TWI552518B - 用於低失真可程式增益放大器之動態切換驅動 - Google Patents

Description

用於低失真可程式增益放大器之動態切換驅動

本申請案係有關於及主張以Gary K. Hebert的名義用標題”用於低失真可程式增益放大器的動態切換驅動”申請於2009年8月14日之美國臨時專利申請案第61/234,039號的優先權(代理人檔案號碼為：56233-411(THAT-29PR))，以及以Gary K. Hebert的名義用標題”有區域效率之可程式增益放大器”申請於2009年8月14日之美國臨時申請案第61/234,031號，兩案皆轉讓給當前受讓人。本申請案也有關於以Gary K. Hebert的名義用“有區域效率之可程式增益放大器”(代理人檔案號碼為：56233-457(THAT-28))與本申請案同時期申請的共審查中之美國專利申請案，且併入本申請案作為“同樣處於申請狀態的專利申請案”)，此案也主張該等臨時申請案的優先權且與本申請案一起轉讓給共同受讓人。

本揭示內容大體描述一種可程式增益放大器，且更特別的是，一種用於低失真可程式增益放大器的低雜訊動態切換驅動，其係具有用高電壓互補金屬氧化物半導體(CMOS)切換實作的離散型可控制增益設定。

低失真可程式增益放大器有許多應用。例如，它們利於處理維持訊號完整有重要性的類比音頻訊號。第1圖所示先前技術低失真可程式增益放大器的一具體實作。可為交流或直流的輸入訊號係施加至輸入V_IN。輸出訊號在輸出V_OUT出現。在此具體實施例中，高增益運算放大器A₁的組態為非反相放大器(non-inverting amplifier)。低雜訊應用使用這種組態優於反相組態，因為可做出有低阻抗的回饋網路(feedback network)以最小化它的熱雜訊貢獻度(thermal noise contribution)而不連累放大器輸入阻抗，它可經由電阻器R_IN來獨立設定。環繞運算放大器A₁的回饋網路接通多個點中之任一點係藉由選擇性地控制對應的電子切換元件S₁至S_N。該等切換元件通常各由互補金屬氧化物半導體(CMOS)裝置構成。控制訊號(C₁至C_N)藉由接通相關的切換來選擇想要的增益。這種做法的好處是電子切換S₁至S_N因輸入電壓改變而導致導通電阻(ON-電阻)變化不會影響輸出訊號的直線性，因為沒有訊號電流流過該等切換。這使失真最小化，只要在任一時刻接通電子切換S₁至S_N中之一且唯一。

不過，每個該等切換的導通電阻都會貢獻熱雜訊給放大器的總輸入雜訊。降低CMOS電子切換之導通電阻(從而減少放大器的輸入雜訊)的方法之一是增加構成該等切換之CMOS裝置的物理寬度。不過，在積體電路中，增加切換的寬度會導致晶粒面積增加。由於圖示於第1圖的方法要求每個想要增益設定用一個切換，因此切換佔用積體電路的必要面積是個重大問題。

因此，最好提供一種用於低失真可程式增益放大器的動態切換驅動來克服或至少實質減少前述缺點。

一種用於切換交流輸入訊號的切換電路，該切換電路包含：包含一N型通道MOSFET及一P型通道MOSFET的至少一切換，該至少一切換各具有經組態成可接收一驅動訊號以改變該切換之導通/斷開狀態的一閘極；以及，經組態及配置成可選擇性地施加一對驅動訊號以改變該切換之導通/斷開狀態的一驅動電路，該驅動電路係經組態及配置成在至少該訊號之一部份副本出現於每個MOSFET的源極端子上時，可根據(a)足以改變該切換之導通/斷開狀態的一對直流訊號分量，以及(b)一對交流訊號分量來產生該等驅動訊號使得在施加該等直流訊號分別至該n型通道MOSFET及p型通道MOSFET的閘極時，該等驅動訊號會有可維持該切換之導通/斷開狀態的適當位準以及每個MOSFET的閘極-源極電壓可保持在MOSFET的閘極-源極崩潰極限內。

根據一方面，一種切換交流輸入訊號的方法係使用包含一N型通道MOSFET及一P型通道MOSFET的至少一切換，該至少一切換各具有經組態成可接收一驅動訊號以改變該切換之導通/斷開狀態的一閘極。該方法包含下列步驟：選擇性地施加可改變該切換之導通/斷開狀態的一對驅動訊號，其係藉由在至少該訊號之一部份副本出現於每個MOSFET的源極端子上時，根據(a)足以改變該切換之導通/斷開狀態的一對直流訊號分量，以及(b)一對交流訊號分量來產生該等驅動訊號使得在施加該等直流訊號分別至該n型通道MOSFET及p型通道MOSFET的閘極時，該等驅動訊號會有可維持該切換之導通/斷開狀態的適當位準以及每個MOSFET的閘極-源極電壓可保持在MOSFET的閘極-源極崩潰極限內。

附圖中，第2圖示意圖示描述於同樣處於申請狀態之申請案的更有區域效率可程式增益放大器之具體實施例。高增益運算放大器A₁係經組態成非反相放大器，其中係施加輸入電壓V_IN至放大器的非反相輸入。電阻器R_IN實質設定放大器輸入阻抗。電阻器R₁至R_N+1在放大器A₁的輸出與系統接地(或參考節點)之間串聯，以及包含經由透過電子切換S₁至S_N選定之一序列離散分壓器(voltage divider)來提供回饋的抽頭式電阻串(tapped resistor string)。控制訊號C_C1至C_CN用來選擇一序列個別閉迴路增益設定中之一個，其係藉由導通電子切換S₁至S_N中之對應的一個以便使單點沿著該抽頭式電阻串連接至放大器A1的反相輸入。此外，電阻器R_F1至R_FM中之一或更多在經由電子切換S_F1至S_FM與電阻器R₁並聯時修改閉迴路增益。控制訊號C_F1至C_FM各自決定切換S_F1至S_FM的狀態，選擇性地導通彼等中之一或更多以便使該等電阻器R_F1至R_FM(為此，對應的切換S_F已被導通)與電阻器R₁並聯。

電子切換S₁至S_N和S_F1與S_FM各包含一CMOS傳輸閘極。該等傳輸閘極包含並聯的N型通道MOS電晶體與P型通道MOS電晶體，如第3圖所示。P型通道MOSFET M_A中之一源極-汲極端子連接至N型通道MOSFET M_B中之一源極-汲極端子。M_A與M_B的其餘源極-汲極端子也連在一起。操作時，P型通道MOSFET M_A的本體連接(body connection)連接至比源極-汲極端子兩者任一之最大預期電壓更正的電壓V_CONP。N型通道MOSFET M_B的本體連接連接至比源極-汲極端子兩者任一之最大預期電壓更負的電壓V_CONN。這些常為用於含有一或更多該等切換之積體電路的正負電源電壓。

實現控制每個傳輸閘極的狀態係經由兩個MOSFETS(M_A與M_B)的閘極端子。更特別的是，如果P型通道MOSFET M_A的閘極被做成相對於它的源極-汲極端子有充分的負值，以及N型通道MOSFET M_B的閘極相對於它的源極-汲極端子有充分的正值時，這兩個裝置被認為是在三極區(triode region)中操作，而且以在兩個源極-汲極端子SD₁與SD₂之間有相對低的電阻為特徵。各裝置在源極-汲極端子之間的電阻常被稱作導通電阻(從而定義裝置的導通狀態)，而且可用下列方程式取得近似值：

其中μ為載子在通道中的移動率，C_OX為單位面積閘極電容，W與L分別為通道的寬度與長度，V_GS為閘極-源極電壓，以及V_t為臨界電壓(臨界電壓是閘極-源極電壓在高於它時出現通道)；以及V_eff為有效閘極-源極電壓，V_GS-V_t。

由方程式(1)顯而易見，降低導通電阻需要以下各項的一些組合：增加載子移動率、增加單位面積閘極電容、增加閘極寬度、減少閘極長度、及/或增加有效閘極-源極電壓。藉由調整源極區及汲極區的摻雜濃度，可在有限的範圍內調整載子移動率(在室溫，電子約20：1以及電洞約10：1)。不過，增加源極及汲極的摻雜濃度會減少崩潰電壓以及減少在切換處於斷開狀態時可施加的訊號電壓。增加單位面積閘極電容需要較薄的閘極氧化物。減少閘極氧化物厚度會減少閘極-源極崩潰電壓，因而可能危及傳輸閘極處理大訊號電壓的能力。由於許多用於MOS切換的應用涉及直流訊號而不是交流訊號，高電壓CMOS製程經常要用由較薄閘極氧化物造成的較低閘極-源極崩潰電壓來換取由此而來的較低導通電阻。所得裝置有比汲極-源極崩潰電壓還低的閘極-源極崩潰電壓。對於直流應用，在源極停留在固定的電壓時，以及切換的負載與汲極串聯時，閘極-源極電壓容易受限於需要到達裝置之最小導通電阻的V_eff，在此它不再受制於方程式(1)，但受限於其他的歐姆電阻。描述於此的改良允許使用此類裝置用以切換超過閘極-源極崩潰電壓的交流電壓。

請再參考第2圖，增益控制切換(gain-control switch)S_F1至S_FM(以下稱作“S_Fi”切換)會暴露於端子2、3(對應至類型圖示於第3圖之CMOS切換的源極-汲極端子)的訊號電壓。當該等切換中之任一處於斷開狀態時，該切換之一端(在第2圖以端子3標示)的電壓會與放大器A₁的輸出電壓V_OUT一樣。該切換另一端(在第2圖以端子2標示)的電壓會等於V_OUT中由其他S_Fi切換之設定與由該串電阻器R₁至R_N+1提供之分壓(voltage division)決定的部份。此電壓在第2圖以V₁標示。

根據定義，第3圖CMOS切換中之N型通道MOSFET的源極端子是在更負電位的端子，而N型通道MOSFET的汲極端子是在更正電位的端子。為了使N型通道MOSFET保持斷開狀態，閘極電壓必須小於或等於該源極電壓。同樣，第3圖中P型通道MOSFET的源極端子係經定義成更正的兩個源極-汲極端子，而P型通道MOSFET的汲極端子為更負的兩個端子。為了使P型通道MOSFET保持斷開狀態，P型通道MOSFET的閘極端電壓必須大於或等於源極電壓。

如果在閘極-源極崩潰電壓等於或大於源極-汲極電壓的製程中製造該切換，常見做法是使N型通道MOSFET閘極連接至施加於積體電路的最負電源電壓，以及使P型通道MOSFET閘極連接至施加於積體電路的最正電源電壓，以確保這兩個MOSFET對於在電源供應範圍內的任何可能訊號電壓都保持斷開。

不過，對於如上述的高電壓CMOS製程，其中閘極-源極崩潰電壓係實質小於源極-汲極崩潰電壓，此做法可能導致閘極氧化物損壞而破壞裝置。例如，在一具體實施例中，CMOS切換是在N型通道及P型通道裝置之源極-汲極崩潰電壓都超過40V的高電壓CMOS製程中製造，但是每個該等裝置的閘極-源極崩潰電壓等於20V。用於該實施例的典型電源電壓為+15V與-15V。在V_IN與V_OUT的訊號電壓可在該等電壓所界定的範圍內的任一處。例如，如果把N型通道MOSFET的閘極連接至-15 V以斷開它，在V₁處大於+5V的電壓會導致閘極-源極電壓超過N型通道MOSFET的最大閘極-源極電壓額定值。同樣，在V₁處小於-5V的電壓會導致P型通道MOSFET的閘極-源極電壓超過它的最大額定值。

為了使這兩個MOSFET保持斷開狀態，同時不違反最大閘極源極電壓，閘極驅動電路可用來使N型通道MOSFET閘極電壓隨時保持在或稍低於源極電壓。在第2圖S_Fi切換中之N型通道MOSFET的源極電壓會為V₁與V_OUT中之較小者。第2圖S_Fi切換中之P型通道MOSFET的源極電壓為V₁與V_OUT中之較大者。因此，用稍低於V₁與V_OUT中之較小者的電壓來驅動N型通道MOSFET的閘極電壓進入斷開狀態，以及用稍大於V₁與V_OUT中之較大者的電壓來驅動P型通道MOSFET的閘極，如第4圖所示。因而，在第4圖，V_OFFN為能夠使N型通道MOSFET保持斷開狀態的閘極電壓，以及V_OFFP為能夠使P型通道MOSFET保持斷開狀態的較佳閘極電壓。

請再參考第2圖，每當S_F1切換中之任一被導通時，用於該切換的兩個MOSFET之源極及汲極電壓大約會在V₁。為了使該切換的兩個MOSFET保持導通狀態，必須使NMOS裝置的閘極-源極電壓有足夠的正值以提供想要的導通電阻，以及出於同樣的理由，必須使PMOS裝置的閘極-源極有足夠的負值。在使用低電源電壓的先前技術設計中，完成此項通常是藉由使NMOS閘極連接至大體等於正電源電壓的電壓，以及使PMOS閘極連接至大體等於負電源電壓的電壓。

不過，為了顧及超過閘極-源極崩潰電壓的訊號電壓，簡單地連接至大體等於正或負電源電壓的電壓是不可能的。為了防止閘極氧化物損壞，最好使NMOS裝置閘極-源極電壓保持等於V₁加上足夠的正偏移以確保低導通電阻。同樣，最好使PMOS裝置閘極-源極電壓保持等於V₁加上足夠的負偏移以確保低導通電阻。這圖解說明於第5圖，其係以範例圖示訊號電壓V₁，以及可使NMOS裝置保持導通狀態的外加閘極電壓V_ONN，以及可使PMOS裝置保持導通狀態的外加閘極電壓V_ONP。由於每個裝置的閘極-源極電壓在訊號電壓改變時維持實質不變，可最小化由切換導通電阻及訊號電壓之變化引起的任何失真貢獻度。例如，在一具體實施例中，在V₁與V_ONN的偏移電壓(offset voltage)大約為+9V，而V₁與V_ONP的偏移電壓大約為-9V。

第2圖中之增益控制切換S₁至S_N需要防止破壞閘極-源極電壓的保護。如同樣處於申請狀態之申請案所述，可藉由一次只導通一個切換S₁至S_N來使用該等切換，這可最小化該切換由導通電阻及訊號電壓變化引起的任何失真貢獻度。因此，導通的切換在在兩個MOSFET的源極及汲極上會有輸入訊號電壓V_IN，只要放大器A₁是在它的線性區域中操作。重設增益控制切換S₁至S_N在第2圖的端子3上會看到相同的電壓。切換的端子(在第2圖以2標示)的電壓會等於V_OUT中由S_Fi切換之設定及該串電阻器R₁至R_N+1提供之分壓決定的部份。該等分壓在第2圖中以V₁至V_N標示。

如以上關於切換S_F1至S_FM的描述，在一實施例中，構成切換S₁至S_N的NMOS及PMOS裝置之閘極-源極崩潰電壓大小為20V，以及用於運算放大器A₁的典型電源電壓為+15 V與-15 V。如果每個NMOS裝置的閘極都綁定到+15 V以及每個PMOS裝置的閘極都綁定到-15 V以便使想要的切換S₁至S_N保持導通狀態，在端子V_IN超過+5 V或-5V的輸入訊號電壓會超過切換裝置的最大閘極-源極電壓。與切換S_F1至S_FM一樣，為了防範超過最大閘極-源極電壓，NMOS閘極-源極電壓最好保持等於運算放大器A₁之反相輸入的電壓加上足夠的正偏移以確保低導通電阻。同樣，PMOS閘極-源極電壓最好保持等於運算放大器A₁之反相輸入的電壓加上足夠的負偏移以確保低導通電阻。這圖解說明於第6圖，其係以範例圖示運算放大器A₁的反相輸入電壓V_IN-，以及可使NMOS裝置保持導通狀態的較佳閘極電壓V_ONN，以及可使PMOS裝置保持導通狀態的較佳閘極電壓V_ONP。在圖示具體實施例的一實施例中，V_IN-與V_ONN的偏移電壓大約為+9V，以及V_IN-與V_ONP的偏移電壓大約為-9V。

如果驅動閘極至電源電壓以保持MOSFET的斷開狀態，切換S₁至S_N中被斷開者的MOSFET也有可能暴露於過高的閘極-源極電壓。特別是，即使在最高的增益設定(通常是在第2圖中之切換S_N導通時實現)，切換S₂至S_N可能暴露於在這兩個訊號端子的大電壓擺動。出現此事的方式之一是：如果類型為本技藝所習知的運算放大器A₁包含過高差分輸入電壓的保護，例如包含數個跨越輸入端子之背對背二極體(back-to-back diode)的。在這種情況下，運算放大器A₁的反相及非反相輸入相差會永遠不大於1伏特。因此，在端子V_IN的大輸入電壓大體反映到反相輸入端子。在高增益設定，如此大的輸入電壓會導致運算放大器A₁的輸出卡在最大的可能輸出電壓，通常在電源電壓的幾個或更少伏特內，而高輸入訊號位準本身會導致切換S₁至S_N的端子3出現大輸入電壓。因此，每個切換S₁至S_N-1都可能暴露於接近兩個訊號端子(2與3)上之電源電壓的訊號電壓。

如以上對於增益控制切換S_F1至S_FM的描述，用於使N型通道MOSFET保持斷開狀態同時不違反最大閘極-源極電壓的較佳閘極電壓是等於或稍微小於源極電壓的電壓。至於增益控制切換S₁至S_N的N型通道MOSFET，源極電壓會為以下兩者中之較小者：運算放大器A₁的反相輸入電壓(V_IN-)與在切換另一邊的電壓(用於切換S_N的V_N)。同樣，用於使P型通道MOSFET保持斷開狀態的較佳閘極電壓會等於或稍微大於源極電壓，其係用於切換S_N的V_IN-或V_N中之較大者。波形圖示於第7圖。

第8圖為一電路具體實施例的部份示意及部份方塊圖，其係用於產生閘極控制電壓供N型通道及P型通道MOSFET的傳輸閘極用。請參考第8圖，CMOS傳輸閘極包含MOSFET M_A與M_B。出現在輸入SD1、SD2且施加至源極-汲極端子SD₁及SD₂的訊號電壓V_SD1與V_SD2也各自用單位增益(unity-gain)放大器(Buffer₁與Buffer₂)緩衝以防止增益控制網路(其具體實施例在第2圖圖示成含有電阻器R₁至R_N-1與R₁至R_fin)的任何負載。在切換驅動電路SDC中，放大器Buffer₁的輸出連接至偏壓源V_OS1的負端子，偏壓源V_OS2的正端子，“小於或等於”模塊₁的第一輸入，以及“大於或等於”模塊₂的第一輸入。因此，在電壓源極V_OS1正端子的電壓V_ONN會等於在端子SD₁的電壓加上由V_OS1所提供之電壓決定的正偏移。如果如上述適當地選擇偏移電壓V_OS1，則根據本揭示內容，電壓V_ONN會為適當的閘極電壓可使N型通道MOSFET M_B保持導通狀態。同樣，在電壓源極V_OS2負端子的電壓V_ONP會等於在端子SD₁的電壓加上由V_OS2所提供之電壓決定的負偏移。如果如上述適當地選擇偏移電壓V_OS2，則電壓V_ONP會為適當的閘極電壓可使P型通道MOSFET M_A保持導通狀態。

放大器Buffer₂的輸出連接至“小於或等於”模塊₁的的第二輸入與“大於或等於”模塊₂的第二輸入。模塊₁輸出(V_OFFN)處的電壓會等於在其輸入處的兩個電壓中之更負者，或等於在兩個輸入處的電壓，如果輸入電壓相等的話。模塊₂的輸出(V_OFFP)的電壓會等於在其輸入處的兩個電壓中之更正者，或等於在兩個輸入處的電壓，如果輸入電壓相等的話。因此，在模塊₁輸出處的電壓V_OFFN會等於在切換端子SD₁與SD₂處之電壓的更負者，以及會為適當的閘極電壓可使N型通道MOSFET M_B保持斷開狀態。同樣，在模塊₂輸出處的電壓V_OFFP會為在切換端子SD₁與SD₂處之電壓的更正者，以及會為適當的閘極電壓可使P型通道MOSFET M_A保持導通狀態。

切換SW₁與SW₂為用控制訊號V_CONTROL控制的電子切換。控制訊號V_CONTROL有兩個狀態為較佳：關於MOSFET M_A與M_B導通的“導通”狀態，以及關於MOSFET M_A與M_B斷開的“斷開”狀態。當控制訊號V_CONTROL處於“導通”狀態時，切換SW₁的端子2、3連接，以及切換SW₂的端子2、3連接，各自施加適當的閘極電壓V_ONN與V_ONP給MOSFET M_B與M_A，以使這兩個MOSFET保持導通狀態。當控制訊號V_CONTROL處於“斷開”狀態時，切換SW₁的端子1、2連接，以及切換SW₂的端子1、2連接，各自施加適當的閘極電壓V_OFFN與V_OFFP給MOSFET M_R與M_A，以保持兩者的斷開狀態。

應注意，偏壓源V_OS1的負端子及/或偏壓源V_OS2的正端子可替換地連接至放大器Buffer₂的輸出，而不是放大器Buffer₁的輸出，這對功能無損，因為當MOSFET M_A與M_B導通時，端子SD₁與SD₂有一點點電壓差。

第9圖及第10圖更詳細地示意圖示類型如本文所述的一個切換驅動電路具體實施例。第9圖示意圖示中介控制訊號的電路，以及用於CMOS切換的NMOS閘極驅動電路。第10圖示意圖示用於CMOS切換的PMOS閘極驅動電路。

請參考第9圖，N型通道MOSFET差分對(differential pair)M₁與M₂由於端子V_CONTROL提供控制電壓V_CONTROL與閘極驅動電路的介面。控制電壓V_CONTROL最好為邏輯訊號，其係設定兩個位準中之一個，大於臨界電壓V_THR的高位準或小於臨界電壓V_THR的低位準。當控制電壓V_CONTROL設定為高位準時，N型通道MOSFET M₁導通並且實質傳導來自電流源I₁的所有電流，以及N型通道MOSFET M₂處於實質斷開。當控制電壓V_CONTROL設定為低位準時，N型通道MOSFET M₂實質傳導來自電流源I₁的所有電流，以及N型通道MOSFET M₁處於實質斷開狀態。以此方式，控制電壓V_CONTROL引導來自電流源I₁的電流流動通過二極體連接式(diode-connected)P型通道MOSFET M₃或者M₄中之一個。

源極-汲極電壓端子V_SD1最好連接至待受控於閘極驅動電路之CMOS切換的兩個訊號端子中之一個，以及源極-汲極電壓端子V_SD2最好連接至待受控CMOS切換的兩個訊號端子中之另一個。例如，請參考第3圖，端子V_SD1最好連接至CMOS切換的端子SD₁，以及V_SD2最好連接至CMOS切換的端子SD₂。端子V_CONN最好連接至待受控CMOS切換之N型通道MOSFET的閘極端子CMOS切換。

請再參考第9圖，P型通道MOSFET M₁₁，以及二極體連接式P型通道MOSFET M₉，二極體連接式N型通道MOSFET M₁₀，與電流源I₂在第9圖中形成用於源極-汲極電壓V_SD1的源極跟隨緩衝器(source-follower buffer)，藉此用以下公式實質給出在MOSFET M₉源極處的電壓V_ONN：

V_ONN=V_SD1+V_SG11+V_GS10+V_SG9，

在此V_SG11、V_GS10及V_SG9分別為M₁₁、M₁₀及M₉的閘極-源極(或源極-閘極)電壓，三者均為正值。

閘極-源極電壓隨著源極-汲極電壓V_SD1的變化保持實質不變到電流源I₂保持不變的程度，因為N型通道MOSFET M₁₂的閘極在MOSFET M₉上的源極上提供可忽略的負載。MOSFET M₁₁最好有製程設計規則及電壓要求允許的最小幾何以便最小化電壓V_SD1的電容性負載(capacitive loading)。例如，在一具體實施例中，電流源I₂的數值大約為10微安，以及MOSFET M₉至M₁₁的閘極-源極電壓總和的額定值(nominal value)為9V。因此，在MOSFET M₉之源極處的電壓V_ONN會實質等於用於待受控CMOS切換之N型通道MOSFET的較佳導通電壓，如上述。

N型通道MOSFET M₁₂與電流源I₃充當電壓V_ONN的源極跟隨緩衝器使得在MOSFET M₁₂之源極處的電壓大體等於V_ONN-V_GS12，在此V_GS12為MOSFET M₁₂的閘極-源極電壓。電流源I₃的較佳值等於電流源I₁的數值。當控制電壓V_CONTROL在高位準時，經由MOSFET M₁至M₃來引導出於電流源I₁的電流。此外，由於MOSFET M₄中沒有電流實質流動，因此P型通道MOSFET M₅，N型通道MOSFET M₆，或N型通道MOSFET M₇也沒有電流實質流動。MOSFET M₃的閘極及源極端子各自連接至P型通道MOSFET M₈的閘極及源極端子，而形成電流鏡(current mirror)。MOSFET M₈有等於MOSFET M₃閘極寬度之一半的閘極寬度為較佳，這導致電流等於源自M₈汲極的電流源I₁數值的一半。電流流動通過二極體連接式P型通道MOSFET M₁₄，因為N型通道MOSFET M₇被斷開。MOSFET M₇被斷開的事實也確保二極體連接式P型通道MOSFET M₁₇實質不傳導電流。在這些條件下，MOSFET M₁₂與M₁₄各自會用等於電流源I₁值之一半的源極-汲極電流操作。在這些條件下，由於MOSFET M₁₂與M₁₄以實質相同的電流操作，因此它們的閘極-源極電壓也實質相同。因此，在端子V_CONN處的電壓大體等於在MOSFET M₉之源極的電壓或V_ONN，如上述，在可程式增益放大器中，其係用於單一CMOS切換之N型通道MOSFET部份的較佳導通電壓。

N型通道MOSFET M₁₃與電流源I₄形成用於電壓V_SD1的第二源極跟隨緩衝器。N型通道MOSFET M₁₆與電流源I₅形成用於CMOS切換訊號電壓V_SD2的源極跟隨緩衝器。MOSFET M₁₃與M₁₆有製程設計規則及電壓要求允許的最小幾何為較佳，以便各自最小化電壓V_SD1與V_SD2的電容性負載。電流源I₄與I₅有實質相同的數值為較佳，在一示範具體實施例中，兩者各等於10微安。在MOSFET M₁₃及M₁₆之源極處的電壓各自實質等於V_S13=V_SD1-V_GS13、V_S16=V_SD2-V_GS16，在此V_GS13與V_GS16分別為MOSFET M₁₃與M₁₆的閘極-源極電壓。由於MOSFET M₁₃與M₁₆是用相同的電流操作，它們的閘極-源極電壓會實質相同。

P型通道MOSFET M₁₅與M₁₈，以及電流源I₆形成“小於或等於”電路。M₁₅與M₁₈為幾何相同的裝置為較佳。如果電壓V_S13實質小於電壓V_S16，則來自電流源I₆的實質所有電流會被MOSFET M₁₅傳導，以及在MOSFET M₁₅與M₁₈之源極接面處的電壓V_S15等於：V_S15=V_SD1-V_GS13+V_SG15，在此V_SG15為M₁₅的源極-閘極電壓。如果電壓V_S16實質小於電壓V_S13，則來自電流源I₆的所有電流會被MOSFET M₁₈傳導，以及在MOSFET M₁₅與M₁₈之源極接面處的電壓是等於：V_S15=V_SD2-V_GS16+V_SG18，在此V_SG18為MOSFET M₁₈的源極-閘極電壓。應注意，N型通道及P型通道MOSFET的閘極-源極電壓極性相反，電壓V_S15會為V_SD1或V_SD2中之較小者加上等於一N型通道MOSFET與一P型通道MOSFET之閘極-源極電壓大小之差額的偏移電壓。儘管顯然有可能保證此偏移電壓大約為零，然而這只能以近似的方式來達成，因為N型通道及P型通道裝置的臨界電壓有獨立的製程差異。不過，如下文所述，此準確度在大多數的情形下是足夠的。

當控制電壓V_CONTROL為低位準時，經由MOSFET M₂至M₄來引導源自電流源I₁的電流。此外，由於MOSFET M₃中沒有電流實質流動，MOSFET M₈中也沒有電流流動，而且MOSFET M₁₄被斷開。MOSFET M₄的閘極及源極端子各自連接至P型通道MOSFET M₅的閘極及源極端子而形成電流鏡。MOSFET M₅的閘極寬度等於MOSFET M₄的閘極寬度之一半為較佳，這導致電流等於來自MOSFET M₅汲極的電流源I₁值的一半。該電流流動通過二極體連接式MOSFET M₆且鏡像至MOSFET M₇。因此，MOSFET M₇匯入數值等於流經二極體連接式MOSFET M₁₇的電流源I₁之一半的電流。在一具體實作中，電流源I₆所提供的電流值等於I₁的數值。因此，來自源極I₆的電流有一半流動通過MOSFET M₁₇，同時MOSFET M₁₅或者M₁₈或兩者可得到平衡，這取決於分別提供於端子SD₁與SD₂處的電壓V_SD1與V_SD2的相對位準。在這些條件下，在端子V_CONN處的電壓會大體等於V_SD1或V_SD2中之更小者加上取決於N型通道及P型通道閘極-源極電壓之差額的前述偏移，減去M₁₇的閘極-源極電壓。M₁₇的閘極-源極電壓大小永遠足以保證在V_CONN處的電壓會稍微低於電壓V_SD1或V_SD2中之較小者，如上述，在本發明可程式增益放大器中，其係用於單一CMOS切換之N型通道MOSFET部份的一斷開電壓具體實作。

第10圖示意圖示在待受控CMOS切換中可產生閘極驅動訊號用於P型通道MOSFET的另一電路。以V_MON及V_MOFF標示的端子旨在連接至第9圖中同名的端子。因此，第9圖中MOSFET M₃與M₄的閘極及汲極端子各自連接至第10圖中P型通道MOSFET M₁₉與M₂₂的閘極端子。第10圖中以V_SD1與V_SD2標示的端子連接至第9圖中同名的端子，以及連接至如第3圖所述之待受控CMOS切換的訊號端子SD₁與SD₂。在一具體實作中，端子V_CONP係連接至待受控CMOS切換中之P型通道MOSFET的閘極端子。

N型通道MOSFET M₂₃，以及二極體連接式P型通道MOSFET M₂₄，二極體連接式N型通道MOSFET M₂₅，與電流源I₇在第10圖中形成用於源極-汲極電壓V_SD1的第三源極跟隨緩衝器，藉此實質給出在M₂₅源極處的電壓V_ONP：V_ONP=V_SD1-V_GS23-V_SG24-V_GS25，在此V_GS23、V_SG24及V_GS25分別為M₂₃、M₃₄及M₂₅的閘極-源極(或源極-閘極)電壓，三者均為正值。該等閘極-源極電壓隨著源極-汲極電壓V_SD1的變化保持實質不變到電流源I₇保持不變的程度，因為N型通道MOSFET M₂₇的閘極在MOSFET M₂₅的源極上提供可忽略的負載。MOSFET M₂₃有製程設計規則及電壓要求允許的最小幾何為較佳，以便最小化電壓V_SD1的電容性負載。例如，在一具體實施例中，電流源I₇所提供的電流之數值大約為10微安，以及MOSFET M₂₃至M₂₅之閘極-源極電壓總和的額定值為9V。因此，在MOSFET M₂₅之源極處的電壓V_ONP會實質等於用於待受控CMOS切換中之N型通道MOSFET的較佳導通電壓，如上述。

P型通道MOSFET M₂₇與電流源I₈充當用於電壓V_ONP的源極跟隨緩衝器，使得在MOSFET M₂₇之源極處的電壓大體等於V_ONP+V_SG27，在此電壓V_SG27為MOSFET M₂₇的源極-閘極電壓。電流源I₈的較佳值等於由第9圖中電流源I₁提供之電流的數值。請參考第9圖，當控制電壓V_CONTROL為高位準時，經由MOSFET M₁至M₃來引導來自電流源I₁的電流，以及MOSFET M₄中沒有電流實質流動。由於MOSFET M₄(第8圖)與MOSFET M₂₂(第9圖)的閘極及汲極連接在一起，因此P型通道MOSFET M₂₂中沒有電流實質流動。同樣，MOSFET M₃(第8圖)的閘極及源極端子各自連接至P型通道MOSFET M₁₉(第9圖)的閘極及源極端子而形成電流鏡。MOSFET M₁₉有等於MOSFET M₃之閘極寬度之一半的閘極寬度為較佳，這導致電流等於由源自MOSFET M₁₉汲極之電流源I₁提供的電流值之一半。請參考第10圖，該電流流動通過二極體連接式N型通道MOSFET M₂₀(它與N型通道MOSFET M₂₁形成電流鏡)。因此，MOSFET M₂₁的汲極電流會大體等於第9圖中電流源I₁的汲極電流的一半。該汲極電流會流動通過二極體連接式P型通道MOSFET M₂₈，如上述，因為MOSFET M₂₂被斷開。MOSFET M₂₂被斷開的事實也保證二極體連接式N型通道MOSFET M₃₂實質不傳導電流。在這些條件下，MOSFET M₂₇與M₂₈各自用等於由電流源I₁提供之電流之一半的源極-汲極電流操作。在這些條件下，由於MOSFET M₂₇與M₂₈用實質相同的電流位準操作，它們的閘極-源極電壓會實質相同。因此，在端子V_CONP處的電壓會大體等於在MOSFET M₂₅之源極處的電壓(或V_ONP)，如上述，在可程式增益放大器中，其係用於單一CMOS切換之P型通道MOSFET部份的較佳導通電壓。

P型通道MOSFET M₂₆與電流源I₉形成用於電壓V_SD1的第四源極跟隨緩衝器。N型通道MOSFET M₃₀與電流源I₁₀形成用於CMOS切換訊號電壓V_SD2的第二源極跟隨緩衝器。MOSFET M₂₆與M₃₀有製程設計規則及電壓要求允許的最小幾何為較佳，以便各自最小化電壓V_SD1與V_SD2的電容性負載。電流源I₉與I₁₀有實質相同的數值為較佳，在具體實施例的一實施例中，兩者各等於10微安。在MOSFET M₂₆與M₃₀之源極處的電壓各自實質等於：V_S26=V_SD1+V_SG26，V_S30=V_SD2+V_SG30，在此電壓V_SG26與V_SG30分別為MOSFET M₂₆與M₃₀的源極-閘極電壓。由於MOSFET M₂₆與M₃₀用相同的電流位準操作，它們的源極-閘極電壓會實質相等。N型通道MOSFET M₂₉與M₃₁與電流源I₁₁形成“大於或等於”電路。MOSFET M₂₉與M₃₁為幾何相同的裝置為較佳。如果電壓V_S26實質大於電壓V_S30，則來自I₁₁的實質所有電流會被M₂₉傳導，以及在MOSFET M₂₉與M₃₁之源極接面處的電壓V_S29為：V_S29=V_SD1+V_SG26-V_GS29。如果電壓V_S30實質大於電壓V_S26，則來自I₁₁的實質所有電流會被MOSFET M₃₁傳導，以及在MOSFET M₂₉與M₃₁之源極接面處的電壓：V_S29=V_SD2+V_SG30-V_GS31。應注意，N型通道及P型通道MOSFET的閘極-源極電壓有相反的極性，電壓V_S29等於電壓V_SD1或V_SD2中之較大者加上等於一N型通道MOSFET與一P型通道MOSFET之閘極-源極電壓大小之差額的偏移電壓。

請參考第9圖，當控制電壓V_CONTROL為低位準時，經由MOSFET M₂至M₄來引導來的電流源I₁的電流。此外，由於MOSFET M₃中沒有電流實質流動，第10圖的MOSFET M₁₉也沒有電流實質流動。因此，第10圖的MOSFET M₂₀、M₂₁及M₂₈也被斷開。MOSFET M₄的閘極及源極端子各自連接至第10圖中之P型通道MOSFET M₂₂的閘極及源極端子而形成電流鏡。MOSFET M₂₂的閘極寬度等於MOSFET M₄之閘極寬度的一半為較佳，這導致流經二極體連接式MOSFET M₃₂的電流有數值等於源自MOSFET M₂₂之汲極電流源I₁的一半。電流源I₁₁的數值最好等於由電流源I₁提供之電流的數值。因此，來自電流源I₁₁的電流有一半流經MOSFET M₃₂，同時MOSFET M₂₉或者M₃₁或兩者可得到平衡，這取決於電壓V_SD1與V_SD2的相對位準。在這些條件下，在端子V_CONP處的電壓會大體等於電壓V_SD1與V_SD2中之較大者，加上取決於N型通道及P型通道閘極-源極電壓之差額的前述偏移，加上MOSFET M₃₂的閘極-源極電壓。MOSFET M₃₂的閘極-源極電壓大小永遠足以保證電壓V_CONP稍微高於電壓V_SD1與V_SD2中之較大者，如上述，在本發明可程式增益放大器中，其係用於單一CMOS切換之P型通道MOSFET部份的較佳斷開電壓。

此架構的額外優點是能夠控制可程式增益放大器中之CMOS切換的導通、斷開時間。特別是，在音頻應用中，在構成切換之MOSFET的閘極上快速電壓轉換可經由閘極-通道電容(gate-to-channel capacitance)來電容耦合至通道，而在增益轉換期間產生聽得到的“喀喀聲”。藉由選擇構成切換之N型通道及P型通道裝置的幾何導致在N型通道及P型通道裝置之間有匹配閘極-通道電容，可最小化有時被稱作“電荷注入效應(charge injection)”的這種現象。不過，在排除聽得到喀喀聲方面，若以極快速的上昇時間驅動閘極時，這種做法從來沒有完全成功。因此，對於用於音頻應用之可程式增益放大器的閘極驅動電路，提供在導通電壓、斷開電壓之間有預定變化率的電壓斜坡(voltage ramp)給切換中之MOSFETs的閘極是合意的特徵。

請參考第9圖，當施加電壓V_CONTROL的快速低至高轉換於V_CONTROL端子時，(a)由MOSFET M₄至M₃引導來自電流源I₁的電流，(b)斷開MOSFET M₁₇，以及(c)導通MOSFET M₈。當所有相關節點有相對低的阻抗時，電流的引導是極快地進行。不過，當MOSFET M₈導通時，它的汲極電流不會立即流動通過MOSFET M₁₄，但是必須首先使連接至V_CONN端子的任何負載電容充電。較佳地，此節點的主要負載電容是CMOS切換中之N型通道裝置的閘極-通道電容。這可能相當重要，因為與閘極驅動電路中之裝置的幾何相比，低雜訊可程式增益放大器所需之低導通電阻切換的必要幾何很大。藉由按比例縮放電流源I₁的數值，及電流源I₃與I₆的數值，可控制切換中之N型通道裝置的斷開及導通狀態的變化率。

同樣，當施加快速高至低轉換於V_CONTROL時，會極快地斷開MOSFET M₈和導通MOSFET M₇。MOSFET M₇所匯入的電流使V_CONN端子的負載電容(未圖示)充電，這在切換的導通及斷開狀態之間可提供受控斜坡。熟諳此藝者明白，圖示於第10圖用於切換中之P型通道MOSFET的驅動電路與用於N型通道MOSFET的有類似行為方式。

在一較佳具體實施例中，由CMOS切換形成的幾何係經縮放大小成切合類比增益放大器在各種可程式增益下要有雜訊及失真效能的要求。通常，圖示於第2圖的增益控制切換S₁至S_N會被縮放比例成激活最高增益設定的切換會有最低的導通電阻，從而為最寬的切換。例如，在第2圖中，增益控制切換S_N會最寬而切換S₁則最窄。最好縮放增益控制切換S_F1至S_FM，相較於相關的串聯電阻器R_F1至R_FM，使得選定每個的導通電阻可忽略不計。一旦選定幾何，即可選定用於每個個別閘極驅動電路之對應電流源I₁、I₃、I₆、I₈及I₁₁的數值以提供相同的斜坡率(ramp rate)給所有切換的閘極電壓轉換。有較大電容的較大切換會有較大的電流I₁、I₃、I₆、I₈及I₁₁數值，而有較小電容的較小切換會有較小的電流I₁、I₃、I₆、I₈及I₁₁數值。在一實施例中，電流係介於1微安至16微安以實現約20微秒的導通及斷開狀態轉換時間供所有切換用。

替換地，為了縮放用於切換之每一幾何的I₁與其他相稱電流的數值，電流I₁與其他相稱電流的數值對於所有的驅動電路可保持不變，以及可反比地縮放MOSFET M₃至M₈；MOSFET M₁₉、M₂₀及M₂₁；M₄至M₅、M₆、M₇及M₂₂的寬度比例成相關切換中之裝置的寬度以實現類似的結果。此外，可做縮放MOSFET M₇至M₈和MOSFET M₂₁至M₂₂的寬度比例，如果導通至斷開及斷開至導通轉換想要不同的閘極驅動電壓變化率的話。

顯然，描述於本文的一般做法可應用於其他的可程式增益放大器拓樸。特別是，上述切換驅動可應用於同樣處於申請狀態之申請案的第4圖可程式增益儀用放大器。它也可用於想要有低失真、低雜訊及高電壓性能的其他可程式增益放大器拓樸。此外，可改變半導體元件的類型。

應注意，儘管第3圖切換的MOSFET M_A與M_B被描述成具有源極與汲極，應瞭解，在該等裝置正被使用(作為有外加交流訊號的切換)的背景下，在訊號改變極性時，每個MOSFET的那個端子是源極以及那個是汲極會切換。在一具體實施例中，該等MOSFET為物理對稱的裝置，而且偏壓條件不同，因而可決定那個端子用作源極以及那個用作汲極。就N型通道裝置而言，電位較低(相對於閘極)的端子為源極，以及有較高電位的端子為汲極。對於P型通道裝置，反之亦然。因此，閘極驅動電路相對於正確的端子可保持適當的“閘極-源極電壓”。在第8圖的具體實作中，閘極驅動電路會隨著SDC的“小於或等於”模塊₁及“大於或等於”模塊₂的輸出變化保持適當的“閘極-源極電壓”。

因此，根據本揭示內容，提供一種用於低失真可程式增益放大器(例如，描述於同樣處於申請狀態之申請案的類型)的新型及改良動態切換驅動。描述於本專利說明書的示範具體實施例已提出作為實例而不是用來限制，以及在較寬的方面和如隨附申請專利範圍所述的，在不脫離本揭示內容的精神或範疇下，熟諳此藝者可做出各種不同的修改、組合及取代。

以下申請專利範圍中之至少一的範疇係涵蓋用於低失真可程式增益放大器(類型描述於同樣處於申請狀態之申請案)的新型及改良動態切換驅動與如本文所述之本發明方法，以及所有元件。本發明人無意放棄本文所揭示之系統及方法的元件，也不希望它們限制申請專利範圍的解釋。在本發明的專利申請項中，除非另有說明，不希望以單數表示的元件是意指“一個且只有一個”，反而是“一或更多”。在本揭示內容中，所有與描述於各種具體實施例且為本技藝一般技術人員所習知或隨後得知的元件在結構及功能性上是等價者都併入本文作為參考資料，也希望它們能被該等申請專利範圍涵蓋。此外，本文所揭示的都不是要貢獻給公眾，不論本揭示內容是否明示於申請專利範圍申請項。申請專利範圍中沒有一項元件用美國專利法第112條第35款的第六段解釋，除非是用“裝置加功能”的片語明確陳述該元件，或在方法申請項中用“步驟加功能”的片語陳述該元件。

1、2、3．．．端子

A₁．．．高增益運算放大器

Buffer₁、Buffer₂．．．單位增益放大器

Block₁．．．“小於或等於”模塊₁

Block₂．．．“大於或等於”模塊₂

C₁至C_N．．．控制訊號

C_C1至C_CN．．．控制訊號

C_F1至C_FM．．．控制訊號

C_OX．．．單位面積閘極電容

I₁、I₂、I₃、I₄、I₅、I₆、I₇、I₈、I₉、I₁₀、I₁₁．．．電流源

M_A．．．P型通道MOSFET

M_B．．．N型通道MOSFET

M₁．．．N型通道MOSFET

M₂．．．N型通道MOSFET

M₃、M₄．．．二極體連接式P型通道MOSFET

M₅．．．P型通道MOSFET

M₆．．．N型通道MOSFET

M₇．．．N型通道MOSFET

M₈．．．P型通道MOSFET

M₉．．．二極體連接式P型通道MOSFET

M₁₀．．．二極體連接式N型通道MOSFET

M₁₁．．．P型通道MOSFET

M₁₂．．．N型通道MOSFET

M₁₃．．．N型通道MOSFET

M₁₄．．．二極體連接式P型通道MOSFET

M₁₅、M₁₈．．．P型通道MOSFET

M₁₆．．．N型通道MOSFET

M₁₇．．．二極體連接式P型通道MOSFET

M₁₉．．．P型通道MOSFET

M₂₀．．．二極體連接式N型通道MOSFET

M₂₁．．．N型通道MOSFET

M₂₂．．．P型通道MOSFET

M₂₃．．．N型通道MOSFET

M₂₄．．．二極體連接式P型通道MOSFET

M₂₅．．．二極體連接式N型通道MOSFET

M₂₆．．．P型通道MOSFET

M₂₇．．．N型通道MOSFET

M₂₈．．．二極體連接式P型通道MOSFET

M₂₉、M₃₁．．．N型通道MOSFET

M₃₀．．．N型通道MOSFET

M₃₂．．．二極體連接式MOSFET

R_IN．．．電阻器

R₁至R_N+1．．．電阻器

R_F1至R_FM．．．電阻器

S₁至S_N．．．電子切換元件

S_F1至S_Fn．．．切換閘極

S_F1至SFM．．．電子切換

S_F1至S_FM．．．切換

SD₁、SD₂．．．源極-汲極端子

SW₁、SW₂．．．切換

V₁至V_N．．．R₁至R_N+1提供之分壓

V_IN．．．輸入

V_IN-．．．反相輸入電壓

V_OUT．．．輸出

V_CONP．．．電壓

V_CONN．．．電壓

V_t．．．臨界電壓

V_eff．．．有效閘極-源極電壓

V_GS．．．閘極-源極電壓

V_OFFN．．．閘極電壓

V_OFFP．．．較佳閘極電壓

V_ONP、V_ONN．．．閘極電壓

V_SD1與V_SD2．．．源極-汲極端子SD₁及SD₂的訊號電壓

V_OS1、V_OS2．．．偏壓源

V_CONTROL．．．控制訊號

V_THR．．．臨界電壓

V_SG11、V_GS10、V_SG9．．．M₁₁、M₁₀及M₉的閘極-源極(或源極-閘極)電壓

V_GS12．．．MOSFET M₁₂的閘極-源極電壓

V_GS13、V_GS16．．．MOSFET M₁₃與M₁₆的閘極-源極電壓

V_S15．．．電壓

V_SG18．．．MOSFET M₁₈的源極-閘極電壓

V_MON、V_MOFF．．．端子

V_GS23、V_SG24、V_GS25．．．M₂₃、M₃₄及M₂₅的閘極-源極(或源極-閘極)電壓

V_SG27．．．MOSFET M₂₇的源極-閘極電壓

V_SG26、V_SG30．．．MOSFET M₂₆與M₃₀的源極-閘極電壓

V_S26．．．電壓

W、L．．．通道的寬度與長度

請參考附圖，其中類似的元件用相同的元件符號表示。

第1圖為先前技術低失真可程式增益放大器之一具體實作的部份示意部份方塊圖；

第2圖的部份示意部份方塊圖係根據描述於用同樣處於申請狀態之申請案和進一步描述於本文之教導做成更有區域效率的一單端放大器具體實作；

第3圖的部份示意部份方塊圖係圖示可用作第2圖具體實施例中之各個切換的CMOS傳輸閘極(CMOS transmission gate)；

第4圖為第2圖中切換閘極(switch gate)S_f1至S_fn的示範斷開電壓波形之振幅時間圖；

第5圖為第2圖中切換閘極S_F1至S_Fn的示範導通電壓波形之振幅時間圖；

第6圖為第2圖中切換閘極S₁至S_N的示範導通電壓波形之振幅時間圖；

第7圖為第2圖中切換閘極S₁至S_N的示範斷開電壓波形之振幅時間圖；

第8圖的方塊圖係圖示可用來操作類型為描述於同樣處於申請狀態之申請案之放大器(例如，圖示於第2圖的放大器)的一個切換驅動具體實施例；

第9圖為N型通道閘極驅動電路之一具體實施例的示意圖，它可具體實作成第8圖切換驅動的一部份用來操作第3圖CMOS傳輸閘極的N型通道MOSFET；以及

第10圖為P型通道閘極驅動電路之一具體實施例的示意圖，它可具體實作成第8圖切換驅動的一部份用來操作第3圖CMOS傳輸閘極的P型通道MOSFET。

C_C1至C_CN．．．控制訊號

C_F1至C_FM．．．控制訊號

R₁至R_N+1．．．電阻器

R_F1至R_FM．．．電阻器

S₁至S_N．．．電子切換元件

S_F1至S_Fn．．．切換閘極

V_IN．．．輸入電壓

V₁至V_N．．．R₁至R_N+1提供之分壓

Claims (14)

1. 一種用於切換交流輸入訊號的切換電路，該切換電路包含：至少一個切換，包含一N型通道MOSFET及一P型通道MOSFET，各具有經組態成可接收一驅動訊號以改變該切換之導通/斷開狀態的一閘極；以及一驅動電路，經組態及配置成可選擇性地施加一對驅動訊號以改變該切換之導通/斷開狀態，該驅動電路係經組態及配置成在至少該交流輸入訊號之一部份副本出現於每個MOSFET的該源極端子上時，可根據(a)足以改變該切換之導通/斷開狀態的一對直流訊號分量，以及(b)一對交流訊號分量來產生該等驅動訊號，使得在施加該等直流訊號分別至該n型通道MOSFET及p型通道MOSFET的該等閘極時，該等驅動訊號會有可維持該切換之導通/斷開狀態的適當位準以及每個MOSFET的閘極-源極電壓可保持在MOSFET的閘極-源極崩潰極限內；以及第一及第二電子控制選擇器，該第一及第二選擇器各有第一及第二輸入端子與一個輸出端子和一個控制端子，其中該控制端子係經組態成可接收判斷該第一輸入端子或該第二輸入端子是否電耦合至該輸出端子的一控制訊號，以及其中在該第一及第二選擇器的該等控制端子係相互耦合。
2. 如申請專利範圍第1項之切換電路，其中該等 MOSFET各包含兩個源極-汲極端子，以及該等MOSFET係經組態成一個MOSFET的一源極-汲極耦合至其他MOSFET的一源極-汲極以形成MOSFET源極-汲極端子之一第一耦合對，以及該等MOSFET的其餘源極-汲極端子彼此經耦合成可形成MOSFET源極-汲極端子之一第二耦合對。
3. 如申請專利範圍第2項之切換電路，其中該驅動電路包含有一輸入耦合至MOSFET源極-汲極端子之一個耦合對的一第一緩衝放大器，以及有一輸入耦合至該第二對的MOSFET源極-汲極端子的一第二緩衝放大器，各該等緩衝放大器各有一輸出端子，經組態成可產生實質為該交流輸入訊號之一副本的一輸出訊號，其中該第一緩衝放大器的該輸出端子連接至偏壓源V_OS1的負端子，偏壓源V_OS2的正端子，小於或等於模塊的第一輸入，以及大於或等於模塊的第一輸入；以及其中該第二緩衝放大器之該輸出端子耦合至該小於或等於模塊之該第二輸入端子以及耦合至該大於或等於模塊之該第二輸入端子。
4. 如申請專利範圍第1項之切換電路，其中該n型通道MOSFET及p型通道MOSFET各包含兩個源極-汲極端子，以及該驅動電路係經組態及配置成在該切換處於該斷開狀態時，施加於該n型通道MOSFET之該閘極的電壓等於或更負於施加於該n型通道MOSFET之 最負源極-汲極的電壓，以及施加於該p型通道MOSFET之閘極的電壓更正於施加於該p型通道MOSFET之最正源極-汲極的電壓。
5. 如申請專利範圍第4項之切換電路，其中該等MOSFET經組態一個MOSFET的一源極-汲極耦合至其他MOSFET的一源極-汲極以形成MOSFET源極-汲極端子之一第一耦合對，以及該等MOSFET的其餘源極-汲極端子彼此經耦合成可形成MOSFET源極-汲極端子之一第二耦合對。
6. 如申請專利範圍第1項之切換電路，其中該n型通道MOSFET及p型通道MOSFET各包含兩個源極-汲極端子，以及該驅動電路係經組態及配置成在該切換處於該導通狀態時，施加於該n型通道MOSFET之閘極的電壓相對於該等源極-汲極端子的電壓有足夠的正值使得該n型通道MOSFET可提供一想要導通電阻，以及施加於該p型通道MOSFET之閘極的閘極-源極電壓相對於該等源極-汲極端子的電壓有足夠的負值使得該p型通道MOSFET可提供一想要導通電阻使得該兩個MOSFET可傳導。
7. 如申請專利範圍第6項之切換電路，其中在該切換處於該導通狀態時，施加於該n型通道MOSFET之閘極的閘極-源極電壓更正於在該n型通道MOSFET之源 極及汲極處的電壓，以及在該切換處於該導通狀態時，施加於該p型通道MOSFET之閘極的閘極-源極電壓更負於在該p型通道MOSFET之源極及汲極處的電壓。
8. 如申請專利範圍第1項之切換電路，其更包含(a)一第一緩衝放大器，(b)一第一偏移電壓產生器，其係具有一負端子耦合至該第一緩衝放大器之該輸出，該第一偏移電壓產生器包含耦合至該第一電子控制選擇器之該第一輸入端子的一正端子，以及(c)一第二偏移電壓產生器，其係具有耦合至該第一緩衝放大器之該輸出端子的一正端子，以及耦合至該第二電子控制選擇器之該第一輸入端子的一負端子。
9. 如申請專利範圍第8項之切換電路，其更包含一小於或等於電路，該電路包含用於接收一第一輸入訊號的第一輸入端子，用於接收一第二輸入訊號的第二輸入端子，以及用於產生與該等兩個輸入訊號之更負者成比例之一輸出訊號的一輸出端子。
10. 如申請專利範圍第9項之切換電路，其更包含一大於或等於電路，該電路包含用於接收一第一輸入訊號的一第一輸入端子，用於接收一第二輸入訊號的一第二輸入端子，用於產生與該等兩個輸入訊號之更正者成比例之一輸出訊號的一輸出端子。
11. 如申請專利範圍第10項之切換電路，其中該第一緩衝放大器之該輸出端子耦合至該小於或等於電路之該第一輸入端子以及耦合至該大於或等於電路之該第一輸入端子，一第二緩衝放大器之一輸出端子耦合至該小於或等於電路之該第二輸入端子以及耦合至該大於或等於電路之該第二輸入端子，該小於或等於電路之該輸出端子耦合至該第一電子控制選擇器之該第二輸入端子，以及該大於或等於電路之該輸出端子耦合至該第二電子控制選擇器之該第二輸入端子，其中在施加於該兩個選擇器的該控制訊號處於一狀態時，由該第一偏移電壓產生器產生且加到來自該第一緩衝放大器之輸出訊號的偏移電壓係耦合至該切換之該N型通道MOSFET的閘極，以及由該第二偏移電壓產生器產生且由來自該第一緩衝放大器之輸出訊號減去的偏移電壓係耦合至該切換之該P型通道MOSFET的閘極，以及在施加於該等兩個選擇器的控制訊號處於該第二狀態時，該等兩個緩衝放大器的該等輸出之中更負者耦合至該N型通道MOSFET的的閘極，以及該等兩個緩衝放大器的該等輸出中之更正者耦合至該切換之該P型通道MOSFET。
12. 如申請專利範圍第1項之切換電路，其中該驅動電路係經組態及配置成可產生一對驅動訊號以便控制該切換之導通/斷開狀態，以及更被組態成該等訊號在該 導通及斷開狀態之間的轉換係以預定的改變速率進行。
13. 一種使用包含一N型通道MOSFET及一P型通道MOSFET之至少一個切換來切換交流輸入訊號的方法，其各具有經組態成可接收一驅動訊號以改變該切換之導通/斷開狀態的一閘極，該方法包含下列步驟：選擇性地施加可改變該切換之導通/斷開狀態的一對驅動訊號，其係藉由在至少該訊號之一部份副本出現於每個MOSFET的源極端子上時，根據(a)足以改變該切換之導通/斷開狀態的一對直流訊號分量，以及(b)一對交流訊號分量來產生該等驅動訊號使得在施加該等直流訊號分別至該n型通道MOSFET及p型通道MOSFET的閘極時，該等驅動訊號會有可維持該切換之導通/斷開狀態的適當位準以及每個MOSFET的閘極-源極電壓可保持在MOSFET的閘極-源極崩潰極限內；以及使用第一及第二電子控制選擇器以選擇性地施加該對驅動訊號，該第一及第二電子控制選擇器各有第一及第二輸入端子與一個輸出端子和一個控制端子，其中該控制端子係經組態成可接收判斷該第一輸入端子或該第二輸入端子是否電耦合至該輸出端子的一控制訊號，以及其中在該第一及第二電子控制選擇器的該等控制端子係相互耦合。
14. 如申請專利範圍第13項之方法，其中該等訊號在該導通及斷開狀態之間的轉換係以預定的改變速率進行。