CN117997288B - 一种大回退负载调制平衡功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及射频芯片功放技术领域，具体而言，涉及一种大回退负载调制平衡功率放大器。包括射频输入与巴伦变压器的输出端相连，巴伦变压器的两个输出端输出两个支路，一路经过功率限制器后进行功率放大，一路至第一定向耦合器后分成两路进行功率放大，最后至第二定向耦合器后输出；引入功率限制器防止载波功放过早的饱和，改善大回退情况下，由于载波功放过早饱和引起的饱和点和回退点之间效率凹陷的问题。通过平衡放大器和载波功放均采用两级级联的设计，一方面可以有效的提高增益，另一方面通过调整两路的匹配网络以及巴伦变压器的相位省略了对移相器的需求，另外，采用J类输出匹配网络，从而放宽了对带宽的限制，并提高功放的效率。本发明可以在PCB板级和MMIC级均可以实现大回退负载调制平衡功率放大器。

Description

一种大回退负载调制平衡功率放大器

技术领域

本发明涉及射频芯片功放技术领域，具体而言，涉及一种大回退负载调制平衡功率放大器。

背景技术

无线通信数据速率的加速增长，伴随的是负载调制方式带来的高峰均功率比（PAPR）信号，这对功率放大器提出极高的要求。传统的导通角类功放效率和线性度是相互掣肘的两个指标，已经远远不能满足现代调制信号的要求。而负载调制类的功放如Doherty和LMBA等结构，恰恰可以弥补了这一问题。负载调制类功放通过引入一个峰值功放对控制功放的负载阻抗进行调制，从而实习了在功率回退下，效率的提升。

传统的Doherty和LMBA结构的回退范围一般均在6dB,已经不能够满足目前PAPR的回退需求,而伪多尔蒂负载调制平衡功率放大器虽然可以将回退效率提升至9dB左右，但是大的回退范围会带来回退点和饱和点之间效率的凹陷，这对整体功放的效率是不利的。且目前单级的Doherty和LMBA的增益过低，在5dB左右，很难满足现实应用的要求。另外，基于传输线的移相器会占用芯片或PCB板很大一部分面积，而集总的移相器会带来更大的损耗，这对输出功率和效率是不利的。

发明内容

本发明旨在至少解决现有技术或相关技术中存在的技术问题之一。

为此，本发明的目的在于提出一种大回退负载调制平衡功率放大器。

为了实现上述目的，本发明的技术方案提供了一种大回退负载调制平衡功率放大器，包括：巴伦变压器、第一定向耦合器、第二定向耦合器、功率限制器、第一输入匹配网络、第二输入匹配网络、第三输入匹配网络、第一驱动级功率单元、第二驱动级功率单元、第三驱动级功率单元、第一级间匹配网络、第二级间匹配网络、第三级间匹配网络、第一输出级功率单元、第二输出级功率单元、第三输出级功率单元、第一连续J类输出匹配网络、第二连续J类输出匹配网络、以及第三连续J类输出匹配网络；

其中，射频输入与巴伦变压器的输出端相连，巴伦变压器的第一输出端为第一支路，第二输出端为第二支路，第一支路和第二支路具有180°相移；巴伦变压器的第一输出端与功率限制器输入端和第一输出匹配网络相连，第一输出匹配网络的另一端与第一驱动级功率单元的输入端相连，第一驱动功率单元的输出端与第一级间匹配网络的一端相连，第一级间匹配网络的另一端与第一输出级功率单元输入端相连，第一输出级功率单元的输出端与第一连续J类输出匹配网络相连；第一连续J类输出匹配网络的另一端与第二定性耦合器的隔离端口相连；

巴伦变压器的第二输出端与第一定向耦合器的输入端相连，第一定性耦合器的隔离端口经50Ω电阻接地，第一定向耦合器的耦合端口与第二输入匹配网络的一端相连，第二输入匹配网络的另一端与第二驱动级功率单元的输入端相连，第二驱动级功率单元的输出端与第二级间匹配网络的一端相连，第二级间匹配网络的另一端与第二输出级功率单元的输入端相连，第二输出级功率单元的输出端与第二连续J类输出匹配网络相连，第二连续J类输出匹配网络的另一端与第二定向耦合器的直通端相连；第一定向耦合器的直通端口与第三输入匹配网络的一端相连，第三输入匹配网络的另一端与第三驱动级功率单元的输入端相连，第三驱动级功率单元的输出端与第三级间匹配网络的一端相连，第三级间匹配网络的另一端与第三输出级功率单元的输入端相连，第三输出级功率单元的输出端于第三连续J类输出匹配网络相连，第三连续J类输出匹配网络的另一端与第二定向耦合器的耦合端相连。

进一步地，所述的功率限制器由第一肖特基二极管~第八肖特基二极管，第一电容~第四电容和第一电感构成，其中，第一电容一端连接输入，第一电容的另一端与第一肖特基二极管、第三肖特基二极管、第五肖特基二极管、第七肖特基二极管和第一电感和第三电容连接，第三电容另一端接地，第一肖特基二极管的另一端与第二肖特基二极管连接并接地；第三肖特基二极管另一端与第四肖特基二极管相连并接地；第三电容另一端与第六肖特基二极管相连并接地；第七肖特基二极管另一端与第八肖特基二极管相连并接地；第一电感另一端与第四电容、第二电容、第二肖特基二极管、第四肖特基二极管、第六肖特基二极管、第八肖特基二极管另一端相连；第四电容另一端接地，第二电容另一端为信号输出端。

进一步地，所述的第一驱动级功率单元、第二驱动级功率单元、第三驱动级功率单元、第一输出级功率单元、第二输出级功率单元、第三输出级功率单元均由多个晶体管并联构成。

进一步地，所述的第一驱动级功率单元和第一级输出级功率单元工作在AB类工作模式下，第二驱动级功率单元、第三驱动级功率单元和第二输出级功率单元、第三输出级功率单元工作在C类工作模式下。

进一步地，所述的第一定向耦合器、第二输入匹配网络、第三输入匹配网络、第二驱动级功率单元、第三驱动级功率单元、第二级间匹配网络、第三级间匹配网络、第二输出级功率单元、第三输出级功率单元、第二连续J类输出匹配网络、第三连续J类输出匹配网络构成平衡放大器；第一输入匹配网络和第一驱动级功率单元和第一级间匹配网络和第一输出级功率单元和第一连续J类输出匹配网络构成控制功放电路。

进一步地，第一连续J类输出匹配网络、第二连续J类输出匹配网络以及第三连续J类输出匹配网络采用相同的结构，包括：第五电容、第二电感和第三电感的一端相连作为输入端；第五电容的另一端接地，第二电感的另一端与电源相连；第三电感的另一端与第六电容的一端和第四电感的一端相连；第六电容的另一端接地，第四电感的另一端与第七电容和第八电容的一端相连，第八电容的另一端与第五电感的一端相连，第五电感的另一端接地；第七电容的另一端与输出端相连。

进一步地，第一输入匹配网络、第二输入匹配网络和第三输入匹配网络结构相同，包括第九电容和第六电感的一端相连作为输入端；第九电容的另一端接地，第六电感的另一端与第七电感的一端和输出端相连；第七电感的另一端接地。

进一步地，第一级间匹配网络、第二级间匹配网络和第三级间匹配网络结构相同，包括第八电感和第十电容的一端相连作为输入端，第八电感的另一端与电源相连；第十电容的另一端与第九电感和第十一电容的一端相连，第九电感的另一端接地，第十一电容的另一端与输出端相连。

本发明的大回退负载调制平衡功率放大器的优点在于，本发明通过设置功率限制器防止控制功放过早的饱和，改善大回退情况下，由于控制功放过早饱和引起的饱和点和回退点之间效率凹陷的问题。

平衡放大器和控制功放均采用两级级联的设计，一方面可以有效的提高增益，另一方面，可以通过调整匹配网络以及巴伦变压器的相位省略了对移相器的需求；

本发明连续J类输出匹配网络可以有效的提高效率和带宽。本发明在PCB板级和MMIC级均可以实现大回退负载调制平衡功率放大器。

本发明通过平衡放大器采用C类工作模式，控制功放采用AB类工作模式，可以将功率回退范围扩展至10dB。

本发明的附加方面和优点将在下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

图1示出了本发明的一种大回退负载调制平衡功率放大器的结构框图；

图2示出了本发明的一种大回退负载调制平衡功率放大器的功率限制器电路原理示意图；

图3示出了本发明的一种大回退负载调制平衡功率放大器的连续J类输出匹配网络的电路原理图；

图4示出了本发明的一种大回退负载调制平衡功率放大器的输入匹配网络的电路原理图；

图5示出了本发明的一种大回退负载调制平衡功率放大器的级间匹配网络的电路原理图；

图6示出了本发明的一种大回退负载调制平衡功率放大器的控制功放过饱和对效率（a）和LMBA效率（b）的影响示意图；

图7示出了本发明的一种大回退负载调制平衡功率放大器的引入功率限制器对效率（a）和LMBA效率（b）的提升示意图；

图8示出了本发明的一种大回退负载调制平衡功率放大器的导通性能示意图；

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互结合。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明的保护范围并不限于下面公开的具体实施例的限制。

图1示出了本发明的一种大回退负载调制平衡功率放大器示意图。包括：包括：巴伦变压器、第一定向耦合器、第二定向耦合器、功率限制器、第一输入匹配网络、第二输入匹配网络、第三输入匹配网络、第一驱动级功率单元、第二驱动级功率单元、第三驱动级功率单元、第一级间匹配网络、第二级间匹配网络、第三级间匹配网络、第一输出级功率单元、第二输出级功率单元、第三输出级功率单元、第一连续J类输出匹配网络、第二连续J类输出匹配网络、第三连续J类输出匹配网络。

其中，射频信号与巴伦变压器的输出端相连，第一输出端为第一支路，第二输出端为第二支路，第一支路和第二支路具有180°相移。巴伦变压器第一输出端与功率限制器输入端和第一输出匹配网络相连。输入匹配的另一端与第一驱动级功率单元的输入端相连，第一驱动功率单元的输出端与第一级间匹配网络的一端相连，另一端与第一输出级功率单元输入端相连，第一输出级功率单元的输出端与第一连续J类输出匹配网络相连。第一连续J类输出匹配网络的另一端与第二定性耦合器的隔离端口相连。巴伦变压器第二输出端与第一定向耦合器的输入端相连。第一定性耦合器的隔离端口经50Ω电阻接地。第一定向耦合器的耦合端口与第二输入匹配网络的一端相连。第二输入匹配网络的另一端与第二驱动级功率单元的输入端相连，第二驱动级功率单元的输出端与第二级间匹配网络的一端相连。第二级间匹配网络的另一端与第二输出级功率单元的输入端相连，第二输出级功率单元的输出端于第二连续J类输出匹配网络相连，第二连续J类输出匹配网络的另一端与第二定向耦合器的直通端相连。第一定向耦合器的直通端口与第三输入匹配网络的一端相连。第三输入匹配网络的另一端与第三驱动级功率单元的输入端相连，第三驱动级功率单元的输出端与第三级间匹配网络的一端相连。第三级间匹配网络的另一端与第三输出级功率单元的输入端相连，第三输出级功率单元的输出端于第三连续J类输出匹配网络相连，第三连续J类输出匹配网络的另一端与第二定向耦合器的耦合端相连。

所述的功率限制器由第一肖特基二极管~第八肖特基二极管，第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4和第一电感L1构成。其中，输入与第一电容C1相连，第一电容C1的另一端与第一肖特基二极管D1、第三肖特基二极管D3、第五肖特基二极管D5、第七肖特基二极管D7和第一电感L1和第三电容C3连接。第三电容C3另一端接地。第一肖特基二极管D1的另一端与第二肖特基二极管D 2连接并接地。第三肖特基二极管D 3另一端与第四肖特基二极管D 4相连并接地。第三电容C 3另一端与第六肖特基二极管D 6相连并接地。第七肖特基二极管D 7另一端与第八肖特基二极管D 8相连并接地。第一电感L 1另一端与第四电容C4、第二电容C2、第二肖特基二极管D2、第四肖特基二极管D4、第六肖特基二极管D6、第八肖特基二极管D8另一端相连。第四电容C4另一端接地。第二电容C2另一端为信号输出端。

第一定向耦合器、第二输入匹配网络、第三输入匹配网络、第二驱动级功率单元、第三驱动级功率单元、第二级间匹配网络、第三级间匹配网络、第二输出级功率单元、第三输出级功率单元、第二连续J类输出匹配网络、第三连续J类输出匹配网络构成平衡放大器。第一输入匹配网络和第一驱动级功率单元和第一级间匹配网络和第一输出级功率单元和第一连续J类输出匹配网络构成控制功放电路。

所述第一驱动级功率单元和第一级输出级功率单元工作在AB类工作模式下，第二驱动级功率单元、第三驱动级功率单元和第二输出级功率单元、第三输出级功率单元工作在C类工作模式下，这种模式可以提高功率放大器的回退范围。假设子平衡放大器流入输出耦合器的电流分别和-/>，控制放大器流入输出耦合器的电流为/>。为当输入功率低于预定的功率回退点时，平衡功放处于关闭状态，平衡功放的阻抗/>为无穷，此时只有控制功放工作，提供功率和效率，控制功放看到的阻抗/>即为耦合器的特征阻抗/>：

，

，

当功率达到功率回退点时，控制功放饱和，此时平衡放大器开启，并被控制功放调制：

，

，

为平衡放大器开启后控制功放看到的阻抗， />为控制功放饱和时的电流。此时平衡放大器的效率通过负载调制也有了显著的提升。当功率继续增加至平衡放大器也饱和时，此时LMBA整体也达到饱和:

，

，

和/>分别为LMBA达到饱和时控制功放和平衡功放看到的负载阻抗，控制功放的阻抗始终时恒定的，不受平衡放大器开启关闭的影响。进一步可以分析出该结构对功率回退范围扩展的影响

，

OBO为预设的功率回退范围，以10dB回退为例，只需要设置为0.65即可满足设计需求。

所述的连续J类输出匹配网络如图3所示，为了降低设计的复杂性，第一~第三连续J类输出匹配网络可以采用相同的结构，该连续J类输出匹配网络的特殊作用在于对基波及二次谐波的塑造，从而提升效率和带宽。第一连续J类输出匹配网络、第二连续J类输出匹配网络以及第三连续J类输出匹配网络采用相同的结构，包括：第五电容C5、第二电感L2和第三电感L3的一端相连作为输入端；第五电容C5的另一端接地，第二电感L2的另一端与电源相连；第三电感L3的另一端与第六电容C6的一端和第四电感L4的一端相连；第六电容C6的另一端接地，第四电感L4的另一端与第七电容C7和第八电容C8的一端相连，第八电容C8的另一端与第五电感L5的一端相连，第五电感L5的另一端接地；第七电容C7的另一端与输出端相连。

在基波波形塑造方面：减小基波电压、电流的交叠角度，从而减少晶体管因波形交叠带来的热损耗，从降低晶体管耗散功率的角度来提升功放效率。在二次谐波波形塑造方面，使二次谐波为纯虚数，不消耗能量，降低谐波能耗，从而提升基波能量占比，从提升晶体管基波输出功率的角度来提升率。在带宽方面，引入连续工作模式的理念，将基波阻抗值和二次谐波阻抗值重新计算为：

，

，

其中为基波阻抗，/>为二次谐波阻抗，/>为最佳负载阻抗，引入一个连续因子/>,无论/>值在集合[-1,1]内如何变动，基波、二次谐波阻抗值的实部均为定值，也就是说可以保证功放负载端阻抗值在一个实部不变、虚部随/>变化的集合之内。只要保证整个频带内的基波和二次谐波在这个连续的区间内取值，功放就能实现高效率、高功率、良好的线性度和宽带的设计。

所述的第一~第三输入匹配网络如图4所示，第一输入匹配网络、第二输入匹配网络和第三输入匹配网络结构相同，包括第九电容C9和第六电感L6的一端相连作为输入端；第九电容C9的另一端接地，第六电感L6的另一端与第七电感L7的一端和输出端相连；第七电感L7的另一端接地。

所述的第一~第三级间匹配网络如图5所示。第一级间匹配网络、第二级间匹配网络和第三级间匹配网络结构相同，包括第八电感和第十电容的一端相连作为输入端，第八电感L8的另一端与电源相连；第十电容C10的另一端与第九电感L9和第十一电容C11的一端相连，第九电感L9的另一端接地，第十一电容C11的另一端与输出端相连。为了降低设计的复杂性，第一~第三连续J类输出匹配网络可以采用相同宽带匹配结构，第一~第三级间匹配网络也可以采用相同的宽带匹配结构。

由上面分析，也可以看出控制功放在达到功率回退点后始终是工作在过饱和的状态，这会导致效率的凹陷，对LMBA的平均效率是十分不利的，此外，由于长时间工作在过饱和的状态还会引起晶体管永久性的损失。引入不等分功放来解决次问题会导致整体增益的下降，参见图6（a）和图6（b）。因此本发明引入了一个功率限制器，该功率限制器在低功率下，二极管的阻抗很高，射频信号会被正常的传递给到输出端，然而当输入功率过大时，达到二级管的导通阈值，二极管的阻抗就会下降，一部分的射频信号会经二极管到地，因此可以将控制功放的功率控制在一定的范围，有效的解决了控制功放的过饱和的问题。图7（a）和图7（b）示出了引入功率限制器对效率的提升。

另外，目前现有的基于负载调制平衡放大器的发明均采用单个功率单元的设计，单个功率单元为了实现高的输出功率，满足现实的需要，需要采用12个~18个HBT晶体管并联，这回导致LMBA的增益非常低，在10dB以内。在实际应用中，是很难接受的。再有，传统的基于传输线的移相器会占用大部分的芯片面积，造成成本的增加，而基于集总元件的传输线会引入额外的损耗，这会牺牲掉一部分的效率和输出功率。因此，本发明平衡放大器和控制功放均采用两级级联的设计，一方面可以有效的提高增益，另一方面，可以通过调整匹配网络以及巴伦变压器的相位省略了对移相器的需求，巴伦变压器也可以采用威尔森功分器代替来调节相位。输出匹配网络采用连续J类设计，可以有效提高LMBA的效率和带宽。平衡放大器中的功率单元均工作在C类工作模式下，驱动级采用较深的C类工作状态，而输出级采用较高的C类偏置，这样的配置相较于驱动级采用 AB 类工作状态、输出级采用 C 类工作状态的配置相比，具有更陡峭的导通性能，如图8所示。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种大回退负载调制平衡功率放大器，其特征在于，包括：巴伦变压器、第一定向耦合器、第二定向耦合器、功率限制器、第一输入匹配网络、第二输入匹配网络、第三输入匹配网络、第一驱动级功率单元、第二驱动级功率单元、第三驱动级功率单元、第一级间匹配网络、第二级间匹配网络、第三级间匹配网络、第一输出级功率单元、第二输出级功率单元、第三输出级功率单元、第一连续J类输出匹配网络、第二连续J类输出匹配网络、以及第三连续J类输出匹配网络；

其中，射频输入与巴伦变压器的输出端相连，巴伦变压器的第一输出端为第一支路，第二输出端为第二支路，第一支路和第二支路具有180°相移；巴伦变压器的第一输出端与功率限制器输入端和第一输出匹配网络相连，第一输出匹配网络的另一端与第一驱动级功率单元的输入端相连，第一驱动功率单元的输出端与第一级间匹配网络的一端相连，第一级间匹配网络的另一端与第一输出级功率单元输入端相连，第一输出级功率单元的输出端与第一连续J类输出匹配网络相连；第一连续J类输出匹配网络的另一端与第二定性耦合器的隔离端口相连；

巴伦变压器的第二输出端与第一定向耦合器的输入端相连，第一定性耦合器的隔离端口经50Ω电阻接地，第一定向耦合器的耦合端口与第二输入匹配网络的一端相连，第二输入匹配网络的另一端与第二驱动级功率单元的输入端相连，第二驱动级功率单元的输出端与第二级间匹配网络的一端相连，第二级间匹配网络的另一端与第二输出级功率单元的输入端相连，第二输出级功率单元的输出端与第二连续J类输出匹配网络相连，第二连续J类输出匹配网络的另一端与第二定向耦合器的直通端相连；第一定向耦合器的直通端口与第三输入匹配网络的一端相连，第三输入匹配网络的另一端与第三驱动级功率单元的输入端相连，第三驱动级功率单元的输出端与第三级间匹配网络的一端相连，第三级间匹配网络的另一端与第三输出级功率单元的输入端相连，第三输出级功率单元的输出端于第三连续J类输出匹配网络相连，第三连续J类输出匹配网络的另一端与第二定向耦合器的耦合端相连。

2.根据权利要求1所述的一种大回退负载调制平衡功率放大器，其特征在于，所述的功率限制器由第一肖特基二极管~第八肖特基二极管，第一电容~第四电容和第一电感构成，其中，第一电容一端连接输入，第一电容的另一端与第一肖特基二极管、第三肖特基二极管、第五肖特基二极管、第七肖特基二极管和第一电感和第三电容连接，第三电容另一端接地，第一肖特基二极管的另一端与第二肖特基二极管连接并接地；第三肖特基二极管另一端与第四肖特基二极管相连并接地；第三电容另一端与第六肖特基二极管相连并接地；第七肖特基二极管另一端与第八肖特基二极管相连并接地；第一电感另一端与第四电容、第二电容、第二肖特基二极管、第四肖特基二极管、第六肖特基二极管、第八肖特基二极管另一端相连；第四电容另一端接地，第二电容另一端为信号输出端。

3.根据权利要求1所述的一种大回退负载调制平衡功率放大器，其特征在于，所述的第一驱动级功率单元、第二驱动级功率单元、第三驱动级功率单元、第一输出级功率单元、第二输出级功率单元、第三输出级功率单元均由多个晶体管并联构成。

4.根据权利要求1或3所述的一种大回退负载调制平衡功率放大器，其特征在于，所述的第一驱动级功率单元和第一级输出级功率单元工作在AB类工作模式下，第二驱动级功率单元、第三驱动级功率单元和第二输出级功率单元、第三输出级功率单元工作在C类工作模式下。

5.根据权利要求1所述的一种大回退负载调制平衡功率放大器，其特征在于，所述的第一定向耦合器、第二输入匹配网络、第三输入匹配网络、第二驱动级功率单元、第三驱动级功率单元、第二级间匹配网络、第三级间匹配网络、第二输出级功率单元、第三输出级功率单元、第二连续J类输出匹配网络、第三连续J类输出匹配网络构成平衡放大器；第一输入匹配网络和第一驱动级功率单元和第一级间匹配网络和第一输出级功率单元和第一连续J类输出匹配网络构成控制功放电路。

6.根据权利要求1所述的一种大回退负载调制平衡功率放大器，其特征在于，第一连续J类输出匹配网络、第二连续J类输出匹配网络以及第三连续J类输出匹配网络采用相同的结构，包括：第五电容、第二电感和第三电感的一端相连作为输入端；第五电容的另一端接地，第二电感的另一端与电源相连；第三电感的另一端与第六电容的一端和第四电感的一端相连；第六电容的另一端接地，第四电感的另一端与第七电容和第八电容的一端相连，第八电容的另一端与第五电感的一端相连，第五电感的另一端接地；第七电容的另一端与输出端相连。

7.根据权利要求1所述的一种大回退负载调制平衡功率放大器，其特征在于，

第一输入匹配网络、第二输入匹配网络和第三输入匹配网络结构相同，包括第九电容和第六电感的一端相连作为输入端；第九电容的另一端接地，第六电感的另一端与第七电感的一端和输出端相连；第七电感的另一端接地。

8.根据权利要求1所述的一种大回退负载调制平衡功率放大器，其特征在于，

第一级间匹配网络、第二级间匹配网络和第三级间匹配网络结构相同，包括第八电感和第十电容的一端相连作为输入端，第八电感的另一端与电源相连；第十电容的另一端与第九电感和第十一电容的一端相连，第九电感的另一端接地，第十一电容的另一端与输出端相连。