CN107681994B - 一种振荡器电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种振荡器电路，包括振荡产生电路、传输延时补偿电路和参考电压产生电路，振荡产生电路包括电容、电容充放电电路、电流镜电路和带隙基准源；参考电压产生电路产生一高一低两个参考电压，利用两参考电压的差值控制振荡产生电路的振荡频率。本发明利用两参考电压的差值来控制充放电电容产生的振荡频率的方式来消除比较器上失调电压对频率的影响；并利用传输延时补偿电路消除传输延迟，所以本发明能保持所产生频率的稳定性，而且本发明所需的芯片面积也很小，消耗的功耗也很低。

Description

一种振荡器电路

[技术领域]

本发明涉及振荡器，尤其涉及一种振荡器电路。

[背景技术]

文献《A 120nW 18.5kHz RC oscillator with comparator offsetcancellation for±0.25％temperature stability》，(http://ieeexplore.ieee.org/document/6487692/)，通过一个参考电压产生电路和两个独立的充放电电容提出了一种利用一个数值固定的参考电压在比较器上控制充放电电容的充放电时间，进而产生振荡的振荡器。它能使参考电压每隔半个周期在比较器的正负相输入端进行交替，即在一次振荡的前半个周期使参考电压从比较器的正相端输入，电容上的电压从负相端输入；后半个周期参考电压从比较器的负相端输入，电容上的电压从正相端输入。此种振荡器虽然通过在两个相邻半周期间交替参考电压在比较器上的输入端的方式消除了比较器上将随温度变化的失调电压，提高了振荡器的温度稳定性，但此种方法并没有消除从比较器输入端开始一直到整个电路的输出端间经过的各电路模块所产生的传输延迟，而此传输延迟也将随温度变化而变化，所以，从该文献的数据可知，此种结构在比较大的温度变化范围内，其产生的振荡的温度稳定性会因为没有消除传输延迟而变差。

文献《A 280nW,100kHz,1-cycle start-up time,on-chip CMOS relaxa tionoscillator employing a feedforward period control scheme》，(http://ieeexplore.ieee.org/document/6243767/)，提出了另外一种具有延迟补偿的张弛振荡器实现方法。该文献通过设计一个在传输延迟td产生的时间段内按比例来提高充放电电路对电容的充放电速度，从而使充放电电容在经过td的时间后，其存储的电荷量，可以超过按正常充放电速度在经过td时间后，电容上存储的电荷量。最终，通过此种加速的方式补偿了因为传输延时而产生的对振荡频率的影响。但此种设计，没有消除比较器上的失调电压对参考电压的影响，所以此种电路产生的振荡频率难以实现很高的温度稳定性。除此之外，该设计因为需要设计一个与振荡电路很好匹配的镜像电路来控制充放电电路在传输延迟td内对电容的充放电速度，但该设计利用了过多的电容和比较器，所以在实际的半导体生产工艺中因为故有的工艺误差，使其很难达到所需求的匹配度，所以进一步降低了该电路振荡频率的稳定性。

[发明内容]

本发明要解决的技术问题是提供一种振荡频率稳定性好的振荡器电路。

为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是，一种振荡器电路，包括振荡产生电路、传输延时补偿电路和参考电压产生电路，振荡产生电路包括电容、电容充放电电路、电流镜电路和带隙基准源；参考电压产生电路产生一高一低两个参考电压，利用两参考电压的差值控制振荡产生电路的振荡频率。

以上所述的振荡器电路，传输延时补偿电路包括第一比较器、第二比较器、第一反相器、第二反相器和第三反相器；参考电压产生电路包括第一开关管、第二开关管、第一电阻、第二电阻和第三电阻，第二电阻包括一个正温度系数电阻和一个负温度系数电阻；第一电阻的第一端接带隙基准源，第二端接第二电阻的第一端，第二电阻的第二端接第三电阻的第一端，第三电阻的第二端接地；第一开关管的第一端接第二电阻的第一端，第二开关管的第一端接第二电阻的第二端，第一开关管的第二端与第二开关管的第二端连接作为参考电压端；第一比较器的同相输入端接电容正极，反相输入端接参考电压端，输出端接第一反相器的输入端；第一反相器的输出端分别接第二比较器的同相输入端、第三反相器的输入端和第一开关管的控制端，第一反相器的输出端同时作为所述振荡器电路的输出端；第二比较器的输出端接第二反相器，反相输入端接参考电压端；第三反相器的输出端接第二开关管的控制端。

以上所述的振荡器电路，电容充放电电路包括第一控制开关、第二控制开关和第三控制开关，电流镜电路包括两个镜像电流源，镜像电流源包括两条输出支路，第一镜像电流源的输入端接带隙基准源，输入基准电流；第一镜像电流源的第一输出支路与第二镜像电流源的输入支路串接；第二镜像电流源的第一输出支路、第一控制开关、第二控制开关和第一镜像电流源的第二输出支路依次串接，第二镜像电流源的第二输出支路通过第三控制开关接电容正极；电容正极接第一控制开关与第二控制开关的连接点，第一控制开关的控制端接第二反相器的输出端，第二控制开关的控制端接第三反相器的输出端，第三控制开关的控制端接第一反相器的输出端。

以上所述的振荡器电路，流过第二镜像电流源输入支路和第一镜像电流源第一输出支路的电流等于基准电流，第二镜像电流源第一输出支路的输出电流为基准电流的两倍，第二镜像电流源的第二输出支路的输出电流等于基准电流，第一镜像电流源第二输出支路的输出电流为基准电流的三倍。

以上所述的振荡器电路，所述的第二镜像电流源包括6个PMOS管，为PMOS型共源共栅级联电流镜，三条支路的输入端接电源正极；所述的第一镜像电流源包括6个NMOS管，为NMOS型共源共栅级联电流镜，三条支路的输出端和电容的负极接地；。

以上所述的振荡器电路，包括激励开关，激励开关连接在电源正极与第一反相器的输出端之间。

本发明利用两参考电压的差值来控制充放电电容产生的振荡频率的方式来消除比较器上失调电压对频率的影响，并利用传输延时补偿电路消除传输延迟，本发明的振荡器电路振荡频率稳定性好。

[附图说明]

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1是本发明实施例振荡器的电路框图。

图2是本发明实施例传输延时补偿电路的电路结构图。

图3是本发明实施例张弛振荡器的电路结构图。

图4是本发明实施例的电容电压波形图。

图5是本发明实施例的温度特性仿真结果图。

[具体实施方式]

如图1所示，本发明实施例的振荡器电路，由振荡产生电路、传输延时补偿电路和参考电压产生电路组成。

如图3所示，振荡产生电路包括电容C_C、电容充放电电路、电流镜电路和带隙基准源I_BIAS。

电容充放电电路包括第一控制开关M₁₃、第二控制开关M₁₅和第三控制开关M₁₄和激励开关M₁₈。

电流镜电路包括两个镜像电流源，每个镜像电流源包括一条输入支路和两条输出支路。

第一镜像电流源包括6个NMOS管M₃、M₄、M₅、M₆、M₇和M₈，为NMOS型共源共栅级联电流镜。NMOS管M₃和M₄组成输入支路，NMOS管M₅和M₆组成第一输出支路，NMOS管M₇和M₈组成第二输出支路。

第二镜像电流源包括6个PMOS管M₉、M₁₀、M₁₁、M₁₂、M₁₆和M₁₇，为PMOS型共源共栅级联电流镜。PMOS管M₉和M₁₀组成输入支路，PMOS管M₁₁和M₁₂组成第一输出支路，PMOS管M₁₆和M₁₇组成第一输出支路。

第一镜像电流源输入支路的输入端接带隙基准源，输入基准电流I_BIAS；第一镜像电流源的第一输出支路与第二镜像电流源的输入支路串接；第二镜像电流源的第一输出支路、第一控制开关M₁₃、第二控制开关M₁₅和第一镜像电流源的第二输出支路依次串接，第二镜像电流源的第二输出支路通过第三控制开关M₁₄接电容C_C正极；电容C_C正极接第一控制开关M₁₃与第二控制开关M₁₅之间的连接点，第一控制开关的控制端M₁₃接第二反相器的输出端，第二控制开关M₁₅的控制端接第三反相器的输出端，第三控制开关M₁₄的控制端接第一反相器的输出端。

如图2所示，本发明实施例的传输延时补偿电路(滞回比较器)传输延时补偿电路包括比较器1、比较器2、反相器1、反相器2和反相器3；参考电压产生电路包括第一开关管M₁、第二开关管M₂(MOS开关)、第一电阻R₁、第二电阻R₂和第三电阻R₃，第二电阻R₂由一个正温度系数电阻和一个负温度系数电阻组成；第一电阻R₁的第一端接带隙基准源，第二端接第二电阻R₂的第一端，第二电阻R₂的第二端接第三电阻R₃的第一端，第三电阻R₃的第二端接地；第一开关管M₁的第一端接第二电阻R₂的第一端，第二开关管M₂的第一端接第二电阻R₂的第二端，第一开关管M₁的第二端与第二开关管M₂的第二端连接作为参考电压端；比较器1的同相输入端接电容C_C正极，反相输入端接参考电压端，输出端接反相器1的输入端；反相器1的输出端分别接比较器2的同相输入端、反相器3的输入端和第一开关管M₁的控制端，反相器1的输出端同时作为所述振荡器电路的输出端；比较器2的输出端接反相器2，反相输入端接参考电压端；反相器3的输出端接第二开关管M₂的控制端。

第一电阻R₁、第二电阻R₂和第三电阻R₃为P注入型的poly电阻，(三个P注入型的poly电阻包括rppoly电阻R₁、R₂、R₃，其中电阻R₂由一个阻值与温度正相关的电阻rnpoly和一个阻值与温度负相关的电阻rppoly组成)。

当比较器2的同相输入端电压V_A为高电平时，M₁导通，M₂关断，此时参考电压V_REF＝V_HGIH,REF＝I_BIAS*(R₂+R₃)；当V_A为低电平，M₁关断，M₂导通，此时参考电压V_REF＝V_LOW,REF＝I_BIAS*R₃，参考电压V_REF接比较器1和比较器2的反相输入端。

传输延时补偿电路(滞回比较器)的输出信号V_B、V_A非和V_A分别为MOS开关(M₁₃，M₁₄和M₁₅)的控制信号，用于控制电容C_C上通过电流的大小，其中V_A是张弛振荡器的输出端的电压，V_B是反相器2的输出电压，控制MOS管M₁₃的开关。

A传输延迟补偿

通过设计电流镜中(M₃，M₄，M₅，M₆，M₇，M₈，M₉，M₁₀，M₁₁，M₁₂，M₁₆，M₁₇)的宽长比，使基准电流I₄＝I₂＝1/2I₃＝1/3I₁＝I_BIAS，即I₄＝I₂＝I_BIAS，I₁＝3I_BIAS,I₃＝2I_BIAS；从PULSE端输入一个持续时间十分短暂的高电平，高电平信号使MOS管M₁₈导通，V_A点电位变为高电平，从而使得M₁₄管导通开始对电容C_C充电，这一步骤的意义在于，使电路进入能正常工作的偏置状态。当电路成功偏置后，PULSE端一直保持低电平，M₁₈管处于关断状态。

当V_A为高电平时，V_B为低电平，因此电容C_C的充电电流为I₅＝I₂＝I_bias。该阶段为充电阶段，当V_C充电至超过V_HIGH,REF时，V_A变为低电平，此时M₂导通，M₁关断，V_REF由V_HIGH,REF变为V_LOW,REF，电容C_C开始进入放电阶段。

由于比较器1和反相器1在传输信号时存在的延迟，使V_C与V_A之间存在传输延时td，所以当V_C刚刚到达V_HIGH,REF时，V_A不会马上由高电平变为低电平，为克服传输延时的影响，本发明如图1所示，将反相器1的输出端与另一个与比较器1尺寸完全相同的比较器2的输入端相连，并将比较器2的输出端与另一个同反相器1尺寸完全相同的反相器2的输入端相连，反相器2的输出端的电压为V_B。

通过这个结构，本发明使V_A和V_B间的传输延迟等于V_C与V_A间的传输延迟td。当电容C_C刚刚进入放电阶段时，V_A刚刚由高电平变为低电平，但是由于V_A与V_B之间有传输延迟td的存在，V_B不会立即由低电平变为高电平，所以此时，MOS开关M₁₃和M₁₄都处于关断的状态，MOS开关M₁₅导通，I₅＝I₁＝3I_bias，电容进入快速放电阶段。这一过程持续的时间t₁为：

其中，因为V_C与V_A间同样存在传输延迟td，V_C在到达V_HIGH,REF后电容C_C还会继续充电，该过程的持续时间为td，而V_d1为C_C最终到达的最大电压值与V_HIGH,REF之间的差值；V_Y为在经过时间td的快速放电后，电容C_C上的电压。

在经过了传输延时td之后，V_B由低电平变为高电平，V_A为低电平，所以M₁₅、M₁₃导通，M₁₄关断，电容C_C以电流I₅＝I₁-I₃＝I_BIAS继续进行放电，此时电容进入普通放电阶段，这一过程持续的时间为：

其中，V_d2为因为V_C与V_A间的传输延迟td而导致的电容C_C所到达的最小值与V_LOW,REF之间的差值，在数值上，V_d1＝V_d2。在经过时间t₁+t₂后，V_A由放电阶段时的低电平变为高电平，此时，开关管M₁导通，M₂关断，V_REF由V_LOW,REF变为V_HIGH,REF,电容C_C开始进入充电阶段。

同放电阶段一样，当V_A刚刚由低电平变为高电平时，由于传输延时td的存在，V_B依旧为高电平，此时，MOS开关M₁₄和M₁₃导通，M₁₅关断，电容以电流I₅＝I₂+I₃＝3I_BIAS进行充电，电容C_C进入快速充电阶段，这一过程持续时间大小为：

其中，V_X为在经过时间td的快速充电后，电容C_C上的电压。当经过传输延迟时间td之后，V_B由到电平变为低电平，此时M₁₃、M₁₅管关闭，M₁₄继续导通，电容C_C进入正常充电阶段，充电电流减小为I′₅＝I₂＝I_bias。

这一过程持续时间大小为：

最终，经历一个周期，电容C_C上电压的波形图如图3所示。

将公式(1)(3)(5)(6)相加可得一个完整的振荡周期为：

由式(5)

可得

其中，

由式(1)

可得

其中，

将化简结果代入式(7)，可化简求得最终完整的时间周期

其中V_l，ow,ref＝R₃·I_bias V_high,ref＝(R₂+R₃)·I_bias

本发明通过加速充/放电来弥补传输延迟的影响的方式，导致不论过程中温度的变化如何导致传输延迟td的变化，结果得到的时钟周期都是2R₂C_C。因为R₂是由一个正温度系数的电阻和一个负温度系数的电阻共同组成，而温度的变化对MIMCAP电容C_C的容值影响小到可以忽略，因此此振荡器的振荡频率趋于稳定。

B失调电压补偿

如图2所示，本发明利用到了比较器，但除了传输延迟会影响频率精度外，随温度变化而变化的比较器的失调电压也是影响振荡器产生频率温度稳定性的重要因素，所以我们不妨假设失调电压出现在比较器的负端口上，可以得到方程：

从上式可以看出，传输延迟在高低参考电压求差的过程中被消除了，提高了本发明产生的振荡频率的温度稳定性。

由以上的原理分析可得，无论过程中温度的变化如何导致传输延迟td的变化，结果得到的时钟周期公式内都不包含传输延迟，所以它是固定不变的，从而极大地稳定了振荡器的输出频率。同时，无论失调电压V_off是出现在比较器的反相输入端口还是同相输入端口，最终失调电压都会被抵消，从而我们可以消除失调电压对时钟周期的影响，进而完善振荡器输出频率的稳定性。与先前已有的实验结果相对比，改进后的张弛振荡器在更大的温度范围内具有更高的温度稳定性(22ppm/℃，在实验温度范围为-40℃—125℃的情况下)，在相比之下还具有较低的功耗(0.1μW)。

本发明以上实施例一方面通过产生一高一低两个参考电压，并利用两参考电压的差值来控制充放电电容产生的振荡频率的方式来消除比较器上失调电压对频率的影响；另一方面，利用了小且更易匹配的控制电路来消除传输延迟。所以本发明以上实施例不但能在较大的温度范围内很好地保持所产生频率的温度稳定性，而且所需的芯片面积小，消耗功耗低。

表1本发明实施例与现有技术性能比较表：

Claims (6)

1.一种振荡器电路，其特征在于，振荡器包括振荡产生电路、传输延时补偿电路和参考电压产生电路，振荡产生电路包括电容、电容充放电电路、电流镜电路和带隙基准源；带隙基准源产生基准电流I_BIAS输入至电流镜电路，电流镜电路控制电容充放电电路进行充电或者放电，电容充放电电路产生电压V_C并输送至传输延时补偿电路；参考电压产生电路产生一高一低两个参考电压，输送至传输延时补偿电路，并利用两参考电压的差值控制振荡产生电路的振荡频率，传输延时补偿电路将多个输出反馈至电容充放电电路。

2.根据权利要求1所述的振荡器电路，其特征在于，传输延时补偿电路包括第一比较器、第二比较器、第一反相器、第二反相器和第三反相器；参考电压产生电路包括第一开关管、第二开关管、第一电阻、第二电阻和第三电阻，第二电阻包括一个正温度系数电阻和一个负温度系数电阻；第一电阻的第一端接带隙基准源，第二端接第二电阻的第一端，第二电阻的第二端接第三电阻的第一端，第三电阻的第二端接地；第一开关管的第一端接第二电阻的第一端，第二开关管的第一端接第二电阻的第二端，第一开关管的第二端与第二开关管的第二端连接作为参考电压端；第一比较器的同相输入端接电容正极，反相输入端接参考电压端，输出端接第一反相器的输入端；第一反相器的输出端分别接第二比较器的同相输入端、第三反相器的输入端和第一开关管的控制端，第一反相器的输出端同时作为所述振荡器电路的输出端；第二比较器的输出端接第二反相器，反相输入端接参考电压端；第三反相器的输出端接第二开关管的控制端。

3.根据权利要求2所述的振荡器电路，其特征在于，电容充放电电路包括第一控制开关、第二控制开关和第三控制开关，电流镜电路包括两个镜像电流源，镜像电流源包括两条输出支路，第一镜像电流源的输入端接带隙基准源，输入基准电流；第一镜像电流源的第一输出支路与第二镜像电流源的输入支路串接；第二镜像电流源的第一输出支路、第一控制开关、第二控制开关和第一镜像电流源的第二输出支路依次串接，第二镜像电流源的第二输出支路通过第三控制开关接电容正极；电容正极接第一控制开关与第二控制开关的连接点，第一控制开关的控制端接第二反相器的输出端，第二控制开关的控制端接第三反相器的输出端，第三控制开关的控制端接第一反相器的输出端。

4.根据权利要求3所述的振荡器电路，其特征在于，流过第二镜像电流源输入支路和第一镜像电流源第一输出支路的电流等于基准电流，第二镜像电流源第一输出支路的输出电流为基准电流的两倍，第二镜像电流源的第二输出支路的输出电流等于基准电流，第一镜像电流源第二输出支路的输出电流为基准电流的三倍。

5.根据权利要求3所述的振荡器电路，其特征在于，所述的第二镜像电流源包括6个PMOS管，为PMOS型共源共栅级联电流镜，三条支路的输入端接电源正极；所述的第一镜像电流源包括6个NMOS管，为NMOS型共源共栅级联电流镜，三条支路的输出端和电容的负极接地。

6.根据权利要求5所述的振荡器电路，其特征在于，包括激励开关，激励开关连接在电源正极与第一反相器的输出端之间。

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