TWI271023B - Switching power-supply circuit - Google Patents

Description

1271023 (1) ' 九、發明說明 【發明所屬之技術領域】 本發明是關於一種作爲各種電子機器的電源所具備的 交換電源電路。 【先前技術】 作爲交換電源電路，眾知採用如回授變頻器或正向變 頻器等形式的交換變頻器者。這些交換變頻器是交換動作 波形呈矩形波狀，而在抑制交換噪音上有界限。又，也知 道在其動作特性上，提昇電力變換效率也有界限。 如此，提案各種依諧振型變頻器的交換電源電路，而 被實用化。諧振型變頻器是可容易地得到高電力變換效率 ’而且交換動作波形成爲正弦波狀而可實現低噪音。又也 具有利用較少零件數就可構成的優點。 第27圖的電路圖是表示作爲習知具備諧振型變頻器 的交換電源電路的一例。表示於該圖式的電源電路，是對 於依他激式的電流諧振型變頻器組裝有部分電壓諧振電路 〇 在表示於該圖式的電源電路中，首先，對於商用交流 電源AC，具備有橋接整流電路Di及一支平滑電容器Ci 所形成的全波整流平滑電路。如此，藉由此些檔接整流電 路Di及平滑電容器Ci的全波整流動作，成爲在平滑電容 器Ci的兩端得到整流平滑電壓Ei (直流輸入電壓）。該 整流平滑電壓Ei是成爲對應於交流輸入電壓VAC的等倍 -4 - (2) 1271023 位準。 如圖所示地，作爲輸入上述直流輸入電壓進行 電流諧振型變頻器，利用半橋式接結合來連接依 FET的兩條開關元件Q 1、Q2。對於開關元件Q 1， 各汲極-源極間，由圖示方向，分別並聯地連接有 二極體的阻尼二極體Dd1，DD2。 又，對於開關元件Q2的汲極源極間，並聯地 部分諧振電容器Cp。藉由該部分諧振電容器Cp的 一次線圈N1的漏電感L1形成並聯諧振電路（部 諧振電路）。如此，成爲僅在開關元件Q1，Q2的 得到電壓諧振的部分電壓諧振動作。 在該電源電路中，爲了交換驅動開關元件Q 1 設有依如通用的1C的振盪驅動電路2。該振盪， 路2是具有振盪電路及驅動電路。藉由振盪電路及 路，將利用所需頻率的驅動信號（閘波電壓）施加 元件Ql，Q2的各閘極。由此，開關元件Ql，Q2 所需要的交換頻率交互地進行導通/斷開地進行交 〇 絕緣變頻變壓器PIT是將開關元件Ql，Q2的 出傳輸至二次側。該絕緣變頻變壓器PIT的一次鋪 的一端，是經由一次側並聯諧振電容器C 1的串聯 被連接於開關元件Q 1的源極與開關元件Q2的汲 接點（交換輸出點），成爲能傳遞交換輸出。 又，一次線圈N 1的另一端是被連接於一次側 交換的 MOS〜 Q2的 依主體 連接有 電容與 分電壓 斷開時 ，Q2， 驅動電 驅動電 於開關 是利用 換動作 交換輸 I圈N1 連接， 極的連 接地。 -5- (3) 1271023 在此藉由上述串聯諧振電容器C 1的電容，及包含一次線 圈N 1的絕緣變頻變壓器PIT的漏電感L i，形成將一次側 交換變頻器的動作作成電流諧振型所用的一次側串聯諧振 電路。 依照上述說明，作爲表示於該圖的一次側交換變頻器 ’成爲得到作爲一次側串聯諧振電路L i 一 C 1的電流諧振 型的動作’及依上述的部分電壓諧振電路Cp//Ll的部分 電壓諧振動作。 亦即，表示於該圖的電源電路，是對於將一次側交換 變頻器作成諧振型所用的諧振電路，成爲採用與其他諧振 電路組合的形式。在本案說明書中，有關於此種交換變頻 器乃爲複合諧振型變頻器。 在此省略依圖示的說明，惟作爲絕緣變頻變壓器PIT 的構造，具備如組合依陶鐵磁體材料的Ε型鐵心的EE型 鐵心。以一次側與二次側來分割捲裝部位，俾將一次線圈 N 1，及以下所說明二次線圈N 2 A，N 2 B捲裝在Ε E型鐵心 的中央磁腳。 作爲絕緣變頻變壓器PIT的二次線圈，捲裝著施以中 分接頭而被分成兩個的二次線圈N2A，N2B。在這些二次 線圈N2A，N2B，激勵著按照被傳遞至一次線圈N1的交 換輸出的交流電壓。 這時，上述二次線圈N2 A，N2B的中分接頭是被連接 於二次側接地。又，對於該二次線圈N2A，N2B，如圖示 地連接整流—極體D 0 1 ’ D 0 2及平滑電谷窃C 〇所成的全 -6 - (4) 1271023 得到 ，是 說明 電平 電路 頻率 開關 側直 應於 I 28 電壓 得到 直流 次側 驗結 的匝 5 V/T N1 = 波整流電路。由此，作爲平滑電容器C 0的兩端電壓 二次側直流輸出電壓E 0。該二次側直流輸出電壓E0 供應至未圖示的負載側，同時也分岐輸入作爲以下所 的控制電路1所用的檢測電壓。 控制電路1是將按照二次側直流輸出電壓E0的 變化的檢測輸出供應於振盪驅動電路2。在振盪驅動 2中，按照所輸入的控制電路1的檢測輸出使得交換 成爲可變，俾驅動開關元件Q1，Q2。如此地，使得 元件Ql，Q2的交換頻率成爲可變，而能穩定化二次 流輸出電壓的電平。 作爲依表示於該圖的電路構成的電源電路，將對 作爲低電壓大電流的負載條件時的動作波形表示於_ 圖。表示於第2 8圖的動作波形，是在交流輸入 VAC=100V，負載電力P〇=100W的條件下進行測定所 者。又，在此作爲低電壓大電流的狀態，是在二次側 電壓Eo = 5V，成爲一次側交換變頻器的交換電流的一 串聯諧振電流I〇 = 25A的狀態。 又，爲了得到依表示於第2 8圖的動作波形的實 果，進行如下條件與電源電路的零件元件等的選定。 首先，設定二次線圈N2A，N2B及一次線圈N1 數，使得二次側線圈的每一匝（T )的感應電平成爲 ，具體上，作成二次線圈N2A = N2B = 1T，而一次線圈 30T。 對於絕緣變頻變壓器PIT的E E型鐵心的中央磁腳， (5) 1271023 形成1 · 0mm左右的間隙。由此，以一次線圈N1與二次線 圈N2A，N2B，可得到的〇·85的結合常數。 又，選定一次側串聯諧振電容器C 1 = 0 · 0 6 8 // F ’部分 電壓諧振電容器Cp = 3 3 0pF，而在電流二極體D01，D02， 選定50A/4 0V的肖特基二極體（Schottky diode )。 表示於第2 8圖的波形圖中，開關元件Q2的兩端電 壓V 1，是對應於開關元件Q2的導通/斷開狀態。亦即’ 在開關元件Q2成爲導通期間丁2爲0位準’而在成爲斷 開期間T1，成爲以所定位準被位準固定的矩形波。作爲 流在開關元件Q2//阻尼二極體DD2的交換電流IDS2 ’如 表示於期間T2般地，在導通時’流在阻尼二極極Du就 成爲負極性；倒轉此而利用正極性流在開關元件Q2的汲 極-源極，而在期間T1成爲斷開，得到成爲0位準的波 又，開關元件Q1是對於上述開關元件Q2交互地導 通/斷開般地進行交換。所以，流在開關元件Q1//阻尼二 極體Dd1的交換電流IDS1是對於交換電流IDS2成爲 1 80°相位移位的波形。 流在被連接於開關元件Q 1，Q2的交換輸出點與一次 側接地間的一次側串聯諧振電路c 1 一 L 1的一次側串聯諧 振電流I 〇，是成爲合成對應於交換電源ID S 1與交換電流 ID S2的合成波形的作爲一次側串聯諧振電路（C 1 — L 1 ) 的諧振電流的正弦波成分，及利用一次線圈N 1的激磁電 感所發生的鋸齒狀波成分的波形。 -8 - (6) 1271023 又，此時的測定條件的負載電力p〇 = i〇〇w，是作爲 表示於第27圖的電源電路所對應的負載條件’成爲接近 最大重負載的條件。惟作成如此在對應負載電力範圍內成 爲重負載趨勢的條件下，二次側整流電流是成爲不連續模 育g 〇 亦即，如第28圖所示地，發生於二次線圈N2A的二 次線圈電壓V2，是僅一次側串聯諧振電流Ιο以正弦波狀 流動的期間，產生以所定絕對値位準被位準固定的波形， 而作爲其間的一次側串聯諧振電流1〇流動利用激磁電感 的鋸齒狀波成分的期間是成爲0位準。在二次線圈Ν2Β， 發生翻轉二次線圈電壓的波形。 爲了此’流在整流—^•極體D 0 1的整流電流11 ’及流 在整流二極體D02的整流電流12，是僅分別流動在一次 側串聯諧振電流Ιο以正弦波狀所流動的期間D0N1，D0N2 ，而在此以外的期間均不會流動。亦即，二次側的整流電 流是以不連續流進平滑電容器。 肖特期二極體的整流二極體D 0 1，D 0 2的順方向壓降 是〇 · 6 V，而在如上述的二次側動作，也如圖示地，整流 電流11 ’ 12是成爲3 5 Ap相對應的高電平之故，因而依這 些整流二極體元件的導通損成爲顯著而使功率損耗變大。 作爲實際的側定結果，直流輸入電壓（整流平滑電壓Ei )=100V時的DC— DC電力變換效率是約82%。 如此，作爲減低二次側的整流電流的導通損的技術， 眾知利用低導通電阻的Μ Ο S - F E T進行整流的同步整流 (7) 1271023 電路。作爲此種同步整流電路，將以利用線圈電壓檢測方 式的構成作爲例子表示於第2 9圖。 又，在第29圖中，僅表示絕緣變頻變壓器PIT的二 次側的構成。一次側的構成是作爲與第2 7圖同樣者。又 ，作爲定電壓控制方式，也採用按照二次側直流輸出電壓 Εο的位準’可變控制一次側交換變頻器的交換頻率的交 換頻率控制方式。 又’作爲採用表示於該第2 9圖的二次側構成的電源 電路，也作爲對應於與第2 7圖的情形同樣的低電壓大電 流（VAC=100V，負載電力 p0 = l〇〇w，Eo = 5V，Ιο = 25Α) 的條件者。 這時候，作爲二次線圈，相同匝數的二次線圈Ν2A， N 2 B的各一端是利用中分接頭被連接，惟該中分接頭輸出 ，是被連接於平滑電容器C 〇的正極端子。 二次線圈 N2A的另一端是經由 N通道的 M0S — FETQ3的汲極源極，被連接於二次側接地（平滑電容器 Co的負極端子側）。同樣地，二次線圈N2B的另一端， 也經由N通道的M0S - FETQ4的汲極—源極，被連接於 二次側接地（平滑電容器C 〇的負極端子側）。亦即，在 這時候，在二次線圈N2 A，N2B的各整流電流路徑，作爲 將M0S - FETQ3，Q4串聯地插入在負極側的構造。又， 對於M0S - FETQ3，Q4的汲極一源極，分別連接有主體 二極體 DD3，DD4。 又，驅動MOS— FETQ3的驅動電路，是在二次線圈 -10- (8) 1271023 N2B與MOS— FETQ4的汲極之連接點及MOS— FETQ3的 閘極之間，連接閘極電阻Rgl，同時在MOS — FETQ3的 閘極及二次側接地之間連接電阻Rl 1所形成。 同樣地，驅動Μ Ο S - F E T Q 4的驅動電路，是在二次 線圈 Ν2Α與 MOS — FETQ3的汲極之連接點及 MOS — FETQ4的閘極之間，連接閘極電阻Rg2，同時在MOS -FETQ4的閘極及二次側接地之間連接電阻R12所形成。 MOS- FET是當在閘極施加導通電壓，則汲極一源極 間是成爲與只是電阻體等値之故，因而電流是朝雙方向流 動。若將此功能作爲二次側的整流元件，則必須僅朝充電 方向將電流流在平滑電容器Co的正極端子。若與此朝相 反方流動電流，則放電電流從平滑電容器Co流向絕緣變 頻變壓器PIT側，而無法將電力有效地傳遞至負載側。又 ，產生依反電流的MOS — FET的發熱、噪音等，而也導 致一次側的交換損失。 上述的驅動電路是依據檢測二次線圈的電壓，電流僅 朝充電於平滑電容器C 〇的正極端子的方向流動地，交換 驅動MOS — FETQ3、Q4所用的電路。 第30圖的波形圖是作爲採用表示於上述第29圖的二 次側構成的電源電路（一次側是與第2 7圖同樣），表示 負載電力P〇 = 1〇〇W時的動作。如上所述地，這時候的負 載電力P〇=100W，是成爲大的最大負載的條件。 在該圖中，開關元件Q 2的兩端電壓V 1，及在按照該 電壓的二次線圈N 2 A - N 2 B的兩端所得到的二次線圈電壓 -11 - (9) 1271023 V2，是成爲與第28圖同樣的定時者。又，表示於第3〇 圖的二次線圈電壓V2，是成爲從二次線圈N2A與閘極電 阻Rg2的連接點一側來看時的極性，而從二次線圈N2B 與閘極電阻Rg 1的連接點一側來看時成爲反極性。 Μ Ο S — F E T Q 4的驅動電路是當表示於該圖的極性的二 次線圈電壓V 2達到以負極性的所定位準被位準固定的期 間，則對於MOS — FETQ4的閘極，成爲施力ρ藉由閘極電 阻Rg2與電阻R12所設定的位準的導通電壓般地動作。 同樣地，MOS — FETQ3的驅動電路（閘極電阻Rgi， 電阻R 1 1 )，是當與該圖倒轉的極性的二次線圈電壓V 2 達到以負極性所定位準被位準固定的期間，則成爲對於 FETQ3的閘極施力口導通電壓般地動作。 由此，在MOS — FETQ3、Q4，如圖所示地，在期間 DON1、DON2中，分別流著正極性整流電流Π、12。圖 不的一次線圈電壓V 2爲正/負而流在被位準固定的期間的 整流電流II、12，是與第27圖的電路情形（第28圖的波 形圖的整流電流11、12 )同樣地，爲3 5 AP。然而，MOS —FETQ3、Q4是低導通電阻，若與依肖特基二極體的整 流二極體DO 1、D02相比較，則整流電流的導通損是可作 成極低者。又，由驅動電路僅由電阻元件所構成也可瞭解 ’線圈電壓檢測方式，是驅動電路系統以簡單構成所成也 成爲優點。 然而，在作爲如對應於該3 0圖時的重負載（負載電 力P 〇 = 1 0 0 W )的條件，該電源電路在二次側整流電流也 (10) 1271023 成爲不連續模態。此乃在第30圖中，藉由期間D0N1、 DON2形成不連續所表示。 在該不連續模態中，作爲整流電流11、12 ’即使充電 電流對於平滑電容器Co成爲〇位準，在絕緣變頻變壓器 PIT的一次線圈N 1朝著相同方向流著電流。此乃如在先 前的第28圖的波形圖中，在期間DON 1，DON2以外的期 間，指作爲一次側串聯諧振電流1〇，一次線圈N 1的激磁 電感成分與其正前方時刻相同的極性流動的情形。爲了此 ，實際上，爲了被感應於二次線圈N2A，N2B的電壓極性 未倒轉，而在期間，MOS - FETQ3、Q4是不會完全成爲 斷開仍維持導通狀態。由此，如圖示地，在期間DON 1、 DON2以外，作爲整流電流II、12會流著反方向的電流。 該期間DON1、DON2以外的反方向的整流電流II、12， 會產生無效電力，惟此時的整流電流11、12的位準，是 8 Ap形成較高，而其無效電力量也相對地成爲大者。 如此地，作爲同步整流電路採用線圈電壓檢測方式時 雖可減低整流電流的導通損，惟如上述地發生無效電力， 因此整體上在現在很難有效地提高電力變換效率。 第31圖的波形圖，是表示採用表示於第29圖的二次 側構成的電源電路的被視爲輕負載的條件下的動作。 作爲表示於第2 9圖的實際電源電路，由作爲先前表 示於第2 7圖的電源電路的構成加以說明般地進行依交換 頻率控制的定電壓控制，惟若成爲輕負載的條件使得二次 側直流輸出電壓上昇，則會使交換頻率變高而降低二次側 -13- (11) 1271023 直流輸出電壓，由此能謀求穩定化地進行動作。 如此，在此種輕負載的狀態下，對於表示於第3 1圖 的開關元件Q2的兩端電壓V 1 ’二次側線圈電壓V2是以 大約相同定時成爲倒轉，隨著此，作爲二次側的整流電流 II、12，在與期間DON1、DON2之間並沒有休止期間而 連續充電於平滑電容器Co地流動。亦即成爲連續模態。 這時候，不存在如表示作爲上述第3 0圖的重負載時的動 作的反方向的整流電流11，12所流動的期間，也不會產 生隨著此的無效電力。 如此地，即使將二次側整流電路系統置換成依線圈電 壓檢測方式的同步整流電路的構成的電源電路，在重負載 時的電力變換效率的降低仍然也成爲缺點問題。 如此’作爲解決如上述第3 0圖所示的依反方向的整 流電流的無效電力發生的缺點問題的技術，眾知有依整流 檢測方式的问步整流電路。該整流電流檢測方式是在 被充電於平滑電容器Co的整流電流成爲0位準之前進行 斷開Μ Ο S - F E T的技術。作爲此種例子有日本特開2 0 0 3 —1 1 1401號公報。 將依該整流電流檢測方式的同步整流電路的構成例表 示於第32圖。又，在該圖中，爲了將說明作成簡單者， 表示依半波整流的構成。 作爲整流電流檢測方式，爲了檢測流在二次線圈Ν 2 的電流而設置變流器TR。變流器的一次線圈Na，是被連 接於二次線圈N2的端部及MOS — FETQ4的汲極。MOS — -14- (12) 1271023 FETQ4的源極是被連接於平滑電容器Co的負極端子。 對於變流器的二次線圈Nb，並聯地連接有電阻Ra， 同時順電壓方向互相成爲相反，使得二極體Da，Db並聯 地連接而形成並聯連接電路。又，對於該並聯連接電路， 連接有比較器20。在比較器20的倒相輸入，被輸入有基 準電壓Vref。又，在基準電壓Vref與比較器20的倒相輸 入的連接點，在上述並聯連接電路中連接有二極體Da的 陽極與一極體Db的陰極相連接的一側的端部。又，在比 較器2 0的非倒相輸入，在上述並聯連接電路中連接有二 極體D a的陰極與二極體D b的陽極相連接的一側的端部 〇 這時候，比較器20的輸出是利用緩衝器2 1被放大而 成爲被施加於MOS — FETQ4的閘極的狀態。 將依表示於上述第3 2圖的構成的電路的動作波形， 表示於第3 3圖。

當被感應於二次線圈N2的電壓大於平滑電容器Co 的兩端電壓Eo，首先利用MOS — FETQ4的主體二極體的 陽極-> 陰極的方向，朝平滑電容器Co充電般地開始流著 整流電流I d。該整流電流I d是流在變流器的一次線圈N a 之故，因而在變流器的二次繞組Nb，感應有按照流在一 次線圈Na的整流電流Id的電壓Vnb。在比較器20，比 較基準電壓Vref與電壓Vnb，當電壓Vnb超過基準電壓 Vref，則輸出高（Η )電平。該高電平的輸出從緩衝器21 作爲導通電壓施加於MOS - FETQ4的閘極，俾導通MOS -15- (13) 1271023 —FETQ4。由此，整流電流Id成爲流向MOS—FETQ4的 汲極—源極方向。在第3 3圖中’表示作爲依正極性所流 動的整流電流1 d。 隨著時間經過使得整流電流1 d的電平降低’而隨著 此，當電壓Vnd低於基準電壓Vref ’比較器20是進行倒 相輸出。該倒相輸出經由緩衝器2 1被輸出，放電M0 S 一 FETQ4的閘極容量，使MOS— FETQ4成爲斷開。又，在 這時候，剩蝕的整流電流Id是經由主體二極體DD4而在 短時間內流出。 作成此種動作，MOS-FETQ4是在整流電流Id成爲 〇電平之前的時刻被斷開。由此，如第3 0圖所示地，在 整流電流成爲不連續的期間，在MOS - FET不會流著反 方向電流而不會產生無效電力，其分量的電力變換效率是 變高。 依據表示於上述第3 2圖的構成，作爲依全波整流電 流檢測方式的同步整流電路時的D C— D C電力變換效率， 在以與先前的第2 8圖，第3 0圖等同樣條件下來測如表示 於第2 7圖的電源電路的二次側構成，則得到可提昇至大 約90%的測定結果。 然而，在上述的整流電流檢測方式的同步整流電路中 ，由第32圖也可知，對應於一個MOS — FET，成爲至少 需要一組變流器，及利用該變流器的輸出俾驅動Μ Ο S — FET所用的較複雜的驅動電路系統。由此，電路構成變複 雜，因此產生降低製造能率，提高成本，擴大電路基板尺 -16- (14) 1271023 寸等有關的不方便。 特別是以表示於第3 2圖的一次側的交換變頻器的構 成作爲基本並作成將整流電流檢測方式的同步整流電路具 備於二次側時，則在二次側中須具備全波整流電路。因此 ，上述的變流器及驅動電路系統，是分別對應於MOS -FETQ3、Q4而成爲必要，因而上述的缺點問題變更大。 作成如此，在線圈電壓檢測方式與整流電流檢測方式 ，線圈電壓檢測方式者，利用無效電力在電力變換效率方 向較不利，惟電路構成較簡化，而在整流電流檢測方式者 ，不會產生無效電力之故，因而在電力變換效率方面較有 利，惟電路構成變複雜的折衷的關係。 因此，作爲具備同步整流電路的電源電路，儘可能成 爲簡化的電路構成，且成爲被要求解決依無效電力的損失 增加的構成。 【發明內容】 如此，本發明鑑於如上的缺點問題，作爲交換電源電 路作成如下構成。 亦即，首先具備複數開關元件所形成，能斷續所輸入 的直流輸入電壓來進行交換的交換部，及此些複數開關元 件交互地導通斷開地交換驅動的一次側驅動部，及將交換 部的交換輸出從一次側傳輸至二次側者，捲裝有一次線圈 與具有中分接頭的分接頭輸出的二次線圈的絕緣變頻變壓 器，將間隙長作成所定以上，具備將上述一次線圈與上述 -17- (15) 1271023 二次線圈的結合常數設定成所定以下的絕緣變頻 又，至少藉由該絕緣變頻變壓器的一次線圈 成分，及本身的電容俾形成將交換部的動作作成 用的一次側諧振電路，而被連接於一次側所定部 側諧振電容器，及將感應於該絕緣變頻變壓器的 的交變電壓進行全波整流而在二次側平滑電容器 電流，以作爲二次側平滑電容器的兩端電壓作成 側直流輸入電壓的同步整流電路。 又，在此種構成中，首先，絕緣變頻變壓器 圈與二次線圈的匝數，是不管被連接於二次側直 壓的負載條件的變動，設定成利用全波整流動作 整流電路的二次側整流電流成爲連續模態。 又，作爲上述同步整流電路具備：中分接頭 變壓器的二次線圈，同時串聯連接於利用分接頭 出的其中一方的端部與二次側基準電位之間的第 晶體，及串聯連接於利用分接頭輸出所分出的另 部與二次側基準電位之間的第二場效電晶體。 又，具備：利用電阻元件檢測對應於第一場 須流動整流電流的半波期間的第二次線圈電壓， 第一場效電晶體作成導通所用的閘波電壓的第一 ，及 利用電阻元件檢測對應於第二場效電晶體須 電流的半波期間的二次線圏電壓，並輸出將第二 體作成導通所用的閘波電壓的第二驅動電路。 變壓器。 的漏電感 諧振型所 位的一次 二次線圈 充電整流 得到二次 的一次線 流輸出電 流在同步 絕緣變頻 輸出所分 一場效電 一方的端 效電晶體 並輸出將 驅動電路 流動整流 場效電晶 -18- 1271023 (16) 又，在該二次線圈的分接頭輸出與平滑電容器之間’ 串聯地插入利用扁線具有圓筒狀地被縱捲的線圈的平板狀 陶鐵瓷體的鐵心與插入於上述圓筒狀線圈的筒型金屬系粉 末所構成，且具有所需要的飽和磁通密度，同時作成具有 所需要的電感的抗流圈。 又，在本發明中，作爲交換電源電路也作成如下構成 〇 亦即，首先具備複數開關元件所形成，能斷續所輸入 的直流輸入電壓來進行交換的交換部，及此些複數開關元 件交互地導通斷開地交換驅動的一次側驅動部，及將交換 部的交換輸出從一次側傳輸至二次側者，捲裝有一次線圈 與具有中分接頭的分接頭輸出的二次線圈的絕緣變頻變壓 器，將間隙長作成所定以上，具備將上述一次線圈與上述 二次線圈的結合常數設定成所定以下的絕緣變頻變壓器。 又，至少藉由該絕緣變頻變壓器的一次線圈的漏電感 成分，及本身的電容俾形成將交換部的動作作成諧振型所 用的一次側諧振電路，而被連接於一次側所定部位的一次 側諧振電容器，及將感應於該絕緣變頻變壓器的二次線圈 的交變電壓進行全波整流而在二次側平滑電容器充電整流 電流’以作爲二次側平滑電容器的兩端電壓作成得到二次 側直流輸入電壓的同步整流電路。 又’在此種構成中，首先，絕緣變頻變壓器的一次線 圈與二次線圈的匝數，是不管被連接於二次側直流輸出電 壓的負載條件的變動，設定成利用全波整流動作流在同步 -19- 1271023 (17) 整流電流的二次側整流電流成爲連續模態。 又，作爲上述同步整流電路具備：中分接頭 變壓器的二次線圈，同時串聯連接於利用分接頭 出的其中一方的端部與二次側基準電位之間的第 晶體，及串聯連接於利用分接頭輸出所分出的另 部與二次側基準電位之間的第二場效電晶體。 又，具備：利用電阻元件檢測對應於第一場 須流動整流電流的半波期間的第二次線圈電壓， 第一場效電晶體作成導通所用的閘波電壓的第一 ，及利用電阻元件檢測對應於上述第二場效電晶 整流電流的半波期間的二次線圈電壓，並輸出將 場效電晶體作成導通所用的閘波電壓的第二驅動 還有在二次線圈部的分接頭輸出與平滑電容 聯地插入依所需要的電感的電感元件。 在依該構成的交換電源電路中’作爲一次側 器採用諧振型變頻器的構成，而在二次側具備依 檢測方式的全波整流的同步整流電路。 又，將絕緣變頻變壓器的間隙長作成所定以 將上述一次線圈與上述二次線圈的結合常數成爲 ;一次線圈與二次線圈的匝數是不管被連接於二 輸出電壓的負載條件變動，使得利用全波整流動 步整流電路的二次側整流電流設定成爲連續模態 側整流電流成爲連續模態，則可減低在利用線圈 方式的同步整流電路中成爲問題的在二次側整流 絕緣變頻 輸出所分 一場效電 一方的端 效電晶體 並輸出將 驅動電路 體須流動 上述第二 電路。 器之間串 交換變頻 線圈電壓 上，就可 所定以下 次側直流 作流在同 。若二次 電壓檢測 電流的不 -20- (18) 1271023 連續期間中因反方向電流產生在整流電流的無效 又，如上述在二次線圈的中分接頭與二次側 器之間，串聯地插入具有所需要的電感的抗流圈 抗流圈，抑制在該處流著整流電流之際因反電動 整流電流的反方向電流。亦即，由此可更減低反 產生在整流電流的無效電力。 又，作爲上述抗流圈，利用扁線具有圓筒狀 的線圈的平板狀陶磁體鐵心與插入於上述圓筒狀 型金屬系粉末所構成，因此不依據負載電流電平 使其電感値成爲穩定者。 【實施方式】 第1圖是表示作爲本發明的第一實施形態的 電路的構成圖。表示於該圖的電源電路是作爲一 本構成，對於依他激式的半橋式接結合方式的電 變頻器採用組合部分電壓諧振電路的構成。 在表示於該圖的電源電路中，首先對於商用 AC，形成有依濾波電容器CL，CL，及共態抗g 的靜噪濾波器。 又，對於此種靜噪濾波器的後段，具備如圖 流二極體DA，DB所構成的整流電路部Di，及 電容器Cil，Ci2所構成的倍電壓整流電路。藉 壓整流電路，作爲平滑電容器Cil，Ci2的兩端 成有對應於交流輸入電壓VAC的兩倍的電平整 電力。 平滑電容 。藉由該 勢產生在 方向電流 地被縱捲 線圈的筒 的變動， 交換電源 次側的基 流諧振型 交流電源 £ 圈 CMC 所示地整 兩條平滑 由該倍電 電壓，生 流平滑電 -21 - 1271023 (19) 壓Ei (直流輸入電壓）。 如表示於該圖的電源電路地，在需要負載較大的電流 的條件下，也增加電流在一次側交換變頻器側的電路的電 流電平。由此，增加交換損失等而降低電力變換效率。如 此，作成這樣子，對於生成直流輸入電壓的整流電路系統 作成倍電壓整流電路，與如利用通常的全波整流供給對應 於交流輸入電壓VAC的等倍的電平的整流平滑電壓Ei的 情形相比較，可將流在一次側交換變頻器的電路內的電流 電平作成大約一半。由此，作成可減低依一次側交換變頻 器的交換損失者。 由圖示地，作爲輸入上述直流輸入電壓進行交換（斷 續）的電流諧振型變頻器，具備利用半橋式接結合連接依 MOS - FET的兩條開關元件Ql、Q2的交換電路。對於開 關元件Q 1、Q 2的各汲極一源極間，並聯連接有阻尼二極 體DD1、DD2。阻尼二極體DD1的陽極，陰極是分別連 接於開關元件Q 1的源極、汲極。同樣地，阻尼二極體 DD2的陽極陰極是分別連接於開關元件Q2的源極、汲極 。阻尼二極體DD1、DD2是作爲分別具備開關元件Q1、 Q2的主體二極體。 又，對於開關元件Q2的汲極-源極間，並聯地連接 有部分諧振電容器Cp。藉由該部分諧振電容器Cp的電容 與一次線圈N1的漏電感L1形成並聯諧振電路（部分電 壓諧振電路。如此成爲可得到僅在開關元件Q 1、Q2的斷 開時進行電壓諧振的部分電壓諧振動作。 -22- (20) 1271023 在該電源電路中，爲了交換驅動開關元件Q 1、Q2， 設有振盪驅動電路2。該振盪驅動電路2是具有振盪電路 及驅動電路，例如可使用通用的1C。藉由該振盪驅動電 路2內的振盪電路及驅動電路，將依所需要的頻率的驅動 信號（閘波電壓）施加於開關元件Q1、Q 2的各閘極。由 此，開關元件Q 1、Q 2是藉由所需要的交換頻率交互地導 通/斷開來進行開關動作。 絕緣變頻變壓器PIT是爲了將開關元件Q1、Q2的交 換輸出傳輸於二次側所設置。 該絕緣變頻變壓器B IT的一次線圈N 1的其中一方的 端部’是經由一次側並聯諧振電容器C 1的串聯連接，被 連接於開關元件Q 1的源極與開關元件Q2的汲極的連接 點（交換輸出點），成爲可傳遞交換輸出。 又，一次線圈N 1的另一方的端部是被連接於一次側 接地。 在此’絕緣變頻變壓器PIT是利用下述的構造，在絕 緣變頻變壓器PIT的一次線圈N 1發生所需要的漏電感L 1 。又’藉由串聯諧振電容器C 1的電容，及上述漏電感L 1 ’形成將一次側交換變頻器的動作作成電流諧振型所用的 一次側串聯諧振電路。 由上述說明，作爲表示於該圖的一次側交換變頻器， 成爲可得到作爲依一次側串聯諧振電路（L〗一 C 1 )的電 流諧振型的動作，及依上述的部分電壓諧振電路（CP//L1 )的部分電壓諧振動作。 -23- (21) 1271023 亦即，表示於該圖的電源電路，是對於將一次側交換 變頻器作成諧振型所用的諧振電路，採用與其他諧振電路 組合的作爲複合諧振型變頻器的構成。 在絕緣變頻變壓器PIT的二次線圈激勵有按照被傳遞 至一次線圈N 1的交換輸出的交變電壓。 本實施形態時，作爲絕緣變頻變壓器PIT的二次線圈 ，如圖所示地，分別具備與上述一次線圈N 1捲方向成爲 同極性的二次線圏N2A，二次線圈N2B。 這些二次線圈N2A，N2B是分別施以中分接頭，就如 圖所示地分別被分割成兩個線圈部。在此，將包含二次線 圈N2A的開始捲繞端部的線圈部作爲線圈部N2A1，而包 含結束捲繞端部的線圈部是作爲線圈部N2A2。又，包含 二次線圈N2B的開始捲繞端部的線圈部是作爲線圈部 N2B 1，而包含結束捲繞端部的線圈部是線圈部N2B2。 在這時候的二次線圏 N2A，N2B中，上述線圈部 N2A1，N2A2，N2B1，N2B2，是分別具有相同所定的匝 數。 又，對於該二次線圈N2A，N2B，作爲整流用元件具 備有N通道的MOS — FETQ3，Q4所具備的全波整流的同 步整流電路。此些Μ Ο S — F E T Q 3，Q 4是選定如低耐壓的 溝構造者，作成得到低導通電阻。 上述二次線圈Ν2 A，Ν2Β的各中分接頭輸出，是被連 接於平滑電容器C 〇的正極端子。 如此，二次線圈N2A，N2B的各開始捲繞的端部，是 (22) 1271023 經由感應器Ldl— MOS - FETQ3的汲極―源極，被連接於 二次側接地（平滑電容器Co的負極端子側）。 又，二次線圈N2A，N2B的各結束捲繞端部，是經由 感應器Ld2->MOS—FETQ4的汲極源極，被連接於二次 側（平滑電容器Co的負極端子側）。 又，對於MOS - FETQ3，Q4的汲極—源極，分別連 接有主體二極體DD3，DD4。 依照此種連接形態，在包含二次線圈N2A，N2B的線 圈部N2A1，線圈部N2B1的整流電流路徑中，串聯地插 入MOS— FETQ3。又，在包含二次線圈N2A，N2B的線圈 部N2A2，線圈部N2B2的整流電流路徑中，成爲串聯地 插入MOS— FETQ4的構造。 又，這時候，在包含上述線圏部N2A1，線圈部N2B1 的整流電流路徑中，在二次線圈N2A，N2B的各開始捲繞 端部與MOS — FETQ3的汲極之間，成爲串聯地插入感應 器Ldl。同樣地，在包含上述線圈部N2A2，線圈部N2B2 的整流電流路徑中，在二次線圈N2A，N2B的各結束捲繞 端部與MOS - FETQ4的汲極之間串聯地插入有感應器Ld2 〇 又，驅動 MOS - FETQ3的驅動電路，是在二次線圈 N2A的結束捲繞端部與MOS — FETQ3的閘極之間，形成 連接閘極電阻R g 1。 同樣地，驅動Μ Ο S — F E T Q 4的驅動電路，是在二次 線圈Ν2Β的開始捲繞端部與MOS — FETQ4的閘極之間， -25- (23) 1271023 形成連接閘極電阻Rg2。 亦即，這時候，上述MOS - FETQ3是分別被激勵於 線圈部N2A2，線圈部N2B2的交變電壓藉由上述閘極電 阻Rgl被檢測而能導通，又，MOS — FETQ4是激勵於線 圈部N2A1，線圈部N2B1的交變電壓藉由上述閘極電阻 Rg2被檢測而能導通者。 MOS — FET是當在閘極施力日導通電壓時，則汲極一源 極間，是僅成爲與電阻體等値之故，因而電流是朝雙方向 流動。若將此功能作爲二次側的整流元件，必須將電流僅 流向充電於平滑電容器Co的正極端子的方向。此爲若電 流朝反方向流動，則放電電流從平滑電容器Co流向絕緣 變頻變壓器PIT側，無法將電力有效地傳遞至負載側。又 ，產生依反電流的MOS - FET的發熱、噪音等。而也導 致一次側的交換損失。 上述的驅動電路是依據檢測二次線圈的電壓，僅流動 充電於平滑電容器C 〇的正極端子的方向（亦即，在這時 候爲源極^汲極方向）的電流般地，交換驅動 MOS -F E T Q 3，Q 4所用的電路。亦即，作爲這時候的同步整流 電路的電路構成，採用藉由線圈電壓檢測方式，同步於整 流電流來導通/斷開驅動MOS - FETQ3，Q4的構成者。 又，這時候，對於形成MOS—FETQ3，MOS — FETQ4 的驅動電路系統的閘極電阻R g 1，R g 2，朝圖示的方向分 別並聯連接肖特基二極體D g 1，肖特基二極體d g 2。藉由 此些肖特基二極基二極體D g 1，D g 2，形成如下述地將 -26- (24) 1271023 MOS — FETQ3，Q4的閘極輸入容量的儲存電荷在此些斷 開時進行放電所用的路徑。 又，這時候，對於MOS - FETQ3的閘極一源極間， 如圖示地插入齊奈二極體Dzl，齊奈二極體Dz2，同樣地 在MOS— FETQ4的閘極—源極間插入齊奈二極體Dz3, 齊奈二極體Dz4，惟藉由此些齊奈二極體形成有有關於 MOS— FETQ3，Q4的過電壓保護電路。 作爲此種齊奈二極體Dz是作爲齊奈電位（擊穿電位 )選定按照MOS — FETQ3，Q4的耐壓電平的電位者。由 此，MOS — FETQ3，Q4的閘極一源極間電位隨著上昇至 耐壓電平以上，導通此些齊奈二極體Dz而可保護MOS -FETQ3，Q4。 例如，作爲這時候的齊奈二極體Dz，選定齊奈電位= ±20V者。又，例如此些齊奈二極體Dzl，Dz2及齊奈二 極體Dz3，Dz4是分別具備內設於MOS— FETQ3，MOS — FETQ4。 又，也如上述地，在表示於該第1圖的電源電路，對 於二次線圈N2A的開始捲繞端部一 MOS - FETQ3的汲極 間，插入感應器Ldl。又，同樣地，對於二次線圈N2B的 開始捲繞端部—MOS - FETQ4的汲極間，插入感應器Ld2 〇 在本實施形態中，作爲此些感應器Ldl，Ld2，作成 設定如約〇. 6 // Η的較低的電感者。 在此，如此地欲得較低電感，作爲上述感應器Ld 1， -27- (25) 1271023

Ld2，可使用如下表示於第3圖的珠形鐵心。 亦即，如表示於該第3圖所示，藉由如非晶形磁性體 或是陶鐵磁體材料等的磁性體形成筒形狀地所形成的珠形 鐵心’插通引出線。又，將如此地插通引出線的珠形鐵心 ，作爲一個電感元件而安裝於印刷基板上者。 或是，在本實施形態中，作爲此種感應器dl，Ld2而 欲得到低電感，作成如下第4A圖，第4B圖所示地形成 此些感應器Ldl，Ld2者。 首先，第4A圖是表示作爲感應器Ldl，Ld2，使用如 上述的珠形鐵心。 這時候，將如上述的非晶形磁性體或陶鐵磁體材料等 的磁性體的珠形鐵心，如圖示地設置成插通作爲焊接於印 刷基板的Μ Ο S - F E T Q 3，Q 4的汲極電極端子的引出線。 藉由此種珠形鐵心的電感來形成感應器Ldl，Ld2。 如此地若將珠形鐵心直接設於汲極電極的引出線，則 不必將作爲如第3圖所示的珠形鐵心的零件安裝於基板上 ，並可得到基板的省空間化。 又，第4B圖是表示螺旋狀地形成安裝MOS — FETQ3 ，Q4的印刷基板的配線圖案的例子。 這時候，特須配線於印刷基板的 MOS - FETQ3，Q4 的汲極電極的銅箔圖案，如圖示地螺旋狀地形成，利用該 螺旋形狀能得到作爲感應器Ldl，Ld2的所需要的電感者 〇 依照此，具有與製造印刷配線基板’同時可形成感應 -28- 1271023 (26) 器Ld的優點。 回到第1圖加以說明。 藉由依上述的電路構成的同步整流電路’可得到對於 平滑電容器C 〇充電利用全波整流施以整流所得到的整流 電流的動作。 亦即，在被激勵於二次側的交變電壓的其中一方的半 週期，流在線圈部N2A1，N2B1的電流分別被充電於平滑 電容器 Co。又，在交變電壓的另一方的半週期，流在線 圈部N2A2，N2B2的電流分別被充電於平滑電容器Co。 由此，上述交變電壓在正/負的期間可得到充電於平滑電 容器Co的全波整流動作者。 如此，作爲如此平滑電容器Co的兩端電壓，可得到 如圖的二次側直流輸出電壓E 〇。在二次側直流輸出電壓 Ε〇，是供給於未圖示的負載側，同時也分岐輸入作爲以下 所說明的控制電路1所用的檢測電壓。 控制電路1是將按照二次側直流輸出電壓Εο的電平 變化的檢測輸出供給於振盪驅動電路2。振盪驅動電路2 是按照所輸入的控制電路1的檢測輸出能使交換頻率成爲 可變地，來驅動開關元件Q1，Q2。當開關元件Q1，Q2 的交換頻率成爲可變，而變化從絕緣變頻變壓器PIT的一 次線圈N 1傳輸至二次線圈N 2 A，N 2 B側的電力，惟由此 將二次側直流輸出電壓Εο的電平動作成穩定化。 例如成爲重負載的趨勢而隨著降低二次側直流輸出電 壓Εο，控制成提高上述交換頻率，就可上昇二次側直流 -29- (27) 1271023 輸出電壓Eo。對於此，成爲輕負載的趨勢而隨著上昇二 次側直流輸出電壓Eo，控制成降低上述交換頻率，就可 降低二次側直流輸出電壓Eo。 作爲本實施形態，在表示於該圖的電源電路的電路構 成下，作成對應於變爲低電壓大電流的負載條件。作爲在 此的低電壓大電流的狀態，爲在二次側直流電壓Eo = 5V， 成爲一次側交換變頻器的交換電流的一次側串聯諧振電流 I〇 = 20A的狀態。 以這些條件作爲前提，作爲表示於第1圖的電源電路 ，如下地構成或選定各部所需要的零件。 首先，有關於絕緣變頻變壓器PIT，採用表示於第2 圖的構造。 如該圖所示地，絕緣變頻變壓器PIT是具備將依陶鐵 磁體材料的E型鐵心CR1、CR2組合成相對向各該磁腳的 EE型鐵心。 如此，有關於一次側與二次側的捲裝部分割成互相獨 立的形狀，具備如藉由樹脂等所形成的捲線軸B。對於該 捲線軸B的其中一方的捲裝部捲裝一次線圈N 1。又，另 一方的捲裝部捲裝二次線圈N2A、N2B。如此地將捲裝有 --次側線圈及二次側線圈的捲線軸B安裝於上述EE型鐵 心CR1，CR2，藉由一次側線圈及二次側線圈分別不相同 的捲裝領域，成爲捲裝於EE型鐵心的中心磁腳的狀態。 如此地得到作爲絕緣變頻變壓器P IT整體的構造。此時的 EE型鐵心的尺寸是如作爲EER — 35。 (28) 1271023 如圖所不地，對於EE型鐵心的中央磁腳， 隙長度約1 · 5 mm的間隙G。由此，作爲一次側線 側線圈的結合常K，得到例如依K = 〇. 8以下的疏 態。亦即’作爲習知例表示於第2 7圖的電源電 變頻變壓器相比較，作成更疏結合的狀態者。又 是可將Ε型鐵心CR1，CR2的中央磁腳，形成比 腳更短。 此外，作爲二次側線圈的每一匝（Τ )的感 平，也作成比表示於第2 7圖的電源電路還低地 次線圈Ν1與二次線圈Ν 2 A，Ν 2 Β的匝數。例如 作成 N1 = 80T，而二次線圈作成 N2A = N2B = 6T N2A1=N2A2=N2B1=N2B2=3T)，就可將二次側 一匝的感應電壓電平作成2V/T以下。 設定此些絕緣變頻變壓器PIT及一次線圈 線圈N2A，N2B的匝數，就可降低絕緣變頻變壓 鐵心的磁通密度，而絕緣變頻變壓器PIT的漏電 於第27圖的電源電路還增加。 又，在一次側串聯諧振電容器C 1 ’選定0, 又，有關於形成二次側同步整流電路的M0S -Q4，則選定30A/20V，而其導通電阻是2·5ιηΩ。

將表示於依此種構成的第1圖的電源電路的 ，表示於第5圖及第6圖。第5圖是表示交流 VAC = 100V，負載電力P〇=100W時的動作’而第 示交流輸入電壓VAC=100V，負載電力P〇 = 25W 形成如間 圈與二次 結合的狀 路的絕緣 ，間隙G 兩支外磁 應電壓電 ，設定一 一次線圈 (線圈部 線圈的每 N1，二次 器PIT的 感比表示 01 5 // F 〇 FETQ3 ， 動作波形 輸入電壓 6圖係表 時的動作 -31 - (29) 1271023 。在表示於第1圖的電源電路的對應負荷電力範圍 電力P〇=100W是視爲重負載的條件，而負載電力f 是視爲輕負載的條件。 在表示於第5圖的波形圖中，開關元件Q2的 壓v 1是對應於開關元件Q2的導通/斷開狀態。亦 爲在開關元件Q2成爲導通的期間T2以0電平’ 爲斷開T 1以所定位準來位準固定的矩形波。又’ 在開關元件Q2//阻尼二極體DD2的交換電流IDS 2 示於期間T2，在導通時，流在阻尼二極體DD2而 極性，倒相此而利用正極性，流在開關元件Q2的 源極，而在期間T 1成爲斷開得到成爲〇位準的波形 又，開關元件Q1是對於上述開關元件Q2交 以導通/斷開俾進行交換。所以作爲流在開關元件 尼二極體DD 1的交換電流，雖未圖示惟對於交： IDS2也成爲移位1 80 °相位的波形。又作爲開關元 的兩端電壓，對於開關元件Q2的兩端電壓V1也 位180°相位的波形。 又，流在被連接於開關元件Q 1，Q2的交換輸 一次側接地間的一次側串聯諧振電路C 1 一 L 1的一 聯諧振電路1〇，是成爲合成交換電流IDS1與交: ID S 2者。由此，如圖示地，一次側串聯諧振電流I 爲正弦波狀。將此波形，與表示於第27圖的習知 路的一次側串聯諧振電流1〇的波形（參照第2 8圖 較，可知作爲本實施形態的一次側串聯諧振電流 ，負載 〇 = 2 5 W 兩端電 即，成 而在成 作爲流 ，如表 成爲負 波極- 互地施 Q1//阻 換電流 件Q1 成爲移 出點與 次側串 換電流 0是成 電源電 )相比 1〇，幾 -32- (30) 1271023 乎未包含由一次線圈N 1的激磁電感所發生的鋸齒狀波成 分。此乃將絕緣變頻變壓器PIT的結合常數作成更疏結合 的狀態下，增加一次線圈N1的漏電感L1的分量，一次 線圈N 1的激磁電感變小所產生。 又，隨著得到此種一次側串聯諧振電流1〇的波形， 作爲在二次線圈N2A的線圈部N2A1所得到的電壓V2， 作爲對應於一次側串聯諧振電流1〇的週期的波形，且成 爲以對應於二次側直流輸出電壓E〇的絕對値位準施以位 準固定的波形。 又，作爲該電壓V2，表示作爲在線圈部N2A1所得 到的電位，惟在二次線圈N2B的線圈部N2B2中，也成爲 利用同等波形產生電位。又這時候，在線圈部N2A2，線 圈部N2B2中，也產生與該電壓V2同等的電位者。 在此，與表示於第28圖的電壓 V2相比較就可知， 表示於該第5圖的電壓V2，是在一次側串聯諧振電流Ιο 成爲0電平的時候，同樣得到成爲〇位準的波形。亦即， 作爲此時的電壓V2，零交叉定時成爲與一次側串聯諧振 電流Ιο的零交叉定時重疊的狀態（參照圖中時刻11、t2 、t3 )。 又，在依電壓檢測方式的二次側同步整流電路，藉由 電阻Rg2所成的驅動電路來檢測上述電壓V2 (線圈部 N2A1，N2B1 )，對於Μ Ο S — F E T Q 4輸出導通位準的閘波 電壓。 這時候，作爲電壓V 2，如圖示地在時刻11成爲正極 -33- (31) 1271023 性的峰値電準，以後降低其電平而在時刻t2作成成爲〇 電平的波形。產生在MO S — FETQ4的閘極一汲極間的閘 極—汲極間電壓VgS4，是該電壓V2保持對應於作爲Q4 的閘極一汲極間電位所決定的所定電平的電平以上的期間 (圖中期間11至td 1 )中，發生導通電壓。亦即該期間t i 至tdl成爲MOS—FETQ4的導通期間DON2。 又，從該期間DON2結束的時刻tdl —直到時刻t2 爲止，爲MOS—FETQ4的空檔時間，而該空檔時間的期 間tdl至t2，經由Q4的主體二極體DD4流著整流電流。 這些事項，藉由圖示的閘極一汲極間電壓VgS4的期間 tdl至t2的電位也表示。 由此，作爲經由MOS — FETQ4流著整流電流14，成 爲在如圖示地流動在時刻11至t2的期間。亦即作爲該整 流電流 14，在此些時刻 11，12中，重疊成一次側串聯諧 振電流1〇與成爲0電平的時刻，由此，成爲與一次側串 聯諧振電流連接者。 又，同樣地在電阻Rg 1所成的驅動電路，檢測產生在 與上述電壓V2視爲同等的線圈部N2A2，N2B2的電壓， 而對於MOS - FETQ3成爲輸出導通位準的閘波電壓。 亦即，這時候，產生在MOS — FETQ3的閘極一源極 間的閘極—源極間電壓VgS3，是在產生在線圈部N2A2， N 2 B 2側的衝壓V 2保持對應於作爲閘極-源極間電壓的 所定電平的電平以上的期間（圖中期間t2至td2 )中，產 生導通電位，由此，該期間t2至td2成爲MOS— FETQ3 -34 - (32) 1271023 的導通期間DON1。 又，同樣地，從該期間D Ο N 1結束的時刻t d 2 —直到 時刻13爲止，爲Μ 0 S — F E T Q 3的空檔時間，而在該期間 td2至t3中經由Q3的主體二極體DD3流著整流電流。 由此，經由MOS- FETQ3所流動的整流電流13，如 圖所示地成爲流在一次側串聯諧振電路1〇的零交叉定時 的時刻t2與時刻t3之間，而與一次側串聯諧振電流1〇連 續地流動者。 作爲對於平滑電容器的充電電流I c，成爲利用如此些 整流電流13，14所合成的圖式的波形流動者。亦即，可 知產生在二次線圈N2A，N2B電壓在成爲正/負的各期間 可得到對於平滑電容器Co進行充電的全波整流動作。 又，如上述地，產生於這時候的二次線圈的電壓V 2 ，是隨著一次側串聯諧振電流1〇成爲0電平會成爲0電 平，因此電壓V 2是成爲與一次側串聯諧振電流連續者。 又，如此藉由電壓V2會連續，如上述所說明，整流電路 13，整流電路14也成爲連續，因此，對於平滑電容器Co 的充電電流Ic也成爲連續地流動。 亦即，作爲本實施形態，在控制成重負載使得交換頻 率變低時，作爲二次側整流電流也可得到連續模態。又， 這時候，整流電流13，14成爲28 Ap，也比如表示於習知 的第2 8圖的整流電流11，12還減低。此乃，如對應於同 等的交換頻率的週期內，依據整流電流的導通期間比習知 還擴大者。 -35- (33) 1271023 如此地，在重負載的條件下可得到連續模態’至今所 說明就可理解，藉由設定間隙長度可將絕緣變頻變壓器 PIT的結合常數降低至約〇·8成爲更疏結合的狀態，又’ 作成如二次線圈的每一匝的感應電壓電平降低至2 v /τ左 右地進行一次線圈N 1與二次線圈N 2 A (線圈部N 2 A 1 ’ n2A2 )，二次線圏N2B (線圈部N2B1，N2B2 )的匝數設 定，由此，將產生在絕緣變頻變壓器PIT的鐵心的磁通密 度降低至所需要以下所得到者。 又，在該第5圖中，作爲這時候的整流電流13、14， 與表示於第28圖的習知的整流電流11，12相比較可知， 未流著反方向電流。 亦即，在習知中，在整流電流Π，12流著依8Ap的 反方向電流，此乃產生功率損失，惟在本實施形態不會產 生在整流電流所發生的反方向電流。 在本實施形態中，在整流電流13、14未發生此種反 方向電流，如先前第1圖所示地，在於各整流電流路徑插 入感應器Ldl，Ld2。 亦即，如此地藉由將感應器插入在整流電流路徑，當 流著整流電流之際，成爲在該感應器發生反電動勢。如此 地隨著發生反電動勢，成爲抑壓 MOS - FETQ3，Q4的斷 開時所產生的反方向電流者。 在先前也說明，在本實施形態中，作爲此些感應器 Ldl，Ld2設定爲0.6 // Η，由此可防止發生整流電流13， 14的反方向電流。 -36- (34) 1271023 在此，如在習知例也說明，同步整流電路是爲了降低 導通電阻且低耐壓的MOS — FET使用作爲整流用元件， 比在整流用元件使用二極體元件的情形可更減低導通損。 然而，在二次側整流電流以不連續模態進行流動時， 作爲同步整流電路採用線圈電壓檢測方式的情形，即使對 於平滑電容器Co的充電電流成爲〇位準也使得MOS-FET維持導通而流著反方向電流，因而發生無效電力。 欲解決該無效電力，則成爲採用整流電流檢測方式的 同步整流電路。然而，在整流電流檢測方式，必須具備變 流器及比較器的驅動電路系統等，使得電路構成變複雜而 成爲大規模化。 對於此在本實施形態中，在重負載時也將二次側整流 電流作爲連續模態，即使依電壓檢測方式的同步整流電路 ，也可減低如上述的電流不連續期間的無效電力。又，這 時候，如上述地對於二次側的各整流電流路徑藉由分別插 入感應器Ldl，Ld2，不會有反方向電流流在整流電流而 可更減低無效電力。 由此作爲本實施形態，是作爲同步整流電路採用依電 壓檢測方式的構成，就可以作爲簡單的電路構成抑制電路 規模的擴大，又一面避免提局成本，而且一面解決依電流 不連續期間的無效電力而降低電力變換效率的缺點問題。 又，在該第5圖中，作爲閘極一源極間電壓VgS 3， VgS4，以分別將MOS — FETQ3，Q4作爲斷開的時刻，這 時候產生依- 9V的負電位，惟此乃如先前所說明，分別 -37- (35) 1271023 與電阻Rgl，Rg2並聯地將肖特基二極體Dgl，Dg2插入 在MOS — FETQ3，Q4的各閘極與二次繞組之間。 如此地藉由插入肖特基二極體Dgl，Dg2，在MOS — FETQ3，Q4的斷開時，經由此些肖特基二極體Dgl，Dg2 抽出此些MOS - FETQ3，Q4的閘極輸入容量Ciss的儲存 電荷而可流動。 亦即這時候，閘極輸入容量的電荷，是成爲藉由各該 肖特基二極體Dg ( Dgl，Dg2 )->二次線圈N2—平滑電容 器Co的路徑進行放電。如此地藉由輸入容量的電荷進行 放電，可減少MOS — FETQ3，Q4的斷開時壓降時間。 如此地，可減少MOS — FET的斷開時的壓降時間， 則可確實地斷開此些MOS — FETQ3，Q4而可得到良好的 交換特性。 又，在第6圖，表示圖示於第1個的電路的輕負載時 (Po = 25 W時）的動作。 在表示於第1圖的電源電路中，由先前所說明可瞭解 ，爲了二次側直流輸出電壓Εο的穩定化，進行依交換頻 率控制的定電壓控制。該定電壓控制是成爲輕負載的條件 而上昇二次側直流輸出電壓，則可提高交換頻率而降低二 次側直流輸出電壓，由此能穩化地實行動作。 在此種輕負載的狀態下，對於圖示的開關元件Q2的 兩端電壓V 1，二次側線圈電壓V 2是成爲以大約相同的時 刻就可得到，而隨著此，作爲二次側的充電電流Ic (整流 電流I 3，14 )，如圖示地也無休止期間而連續地充電於zp -38- (36) 1271023 滑電容器Co仍流動著。 由此，在圖示於第1圖的電源電路中，可朦解在輕負 載時也成爲連續模態。 然後，在第7圖，比較依至今所說明的構成的圖示於 第1圖的電源電路，及習知例的第2 7圖的電源電路，表 示對於負載電力變動的 AC— DC電力變換效率（AC — DC )的特性。在此，以實線表示第1圖的電源電路的特 性，而以虛線表示第27圖的電源電路的特性。 依照該第7圖，可知AC - DC電力變換效率（7? AC -DC )是表示於第1圖的電路者對於表示於第27圖的電 源電路，在負載電力Po = 0W至100W的範圍內變高的情 形。在表示於第27圖的電路中，在負載電力P〇=1〇〇W時 ，7? AC-> DC = 8 2%左右，而在表示於第1圖的電源電路中 ，在負載電力 P 〇 = 1 0 〇 W時，貝IJ a A C — D C = 8 8 °/〇，得到提 高6%的結果。又，作爲按照此的交流輸入電力，在負載 電力P〇 = 100W時得到減低8.4W的結果。 又，在負載電力 P〇 = 25W時，DC提高 8%， 而此時’交流輸入電力是得到減低2 W的結果。 又’在第7圖中，利用一點鏈線，表示對於各整流電 流路徑未插入感應器 Ld ( Ldl=Ld2 = 0.6 // Η )時的 AC — DC電力變換效率。比較利用該一點鏈線所表示的特性， 及利用實線所表示的第1圖的電路特性就可知，此時是插 入感應器Ld的第1圖的電路的情形者，在負載電力 Po = 0W至100W的範圍內π AC— DC變高。 1271023 (37) 由此，可知插入感應器L d的本例者，比增加絕緣變 頻變壓器PIT的漏電感，作成僅排除重負載的不連續模態 的構成可更減低無效電力。 圖示於此種第7圖的電力變換效率的特性，是對於表 示於第2 7圖的一次側的構成，成爲在二次側與採用整流 電流檢測方式的同步整流電路時（參照第3 2圖）同等。 亦即，如先前所述地，採用第3 2圖的整流電流檢測方式 時的AC— DC電力變換效率是7?AC—DC = 90%左右，而在 本例爲7? AC— DC = 90.8%得到大約同等的 AC— DC電力變 換效率者。 然而如先前所述地，在表示第1圖的電源電路中，作 爲同步整流電路的構成採用線圈電壓檢測方式，電路構成 是可作成更簡略者。 第8圖是表示作爲本發明的第二實施形態的交換電源 電路的構成例。又，在第8圖中，已經在第1圖所說明的 部分賦予相同符號，省略說明。 表示於該圖的電源電路，是在先前表示於第1圖的第 一實施形態的電源電路中，二次線圈N2 A，N2B的各中分 接頭輸出，如圖示地經由感應器Lo而作成連接於平滑電 容器Co的正極端子者。 又，在第8圖的電路中，如上述也說明地對各整流電 流路徑成爲共通地插入感應器Lo，惟作爲此種感應器Lo ，同樣地作爲設定0 · 3 // Η左右的低電感者。 因此，有關於此種感應器Lo，也如先前的第4Α圖， •40- (38) 1271023 第4B圖所示地構成能得到此種低電感也可以。 將表示於依此種構成的第8圖的電源電路的動作波形 ’表不於第9圖。第9圖是表不父流輸入電壓VAC = 100V ，負載電力P 0 = 1 0 0 W時的動作波形，在表示於第8圖的 電源電路的對應負載電力範圍內，負載電力P〇 = 100W是 作爲重負載的條件。 在表示於第9圖的波形圖中，開關元件Q2的兩端電 壓V 1，是對應於開關元件Q2的導通/斷開狀態。亦即， 在開關元件Q2成爲導通的期間T2爲0位準，而在成爲 斷開的期間T 1成爲以所定位準被位準固定的矩形波。又 ，作爲流在開關元件Q2//阻尼二極體DD2的交換電流 IDS2，如表示於期間T2地，在導通時，流在阻尼二極體 DD2成爲負極性，而倒相此藉由正極性流在開關元件q2 的汲極-源極，而在期間T 1成爲斷開得到成爲0位準的 波形。 又，開關元件Q1是對於上述開關元件Q2進行交換 成爲交互地施以導通/斷開。所以，作爲流在開關元件 Q1//阻尼二極體DD1的交換電流，雖未圖示惟也對於交 換電流ID S2成爲移位1 80 °相位的波形。又，作爲開關 元件Q 1的兩端電壓，也對於開關元件Q 2的兩端電壓V 1 成爲移位1 8 0 °相位的波形。 又’流在被連接於開關元件Q 1，Q2的交換輸出點與 一次側接地間的一次側串聯諧振電路C 1 一 L 1的一次側串 聯諧振電流I 〇，是成爲交換電流ID S 1與交換電流ID S 2 -41 - (39) 1271023 被合成者。由此，如圖所示地，一次側串聯諧振電流10 是成爲正弦波狀。將該波形，與表示於第2 7圖的習知的 電源電路的一次側串聯諧振電流1〇的波形（參照第2 8圖 )相比較，作爲本實施形態的一次側串聯諧振電流10， 可知幾乎未包含利用一次線圈N 1的激磁電感所發生的鋸 齒狀波成分。此乃將絕緣變頻變壓器PIT的結合常數作成 更疏結合的狀態，增加一次線圈N1的漏電感L 1的分量 ，依據一次線圈N 1的激磁電感相對地變小。 如此，隨著得到此種一次側串聯諧振電流1〇的波形 ，作爲在二次線圈N2A的線圈部N2A1所得到的電壓V2 ，作成對應於一次側串聯諧振電流1〇的週期的波形，且 成爲以對應於二次側直流輸出電壓Eo的絕對値位準被位 準固定的波形。 又，作爲電壓V2，表示作爲在線圈部N2A1所得到 的電位，惟在二次線圈N2B的線圈部N2B 1，利用同等波 形也成爲產生電位。又這時候，在線圈N2A2，線圈N2B2 ，也產生與該電壓V2同等的電位者。 在此，與表示於第2 8圖的電壓V 2相比較就可知， 表示於該第9圖的電壓V 2是一次側串聯諧振電流I 〇成爲 〇位準的定時，同樣地得到成爲0位準的波形。亦即，作 爲這時候的電壓V 2，零交叉定時形成與一次側串聯諧振 電流ί 〇的零交叉定時重疊（參照圖中時刻11，12，13 ) ο 又，在依電壓檢測方式的二次側的同步整流電路中， -42- (40) 1271023 利用電阻Rg2所成的驅動電路來檢測上述電壓V2 ( 部N2A1，N2B1)，而對於MOS—FETQ4輸出導通電 閘波電壓。 這時候，作爲電壓V2，如圖示地在時刻11成爲 性的峰値位準，以後逐漸下降其位準而在時刻t2成 位準的波形。產生於 MOS — FETQ4的閘極一源極間 極一源極間電壓VgS4，是在保持對應於該電壓V2 Q4的閘極-源極間電位所決定的所定位準的位準以 期間（圖中期間11至td 1 )，產生導通電壓。亦即， 間tl至tdl成爲MOS-FETQ4的導通期間DON2。 又，從結束該期間DON2的時刻tdl —直到時$ 爲止，是 MOS — FETQ4的空檔時間，該空檔時間的 tdl至t2經由Q4的主體二極體DD4流著整流電流。 情形，也藉由圖示的閘極-源極間電壓VgS4的期間 至t2的電位也被表示。 由此，作爲經由MOS — FETQ4所流動的整流電之 ，如圖示地在時刻11至t2的所有期間由成爲流動的 。亦即，作爲該整流電流14，在此些時刻11，t2中 次側串聯諧振電流Ιο與成爲0位準的定時被成爲重 由此與一次側串聯諧振電流成爲連續者。 又，同樣地，在電阻R g 1所成的驅動電路，檢測 於作爲與上述電壓V2同等的線圈部N2A2，N2B2的 ，並對於MOS - FETQ3輸出導通電平的閘波電壓。 亦即，這時候，產生在Μ Ο S — F E T Q 3的閘極一 線圈 平的 正極 爲〇 的閘 作爲 上的 該期 ：!l t2 期間 适種 tdl ίΐ 14 狀態 ， -* 疊， 產生 電壓 源極 -43- (41) 1271023 間的閘極—源極間電壓VgS3，是產生於線圈部N2A2， N 2 B 2側的電壓V 2在保持對應於作爲閘極-源極間電位 的所定位準的位準以上的期間（中期間t2至td2 )中，發 生導通電壓，由此該期間t2至td2成爲MOS — FETQ3的 導通期間DON1。 又，同樣地從該期間DON1結束的時刻td2 —直到時 刻t3爲止，爲MOS— FETQ3的空檔時間，在該期間t d 2 至t3經由Q3的主體二極體DD3而流著整流電流。 由此，作爲經由MOS — FETQ3流動的整流電流13， 也如圖示地成爲流在一次側串聯諧振電流1〇的零交叉定 時的時刻t2與時刻t3之所有期間，而成爲與一次側串聯 諧振電流1〇連續地流動著。 作爲對於平滑電容器的充電電流Ic，此些整流電流 13，14利用如合成的圖所示的波形成爲流動者。亦即，可 知作爲整流動作，在產生於二次線圈N2 A，N2B的電壓成 爲正/負的各期間得到對於平滑電容器Co進行充電的全波 整流動作。 如此，如上述地，產生在這時候的二次線圈的電壓 V2，是隨著一次側串聯諧振電流1〇成爲0位準而成爲0 位準，因此電壓V2是成爲與一次側串聯諧振電流連續者 。又，如此地藉由電壓V2成爲連續，如上述說明，整流 電流13，整流電流14也成爲連續，因此對於平滑電容器 Co的充電電流Ic也成爲連續地流動。 亦即，成爲本實施形態，在被控制成作爲重負載而交 -44- (42) 1271023 換頻率也變低時，作爲二次側整流電流成爲得到連續模態 。又，這時候，作爲整流電流13，14成是28 AP，比如表 示於先前的第28圖的整流電流11，12還減低。此乃如對 應於同等的交換頻率的週期內，依據整流電流的導通期間 比習知還擴大者。 如此’在重負載的條件也可得到連續模態，由至今所 說明可瞭解，利用設定間隙長而將絕緣變頻變壓器PIT的 結合常數降低至0 · 8左右作成更疏結合狀態，又，例如二 次線圈的每一匝的感應電壓電平降低至 2V/T左右地進行 設定一次線圈N 1與二次線圈N 2 A (線圈部N 2 A 1，N 2 A 2 )’二次線圈N2B (線圈部N2B 1，N2B2 )的匝數，由此 ，藉由將產生於絕緣變頻變壓器P IT的鐵心的磁通密度降 低至所需以下所得到者。 又’在該第9圖中，作爲這時候的整流電流π，14 與表示於第2 8圖的習知的整流電流π，12相比較就可知 ，未流著反方向電流。 亦即，在習知，在整流電流11，12流著依8 A P的反 方向電流，此乃產生功率損失，惟在本實施形態中未發生 產生在此種整流電流的反方向電流者。 在本實施形態中，此種反方向電流未發生在整流電流 13，14，如先前的第1圖所示地，在各整流電流路徑插入 感應器L d 1，L d 2，或對於成爲共通於各整流電流路徑的 路徑插入感應器Lo所引起。 如此地錯由對於整流電流路徑插入各感應器，當流著 -45- (43) 1271023 整流電流之際，成爲在該感應器會發生反電動勢。又，如 此地隨著發生反電動勢，成爲能抑制在MOS - FETQ3, Q 4的斷開時會發生的反方向電流者。 如先前也說明，在本實施形態中作爲此些感應器Ld 1 ，Ld2，及感應器Lo設定0.3 // Η，由此，可防止發生整 流電流13，14的反方向電流。 在此，在習知例也說明，同步整流電路是將低導通電 阻且低耐壓的MOS — FET使用作爲整流用元件，因此比 在整流用元件使用二極體元件的情形還可減低導通損。 然而，在二次側開關元件以不連續模態流動時，作爲 同步整流電流採用線圈電壓檢測方式的情形，即使對於平 滑電容器Co的充電電流成爲0位準，也流著反方向電流 ，此乃產生無效電力。 欲解決該無效電力，成爲採用整流電流檢測方式的同 步整流電路。然而在整流電流檢測方式中，需要具備變流 器及比較器的驅動電路系統等，使電路構成變複雜又大規 模化。 對於此，在本實施形態中，即使在重負載時也將二次 側整流電流作爲連續模態，而在依電壓檢測方式的同步整 流電路，也可減低如上述的電流不連續期間的無效電力。 又，這時候，如上述地藉由對於二次側的整流電流路徑分 別插入感應器 Ldl，Ld2，Lo，不會有反方向電流流在整 流電流，俾更減低無效電力。 由此，作爲本實施形態，是作爲同步整流電路採用依 -46 - (44) 1271023 電壓檢測方式的構成，而作成簡單的電路構成就可抑制電 路規模的擴大，又可避免提高成本’而且還可解決依電流 不連續期間的無效電力會降低電壓變換效率的缺點問題者 〇 又，在第9圖中，表示產生於二次側直流輸出電壓 E 〇的紋波成分△ E 〇。 如圖示地，作爲該紋波成分△ Εο，以這時候的二次側 直流輸出電壓Εο的輸出電平的5V爲中心，得到在 △ E〇 = 0.1VP的範圍會產生的結果。 在此，依照表示於該第9圖的實驗結果，在這時候的 二次側直流輸出電壓Εο，隨著MOS— FETQ3，Q4斷開的 定時，重疊著高頻成分。此乃作爲同步整流電路，可能爲 依隨著交換驅動MOS - FETQ3，Q4的交換噪音者。 在本例的電源電路，產生在此種二次側直流輸出電壓 Εο的高頻成分，藉由具備於將整流電流充電於平滑電容 器Co的路徑的感應器Lo被抑制。 例如從第8圖的電路構成刪除此種感應器Lo的構成 時，作爲產生在 MOS — FETQ3，Q4的斷開時的如上述的 高頻成分，以Eo = 5V的位準爲中心而發生〇.3Vp者。 對於此’如第8圖所示地藉由在整流電流路徑設置感 應器Lo的本例，如圖示所示地可將該高頻成分的位準降 低至〇. 1 Vp。亦即，藉由此種感應器l〇所具有阻抗成分 (交流電阻成分），如上述地可抑制重疊於二次側直流輸 出電壓Εο的高頻成分者。 -47- (45) 1271023 又’在該第8圖中，作爲閘極一源極間電壓VgS3， VgS4，分別以MOS — FETQ3，Q4作成斷開的時刻，這時 候是產生依- 3 V的負電位，惟乃如先前所說明地在M0 S 一 FETQ3，Q4的各閘極與二次線圈之間，分別與電阻Rgi ，Rg2並聯地插入肖特基二極體Dgl，Dg2。 如此地藉由插入肖特基Dgl，Dg2，在MOS— FETQ3 ，Q 4的斷開時，經由此些肖特基二極體d g 1，D g 2拔出 此些MOS — FETQ3，Q4的閘極輸入容量Ciss的儲存電荷 而可流動。 亦即，這時候，鬧極輸入容量的電荷是成爲分別由宵 特基二極體Dg(Dgl，Dg2)—二次線圈N2 —平滑電容器 Co的路徑被放電。又如此地利用輸入容量的電荷被放電 ，可減少MOS— FETQ3，Q4的斷開的壓降時間。 如此地，若可減少 MOS — FET的斷開時的壓降時間 ，則可確實地斷開此些MOS — FETQ3，Q4而可得到良好 的交換特性。 又，表示於第8圖的電路的輕負載時（p〇 = 25W時） 的動作，是因與第6圖同樣，因此省略圖示。 又，相比較至今所說明的構成的表示於第8圖的電源 電路及習知例，AC— DC電力變換效率（AC-> DC )對 於負載電力變動的特性，是與第7圖大約同樣，而省略圖 不 。 又，在第1 0圖表示作爲本發明的第三實施形態的交 換電源電路的構成。 -48- (46) 1271023 又，在第1 0圖中，對於已在第1圖所說明的部分賦 予相同符號而省略說明。 第三實施形態的交換電源電路’是從表示於先前的第 8圖的第二實施形態的電源電路的構成’刪除感應器Ld 1 ，Ld2 者。 又，如此地在二次側整流電流路徑作爲被插入的感應 器，僅設置感應器Lo之外’還將其電感設；定成比第8圖 的情形還高的0.6// Η者。 第1 1圖是表示第三實施形態的電源電路的各部的動 作波形。 如上述地作爲感應器L〇 ’藉由設定比第8圖的情形 還高的電感，在這時候的二次側直流輸出電壓Ε 0 ’成爲 被除去產生在MOS — FETQ3 ’ Q4的斷開時會產生的高頻 成分。 亦即，這時候感應器L〇 @ ® ®設@ @高’医1胃 比第8圖的情形依該感應器Lo的高頻抑制效果變較高者 〇 又，這時候，在MOS - FETQ3 ’ Q4的斷開時，分別 產生在閘極一源極間電懕VgS3，VgS4的負電壓，是如圖 示地得到降低至一 1 V的結果。 此乃可能爲如上述地藉由設定感應器L〇的較高電感 ，使得產生於該電感Lo的反電動勢比第8圖的情形還上 昇，而隨著此會抑制對應於流在整流電▲路徑的上述負電 壓的整流電流的電平者° -49- (47) 1271023 如此地藉由第三實施形態，用將感應器Lo的電感設 定成比第8圖的情形還高，因此可除去會產生在二次側直 流輸出電壓Εο的高頻成分。 又，視狀況，藉由產生於此種感應器Lo的反電動勢 ，可抑制會發生在整流電流13，14的反方向電流。又， 這時候，也如上述地作爲感應器Lo的電感設定0.6 // Η， 就可作成任整流電流13，14不會產生反方向電流。 亦即，依照此種第三實施形態，除了與第8圖的電路 情形同樣地可刪減同步整流電路的無效電力之外，還可除 去會產生在二次側直流輸出電壓Εο的高頻率。 又這種情形，可不需要感應器Ldl，Ld2之故，因而 比第8圖的構成還可刪減零件數量，及可刪減印刷基板上 的這些的安裝面積。 第1 2圖是表示作爲本發明的第四實施形態的交換電 源電路的構成例。又，在第12圖中，對於已在第1圖所 說明的部賦予相同符號而省略說明。 又，在此情形的交換電源電路中，對於上述二次側直 流輸出電壓Εο的線路，形成有依上述的平滑電容器Col 及平滑電容器C〇2，及抗流圈Ln的濾波電路。 作爲該濾波電路，如圖示地對於平滑電容器Co 1的正 極端子，連接抗流圈Ln的一端。又，對於該抗流圈Ln 的另一端，連接平滑電容器C 〇 2的正極端子，又將平滑電 容器C〇2的負極端子接地於二次側接地線所成。 依照此種連接形態，形成有平滑電容器Co 1，平滑電 -50- (48) 1271023 容器C〇2的並聯連接電路，又，對於這些平滑電容器Col ，C〇2的各正極端子間，成爲插入有抗流圈Ln者。 亦即，表示於該第1 2圖的電路，對於二次側直流輸 出電壓Εο的線路，設置依C，L，C的所謂7Γ型濾波器者 〇 在此，如此地對於二次側直流輸出電壓Εο的線路設 置濾波電路，爲依據以下理由。 如先前已說明，在第12圖的基本構成中，對於MOS 一 FETQ3，Q4的各閘極，作爲分別連接肯特基二極體Dg 者。由此，在各MOS - FET的斷開時，作成強制地拔出 各該閘極輸入容量的儲存電荷，而可得到MOS - FET的 良好斷開特性。 然而，如此地藉由設置肖特基二極體Dg，作爲MOS 一 FET可得到良好的斷開特性，另一方面，在二次側整流 電流路徑中成爲容易發生交換噪音者。又，因該影響，高 頻噪音也容易重疊在二次側直流輸出電壓Εο。 如此在第1 2圖的電路中，藉由具備如上述的兀型濾 波器，作成可抑制如此地產生在二次側直流輸出電壓Εο 的噪音。 又，在該情形的上述濾波電路中，作爲上述平滑電容 器C ο 1，C 〇 2，例如以脒系鋁電解電容器所構成，而作爲 其電容器C，例如選定C = 6800//F，耐壓是6.3V，而ESR (等値串聯電阻値）是成爲1 5m Ω以下者。 又，作爲上述抗流圈Ln，例如設定成DCR (直流電 -51 · (49) 1271023 阻値）=1ιηΩ左右，電感L = 0.7//H左右。 由此，將產生在二次側直流輸出電壓Eo的高頻噪音 的峰値位準，抑制在l〇〇mV以下。 將表示於依此種構成的第1 2圖的電源電路的動作波 形，表示於第13圖及第14圖。第13圖是表示交流輸入 電壓VAC = 100V，負載電力Po=100W時的動作；第14圖 是表示交流輸入電壓VAC=100V，負載電力P〇 = 25W時的 動作，在表示於第1 2圖的電源電路的對應負載電力範圍 中，負載電力P〇=1〇〇W是作爲重負載的條件，而負載電 力P 〇 = 2 5 W是成爲輕負載的條件。 在表示第1 3圖的波形圖中，開關元件Q2的兩端電 壓V 1，是對應於開關元件Q2的導通/斷開狀態。亦即， 在開關元件Q2成爲導通的期間T2是以〇位準，在成爲 斷開的期間T 1是成爲以所定位準被位準固定的矩形波。 又，作爲流在開關元件Q2//阻尼二極體DD2的交換電流 IDS2，如期間 T2所示地，在斷開時，流在阻尼二極體 DD2就成爲負極性，倒相此而藉由正極性流在開關元件 Q2的汲極—源極，在期間T 1成爲0位準的波形。 又，開關元件Q 1是對於上述Q2交互地施以導通/斷 開俾進行交換。所以，作爲流在開關元件Q 1 //阻尼二極體 DD1的交換電流，雖未圖示，惟對於交換電流IDS2也成 爲移位1 8 0 °相位的波形。又，作爲開關元件Q1的兩端 電壓，也對於開關元件Q2的兩端電壓v 1成爲移位i 8 〇。 相位的波形。 -52- 1271023 (50) 又，流在被連接於開關元件Q 1，Q2的交換輸出點與 一次側接地間的一次側串聯諧振電路c 1 一 L 1的一次側串 聯諧振電流1〇，是成爲合成交換電流IDS1與交換電流 ID S 2。由此，如圖示地，一次側串聯諧振電流I 〇是成爲 正弦波形。將該波形，與表示於第27圖的習知的電源電 路的一次側串聯諧振電流1〇的波形（參照第2 8圖）相比 較，可知作爲第1 2圖的電路時的一次側串聯諧振電流1〇 ，幾乎未包含利用一次線圈N 1的激磁電感所發生的鋸齒 狀波成分。此乃將絕緣變頻變壓器PIT的結合常數作成更 疏結合的狀態，則一次線圈N1的漏電感L 1所增加的分 量，相對地減小一次線圈N 1的激磁電感變小所產生。 又，因應於得到此種一次側串聯諧振電流1〇的波形 ，作爲在二次線圈N2B的線圈部N2B2所得到的電壓V2 ，被作成對應於一次側串聯諧振電流1〇的週期的波形， 且成爲以對應於二次側直流輸出電壓Εο的絕對値位準被 位準固定的波形。 又，作爲該電壓V2，表示作爲在線圈Ν2Β2所得到 的電位，惟在二次線圈Ν2Α的線圈部Ν2Α2，也成爲利用 同等波形產生電位。又該情形，在線圈部Ν2 A 1，線圈部 N2B1，也產生與該電壓V2同等的電位者。 又，與表示於第2 8圖的電壓V 2相比較可知，表示 於該第1 3圖的電壓V 2，是在一次側串聯諧振電流I 〇在 成爲0位準的定時，同樣地可得到成爲0位準的波形。亦 即，作爲該情形的電壓V2，零交叉定時成爲與一次側串 -53- (51) 1271023 聯諧振電流I 〇的零交叉定時重疊之狀態（參照圖中時 11，12，13 )。 又，在依電壓檢測方式的二次側的同步整流電路， 用電阻R g 2所構成的驅動電路來檢測上述電壓v 2 (線 邰N2A2’ N2B2)，而對於MOS — FETQ4輸出導通位準 閘波電壓。 該情形，作爲電壓V 2，如圖示地在時刻11成爲正 性的峰値位準’以後逐漸下降其位準而在時刻12作成 爲0位準的波形。產生於MOS - FETQ4的閘極一汲極 的閘極一汲極間電壓VgS4，是該電壓V2在保持對應於 爲Q4的閘極-源極間電位所決定的所定位準的位準以 的期間（圖中期間11至td 1 )，發生導通電壓。亦即， 期間tl至tdl，成爲MOS— FETQ4的導通期間DON2。 又，從結束該期間DON2的時刻tdl —直到時刻 爲止，爲MOS — FETQ4的空檔時間，而在該空檔時間 期間tdl至t2經由Q4的主體二極體DC4而流著整流電 。此乃藉由圖示的閘極一汲極間電壓V g S 4的期間td 1 t2的電位也表示。 由此，作爲經由Μ Ο S — F E T Q 4流動的整流電流14 如圖示地成爲在時刻11至t2的期間內流動之狀態。亦 ，作爲該整流電流14，在此些時刻t1 ’ t2 ’能重疊一次 串聯諧振電流1〇與成爲〇位準的定時’由此’成爲與 次側串聯諧振電流連續者。 又，同樣地，在電阻R g 1所成的驅動電路’檢測與 刻 利 圈 的 極 變 間 作 上 該 ΐ2 的 流 即 側 上 -54 - (52) 1271023 述電壓V2視爲同等的發生在線圈部N2A1，N2B1的電壓 ，而對於MOS — FETQ3能輸出導通位準的閘波電壓。 亦即，該情形，產生在MOS - FETQ3的閘極—源極 間的閘極—源極間電壓V g S 3，是產生在線圈部N 2 A 1， N2B 1側的電壓在保持作爲閘極-汲極間電位的所定位準 的位準以上的期間（圖中期間t2至td2 )中，發生導通電 壓，由此該期間t2至td2成爲MOS — FETQ3的導通期間 DON1。 又，同樣地從結束該期間DON 1的時刻td2 —直到時 刻t3爲止，爲MOS — FETQ3的空檔時間，而在該期間 td2至t3經由Q3的主體二極體DD3流著整流電流。 由此，作爲經由MOS — FETQ3所流動的整流電流13 ’也如圖示地成爲流在一次側串聯諧振電流Ιο的零交叉 定時的時刻t2與時刻t3之所有期間，而成爲與一次側串 聯諧振電流1〇連續地流動者。 作爲對於各平滑電容器（平滑電容器Col、Co2 )的 充電電流Ic，成爲藉由此些平滑電容器13，14所合成的 圖示的波形流動者。亦即，可知作爲整流動作，產生在二 次線圈N2A，N2B的電壓成爲正/負的各期間得到對於平 滑電容器Co進行充電的全波整流動作。 又，如上所述地，產生於此時的二次線圈的電壓 V2 ’是因應於一次側串聯諧振電流1〇成爲0位準而成爲〇 位準之故，因而電壓V2是與一次側串聯諧振電流成爲連 續者。又，如此地藉由電壓V 2成爲連續，如上述說明般 -55- (53) 1271023 地整流電流13，整流電流14也成爲連續，因此對於平滑 電容器Co的充電電流ic也成爲連續地流動。 亦即，在第1 2圖的電路中，作爲重負載而控制成交 換頻率變低時，作爲二次側整流電流也成爲可得到連續模 態。又，該情形，作爲整流電流13，14成爲28 Ap，例如 比表示於習知的第2 8圖的整流電流II，12還減低。此乃 如在對應於同等的交換頻率的週期內，依據整流電流的導 通期間比習知還擴大。 如此地，在重負載的條件下也可得到連續模態，由至 今所說明可瞭解，藉由設定間隙長度而將絕緣變頻變壓器 PIT的結合常數降低至0.8左右作成更疏結合狀態，又， 如將二次線圈的每一匝的感應電壓電平降低至約2V/T， 俾進行一次線圈N1與二次線圈 N2A (線圈部N2A1， N2A2 )，二次線圈N2B (線圈部N2B1，N2B2 )的匝數設 定，由此，藉由將產生於絕緣變頻變壓器PIT的鐵心的磁 通密度降低至所需要以下所得到者。 又，在該第1 3圖中，作爲該情形的整流電流13，14 ，與表示於第28圖的習知的整流電流II，12相比較，就 可知未流動反方向電流。 亦即，在習知，在整流電流11 ’ 12流者依8 A p的反 方向電流，此乃產生功率損失，惟在第1 2圖中未發生此 種產生在整流電流的反方向電流者。 在該情形，如第1 2圖所示地，此種反方向電流未發 生在整流電流13，14，爲作成將感應器Ldl，Ld2插入在 -56- (54) 1271023 各整流電流路徑者。 如此地，對於各整流電流路徑藉由插入各感應器，當 流動整流電流之際，成爲反電動勢發生在該感應器。又， 如此地隨著發生反電動勢，成爲可抑制在MOS - FETQ3， Q4的斷開時會產生的反方向電流。 先前也說明，表示於第1 2圖的電路的情形，作爲這 些感應器Ldl，Ld2設定大約0.6 // Η，由此可防止發生整 流電流13，14的反方向電流。 在此，習知也說明地，同步整流電路是將低導通電阻 又低耐壓的MOS - FET使用作爲整流用元件，因此比在 整流用元件使用於二極體元件的情形還可減低導通損。 然而，在二次側整流電流以不連續模態流動時，作爲 同步整流電路採用線圈電壓檢測方式的情形，即使充電電 流對於平滑電容器Co成爲0電平也流著反方向電流，而 此乃產生無效電力。 欲解決該無效電力，則成爲採用整流電流檢測方式的 同步整流電路。然而在整流電流檢測方式，必須具備變流 器及比較器的驅動電路系統等，會使電路構成複雜而成爲 大規模化。 對於此，在第1 2圖的電路，雖在重負載也將二次側 開關元件作爲連續模態，即使爲依電壓檢測方式的同步整 流電路，也如上述地可減低電流不連續期間的無效電力。 又，該情形，如上述地藉由對於二次側整流電流路徑分別 插入感應器Ldl，Ld2，使得反方向電流不會發生在整流 (55) 1271023 電流而可更減低無效電力。 由此作爲第1 2圖的基本構成，爲作爲同步整流電路 採用依電壓檢測方式的構成，作爲簡單的電路構成抑制電 路規模的擴大，爲了避免提高成本，又成爲可解決降低依 電流不連續期間的無效電力的電力變換效率的缺點問題者 〇 又，在第1 3圖中，表示產生於二次側直流輸出電壓 Eo的紋波成分△ Eo。 如圖示地，作爲該情形的紋波成分△ Eo，以二次側直 流輸出電壓Eo的輸出位準的5V作爲中心，在0.05V的 範圍內產生。又，如該圖式也可知，作爲該情形的二次側 直流輸出電壓Eo，產生在對應於MOS— FETQ3，Q4的斷 開時的期間的雜訊成份藉由〇· 1 Vp的位準下所發生。 在此，在該第13圖中’也表示整流電流檢測方式 C ο 1的兩端電壓E 1的紋波成分△ E 1的波形’惟由該△ E 1 的波形也可知，在平滑電容器Co1的兩端電壓E1’產生 在對應於Μ Ο S — F E T Q 3 ’ Q 4的斷開時的期間的雜訊成份 藉由0.3 Vp的位準所產生。亦即’此爲在對於二次側直流 輸出電壓Eo的線路在7^型濾波器的前段（在未設置7^型 濾波器時），表示在二次側直流輸出電壓產生依〇·3 Vp的 電平的噪音者。 由此些事情也可瞭解’在對於二次側直流輸出電壓 Eo的線路設置π型濾波器的第1 2圖的電路中’可將產生 在二次側直流輸出電壓Εο的依如上述的0 · 3 VΡ電平的雜 (56) 1271023 訊成份減低至0.1 Vp ( lOOmVp )。 又，在該第13圖中，作爲閘極一源極間電壓VgS 3， VgS4，以分別斷開MOS — FETQ3，Q4的定時，該情形是 產生依一 9V的負電位，惟此是如先前所說明地在MOS -FETQ3，Q4的各閘極與二次線圈之間，分別與電阻Rgl， Rg2並聯地插入肖特基二極體Dgl，Dg2所產生。 如此地藉由插由肖特基二極體Dgl，Dg2，在MOS — FETQ3，Q4的斷開時，經由此些肖特基二極體Dgl，Dg2 拔出此些MOS — FETQ3，Q4的閘極輸入容量Ciss的儲存 電荷而可流動。 亦即，該情形，閘極輸入容量的電荷是成爲分別藉由 肖特基二極體Dg ( Dgl，Dg2 )—二次線圈N2—平滑電容 器C 〇的路徑被放電。又，如此地藉由放電輸入容量的電 荷，可減少MOS — FETQ3，Q4的斷開時的壓降時間。 如此地，若可減少MOS — FET的斷開時的壓降時間 ，則可確實地斷開此些 Μ Ο S — F E T Q 3，Q 4，而可得到良 好的交換特性。 又，在第14圖表示圖示於第12圖的電路的輕負載時 (Po = 25 W時）的動作。 在表示於第1 2圖的電源電路，由至今的說明可瞭解 ，爲了二次側直流輸出電壓Εο的穩定化，進行依交換頻 率控制的定電壓控制。該定電壓控制是當成爲輕負載的條 件而上昇二次側直流輸出電壓，則提高交換頻率而降低二 次側直流輸出電壓，由此動作成得到穩定化。 - 59- (57) 1271023 在此種輕負載的狀態，對於圖示的開關元件Q2的兩 端電壓V 1，二次側線圈電壓V 2是成爲在大約相同時刻所 得到，因應於此，作爲二次側充電電流Ic (整流電流13 ，14 )，如圖示地也沒有休止期間而連續充電於平滑電容 器C 〇地流動。 由此，可瞭解表示於第1 2圖的電源電路，在輕負載 時也成爲連續模態。 如此，考慮這些事項，作爲本發明的第五實施形態’ 將交換電源電路表示於第1 5圖所示地構成。 又，在該圖中，對於已在第1 2圖說明的部分賦予相 同符號而省略說明。 如表示於該第1 5圖，在第五實施形態中，刪除了在 第1 2圖的電路中對於各整流電流路徑設置插入般的依珠 形鐵心的感應器Ldl，感應器Ld2者。 又，也刪除了設置先前也說明的7Γ型濾波器作爲要因 的肖特基二極體Dgl，削特基二極體Dg2。 採用了刪除此種7Γ型濾波器的構成。 這時候，代替上述感應器Ldl，Ld2，如圖示地作成 在二次線圈N 2 A，二次線圈N 2 B的各中分接頭，與平滑 電容器Co的正極端子之間，串聯地插入抗流圈Lo者。 亦即，在第五實施形態的交換電源電路，藉由此種抗 流圈Lo所產生的反電動勢，作成防止整流電流的反方向 電流的構成。 但這時候，作爲如上述的抗流圈Lo，若未考慮對於 -60- (58) 1271023 負載電流電平變動的電感値的變化特性’則與先前的第 1 2圖的電路情形的感應器L d同樣地，在輕負載時會急激 地上昇電感値成爲異常振盪動作的可能性。 爲了防止此，在作爲第五實施形態，作爲上述抗流圈 L 〇作成如第1 6圖所示的構成者。 第1 6圖是表示在第五實施形態的電源電路所使用的 抗流圈Lo的構造的分解立體圖。 首先，作爲本實施形態時的抗流圈Lo ’如圖示地使 用捲繞扁線5 a所定匝數的扁線線圈5者。作爲該扁線線 圈5，採用將斷開形狀呈角形的上述扁線5 a朝其寬度方 向捲繞的所謂扁立繞法（縱繞法）者。 又，如圖示地，此種扁線線圈5的兩端部是對於設在 載置於該扁線5的一側的板形鐵心c R6的外部端子6藉 由錫焊等分別被連接。 又，對於如此地扁線線圈5所載置的板形鐵心CR6， 藉由嵌合如圖示形狀的筒形鐵心CR5，形成抗流圈Lo。 亦即，如圖示地將形成於上述筒形鐵心CR5側的如圖示 的圓形磁腳7，插通於形成在上述扁線線圈5內側的圓形 空洞領域，而將筒形鐵心CR5嵌合於板形鐵心CR6者。 在表示於該第16圖的抗流圈Lo中’作爲上述筒形鐵 心CR5的材質，採用金屬系粉末。又，作爲上述板形鐵 心CR6，採用Hi — Zn系的陶鐵磁體材者。 在本實施形態中，如此地作爲抗流圈L 〇的鐵心材， 藉由選定金屬系粉末’及/或Ni - Zn系的陶鐵磁體，比例 -61 - (59) 1271023 如使用一般性的錳系陶鐵瓷體時成爲還提高飽 者，該提高分量作爲抗流圈Lo，可提高對於 變動的電感變化特性。 依照實驗，在依此種構成的本例的抗流圈 第15圖的電路的負載電流（電流Ic)的20A 動，可將電感値以〇. 7 /z Η作成大約一定。 又，在第1 6圖的抗流圈Lo，如上述地作 扁線5 a，與例如使用斷面呈圓形的一般性銅 ，還可增加線圏斷面積而可減低DCR (直流 又，如上述地藉由使用Ni - Zn系的陶鐵瓷體 減低鐵心的鐵心損耗。 由此，作爲此時的抗流圈Lo，其直流電 約 1 · 1 m Ώ 〇 然而，將依此種構成的抗流圈Lo作成如 第15圖而藉由插入成連接於絕緣變頻變壓器 線圈的各中分岐點，依該抗流圈Lo的漏電感 增加絕緣變頻變壓器PIT的漏電感。亦即，如 入抗流圈Lo，使得絕緣變頻變壓器BIT的磁 化。 在此，如先前也說明地在第1 2圖的電路 緣變頻變壓器PIT的間隙長度（漏電感），及 圈的匝數（設定每一 T的感應電壓），將其磁 所定以下，與負載變動無關地作成連續模態者 亦即，依據該事項，則在第1 5圖的電路 和磁通密度 電流電平的 1 Lo ，對於 至0A的變 爲線圈使用 線時相比較 電阻値）。 ，也可得到 阻値作爲大 先前表示於 PI T的二次 ，成爲也會 此地藉由插 通密度會變 中，藉由絕 設定二次線 通密度作爲 〇 的絕緣變頻 -62- (60) 1271023 變壓器P I τ，利用上述抗流圈L 0的插入使得漏電感增加 的分量，會縮小間隙長度，或是減少二次線圈的匝數，成 爲也可得到用以作爲連續模態的所定以下的磁通密度者。 由此，在第五實施形態的電源電路中，作爲絕緣變頻 變壓器PIT的二次線圈Ν2Α，二次線圈Ν2Β，作成匝數選 定比第1 2圖的電路的情形還少者。例如該情形，是如上 述地將抗流圈Lo的電感値設定在大約〇. 7 # η，作成設定 在二次線圈 Ν2Α =二次線圈 N2B = 4T ( Ν2Α1=Ν2Α2= Ν2Β1 = Ν2Β1=Ν2Β2 = 2Τ )者 〇 如此地，可減少二次線圈的匝數，就成爲可降低二次 線圈的直流電阻成分。 第1 7圖是表示作爲此種第五實施形態的第1 5圖的電 路各部的動作波形的波形圖。 又，在第17圖中，表示在交流輸入電壓VAC= 1 000V ，負載電力P〇=100W的條件下的測定結果。

絕緣變頻變壓器PIT

一次線圈 N1=80T，二次線圈 N2A = N2B = 4T ( N2A1 = N2A2=N2B1=N2B2=2T) ί/L 流圈 Lo = 0.7//H 平滑電容器Co 電容器 C = 6800// F，耐壓 6.3V，E S R = 1 6 m Ω。 MOS— FETQ3，Q4， -63- (61) 1271023 耐壓30A/20X’導通電阻r0N = 2.5Q， 首先，在該弟17圖中，也表不流在開關兀件Q2的 兩端電壓VI，及開關元件Q2//阻尼二極體DD2的交換電 路 IDS2 〇 作爲此些電壓 VI，交換電流IDS2，與先前的第I3 圖時相比較可知，得到第1 2圖的電路時同等的波形。 又，在該第1 7圖中，也表示一次側串聯諧振電流1〇 的波形。作爲該情形的一次側串聯諧振電流1〇，如圖示 地作成大約正弦波狀的波形之外，在時刻11，t2，t3得到 零交叉的波形。亦即，作爲此種一次側串聯諧振電流I〇 得到先前的第1 3圖時同等的波形者。 由此，可知在第 1 5圖的電路的一次側，得到與先前 的第1 2圖的電路的情形同等動作。 又，作爲產生在該情形的Μ Ο S — F E T Q 3，Q 4的閘極 —汲極間的汲極—源極間電壓V g S 3，V g S 4，與先前的第 1 3圖的情形相比較該情形是成爲利用大約正弦波狀的波 形所得到者。又該情形，在第1 3圖的情形成爲未產生 MOS — FETQ3，Q4在斷開時刻所產生的負電位者。 此乃如在先前的第1 5圖所說明地，在本例中利用省 略肖特基二極體Dgl，Dg2，並利用未形成放電各MOS — F E T的閘極輸入容量的儲存雷荷的路徑者。 又’作爲該情形的產生於二次線圈N2B的線圈部 N2B2的電壓V2，如上述地作爲閘極—源極間電壓VgS3 ’ V g S 4得到不相同的波形也可知，得到與第1 3圖的情形 -64 - (62) 1271023 不相同的波形。 亦即，作爲第1 3圖的情形的電壓V2，藉由產生閘極 —源極間電壓VgS3，VgS4的負電位，在MOS— FET的空 檔時間的結束時刻（時刻t2 )，作成急峻地下降至0位準 的波形，惟在此，如圖示地得到對應於閘極-源極間電壓

VgS3，VgS4的位準降低而逐漸地降低至0位準的波形者 〇 又，作爲此種電壓V2，該情形，其零交叉定時，也 成爲與一次側串聯諧振電流Ιο的零交叉定時重疊者（參 照時刻 tl，t2，t3 )。 又，作爲該情形的整流電流13，14，如上述地也藉由 電壓V2與一次側串聯諧振電流1〇相連續，得到作爲其零 件叉定時與一次側串聯諧振電流1〇的零交叉定時重疊的 波形。又，如此地整流電流13，14成爲與一次側串聯諧 振電流1〇連續而流動，因此作爲對於平滑電容器Co的充 電電流Ic，也同樣地成爲與一次側串聯諧振電流1〇連續 而流動。 由此可知，在表示於第1 5圖的本例的電路，作爲重 負載也控制交換頻率也變低時，則作爲二次側整流電流可 得到連續模態。 又，該情形，作爲上述整流電流13，14，也如圖示地 其峰値位準也成爲2 8 Ap，與第1 2圖的情形同樣地得到比 表示於第28圖的整流電流12，13還減低的結果。 又’在第1 7圖中，可知該情形，在上述整流電流13 -65- (63) 1271023 ，14也不會流著反方向電流。在該情形，反方向電流 發生在整流電流13，14，也如先前所說明地，利用在二 線圈N2 A，N2B的各中分接頭與平滑電容器c〇的正極 子之間插入抗流圈Lo所產者。 又，本例子的情形，作爲此種抗流圈Lo的電感如 述地也設定〇 · 7 // Η左右，就可防止發生整流電流13， 的反方向電流。 又，在第1 7圖中，表示產生在二次側直流輸出電 Εο的紋波成分△ Εο。 比較表示於該第1 7圖的紋波成分△ Ε 〇，及表示於 前的第1 3圖的紋波成分△ Εο相比較可知，作爲第1 5 的電路的紋波成分ΔΕο，成爲△EozO.OSVp ( 50mVp) 及在二次側直流輸出電壓Εο的線路設置ττ型濾波器的 1 2圖的電路情形相同程度抑制者。此乃如第1 5圖所示 ，在本例中，將抗流圈Lo插入成與平滑電容器Co的 極端子相連接所產生。 亦即，如此地藉由將抗流圈Lo插入成與平滑電容 C 〇的正極端子相連接，形成有依該抗流圈L 〇的電感與 整流電流C 〇的電容的濾波電路，由此抑制產生在二次 直流輸出電壓Εο的紋波成分者。 又’利用該紋波成分△ Εο的波形所示地，作爲產 在對應於該情形的二次側直流輸出電壓 Εο的 MOS FETQ3，Q4的斷開時的期間的雜訊成份的位準，也與 1 2圖的電路情形同樣地被抑制在大約〇. 1 Vp。 未 次 端 上 14 壓 先 圖 第 地 正 器 依 側 生 第 -66 - (64) 1271023 如此地產生於二次側直流輸出電壓Εο的雜訊成份被 減低，也如先前所說明地省略肖特基二極體D g 1，D g 2所 產生。 又’產生在此種二次側直流輸出電壓Εο的雜訊成份 ，也可藉由抗流圈Lo的電感成分加以抑制者。 又’爲了確認加以說明，作爲該情形，作爲輕負載時 (Po = 25W時）的動作，與先前的第13圖的情形同樣地 對於開關元件Q2的兩端電壓V 1，二次側直流輸出電壓 V 2是以大約相同所得到，成爲連續模態。 在第1 8圖，表示於第1 5圖的本例的電源電路，及表 示於先前的第1 2圖的基本構成相比較，表示對於負載電 力變動的 AC-> DC電力變換效率（々AC— DC )的特性。 在此，以實線表示本例的電源電路特性，而以虛線表示第 1 2圖的電路特性。 依該第18圖，AC— DC電力變換效率（t?AC->DC) ，是可知本例的電路一方對於表示於第1 2圖的電路，在 所有負載電力P〇 = 25W至100W的範圍變高。 在先前所說明，在表示於第1 2圖的基本構成，是在 負載電力P〇=1〇〇W時爲大約7? AC— DC = 86.5%，對於此在 第15圖的本例的電源電路中，負載電力P〇 = 1〇〇W時，則 得到提高約2.0 %的結果的7/ AC— DC = 88.5%。 又，在負載電力P〇 = 25 W時，第12圖的電路爲大約 7? AC— DC = 87%，惟在本例得到提高約1 ·〇%的結果的7? A C — D Ο 8 8 %。 -67- (65) 1271023 提高此種電力變換效率，由至今的說明也可瞭解’刪 除了具備於第1 2圖的電路的二次側7Γ型濾波器所產生。 亦即，該情形是從先前的第1 2圖的構成至少刪除平滑電 容器C〇2之故，因而可減低此種平滑電容器Co2的ESR (例如在第1 2圖時爲1 5 m Ω )分量的損失。 又，提高此種電力變換效率是設置抗流圈Lo ’可將 絕緣變頻變壓器PIT的二次線圈（N2A，N2B )的匝數作 成比第1 2圖的情形還少所產生。 亦即，先前已說明，該情形是作爲二次線圈的匝數， 由第12圖時的6T可減至4T，則該分量縮短二次線圏的 線材所需要的長度而可減低D C R。如此，由此成爲可減 低在二次線圈所產生的電力損失，結果可提高電力變換效 率者。 如以上，在第五實施形態的交換電源電路中，刪除在 第1 2圖的電路插入於各整流電流路徑的依珠形鐵心的感 應器Ldl，Ld2，代替此將抗流圈Lo插入在二次線圈N2A ，N2B的各中分接頭與平滑電容器Co的正極端子之間。 又，與此同時地，刪除分別並聯地連接於閘極電阻 Rgl，Rg2的肖特基二極體Dgl，Dg2，又也刪除設在二次 側直流輸出電壓Eo的線路的7Γ型濾波器。 依照此種第五實施形態的交換電源電路，如上述地藉 由插入於二次線圈的各中分接頭與平滑電容器Co之間的 抗流圈Lo，成爲可防止在整流電流發生反方向電流。 又，如上述地藉由刪除肯特基二極體Dgl，Dg2，可 (66) 1271023 抑制彳乍成重疊於二次側直流輸出電壓Eo的高頻交換 〇 %，如上述地在第五實施形態，藉由刪除二次側 濾波器（平滑電容器C〇2 )，可避免藉由該7Γ型濾波 分量的功率損失（依平滑電容器Co2的ESR的損失） 又，在第五實施形態中，如上述地將抗流圈Lo 成連接於二次線圈的各中分接頭，因而在絕緣變頻變 PIT中，也可減少在重負載時爲了作成連續模態而設 定以下磁通密度的二次線圈的匝數。又，由此，如先 說明地可減低二次線圈的DCR ’而該分量也可減低 線圈的無效電力。 如此地藉由減低無效電力，可提高電力變換效率 又，這時候，如上述地可減低二次線圈D C R， 減低二次線圈的發熱。 又，在第五實施形態中，作爲上述抗流圈Lo的 材，利用選定磁通密度較高的金屬系粉體，Ni - Zn 鐵磁體，可將抗流圈L 〇的電感値對於電流電平的變 以穩定化。 又，由此，例如成爲輕負載的條件等，可以防止 感値急激地變化而產生異常振盪動作的事態。如先前 1 2圖的電路情形地，避免在輕負載時的二次側直流 電壓Εο產生紋波。 又該情形，如上述地可省略依珠形鐵心的感應器 ，L d 2，及肖特基二極體D g 1，D g 2，及π型濾波器 噪音 7Γ型 器的 〇 插入 壓器 定所 前所 二次 也可 鐵心 系陶 動施 其電 的第 輸出 Ld 1 ，因 -69- (67) 1271023 此該分量也具有比第1 2圖的電路情形還可簡化電路構成 的優點。 接著，參照下一第1 9圖至第22圖，說明作爲本發明 的第六實施形態的交換電源電路的構成例。 作爲第六實施形態的交換電源電路，在上述的第15 圖的電路的連接形態下，僅變更抗流圈Lo的構成者。 因此，在以下僅說明在此種第六實施形態的交換電源 電路中所使用的主要爲抗流圈Lo的構成，作爲交換電源 電路的整體構成成爲與先前第1 5圖同等，因此省略說明 〇 首先，作爲該情形的抗流圈Lo，其線圈No作成如表 示於第19圖或第20圖地構成者。 在第六實施形態中，在此種抗流圈L 〇的線圈N 〇的 線材，使用例如施以聚氨基甲酸酯保護膜等的絕緣被覆處 理的銅線等的原材料線，捻複數條所成爲李茲線（Litz wi re ) 10 〇 又，首先第1 9圖的情形，是將此種複數李茲線i ο， 如圖示地作成形成平行地排列的李茲線帶1 1者。又對於 該李茲線帶1 1的兩端部，如圖示地藉由錫焊引出線1 4， 1 4，形成線圈Ν 〇。 又，作爲該情形的李茲線帶1 1，如圖示地作成排列 四條李茲線1 〇者。作爲此種李茲線1 〇，該情形是使用捻 線徑0 · 1 m 0的原材料線2 0 0束者，又作爲其長度Υ 1，設 定成對應於該情形的捲線軸尺寸的如〗2mm。 -70- 1271023 (68) 作爲該情形的引出線1 4，如圖示地作成使用扁線。 又，作爲對於李茲線帶1 1的依此種扁線的引出線1 4的錫 焊，例如露出李茲線1 〇內的各原材料線的銅線部分，並 將該銅線部分繞在引出線1 4後進行錫焊。或是在李兹，線 帶1 1的兩端部進行預備焊錫，則可省略從各原材料線露 出銅線部分的工夫，同時也可省略繞在引出線1 4的：^夫 〇 又，在第20圖的例子，形成交互地編織複數李茲線 1 〇的扁編織線12者。作爲該情形，對於扁編織線i 2的 兩端部，如圖示地分別錫焊引出線1 4，1 4。 作爲此種扁編織線1 2，在此扁編織三條李茲線1 〇， 同時作爲圖示的扁編織線12的長度Y2設定14mm。 又，作爲該情形的李茲線1 〇，也使用原材料線徑=0.1 0 X 2 0 0束的規格者。又該情形作爲引出線1 4，也使用扁 線。 又，在第六實施形態中，作抗流圈Lo的鐵心，使用 表示於如下的第2 1圖的EE型鐵心。 如表示於該第2 1圖的剖視圖，作爲該情形的抗流圈 L〇的鐵心，使用相對向斷面形狀分別作成E形的陶瓷體 材的各該磁腳的如圖示的E E型鐵心C R 1 1。 對於此種EE型鐵心CR1 1的中央磁腳，如圖示地作 成形成間隙G者。 又，作爲該情形的EE型鐵心CR1 1的材質，選定Μη 一 Zri系陶鐵瓷體材。 -71 - (69) 1271023 又，作爲該情形的EE型鐵心CR1 1的尺寸，選定如 EE — 25。 對於此種EE型鐵心CR1 1，具備覆蓋中央磁腳而由 樹脂等所成的捲線軸B。又，在此種E E型鐵心C R1 1的 外面兩端’具備支持朝基板安裝面方向突出的複數銷端子 1 5的銷端子支持支部1 6，1 6。 對於如上述地覆蓋EE型鐵心CR1 1的中央磁腳的捲 線軸B以所定匝數捲繞依表示於先前的第1 9圖的李茲線 帶1 1的線圈No，或依表示於第20圖的扁編織線12的線 圈N 〇 〇 又’雖未圖示，惟將如此地捲繞於捲線軸B的李茲線 帶1 1 ’或錫焊於扁編織線1 2的兩端的引出線1 4，1 4，錫 焊於分別對應的銷端子1 5。 由此，形成作爲第六實施形態的抗流圈Lo。 又，作爲該情形的線圈No的匝數，作成李茲線帶i i ，扁編織線1 2的情形也均捲繞2 T。又，作爲上述的間隙 G，形成G=1 .4mm。由此，作爲第六實施形態的情形，也 & ί/L流圈L 〇的電感設定在大約0.7 // Η。 依照作爲此種構成的第六實施形態的抗流圈Lo，如 ±述地作爲線圈No藉由排列或扁編織的狀態捲裝複數李 Η線1 0，可減低抗流圏Lo的無效電力。 亦即，作成排列表示於第1 9圖的複數李茲線1 0的李 Η線帶1 1的情形，是比如先前第五實施形態的情形的抗 流圈L0 (參照第丨6圖）般地依一條扁線5a來捲裝線_ -72- (70) 1271023 的情形，其匝數是較少就足夠。實際上在第1 6圖的情形 的抗流圈Lo捲繞4T者，而在如上述地該情形是成爲2T 就足夠者，該分量可縮短線圈N 〇的線材（李茲線1 〇 )的 長度。如此地可縮短各李茲線1 〇的長度，減低線圈No 的DCR而可減低抗流圈Lo的無效電力者。 又，將線圈No作爲扁編織線12的情形，同樣地也 比依一條線材所捲裝的情形還可縮短其長長，由此可減低 抗流圈Lo的無效電力。又，該情形是利用交互地編織李 茲線1 〇，而藉由流動高頻的整流電流能減低產生於線圈 No的渦電流損失，由此，也成爲可減低抗流圈Lo的無效 電力。 又該情形，是作爲抗流圈Lo的鐵心，作成使用較低 損失的Μη — Zn系陶鐵瓷體材者，因此減低抗流圈Lo的 鐵心的鐵心損失，由此也可減低無效電力。 又，如先前所說明地，在上述的李茲線帶U，扁編 織線1 2的端部安裝於銷帶子1 5，藉由使用依扁線的引出 線1 4，增加線材的斷面積的分量，比如具有一般的圓形 斷面的引出線的情形還可減低損失。 第22圖是表示第六實施形態的交換電源電路的對於 負荷電力變動的 AC— DC電力變換效率（TyAC->DC)的 特性。在該圖中，以實線表示作爲第六實施形態的電源電 路的特性，而以虛線表示第1 2圖的電路特性。 如該圖所示地，作爲第六實施形態的交換電源電路， 在負載電力Po 25W至P〇 = 100的所有範圍內，可知比表 -73- 1271023 (71) 示於先前的第1 2圖的實施形態的基本構成的電力還可得 到較高電力變換效率。 又，依照實驗，作爲交流輸入電壓VAC=100V，負載 電力 P〇=100W時的電力變換效率，得到成爲7? AC — DC = 91.5%的結果。此乃比表示於第12圖的實施形態的基 本構成的電路還提高5.0%者。 又，該結果是與表示於先前的第1 5圖的第五實施形 態的電路的電力變換效率（β AC— DC = 88.5% )相比較， 也提高3%者。 如此地在第六實施形態的電路中，比第五實施形態的 電路還提高電力變換效率，爲如上述地作爲抗流圈Lo的 線圈No，利用使用依複數李茲線1 〇的李茲線帶1 1，或 是肩編織線1 2，比第1 5圖的電路的情形還可減低抗流圈 Lo的DCR所產生者。 依照實驗，第六實施形態的抗流圈Lo的DCR是成爲 0.5m Ω以下，得到比第五實施形態的情形的抗流圈Lo的 DCR=l.lmQ大幅地減低的結果。 又，爲了確認加以說明，作爲此種第六實施形態的電 源電路，其電路構成是也作成與第1 5圖的電路同等者， 因此與第五實施形態的情形可得到同等的效果。 例如作爲該情形，藉由抗流圈Lo的反電動勢也可抑 制整流電流的反方向電流。又該情形，也刪除被連接於 MOS - FETQ3，Q4的肖特基二極體Dgl，Dg2之故，因而 可抑制作成重疊於二次側直流輸出電壓Eo的高頻交換噪 -74- (72) 1271023 音。 又作爲該情形，抗流圈Lo是被連接於二次線圈的各 中分接頭般地被插入之故，因而可減少作爲連續模態的二 次線圈的匝數，而可減低依此的無效電力。 又，在第六實施形態中，作爲上述抗流圈Lo的鐵心 材，選定依Μη - Zn系陶鐵瓷體材的EE型鐵心CR1 1，惟 作爲此種Μη - Zn系陶鐵瓷體材，也可得到較高飽和磁通 密度者。由此，作爲第六實施形態，也可將抗流圈Lo的 電感値對於電流電平的變動作成穩定化。 亦即由此，該情形也與成爲所需要以下的輕負載條件 (例如負載電力Ρ〇= 12.5W以下）之際，可防止發生在二 次側直流輸出電壓Εο會產生的紋波。 又，在第六實施形態中，作爲抗流圈L 〇的鐵心，作 爲組合成爲Ε型鐵心的兩個ΕΕΜ型鐵心CR1 1的鐵心， 因此其電感的設定，是對於此些ΕΕ型鐵心CR1 1的中央 磁腳所形成的間隙長度的設定成爲可能。 亦即該情形，抗流圈Lo的電感値，是藉由此種間隙 長度的管理的較簡單的調整，可抑制其參差不齊者。 又，使用此種E E型鐵心C R 1 1的本例的抗流圈L 〇的 量產時的電感値的參差不齊，是藉由將先前例示的間隙 G = 1 · 4 m m力[[以管理而可抑制在如± 5 °/〇以內。 繼續，在以下的第23圖至第26圖，表示有關於第六 實施形態的抗流圈Lo的變形例。 作爲第六實施形態的變形例，在抗流圈Lo的線圈No -75- (73) 1271023 ，也使用如先前第1 9圖所示的李茲線帶1 1，或是表示於 第2 0的扁織線1 2者。 又，該情形是如第2 3圖所示地，在上述李茲線帶1 1 的兩端，作成錫焊分別折彎成L型的引出線1 4 (扁線） 者。 同樣地作爲扁編織線1 2時，也如第2 4圖所示地在其 兩端，作成錫焊依折彎成L型的扁線的引出線1 4者。 如此，在此種引出線1 4的前端，如圖示地作成進行 預備焊錫者。 又，該情形的李茲線1 0的線徑/束數，條數及長度是 分別作成與先前的第1 9圖，第2 0圖的情形同等就可以。 又，作爲該情形的抗流圈Lo的鐵心，如第2 5圖的剖 視圖所示地，使用甚斷面形狀作成EE型的鐵心。 作爲此種抗流權Lo的鐵心，使用斷面形狀是作成EE 形狀，惟其中央磁腳作成圓筒形狀的ER型鐵心CR 1 2。 又，對於此種ER型鐵心CR12的中央磁腳，該情形 也形成間隙G。又，作爲該情形的ER型鐵心CR 1 2的材 質，也與先前的第21圖的EE型鐵心CR11同樣地，選定 Μη - Zn系陶鐵瓷體材。 此外’在第六實施形態的變形例中，對於具備於此種 ER型鐵心CR 1 2的外面兩端的銷端子支持部1 6，1 6，在 所定位置分別形成槽部16a。 又，首先是對於形成在其中一方的銷端子支持部16 的槽部1 6 a，插通被安裝於表示於先前的第2 5圖或第2 4 -76- (74) 1271023 圖的線圈No的開始捲繞側端部的引出線1 4的前端部分 ，還將線圈No捲繞在圖示的捲線軸1 3。 又，將安裝於如此地捲繞的線圈N 〇的成爲結束捲繞 側的端部的引出線1 4的前端部分，插通於形成在另一方 的銷端子支持部1 6的槽部1 6a ’而形成抗流圈Lo者。 藉由作爲此種變形例的抗流圈Lo，作爲線圈No，也 捲裝有依複數李茲線1 〇的李茲線帶1 1或扁編織線1 2之 故，因而比作成表示於第1 6圖的一條扁線5 a的情形還可 縮短線材的長度，由此可減低抗流圈Lo的無效電力。 亦即，藉由該變形例的構成，也可得到與第六實施形 態同樣的效果者。 又，該情形是如上述地預備錫焊安裝於李茲線帶11 ，扁編織線1 2的兩端的引出線1 4，1 4的前端部，還利用 將此些插通於槽部1 6a，成爲可將該預備錫焊的端部直接 安裝於基板，也具有不必將引出線1 4錫焊於抗流圈Lo的 銷端子1 5的優點。 又，在第2 6圖的剖視圖，作爲第六實施形態的抗流 圈Lo，表示其他的變形例的構成。 在第六實施形態的其他變形例，作成如第2 6圖所示 地，將抗流圈Lo的鐵心鄰接設在絕緣變頻變壓器PIT位 於二次側的鐵心者。 亦即，對於位於絕緣變頻變壓器PIT的二次側的E型 鐵心CR2的外面，設置抗流圈Lo的ER型鐵心CR12成 爲相對向其磁腳。該情形是作成間隙G形成在此種E型 -77- (75) 1271023 鐵心CR2的外面，及ER型鐵心cRl 2的中央磁腳 〇 又’作爲ER型鐵心CRi丨，選定成爲與該情 緣變頻變壓器PIT的E型鐵心CRl，CR2相同尺 ER — 40型就可以。 藉由此種第六實施形態的其他變形例，對於詔 型鐵心的中央磁腳的捲線軸B，利用IT的匣數捲 么么線币"1 1或扁編織線1 2的線圈No，且作爲如上 成的間隙G在設定G = 1 m m時，則可得到與第六實 的電路同等的效果。 又，作爲本發明，並不被限定於至今所說明的 路的構成者。 例如，可適當地變更依據本發明的線圈電壓檢 的同步整流電路的細部構成。又，如作爲一次側交 器的開關元件，若爲 IGBT ( lnsulated Gate Bipolar Transistor)等可使用於外激式的元件，也可採用 FET以外的元件。又，先前所說明的各零件元件的 ’也可隨著實際的條件等加以變更。 又，作爲本發明，也可構成具備依自激式的電 型變頻器。在該情形，作爲開關元件可選定如雙極 體。又，也可將4石的開關元件適用在全橋接結合 諧振型變頻器。 又，作爲輸入商用交流電源而得到直流輸入電 流電路，也可作爲如倍電壓整流電壓整流電路以外 之間者 形的絕 寸的如 在ER 裝依李 述地形 施形態 電源電 測方式 換變頻 MOS — 常數等 流諧振 性電晶 的電流 壓的整 的構成 -78- (76) 1271023 【圖式簡單說明】 第1圖是表示作爲本發明的第一實施形態的交換電源 電路的構成例的電路圖。 第2圖是表示作爲實施形態的絕緣變頻變壓器的構造 例的圖式。 第3圖是例示插入在作爲實施形態的交換電源電路的 二次側整流電流路徑的感應器的構造的圖式。 第4A、圖是表示插入於作爲實施形態的交換電源電路 的二次側整流電流路徑的感應器的構造的其他例子的圖式 〇 第4B圖是表示插入於作爲實施形態的交換電源電路 的二次側整流電流路徑的感應器的構造的另一例子的圖式 〇 第5圖是表示圖示於第1圖的電源電路的重負載時的 動作的波形圖。 第6圖是表示圖示於第1圖的電源電路的輕負載時的 動作的波形圖。 第7圖是表示對於圖示於第1圖的電源電路的負載變 動的交換頻率，一次側串聯諧振電流電平，AC— DC電力 變換效率的特性的圖式。 第8圖是表示作爲本發明的第二實施形態的交換電源 電路的構成例的電路圖。 -79- 1271023 (77) 第9圖是表示圖示於第8圖的電源電路的^負、®0寸白勺 動作的波形圖。 第1 〇圖是表示作爲本發明的第三實施形態的父換電 源電路的構成例的電路圖。 第11圖是表示圖示於第10圖的電源電路的重負載時 的動作的波形圖。 第1 2圖是表示作爲本發明的第四實施形態的父換電 源電路的構成例的電路圖。 第1 3圖是表示圖示於第1 2圖的電源電路的重負載時 的動作的波形圖。 第1 4圖是表示圖示於第1 2圖的電源電路的輕負載時 的動作的波形圖。 第1 5圖是表示作爲本發明的第五實施形態的交換電 源電路的構成例的電路谓。 第1 6圖是表示具備於第五實施形態的交換電源電路 的二次側的抗流圏的構造的分解立體圖。 第1 7圖是表示於第五實施形態的交換電源電路的重 負載時的動作的波形圖。 第1 8圖是表示用以說明有關於作爲第五實施形態的 交換電源電路的對於負載變動的電力變換特性的圖式。 第】.9圖是表示用以說明有關於具備於本發明的第六 實施形態的交換電源電路的二次側的抗流圈的構成的圖式 〇 第20圖是表示用以說明有關於具備於本發明的第六 -80 - (78) 1271023 實施形態的交換電源電路的二次側的抗流圈的構成的圖式 〇 第2 1圖是表不具備於第六實施形態的交換電源電路 的二次側的抗流圈的剖視圖。 第2 2圖是表不用以說明有關於作爲第六實施形態的 交換電源電路的對於負載變動的電力變換特性的圖式。 第2 3圖是表不用以說明有關於具備於第六實施形態 的交換電源電路的二次側的抗流圈的構成的變形例的圖式 〇 第24圖是表示用以說明有關於具備於第六實施形態 的交換電源電路的二次側的抗流圈的構成的變形例的圖式 〇 第2 5圖是表示作爲具備於第六實施形態的交換電源 電路的二次側的變形例的抗流圈的構造的剖視圖。 第2 6圖是表不作爲具備於第六實施形態的交換電源 電路的二次側的其他變形例的抗流圈的構成的剖視圖。 第2 7圖是表示作爲習知的電源電路的構成的電路圖 〇 第2 8圖是表示習知電源電路的重負載時的動作的波 形圖。 第2 9圖是表示作爲習知的電源電路具備線圈電壓檢 測方式的同步整流電路時的二次側構成的電路圖。 第3 0圖是表示採用圖示於第2 9圖的二次側構成情形 的重負載時的動作的波形圖。 -81 - (79) 1271023 第3 1圖是表示採用圖示於第29圖的二次側構成情形 的輕負載時的動作的波形圖。 第3 2圖是表示依整流電流檢測方式的同步整流電路 的基本構成例的電路圖。 第3 3圖是表示圖示於第3 2圖的同步整流電路的動作 的波形圖。 _ 【主要元件之符號說明】 1 :控制電路 2 :驅動電路 5 :扁線線圈 6 :外部端子 7 :圓形磁腳 1 〇 :李兹線（L i t z w i r e ) 1 1 :李茲線帶 _ 1 4 :引出線 1 5 :銷端子 1 6 :銷端子支持支部 AC :商用交流電源 C L :濾波電容器 、 C M C :共態抗流圈 DA，DB :整流二極體

Di :整流電路部 -82- (80) 1271023

Cil，Ci2，Co:平滑電容器 VAC:交流輸入電壓 E i :電平整流平滑電壓

Ql，Q2 :開關元件 DD1，DD2 :阻尼二極體 CP :部分諧振電容器 N 1 : —次線圈

L1 :漏電感 PIT :絕緣變頻變壓器 C1 : 一次側並聯諧振電容器 N2A，N2B :二次線圈 N 2 A 1，N 2 A 2 :線圈部

Q3，Q4 : MOS — FET

Ldl，Ld2，Ld，Lo:感應器

Rgl，Rg2 :閘極電阻

Dgl，Dg2 :肖特基二極體

Dzl，Dz2，Dz3，Dz4 ：齊奈二極體 B :捲線軸 V 2 :二次側線圈電壓 II，12，13，14 :整流電流 VI :兩端電壓 IDS1，IDS2 :交換電流 1〇 : —次側串聯諧振電流 Eo :二次側串聯輸出電壓 -83-

Claims (1)

1. (1) 1271023 十、申請專利範圍 1 · 一種交換電源電路，針對於具備； 具備複數開關元件所形成，斷續所輸入的直流輸 壓般地進行交換的交換部； 上述複數開關元件交互地導通斷開地交換驅動的 側驅動部； 將來自交換部的交換輸出從一次側傳輸至二次側 捲裝有一次線圈與具有中分接頭的分接頭輸出的二次 的絕緣變頻變壓器，將間隙長作成所定以上，俾將上 次線圈與上述二次線圈的結合常數設定成所定以下的 變頻變壓器； 至少藉由上述絕緣變頻變壓器的一次線圈的漏電 分’及本身的電容以形成將上述交換部的動作作成諧 所用的一次側諧振電路的一次側諧振電容器；以及 具有連接於上述二次線圈的分接頭輸出的二次側 電容器，將感於上述絕緣變頻變壓器的二次線圈的交 壓進行全波整流而在上述二次側平滑電容器充電整流 ’以作爲上述二次側平滑電容器的兩端電壓作成得到 側直流輸出電壓的同步整流電路；其特徵爲： 上述一次線圈與二次線圈的匝數，是不管上述二 直流輸出電壓的負載條件的變動，設定成利用上述全 流動作上述全波整流動作流在同步整流電路的二次側 電流成爲連續模態，同時 上述同步整流電路是具備： 入電 一次 者， 線圈 述一 絕緣 感成 振型 平滑 變電 電流 二次 次側 波整 整流 •84- 1271023 (2) 串聯連接於利用上述二次線圈的分接頭輸出所分出的 其中一方的端部與二次側基準電位之間的第一場效電晶體 串聯連接於利用上述二次線圈的分接頭輸出所分出的 另一方的端部與二次側基準電位之間的第二場效電晶體； 利用電阻元件檢測對應於上述第一場效電晶體須流動 整流電流的半波期間的二次線圈電壓，並輸出將上述第一 場效電晶體作成導通所用的閘波電壓的第一驅動電路； 利用電阻元件檢測對應於上述第二場效電晶體須流動 整流電流的半波期間的二次線圈電壓，並輸出將上述第二 場效電晶體作成導通所用的閘波電壓的第二驅動電路；以 及 分別串聯地插入在利用上述二次線圈的分接頭輸出所 分出的其中一方的端部與上述第一場效電晶體之間，及利 用上述二次線圈的分接頭輸出所分出的另一方的端部與上 述第二場效電晶體之間的所需要電感的第一電感元件。 2.如申請專利範圍第1項所述的交換電源電路，其 中，具備串聯地插入在上述二次線圈的分接頭輸出與上述 平滑電容器之間的第二電感元件。 3 .如申請專利範圍第1項所述的交換電源電路，其 中，上述第一電感元件是插通上述第一或第二場效電晶體 的汲極電極的引出線的筒形狀磁性體所形成。 4.如申請專利範圍第1項所述的交換電源電路，其 中，上述第一電感元件是將印刷配線基板的配線圖案作成 -85- (3) 1271023 螺旋狀所形成。 5 . —種交換電源電路，針對於具備； 具備複數開關元件所形成，斷續所輸入的直流 壓般地進行交換的交換部； 上述複數開關元件交互地導通斷開地交換驅動 側驅動部； 將來自交換部的交換輸出從一次側傳輸至二次 捲裝有一次線圈與具有中分接頭的分接頭輸出的二 的絕緣變頻變壓器，將間隙長作成所定以上，俾將 次線圈與上述二次線圈的結合常數設定成所定以下 變頻變壓器； 至少藉由上述絕緣變頻變壓器的一次線圈的漏 分，及本身的電容以形成將上述交換部的動作作成 所用的一次側諧振電路的一次側諧振電容器；以及 具有連接於上述二次線圈的分接頭輸出的二次 電容器，將感於上述絕緣變頻變壓器的二次線圈的 壓進行全波整流而在上述二次側平滑電容器充電整 ’以作爲上述二次側平滑電容器的兩端電壓作成得 側直流輸出電壓的同步整流電路；其特徵爲： 上述一次線圈與二次線圈的匝數，是不管上述 直流輸出電壓的負載條件的變動，設定成利用上述 流動作上述全波整流動作流在同步整流電路的二次 電流成爲連續模態，同時 上述同步整流電流是具備： 輸入電 的一次 側者， 次線圈 上述一 的絕緣 電感成 諧振型 側平滑 交變電 流電流 到二次 二次側 全波整 側整流 -86 - (4) 1271023 串聯連接於利用上述二次線圈的分接頭輸出所 其中一方的端部與二次側基準電位之間的第一場效 9 串聯連接於利用上述二次線圈的分接頭輸出所 另一方的端部與二次側基準電位之間的第二場效電 利用電阻元件檢測對應於上述第一場效電晶體 整流電流的半波期間的二次線圈電壓，並輸出將上 場效電晶體作成導通所用的閘波電壓的第一驅動電 利用電阻元件檢測對應於上述第二場效電晶體 整流電流的半波期間的二次線圈電壓，並輸出將上 場效電晶體作成導通所用的閘波電壓的第二驅動電 及 串聯地插入在上述二次線圈部的分接頭輸出與 滑電容器之間的所需要電感的電感元件。 6 .如申請專利範圍第5項所述的交換電源電 中，又具備按照上述二次側直流輸出電壓的電平， 制上述交換部的交換頻率’進行有關於上述二次側 出電壓的定電壓控制的定電壓控制部。 7.如申請專利範圍第1項或第5項所述的交 電路，又具備藉由形成上述交換部的複數開關元件 地連接於至少其中一方的開關元件的部分諧振電容 容，及上述絕緣變頻變壓器的一次線圈的漏電感成 成，而在上述其中一方的開關元件的斷開期間進行 壓諧振動作的一次側部分諧振電路。 分出的 電晶體 分出的 f日體； 須流動 述第一 洛； 須流動 述第二 路；以 上述平 路，其 可變控 直流輸 換電源 中並聯 器的電 分所形 部分電 (5) 1271023 8 .如申請專利範圍第5項所述的交換電源電路，其 中，上述電感元件是具有利用扁線圓筒狀地被縱捲的線捲 的線圈的平板狀陶鐵瓷體鐵心與插入於上述圓筒狀線圈的 筒型金屬系粉末所構成，且具有所需要的飽和磁通密度與 所需要電感的抗流圈。 9 ·如申請專利範圍第5項所述的交換電源電路，其 中，上述電感元件是以所定匝數捲裝依Μη〜Zn係陶鐵瓷 體材的EE型鐵心的磁腳所成的線圈，且具有所需要的飽 和磁通密度，同時作成具有所需要電感。 10.如申請專利範圍第9項所述的交換電源電路，其 中，作爲上述抗流圈的線圈，捲裝平行地排列複數李茲線 並作成帶狀的李茲線帶。 11 ·如申請專利範圍第9項所述的交換電源電路，其 中，作爲上述抗流圈的線圈捲裝扁編織複數李茲線的扁編 織線。 -88-