TWI336996B - N-way rf power amplifier circuit with increased back-off capability and power added efficiency using selected phase lengths and output impedances - Google Patents
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Description
1336996 (1) 玖、發明說明 【發明所屬之技術領域】 本發明係相關於R F功率放大器,尤其是相關於適用 於在利用數位調變的基地台中需要範圍寬廣之輸出功率的 現代無線通訊系統之RF功率放大器電路。 【先前技術】 基地台的功率放大器通常以小於峰値功率很多的輸出 功率位準加以操作。不幸地是,補償功率位準減低發送器 中的功率放大器效率。在習知放大器中,在效率和輸入驅 動位準之間有直接關係。因此,在RF輸入功率位準足夠 變高到將放大器驅動成壓縮或飽和之前無法獲得高% $ (DC或RF變換效率)。因爲在多載波通訊系統中,放 大器必須盡可能保持線性,所以無法使用此高效率區。 在補償功率位準中提供改良效率之功率放大器電胃 計是Doherty放大器電路,其組合來自主要或載波放大器 的功率和來自輔助或峰値放大器的功率。可見 W. H. Doherty的”調變波的新高效率功率放大器”Pr〇e iRE Vo 丨.24,No. 9,ρρΙ]63-Π82;】9 3 6。如圖 1A 所示,在習 知Doherty配置中,載波放大器]0和峰値放大器】2被設 計成利用最佳效率運送最大功率到負載R。主要或g、波& 大器是一般Β類放大器,同時峰値放大器被設計成只& # 超過一些最小臨界値的信號。就LDMOS功率電晶體而 言,可藉由DC類似C類操作一般將電晶體偏壓到其夾止 -6- (2) (2)1336996 電壓以下加以實現。兩放大器的輸出由特性阻抗R的四分 之一波長傳輸線連接,及最佳負載R的二分之一負載被裝 附於峰値放大器的輸出。在到峰値放大器的輸入中,RF 輸入功率與四分之一波長延遲均等地共用RF輸入功率, 如此,確保在負載R/2中之兩放大器的輸出功率會是同相 的。
Doherty放大器電路藉由將B類載波放大器操作成大 於其最佳負載的兩倍之視在負載阻抗在壓縮之前達成高效 率(在峰値放大器變成主動,由於四分之一波長轉換器 14的存在,故載波放大器呈現的視在負載阻抗是2R) ^ 如此,載波放大器在其最大功率的一半中壓縮和到達峰値 效率。第二或峰値放大器只在輸入信號的峰値期間變成主 動。當峰値放大器是主動時,在載波放大器的輸出中之負 載阻抗視在被減低。當第二放大器發揮其完全功率時,最 大效率再次達成最大效率。如此,第一放大器保持在輸出 功率的6 dB範圍之飽和邊界及可維持接近尖峰效率。 當到Doherty放大器內的輸入RF功率不足以打開峰 値放大器時,由主要或載波放大器供應所有輸出功率。如 圖1B所示,當峰値放大器關上時,其輸出阻抗非常高及 載波放大器的輸出功率完全運送到負載R/2。如上述,在 四分之一波長轉換器]4四處載波放大器實際上呈現的負 載是2R。因此,裝置電流是在電壓飽和時之最大功率所 運送的二分之一。此結果是裝置運送其最大輸出功率的一 半。因爲電流的RF和DC成分是其峰値的一半,所以效 (3) 1336996 率將在其最大量’具有被供應到具有最大線性效率 之載波放大器的最大輸出功率之一半。 如圖1 A所示,當提供足夠的輸入RF功率以 放大器變成飽和時,兩平行放大器平均地運送最大 率到負載R/2。然後,到每一放大器的負載視在是 載R,及在四分之一波長轉換器的兩端之負載將 R。峰値放大器被設計成在載波放大器開始飽和時 作。在此點獲得最大線性效率。當輸入RF驅動被 步增加時,峰値放大器開始打開並且運送輸出功 載。由峰値放大器供應的額外電流具有增加四分之 轉換器的輸出中之負載阻抗的作用。在轉換器的載 器端之有效變化將減少視在負載阻抗和使載波放大 電壓維持飽和的同時能夠運送更多功率。因爲峰値 的佔空因數極低,所以極限之間的效率只從最大量 低一點。 已有試著擴大Doherty放大器電路的高效率操 之嘗試。例如,Iwamoto等人已在載波及峰値放大 用縮小的電晶體或不同尺寸的電晶體及在輸入中使 等分裂器加以生產]2 dB補償電路。見Iwamoto % 具有寬廣功率範圍的高效率之擴大Doherty放大器’ IEEE MTT-S Digest, Phoenix,ΑΖβ 當總輸出功率 (小於1 watt )時,此技術可運作的相當好,但是 功率在〗0到〗00 watt CW範圍時,只有有限度的提 仍有繼續擴大RF功率放大器的高效率操作範 的負載 使峰値 輸出功 最大負 保持在 開始操 更進一 率到負 一波長 波放大 器在其 放大器 稍微減 作範圍 器中使 用不相 声人的” ,200] 是低的 當輸出 局。 圍之需 (4) (4)1336996 要。 【發明內容】 根據本發明,RF功率放大器電路包括最大補償功率 操作專用的主要或載波放大器,及被適當偏壓以連續在增 加功率位準中開始操作之一或多個輔助或峰値放大器》每 一峰値放大器可在將維持峰値效率之功率範圍中增加6 dB。因爲需要N向分裂器提供輸入信號到載波放大器及 N -1峰値放大器,所以分裂器中的有限功率損失可能對可 實現的效率提高有一些限制。然而,在高輸入功率條件中 使用峰値放大器可提高電路的總效率。 在一實施例中,設置一四向放大器電路,其包括全由 四向功率分裂器驅動之一載波放大器和三峰値放大器。理 論上’此放大器可擴大18 dB的有效功率範圍。在使用諸 如寬頻CDMA (W-CDMA)或OFDM等峰値到平均功率比可 如13 dB —般高的調變設計之數位通訊系統中有效功率範 圍中的此種擴大是非常重要的。與雙向放大器配置比較, 四向配置又可增加總功率3 d B m。如此,可由具有使用 3 0 watt電晶體的每一放大器路徑(一載波和三峰値放大 器)之四向配置提供】2 0 wat t峰値放大器。 在根據本發明的另一實施例中,載波和峰値放大器的 個別負載阻抗和相對相位被最佳化以增加功率放大器電路 的有效性。在峰値放大器的輸出阻抗負載載波放大器的輸 出阻抗之實際放大器電路中,會犧牲D 〇 h e rt y配置的輸出 -9- (5) 1336996 功率、增益、及效率。藉由在載波 Doherty組合器節點之間及峰値放大器和 引進額外的相位長度,可以如在RF信号 的載波或峰値放大器所見一般地調整阻i 能所需的阻抗之理想實際部位。 自下面連同附圖的詳細說明和附錄5 圍將更容易明白本發明和其目的及特徵。 【實施方式】 本發明可視作具有添加一或多個峰ίϋ 波放大器和Ν-1峰値放大器的Ν向分裂器 放大器電路的修正。爲了簡化放大器電 Doherty放大器四分之一波長轉換器在到 入上和載波放大器的輸出上可被交換而不 而,在那例子中,精於本技藝之人士將明 的阻抗匹配網路以說明四分之一波長轉換 載波放大器輸入上只需要一單一 90 ‘ (四 位長度,如此,可較容易經由多向功率除 放大器^
圖2爲根據本發明的一觀點之功率放 之功能方塊圖,包括載波放大器2 0和三 22,23具有經由90°轉換器24,24,26連; 的峰値放大器。單一90°轉換器30連接E 載波放大器2 0。藉由將每一峰値放大器上 大器的輸出和 組合器節點之間 功率位準範圍上 到更接近最佳性 後之申請專利範 放大器和設置載 ί之Doherty功率 路的實際構造, 峰値放大器的輸 會影響性能。然 白應調整放大器 器的重定位。在 分之一波長)相 法器實施多峰値 大器的一實施例 峰値放大器2〗, 接到輸出負載2 8 g向分裂器3 2到 的DC偏壓設定 -10 - 1336996 σ) 此增加峰値效率。每一峰値放大器電路具有包括提供連續 操作峰値放大器當作輸入信號強度增加的閘偏壓電路之類 似輸入和輸出電路。 使用輸出功率 '功率添加效率(ΡΑΕ)、及增益專用 的 UMTS 帶(2110 到 2170 MHz)上之 Applied Wave Research Microwave Office Simulator 模擬圖 3 的四向放 大器電路。圖4爲具有接近150 watts ( 52 dBm)的飽和 輸出之自 23 到 43 dBm ( 200 milliwatts 至lj 20 watts)的輸 入功率範圍上之輸入RF功率對輸出RF功率與ΡΑΕ。當 輸出功率位準補償到42 dBm ( ]0 dB補償)時,ΡΑΕ是 4 6%。就相同補償功率而言,習知(即非Doherty )放大 器電路具有小於]0%的PAE。雙向Doherty放大器電路具 有2 3 %的對應P A E。爲電晶體連續打開在校正點上以維持 增益直線性在放大器的全面動態範圍土之峰値放大器選擇 偏壓是重要的。 表1圖示習知雙向Doherty放大器電路、具有如 Iwamoto等人所說明的不相等功率分割之雙向Doherty放 大器電路' 根據本發明的實施例之三向(具有兩峰値放大 器的一載波放大器)、及四向分割(具有三峰値放大器的 一載波放大器)之間的比較。應注意四向放大器在2向 Doherty方法上以大約因數2提高在】〇 dB補償中的 P A E。 1336996 (8) 表1 配置 ss增益, dB PI dB dBm PAE@ PldB,% PAE @ 7dB補償, % PAE @ ]0dB 補 償,% 電路複 雜性 具有不相等功率分割的 180 watt 雙向 Doherty 13.5 52 65 31.5 20.3 適中 具有選擇相位長度的 3 X 60 watt 雙向 Doherty 11 53.2 55 32 23 高 2 X 90 watt 三向 Doherty 11 52.4 62 45 35 商 2 x 120 watt 四向 Doherty Π 53.9 63 52 44 商 根據本發明的實施例之N向Doherty放大器電路可在 寬廣的輸入/輸出功率位準上爲線性功率放大器提高功率 添加效率。放大器尤其適用於高功率放大器,因爲每一電 晶體的功率需求與功率電晶體N的數目成反比。在雙向 Doherty配置中,每一電晶體的峰値功率需求被強制爲總 輸出功率的一半。此種條件導致載波和峰値放大器非常低 的輸入和輸出阻抗並且導致實際上實現的困難性。在N 向Doherty放大器電路中,每一電晶體必須具有]/N輸出 功率的峰値功率需求,如此,當N大於2時,導致較高 的輸入和輸出阻抗。此外’由於使用較小的個別電晶體’ 所以由放大器中剩下的無效率所產生之熱分佈在較大實體 區中,如此減低總熱電阻。 -13- (9) (9)1336996 如上述’在峰値放大器的輸出阻抗負載載波放大器的 輸出阻抗之實際放大器中,會犧牲Doherty配置的輸出功 率、增益、及效率。根據本發明,藉由在載波放大器的輸 出和Doherty組合器節點之間及峰値放大器和組合器節點 之間引進額外的相位長度,可以如在RF信號功率位準範 圍上的載波或峰値放大器所見一般地調整阻抗到更接近最 佳性能所需的阻抗之理想實際部位。例如,在50 ohm Doherty配置的低信號位準中,載波放大器希望見到]〇〇 〇 h m s電阻,而在較高功率位準中,峰値放大器希望見到 25 ohms電阻。這些槪要圖解於圖5中,在圖5中,載波 放大器70的輸出經由每一個都各自具有阻抗Zl, Z2和相 位長度XI及90度之傳輸線74, 7 6連接到組合器節點 80。峰値放大器72的輸出經由阻抗Z3的傳輸線78和相 位長度X2度連接到組合器節點80。然後,節點80經由 阻抗Z4的傳輸線轉換器82和相位90度連接到具有節點 84阻抗是50 ohms的輸出節點84。 在低 RF功率驅動中,載波放大器希望見到1〇〇 ohms,使得其可在6 dB斷點上可運送其一般輸出功率的 一半。然而,因爲來自峰値放大器的寄生負載,所以阻抗 不是】00 ohms。類似地,在高RF功率驅動中,峰値放大 器希望見到25 ohms。然而,來自載波放大器的寄生負載 增加峰値放大器所見到的阻抗。此可被圖解於具有增加負 載在實際以上或阻抗的相位部位中之輸出阻抗的電抗之 S m i t h曲線圖上。根據本發明,藉由調整載波放大器的輸 -14 - (10) (10)1336996 出之相位長度可達成在低RF信號位準的載波放大器之校 正負載阻抗,及藉由調整峰値放大器的輸出之相位長度可 達成在高RF信號位準的峰値放大器之校正負載阻抗。此 將可減少或排除阻抗的電抗部位。 圖5的放大器被修正成載波放大器在低RF功率位準 中見到50 ohm終端及風値放大器具有調整到1 0 ohms的 輸出阻抗。圖6A及6B各自圖解相位長度最佳化之前和 之後的功率輸出和PAE量測。在圖6A中,在修正之前, 6 dB補償功率中的PAE是34。/。,在6 dB的補償功率PAE 增加到4 2 %,及在1 〇 d B補償中,P A E增加到2 9 %。 下面表2爲在2140 MHz中輸出相位長度自36度被 調整到66度之20 watt雙向Doherty放大器模組上所取用 的量測資料。 表2 相位長度,d e g 汲極效率@ ] 0 d B 補償,% IM3 @ 2 W平均 雙音,dBc 36 22.0 -J J 46 24.0 -37 56 24.5 -43 66 24.5 -50 除了在效率上的相位長度作用之外,將輸出阻抗降到 適當値,然後,在組合節點之後變量到5 0 〇 h m s可更進一 -15- (11) 1336996 步增加操作有效性。現在討論具有被匹配到50 ohms的閘 極 '及各自被匹配至!J 50 ohms、】7 ohms'及10 ohms的輸 出汲極之 90 watt LDMOSFET Doherty 放大器。 圖7A爲被匹配到50 ohms的180 watt Doherty放大 器之性能圖。應注意在7 dB補償的PAE是29%,及在9 d B補償的P A E是2 0 %。在載波和峰値放大器中利用5 0 ohm標稱輸出阻抗無法實現有效的Doherty操作。
然而,如圖7 B所示,藉由將汲極匹配到1 7 〇 h m s阻 抗,在7 dB補償中,PAE被增加到34%,及在9 dB補償 中,PAE被增加25%。如此,與被匹配到 50 ohms的 Doherty放大器電路比較,PAE大約增加5%。
在圖7C中,就具有被匹配到10 ohms阻抗的汲極之 Doherty放大器電路的性能而言,PAE在7 dB補償中增加 到34%,及在9 dB補償中PAE被增加到27%,如此顯示 出較強的Doherty操作。與被匹配到17 ohms的Doherty 放大器電路比較’在9 dB補償中PAE增加2%。 下面表3圖解說明Doherty放大器電路性能上的輸出 阻抗之效果。
-16 - 1336996 (12) 表3 配置 增益,dB P】dB,dBm PAE @ 7 dB 補償’ PAE @ 9 dB 補償, % % 習知,50 ohms 13.5 52.5 21 16 Doherty » 50 ohms 14 51.2 29 20 Doherty,Π ohms 13.5 52 34 25 Doherty 5 10 ohms 14 51.5 34 27 如此,可見到每一90 watt單一端放大器被最佳化成 運作成1 0 〇 hm特性阻抗的最佳輸出功率和效率* 根據本發明,藉由在放大器的輸出和組合器節點之間 引進額外相位長度、及藉由減少載波和峰値放大器的個別 負載阻抗與它們之間的相對相位可增加Doherty放大器的 有效性。然後,在組合節點之後,功率放大器輸出被調整 到50 ohms。當與並未考慮到在載波和峰値放大器的輸出 之相位和阻抗最佳化的習知Doherty方法比較時,模擬指 出增加超過25%以上的效率。在載波和峰値放大器的RF 電晶體尺寸不同之不對稱D〇herty放大器電路例子中可考 慮使用相同設計。在所有例子中,在載波和峰値放大器之 間的負載阻抗和相對阻抗相位之最佳化可提高整個功率放 大器的增益、效率、及直線性。儘管已參照高功率、高效 率、及高直線性RF和使用矽LDMOSFET的微波放大器說 明本發明,但是仍可使用諸如矽雙極、鎵砷化物 MESFET '銦鎵磷化物Η B T,碳化矽Μ E S FE 丁 '及氮化鎵 -17 - (13) (13)1336996 HEMT等廣泛半導體技術實施本發明。 儘管已參照特定四向實施例說明本發明,但是該說明 只是本發明的圖解說明而非限制。在不違背附錄於後的宇 請專利範圍所定義之本發明的真正精神和範圍之下,精於 本技藝之人士可進行各種修正和應用。 【圖式簡單說明】 圖1 A及1B爲Doherty放大器電路的槪要圖。 圖2爲根據本發明的實施例之四向Doherty功率放大 器電路的槪要圖。 圖3爲根據圖2的四向放大器之更詳細槪要圖。 圖4爲根據圖2及3的模擬功率放大器之功率輸出對 功率輸入和功率添加效率圖^ 圖5爲具有任意阻抗的額外相位長度之雙向Doherty 放大器電路的槪要圖。 圖6A及6B爲相位長度最佳化之前和之後的圖5之 放大器電路的輸入功率、輸出功率之標繪圖。 圖 7A,7B及7C爲具有各自被匹配到50 ohms、】7 ohms、及]0 ohms的放大器輸出之]80 watt Doherty放大 器電路的輸入功率、輸出功率、及PAE之標繪圖。 主要元件對照表 】〇 載波放大器 1 2 峰値放大器 -18 - 1336996 (14) 1 4 四分之一波長轉換器 20 載波放大器 2 1 峰値放大器 22 峰値放大器 23 峰値放大器 24 90°轉換器 25 90°轉換器 26 90°轉換器 2 8 輸出負載 30 單一 90°轉換器 3 2 四向分裂器 40 載波放大器電晶體 4 1 峰値放大器電晶體 42 峰値放大器電晶體 43 峰値放大器電晶體 4 4 雙向分裂器 46 雙向分裂器 4 8 雙向分裂器 50 90°轉換器 52 輸入匹配電路 54 閘偏壓 56 汲極偏壓 58 輸出匹配電路 60 偏移微波相位長度 -19 - (15)1336996 62 輸 出 64 轉 換 器 65 電 阻 性 負 載 66 90 0 轉 換 器 70 功 率 除 法 器 72 載 波 放 大 器 74 除 法 器 76 峰 値 放 大 器 7 8 峰 値 放 大 器 80 曲 線 82 曲 線 -20
Claims (1)
1336996 民國99年9月10日修正 用以在寬廣功率範圍 爵上放大RF信號,及 和位準, 並聯,在載波放大器 壓以連續提供放大輸 和將分割輸入信號施 及 放大器和複數峰値放 Ζ,藉由依據那網路 到每一放大器之複數 値放大器被連接到輸 放大器的輸入之四分 載波放大器的輸出和 峰値放大器的輸出之 匕RF功率放大器電 位長度以減少輸出阻 匕RF功率放大器電 附件5A:第93110533號申請專利範圍修正本 ,丨· ___ 一 — 对年?月[〇日修正本 拾、申請專利—範圍· 1· 一種RF功率放大器電路, 上放大RF信號,包含: a) 載波放大器,用以在第一功率範i 具有最大寬廣功率範圍之下的功率飽 b) 複數峰値放大器,與載波放大器 接近飽和之後,每一峰値放大器被偏 出信號, c )信號分割器,用以分割輸入信號 加到載波放大器和複數峰値放大器, d )輸出,用以接收和組合來自載波 大器的放大輸出信號,輸出具有阻抗 的阻抗和有效相位長度呈現不同阻抗 輸出匹配網路,載波放大器和每一峰 出,其中信號分割器包括連接到載波 之一波長變量器,及輸出包括連接到 經由四分之一波長變量器連接到每一 電阻性負載。 2. 根據申請專利範圍第1項;; 路,其中選擇每一輸出匹配網路的相 抗的電抗。 3. 根據申請專利範圍第1項;ί 路,其中每一峰値放大器以6 dB擴大有效功率增幅。 4.根據申請專利範圍第3項之RF功率放大器電 1336996 路,其中複數峰値放大器是三峰値放大器,及擴大的有效 功率增幅爲18 dB。 5.根據申請專利範圍第4項之RF功率放大器電 路,其中每一載波放大器和峰値放大器包含橫向DMOS型 電晶體。
6. 根據申請專利範圍第1項之RF功率放大器電 路,其中每一載波放大器和峰値放大器包含選自橫向 DMOS型電晶體、MESFET、HEMT、HBT'及雙極電晶體 之電晶體。 7. 根據申請專利範圍第1項之RF功率放大器電 路,其中輸出包括連接到載波放大器的輸出和經由四分之 一波長變量器連接到每一峰値放大器的輸出之電阻性負 載。 8. 一種RF功率放大器電路,用以在·-功率範圍上 放大RF信號,包含: φ a)載波放大器,用以在第一功率範圍上放大RF信號,及 具有在最大功率範圍以下的功率飽和位準, b )至少一峰値放大器,與載波放大器並聯,在載波放大 "器接近飽和之後,峰値放大器被偏壓以提供放大輸出信 •號, c )信號分割器,用以分割輸入信號和將分割輸入信號施 加到載波放大器和至少一峰値放大器, d)輸出組合器節點,耦合於具有阻抗Z的功率放大器輸 出,及 -2- 1336996 e)複數輸出匹配網路,將載波放大器和至少一峰値放大 器連接到輸出組合器節點,每一輸出匹配網路呈現小於Z 的輸出阻抗到每一放大器且分別地最佳化相位與阻抗以增 強放大器的性能。 9.根據申請專利範圍第8項之RF功率放大器電 路,其中選擇每一輸出匹配網路的相位長度以減少輸出阻 抗的電抗。 1 〇.根據申請專利範圍第8項之RF功率放大器電 路,另外包括耦合輸出組合器節點到功率放大器輸出之阻 抗變量器,作爲阻抗轉換用。 11.根據申請專利範圍第10項之RF功率放大器電 路,其中每一載波放大器和至少一峰値放大器包含選自橫 向DMOS型電晶體、MESFET、HEMT、HBT、及雙極電晶 體之電晶體。 1 2 .根據申請專利範圍第1 1項之RF功率放大器電 路,其中最大RF輸出功率是180瓦。 1 3.根據申請專利範圍第1項或第8項之RF功率放 大器電路,其中該等輸出匹配網路呈現到每一放大器之最 佳化輸出阻抗不同於呈現到其他放大器之阻抗。 14.根據申請專利範圍第8項之RF功率放大器電 路,其中信號分割器包括連接到載波放大器的輸入之四分 之一波長變量器,及輸出包括連接到載波放大器的輸出和 經由四分之一波長變量器連接到每一峰値放大器的輸出之 電阻性負載。 -3-
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