1328920 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域3 相關申請案對照 本發明是以於2005年12月20日提出申請之日本專利申 5 請案第2005-367136號案為基礎並且主張該日本專利申請 案之優先權的利益，該日本專利申請案的整個内容是被併 入於此中作為參考。 發明領域 本發明有關於一種具有對於負載突然改變時之快速響 10 應特性之直流對直流變換器，以及一種利用前述變換器之 直流對直流變換器控制方法，更特別地，係有關於一種直 流對直流變換器控制電路，其目的在於對應低波紋電壓特 性的相容性，以及一種利用前述變換器之直流對直流變換 器控制方法。 15 【先前技術】 發明背景 第7圖顯示一電流控制直流對直流變換器電路。其具有 一個架構，其中由一同步整流方法控制之切換係被一主要 電晶體FET1與同步電晶體FRT2所執行，此FET1與FET2與 20 輸入電壓VIN與接地電位互相連結。 偕同一直流對直流變換器控制電路100，其個別地連 結至一偵測電阻的兩端之輸入端CS1、與FBI，其被個別地 連結至位準變換器之一非反相輸入端以及一反相輸入端， 以及當流經一抗流線圈L1之線圈電流係做為一電壓信號而 5 1328920 被輸入至輸入端，其中一差動信號在一必要電壓範圍内（一 電壓信號vp)被放大而被輸出。再者，從連接到此輸出端 V0UT之輸入端FBI輸入之輸出電壓V0UT，與一參考電壓E1之 間的電壓差係藉由一錯誤放大器E100(錯誤放大信號VC)接 5受錯誤放大信號。此電壓信號VP與此錯誤放大信號VC係被 個別地輸入至一電壓比較器CMP2之一非反相輸入端與反相 輸入端。隨著被一振盪器01之高位準信號而設定之正反器 電路FF2導致此主電晶體FET1透過一輸出端DH被切換成導 通狀態。因此’此線圈電流增強，以及此電壓比較器CMP2 ίο 之輸出被反轉成高位準，因此重置此正反器電路FF2。這將 導致此同步電晶體FET2透過一輸出端DL被切換成導通狀 態。有一種被採納頻率固定的方法，藉由如上述操作，在 此振盈器01之循環中被重複。 當此主要電晶體FET1位於導通狀態，此線圈電流從此 15輸入電壓VIN透過此抗流線圈L1流向此輸出端出端V0UT，並 且隨時間增強。由於此位準轉換器A10〇放大此備此感測電 阻器RS轉換成電壓之線圈電流，從此位準轉換器A1〇〇輸出 之電壓信號VP的強度隨著此線圈電流增強。此電壓比較器 CMP2根據此電壓信號Vp強度大於此錯誤放大信號vc時而重 20置此正反器電路FF2。這將切換此主要電晶體FET1成非導通 狀態’同時換此同步電晶體FET2成導通狀態。 如第8圖所示之一直流對直流變換器電路，針對對於負 載中突然改變快速響應是可行的。以下就是一種藉由一所 明的比較器控制方法的控制。在此，以串聯連接至一平滑 6 1328920 電容器Cl之阻抗ESR代表一等效串聯連接之電阻ESR被包含 在該平滑電容器C1内。 一輸出電壓VOUT被連接至直流對直流變換器控制電路 200之一輸入端FBI以承受一電阻式分壓，因此被輸入至電 5 壓比較器CMP1之一反相輸入端。一參考電壓E1被連接至電 壓比較器CMP1之一非反相輸入端。一電壓比較器CMP1之輸 出端被連接至正反器電路FF1之設定端。此正反器電路FF1 採用一固定脈寬方法，藉此一傳送高位準信號從一相對於 設定輸入之非反相輸出端Q被輸出。此非反相輸出端Q、此 ίο 正反器電路FF1之一反相輸出端/Q被經由輸出端dh、DL個別 地連接至一主要電晶體FET1與一同步電晶體FET2。 當此輸出電壓VOUT壓降低於此參考電壓E1時，此電壓 比較器CMP1輸出一高位準信號以藉此設定此正反器電路 FF1。為回應正反器電路FF1之設定，此主要電晶體FET1被 15 切換成導通狀態，並且一電流從一輸入電壓v IN經由一抗流 線圈L1被供應至一負載，之後此直流對直流變換器之輸出 電壓VOUT增強。隨著預定時間的消逝，此主反器電路被 重置，並且此同步電晶體FET2被換成導通狀態。儲存於此 抗流線圈L1内之能量經由此同步電晶體FET2被供應至此負 〇載仁疋流經此抗流線圈L1之電流隨著能量被放電而漸漸 地減低。當此輸出電壓V0UT壓降低於參考信號以時，此電 壓比較器CMP1再次輸出一高位準信號以藉此設定此正反器 電路FF1。如上述說明之操作被重複。與上述技術相關之專 利文件1至3已被揭示。 7 1328920 [專利文件l ]曰本未審查專利早期公開第 H10(1998)-225105 號案 [專利文件2]曰本未審查專利早期公開第2000-287439號案 [專利文件3]日本未審查專利早期公開第2000-32744號案 【發明内容】 發明概要 如第7圖所示之電流控制型直流對直流變換器控制電 路100，然而，在此會有一如雙脈衝等的故障產生的風險， 除非此錯誤放大器E100的頻率特性為例如主要電晶體 10 FET1與同步電晶體FET2之切換頻率之1/1〇至1/20的級距， 因為此線圈電流的尖峰電流值係根據此錯誤放大信號E100 而被控制。也就是，除非一根據此輸出電壓VOUT之回授響 應頻帶與此切換頻率相比係足夠地降低，不然會發生一反 常切換動作的風險。因此，會有一可能性就是可能不會達 15 到對負載内的突然改變可以快速響應，因此可能產生問題。 因此’假使如第8圖所示之比較器控制方法之直流對直 流變換器控制電路200被採用，由於此電壓比較器CMP1直 接地將此參考電壓E1與此輸出電壓VOUT比較，由此立即 地將主要電晶體FET1切換成導通狀態，以至於對負載内之 20突然改變之快速響應可以被執行。 然而，對應於此直流對直流變換器控制電路200，一切 換動作藉由偵測到出現在此輸出電壓VOUT之一波紋電壓 而被執行’以致於為了符合降低輸出波紋電壓之需求，而 利用一在等效串聯電阻ESR下方之電容器做為一平滑電容 8 器Cl ’則會有要在於一要偵測出輸出電壓VOUT内的變化 會變得困難的可能性，由於低波紋電壓的原故，因此使得 切換控制不穩定的風險增加，因而發生問題。 10 再者，對應此直流對直流變換器控制電路200，雖然對 於此負載内突變之第一響應被致能，第一響應的條件要— 在伴隨著負載内突變之一暫態響應達到終點的階段内平順 的持續，為此這有一可能性在於一直流對直流變換器之輪 出電壓超越一目標電壓，隨後產生一振影現象，這是〜個 ]續。此外，因為此比較器控制方法原則上係一固定脈寬 方法，這會有另一問題，在於要對抗雜訊建立反制上輕易 地執行此頻率固定方法係有困難。 有雲於已揭露的背景技術，本發明已做改進，並且本 月的一目標，係提供直流對直流控制電路，其可實現在 15 低歧紋電壓特性間的相容性，以及在負載突變期間内穩定 及决速響應特性，並且—種利用相同變換器之直流對 變換器控制方法。 < 為了達到上述之目的，在此提供一直流對直流變摻 控制雷路·，甘a 、 再包含：一用於輸出根據一直流對直流變換器 20 之輪出電壓之輸出電壓信號所獲得之加總信號的算術電 以及根據一線圈電流之交流電流分量所獲得之交流電 二4號，以及—用於比較此加總信號與參考信號之比較 執’其中切換控制係根據藉由此比較器所比較的結果而被 根據本發明的直流對直流變換器控制電路，一根據〜 9 1328920 直流對直流變換器之輸出電壓所獲得之輸出電壓信號與根 據一線圈電流之交流電流分量所獲得之交流電流信號所相 加之加總信號係從一算術電路中被輸出，並且此加總信號 藉由一比較器而與一參考信號被比較。此直流對直流變換 5 器之切換控制係根據一比較結果被執行。 根據本發明之直流對直流變換器控制方法，包含下列 步驟：一額外的步驟，其用於將一根據一直流對直流變換 器之輸出電壓所獲得之輸出電壓信號與根據一線圈電流之 交流電流分量所獲得之交流電流信號相加；一比較步驟， 10 其用於將該額外步驟的結果與一參考信號相比較；以及一 用於根據此比較步驟之比較結果之執行切換控制的步驟。 根據本發明之直流對直流變換器控制方法，根據一直 流對直流變換器之輸出電壓所獲得之輸出電壓信號與根據 一線圈電流之交流電流分量所獲得之交流電流信號所相加 15 的加總信號被輸出，並且此加總信號被一參考信號比較。 直流對直流變換器之切換控制係根據比較結果而被執行。 因此，即使連接至一直流對直流變換器之輸出端之此 平滑電容器之一等效串聯電阻ESR被簡化，以及，在此輸 出電壓上重疊之電壓波紋在數值上變的非常小，偵測在此 20 直流對直流變換器内線圈電流的變化係可行的。由於負載 内的改變，藉由比較此加總信號與此參考信號，線圈電流 内的變化可以可靠的被掏取。 因為，此加總信號根據此線圈電流IL之變化部份被輸 出，所以在負載内突變之初始階段中，此加總信號與此參 10 1328920 考信號間的差值會增加，以致於快速地響應此負載内突變 之切換控制被執行。快速地處理線圈電流的改變，以及出 自於一目標電壓之此輸出電壓的誤差伴隨著負載内的改 變，快速的響應於一負載内迅速的改變是可行的。 5 隨著快速響應於負載内突變之切換控制被執行，以及 此線圈電流、以及此輸出電壓接近各自的目標值，在此加 總信號與此參考信號之間的差值係如此的被降低，並且暫 態切換控制承受逐漸的逐級收斂。 為符合到達平穩的狀態，此暫態切換控制到達終點， 10 隨著藉由防止一輸出電壓之振影現象，因此可以在反方向 得到一輸出電壓過衝的現象。 本發明前述及進一步的目標以及新穎的特徵將會由於 後文詳細說明連同附圖一起研讀將更為明瞭，但須了解圖 式僅供舉例說明之用而非意圖作為本發明之限制性定義。 15 圖式簡單說明 第1圖係一個用於描述本發明第一原理的電路圖。 第2圖係一個用於顯示具體化本發明第一原理之第一 實施例的電路圖。 第3圖係一個用於描述本發明第二原理的電路圖。 20 第4圖係一個用於顯示具體化本發明第二原理之第二 實施例的電路圖。 第5圖係一個根據本發明第二實施例的第一變化範例 之電路圖。 第6圖係一個根據本發明第二實施例的第二變化範例 11 1328920 之電路圖。 第7圖係〜個顯示背景技術之電路圖（1)。 第8圖係〜個顯示另一種背景技術之電路圖（2)。 肛货"族》為' 式】 5較佳實施例之詳細說明 根據本發明的直流對直流變換器控制電路的各個實施 例以及直流對直流變換器控制方法，係參考附圖第1-6在之 後被詳細說明。 第1圖係一個用於描述本發明第一原理的電路圖，做為 10 一壓降型直流對直流變換器之主要電路圖，其藉由範例方 式具有一用於同步整流方法之架構。更明確地說，一主要 電晶體FET1以串聯方式在輸入電源VIN與接地電位間被連 接至一同步電晶體FET2 ’以及抗流線圈L1之末端被連接至 一位於主要電晶體FET1與同步電晶體FET2之間的連接節 15 點。此抗流線圈L1之另一末端經由一感測電阻器RS被連接 至一輸出端VOUT。一平滑電容器C1被耦合在輸出端VOUT 與接地電位之間。 隨著直流對直流變換器控制電路1控制主要電晶體 FET1與同步電晶體FET2的切換動作。此固定脈寬方法是與 20 如範例方法所示之比較器控制方法相同。單發正反器電路 FF1具有經由一輸出端(DH)而連接至一主要電晶體FET1之 閘極端的一Q輸出端(Q)。正反器電路FF1之一/Q輸出端(/Q) 係經由一輸出端（DL)而被連接至同步電晶體FET2之閘極 端。根據輸入至設定端（S)之高位準信號，此單發正反器電 12 1328920 路FF1在一預定時間内從Q輸出端(Q)輸出一高位準信號以 及從此/Q輸出端(/Q)輸出一低位準信號。 在抗流線圈L1與感測電阻器RS之間的連接節點經由 一輸入端（CS1)被連接至一高通滤波器HP1 ’並且此尚通濾 5 波器HP1係被連接至一加法器A卜此輸出端VOUT經由一輸 入端（FBI)被連接至此加法器A1。此加法器A1係被連接至 一比較器CMP1之反相輸入端。一參考電壓E1被連接至此比 較器CMP1之非反相輸入端。此比較器CMP1具有連接到單 發正反器電路FF1之設定端（S)之一輸出端。 10 對照如第1圖所示之壓降型直流對直流變換器，從此輸 入電源VIN流到此輸出端VOUT之電流路徑被形成係因為 此主要電晶體FET1呈導通狀態，以及根據流經此電流路徑 之線圈電流增強，而使電磁能在此抗流線圈上被累積。從 此接地電位制此輸出端V Ο U T之電流路徑被形成係因為此 15 同步電晶體FET2呈導通狀態，以及根據流經此電流路徑之 線圈電流降低，而使累積在此抗流線圈上之電磁能被朝此 輸出端VOUT放電。這樣切換動作的重複會導致增強或降低 此線圈電流的操作的重複。 線圈電流的增強或降低會被此感測電阻器RS所偵測。 20 輸入至此輸入端（CS1)之一電壓信號係一藉由重疊線圈電 流之直流信號部份與經歷增強/降低的變化量之交流信號 部分而獲得之電壓信號，隨著利用感測電阻器尺3變換成電 壓’使得輸出電壓VOUT為直流信號部份。此電壓信號係被 輸入至此高通濾波器HP1，因此輸出此交流信號分量，亦 13 1328920 即，只有此線圈電流之變化部份。此加法器A1將此為直流 信號部份之輸出電壓V 0 UT與為交流信號部份之線圈電流 之變化部份兩者相加。切換控制藉由比較此加總信號與此 參考信號E1而被執行。 5 關於此’例如’參考電壓E1代表輸出電壓VOUT的目 標電壓。如第1圖所示之本發明的第一原理，此切換控制被 執行，以至於加總信號之最低值與參考電壓E1 一致。加總 信號之最低值代表線圈電流之變化部份的值，亦即，此交 流信號部份變成最小值，換句話說’輸出電壓V〇uT之數值 10為直流信號部份。此切換控制被執行，以致於輸出電壓 VOUT可維持在參考電壓E1。 對照於直流對直流變換器控制電路1，因為線圈電流的 變化部份如交流信號部份被高通濾波器Η P1取出，此直流信 號可從流經此抗流線圈之線圈電流中被移除。此外，輸出 15 電壓VOUT之直流信號部份被加總至交流部份，因此，藉由 根據在當輸出電壓VOUT為最低電壓之偏壓上之線圈電流 而改變的電壓信號與參考電壓E1的比較，此切換控制可被 執行。甚至，在此種情形下，平滑電容器C1具有一非常小 的等效串聯電阻ESR，並且波紋電壓被降低，此切換控制 20 藉由偵測到線圈電流之變化部份而被正確執行。 第2圖顯示本發明第一實施例之電路圖，體現如第1圖 所示之第一原理。對照直流對直流變換器控制電路11，一 作為高通濾波器HP1特定範例之高通濾波電容器HP11被設 置在一輸入端(CS1)與比較器CMP1之反相輸入端之間。此 14 1328920 夕卜，一同時作為一高通濾波器的組成元件之加總電阻器All 被設置在一輸入端FB1以及比較器CMP1之反相輸入端之 間。 此加總電阻器All代表一加法器A1的特定範例。線圈 5電流之變化部份’亦即，從輸入端(CS1)輸入並且通過此高 通濾波電容器HP11之一信號之交流信號部份，係從輸入端 FBI被輸入而被加至一通過此加總電阻器Al 1之一直流信 號部份之輸出電壓VOUT。一高通濾波器之帶寬係取決於 HP11 與All。 1〇 藉由將線圈電流之變化部份加至此輸出電壓VOUT之 一加總信號係被輸入至比較器CMP1之反相輸入端。因此， 此加總信號之最低值代表線圈電流之變化部份變成最小值 的一項數值。換句話說，輸出電壓VOUT係被與此參考電壓 E1做比較。 15 第3圖係一用於說明本發明第二實施例之電路圖。一主 要電晶體FET1、同步電晶體FET2、抗流線圈L1、感測電阻 器RS、以及平滑電容器C1組成一直流對直流變換器，各元 件係相同於個別地對應於第一原理（第丨圖）之範例所出現的 各對應元件’每一元件在相互連結上具有相同的相對關係 2〇 及相同的功能。據此，此等元件的說明在此省略。 直流對直流變換器控制電路2係在組態上係類似於直 流對直流變換器控制電路1(第1圖），並且此比較器控制方 法範例方式所示。對於個別的輸入端（CS1)與（FB1)、以及 個別的輸出端（DH)、（DL)在連結的相對關係上係同於第一 15 1328920 原理（第1圖）。對照直流對直流變換器控制電路2，一單發 正反器電路FF卜比較器CMP1與參考電壓E1係相同於個別地 對應於第一原理（第1圖）之範例所出現的各對應元件，每一 元件在相互連結上具有相同的相對關係及相同的功能。據 5 此，此等元件的說明在此省略。 此直流對直流變換器控制電路2係被設置有一低通濾 波器LP2、一反相放大器IA2、及一加法器A2，藉以取代直 流對直流變換器控制電路1(第1圖）之高通濾波器HP1及加 法器A1。一減法電路由反相放大器IA2與一加法器A2所組 10 成。 此輸入端（CS1)係被連接至此加法器A2與此低通濾波 器LP2 ’而輸入端（FBI)係被連接至此反相放大器之一非反 相輸入端。此反相放大器IA2之反相輸入端係被連接至只低 通濾波器LP2，並且此反相放大器IA2之輸出端被連接至此 15 加法器A2。此加法器A2之輸出端被連接至此比較器CMP1 之輸入端。 藉由重疊在輸出電壓VOUT上之線圈電流直流與交流 信號部份所獲得，且從此輸入端（CS1)輸入之電壓信號VP 被輸入至低通濾波器LP2，因此輸出一用於偵測此線圈電流 20 變化部份之參考電壓信號VP'。當估計此線圈電流之變化部 份時，這是一個用於供做參考之信號。此低通濾波器LP2 具有一用於輸出一信號之功能，此信號係藉由移除源自於 從輸入端（CS1)輸入之電壓信號Vp之交流信號部份之線圈 電流變化部份而獲得之信號。 16 1328920 此參考電壓信號VP'係被輸入至反相放大器IA2之反相 輸入端’並且根據此被輸入至此反相放大器认2之非反相輸 入端之輸出電壓VOUT而被反相。反相放大器IA2之放大因 數需要與由電壓信號VP傳送到此加法器A2之增益相同，在 5此範例中放大因數為1。因此，從此反相放大器IA2傳遞之 輸出信號係對應於VOUT-VP'。在此加法器A2中，VOUT-VP 1係被加到此電壓信號VP，以及VOUT+(VOUT-VP')被輸 入至比較器CMP1之反相輸入端。 (VP-VP')係一代表線圈電流之變化部份之交流信號部 1〇 份。藉由將輸出電壓信號加至線圈電流之變化部份之一信 號係被與一參考電壓Ε1做比較，藉此執行一切換動作。 對照直流對直流變換器控制電路2，此用於偵測線圈電 流之變化部份之參考電壓信號VP'係被低通濾波器Lp2輸 出’並且依據在反相滤波器IA2上之輸出電壓v〇UT被反 15相，因此這是可行的對於加法器A2偵測出線圈電流之變化 部份，藉由從電壓信號中減去此參考電壓信號vp‘，轉換成 電壓項之(VP-VP')。此比較器⑶^可將此藉由將輸出電壓 V0UT加至此轉換成電壓項之線圈電流之變化部份（vp_vp‘） 而獲得之加總電壓，與參考電壓E1相比較。藉由這樣的動 20作，此切換控制可藉由比較此根據示為最低電壓之輸出電 壓V0UT之偏壓上之線圈電流之電壓信號變化與此參考電壓 E1之比較結果而執行切換控制。甚至於範例中，平滑電容 器C1具有一非常小之等效串聯電阻ESR，並且波紋電壓被降 低，此線圈電流之變化部份可以被偵測，以及切換控制可 17 1328920 正破地被執行。 第4圖顯示本發明第二實施例之電路圖，其體現第二原 理（第3圖）。對照直流對直流變換器控制電路21 ’這裡設置 當作第二原理中之低通濾波器LP2之一取樣電路LP21、當作 5 反相放大器IA2之一反相放大器IA21，以及當作加法器2之 一加法器A21。此外，設置用於根據在輸出之前輸入此輸入 端（CS1)之信號來放大一電壓信號VP之一非反相放大器31。 此非反相放大器31為普通的非反相放大器，其由放大 器AMP1、電阻器ri、R2所組成。假設電阻器Rl、R2個別的 10 電阻值為R1及R2，則此非反相放大器31具有一增益 G=1+R2/R1。一輸出電壓V0UT經由一輸入端（FBI)被輸入至 電阻器R1。此輸出電壓V0UT可被視為一線圈電流内變化之 直流信號部份，而導致一切換動作。因此’假設在輸入端 (CS1)、（FBI)上個別的輸入電壓為VCS1、VFB1 ’並且，線 15圈電流為IL，則從非反相放大器31輸出之電壓信號VP由下 列公式可得到： VP = VOUT + G X (VCS1 - VFB1) =VOUT + G X IL X RS ... (1) 此取樣電路LP21係以電壓隨動器架構之放大器AMP2被 20 設置，並且此放大器AMP2之非反相輸入端係被連接至在與 此非反相輸入端與接地電位互連之容器cs，和與非反相輸 入端與非反相放大器31之輸出端互連之切換電路SW1之間 的一連接點。此切換電路SW1係被連接至單發正反器電路 FF1之Q輸出端，藉此控制切換動作。在足夠地短於在Q輸出 18 1328920 端（Q)被反相成高電位時’單發正反器電路FF1之固定導通 時間之期間之内，此切換電路SW1被切換成導通狀態。因 此，當主要電晶體FET1被切換成導通狀態時，此電容器cs 在一時間點中獲得此電壓信號VP。依據同步電晶體FET2之 5 導通期間之結束，一切換週期被完成。在此時間點中’此 線圈電流IL係位於其最低值。當在之前的切換週期中’線 圈電流IL到達最低值時，此電容器CS維持此電壓信號VP在 一時間點中。此電壓信號VP被當成對隨後的切換週期之一 參考電壓信號VP‘。 ίο 此反相放大器IA21普通的非反相放大器，其由放大器 AMP3、電阻器R3、R4所組成。為了如之前所述讓增益值為1， 此等電阻器R3、R4之電阻比值為1:1。此輸出電壓V0UT經由 此數入端（FBI)被輸入至此放大器AMP3之非反相端。從此反 相放大器IA 21輸出之電壓信號V X由下列公式可得到：
15 VX = (V0UT - VP* ) + V0UT =2 X V0UT-VP* =2 X V0UT - (V0UT‘ + G X IL‘ X RS) ... (2) 其中，在先前切換週期被完成的時間點上，V0UT‘與IL‘分 別為輸出電壓及線圈電流。此線圈電流在此時間點到達最 20 低值。 此加法器AD21係由電阻器R5及R6所組成。R5及R6之電 阻比值為1:1。一加法器A21之輸出電壓VZ係在電壓信號VP 與電壓信號VX之間的平均電壓。 VZ = (VP + VX) / 2 19 1328920 = {(V0UT + G X IL x RS) + (2 x v〇UT - (vour + G X IL‘ x RS))} / 2 =VC1 + IL x ESR + (a - IL* ) x (G x RS + ESR) / 2 ... (3) 5 在此範例中，在導出如上之數學式（3)中，從事實已經 得到一優點，鄰近的切換週期之個別輪出電壓相同（ν〇υτ = V〇UT‘），以及在VOUT = VC1 + α X ESR這假設中，平滑電 容器C1之終端電壓為VC1 ’以及一等效串聯電阻為esr。在 此種連接中，數學式（3)之第三項，也就是(G ίο X RS + ESR) / 2對應至被變換成電壓項之線圈電流變化部 份（VP-VF )，如依第二原理連接關係所描述。此外，當只 要數學式（3)成立就可以被滿足，這是完全合乎常理的電 阻器R3對R4之電阻比，以及電阻器奶對肋之電阻比，可以 個別地被改變成1:2。 15 因此，此線圈電流之變化部份（IL-IL‘）乘以因數[(Gx RS+ESR)/2] ’由此，與參考電壓以相比較之電壓比較動作 被比較IsGMPl所執行。因為增億G可被非反減A||3l所調 整，與波紋電壓所得到之電壓變化比較而獲得一大電壓變 化是可行的，在此範例中，線圈電流之變化部分（IL-IL‘） 20流入此等效串聯電阻ESR。對照傳统比較器控制方法，原則 上，執行上，不會有前級之信號放大動作，然而，對照本 發明’獲得的電壓變化係大的，以致於比較HGMPl之響應 度變的b ’並且甚至在使用具有低電阻值之等效串聯 tiaESKthf 的情況巾，施行__以比較器控制方 20 1328920 法為特徵之快速操作係可行的。 因為在之前切換週期内，此線圈電流IL之最低值IL係 被用來作為線圈電流IL之變化部分（IL-IL‘）之偵測，此線 圈電流IL之變化部分（IL_IL‘）之電流值在負載突變期間中 5 之瞬變狀態之初始階段增強，因此在此比較器控制方法的 範例中可執行一快速響應操作。因為此線圈電流IL之變化 部分（IL-IL‘）之電流值在負載突變期間中之瞬變狀態之完 成階段減弱，因此，相關於輸出端V0UT，此線圈電流IL的 供應或放電可以被抑制。此外，這是可行的，在暫態響應 10 之完成階段中，去抑制輸出電壓V0UT的過量及振影現象， 隨著此負載中突然改變之此輸出電壓V0UT之收斂效可被改 善。 第5圖顯示根據本發明第二實施例之第一變化範例電 路。與第4圖所示之固定脈寬方法之電路相比，此第一變化 15 範例顯示一頻率固定方法之直流對直流變換器。隨著與第7 圖所示之電流控制型直流對直流變換器相比較，此第一變 化範例沒有設置一錯誤放大器，並且可快速響應於内建振 盪器之振盪頻率頻寬。對照直流對直流變換器控制電路 22，其設置有一取樣電路LP22、一比較器CMP22、以及具有 2〇 一設定端（S)與重置端00之一正反器電路FF2，用以各別地 代替在直流對直流變換器控制電路21(第4圖）中之取樣電 路LP21、比較器CMP1、以及單發正反器電路ffi。此外，除 了這些直流對直流變換器控制電路21的組成構件之外，更 設置一分頻器32、及一振盪器〇1。 21 對照直流對直流變換器控制電路22,加法器A21之輸出 端對於比較器CMP2之連接與參考電壓E1對於比較器CMP2之 連接係與直流對直流變換器控制電路21之這些連接相反。 此外，比較器CMP2之輸出端係被連接至正反器電路FF2之重 5置端α)。正反器電路FF2之設定端（S)係被連接至振盪器 〇1 〇 更具體來說’此正反器電路FF2藉由振盪器01預定振盪 週期被設定，於是此主要電晶體FET1之導通狀態被啟動。 此比較器CMP2偵測到從與參考電壓Ε1重疊之加法器Α21輸 10 出之顛峰值，藉此重置此正反器電路FF2，以其切換此主要 電晶體FET1成非導通狀態。 一非反相放大器31、反相放大器ΙΑ21、以及加法器Α21 係和在直流對直流變換器控制電路21(第4圖）中此等對應 元件之架構及功用係相同的，因此，此等元件的說明在此 15 省略。 除了這些取樣電路LP1之組成構件外，此取樣電路LP22 被提供一個與切換電路SW1並聯連接之二極體D。此切換電 路SW1之傳導率係根據出自於分頻器32之輸出信號而被控 制。一出自於正反器電路FF2之輸出端（Q)之信號在被供應 20 之前經歷頻率分割。 對照直流對直流變換器控制電路22，如同電流控制型 直流對直流變換器，此頻率固定方法被採用，然而，在此 不需要安裝錯誤放大器。對於此錯誤放大器’此錯誤放大 器之頻率特性需要被設定為一頻寬，例如為了執行一穩定 22 切換動作’頻寬不多於振盪頻率的1/10，然而，隨著取樣 電路LP22的使用，在一振盪週期内、或者被如此範例中之 分頻器32分割之週期内執行一取樣動作，因此對於振盪週 期之頻寬的可快速響應則可被施行。 對應取樣電路LP22,電壓信號VP之取樣不會在每次切 換週期被執行’但是對於每一個被分頻器32分割之週期則 會被執行取樣。在此範例中，1/2頻率分割、每兩次切換週 期此取樣動作會執行一次。藉由這樣的動作，避免一現象 是可能的，其中此輪出電壓經歷振盪經過當電流控制型直 流對直流變換器係被引起要達成快速響應時之分割每一切 換週期之1/2頻率。 此外’在輸出電壓VOUT内突然改變之時間點，例如電 源開啟的時間，以及之後時間，假使取樣動作利用將在之 前切換週期内之電壓信號忭作為對之後切換週期之參考電 壓信號VP‘而被執行，要正確地獲得線圈電流IL之變化部分 係不可行的》這是因為此輸出電壓νουτ，同時，經歷—大 的改變’並且必然地，線圈電流仏之變化部份之偵測值呈 現一大於其實際值之數值。因此，此電流控制型直流對直 流變換器達成在暫態響應期間必要時間還快之快速響應， 而產生一包含輸出電壓V〇UT過量、振影現象之風險，退而 降低輸出電壓νουτ的收敛效能。 為了此原因，設置有用以作為參考電壓信號VP‘之定位 電路之二極體D，因此，將此電壓信號VP之電壓變化頻寬定 位在相鄰取樣週期間，對於二極體D之前置偏壓，大約為 『1328920 0_ 6V。藉此’在輸出電壓ν〇υτ内之變化之後產生此參考電 壓信號VP‘，並且限制此線圈電流比的變化部份，如同所偵 測的’藉此增進收斂效能並同時維持快速響應。 如上所述’對照此範例，對於頻率固定控制輕易地防 5範雜訊，以及如對照比較器控制方法之範例的快速響應， 均可同時被執行。 第6圖顯示根據本發明第二實施例之第二變化範例電 路。此第二變化範例，顯示設置有取代第一變化範例（第5 圖）中同步電晶體F Ε Τ 2之二極體D1之一電流控制型直流對 10 直流變換器’以範例方式執行一非同步整流方法。此外， 用以取代感測電阻器RS，以串聯方式耦接至電容器CX之電 阻器RX係與抗流線圈L1被併聯設置。因此，電阻Rdc包含抗 流線圈之一直流電阻部份。 直流對直流變換器控制電路23設置有内建由電阻器 15 Rf、電容器CS2所組成之低通濾波器之一取樣電路LP23，用 以取代直流對直流變換器控制電路22(第5圖）中之取樣電 路LP22及分頻器32。輸入端CS1被連接至電阻器Rx與電容器 Cx之間的連接節點。 對照第二變化範例，此電阻器Rx與電容器Cx被用於檢 2〇 測線圈電流IL。採用一習知方法可不需要感測電阻器RS， 以及用由直流電阻部分Rdc產生之最小損失來偵測線圈電 流IL。假使直流電阻部份Rdc5之溫度變化部份被忽略’可 得知線圈電流IL可以正確地被偵測設為LI /Rdc= 1 /Rx/Cx。 在這種形式中，假如在輸入端（CS1)有輸入電流’會產 24 1328920 生一大的錯誤。因此，藉由組成非反相放大器31内之放大 器AMP1之一輸入級，隨著輸入阻抗内高位準之裝置，例如 M0S電阻器，此輸入電流可以被忽略因而降低錯誤。 此外，假使在輸入端（CS1)之輸入電流不能被忽略’對 5於線圈電流IL會產生它方面之錯誤，因為輸入電流流入此 電阻器Rx，然而，包含此錯誤之線圈電流藉由非反相放大 器31被放大，並且接受被取樣電路LP23取樣，導致兩者相 減。因此’同樣地在此範例中，在加法器A21的輸出中此錯 誤會被偏移。 10 此取樣電路LP23除了以取樣電路LP21(第4圖）做為基 礎取樣電路外，還包含由與電容器CS2孝聯連接之電阻器Rf 所組成並且與電容器CS並聯連接之低通濾波器。在電阻器 Rx與電容器CS2之間的連接節點被連接至至放大器AMP2之 非反相輸入端。 15 假設電容器CS與CS2均具有相同的電容值CS，當被切換 電路SW取樣1信號之時間常數r為r =2χττ xRFxCS。藉由將 時間常數7：設定為短於直流對直流變換器之切換週期，但 長於取樣時間，從放大器AMP2輸出之參考電壓信號VP‘可被 轉換成在緊接於先前切換週期中的信號與其切換週期中之 20 信號的中間值，以致於參考電壓信號VP‘可轉換成已被濾波 與已平均信號。 如前文所詳細說明，對照根據本發明之直流對直流變 換器控制電路，以及直流對直流變換器之控制方法，假使 被連接至直流對直流變換器之輸出端V0UT的平滑電容器C1 25 1328920
之等效串聯電阻ESR被減少，並且重疊在此輸出電壓V0UT上 之電壓波紋在數值上變得非常小，要偵測出直流對直流變 換器之線圈電流IL之變化係可行的，由此得到藉由將線圈 電流IL之變化部份）加至加輸出電壓V0UT而獲得之 5 總信號VZ。藉由將加總信號VZ與參考信號E1 '線圈電流IL 内之變化相比較，源自於負載内之改變，可以被可靠地擷 取。 因為加總信號VZ係根據線圈電流IL之變化部份 (IL-IL‘）被輸出，在負載内突然改變之初始級中之加總信 10 號VZ與參考信號E1之間的差值會增加，因此快速地對負載 中的突然改變響應之切換控制被執行。當線圈電流IL與輸 出電壓V0UT接近各自的目標值，所以加總信號vz與參考信 號E1之間的差值會減低’並且暫態切換控制逐級地趨於平 緩。為符合達成之平穩狀態，暫態切換控制來到终點，因 15此由輸出電壓V0UT之振影現象伴隨之反方向中有輸出電壓 V0UT過量之現象可被避免。 假使負載内之改變係非常劇烈的，以至於切換效率變 成100%或0%，去執行參考電壓信號VP‘之取樣動作是不可能 的，因為在線圈電流IL中沒有峰值點。在此範例中，當線 20圈電流IL在最大速度之後’一早先的補償動作被要求為了 抑制輸出電壓V0UT過望及振影現象。對應本發明，此取樣 後之參考電壓信號VP‘係在切換效能被切換成或Q%之 前的電壓信號VP。因此線圈電流IL的變化部份）將: 被估計為一較小值’由此緩和此快速響應性，以及增進輸 26 1328920 出電壓V0UT之收斂效能。因此，輸出電壓ν〇υτ過量及振影 現象可被抑制而不需額外的電路。 需要指出的是’本發明不受限於在上文中之各個實施 例，並且在不背離本發明之精神與範疇内，不同改良及變 5 化可明顯地被達成。 對應本發明’線圈電流丨[之變化部份（IL IL‘）之增益 對應於（G X RS)項。藉由最佳化對照於例如負載電容等之 應用情形的增益，對於針對整個系統之穩定性及加速是可 行的。舉例而言，感測電阻器RS之電阻值可根據應用情況 10而被改變。此外，在範例中，此感測電阻RS為一特定低的 電阻值，並且選擇上的彈性被限制，電阻器以、R2根據額 外的電路（未於圖上被顯示）可被選擇地對換。藉由此動 作’線圈電流IL之變化部份（il-IL‘）之增益可被調整。 更甚者，第一及第二變化範例（第5圖、第6圖）係藉由 15採用線圈電流IL之最頂值被偵測的範例，然而，也可偵測 最低值作為替代。 還有，輸出電壓V0UT被連接至反相放大器IA21係由範 例方式所顯示，然而，參考電壓E1取代輸出電壓V0UT可被 連接至反相放大器IA21。 20 對照本發明，提供一種直流對直流控制電路以及一種 利用相同變換器之直流對直流變換器控制方法係可行的， 當針對藉由利用具有非常小值之等效串聯電阻ESR之平滑 電容器而偕同有低波紋電壓之輸出電壓的完成，可對在高 速中在負载内突然改變有安全快速響應特性；並且可產生 27 1328920 輸出電壓可被快速地向目標電壓聚合，而不會有隨著快速 響應而產生輸出電壓V0UT過量及振影現象。 【圖式簡單說明3 第1圖係一個用於描述本發明第一原理的電路圖。 5 第2圖係一個用於顯示具體化本發明第一原理之第一 實施例的電路圖。 第3圖係一個用於描述本發明第二原理的電路圖。 第4圖係一個用於顯示具體化本發明第二原理之第二 實施例的電路圖。 10 第5圖係一個根據本發明第二實施例的第一變化範例 之電路圖。 第6圖係一個根據本發明第二實施例的第二變化範例 之電路圖。 第7圖係一個顯示背景技術之電路圖（1)。 15 第8圖係一個顯示另一種背景技術之電路圖（2)。 【主要元件符號說明】 卜 1卜 2、21、22、23、100、 200…DC-DC變換器 HP1···高通濾器 CMP卜CMP2…比較器 L1…抗流線圈 RS…感測電阻器
Cl···平滑電容器 VOUT…輸出電壓 FF1、FF2···正反器 El···參考電壓
Al、All、A2、A21···加法器 VIN···輸入電壓 FEU、FET2…電晶體 HPll···高通濾波電容器 LP2···低通慮波器 VP…電壓信號 28 1328920 VF…參考電壓信號 A100…位準轉換器 IA2、IA21…反相放大器 E100…錯誤放大器 3l···非反相放大器 ESR…等效串聯電阻 R卜 R2、R3、R4、R5、R6、Rf、 (R)…重置端 Rx、Rdc…電阻 (S)…設定端 LP21、LP23…取樣電路 (Q)…輸出端 AMP1、AMP2、AMP3···放大器 (/Q)…反相輸出端 SWl···開關 IL···電流 CS、CS2、Cx…電容器 (CS1)、（FBI)…輸入端 01…振盪器 (DH)、（DL)···輸出端 32…分頻器 29