JP5151886B2

JP5151886B2 - 直流電源装置

Info

Publication number: JP5151886B2
Application number: JP2008260214A
Authority: JP
Inventors: 信昭田中
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2008-10-07
Filing date: 2008-10-07
Publication date: 2013-02-27
Anticipated expiration: 2028-10-07
Also published as: JP2010093909A

Description

本発明は直流電源装置に関し、より詳細には出力電流の急減に対して出力電圧の変動を抑制するようにした直流電源装置に関するものである。

ＰＣ（Personal Computer）や携帯電話などの情報機器に使用されるＣＰＵ（Central Processing Unit ）や各種プロセッサ等は年々高速化が図られている。このため、これらの回路に供給する電源装置の出力電流の増減も高速に変化するようになってきている。

出力電流が急激に大きく低下した場合に、出力電圧の制御が追いつかず出力電圧の上昇をもたらす場合がある。このような出力電圧の変動を抑制するために、出力電流の変化を検出し、電源装置の出力コンデンサに並列にコンデンサを接続し、コンデンサ容量を増加させて出力電圧の上昇を抑制することが知られている。このような出力電圧の変動を抑制する電源装置の従来例を次に説明する。

図４はスイッチング電源回路の一種である昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の回路の構成例を示すもので、入力直流電源２０、インダクタ４０、出力コンデンサ４１、付加コンデンサ５０、電流変動検出回路４４、電圧制御回路４５、スイッチング素子４２、４３および６０で構成する。負荷３０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力端子に接続される。

入力直流電源２０は直流電圧Ｖｉを出力し、スイッチング素子４２、４３はこの直流電圧Ｖｉを電圧制御回路４５の制御に基づいて交互にＯＮ−ＯＦＦ動作する。これにより周期的にインダクタ４０に流れる電流が変化する為インダクタ４０に逆起電力が発生する。このため、インダクタ４０の出力側の電圧は入力直流電源の直流電圧Ｖｉより高くなる。このインダクタ４０の出力は出力コンデンサ４１により平滑化され、直流電力として負荷へ提供される。

電圧制御回路４５は、電圧制御回路４５の内部に基準電圧Ｖｒを出力する回路を備え、出力電圧Ｖｏをこの基準電圧Ｖｒと比較し、その差分電圧を基に電圧制御回路４５が備えるパルス幅変調回路が所定のパルス幅のパルスを発生する。このパルスにより、スイッチング素子４２と４３とのパルス幅の制御を行う。インダクタ４０の逆起電力はパルス幅により異なる為、この制御により目的の電圧の直流電力を提供することが可能となる。

電圧制御回路４５は、一方において負荷変動による出力電流の変化を電流変動検出回路４４により検出し、出力電流の変動量が所定の値を超えて急減したときスイッチング素子６０を所定時間ＯＮにし、出力コンデンサに付加コンデンサを並列に接続し、コンデンサ容量を増大させる。コンデンサ容量の増大により出力電圧の上昇は抑制される。

上記の負荷変動による出力の変動を抑制するものとして、出力電流の変化分を検出して、その出力を加算回路を介してパルス幅制御回路に入力し、パルス幅を変えることで出力電圧を高速に制御にする技術が知られている（特許文献１）。

また、負荷電流が急増し出力電圧が低下したことを検出して、インダクタ値を小さくすることでアンダーシュートを抑制する技術が知られている（特許文献２）。
特開２０００−２９９９８１号公報特開２００５−１６８１５７号公報

上述したように、出力電流が急減したとき出力コンデンサに付加コンデンサを接続し、コンデンサ容量を増して出力電圧の上昇を抑制することが行われている。しかしながら、付加コンデンサ接続による突入電流により出力電圧のアンダーシュートが発生するという問題がある。図５はそのアンダーシュートの発生の例を示すもので、図４の電流変動検出回路４４が出力電流Ｉｏの急減を検出して電圧制御回路４５が時間ｔ１において制御信号を出力（図５のスイッチング素子６０（Ｑ３）に対する制御信号）する。制御信号によりスイッチング素子６０（Ｑ３）が作動し、出力コンデンサ４２に付加コンデンサ４３が並列に接続されると、出力電圧Ｖｏは図に示すようにＶ字形に変動する。このＶ字形の変動がアンダーシュートであり、このようなアンダーシュートにより回路は誤動作を生ずることがある。

本発明は、このアンダーシュートを抑制し、安定した電力の供給を行う直流電源装置を提供することを目的とする。

本発明の直流電源装置は、出力電流が所定値以下に変化した場合に、限流抵抗器を直列接続した付加コンデンサを直流電源装置の出力側に備える出力コンデンサに対して並列に接続し、付加コンデンサの接続から所定時間後に限流抵抗器の両端の抵抗値を低くする制御手段を備えることを特徴とするものである。

上記の制御手段を備えることで、負荷電流である出力電流の変動量が所定値以下に低下したときに直流電源装置の出力端のコンデンサ容量を増大させて限流抵抗器を介して付加コンデンサに電流が流れるようにし、所定時間後に限流抵抗器を低くして付加コンデンサに電流が流れるようにする。

上記した構成により、付加コンデンサを出力コンデンサに並列接続することによりコンデンサ容量が増大して上昇する出力電圧は抑制されると共に、限流抵抗器によりアンダーシュートの出力電圧の低下する速度は軽減される。さらに、所定時間後に限流抵抗器の抵抗値が低くなることにより付加コンデンサへのチャージアップが早まり、出力電圧の低下からの回復は早くなる。この結果、アンダーシュートによる変動は軽微なものとなり、安定した電力の供給が可能となる。

（実施形態その１）
本発明の直流電源装置について図１〜図３を用いて説明する。

図１は、本発明の直流電源装置としてＤＣ−ＤＣコンバータ１００を例に説明するもので、図１（ａ）は回路構成を、図１（ｂ）は図１（ａ）で用いたスイッチング素子６０（Ｑ３）とスイッチング素子８０（Ｑ４）のタイミングチャートを示している。

図１（ａ）の回路構成は、図４の従来技術によるＤＣ−ＤＣコンバータ１０と対応させて描いたもので、同じ構成要素には同じ符号を付けている。即ち、入力直流電源２０、インダクタ４０、出力コンデンサ４１、付加コンデンサ５０、電流変動検出回路４４、スイッチング素子４２、４３、６０は同一である。図４の構成に、限流抵抗器７０とスイッチング素子８０を新たに加え、電圧制御回路９０は電圧制御回路４５を機能アップしたものである。限流抵抗器７０は、付加コンデンサ５０と直列に接続し、限流抵抗器７０の端子間にスイッチング素子８０を並列に接続している。次に本発明の回路動作を新たに加えた素子を中心に説明する。

まず、電流変動検出回路４４で出力電流が所定値以下に急激に低下する変動量を検出したことを受けて電圧制御回路９０がスイッチング素子６０に対して制御信号のパルスを出力する。この制御信号に基づいてスイッチング素子６０が作動して導通状態となり、限流抵抗器７０と接続した付加コンデンサ５０が出力コンデンサ４１に並列接続される。このとき、出力電圧Ｖｏは付加コンデンサ５０に流れこむ電流により低下するが、限流抵抗器７０により電流が制限されているため出力電圧の降下は限流抵抗器７０がないとき（即ち、従来技術）に較べてなだらかなものとなる。

スイッチング素子６０が作動してから所定の時間を経た後に、電圧制御回路９０より制御信号のパルスがスイッチング素子８０に対して出力される（この間、スイッチング素子６０が作動している状態にある）。この制御信号によりスイッチング素子８０が導通状態となり、付加コンデンサ５０を流れる電流は限流抵抗器７０から導通路に切り替わる。これにより付加コンデンサ５０は急速にチャージアップされ、出力電圧は元の電圧値（電圧降下の起こる前の電圧値）に戻る。

図１（ｂ）は、電圧制御回路９０よりスイッチング素子６０（Ｑ３）およびスイッチング素子８０（Ｑ４）に出力される制御信号のタイミングを示しており、時間ｔ１が電流変動検出回路４４で所定値以下の出力電流の変動量が検出されてＱ３が動作に入った時間（ＯＮの時間）である。そして、時間ｔ２でＱ４が作動し付加コンデンサを流れる電流は限流抵抗器７０から導通路に切り替わる。時間ｔ２からｔ３でチャージアップが完了して出力電圧は定常状態に戻り、時間ｔ３でＱ３およびＱ４、即ちスイッチング素子６０とスイッチング素子８０はＯＦＦとする。

時間ｔ３は、時間ｔ１から数ｍｓ後の時間であるが、直流電源装置が備える出力コンデンサの容量と負荷変動の大きさに依存するので、実際には負荷変動の大きさとそれに伴う出力電圧の変動を計測した上で妥当な時間ｔ３を決めることになる。時間ｔ２については時間ｔ３を定めた後に付加コンデンサと限流抵抗器のＣＲの時定数に基づいて定められるが、例えば時間ｔ１と時間ｔ３の間の時間の１／２から３／４の間位である。

図１に示す直流電源装置における出力電圧ｖｏの波形は、図２に示すようにアンダーシュートは限流抵抗器７０の挿入と所定時間後の導通路への切り換えにより大きく改善され、軽微のものとなる。なお、図２は従来技術の出力電圧の波形として示した図５と対応させて描いている。

なお、図１（ｂ）示した時間ｔ１から時間ｔ２の間において、Ｑ４のスイッチング素子８０を徐々にスイッチングさせるようにしてもよい。徐々にスイッチングさせることにより、限流抵抗器７０の抵抗値は徐々に小さくなり、時間ｔ２で完全に限流抵抗器７０の抵抗値が導通路の略「０」の抵抗値に切り替わることになる。最適に徐々にスイッチングさせることで、図２の出力電圧の波形に見られるアンダーシュート後の僅かのオーバーシュートも抑制することができる。

電流変動検出回路４４は、例えば従来技術に見られるように出力コンデンサ４１に直列に接続し、出力コンデンサ４１に流れる充放電電流をカレントトランスで捉え、出力電流の変動量を検出する。
（実施形態その２）
次に、本発明の直流電源装置の他の構成例を図３を用いて説明する。

図３（ａ）において、スイッチング素子６１を限流抵抗器７１と付加コンデンサ５０との間に配置し、もう一つのスイッチング素子８１は限流抵抗器７１とスイッチング素子６１とをバイパスするようにしている（図１とスイッチング素子８１はスイッチング素子８０、限流抵抗器７１は限流抵抗器７０、スイッチング素子６１はスイッチング素子６０とそれぞれの構成要素は同一であるが、接続が異なるため別の符号とした）。

しかしながら、動作の基本は図１と同様で、最初に電流変動検出回路４４で低下する出力電流の変化量を検出して電圧制御回路９０より制御信号のパルスがスイッチング素子６１に対して出力する。この制御信号に基づいて限流抵抗器７１と接続した付加コンデンサ５０が出力コンデンサ４１に並列接続する。限流抵抗器７１と付加コンデンサ５０の出力コンデンサ４１の接続によりなだらかな出力電圧の降下となる。

続いて、電圧制御回路９０より制御信号のパルスがスイッチング素子８１に対して出力され、限流抵抗器７１とスイッチング素子６１のパスは導通路に切り替わる。これにより付加コンデンサ５０に流れる電流は限流抵抗器７０による制限がなくなり付加コンデンサ５０は急速にチャージアップされ、出力電圧は元の電圧値に戻る。

図３（ｂ）は、電圧制御回路９０よりスイッチング素子６１（Ｑ３’）およびスイッチング素子８１（Ｑ４’）に出力される制御信号のタイミングを示しており、これも図２（ｂ）に示したＱ３とＱ４のタイミングと同様である。

なお、上記実施形態では限流抵抗器７０、７１に並列に導通路を接続しているが、限流抵抗器７０、７１をスイッチングにより切り換えるようにしてもよい。また、限流抵抗器を可変抵抗器にし、所定時間後に抵抗値を低くするようにしてもよい。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ例（実施形態その１）である。本発明のコンデンサ容量増大によるアンダーシュートの抑制例である。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ例（実施形態その２）である。従来技術によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成例である。コンデンサ容量増大によるアンダーシュートの発生例である。

符号の説明

１０ＤＣ−ＤＣコンバータ
２０入力直流電源
３０負荷
４０インダクタ
４１出力コンデンサ
４２スイッチング素子
４３スイッチング素子
４４電流変動検出回路
４５電圧制御回路
５０付加コンデンサ
６０スイッチング素子
６１スイッチング素子
７０限流抵抗器
７１限流抵抗器
８０スイッチング素子
８１スイッチング素子
９０電圧制御回路
１００ＤＣ−ＤＣコンバータ
２００ＤＣ−ＤＣコンバータ

Claims

出力側に出力コンデンサを有する直流電源装置であって、
出力電流が所定値以下に変化した場合に、限流抵抗器を直列接続した付加コンデンサを前記出力コンデンサに対して並列に接続し、前記付加コンデンサの接続から所定時間後に前記限流抵抗器の両端の抵抗値を低くする制御手段
を備えることを特徴とする直流電源装置。
前記限流抵抗器に導通路を並列接続および切り離しを行う切り換え手段を有し、
前記制御部は、出力電流が所定値以下に変化した場合、前記切り換え手段を制御して前記導通路を前記限流抵抗器に接続しない状態で、前記限流抵抗器に付加コンデンサを前記出力コンデンサに並列に接続し、前記付加コンデンサの接続から所定時間経過後に前記切り換え手段を制御して前記限流抵抗器に前記導通路を並列接続する
ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。