TWI592000B - Ｉｑ不平衡估計及補償方法 - Google Patents

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Description

IQ不平衡估計及補償方法
本發明涉及一種在採用了基頻取樣的數位通訊接收器的數位時間領域中，對IQ不平衡進行估計與補償的方法及裝置。
採用基頻取樣的數位通訊接收器的類比領域中，將射頻或中頻信號降頻轉換成基頻後，將該基頻信號通過類比數位轉換器(Analog-to-Digital Converter)轉換成數位信號。這種情況下，降頻轉換成基頻時會被分離成同相信號與正交信號，此為藉由一個局部振盪器(Local Oscillator)使用增益相同且相位相差90度的兩種正弦波(明確地講為餘弦、正弦波)達成。
但是，由於這些過程是在類比領域中執行，因此會產生誤差。 特別是，使用於降頻轉換的餘弦波、正弦波相互之間會產生增益和相位誤差，這時這些誤差有可能會對接收器的性能產生嚴重影響。這叫IQ不平衡。這種情況下，一般普通的增益誤差為1~5%，相位誤差為1~5°左右。這時，IQ不平衡使I、Q兩個路徑之間的增益相互不平衡，I或者Q中的一個信號對另一個信號產生串擾，當其量較大時會引起嚴重的性能低下。
尤其在正交分頻多工接收器中，由於IQ不平衡而產生的影響導致在正頻率和負頻率中位於相互對稱的位置上的副載波資料相互干擾，從而導致前面所述一般的IQ不平衡電平中也會出現性能 低下的嚴重問題。
現在也有幾種對IQ不平衡進行估計與補償的技術。具體地講，進行估計的方式基本上可分為資料輔助離線估計器、即時頻域估計器、即時時域估計器。
其中，資料輔助離線估計器是將如正弦波的預知信號輸入於接收器而對IQ不平衡進行估計的方法，雖然準確度非常高，相反存在如下麻煩：為了反映出肇因於射頻元件或者射頻晶片之類而存在的變化，從而需要對元件或晶片等進行校正。
另外，即時頻域估計器是利用在頻域中位於相互對稱位置上的正頻率成分與負頻率成分相互引起干擾的事實，對該干擾量進行估計的方式。因此，IQ不平衡補償器一般也採用在頻域對被估計的干擾進行補償的方式。也有在時域進行補償的方式，但在這種情況下，想將增益與相位誤差以硬接線邏輯(hard wired logic)實現，則需要比較複雜的平方根、反正弦等運算。即時頻域估計器是正交分頻多工接收器所利用的主要方式，但要體現其複雜度較高。原因在於在頻域進行估計時，需要正常的正交分頻多工符號資料，及以DC為中心將正與負的頻率資料對稱地進行調換後的資料，因此額外需要通常正交分頻多工符號長度大小的記憶體，並需要一個正交分頻多工符號大小的額外延遲。
現有的即時時域估計器有如下方法：直接計算出增益與相位誤差的方法，及直接計算出正交路徑的補償增益值的方法。但所述方法存在如下缺點：當沒有利用大量資料時，使用上會出現問 題，並且在以硬接線邏輯設計時需要複雜度較高的除法或平方根等的運算。
本發明作為即時時域估計的一個方法，提供一種數位鎖相環路(Phase-Locked Loop)的估計器，其中增益與相位誤差或者串擾與正交路徑的補償增益值等、IQ不平衡補償所需要的值並不直接計算求出，而是使用適當的誤差檢測器使得剩餘的串擾與剩餘的正交、同相增益錯配(Mismatch)變成0，並通過反饋回路對需要補償串擾增益與正交路徑的增益值進行追蹤。
而且，本發明提供一種需要與數位鎖相環式的即時時域估計器一起工作的時域補償器的方法。
為了解決所述的現有問題，本發明的目的在於提供一種在包括了正交分頻多工方式的接收器的一般基頻取樣數位通訊接收器中，在數位時域中即時對IQ不平衡進行估計並對此進行補償的方法及其裝置。
另外，根據本發明的即時時域估計器和補償器與即時頻域估計器/補償器不同，幾乎不需要額外的記憶體和處理延遲，從而提供估計裝置及方法的方便性。
為了解決上述現有問題，本發明的基頻取樣系統中IQ不平衡估計及補償方法其特徵在於：在類比數位轉換器之後，由串擾增益估計器(Crosstalk Gain Estimator)、正交路徑增益估計器、IQ不 平衡補償器、鎖定檢測器構成，且執行IQ不平衡估計及補償。
這時，本發明的另一特徵在於使用如下方式：在所述串擾增益估計器中，將同相信號的平均功率乘以串擾增益的值與所述同相、正交信號的交叉相關(Cross Correlation)值進行比較，當該比值大於高閾權重值(High Threshold Weight)的情況下，將減少了預定的增益比例值大小的串擾增益更新至串擾增益暫存器，當小於低閾權重值(Low Threshold Weight)的情況下，將增加了預定的增益比例值大小的串擾增益更新至串擾增益暫存器，當不屬於這兩種情況時，使串擾增益維持不變。
在這種情況下，本發明的又一特徵在於：所述同相信號的平均功率與同相、正交信號的交叉相關值是通過下述公式2及公式3求出：
本發明的另一特徵在於：使所述高閾權重值(High Threshold Weight)大於1，使所述低閾權重值(Low Threshold Weight)小於1，將需要減少所述增益的情況時的預定增益比例值設定為小於1，所述增益比例值依據所述鎖定檢測器的狀態而取不同值，並且將所述鎖定檢測器的狀態為「開鎖」時的增益比例值設置為小於狀態 為「鎖定」時的增益比例值。
本發明的另一特徵在於：將需要提高所述增益的情況下的預定增益比例值設定為大於1，所述增益比例值根據所述鎖定檢測器的狀態而取不同值，並且將所述鎖定檢測器的狀態為「開鎖」時的增益比例值設置為大於「鎖定」時的增益比例值。
本發明的又一特徵在於使用如下方式：在所述正交路徑增益估計器中，將同相信號的平均功率與補償了不平衡的正交信號的平均功率的值進行比較，當該比值大於高閾權重值的情況下，將增加了預定增益比例值大小的正交路徑增益更新至正交路徑增益暫存器，當小於低閾權重值的情況下，將減少了預定增益比例值大小的正交路徑增益更新至正交路徑增益暫存器，當不屬於所述兩種情況的情況下，維持原有的正交路徑增益。
本發明的另一特徵在於，所述同相信號的平均功率與正交信號的平均功率的值分別通過下述公式2及公式5求出：
在這種情況下，本發明的特徵在於使用如下方式：使所述高閾值大於1，使低閾值小於1，將需要減少所述增益的情況時的預定增益比例值設定為小於1，所述增益比例值依據所述鎖定檢測器的狀態而取不同值，並且將所述鎖定檢測器的狀態為「開鎖」時的增益比例值設置為小於狀態為「鎖定」時的增益比例值；將需要增加所述增益的情況時的預定增益比例值設定為大於1，所述增 益比例值根據所述鎖定檢測器的狀態而取不同值，並且將所述鎖定檢測器的狀態為「開鎖」時的增益比例值設置為大於狀態為「鎖定」時的增益比例值。
本發明的另一特徵在於使用如下方式：將所述鎖定檢測器從「開鎖」狀態轉換成「鎖定」狀態的條件設定為：在所述串擾增益估計器中的串擾增益不被更新而維持不變的同時，在所述正交路徑增益估計器中的正交路徑增益不被更新而維持不變，同時使總的IQ不平衡測量時間長於預定時間；及僅依靠系統重定而從「鎖定」狀態轉換到「開鎖」狀態。
在這種情況下，本發明的特徵在於使用如下方式：在所述鎖定檢測器的狀態為「開鎖」的情況下，對串擾增益暫存器和正交路徑暫存器的值進行更新。
本發明的特徵在於：在所述鎖定檢測器的狀態為「鎖定」的情況下，可以對串擾增益暫存器與正交路徑暫存器的值進行更新，也可以不再對串擾增益暫存器和正交路徑暫存器的值進行更新。
本發明的另一特徵在於使用如下方式：所述IQ不平衡補償器中，首先將串擾增益暫存器的值乘以同相信號的值而得到的串擾成分從正交信號除去後，再將除去了串擾的正交信號乘以正交路徑增益暫存器的值而對正交路徑的增益進行補償。
本發明的另一特徵在於使用如下方式：所述IQ不平衡補償器中，首先將正交信號乘以正交路徑增益暫存器的值而對正交路徑 的增益進行補償後，將串擾增益暫存器的值乘以同相信號的值而得到的串擾成分從被補償了增益的正交信號中除去，從而對此進行補償。
本發明的另一特徵在於使用如下方式：將所述IQ不平衡估計器與補償器設置於類比數位轉換器與直流偏移消除器之後。
如上所述，根據本發明的對IQ不平衡進行估計並進行補償的方法，在包括了正交分頻多工方式的接收器的一般基頻取樣數位通訊接收器中，使用即時時域估計器和補償器，與即時頻域估計器/補償器不同，基本不需要額外的記憶體與處理延遲，從而具有對IQ不平衡的估計裝置及方法提供了簡便性的效果。
在數位通訊接收器中，一般稱為接收器前端是指位於解調器的前端，且與解調器相獨立，用於改善接收器性能的元件。圖1示意一般基頻取樣數位接收器的接收器前端的一個示例。
如圖所示，可以包括：直流偏移消除器、IQ不平衡估計器、IQ不平衡補償器、自動頻率控制、臨道干擾(Adjacent Channel Interference)抑制濾波器、同道干擾(Co-Channel Interference)抑制濾波器等。
其中，IQ不平衡只發生於基頻取樣系統，所謂的基頻取樣系統是指如直接射頻接收器、超外差(superheterodyne)接收器等，將中心頻率為0的信號(基頻信號)進行A/D轉換後進行數位解調的 系統。
即，被取樣之前的基頻類比信號(即類比數位轉換器的輸入信號)是由同相和正交兩個信號構成的，且IQ不平衡是由於這兩個信號的形成所需要的局部振盪器(Local Oscillator)的增益與相位的不平衡而發生的。
並且，這樣不平衡的結果具體由如下兩個部分構成：同相信號流入正交路徑而造成干擾的串擾，以及對同相信號的增益所產生的正交成分的增益不平衡。
其中，串擾如圖2所示，是由於局部振盪器的相位不平衡而發生，而正交成分的增益不平衡是由於局部振盪器的相位與增益不平衡而發生的。
並且，將類比數位轉換器的輸入信號設為y(t)時，可以表示如下：y(t)=LPF[rRF(t){2sin(2πfct)}]+LPF[rRF(t){-2Ksin(2πfct+φ)}]=xI(t)+j{KxI(t)sinφ+KxQ(t)cosφ}=xI(t)+j{CxI(t)+GxQ(t)} 【公式1】
其中C為串擾增益，G為正交路徑增益。
本發明提供一種在下述兩種假設下，於時域中對串擾增益C與正交路徑增益G即時地進行估計與進行補償的方法。
假設1：即，同相和正交成分的平均功率相同。
假設2：E[xI(t)xQ(t)]=0即，同相和正交相互不相關 (Uncorrelated)。
上述的兩個假設在大部分利用正交調變方式的通訊系統中成立。而且，在大部分利用正交調變+正交分頻多工方式的通訊系統中也成立。
圖3示意本發明所提供的IQ不平衡估計器與補償器330，在A/D轉換後在數位時域領域進行工作，並且通常位於類比數位轉換器、直流偏移消除器之後。並且由串擾增益估計器320、正交路徑增益估計器340、IQ不平衡補償器330、鎖定檢測器310構成。
所述串擾增益估計器320用於對公式1的C執行估計，正交路徑增益估計器340用於對公式1的G的倒數執行估計，而IQ不平衡補償器330利用被估計的C與G-1而對IQ不平衡執行補償。
另外，本發明所提供的IQ不平衡估計器與補償器330並不直接計算求出C與G-1的值，而是通過適當的誤差檢測器求出剩餘串擾與正交信號的增益錯配值後，通過回饋方式對C與G-1的值進行跟蹤。
並且，將本發明所提供的IQ不平衡估計器與補償器330的輸入信號設為y(n)，並假設是以xI(n)+j{CxI(n)+GxQ(n)}(n為數位時間指數)的形態表現。
圖4示意本發明提供的IQ不平衡估計器中的串擾增益估計器320。PI為通過同相信號平均功率估計器321而被估計的同相信號的平均功率的值。作為求出該值的一個例子，可以將估計器輸入信號y(n)的實部進行自乘之後，在時間軸上累積後求出平均。其 公式表示如下：
於圖中，CIQ為通過I/Q交叉相關估計器322與用於求出絕對值的絕對值函數元件而對同相信號與正交信號的交叉相關進行估計的值。作為用於求出該值的一個例，可以將估計器輸入信號y(n)的實部乘以虛部後，在時間軸上進行累積後求出平均，再求出該值的絕對值。其公式表示如下：
其中，當Im{y(n)}中存在串擾成分時，根據假設2，公式3成為：
因此，當串擾增益C被準確地估計時，CPI與CIQ的值應該相同。本發明所提供的串擾增益估計器的誤差檢測器就是利用此特性。
本發明所提供的串擾增益估計器320中，增/減增益控制器324被輸入誤差檢測器的輸出CU、CD值，從而輸出用於增加或減少串 擾增益值所需的增益值。
其中，當CPI值大於高閾TH的情況下，CD值為1，CU值為0，為了使增益減少而輸出小於1的GD,UL或者GD,L。相反地，當小於低閾TL的情況下，CD值為0，CU值為1，為了使增益增加而輸出大於1的GU,UL或者GU,L。
當不屬於該兩種情況時，CU與CD的值均為0，串擾增益則維持不變。其中設置閾值而對增益進行調節的理由在於：當增/減增益控制器324的輸入PI、CIQ的值因單純的估計誤差而小幅度振盪時，用於調節增益。
這時，GU,UL與GD,UL是在圖2中的鎖定檢測器310的狀態為「開鎖」的情況下所被使用的值，用於加大增益調節的幅度，GU,L與GD,L是在「鎖定」的情況下所被使用的值，用於減小增益調節的幅度。
例如，GU,UL與GD,UL分別可以設為0.8、1.2，而GU,L與GD,L分別可以設為0.99、1.01。高閾與低閾的值通過對CIQ分別乘以高閾權重值與低閾權重值的值而求出。這時的高閾權重值為大於1的值，而低閾權重值為小於1的值。例如，高閾權重值可以設為1.15，低閾權重值可以設為0.85。
當IQ不平衡的補償結果完美時，根據假設1，同相信號與正交信號的平均功率必須相同。本發明所提供的正交路徑增益估計器340的誤差檢測器就是利用了此特性(圖5)。圖5中的PQ、C為通過正交信號平均功率估計器對IQ不平衡補償後的正交信號的平 均功率進行檢測的值。作為求出該值的一個例，可以採用對估計器輸入信號yC(n)的虛部進行自乘後，在時間軸上進行累積後求出平均的方法。該公式表示如下：
本發明所提供的正交路徑增益估計器340中，增/減增益控制器343被輸入誤差檢測器的輸出QU、QD值，從而輸出增加或減少正交路徑增益值所需的增益值。
這時，當PI值大於高閾TH的情況下，QU值為1，QD值為0，為了使增益增加而輸出大於1的GU,UL或者GU,L。相反地，當小於低閾TL的情況下，QU值為0，QD值為1，為了使增益減少而輸出小於1的GD,UL或者GD,L。
當不屬於該兩種情況時，QU與QD的值均為0，正交路徑增益維持不變。其中設置閾值來調節增益的原因在於，當增/減增益控制器343的輸入PI、PQ、C的值因單純的估計誤差而小幅度振盪時，用於調節增益。
這時，GU,UL與GD,UL是在圖2中的鎖定檢測器310的狀態為「開鎖」的情況下所被使用的值，用於增加增益調節的幅度，而GU,L與GD,L是在「鎖定」的情況下所被使用的值，用於減少增益調節的幅度。例如，GU,UL與GD,UL分別可以設為0.8、1.2，而GU,L與GD,L分別可以設為0.99、1.01。
另外，所述四個值可能與串擾增益估計器320中增/減增益控制器324使用的值相同，也有可能不同。在這種情況下，高閾與低閾的值是通過對PQ、C分別乘以高閾權重值與低閾權重值的值而求出。這時的高閾權重值為大於1的值，而低閾權重值為小於1的值。例如，高閾權重值可以設為1.15，低閾權重值可以設為0.85。 另外，所述兩個值可能與串擾增益估計器320所使用的值相同，也有可能不同。
本發明所提供的鎖定檢測器310為用於判斷IQ不平衡估計器與補償器(330)是否達到了穩定地進行工作的穩定狀態的元件(圖6)。
鎖定狀態暫存器315的作用在於表示出「開鎖」狀態與「鎖定」兩種狀態。僅在「開鎖」狀態可以轉換成「鎖定」狀態，在「鎖定」狀態下，不依靠系統重定則無法回到「開鎖」狀態。
從「開鎖」狀態轉換到「鎖定」狀態的條件為：串擾增益估計器與正交路徑增益估計器的誤差檢測器的輸出CU、CD、QU、QD值均為0，並且總共執行測量時間長於預定的一定時間TM。在「鎖定」狀態下，可以不再對串擾增益與正交路徑增益進行更新就使用，也可以一邊繼續更新一邊使用。
圖7示意本發明所提供的利用IQ不平衡估計器的輸出作為串擾增益與正交路徑增益的IQ不平衡補償器330，有方法I、方法II兩種方法。方法I為先補償串擾後對正交路徑增益進行補償，而方法II與此相反，是先對正交路徑增益進行補償後對串擾增益進 行補償。
以上對本發明的優選的實施例進行了說明，但本案並不限於上述的特定實施例，在不超出申請專利範圍中所要求的本發明範疇內，本發明所屬技術領域的普通技術人員都有可能進行多種變換實施，但這樣的變換實施不可以與本發明的技術思想或展望獨立地進行理解。
310‧‧‧鎖定檢測器
315‧‧‧鎖定狀態暫存器
320‧‧‧串擾增益估計器
321‧‧‧同相信號平均功率估計器
322‧‧‧I/Q交叉相關估計器
323‧‧‧絕對值函數
324‧‧‧串擾增益增/減控制器
325‧‧‧串擾增益暫存器
330‧‧‧IQ不平衡估計器
340‧‧‧正交路徑增益估計器
341‧‧‧同相信號平均功率估計器
342‧‧‧正交信號平均功率估計器
343‧‧‧正交路徑增益增/減控制器
344、345‧‧‧正交路徑增益暫存器
圖1為一般基頻取樣數位接收器的接收器前端的示意圖；圖2為IQ不平衡發生模型的示意圖；圖3為本發明所提供的IQ不平衡估計器與補償器的構成圖；圖4為本發明所提供的IQ不平衡估計器中的串擾增益估計器的構成圖；圖5為正交路徑增益估計器的構成圖；圖6為鎖定檢測器的構成圖；圖7為利用了本發明所提供的IQ不平衡估計器的輸出作為串擾增益與正交路徑增益的IQ不平衡補償器構成圖。
310‧‧‧鎖定檢測器
320‧‧‧串擾增益估計器
323‧‧‧絕對值函數
324‧‧‧串擾增益增/減控制器
325‧‧‧串擾增益暫存器
330‧‧‧IQ不平衡補償器
340‧‧‧正交路徑增益估計器
343‧‧‧正交路徑增益增/減控制器
345‧‧‧正交路徑增益暫存器

Claims (23)

  1. 一種用於基頻取樣系統中的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：在類比數位轉換器之後，由串擾增益估計器(Crosstalk Gain Estimator)、正交路徑增益估計器、IQ不平衡補償器、鎖定檢測器構成，其中根據所述鎖定檢測器的狀態決定是否更新所述串擾增益估計器中的串擾增益與所述正交路徑增益估計器中的正交路徑增益，所述IQ不平衡補償器利用所述串擾增益與所述正交路徑增益執行IQ不平衡估計及補償。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：於所述串擾增益估計器中，將同相信號的平均功率乘以串擾增益的值與所述同相、正交信號的交叉相關(Cross Correlation)值進行比較得到一比值，當所述比值大於高閾權重值(High Threshold Weight)的情況下，將串擾增益減少預定增益比例值大小並更新至串擾增益暫存器，當小於低閾權重值的情況下，將串擾增益增加預定增益比例值大小並更新至串擾增益暫存器，當不屬於上述兩種情況時，使串擾增益維持不變。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：所述同相信號的平均功率與同相、正交信號的交叉相關值是通過下述公式2及3而得出： 所述PI為所述平均功率；所述CIQ為所述比值；所述y(n)為所述同相、正交信號；所述Re為實部；所述Im為虛部；所述E(x)為X的平均值。
  4. 如申請專利範圍第2項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：所述高閾權重值大於1，所述低閾權重值小於1。
  5. 如申請專利範圍第2項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：將需要減少所述增益的情況下所預定的增益比例值設置為大於1。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：所述增益比例值是根據所述鎖定檢測器的狀態而相異地進行設置。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：將所述鎖定檢測器的狀態為「開鎖」時的增益比例值設置成比狀態為「鎖定」時的增益比例值小。
  8. 如申請專利範圍第2項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：將需要增加所述增益的情況下所預定的增益比例值設置為大於1。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：所述增益比例值是根據所述鎖定檢測器的狀態而相異地進行設置。
  10. 如申請專利範圍第1項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：在所述正交路徑增益估計器中，將同相信號的平均功率與不平衡被補償後的正交信號的平均功率的值進行比較得到一比值，當所述比值大於高閾權重值的情況下，將正交路徑增益增加預定的增益比例值大小並更新至正交路徑增益暫存器，當小於低閾值的情況下，將正交路徑增益減少預定的增益比例值大小並更新至正交路徑增益暫存器，當不屬於上述的兩種情況時，使正交路徑增益維持不變。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的IQ不平衡估計及補償方 法，其特徵在於：所述同相信號的平均功率與正交信號的平均功率的值是分別通過下述公式2及公式5而得出： 所述PI為所述平均功率；所述PQ,C為所述比值；所述y(n)為所述同相、正交信號；所述Re為實部；所述Im為虛部；所述E(x)為X的平均值；所述PQ,C為所述IQ不平衡補償後的正交信號的平均功率進行檢測的值。
  12. 如申請專利範圍第10項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：所述高閾權重值大於1，低閾權重值小於1。
  13. 如申請專利範圍第10項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：將需要減少所述增益的情況下所預定的增益比例值設置為小 於1。
  14. 如申請專利範圍第13項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：所述增益比例值是根據所述鎖定檢測器的狀態而相異地進行設置。
  15. 如申請專利範圍第14項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：將所述鎖定檢測器的狀態為「開鎖」時的增益比例值設置成比狀態為「鎖定」時的增益比例值小。
  16. 如申請專利範圍第10項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：將需要增加所述增益的情況下所預定的增益比例值設置為大於1。
  17. 如申請專利範圍第16項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：將所述鎖定檢測器的狀態為「開鎖」時的增益比例值設置成比狀態為「鎖定」時的增益比例值大。
  18. 如申請專利範圍第1項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：所述鎖定檢測器使用如下方式：從「開鎖」狀態轉換成「鎖定」狀態的條件設為：在所述串擾增益估計器中的所述串擾增益不被更新而維持不變，同時在所 述正交路徑增益估計器中的所述正交路徑增益不被更新而維持不變，同時總的IQ不平衡測量時間比預定的時間長；及從「鎖定」狀態轉換成「開鎖」狀態時，僅依靠系統重定實現。
  19. 如申請專利範圍第18項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：在所述鎖定檢測器的狀態為「開鎖」的情況下，對串擾增益暫存器與正交路徑暫存器的值進行更新。
  20. 如申請專利範圍第18項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：在所述鎖定檢測器的狀態為「鎖定」的情況下，對串擾增益暫存器與正交路徑暫存器的值進行更新。
  21. 如申請專利範圍第18項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：在所述鎖定檢測器的狀態為「鎖定」的情況下，不再對串擾增益暫存器與正交路徑暫存器的值進行更新。
  22. 如申請專利範圍第1項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：在所述IQ不平衡補償器中，首先將串擾增益暫存器的值乘以同相信號的值，將得出的串擾成分從正交信號中去除，之後將去除了串擾的正交信號乘以正交路徑增益暫存器的值而補償正交路徑的增益。
  23. 如申請專利範圍第1項所述的IQ不平衡估計及補償方法，其特徵在於：在所述IQ不平衡補償器中，首先將正交信號乘以正交路徑增益暫存器的值而補償正交路徑的增益，將串擾增益暫存器的值乘以同相信號的值而得出的串擾成分從增益被補償的正交信號中去除，從而對此進行補償。
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