TW437084B - Method of controlling the switching DI/DT and DV/DT of a MOS-gated power transistor - Google Patents

Description

708 4 五、發明說明（l) 發明背景 本發明係針對箝位電感負載電路，特別是可令M〇s閘 極控制（，_ MOS-gated")功率電晶體切換導通與關閉的箝位 電感負載電路。

功率電晶體兀件，當導通或關閉時，使電流的流動轉 向及重新配置一電源轉換電路的電壓分佈。M0S閘控電晶 體，諸如MOSFETs或IGBTs，以非常快電壓及電流轉動比率 :在幾分之一微秒内完成這項運作。其波形的快速切換波 刖用以降低切換損耗及用以增加運作頻率已在周圍的環境 中也有產生不需要的電磁干擾（EMI )的不利效果。在環境 中該EM I磁化率是危險的且需要藉由制定法律控制ejj丨干 擾，以必要獨立調整電壓及流流波形去適合這些要求而無 不必要的增加該切換損耗。 一箝位電感負載電路是一電源電路，其負載電感避免 它的電流從被在運作頻率的一個週期内降為零。多數電源 變換電路是箝位電感負載電路。圖一A顯示一箝位電感負 載電路的簡單描述，其中一 M0SFET 103可導通及關斷。該 暫態切換被分割成數個間隔，如圖一B及一 C所示，其中該 電流上升間隔及該電壓上升間隔相互跟隨，且能被獨立控 制。 當該閘極驅動元件饋入電流至閘極時，以電容充電的 方式該使閘極電壓上升，如圖一 B中間隔1。當該閘極電壓 Vgs到達該M0SFET 103的臨界電壓時，該汲極電壓Id增加

第4頁 43 70 8 4 五、發明說明（2) 且使電流自由輪式（freewheel ing)二極體102離開，如間 隔2所示者。只要二極體1 〇 2運送電流，該汲極電壓將被箝 位至供應電壓。當所有的電流（如果有的話，加上反轉恢 復電壓）是從該二極體傳送至MOSFET，該汲極電壓下降到 最後數值。當該汲極電壓完全地上升至它的最後的值，而 允許分別控制該兩波形時，汲及電壓開使下降。因此，該 汲極電壓只有隨該汲極電流完全的上升之後開始下跌，該 係允許了個波形的分開控制。這個過程係詳細說明在 International rectifier Application note AN-944 · A new Gate Charge Factor Leads to Easy Drive

Design for Power MOSFET Circuit” 。 在該汲極電流上升期間’如間隔2所示，該汲極電流 係正比於閘極電塵’且該閘極電麗的上升比率決定該切換 di/dt。因此MOSFET 103的閘極電容行為如同電容器 1 0 3 B，該電流上升時間能藉由控制電壓供應至閘極的數量 所控制，該二極體的逆向恢復延長間隔2。 在汲極電壓下降期間，如間隔3所示，該輸出電容 103A及MOSFET 103的逆向轉移電容l〇3C放電。這兩個電容 的放電比率決定沒極電壓下降的比率。當輸出電容迅速的 透過該通道電阻放電時，該逆向轉移電容只有透過閘極驅 動電路放電。間隔3所示閘極電壓曲線的平坦部份指出該 供應至閘極端的電流幾乎是完全傳送至逆向轉移電容，反 之橫跨於入電容的電壓並不充電。因此，該dv/d1;的值於 此可以藉由至該閘極之適當電流的數量所控制。

第5頁 43?〇a 4 五、發明說明（3) 在間隔3的端緣處’該暫態切換完成’且供應至閘極 任何額外的電流不會改變該波極電壓或汲極電流，如間隔 4所示。 該關斷過程通常是導通程序的鏡像映射。首先，該閘 極電廢Vgs係減少至幾乎不能維持汲極電Μ的一值，如圖 一 C的間隔1所述。然後，如隔間2所示，當該汲極電流是 不變時，横跨於該元件的電壓上升。當橫跨於MOSFET 1 03 的電壓超過相當於該二極體電壓降的供應電壓，該二極體 開始導通且負載電流係從該MOSFET透過二極體傳送，如間 隔3所示。如該元件導通時，汲極電壓上升且汲極電劉隨 後下降。因此藉由逆向轉移電容經閘極電路阻抗1 04的充 電，實質上決定該汲極電壓上升時間’且其後的汲極電流 落下時間是藉由該輸入電容的放電而決定《當間隔2結 束’通常在一過射（overshooting)電壓出現在汲極處，以 延伸這個間隔。 具有電流之相當的少數載子元件之M0S閘控元件，諸 如IBGTs ’ MCTs及其它衍生物’某些行為與關斷時不同， 因為它們的電流落下時間受少數載子的再結合情況所影 響。同樣地’該電流上升時間在它們的導通期間係被載子 注入效應所影響。 典型的，複數個電阻是被結合在該閘極驅動電路内以 使切換動作減速。如圖二B所示，一額外的電阻211及二極 體212 ’可加入圖一 A所示的電路’以改變在導通及關斷時 的波形，且特別地’限制來自二極體的逆向恢復電流。因

第6頁 43 7〇 3 ^ 五、發明說明（4) 為不同的個別電流值是需要去達到所需的di/dt及dv/dt， 該增加電阻的選擇需要在達到所需的di/dt及達到所需的 dv/dt之間達到妥協。這些在閘極驅動電路内增加的電p且 同樣使該電路更加易於dv/dt感應導通，換句話說，在淡 極内暫態電流造成一項不必要的導通，也就是透過該逆勿 傳送電容耦合至該閘極。 經比照可知’如圖二A所示，該二極體2 0 2分路電阻 201，且旁路該電阻。因此對於從汲極注入的快速暫態響 應提供一低阻抗通路，但是不需要關段波塑形。 dv/dt的控制是被Si 1 icon ix嘗試使用一閘極驅動器 1C，例如Si9910。如圖三所示，該電壓扭轉比率係使用連 接至功率元件310 ί及極的一小電容308所感知，該所感知的 dv/dt係藉由一迴饋迴路所控制。但是該電路使用有振盪 傾向的線性的迴路，該晶片同樣也提供峰值電流的控制， 但是在功率元件内的dv/dt只有當適當的回饋供應時才被 控制。 另外，在這個電路使用的短路保護方式以兩個步驟關 閉該功率電晶體以避免過射電壓，其通常與一大電流的快 逮關閉的頻率有關。該閘極電壓最初降低至大約它的起始 值的一半，且然後完全關掉。這個方法允許一功率元件從 一短路條件緩慢地關閉，而非以兩個步驟方式。無論如 何，在切換期間内該電路無法控制d i /dt，因為它們企圖 從與該與錯誤觀斷有關的過電壓暫態響應中保護該元件， 例如短路，該電路係被錯誤所觸發，不然就是在正常運作

437U8 4 五、發明說明（5) 期間不活動這樣的方法是被描述在由R. Ch〇khawala及G Castino所著的"igbt錯誤電流限制電路，I，IR IBGT資料書 IGBT-3 ，第E-127 頁。 因此有必要提供一種電路’此電路驅動一M0S閘極功 率電晶體元件’且控制該切換心以^及切換dv/(H。 [發明概述] 本發明藉由個別的控制電壓及電流波形的波前，去控 制一M〇S閘控功率電晶體的切換di/dt及dv/dt。開路回路 與關閉回路兩者的控制均可用，該di/dv是以一無損耗及 較低廉的方法所感知。 依據本發明的特徵，該切換di/dt及切換dv/dt在導通 M0S閘控元件的開路迴路控制係由叙合一電流產生器電路 的共同端所提供，其供應一電流至該M0S元件的閘極，供 1至第一電阻用以控制該di/dt。當一負的被偵測到 時，該電流產生器電路的共同端係從第一電阻耦合，且然 後耗合至第二電阻用以控制該切換dv/dt。然後，該第一 及第二電阻係耦合至該M0S閘控元件的源極端。使用該電 路之類比運作係提供該M〇s閘控功率元件的切換dv/dt及切 換d i / d t的關斷控制。 = 依據本發明另一個特徵，該關閉回路係藉進一步測量 該切換dv/dt及切換di/dt所供應，該關閉迴路然後回饋至 該電路去控制供應至M0S閘控元件閘極的電流。 ；v 4370 8 4 ,* 五、發明說明（6) 依據本發明進一步新穎的特徵，該切換di/dt的值係 藉由測量該橫跨於一具有預定的長度及直徑的校準線結長 度上的電壓差所決定。 本發明其它特徵與優點將從以下本發明的描述與相關 的圖式中的到更進一步的了解。 [圖式之簡單說明] 本發明現在將參考詳細的圖式在下文中作更詳細的描 述： 圖一A係顯示一已知的箝位電感負載電路的示意圖； 圖一 B係為圖一A中電路之功率電晶體的導通波形；及圖一 C示圖一A中電路之功率電晶體的關斷波形。 圖一A及圖二B係顯示一已知電路用以減速圖一中功率 電晶體的導通及關斷〇 圖二係顯示一具有封閉迴路dv/ dt感測及過電流保護 之習知電路功能方塊圖。 圖四A係依據本發明之一特徵’示一電路配置用以控 制切換di/dt及dv/dt ;圖四B係顯示圖四A中電路之功率電 晶體的導通波形；及圖四C係顯示在圖四a電路之功率電晶 體的關斷波形。 圖五A係圖四A中電路之箝位配置的一個範例；及圖五 B係顯不圖二A中電路之撿波配置及切換電路的一個範例。 圖六係依據本發明另一個特徵，其示使用一線結合電感的

第9頁 43 7ϋ8 4 五、發明說明（7) 已知值感知切換d i / d t的電路配置。 [圖號說明] 102 二極體 103 MOSFET 103A 輸出電容 1 03B 電容器 ........................、、，+- 104 閘極電路阻抗 107 閘極驅動 201 電阻 202 二極體 204 二極體 211 電阻 212 二極體 214 二極體 215 閘極驅動 216 電阻 308 小電容 310 功率元件 400 閘極驅動器電路 411 電流產生器電路 413 電阻 414 電阻 415 電阻

第10頁 437υ8 4 五、發明說明（8) 416 硬箝位電晶體 417 偵測電容器 418 功率電晶體 420 二極體 430 正反器 432 正反器 50 0 回饋電路 5〇8 閘極驅動元件 526 閘極驅動元件 540 校準線結合 542 校準線結合 [本發明的詳細說明] 首先參考圖四A ’係顯示依據本發明之一特徵的電 路’其中係提供電流的開路回路控制及電壓波前。於此， 閘極驅動器電路4〇〇 ’其可以是ic ’控制功率電晶體418 的閘極’依次驅動一負載電路（圖式未示）。雖然顯示有一 功率MOSFET ’本發明同樣可適用於其它M〇s閘控元件，例 如IGBTs 。 該閘極驅動器電路4 〇 〇包括有一電流產生器電路4 u， 其係接收一閘極驅動信號VGATE及供應一閘極驅動電流至 MOSFET 418的閘極。該電流產生器電路411使用閘極驅動

_ 五、發明說明（9) 電流的兩個可能的值中的一項，對M0SFET 418的充電或放 電’該值於這個例子中，係由個別地控制該電流及電壓波 形的di/dt控制電阻413及dv/dt控制電阻所決定。特別 地’該電流產生器電路411的共同端係連接至一切換電 路’其連接電流產生器電路411的共同端央至該電阻413及 41 4其令一個，依序連接至MOSFET 418的源極端。一已知 的切換電路可以在此使用。 最初，在該功率電晶體已經在先前切換週期内關斷之 後’且在該關斷之暫態響應已通過之後，在M〇SFET 418的 閘極與源極之間一低阻抗短路係由導通一硬箝位電晶體 416所提供，其迅速的放電閘極至源極電容。下文將說明 從一運作模式到另一運作模式的後來之切換暫態響應。 該電路的導通順序如下： 首先’該硬箝位係藉由關閉MOSFET 416所解除。較佳 的，如圖五A所示，該MOSFET 418係藉由一D型正反器所控 制’其係控制箱位Μ Μ 0 S F E T，使作用如該閘極驅動信號 VGATE 。 該電流產生器電路然後連接至該外部d丨/ d t控制電阻 41 3。一第一閘極驅動電流，它的值係藉由d i /dt控制電阻 413的值所決定，係從電流產生器4丨丨供應至M〇SFET 418的 閘極。該所需的電流值係維持該運作溫度範圍，如符合間 極驅動電源’如圖四B所顯示的間隔1和2。在這個間隔期 間，該閘極至源極電壓及汲極電流以類似於圖一B所顯示 的方法向上傾斜至它們的最大值，但是該仏/(11：係被電阻

第12頁 43708 4 五、發明說明（ίο) 41 3所控制。 一旦閘極至源極電壓及汲極電流到達它們的最大值， 該供應電壓將開始下降。產生負的dv/dt被偵測並且用來 提供dv/dt電流產生器電路411觸發閘驅電電流的一個第二 數值的輸出，如間隔3及間隔4所顯示。該閘極驅動電流的 新值是藉由從di/dt控制電阻413切換到外部的dv/dt控制 電阻414而加以設定。 較佳的，如圖五B所示，該負的dv/dt係使用一負的 dv/dt偵測電容器417及一個電阻41 5所偵測，其可以耦合 至一二極體420，及供應一負的dv/dt信號至D型正反器430 及432的配置、該正反器430及432供應控制信號控制在電 阻413及414之間的變換。 然後，當由電流產生器411所供應的電壓到達閘極供 應電壓的值時，該第二電流將被關斷，即在電流產生器的 妥協的限制之下，或在一些其它適當的預先定義限制之 下。 如圖四A所示之電路，包括無回餚迴路且運作無不穩 定。該電路在每一個間隔内，運作在一預定閘極驅動電流 模式。雖然預設電阻413及414的值依賴在使用特殊的 MOSFET裝置和一驅動的負載電路上，該方法通常可以應用 在其他的負载電路。從一模式到另一模式的切換，係藉由 該電路個別地di/dt及dv/dt事件所觸發。 該關閉順序現在說明如下： 首先，如圖四C之間隔1及2所示，該MOSFET 418的閑

第13頁 43 7084 五、發明說明（11) 極係在一由dv/dt控制電阻所決的比率所放電，於此，該 汲極至源極電壓及汲極電流行為類似於圖一C所示的間隔1 及2，但是該dv/dt係被電阻414所控制。 然後，當橫跨在功率M0SFET 4 1 8的源汲至汲極電壓到 達供應電壓的值時，如間隔3及4所顯示，該電流產生器 411的輸出電流係藉由從外部的電阻41 3切換至外部的 di/dt控制電阻418而改變成一第二值。在此期間，當該閘 極電壓下降至低於臨界電壓，該硬箝位電晶體416導通。 在上述例子中，它是假設該di/dt及dv/dt在導通及在 關斷時的數值相同。然而’如果需要的話，對導通及關閉 d i /dt可假設不同的值，以限制該二極體的逆向恢復。 需注意到該電流產生器電路411在關閉期間”下沉”該閘極 電流’且在導通期間”上升”（s 〇 u r c e)該閘極電流，。 本發明同樣適用於供應電流及電壓波前的閉迴路控制，此 將於下文中說明。 電流或電壓波前的閉迴路控制需要di/ dt&dv/dt的 測量。如上所述及圖四A所顯示者，測量相當簡單 且可使用上述之連接至M〇SFET 418的汲極的小電容417所 達成。然而，測量該心/ dt，典型的需要一更複雜且更貴 的配置。當該元件電流的值係使用於電路運作時，相同的 電流回饋信號同樣能被使用於控制該電流上升及下降期 U:di/dt。當不使用此信號且不使用電流回饋，'開 路I路方法係使用如上所描述的方法。 依據本發明的另一個特徵，如圖六所示，使用校準線

第14頁

IIH 五、發明說明（12) 結合540，542的混合電路所提供一簡單的低損耗及接近低 廉用以感知d i / d t的方法。一預定長度及直徑的結合線具 有一已知的電感值並且將產生一跨其上的電壓差，其正比 於d i / d t的值。典型地，在一功率混合元件中的結合線長 為10mm長，且具有5到10uh的阻抗，且當傳導具有〇.1到〇. 5A/ns的di/dt電流時，典型地橫跨它的長度發展出一 〇.5V 到5V的電壓差。這個電壓差能被供應至di/dt回饋電路 500去控制供應至閘極驅動元件508及526的電流，其可以 是MOS閘控元件，以使用已知的回饋方法獲得所需的 di/dt。 相同的技術可以應用在一分離的元件，其提供一克爾 文没極或射極連接。如圖六所顯示’該橫跨源極或射極線 結合的電感所發展的電壓係被橫跨該克爾文源極線所感 知β因為該結合線的長度係藉由生產過程而可控制在非常 好的精確性，該d i /dt能以高的精確度加以量測。 依據本發明di/dt的測量值可以使用與先前描述的 dv/dt測量值結合以提供使用類似於圖四a所示之電路的閉 迴路控制。然而，該電阻413及414是以一運算放大器的配 置代替以控制該切換di/dt及dv/dt，其為量值的含數。 雖然本發明已針對特定實施例加以說明過，但熟知此 技藝之人士當可知悉許多其它的變化和修改，以及其它的 用途。因此其最好是不以本文的特定内容來限制本發明， 而是僅雷所附的申請專利範圍來界定之。

第15頁

Claims (1)

1. 43 7〇 8 4 六、申請專利範圍 1. 一種用以控制一M0S閘極控制功率元件的切換di/dt 及切換dv/dt控制電路，前述M0S閘極控制元件提供一供應 電壓至一負載電路；前述之控制電路包含： 一電流產生器電路，具有一輸出，耦合至前述M〇s閘 極控制元件的閘極端，用以供應一電流至前述之閘極端； 一第一電阻，具有一第一電阻值且被耦合至前述M0S閘極 控制元件的源極端； 一第二電阻’具有一第二電阻值且被輕合至前述源極 端； 一切換電路’用以耦合前述電流產生器電路的一共同 端至一前述之第一及第二電阻的其令一個，及用以耦合前 述共同端至第一電阻及第二電阻的另一個，用以控制切 di/dt 。 、 2·如申請專利範圍第1項所述之電路，更進一步包含 負的dv/dt偵測電路。 3·如申請專利範圍第1項所述之電路’更進一步包含 一耦合在前述M0S閘極控制元件的閘極端與源極端之 箝位電路。 一〆4.如申請專利範圍第1項所述之電路，更進一步包含 號=:ί制電路用以控制前述箝位電路為-作用之閘極信 一 + t如申請專利範園第1項所述之電路’更進一步包含 以控制前述電流產生器電路的共同端輕合至 電ρ中的一個，其為偵測之負的dv/ dt的函數。

   第16頁 :、43708 4 六、申請專利範圍 -- 6.種控制M〇s閘極控制功率元件的切換di/dt及 dv/dt的方法，前述M0S閘極控制元件控制—供應電歷至一 電路；前述之方法包含下列步驟： 提供一電流產生器電路用以供應一電流至前述M〇s閘 極控制元件的閘極； 前述電路產生器電路的共同端耦合至一第一電阻，其 係耦前述MOS元件的源極端用以供應一第一電流至M〇s間極 控制7L件的閘極’並藉此控制前述電路的切換dv / ; 則述電流產生器電路與第一電阻解聯，並耦合前述電流產 生器電路至一第二電阻，用以供應一第二電流至前述閘 極’並藉此控制前述電路的切換d i t ;及 當前述閘極電壓到達一預定值時，終止前述第二電流的供 7· 一種控制MOS閘極控制功率元件的切換d丨/d t及 dv/dt的方法，前述仙3閘極控制元件控制—供應電壓至一 負載電路，前述之方法包含下列步驟： 前述MOS閘極控制元件的閘極端藉由耦合一電流產生 器電路的一個共同端至第一電阻而放電，其並耦合至前述 MjS閘極控制元件的源極端，並藉此控制放電的比率； 前，電流產生器電路與第一電阻解聯，並耦合前述電流產 生器電路至一第二電阻，並藉此控制前述電路的切換 di/dt ；及 ' 時’將箝位前述閘 當在前述閘極端電壓低於預定的值 極端。

   第17頁 43t〇84 六、申請專利範圍 8.如申請專利範圍第6或第7項所述之方法，更進一步 包含前述電流產生器電路從第一電阻解聯之前偵測切換 dv/dt的負值之步驟。 9 · 一種在基體中形成以控制Μ 0 S閘極控制功率元件的 切換di/dt及切換dv/dt的控制電路，前述m〇S閘極控制元 件提供一供應電壓至一負載電路，前述控制電路包含： 具有一輸出耗合至前述MOS閘極控制元件的彡及極端，用以 供應一電流到那之電流產生器； 具有一預定長度及直徑之校準結合線，並耦合至前述 MOS閘極控制元件的源極端及汲極端中之一項；及 =2電路用以控制為該電流產生器電路所供應的電流’ 此電k為橫跨前述結合線所量測之di/dt的數值的含數。 II & ·如申3青專利範圍第9項所述之控制電路，其中經由 '貝該校準之、结合 '線長度上的電麼差以測得d i /dt。