術をその主旨を逸脱しない程度に書き直したものである。特許文献１に示した従来技術の電子回路は、半導体基板に印加する電位を変えることで、この半導体基板に設けたトランジスタのバックバイアスを変化させ、Ｖｔｈを調整するものである。図８において、１０９はバックバイアスジェネレータ、１０１ａ〜１０１ｄはヒューズ素子、１０３ａ〜１０３ｄはＮチャネルＭＩＳ型トランジスタ、１０５ａ〜１０５ｄと１０７ａ〜１０７ｄと１１１とは抵抗、３はＶＣＣ端子、１はＶＳＳ端子である。

特許文献１に示した従来技術の電子回路は、バックバイアスジェネレータ１０９と半導体基板との間に電圧制御用のＮチャネルＭＩＳ型トランジスタ１０３ａ〜１０３ｄを並列接続し、この電圧制御用のＮチャネルＭＩＳ型トランジスタ１０３ａ〜１０３ｄのゲートとＶＣＣ端子３またはＶＳＳ端子１との間に夫々ヒューズ素子１０１ａ〜１０１ｄを設けている。このヒューズ素子１０１ａ〜１０１ｄを必要に応じて切断することで、半導体基板の電位を変化させる。これにより半導体基板上に形成されたＭＩＳ型トランジスタのバックバイアスが変化し、Ｖｔｈを調整することが可能となる。

このようにして、特許文献１に示した従来技術の電子回路は、電子回路が完成した後においても、Ｖｔｈを調整できるため、プロセス変動があっても、それを調整し、回路動作への影響を最小限にすることができる。

特開平５−５４６７２号公報（第４頁、第１図）

しかしながら、特許文献１に示した従来技術の電子回路は、次のような問題を持っている。

図８では、電圧制御用のＮチャネルＭＩＳ型トランジスタ１０３ａ〜１０３ｄを４個用意して、それらを適宜切断することで半導体基板の電位を変化させるため、電位の変化は階段状に変化する。すなわち、滑らかなＶｔｈ調整が不可能である。ただし、電圧制御用のＮチャネルＭＩＳ型トランジスタをより多く用意すれば、より滑らかにＶｔｈ調整が可能となるが、その結果、半導体基板が大きくなってしまうことから、半導体装置のチップ面積が増加し、コストアップにつながってしまう。

ここで、図６に示した近似３次曲線電圧を発生する電子回路においては、様々な近似３次曲線を出力可能なように、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタとＰチャネルＭＩＳ型トランジスタとのゲート電圧は、できるだけオン抵抗の変化幅が大きくなるＶｔｈ近傍の電圧を印加している。そのため、Ｖｔｈの変動は非常に影響が大きく、可能なかぎり細かくＶｔｈを調整できることが望ましい。

また、特許文献１に示した従来技術の電子回路は、ヒューズ素子を切断するための切断工程が必要となるため、プロセスのコストアップにつながる。

以上で説明したように、特許文献１に示した従来技術の電子回路では、細かなＶｔｈ調整が難しく、一方、Ｖｔｈ調整を細かく行おうとすると半導体装置のチップ面積が大きくなり、コストアップにつながってしまう。また、ヒューズ素子の切断工程が必要なため、プロセスもコストアップしてしまう。
したがって、温度補償水晶発振器における近似３次曲線電圧を発生する電子回路のＶｔｈを調整する方法として、特許文献１に示した従来技術を用いることはできないのである。

本発明は、温度補償水晶発振器における近似３次曲線電圧を発生する電子回路を使用する際に起きる上記の問題を解決するためになされたもので、プロセス変動による出力信号の変化を自動的に修正することを目的とするものである。

上記目的を達成するために、本発明の電子回路は下記記載の構造を採用する。

近似３次曲線を出力する近似３次曲線発生回路と、近似３次曲線発生回路の曲率を調整する曲率調整回路と、曲率調整回路を調整するための制御電圧を発生する制御電圧発生回路とを有する温度補償水晶発振器に用いる温度補償回路において、
制御電圧発生回路は、温度検出回路を有し、
温度に関わらず一定の電圧信号を入力する入力部と温度検出回路の検出温度を補正するための補正電圧信号を出力する出力部とを備える補正電圧発生回路を有し、
温度検出回路の検出温度の補正は、温度検出回路のバックバイアス調整でなされることを特徴とする。

温度検出回路は、ＭＩＳ型トランジスタであることを特徴とする。

補正電圧発生回路は、第１の電源と第２の電源との間に第１のＮチャネルＭＩＳ型トランジスタと第１の抵抗とを直列に接続するとともに、第１のＰチャネルＭＩＳ型トランジ
スタと第２の抵抗とを直列に接続し、
第１のＮチャネルＭＩＳ型トランジスタのゲートと第１のＰチャネルＭＩＳ型トランジスタのドレインとを接続し、
第１のＰチャネルＭＩＳ型トランジスタのゲートを入力部とし、
第1のＮチャネルＭＩＳ型トランジスタのドレインを出力部とすることを特徴とする。

第１のＮチャネルＭＩＳ型トランジスタのソースと第１の電源との間に第1の閾値調整抵抗を接続したことを特徴とする。

第１のＰチャネルＭＩＳ型トランジスタのソースと第２の電源との間に第２の閾値調整抵抗を接続したことを特徴とする。

本発明の温度補償回路は、曲率調整回路と温度検出回路を備える制御電圧発生回路と補正電圧発生回路とによる近似３次曲線発生回路を有している。
制御電圧発生回路の中の温度検出回路を構成するＭＩＳ型トランジスタのバックバイアスを調整するものである。このような構成とすることによって、プロセス変動によりＶｔｈが変化しても、ＭＩＳ型トランジスタのバックバイアスを調整することで、Ｖｔｈの変動を補正するようにできる。

また、補正電圧発生回路は、自動的に補正電圧信号を発生させるので、ヒューズ素子などによる書き込み工程が不要であることから、従来技術に比してコストダウンが可能である。

以下、図面を用いて本発明を実施するための最適な実施の形態を説明する。

［全体構造の説明：図１］
図１は、本発明の実施の形態における電子回路を示す回路図である。図１に示す電子回路は、近似３次曲線発生回路を示している。この近似３次曲線発生回路は、曲率調整回路と制御電圧発生回路と補正電圧発生回路とから構成している。

Ｔ２とＴ３とはＮチャネルＭＩＳ型トランジスタ、Ｔ１とＴ４とはＰチャネルＭＩＳ型トランジスタ、Ｒ１からＲ７までは抵抗、１はＶＳＳ端子、３はＶＣＣ端子、１１はリファレンス端子、１３は出力端子、９は感度調整端子、５は曲率調整回路、７は補正電圧発生回路、１５は制御電圧発生回路である。ＡとＢとＣとは回路内の接続点（以下、ノード）である。

ノードＢは、補正電圧発生回路７の出力部であり、補正電圧信号を出力するノードである。リファレンス端子１１は、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ４のゲートと接続しており、このゲートは、補正電圧発生回路７の入力部となる。
ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２は、温度検出回路である。

図１に示す電子回路において、曲率調整回路５は、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のドレインとＶＳＳ端子１との間に抵抗Ｒ１を接続する。ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のドレインと抵抗Ｒ１との接続点を出力端子１３とする。ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のソースとＶＣＣ端子３との間に抵抗Ｒ２を接続し、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のバルクとＶＣＣ端子３とを接続する構成となっている。

制御電圧発生回路１５は、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のドレインとＶＣＣ端
子３との間に、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５とを直列接続する。抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点とＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のゲートとを接続する。ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のソースとＶＳＳ端子１との間に抵抗Ｒ３を接続する。ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のゲートは感度調整端子９を接続する構成となっている。ここで、感度調整端子９には、温度に関わらず一定の電圧信号が印加される。

補正電圧発生回路７は、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のドレインとＶＣＣ端子３との間に抵抗Ｒ６を接続する。ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のドレインは、補正電圧発生回路７の出力部であり、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のバルクと接続する。ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のソースおよびバルクは、ＶＳＳ端子１と接続する。
ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のオン抵抗と抵抗Ｒ６との抵抗値の比率は、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のバックバイアスの中心値付近になるように定める。例えば、ＶＣＣ端子３が２Ｖ、ＶＳＳ端子１が０Ｖの場合に、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のバックバイアスの中心値が０．８Ｖ程度とすると、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のオン抵抗と抵抗Ｒ６との抵抗値の比率を０．８対１．２とするのが好ましい。

さらに、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ４のドレインとＶＳＳ端子１との間に抵抗Ｒ７を接続し、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ４のドレインとＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のゲートとを接続する。ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ４のソースとバルクとは、ＶＣＣ端子３と接続する。
ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ４のオン抵抗と抵抗Ｒ７との抵抗値の比率は、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のゲート電圧がＶｔｎより若干高くなるように定める。ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のゲート電圧をＶｔｎより若干高くするのは、低温時にＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のＶｔｈがエンハンスメント側にシフトし、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３がオフしないためである。例えば、ＶＣＣ端子３が２Ｖ、ＶＳＳ端子１が０Ｖであり、Ｖｔｎが０．７Ｖの場合、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のゲート電圧が１Ｖ程度になるように、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ４のオン抵抗と抵抗Ｒ７との抵抗値の比率を１対１にするのが好ましい。
また、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ４のゲートは、補正電圧発生回路７の入力部であり、リファレンス端子１１と接続する構成となっている。ここで、リファレンス端子１１には、温度に関わらず一定の電圧信号が印加される。

図１に示す電子回路は、常温より高温の領域において近似３次曲線電圧を発生させる回路を例にしているが、実際の温度補償水晶発振器の温度補償回路は、この他にも常温より低温の領域において近似３次曲線電圧を発生させる電子回路や１次補正を行う電子回路などを有している。

[動作説明：図１、図２]
続いて、本発明の実施形態における電子回路の動作を説明する。はじめに、Ｖｔｎが変動した場合を、図１および図２を用いて説明する。図２は、本発明の実施形態における電子回路の各ノードにおける電圧とＶｔｎとの関係を模式的に示した図である。
図２は、横軸にＶｔｎを、縦軸に図１の各ノードにおける電圧を示すものである。

まず、図１のノードＣは、Ｖｔｐは変動しないので、図２に示すようにＶｔｎに依存せず一定電圧となる。
図１のノードＣ、すなわちＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のゲートが一定電圧なので、図２に示すように、Ｖｔｎがディプリーション側からエンハンスメント側へ変化するにつれて、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のオン抵抗が高くなり、図２に示すよ
うに、図１のノードＢの電圧はＶＣＣ側へ変化する。

続いて、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のＶｔｈがディプリーション側からエンハンスメント側へ変化するのだが、図２に示すように図１のノードＢの電圧、すなわちＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のバックバイアスはＶＣＣ側へ変化する。このバックバイアス効果により、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のＶｔｈはディプリーション側へ変化する。すなわち、プロセス変動によるＶｔｎの変化を、バックバイアス効果によって相殺することができ、結果的に、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のＶｔｈは通常の値に定まり、図１のノードＡの電圧も通常の値となる。
これにより、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ４のゲート電圧はＶｔｎの変化の影響を受けず、図２に示すように出力端子１３の電圧は通常の値となる。

このようにして、Ｖｔｎが変動しても、補正電圧発生回路７により制御電圧発生回路１５におけるＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のバックバイアスが補正されることで、出力端子１３は通常の値に修正されることがわかる。

続いて、Ｖｔｐが変動した場合を図１と図３とを用いて説明する。図３は、本発明の実施形態における電子回路の各ノードにおける電圧とＶｔｐとの関係を模式的に示した図である。図３は、横軸にＶｔｐを、縦軸に図１の各ノードにおける電圧を示した。

まず、Ｖｔｐがディプリーション側からエンハンスメント側に変化するにつれて、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ４のオン抵抗が高くなるので、図３に示すように、図１のノードＣはＶＳＳ側へ変動する。
図１のノードＣ、すなわちＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のゲート電圧がＶＳＳ側へ変化するので、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のオン抵抗が高くなり、図１のノードＢ、すなわちＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のバックバイアスは、図３に示すようにＶＣＣ側へ変化する。ここで、プロセス変動によるＶｔｎ変化はないが、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のバックバイアスがＶＣＣ側へ変化するため、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のＶｔｈはディプリーション側になり、図３に示すように、図１のノードＡの電圧はＶＳＳ側に変化する。

さて、Ｖｔｐがディプリーション側からエンハンスメント側へ変化すると、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のオン抵抗は高くなるが、以上説明した補正電圧発生回路７の作用により、図１のノードＡ、すなわちＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のゲート電圧がＶＳＳ側に変化し、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のオン抵抗を低くする。これらの効果によりプロセス変動によるＶｔｐの変化が相殺されて、結局、図３に示すように出力端子１３は通常の値に定まる。

このようにして、Ｖｔｐが変動しても、補正電圧発生回路７により制御電圧発生回路１５におけるＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のバックバイアスを補正することで、出力端子１３は通常の値に修正されることがわかる。

以上の説明は、ＶｔｎとＶｔｐのどちらか一方が変動した場合を説明したが、両方同時に変動した場合も出力端子１３は通常の値に修正される。これについて、図１と図４とを用いて説明する。

図４は、横軸にＶｔｎとＶｔｐをとり、横軸右方向を、Ｖｔｎはエンハンスメント側にＶｔｐはディプリーション側になるように定める。また、横軸左方向を、Ｖｔｎはディプリーション側にＶｔｐはエンハンスメント側になるように定める。縦軸は本発明の実施形態における電子回路の各ノードにおける電圧である。

以下の説明は、Ｖｔｎがディプリーション側からエンハンスメント側に、同時にＶｔｐがエンハンスメント側からディプリーション側に変化したとして説明する。Ｖｔｐがエンハンスメント側からディプリーション側に変化するにつれて、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ４のオン抵抗が低くなり、図４に示すように、図１のノードＣはＶＣＣ側へ変化する。図１のノードＣ、すなわちＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のゲートがＶＣＣ側に変化し、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のオン抵抗が低くなろうとするが、Ｖｔｎはエンハンスメント側に変化していくことに留意すると、結局、図４に示すように、図１のノードＢの電圧は通常の値に定まる。

以上説明したように、図１のノードＢ、すなわちＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のバックバイアスは通常の値になるが、Ｖｔｎはエンハンスメント側に変化していき、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のオン抵抗が高くなるので、図４に示すように図１のノードＡはＶＣＣ側に変化する。図１のノードＡ、すなわちＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のゲート電圧がＶＣＣ側に変化し、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のオン抵抗は高くなろうとするが、Ｖｔｐはディプリーション側に変化していくことに留意すると、結局、図４に示すように、図１の出力端子１３の電圧は通常の値に定まる。

このように、Ｖｔｎがディプリーション側からエンハンスメント側に変化し、同時にＶｔｐがエンハンスメント側からディプリーション側に変化しても、本発明の電子回路によれば、出力端子１３の電圧は通常の値に修正される。

続いて、ＶｔｎおよびＶｔｐが同時にディプリーション側、またはエンハンスメント側に変動した場合について、図１と図５とを用いて説明する。

図５は、横軸にＶｔｎとＶｔｐをとっており、横軸右方向を、ＶｔｎおよびＶｔｐはエンハンスメント側になるように定める。また、横軸左方向を、ＶｔｎおよびＶｔｐはディプリーション側になるように定める。縦軸は本発明の実施形態における電子回路の各ノードにおける電圧である。

ＶｔｐおよびＶｔｎが同時にディプリーション側からエンハンスメント側に変化すると、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ４のオン抵抗が高くなり、図５に示すように、図１のノードＣはＶＳＳ側へ変化する。図１のノードＣ、すなわちＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のゲート電圧がＶＳＳ側に変化するので、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のオン抵抗は高くなり、加えて、Ｖｔｎはエンハンスメント側に変化しているので、それらの効果が合成され、図５に示すように、図１のノードＢは、ＶＣＣ側へ大きく変化する。

図１のノードＢ、すなわちＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のバックバイアスがＶＣＣ側に大きく変化するので、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のＶｔｈがディプリーション側に大きく変化するが、Ｖｔｎがエンハンスメント側に変化するのに留意すると、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のＶｔｈのディプリーション側への変化は、その分、相殺される。このように、最終的にＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のＶｔｈはディプリーション側に変化するので、図５に示すように、図１のノードＡの電位はＶＳＳ側へ変化する。

図１のノードＡ、すなわちＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ１のゲート電圧がＶＳＳ側に変化するが、Ｖｔｐはエンハンスメント側へ変化していることに留意すると、それらの効果によりオン抵抗の変化は相殺され、最終的に、図５に示すように、図１の出力端子１３の電圧は通常の値に修正される。

このように、ＶｔｎおよびＶｔｐがエンハンスメント側に、またはＶｔｎおよびＶｔｐがディプリーション側に同時に変動しても、本発明の電子回路によれば、出力端子１３の電圧は通常の値に修正される。

本発明の実施の形態で説明した電子回路は、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のソースとＶＳＳ端子を直接接続していたが、第1の閾値調整抵抗を挿入してもよい。その抵抗を設けることによって、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のＶｔｈを調整する自由度が高まるため、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のバックバイアスを調整する自由度がさらに高まり、よりプロセス変動の影響を受けにくくすることができる。

本発明の実施の形態で説明した電子回路は、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ４のソースとＶＣＣ端子を直接接続していたが、第２の閾値調整抵抗を挿入してもよい。その抵抗を設けることによって、ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ４のＶｔｈを調整する自由度が高まり、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ３のゲート電圧の調整幅が広がり、ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタＴ２のバックバイアスを調整する自由度がさらに高まるため、よりプロセス変動の影響を受けにくくすることができる。

以上の説明で明らかなように、本発明の電子回路は、補正電圧発生回路を設け、制御電圧発生回路の中の温度検出回路のバックバイアスを調整する。このため、ＶｔｎおよびＶｔｐが夫々無関係に変動しても、曲率調整回路の出力電圧を一定の値に修正することができる。
これによって、温度補償水晶発振器の発振周波数が、プロセス変動による影響を受けにくくなり、歩留まりの向上が可能となる。

本発明の電子回路は、温度補償水晶発振器の発振周波数がプロセス変動による影響を受けにくくすることができる。したがって、本発明の電子回路は、高い周波数精度が要求される通信機器に搭載することができる。特に、携帯電話や無線通信機器に搭載する温度補償水晶発振器の温度補償回路として好適である。

本発明の電子回路を示す図である。 本発明の電子回路の各ノード電圧を示す模式図である。 本発明の電子回路の各ノード電圧を示す模式図である。 本発明の電子回路の各ノード電圧を示す模式図である。 本発明の電子回路の各ノード電圧を示す模式図である。 従来技術における電子回路を示す図である 従来技術における電子回路の出力電圧波形を示す模式図である。 従来技術における電子回路のバックバイアス回路を示す図である。

符号の説明

１ ＶＳＳ端子
３ ＶＣＣ端子
５ 曲率調整回路
７ 補正電圧発生回路
９ 感度調整端子
１１ リファレンス端子
１３ 出力端子
１５ 制御電圧発生回路
１０１ａ、１０１ｂ、１０１ｃ、１０１ｄ ヒューズ素子
１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタ
１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃ、１０５ｄ 抵抗
１０７ａ、１０７ｂ、１０７ｃ、１０７ｄ 抵抗
１０９ バックバイアスジェネレータ
１１１ 抵抗
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７ 抵抗
Ｔ１、Ｔ４ ＰチャネルＭＩＳ型トランジスタ
Ｔ２、Ｔ３ ＮチャネルＭＩＳ型トランジスタ

Claims (5)

1. 近似３次曲線を出力する近似３次曲線発生回路と、該近似３次曲線発生回路の曲率を調整する曲率調整回路と、該曲率調整回路を調整するための制御電圧を発生する制御電圧発生回路とを有する温度補償水晶発振器に用いる温度補償回路において、
   前記制御電圧発生回路は、温度検出回路を有し、
   温度に関わらず一定の電圧信号を入力する入力部と該温度検出回路の検出温度を補正するための補正電圧信号を出力する出力部とを備える補正電圧発生回路を有し、
   前記温度検出回路の検出温度の補正は、前記温度検出回路のバックバイアス調整でなされることを特徴とする温度補償回路。
2. 前記温度検出回路は、ＭＩＳ型トランジスタであることを特徴とする請求項１に記載の温度補償回路。
3. 前記補正電圧発生回路は、第１の電源と第２の電源との間に第１のＮチャネルＭＩＳ型トランジスタと第１の抵抗とを直列に接続するとともに、第１のＰチャネルＭＩＳ型トランジスタと第２の抵抗とを直列に接続し、
   前記第１のＮチャネルＭＩＳ型トランジスタのゲートと前記第１のＰチャネルＭＩＳ型トランジスタのドレインとを接続し、
   前記第１のＰチャネルＭＩＳ型トランジスタのゲートを前記入力部とし、
   前記第1のＮチャネルＭＩＳ型トランジスタのドレインを前記出力部とすることを特徴とする請求項１に記載の温度補償回路。
4. 前記第１のＮチャネルＭＩＳ型トランジスタのソースと前記第１の電源との間に第1の閾値調整抵抗を接続したことを特徴とする請求項３に記載の温度補償回路。
5. 前記第１のＰチャネルＭＩＳ型トランジスタのソースと前記第２の電源との間に第２の閾値調整抵抗を接続したことを特徴とする請求項３に記載の温度補償回路。
   

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