JP2005073336A - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】複合共振形コンバータの二次側に巻線電圧検出方式の同期整流回路を備える。そして、絶縁コンバータトランスPITのギャップ長を1.5mm程度として結合係数を0.8程度にまで低下させると共に、二次巻線の1ターン(T)あたりの誘起電圧レベルが2V/Tとなるように一次巻線N1、二次巻線N2A,N2Bのターン数を設定する。これにより、絶縁コンバータトランスPITのコアの磁束密度が一定以下となることで、重負荷の条件でも二次側整流電流を連続モードとすることができる。さらに、この際、二次側の各整流電流経路に対してインダクタLd、Loを挿入すれば、これらインダクタの逆起電力により整流電流に生じる逆電流が抑圧され、無効電力のさらなる低減が図られる。また、インダクタLoによっては、二次側直流出力電圧Eoに重畳するとされる高周波ノイズが抑制される。
【選択図】図1
Description
そこで、共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案され、実用化されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
また、一次巻線N1の他端は、一次側アースに接続される。
ここで、上記直列共振コンデンサC1のキャパシタンスと、一次巻線N1を含む絶縁コンバータトランスPITのリーケージインダクタンスL1によっては、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成する。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
先ず、二次側巻線の1T(ターン)あたりの誘起電圧レベルが、5V/Tとなるようして、二次巻線N2A,N2B及び一次巻線N1のターン数を設定することとして、具体的には、二次巻線N2A=N2B=1T、一次巻線N1=30Tとしている。
そして、絶縁コンバータトランスPITのEE型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしている。これによって、一次巻線N1と二次巻線N2A,N2Bとで、0.85程度の結合係数を得るようにしている。
また、一次側直列共振コンデンサC1=0.068μF、部分電圧共振コンデンサCp=330pFを選定し、整流ダイオードDo1,Do2には、50A/40Vのショットキーダイオードを選定している。
また、スイッチング素子Q1は、上記スイッチング素子Q2に対して交互にオン/オフするようにしてスイッチングを行う。このため、スイッチング素子Q1//ダンパーダイオードDD1に流れるスイッチング電流IDS1は、スイッチング電流IDS2に対して180°位相がシフトした波形となっている。
つまり、二次巻線N2Aに発生する二次巻線電圧V2は、図15に示すようにして、一次側直列共振電流Ioが正弦波状で流れる期間のみ、所定の絶対値レベルでクランプされる波形が生じ、その間の一次側直列共振電流Ioとして励磁インダクタンスによる鋸歯状波成分が流れる期間は0レベルとなる。二次巻線N2Bには、二次巻線電圧V2を反転させた波形が発生する。
このために、整流ダイオードDo1を流れる整流電流I1と、整流ダイオードDo2を流れる整流電流I2は、それぞれ、一次側直列共振電流Ioが正弦波状で流れる期間DON1、DON2においてのみ流れ、これ以外の期間においては共に流れない。つまり、二次側の整流電流は不連続で平滑コンデンサに流入している。
なお、図16においては、絶縁コンバータトランスPITの二次側の構成のみを示している。一次側の構成は、図14と同様であるものとする。また、定電圧制御方式としても、二次側直流出力電圧Eoのレベルに応じて、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数を可変制御するスイッチング周波数制御方式を採る。
また、この図16に示す二次側の構成を採る電源回路としても、図14の場合と同様の低電圧大電流(VAC=100V、負荷電力Po=100W、Eo=5V、Io=25A)の条件に対応するものとされる。
同様に、MOS−FETQ4を駆動する駆動回路は、二次巻線N2AとMOS−FETQ3のドレインとの接続点とMOS−FETQ4のゲートの間に、ゲート抵抗Rg2を接続すると共に、MOS−FETQ4のゲートと二次側アースとの間に抵抗R12を接続して形成される。
上記した駆動回路は、二次巻線の電圧を検出することに基づいて、平滑コンデンサCoの正極端子に充電する方向にのみ電流が流れるように、MOS−FETQ3,Q4をスイッチング駆動するための回路である。
この図において、スイッチング素子Q2の両端電圧V1と、これに応じた二次巻線N2A−N2Bの両端に得られる二次巻線電圧V2は、図15と同様のタイミングとなっているものである。なお、図17に示す二次巻線電圧V2は、二次巻線N2Aとゲート抵抗Rg2との接続点側からみた場合の極性となっており、二次巻線N2Bとゲート抵抗Rg1との接続点側からみた場合には逆極性となる。
MOS−FETQ4の駆動回路は、この図に示す極性の二次巻線電圧V2が負極性の所定レベルでクランプされる期間に至ると、MOS−FETQ4のゲートに対して、ゲート抵抗Rg2と抵抗R12とにより設定されるレベルのオン電圧を印加するように動作することになる。
同様にして、MOS−FETQ3の駆動回路(ゲート抵抗Rg1,抵抗R11)は、この図とは反転した極性の二次巻線電圧(V2)が負極性の所定レベルでクランプされる期間に至ると、MOS−FETQ3のゲートに対してオン電圧を印加するように動作することになる。
この不連続モードでは、整流電流I1,I2として、平滑コンデンサCoへの充電電流が0レベルになったとしても、絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1には同じ方向に電流が流れている。これは、先の図15の波形図において、期間DON1,DON2以外の期間において、一次側直列共振電流Ioとして、一次巻線N1の励磁インダクタンス成分がその直前タイミングと同じ極性で流れていることを指している。このために、実際としては、二次巻線N2A,N2Bに誘起される電圧の極性が反転しないために、その間、MOS−FETQ3、Q4は完全にオフにならずにオン状態を維持する。これにより、図示するようにして、期間DON1,DON2以外では、整流電流I1,I2として逆方向の電流が流れてしまう。この期間DON1,DON2以外における逆方向の整流電流I1,I2は、無効電力を生じさせるが、このときの整流電流I1,I2のレベルは、8Apと比較的高いために、その無効電力量も相応に大きなものとなる。
このように、同期整流回路として巻線電圧検出方式を採る場合、整流電流の導通損は低減されるものの、上記のようにして無効電力が発生するために、全体として電力変換効率の有効な向上は図ることが難しいというのが現状である。
図16に示す電源回路の実際としても、先に図14に示した電源回路の構成として説明したようにスイッチング周波数制御による定電圧制御を行うが、軽負荷の条件となって二次側直流出力電圧が上昇すると、スイッチング周波数を高くするようにして二次側直流出力電圧を低下させ、これにより安定化を図るように動作する。
そして、このような軽負荷の状態では、図18に示すスイッチング素子Q2の両端電圧V1に対して、二次側巻線電圧V2はほぼ同じタイミングで反転するようになり、これに応じて、二次側の整流電流I1、I2としては、期間DON1,DON2との間に休止期間が無く平滑コンデンサCoに連続して充電されるようにして流れる。つまり、連続モードとなる。このときには、上記図20の重負荷時の動作として示したような逆方向の整流電流I1、I2が流れる期間は存在しなくなって、これに応じた無効電力も生じていない。
このように、二次側整流回路系を巻線電圧検出方式による同期整流回路に置き換えた構成の電源回路も、重負荷時における電力変換効率の低下が依然として問題となる。
この整流電流検出方式による同期整流回路の構成例を、図19に示す。なお、この図においては、説明を簡単なものとするために、半波整流による構成を示している。
カレントトランスの二次巻線Nbに対しては、抵抗Raが並列に接続されるとともに、相互に順電圧方向が逆となるようにして、ダイオードDa、Dbが並列に接続されて並列接続回路を形成する。また、この並列接続回路に対して、コンパレータ20が接続される。コンパレータ20の反転入力には、基準電圧Vrefが入力される。なお、基準電圧Vrefとコンパレータ20の反転入力との接続点には、上記並列接続回路においてダイオードDaのアノードとダイオードDbのカソードが接続されている側の端部と接続される。また、コンパレータ20の非反転入力には、上記並列接続回路においてダイオードDaのカソードとダイオードDbのアノードが接続されている側の端部が接続される。
この場合、コンパレータ20の出力は、バッファ21により増幅されてMOS−FETQ4のゲートに印加されるようになっている。
二次巻線N2に誘起される電圧が、平滑コンデンサCoの両端電圧(Eo)よりも大きくなると、先ず、MOS−FETQ4のボディダイオードのアノード→カソードの方向により、平滑コンデンサCoへ充電するようにして整流電流Idが流れ始める。この整流電流Idは、カレントトランスの一次巻線Naに流れるので、カレントトランスの二次巻線Nbには、一次巻線Naに流れる整流電流Idに応じた電圧Vnbが誘起される。コンパレータ20では、基準電圧Vrefと電圧Vnbとを比較して、電圧Vnbが基準電圧Vrefを越えるとHレベルを出力する。このHレベルの出力がバッファ21からオン電圧としてMOS−FETQ4のゲートに対して印加され、MOS−FETQ4をオンさせる。これにより、整流電流IdがMOS−FETQ4のドレイン→ソース方向により流れることになる。図20では、正極性により流れる整流電流Idとして示されている。
例えば、図14に示した電源回路の二次側の構成を、上記図19に示した構成に基づく、全波整流の整流電流検出方式による同期整流回路とした場合のDC→DC電力変換効率としては、先の図15、図17などと同様の条件の下で測定したところ、90%程度にまで向上するという測定結果が得られた。
特に、図19に示した一次側のスイッチングコンバータの構成を基本として整流電流検出方式の同期整流回路を二次側に備えることとした場合、二次側には全波整流回路を備える必要がある。従って、上記したカレントトランス及び駆動回路系は、MOS−FETQ3,Q4ごとに対応して2組必要とされることになり、上記した問題がさらに大きくなる。
このようにして、巻線電圧検出方式と整流電流検出方式とでは、巻線電圧検出方式のほうが、無効電力により電力変換効率の面で不利ではあるが、回路構成が簡略であるのに対して、整流電流検出方式のほうは、無効電力が生じないので電力変換効率の面では有利であるが、回路構成が複雑になる、というトレードオフの関係にある。
従って、同期整流回路を備える電源回路としては、できるだけ簡略な回路構成でありながら、かつ、無効電力による損失増加が解消されるような構成を採ることが求められている、ということになる。
すなわち、先ず、入力された直流入力電圧を断続するようにしてスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動する駆動手段と、上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するものであり、少なくとも一次巻線と二次巻線が巻装される絶縁コンバータトランスとを備える。
そして、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自己のキャパシタンスとによって上記スイッチング手段の動作を共振形とするための一次側共振回路を形成するようにして、一次側の所定の部位に接続される一次側共振コンデンサと、上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子のうち、少なくとも一方のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子のターンオフ期間に部分電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路を備え、さらに上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を全波整流して二次側平滑コンデンサに整流電流を充電することで、上記二次側平滑コンデンサの両端電圧として二次側直流出力電圧を得るようにされた同期整流回路と、を備えるようにする。
そして、このような構成において、先ずは、上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を、上記二次側直流電圧に接続される負荷条件の変動にかかわらず、上記全波整流動作により同期整流回路に流れる二次側整流電流が連続モードとなるようにして、所定以下となるように設定する。
さらに、上記同期整流回路としては、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線をセンタータップすると共に、
上記二次巻線のセンタータップしていない側の一方の端部と二次側アースとの間に直列接続される第1の電界効果トランジスタと、上記二次巻線のセンタータップしていない側の他方の端部と二次側アースとの間に直列接続される第2の電界効果トランジスタとを備える。
そして、上記第1の電界効果トランジスタが整流電流を流すべき半波の期間に対応する二次巻線電圧を抵抗素子により検出して、上記第1の電界効果トランジスタをオンとするためのゲート電圧を出力するようにされた第1の駆動回路と、上記第2の電界効果トランジスタが整流電流を流すべき半波の期間に対応する二次巻線電圧を抵抗素子により検出して、上記第2の電界効果トランジスタをオンとするためのゲート電圧を出力するようにされた第2の駆動回路とを備えるようにする。
その上で、さらに上記二次巻線のセンタータップしていない側の一方の端部と上記第1の電界効果トランジスタとの間、及び上記二次巻線のセンタータップしていない側の他方の端部と第2の電界効果トランジスタとの間に、それぞれ直列に挿入された所要のインダクタンスによる第1のインダクタ素子と、上記二次巻線のセンタータップと上記平滑コンデンサの正極端子との間に直列に挿入された第2のインダクタ素子を備えるようにした。
そして、絶縁コンバータトランスの磁束密度が所定以下となるようにしていることで、負荷変動にかかわらず、二次側整流電流が常に連続モードとなるようにしている。二次側整流電流が連続モードとなれば、巻線電圧検出方式による同期整流回路において問題となる、二次側整流電流の不連続期間において整流電流に逆方向電流が生じることに依る無効電力を低減することができる。
その上で、上記のようにして二次巻線と各電界効果トランジスタとの間には、所要のインダクタンスによる第1のインダクタ素子が直列に挿入される。このインダクタ素子によっては、そこに電流が流れる際の逆起電力により整流電流に生じる逆方向電流が抑圧される。
また、さらに本発明では、上記二次巻線のセンタータップと上記平滑コンデンサの正極端子との間に対して、第2のインダクタ素子も挿入するものとしている。この第2のインダクタ素子によっても、その逆起電力により整流電流に生じる逆方向電流が抑圧される。
つまり、これら第1、第2のインダクタ素子を挿入することによって、整流電流に逆方向電流が生じることによる無効電力についての、さらなる低減を図ることができるものである。
さらにこの際、上記第2のインダクタ素子によっては、この第2のインダクタ素子の有するインピーダンス成分により、上記平滑コンデンサの両端に得られる二次側直流電圧に生じるとされる高周波ノイズが抑圧されるものとなる。
つまり、先ず、入力された直流入力電圧を断続するようにしてスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動する駆動手段とを備える。
そして、上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するものであり、少なくとも一次巻線と、二次側に捲装される二次巻線部と、この二次巻線部の一方の端部を巻き上げて形成される第1の駆動巻線部と、上記二次巻線部の他方の端部を巻き上げて形成される第2の駆動巻線部とが巻装される絶縁コンバータトランスを備えるようにする。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自己のキャパシタンスとによって上記スイッチング手段の動作を共振形とするための一次側共振回路を形成するようにして、一次側の所定の部位に接続される一次側共振コンデンサと、上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子のうち、少なくとも一方のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子のターンオフ期間に部分電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路とを備えるようにし、
さらに、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線部に誘起される交番電圧を全波整流して二次側平滑コンデンサに整流電流を充電することで、上記二次側平滑コンデンサの両端電圧として二次側直流出力電圧を得るようにされた同期整流回路を備えるようにする。
その上で、上記絶縁コンバータトランスの磁束密度は、上記二次側直流電圧に接続される負荷条件の変動にかかわらず、上記全波整流動作により同期整流回路に流れる二次側整流電流が連続モードとなるようにして、所定以下となるように設定されるようにする。
そして、上記同期整流回路としては、
先ず、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線部をセンタータップしたタップ出力を平滑コンデンサの正極端子に接続するとともに、上記二次巻線部のセンタータップしていない側の一方の端部と二次側アースとの間に直列接続される第1の電界効果トランジスタと、上記二次巻線部のセンタータップしていない側の他方の端部と二次側アースとの間に直列接続される第2の電界効果トランジスタとを備える。
さらに、上記第1の電界効果トランジスタが整流電流を流すべき半波の期間に対応して、上記絶縁コンバータトランスの二次側における上記第1の駆動巻線部に生じる電圧を抵抗素子により検出して、上記第1の電界効果トランジスタをオンとするためのゲート電圧を出力するようにされた第1の駆動回路と、上記第2の電界効果トランジスタが整流電流を流すべき半波の期間に対応して、上記第2の駆動巻線部に生じる電圧を抵抗素子により検出して、上記第2の電界効果トランジスタをオンとするためのゲート電圧を出力するようにされた第2の駆動回路とを備えるようにする。
その上で、さらに上記二次巻線部のセンタータップしていない側の一方の端部と上記第1の電界効果トランジスタとの間、及び上記二次巻線部のセンタータップしていない側の他方の端部と第2の電界効果トランジスタとの間に、それぞれ直列に挿入された所要のインダクタンスによる第1のインダクタ素子を備えるようにした。
そして、この場合も絶縁コンバータトランスの磁束密度が所定以下となるようにしていることで、負荷変動にかかわらず、二次側整流電流が常に連続モードとなるようにしている。
その上で、この第2の構成では、絶縁コンバータトランスの二次巻線部を巻き上げて形成した、各駆動巻線部に得られる電圧が検出されて、上記第1、第2の電界効果トランジスタが駆動される。
このように、二次巻線部を巻き上げて駆動巻線部を追加することによっては、二次側に捲装される巻線(二次巻線部+各駆動巻線部)の端部と二次側アースとの間に得られる電位として、その分高いレベルが得られるようになり、これによって各電界効果トランジスタに印加される電圧レベルを上昇させることができる。そして、このように各電界効果トランジスタに印加される電圧レベルを上昇させることができれば、各電界効果トランジスタに流れる整流電流のレベルを低減することができる。つまり、これによって各電界効果トランジスタにおけるオン抵抗を低減することが可能となるものである。
つまり、本発明によっては、同期整流回路を備える複合共振形コンバータとして、高い電力変換効率を得ることと、回路の簡易化による回路規模の縮小、及び低コスト化を図ることとの両立が図られるものであり、特に、低電圧大電流とされるような条件に電源回路を使用する場合に有利となるものである。
さらに、上述もしたように二次巻線または二次巻線部のセンタータップと平滑コンデンサとの間に直列に挿入された第2のインダクタ素子によっては、二次側直流電圧に生じるとされる高周波ノイズを低減することが可能となる。
そして、このようなノイズフィルタの後段に対しては、図のように整流ダイオードDA,DBから成る整流回路部Diと、2本の平滑コンデンサCi1,Ci2とから成る倍電圧整流回路が備えられる。この倍電圧整流回路によっては、平滑コンデンサCi1−Ci2の両端電圧として、交流入力電圧VACの2倍に対応したレベル整流平滑電圧Ei(直流入力電圧)が生成される。
この絶縁トランスPITの一次巻線N1の一方の端部は、一次側並列共振コンデンサC1の直列接続を介して、スイッチング素子Q1のソースとスイッチング素子Q2のドレインとの接続点(スイッチング出力点)に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
また、一次巻線N1の他方の端部は、一次側アースに接続される。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
本実施の形態の場合、絶縁コンバータトランスPITの二次巻線としては、図のように、それぞれ上記一次巻線N1と巻方向が同極性とされた二次巻線N2A,二次巻線N2Bが備えられる。
これら二次巻線N2A、N2Bは、それぞれセンタータップが施されたことで、それぞれ図のように2つの巻線部に分割されている。ここでは、二次巻線N2Aの巻き始め端部を含む巻線部を巻線部N2A1とし、巻き終わり端部を含む巻線部は巻線部N2A2としている。また、二次巻線N2Bの巻き始め端部を含む巻線部は巻線部N2B1、巻き終わり端部を含む巻線部は巻線部N2B2とする。
そして、この二次巻線N2A,N2Bに対しては、整流用素子としてNチャネルのMOS−FETQ3,Q4を備える全波整流の同期整流回路が備えられる。これらMOS−FETQ3,Q4は、例えば低耐圧のトレンチ構造のものを選定することで、低オン抵抗を得るようにされる。
そして、二次巻線N2A、N2Bの各巻き始め端部は、インダクタLd1→MOS−FETQ3のドレイン→ソースを介して、二次側アース(平滑コンデンサCoの負極端子側)に接続される。
また、二次巻線N2A、N2Bの各巻き終わり端部は、インダクタLd2→MOS−FETQ4のドレイン→ソースを介して、二次側アース(平滑コンデンサCoの負極端子側)に接続される。
なお、MOS−FETQ3,Q4のドレイン−ソースに対しては、それぞれ、ボディダイオードDD3,DD4が接続される。
また、この際、上記巻線部N2A1、巻線部N2B1を含む整流電流経路においては、二次巻線N2A、N2Bの各巻き始め端部とMOS−FETQ3のドレインとの間に、インダクタLd1が直列に挿入されるものとなる。同様に、上記巻線部N2A2、巻線部N2B2を含む整流電流経路においては、二次巻線N2A、N2Bの各巻き終わり端部とMOS−FETQ4のドレインとの間にインダクタLd2が直列に挿入される。
さらにこの場合、整流電流を平滑コンデンサCoに充電する経路としての、上記巻線部N2A1、巻線部N2B1を含む整流電流経路と、上記巻線部N2A2、巻線部N2B2を含む整流電流経路とに共通となる経路に対しては、インダクタLoが挿入されている。
同様に、MOS−FETQ4を駆動する駆動回路は、二次巻線N2Bの巻き始め端部とMOS−FETQ4のゲートとの間に、ゲート抵抗Rg2を接続して形成される。
つまりこの場合、上記MOS−FETQ3は、それぞれ巻線部N2A2、巻線部N2B2に励起される交番電圧が上記ゲート抵抗Rg1により検出されて導通するようにされ、また、MOS−FETQ4は、巻線部N2A1、巻線部N2B1に励起される交番電圧が上記ゲート抵抗Rg2により検出されて導通するようにされているものである。
上記した駆動回路は、二次巻線の電圧を検出することに基づいて、平滑コンデンサCoの正極端子に充電する方向(つまり、この場合ではソース→ドレイン方向)の電流のみが流れるように、MOS−FETQ3,Q4をスイッチング駆動するための回路である。つまり、この場合における同期整流回路の回路構成としては、巻線電圧検出方式により、整流電流に同期させてMOS−FETQ3,Q4をオン/オフ駆動する構成を採っているものである。
このようなツェナーダイオードDzとしては、ツェナー電位(ブレイクダウン電位)としてMOS−FETQ3、Q4の耐圧レベルに応じた電位のもが選定される。これにより、MOS−FETQ3、Q4のゲート−ソース間電位が耐圧レベル以上に上昇するのに応じ、これらツェナーダイオードDzが導通してMOS−FETQ3、Q4を保護することができる。
例えば、この場合のツェナーダイオードDzとしては、ツェナー電位=±20Vのものが選定される。また、例えばこれらツェナーダイオードDz1、Dz2、及びツェナーダイオードDz3、Dz4は、それぞれMOS−FETQ3、MOS−FETQ4に対して内蔵されるようにして備えられる。
本実施の形態において、これらインダクタLd1、Ld2としては、例えば0.3μH程度の比較的低いインダクタンスを設定するものとしている。
すなわち、この図3に示されるようにして、例えばアモルファス磁性体若しくはフェライト材等の磁性体が筒形状に形成されたビーズコアによって、リード線を挿通する。そして、このようにリード線を挿通したビーズコアを、1つのインダクタ素子としてプリント基板上に実装するものである。
先ず、図4(a)は、インダクタLd1、Ld2として、上記したようなビーズコアを用いる他の例を示している。
この場合、上記したようなアモルファス磁性体若しくはフェライト材等の磁性体によるビーズコアを、図のようにプリント基板に半田付けされるMOS−FETQ3、Q4のドレイン電極端子としてのリード線を挿通するようにして設ける。そして、このようなビーズコアのインダクタンスによってインダクタLd1、Ld2を形成する。
このようにドレイン電極のリード線にビーズコアを直接設けるようにすれば、図3に示したようなビーズコアとしての部品素子を基板上に実装する必要がなく、基板の省スペース化を図ることができる。
この場合は、プリント基板における、MOS−FETQ3、Q4のドレイン電極に配線されるべき銅箔パターンを、図示するように螺旋状に形成し、この螺旋形状によりインダクタLd1、Ld2としての所要のインダクタンスを得るようにするものである。
これによれば、プリント配線基板の製造と同時にインダクタLdを形成できるというメリットがある。
従って、このようなインダクタLoについても、先の図4(a)、図4(b)に示したようにしてこのような低インダクタンスを得るように構成されてもよい。
上述した回路構成による同期整流回路によっては、平滑コンデンサCoに対して全波整流により整流して得られる整流電流を充電する動作が得られる。
すなわち、二次側に励起される交番電圧の一方の半周期には、巻線部N2A1、N2B1を流れる電流がそれぞれ平滑コンデンサCoに対して充電される。また、交番電圧の他方の半周期には、巻線部N2A2、N2B2に流れる電流がそれぞれ平滑コンデンサCoに対して充電される。これによって、上記交番電圧が正/負の期間で平滑コンデンサCoに充電する全波整流動作が得られるものである。
そして、このような平滑コンデンサCoの両端電圧として、図のような二次側直流出力電圧Eoが得られる。この二次側直流出力電圧Eoは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路1のための検出電圧としても分岐して入力される。
例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Eoが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御することで、二次側直流出力電圧Eoを上昇させる。これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Eoが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することで、二次側直流出力電圧Eoを低下させる。
先ず、絶縁コンバータトランスPITについては、図2に示す構造を採ることとしている。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスPITは、フェライト材によるE型コアCR1、CR2を互いの磁脚が対向するように組み合わせたEE型コアを備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンBが備えられる。このボビンBの一方の巻装部に対して一次巻線N1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線(N2A,N2B)を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンBを上記EE型コア(CR1,CR2)に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、EE型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスPIT全体としての構造が得られる。この場合のEE型コアのサイズは例えばEER−35としている。
また、スイッチング素子Q1は、上記スイッチング素子Q2に対して交互にオン/オフするようにしてスイッチングを行う。このため、スイッチング素子Q1//ダンパーダイオードDD1に流れるスイッチング電流としても、図示はしていないがスイッチング電流IDS2に対して180°位相がシフトした波形となる。また、スイッチング素子Q1の両端電圧としても、スイッチング素子Q2の両端電圧V1に対して180°位相がシフトした波形となる。
なお、この電圧V2としては、巻線部N2A1に得られる電位として示したが、二次巻線N2Bにおける巻線部N2B2においても同等の波形により電位が生じていることになる。またこの場合、巻線部N2A2、巻線部N2B2においても、この電圧V2と同等の電位が生じるものである。
ここで、図15に示す電圧V2と比較して分かるように、この図5に示す電圧V2は、一次側直列共振電流Ioが0レベルとなるタイミングで、同様に0レベルとなる波形が得られる。つまり、この場合の電圧V2としては、ゼロクロスタイミングが一次側直列共振電流Ioのゼロクロスタイミングと重なるようになっている(図中時点t1、t2、t3参照)。
この場合、電圧V2としては、図示するように時点t1にて正極性のピークレベルとなり、以降はそのレベルを低下させていき時点t2にて0レベルとなるような波形とされている。MOS−FETQ4のゲート−ソース間に生じるゲート−ソース間電圧VGS4は、この電圧V2が、Q4のゲート−ソース間電位として定められた所定のレベルに対応したレベル以上を保つ期間(図中期間t1〜td1)において、オン電圧を発生させる。つまり、この期間t1〜td1が、MOS−FETQ4のオン期間DON2となる。
そして、この期間DON2が終了する時点td1から時点t2までは、MOS−FETQ4のデットタイムであり、このデットタイムである期間td1〜t2ではQ4のボディダイオードDD4を介して整流電流が流れる。このことは、図示するゲート−ソース間電圧VGS4における期間td1−t2の電位によっても示されている。
これによって、MOS−FETQ4を介して流される整流電流I4としては、図示するように時点t1〜t2の期間にわたって流れるようになる。つまり、この整流電流I4としては、これら時点t1、t2において、一次側直列共振電流Ioと0レベルになるタイミングが重なるようにされ、これによって一次側直列共振電流と連続するものとなる。
つまり、この場合、MOS−FETQ3のゲート−ソース間に生じるゲート−ソース間電圧VGS3は、巻線部N2A2、N2B2側に生じる電圧V2がゲート−ソース間電位としての所定のレベルに対応したレベル以上を保つ期間(図中期間t2〜td2)において、オン電圧を発生させ、これによってこの期間t2〜td2がMOS−FETQ3のオン期間DON1となる。
そして、同様にこの期間DON1が終了する時点td2から時点t3までは、MOS−FETQ3のデットタイムであり、この期間td2〜t3ではQ3のボディダイオードDD3を介して整流電流が流れる。
これによって、MOS−FETQ3を介して流れる整流電流I3としても、図示するように一次側直列共振電流Ioのゼロクロスタイミングである時点t2と時点t3との間にわたって流れるようになり、一次側直列共振電流Ioと連続して流れるものとなる。
そして、前述したように、この場合の二次巻線に生じる電圧V2は、一次側直列共振電流Ioが0レベルとなるのに応じ0レベルとなるから、電圧V2は一次側直列共振電流と連続するものとなる。さらに、このように電圧V2が連続することによって、上記説明のようにして整流電流I3、整流電流I4も連続することになり、従って、平滑コンデンサCoに対する充電電流Icも連続して流れることになる。
つまり、本実施の形態としては、重負荷とされてスイッチング周波数が低くなるようにして制御されているときにも、二次側整流電流としては連続モードが得られていることになる。なお、この場合、整流電流I3,I4としては28Apとなっており、例えば従来の図15に示した整流電流I1,I2よりも低減している。これは、例えば、同等のスイッチング周波数に対応する周期内において、整流電流の導通期間が従来よりも拡大したことに依るものである。
つまり、従来において、整流電流I1、I2には8Apによる逆方向電流が流れ、これが電力損失を生じさせていたが、本実施の形態ではこのような整流電流に生じていた逆方向電流が発生しないものである。
本実施の形態において、整流電流I3、I4にこのような逆方向電流が発生しないのは、先の図1に示したようにして、各整流電流経路にインダクタLd1、Ld2を、また各整流電流経路に共通となる経路に対しインダクタLoを挿入するようにしたことによる。
このように整流電流経路に対して各インダクタを挿入することによっては、整流電流が流れた際に、このインダクタに逆起電力が発生するようになる。そして、このように逆起電力が発生することに伴って、MOSFETQ3、Q4のターンオフ時に生じるとされていた逆方向電流が抑圧されるようになるものである。
先にも述べたように、本実施の形態ではこれらインダクタLd1、Ld2、及びインダクタLoとして0.3μHを設定し、これによって整流電流I3、I4における逆方向電流の発生を防止することが可能とされる。
しかしながら、二次側整流電流が不連続モードで流れる場合において、同期整流回路として巻線電圧検出方式を採る場合、平滑コンデンサCoへの充電電流が0レベルとなっても逆方向電流が流れ、これが無効電力を生じていた。
この無効電力を解消しようとすれば、整流電流検出方式の同期整流回路を採用することになる。しかしながら、整流電流検出方式では、カレントトランス及びコンパレータを備える駆動回路系などが必要であり、回路構成が複雑で大規模化する。
このことから本実施の形態としては、同期整流回路として電圧検出方式による構成を採ることで、簡単な回路構成として回路規模の拡大を抑制し、さらにコストアップを避けるようにしていながら、なおかつ、電流不連続期間の無効電力による電力変換効率の低下の問題を解消していることになるものである。
このリップル成分ΔEoとしては、図示するように、この場合の二次側直流出力電圧Eoの出力レベルである5Vを中心として、ΔEo=0.1Vpの範囲で生じるという結果が得られている。
ここで、この図5に示される実験結果によれば、この場合の二次側直流出力電圧Eoには、MOS−FETQ3、Q4がターンオフするタイミングに応じて高周波成分が重畳される。これは、同期整流回路として、MOS−FETQ3、Q4をスイッチング駆動することに伴うスイッチングノイズによるものと考えられる。
例えば、図1の回路構成から、このようなインダクタLoを削除した構成の場合は、MOS−FETQ3、Q4のターンオフ時に生じる上記のような高周波成分としては、Eo=5Vのレベルを中心として0.3vpが発生していたものである。
これに対し、図1に示したようにして整流電流経路にインダクタLoを設けた本例によっては、図示するようにこの高周波成分のレベルを0.1Vpにまで低下させることができる。つまり、このようなインダクタLoの有するインピーダンス成分(交流抵抗成分)によって、上記のように二次側直流出力電圧Eoに重畳される高周波成分を抑制することができるものである。
このようにショットキーダイオードDg1、Dg2を挿入することによっては、MOS−FETQ3、Q4のターンオフ時に、これらMOS−FETQ3、Q4のゲート入力容量(Ciss)の蓄積電荷を、これらショットキーダイオードDg1、Dg2を介して引き抜くようにして流すことができる。
つまりこの場合、ゲート入力容量の電荷は、それぞれショットキーダイオードDg(Dg1、Dg2)→二次巻線N2→平滑コンデンサCoの経路により放電されることになる。そして、このように入力容量の電荷が放電されることにより、MOS−FETQ3、Q4におけるターンオフ時の電圧降下時間を減少させることができる。
このようにして、MOS−FETのターンオフ時の電圧降下時間を減少させることができれば、これらMOS−FETQ3、Q4を確実にオフとさせて良好なスイッチング特性を得ることができる。
図1に示す電源回路では、これまでの説明から理解されるように、二次側直流出力電圧Eoの安定化のために、スイッチング周波数制御による定電圧制御を行う。この定電圧制御は、軽負荷の条件となって二次側直流出力電圧が上昇すると、スイッチング周波数を高くするようにして二次側直流出力電圧を低下させ、これにより安定化を図るように動作する。
このような軽負荷の状態では、図示するスイッチング素子Q2の両端電圧V1に対して、二次側巻線電圧V2はほぼ同じタイミングで得られるようになり、これに応じて、二次側の充電電流Ic(整流電流I3、I4)としても、図のように休止期間が無く平滑コンデンサCoに連続して充電されるようにして流れる。
このことから、図1に示した電源回路では、軽負荷時においても連続モードとなることが理解できる。
また、負荷電力Po=25W時には、ηAC→DCが約13%向上し、このとき交流入力電力は4.7W低減する結果が得られている。
このことから、絶縁コンバータトランスPITの漏洩インダクタンスを増加させて、重負荷時の不連続モードを排除したのみの構成とするよりも、これらインダクタLo、Ldを挿入した本例の方が無効電力のさらなる低減が図られていることがわかる。
しかしながら先に説明したように、図1に示す電源回路では、同期整流回路の構成としては巻線電圧検出方式を採っていることで、回路構成はより簡略なものとすることができるものである。
なお、図8においては、既に図1にて説明した部分について同一の符号を付して説明を省略する。
第2の実施の形態のスイッチング電源回路は、先の図1に示した第1の実施の形態の電源回路の構成から、インダクタLd1、Ld2を削除するようにしたものである。
そして、このように二次側整流電流経路において挿入されるインダクタとして、インダクタLoのみを設けるようにした上で、そのインダクタンスを、図1の場合よりも高い0.6μHに設定するようにしたものである。
上記のようにインダクタLoとして、図1の場合よりも高いインダクタンスを設定することにより、この場合の二次側直流出力電圧Eoには、MOS−FETQ3、Q4のターンオフ時に生じるとされていた高周波成分が除去されるものとなる。
つまり、この場合はインダクタLoのインダクタンスがより高く設定されたことで、図1の場合よりもこのインダクタLoによる高周波抑制効果がより高くなるようにされているものである。
これは、上記のようにインダクタLoのインダクタンスを高く設定したことによって、このインダクタLoに生じる逆起電力が図1の場合よりも上昇し、これに伴い整流電流経路に流れる、上記負電圧に対応した整流電流のレベルが抑制されたことによるものと考えられる。
また、この場合としても、このようなインダクタLoに生じる逆起電力によって、整流電流I3、I4に生じるとされる逆方向電流が抑制される。そして、この場合は、上記もしたようにインダクタLoのインダクタンスとして0.6μHを設定することで、整流電流I3、I4に逆方向電流が生じないようにすることができるものである。
つまり、このような第2の実施の形態によれば、図1の回路の場合と同様に同期整流回路における無効電力の削減を図ることができる上に、二次側直流出力電圧Eoに生じるとされていた高周波成分を除去することができるものである。
また、さらにこの場合は、インダクタLd1、Ld2を不要とすることができるので、図1の構成よりも部品点数の削減、及びプリント基板におけるこれらの実装面積の削減を図ることができる。
なお、この図10においても、既に図1にて説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
第3の実施の形態では、絶縁コンバータトランスPITの二次側巻線として、先の図1の場合と同様、センタータップ出力が平滑コンデンサCoの正極端子と接続され、且つ巻き始め側の端部が、インダクタLd1→MOS−FETQ3のドレイン→ソースを介して二次側アースに接地され、さらに巻き終わり側の端部が、インダクタLd2→MOS−FETQ4のドレイン→ソースを介して二次側アースに接地されるように捲装している。そして、このように捲装される二次側巻線の、上記センタータップより巻き始め側端部側に形成される巻線部を巻線部N2Aとし、巻き終わり端部側に形成される巻線部を巻線部N2Bとしている。
さらに、このような二次側巻線の双方の端部には、この二次側巻線を巻き上げるようにして、それぞれ巻線部N3Aと巻線部N3Bとを捲装する。つまり、この場合の絶縁コンバータトランスPITの二次側巻線としては、これら巻線部N3A、N2A、N2B、N3Bが1巻線上に形成されるようになるものである。
ここでは、図示するように上記巻線部N3Aが、二次側巻線の巻き始め端部を含むものとし、上記巻線部N3Bは二次側巻線の巻き終わり端部を含むものとする。
そして、交番電圧の他方の半周期には、巻線部N2B→平滑コンデンサCo→MOS−FETQ4(ソース→ドレイン)→インダクタLd2による整流電流経路が形成される。
つまりこの場合、二次側巻線に形成される巻線部N3A、N3Bに対しては、整流電流が流されないものとされる。
そして、上記構成によると、この場合のMOS−FETQ3は、上記ゲート抵抗Rg1//ショットキーダイオードDg1による駆動回路によって、二次側巻線における巻線部N3Bに励起される交番電圧が検出されて駆動されるものとなる。
同様に、MOS−FETQ4は、ゲート抵抗Rg2//ショットキーダイオードDg2による駆動回路によって、巻線部N3Aに励起される交番電圧が検出されて駆動されるものとされる。
これらのことからわかるように、この場合の絶縁コンバータトランスPITの二次側巻線として捲装した上記巻線部N3A、巻線部N3Bとしては、各MOS−FETのゲート電圧の検出用に設けられているものである。
また、確認のために述べておくと、このような第3の実施の形態としても、先の各実施の形態と同様、絶縁コンバータトランスPITの結合係数を所要以下とする等して、重負荷時の不連続モードを排除する構成が採られているものである。
ここで、このようにさらなる低電圧、大電流の条件とされることによっては、その分、二次側同期整流回路に流れる整流電流レベルも上昇することになる。そして、このように整流電流のレベルが上昇することに伴っては、MOS−FETQ3、Q4におけるオン抵抗も増加することとなって、これらMOS−FETQ3、Q4が導通する期間における電力損失が増加する傾向となる。
先ず、この図においても、一次側のスイッチング素子Q2の両端電圧V1、及びスイッチング素子Q2//ダンパーダイオードDD2に流れるスイッチング電流IDS2が示されている。先の図5と比較してわかるように、この場合も一次側の構成としては図1の回路と同様の構成が採られることから、これら電圧V1、スイッチング電流IDS2としては、図5の場合と同様の波形により得られるものとなる。
この場合、図のように上記電圧V2としては、7Vのレベルが得られる。そして、二次側巻線全体に得られる電圧V3としては11Vのレベルが得られている。
これに対し、二次側巻線として巻線部N3を巻き上げた本例の場合、MOS−FETQ3、Q4の各駆動回路は、電圧V3としての11Vの電位によりQ3、Q4を駆動する。これに応じては、各ゲート−ソース間電圧VGS3、VGS4としても、図示するように11Vのレベルが得られるようになる。
このようなことから、二次側巻線として巻線部N3を巻き上げた第3の実施の形態の場合は、各MOS−FETのゲート−ソース間に生じる電圧を上昇させて、各MOS−FETに流れる整流電流のレベルを低減できていることが理解できる。これは、図中における、MOS−FETQ3を介して流れる整流電流I3のレベルが、先の図5の場合の整流電流I3のレベル=28Apと比較して、42Apに上昇していることによっても示されている。
そして、このように各MOS−FETQ3、Q4に流れる整流電流のレベルが低下できることにより、上述したようにして各MOS−FETにおけるオン抵抗を低減し、これらの導通期間における電力損失を低減することができるものである。
つまり、このような実験結果から、第3の実施の形態の構成によっては、図1の回路の場合よりもさらに低電圧、大電流の負荷条件とされた場合においても、図1の回路とほぼ同等の電力変換効率を得ることができるものである。
なお、この際、上記実験結果及び先の図11に示した実験結果を得るにあたっては、図10に示したインダクタLd1、Ld2として0.4μHを設定した。
なお、これら図12、図13においては、電源回路の二次側の構成についてのみ示し、一次側の構成としては先の図10と同様となることからここでの説明は省略する。
先ず、図12の例では、先の図10の二次側の構成に追加し、絶縁コンバータトランスPITの二次側巻線として、さらに整流電流経路を形成するための別の二次側巻線を追加するようにして捲装する。そして、これと共に、先の図1の回路の同様、整流電流経路に対してインダクタLdに加え、インダクタLoを挿入したものである。
この場合の絶縁コンバータトランスPITの二次側に対しては、図のような巻線部N2A1と巻線部N2B1による二次側巻線を捲装する。そして、このように捲装される二次側巻線のセンタータップ出力を、インダクタLoを介して平滑コンデンサCoの正極端子に接続する。さらに、その巻き始め端部を、図示するようにインダクタLd1→MOS−FETQ3(ドレイン→ソース)を介して二次側アースに接地する。また、巻き終わり端部をインダクタLd2→MOS−FETQ4(ドレイン→ソース)を介して二次側アースに接地する。
なお、図示するように上記巻線部N2A1は、二次側巻線の上記センタータップよりも巻き始め端部側に形成され、上記巻線部N2B1は、上記センタータップより巻き終わり端部側に形成される。
さらにこの場合、図10の回路にも備えられた二次側巻線において、整流電流経路を形成する巻線部のうち、巻き始め端部側を図のように巻線部N2A2とし、巻き終わり端部側を巻線部N2B2とする。また、そのセンタータップ出力は、この場合はインダクタLoを介して平滑コンデンサCoに接続する。
また、整流電流は、一方の半周期において、これら巻線部N3が捲装された方の二次側巻線における巻線部N2A2→インダクタLo→平滑コンデンサCo→MOS−FETQ3(ソース→ドレイン)→インダクタLd1の経路で流れる。そして、他方の半周期では、巻線部N2B2→インダクタLo→平滑コンデンサCo→MOS−FETQ4(ソース→ドレイン)→インダクタLd2の経路で流れる。
そしてこの場合は、上記のように追加された二次側巻線により、整流電流は一方の半周期において、この追加された二次側巻線における巻線部N2A1→インダクタLo→平滑コンデンサCo→MOS−FETQ3(ソース→ドレイン)→インダクタLd1の経路によっても流れる。また、他方の半周期では巻線部N2B1→インダクタLo→平滑コンデンサCo→MOS−FETQ4(ソース→ドレイン)→インダクタLd2の経路によっても流れるようになる。
また、この場合は整流電流経路に対してインダクタLoが挿入されることから、図10に示した回路の場合よりも、二次側直流出力電圧Eoに各MOS−FETのターンオフ時に発生するとされる高周波成分を抑制することができる。
この図13の構成では、インダクタLoのインダクタンスを0.4μHに設定した場合に、先の図10と同等の効果を得ることができる。そして、この場合もインダクタLoによって、二次側直流出力電圧Eoに各MOS−FETのターンオフ時に発生するとされる高周波成分を、図10の場合よりも抑制することができる。
例えば、本発明に基づいた巻線電圧検出方式の同期整流回路の細部の構成については適宜変更されてよい。また、例えば一次側スイッチングコンバータのスイッチング素子としては、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、MOS−FET以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。さらには、4石のスイッチング素子をフルブリッジ結合した電流共振形コンバータにも適用できる。
また、商用交流電源を入力して直流入力電圧を得る整流回路としても、例えば倍電圧整流回路以外の構成とすることが考えられる。
さらに、第1、第2の実施の形態では、絶縁コンバータトランスPITの二次巻線を2つに分けて捲装するようにたが、例えば先の図14に示したようにして二次巻線を1つのみ捲装する構成が採られてもよい。
但し、この際、二次巻線としての巻数が多くなれば、その分そこに生じる直流抵抗値も上昇するものである。従って、上記のように二次巻線を2つに分けて捲装する構成によっては、二次巻線を1つとする場合よりも直流抵抗を軽減でき、これによる電力損失の低減を図ることができる。
Claims (15)
- 入力された直流入力電圧を断続するようにしてスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動する駆動手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するものであり、少なくとも一次巻線と二次巻線が巻装される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自己のキャパシタンスとによって上記スイッチング手段の動作を共振形とするための一次側共振回路を形成するようにして、一次側の所定の部位に接続される一次側共振コンデンサと、
上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子のうち、少なくとも一方のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子のターンオフ期間に部分電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を全波整流して二次側平滑コンデンサに整流電流を充電することで、上記二次側平滑コンデンサの両端電圧として二次側直流出力電圧を得るようにされた同期整流回路と、を備えるものとされ、
上記絶縁コンバータトランスの磁束密度は、上記二次側直流電圧に接続される負荷条件の変動にかかわらず、上記全波整流動作により同期整流回路に流れる二次側整流電流が連続モードとなるようにして、所定以下となるように設定されると共に、
上記同期整流回路は、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線をセンタータップすると共に、
上記二次巻線のセンタータップしていない側の一方の端部と二次側アースとの間に直列接続される第1の電界効果トランジスタと、
上記二次巻線のセンタータップしていない側の他方の端部と二次側アースとの間に直列接続される第2の電界効果トランジスタと、
上記第1の電界効果トランジスタが整流電流を流すべき半波の期間に対応する二次巻線電圧を抵抗素子により検出して、上記第1の電界効果トランジスタをオンとするためのゲート電圧を出力するようにされた第1の駆動回路と、
上記第2の電界効果トランジスタが整流電流を流すべき半波の期間に対応する二次巻線電圧を抵抗素子により検出して、上記第2の電界効果トランジスタをオンとするためのゲート電圧を出力するようにされた第2の駆動回路と、
さらに、上記二次巻線のセンタータップしていない側の一方の端部と上記第1の電界効果トランジスタとの間、及び上記二次巻線のセンタータップしていない側の他方の端部と第2の電界効果トランジスタとの間に、それぞれ直列に挿入された所要のインダクタンスによる第1のインダクタ素子と、
上記二次巻線のセンタータップと上記平滑コンデンサの正極端子との間に直列に挿入された第2のインダクタ素子を備える、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 上記同期整流回路において、上記第1のインダクタ素子を省略したことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
- 入力された直流入力電圧を断続するようにしてスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動する駆動手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するものであり、少なくとも一次巻線と、二次側に捲装される二次巻線部と、この二次巻線部の一方の端部を巻き上げて形成される第1の駆動巻線部と、上記二次巻線部の他方の端部を巻き上げて形成される第2の駆動巻線部とが巻装される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自己のキャパシタンスとによって上記スイッチング手段の動作を共振形とするための一次側共振回路を形成するようにして、一次側の所定の部位に接続される一次側共振コンデンサと、
上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子のうち、少なくとも一方のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子のターンオフ期間に部分電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線部に誘起される交番電圧を全波整流して二次側平滑コンデンサに整流電流を充電することで、上記二次側平滑コンデンサの両端電圧として二次側直流出力電圧を得るようにされた同期整流回路と、を備えるものとされ、
上記絶縁コンバータトランスの磁束密度は、上記二次側直流電圧に接続される負荷条件の変動にかかわらず、上記全波整流動作により同期整流回路に流れる二次側整流電流が連続モードとなるようにして、所定以下となるように設定されると共に、
上記同期整流回路は、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線部をセンタータップしたタップ出力を平滑コンデンサの正極端子に接続するとともに、
上記二次巻線部のセンタータップしていない側の一方の端部と二次側アースとの間に直列接続される第1の電界効果トランジスタと、
上記二次巻線部のセンタータップしていない側の他方の端部と二次側アースとの間に直列接続される第2の電界効果トランジスタと、
上記第1の電界効果トランジスタが整流電流を流すべき半波の期間に対応して、上記絶縁コンバータトランスの二次側における上記第1の駆動巻線部に生じる電圧を抵抗素子により検出して、上記第1の電界効果トランジスタをオンとするためのゲート電圧を出力するようにされた第1の駆動回路と、
上記第2の電界効果トランジスタが整流電流を流すべき半波の期間に対応して、上記第2の駆動巻線部に生じる電圧を抵抗素子により検出して、上記第2の電界効果トランジスタをオンとするためのゲート電圧を出力するようにされた第2の駆動回路と、
さらに、上記二次巻線部のセンタータップしていない側の一方の端部と上記第1の電界効果トランジスタとの間、及び上記二次巻線部のセンタータップしていない側の他方の端部と第2の電界効果トランジスタとの間に、それぞれ直列に挿入された所要のインダクタンスによる第1のインダクタ素子を備える、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 上記同期整流回路は、上記二次巻線部のセンタータップと上記平滑コンデンサの正極端子との間に、所要のインダクタンスによる第2のインダクタ素子を直列に挿入する、
ことを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源回路。 - 上記同期整流回路は、上記二次巻線部のセンタータップと上記平滑コンデンサの正極端子との間に、所要のインダクタンスによる第2のインダクタ素子を直列に挿入すると共に、上記第1のインダクタ素子が省略されている、
ことを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源回路。 - 上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を一定以下とするために、絶縁コンバータトランスに形成するギャップ長を所定以上とすることで、一次側と二次側の結合係数を所定以下に設定している、
ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。 - 上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を一定以下とするために、上記二次巻線または上記二次巻線部における1ターンあたりの誘起電圧レベルが所要以下となるように、上記一次巻線と、上記二次巻線または上記二次巻線部のターン数を設定している、
ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。 - 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変制御することで、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。 - 上記第1のインダクタ素子は、上記第1及び第2の電界効果トランジスタのドレイン電極のリード線を挿通する筒形状の磁性体により形成される、
ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。 - 上記第1のインダクタ素子は、プリント配線基板における配線パターンを螺旋状とすることにより形成される、
ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。 - 上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を一定以下とするために、絶縁コンバータトランスに形成するギャップ長を所定以上とすることで、一次側と二次側の結合係数を所定以下に設定している、
ことを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源回路。 - 上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を一定以下とするために、上記二次巻線または上記二次巻線部における1ターンあたりの誘起電圧レベルが所要以下となるように、上記一次巻線と、上記二次巻線または上記二次巻線部のターン数を設定している、
ことを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源回路。 - 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変制御することで、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源回路。 - 上記第1のインダクタ素子は、上記第1及び第2の電界効果トランジスタのドレイン電極のリード線を挿通する筒形状の磁性体により形成される、
ことを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源回路。 - 上記第1のインダクタ素子は、プリント配線基板における配線パターンを螺旋状とすることにより形成される、
ことを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源回路。
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