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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Treiberschaltung für einen
Leistungsschalter, der in einen Schaltspannungsregler integriert
ist.
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Der
Ausgangspunkt der vorliegenden Erfindung findet sich in der Entwicklung
von zwei diskreten Bauteilen, d.h. einem abwärtsregelnden Schaltspannungsregler
und einer Stromschleife für
ein Batterieladegerät,
und es wird zur leichteren Erläuterung in
der nachfolgenden Beschreibung auf dieses Anwendungsgebiet Bezug
genommen.
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Schaltspannungsregler
finden wegen ihrer Wirksamkeit und Genauigkeit bei vielen Anwendungen
breite Verwendung. Die grundlegenden Bauelemente dieser Regler umfassen:
einen Leistungsschalter, eine Loopback-Diode, ein LC-Ausgangsfilter und
einen wahlweisen Stromsensor für
das Batterieladegerät.
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Stand der
Technik
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Um
vorteilhaft zu konkurrieren, sollen die Regler der neuen Generation
immer höhere
Schaltfrequenzen haben, so dass sowohl aus Gründen der Wirtschaftlichkeit
der Schaltkreisfläche
als auch der Kosten kleinere externe Bauelemente verwendet werden
können.
Insbesondere sollen solche Regler die kleinstmögliche Zahl an externen Bauelementen aufweisen.
Eine erhöhte
Frequenz spiegelt sich darin wider, dass die Reglerwirksamkeit hauptsächlich durch
die Kommutierungsverluste des Leistungsschalters begrenzt ist. Demgemäß betrifft
der kritischste Aspekt bezüglich
des Aufbaus von solchen Reglern den Treiberschaltungsabschnitt des
Leistungsschalters, da Kommutierungsverluste von diesem Abschnitt
abhängen.
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Im
Handel erhältliche
Regler verwenden für einen
Leistungsschalter wegen der einfachen Art der Ansteuerung meist
einen N-Kanal-MOS-Transistor. Um allerdings einen ausreichenden "Overdrive" für den Treiber
sicherzustellen, benötigt
ein MOS-Leistungsschalter eine höhere
Treiberspannung als es die Versorgungsspannung dieses Bauteils selbst
ist.
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Eine
Zusatzspannung kann generell auf zwei Arten zur Verfügung gestellt
werden:
durch Verwendung einer Ladepumpe oder
durch
Verwendung eines Bootstrap-Kondensators.
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Beide
Lösungen
weisen Nachteile auf. Insbesondere erfordert die zuerst genannte
Lösung
eine beträchtliche
Siliziumfläche
für seine
Realisierung, damit die Ladepumpe die hohen Ströme, die für die Ansteuerung des Leistungsschalters
benötigt
werden, liefern kann. Darüber
hinaus sind gewöhnlich ein
oder mehrere externe Kondensatoren erforderlich.
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Die
zweite Lösung
benötigt
zusätzlich
ein externes Bauelement, das durch einen Bootstrap-Kondensator repräsentiert
wird, und einen Schaltungsaufbau, um das Laden des Bauelements zu überwachen
und so die vollständige
Betriebsfähigkeit
des Systems in allen Betriebszuständen sicherzustellen.
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Bei
beiden Lösungen
sind die Herstellungskosten für
den Schaltregler höher.
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Bei
einem Versuch, diesen Nachteil zu überwinden und die Herstellungskosten
zu senken, sind P-Kanal-MOS-Transistoren als Leistungsschalter in den
Reglern der letzten Generation verwendet worden.
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Anders
als N-Kanal-Schalter erfordern diese Schalter keine Zusatzsteuerspannung
und daher keine zusätzlichen
externen Bauelemente für
den Treiberschaltungsaufbau.
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Eine
Treiberschaltung, die für
diese Art PMOS-Schalter angepasst ist, sollte die folgenden Merkmale
aufweisen:
- – Sicherstellen von schnellen
Einschalt/Ausschalt-Flanken,
aber ohne Beanspruchung der Loopback-Diode und des Schalters selbst;
- – Minimieren
von elektromagnetischem Rauschen;
- – Verhindern
eines falschen Betriebs von allen Strombegrenzern die beim Einschalten
aktiv sind,
- – Optimieren
der Reglerwirksamkeit und Zeigen von niedrigem statischem Verbrauch.
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Im
Stand der Technik sind die obigen Merkmale für Ansteuerschalter der NMOS-Bauart
optimiert worden. Zum Beispiel offenbart das US-Patent Nr. 5,883,505
derselben Anmelderin eine Treiberschaltung für einen NMOS-Schalter, welche
eine Loopback-Diode in einer intelligenten Bauart mit gutem, daraus
resultierendem Treiber handhaben kann.
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Aus
Gründen
der Vollständigkeit
sollte auch nicht vergessen werden, dass die Anwendung einer Steuerspannung,
die höher
als eine vorbestimmte sichere Schwelle ist, an den Gate- und Sourceanschlüssen des
PMOS-Transistors vermieden werden sollte, wenn der Schalter eingeschaltet
ist.
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Dieses
spezielle Problem ist Gegenstand umfangreicher Forschungsarbeiten
und Ausführungen,
die darauf gerichtet sind, es auf im wesentlichen drei verschiedene
Arten zu lösen.
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In
einer ersten solcher bekannten Lösungen werden
externe Schalter verwendet, die zwischen ihrem Gate und Source einer
Steuerspannung standhalten können,
die dieselbe wie die Versorgungsspannung für die Einheit ist.
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In
einer zweiten solcher bekannten Lösungen ist die maximale Versorgungsspannung
(VALmax) auf einen Wert begrenzt, der niedriger als oder gleich
dem Maximum Vgsmax ist, dem der PMOS-Transistor ohne Verschlechterung
seiner Leistung standhalten kann.
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In
der dritten von solchen bekannten Lösungen werden Schutzschaltungen
als Folge auf die maximale Versorgungsspannung VALmax verwendet, die
noch immer den Gate-Source-Spannungsabfall, den der Transistor aushalten
kann, übersteigt.
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In
der 3 ist eine elektrische schematische Darstellung
eines herkömmlichen
Schaltreglers gezeigt, der einen PMOS-Leistungstransistor enthält, der
mit einer Treiberschaltung, die eine Schutzschaltung aufweist, ausgestattet
ist.
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Der
Betrieb der Schutzschaltung verursacht einen sehr hohen Verbrauch,
der die Wirksamkeit des Reglers deutlich herabsetzt. Es wird nun
der Fall von 4 in Betracht gezogen, bei dem
unterschiedliche Stromsignale, die in einem herkömmlichen Spannungsregler mit
einem PMOS-Schalter auftreten, gegenüber der Zeit aufgetragen sind.
Aufgrund der Anstiegsflanke des Einschaltsignals DRIVE werden drei
weitere Signale ON1, ON2 und ON3 von vorbestimmter Dauer aktiviert.
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Diese
Signale ermöglichen,
dass der Leistungstransistor in einer schnellen Geschwindigkeit eingeschaltet
wird, während
auch ein Problem der Rückkehrzeit
mit der Loopback-Diode überwunden wird.
Insbesondere stellt das Signal ON1 den Stromwert I1 ein, der den
Leistungstransistor leitend macht, und das Signal ON2 lädt das Gate
des Leistungstransistors weiter mit einem Strom I2 über einen
Zeitraum T2 während
der Umkehrzeit der Loopback-Diode.
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Aufgrund
der Steigungsflanke des Signals DRAIN wird auch das Signal ON3 aktiviert,
um den Strom am Gate-Anschluss des Leistungstransistors auf einen
Wert I3 zu bringen, der dahingehend wirksam ist, dass er das Einschalten
des Transistors beschleunigt.
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Das
Abschalten stellt keine besonderen Probleme dar, da die gewünschte Abschaltgeschwindigkeit
einfach durch ein geeignetes Auswählen einer Größe des Stroms
Ioff erreicht werden kann.
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Am
Ende der Einschalttransiente sollte der Strom, der an den Gate-Anschluss
des Leistungstransistors geliefert wird, größer als der Strom Ioff und
der Strom sein, der an die Schutzschaltung geliefert wird. Mit T4
ist das Anschalt-Zeitintervall
bezeichnet, das wie folgt ist: I4 = ION > Ioff + Iclamp.
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Dieser
Strom liegt in der Größenordnung
von mehreren Zehn Milliampere und stellt den wesentlichen Verbrauch
dar. Es war außer
Betracht, diesen Verbrauch durch ein Begrenzen der Ansteuerungsströme zu reduzieren,
weil die Ein-/Aus-Transienten dann
verlangsamt und die Kommutierungsverluste erhöht würden.
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Weiterhin
wird während
des Zeitintervalls T3 (das in der Entwurfsstufe auszuwählen ist
und für
die Verfahrensausbreitung und Veränderbarkeit der Stromversorgung
verantwortlich ist) das Gate des Leistungstransistors ziemlich schnell
heruntergezogen ("pulled
down") (wobei T3
in der Größenordnung von
mehreren Zehn ns liegt), und die Schutzschaltung hat in diesem Fall
ein Auslösezeit ΔT, wenn das Gate
weiterhin auf Werte fällt,
die deutlich außerhalb der
Schwelle Vgsmax liegen.
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Dies
hat zwei Nachteile:
- 1) ein solches Verhalten
kann zu kurzfristigen Problemen bezüglich der Zuverlässigkeit
führen,
weil das Gate des Leistungstransistors einer höheren Spannung unterworfen
ist, als es während
der Dauer ΔT
akzeptabel ist;
- 2) um eine schnelle Wiederherstellung sicherzustellen, liefert
die Schutzschaltung eine große Menge
an Strom, was den Verbrauch weiter steigen lässt.
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Eine
weitere bekannte Lösung
ist in dem US-Patent Nr. 4,859,927 offenbart, das eine Treiberschaltung
für einen
P-Kanal-MOS-Leistungstransistor
nach dem Oberbegriff des beigefügten
Anspruchs 1 betrifft.
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Die
Veröffentlichung
US-A-4,853,563 lehrt die Reduzierung des Einschalt-Steuerstroms
auf einen konstanten Haltestrom, der höher als der Leckstrom ist.
Aber selbst diese Lösung
ermöglicht
es nicht, den Gesamtleistungsverbrauch während der Schaltphasen zu reduzieren.
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Das
technische Problem, das der vorliegenden Erfindung zugrunde liegt,
ist es, eine neue Art Treiberschaltung für einen PMOS-Leistungstransistor
mit solchen baulichen und funktionellen Merkmalen zur Verfügung zu
stellen, dass die Nachteile des Standes der Technik überwunden
werden.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
Lösungsidee,
auf der die vorliegende Erfindung beruht, ist es, die Stromniveaus
der Generatoren, die zum Ein/Ausschalten des PMOS-Schalters verwendet
werden, zu variieren, damit sie zu den Zuständen der Schutzschaltung, des
Gates des Leistungstransistors und des Transistors selbst passen, und
den von einem ersten Stromgenerator gezogenen Strom nach dem Erhalt
eines STOP-Signals zu reduzieren.
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Auf
der Grundlage dieser Lösungsidee
wird das technische Problem durch eine Treiberschaltung gelöst, wie
zuvor angegeben und in Anspruch 1 definiert.
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Die
Merkmale und Vorteile der Schutzschaltung der vorliegenden Erfindung
werden aus der nachfolgenden Beschreibung einer Ausführungsform davon
deutlich, die als nicht beschränkendes
Beispiel mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen angegeben
ist.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1A und 1B zeigen
jeweilige schematische Darstellungen von herkömmlichen Treiberschaltungen
für einen
Leistungstransistor der N-Kanal-MOS-Bauart.
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2 zeigt schematisch eine Ausführungsform
einer herkömmlichen
Treiberschaltung für
einen P-Kanal-MOS-Transistor.
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3 ist
eine ausführlichere
Darstellung einer herkömmlichen
Treiberschaltung für
einen P-Kanal-MOS-Transistor.
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4 ist
eine grafische Darstellung einer Reihe von Stromsignalwellenformen,
die in der herkömmlichen
Schaltung der 3 auftreten, gegenüber der
Zeit.
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5 zeigt
eine schematische Darstellung einer Treiberschaltung für einen
P-Kanal-MOS-Transistor nach der Erfindung.
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6A und 6B sind
jeweilige schematische Detailansichten der Treiberschaltung nach
der Erfindung.
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7 ist
eine grafische Darstellung einer Reihe von Stromsignalwellenformen,
die in der erfindungsgemäßen Schaltung
der 5 auftreten, gegenüber der Zeit.
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8 ist
eine grafische Darstellung einer Reihe von Stromsignalwellenformen,
die in einem bestimmten Abschnitt der Schaltung der 6B auftreten,
gegenüber
der Zeit.
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9 ist
eine ausführlichere
schematische Darstellung der Treiberschaltung der vorliegenden Erfindung.
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Ausführliche
Beschreibung
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Mit
Bezug auf die Zeichnungsfiguren wird eine Treiberschaltung zum Ansteuern
eines P-Kanal-MOS-Transistors,
der die vorliegende Erfindung verkörpert, allgemein bei 1 in schematischer
Form gezeigt.
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Insbesondere,
obwohl nicht ausschließlich, ist
die Schaltung 1 zum Ansteuern eines PMOS-Leistungstransistors gedacht,
der zu einer Schaltart des Spannungsreglers gehört.
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Der
PMOS-Transistor wird durch die Bezugszahl 2 in der 5 gekennzeichnet
und hat einen Steuer- oder Gate-Anschluss G sowie einen ersten und
zweiten Leitungsanschluss S und D. Der erste oder Source-Anschluss
S ist mit einer ersten Versorgungsvergleichsspannung VAL verbunden,
und der zweite Anschluss D ist über
eine Loopback-Diode DR mit einer zweiten Vergleichsspannung GND
verbunden, die eine Massenreferenz sein kann.
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Der
Anschluss D ist weiter mit einer elektrischen Last Load über einen
Induktor L verbunden. Ein Kondensator zusammen mit seinem Ersatzreihenwiderstand
(ESR) ist parallel zur Last Load angeordnet.
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Der
Gate-Anschluss G des PMOS-Transistors empfängt eine Steuerspannung Vgs
durch eine Schutzschaltung 3, die schematisch in Form eines Blocks
CLAMP dargestellt ist, der mit der Versorgungsvergleichsspannung
VAL verbunden ist.
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Ein
Vorspannungsschaltungsabschnitt 8 ermöglicht, dass die Schutzschaltung 3 versorgt
wird.
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Vorteilhafterweise
weist die Treiberschaltung 1 der vorliegenden Erfindung
einen ersten Einschaltstromgenerator ION auf, der zwischen der zweiten Vergleichsspannung
GND und dem Gate G des Leistungstransistors 2 angeschlossen
ist.
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Ein
gesteuerter Schalter 4, der durch ein Signal ON von einer
zu beschreibenden Steuerschaltung gesteuert wird, ist mit dem ersten
Generator ION in Reihe geschaltet.
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Ein
zweiter Ausschaltstromgenerator IOFF ist zwischen der ersten Versorgungsvergleichsspannung
VAL und dem Gate des Leistungstransistors 2 angeschlossen.
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Der
zweite Generator IOFF ist mit einem gesteuerten Schalter 7,
der durch ein Signal OFF von der zuvor erwähnten Steuerschaltung gesteuert
wird, in Reihe geschaltet. Der Schalter 7 ist normalerweise geschlossen.
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Eine
Logiksteuerschaltung 5, die zwei diskrete Signale DRIVE
und DRAIN eingegeben hat und ein Paar Ausgänge ON und OFF für das Ansteuern des
Stromgenerators ION bzw. IOFF aufweist, wird auch zur Verfügung gestellt.
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Ein
dritter Eingang der Logiksteuerschaltung 5 ist mit einem
Ausgang der Schutzschaltung 3 verbunden, um ein Signal
STOP davon zu empfangen, das das Ende des Schutzschaltungsvorgangs
anzeigt, sowie eine verwandte Anfrage bezüglich des Ausschaltens des
Leistungstransistors 2.
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Dem
Strom von dem Generator ION wird die Wellenform gegeben, die in
der 7 durch die Logiksteuerschaltung 5 gezeigt
ist.
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Der
Aufbau des Generators ION ist ausführlicher durch die Darstellung
der 6A veranschaulicht und umfasst
einen Satz von mindestens vier Schaltern, die parallel angeordnet
sind und jeweils mit je einem der Stromgeneratoren in Reihe verbunden
ist.
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Die
Sequenz der Signale ON1, ON2, ON3 ist bezüglich der bekannten Treiberschaltungen
unverändert,
wodurch die geeignete Handhabung der Rückkehrzeit der Loopback-Diode
sichergestellt wird.
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Im
Gegensatz zu bekannten Schaltungen verändern sich jedoch die Niveaus
der Ströme
I1 und I2 in der Treiberschaltung der vorliegenden Erfindung gegenüber den
Zeitintervallen T1 und T2 der Einschalt-Transiente. Während dieser
Zeitdauer würde die
Steuerschaltung 5 den Generator IOFF unterbrechen, wodurch
Probleme durch eine Kreuzleitung (Signale OFF1 und OFF2 niedrig)
vermieden werden. Daher können
niedrigere Werte der Ströme
I1 und I2 ausreichen, um dieselbe Einschaltgeschwindigkeit für einen
gegebenen Leistungsschalter zur Verfügung zu stellen.
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Mögliche Variationen
bei der Dauer des Signals ON3 (Zeitintervall T3) werden angepasst,
indem dafür
gesorgt wird, dass der Strom von dem Generator ION durch das Signal
STOP sofort aufgrund des Betriebs der Schutzschaltung 3 reduziert
wird (von ungefähr
10 Milliampere bis mehrere Zehn Microampere).
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Um
die Triggerzeit ΔT
der Schutzschaltung 3 zu minimieren und so den Verbrauch
und die Belastung an dem Gate-Anschluss,
die bekannte Lösungen
beeinträchtigen,
zu minimieren, wird dafür
gesorgt, dass das Signal STOP die E/A-Schaltzeit ΔT durchläuft, bevor
das Gate die Schwelle Vgsmax erreicht. Die Information über die
Ausgabe des Signals STOP und des zugehörigen Betriebs der Schutzschaltung 3 sollte
gespeichert werden, um zu verhindern, dass mögliche Schwingungen Rauschprobleme
verursachen und der Verbrauch steigt. Für diesen Zweck wird ein Speicherelement 6 in
der Schutzschaltung 3 wie nachfolgend beschrieben aufgenommen.
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Das
Ausschalten erfolgt ganz direkt : Es erfordert nur, dass ein Stromniveau
IOFF zur Verfügung
gestellt wird, wie es für
eine schnelle Ausschaltflanke benötigt wird und um eine Kreuzleitung
zu verhindern, wieder um den Verbrauch gering zu halten. Für diesen
Zweck wird der Generator IOFF als eine Parallele von zwei Generatoren
I5 und I6, wie in der 6B gezeigt,
ausgebildet.
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Auch
mit Bezug auf die 8 wird, wenn das Abschaltsignal
DRIVE niedrig wird, das Signal OFF1 erzeugt, um den Leistungstransistor 2 durch
einen hohen Strom auszuschalten, der durch die Generatoren I5 und
I6 zugeführt
wird. Dieser Strom hat eine Dauer von einem Zeitintervall T5 und
reicht aus, um die angestrebte schnelle Ausschaltgeschwindigkeit zur
Verfügung
zu stellen. Danach wird nur der Generator I6 im Einschaltzustand
gehalten, der viel kleiner als der Generator I5 ist.
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Auf
diese Weise kann eine Kreuzleitung beim nächsten Einschalten aufgrund
der Tatsache, dass die Signale ON ankommen können, bevor die Signale OFF
auf Null gehen, verhindert werden.
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Die
Dauer des Zeitintervalls T4 hängt
von dem Signal DRIVE ab, und sollte die nächste Einschaltflanke vor dem
Ende des Zeitintervals T4 ankommen (wie es durch eine hohe Schaltfolge
möglich sein
könnte),
wird das Signal OFF2 sofort auf Null gebracht.
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Der
Schaltungsaufbau ist ziemlich kompliziert, aber für den Zweck
dieser Beschreibung brauchen nur die verschiedenen funktionellen
Blöcke,
die das erfindungsgemäße Prinzip
ausführen,
erörtert
zu werden.
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In
dieser Hinsicht ist die Logikschaltung 5 betriebsbereit,
um die Signale ON und OFF mit der Zeitbeziehung, die in der 7 gezeigt
ist, zu erzeugen. Der innere Aufbau der Schaltung 5 stellt
keinen Teil der vorliegenden Erfindung dar.
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Der
erste Stromgenerator ION besteht aus einem Satz Schalter X4, X5,
X6 und X7 in Form von MOS-Transistoren, die durch jeweilige Signale
ON1, ON2, ON3 und DRIVE angesteuert werden, die wie in der 7 gezeigt
zeitlich festgelegt sind. Die Source-Anschlüsse der Transistoren X4, X5
und X6 sind mit jeweiligen Stromgeneratoren I1, I2 und I4 verbunden.
Der Drain-Strom des Transistors X7 stellt einen Generator I4 dar.
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Dieser
Transistor X7 hat seine Spannungsschwelle Vgs als Steigungsflanke
des Signals ON3.
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Der
zweite Stromgenerator IOFF besteht aus den P-Kanal-MOS-Transistoren M5 und
M6, die jeweilige Drain-Ströme
I5 und I6 aufweisen, die den in Bezug auf die 6B beschriebenen
Generatoren entsprechen.
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Diese
Generatoren werden mittels der Schalter X2 und X3 einausgeschaltet,
die durch die Logiksignale OFFl und OFF2, wie in der 7 gezeigt
ist, angesteuert werden.
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Die
Schutzschaltung 3 umfasst einen Abtast- und Klemmabschnitt
und einen Latch 6, der so angepasst ist, dass er das Signal
STOP erzeugt. Insbesondere wird eine Vergleichsspannung Vgsmax an einem
Knoten A über
eine Zenerdiode D4 und einen Generator Ib4 erhalten.
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Ein
Satz bipolarer Transistoren Q1, Q2, A3 und Q4 liefert die Klemmfunktion,
wobei die Transistoren Q3 und Q4 miteinander in einer Darlington-Konfiguration
verbunden sind und für
eine Verbindung des Abtastwiderstands Rsense mit dem Kollektor des
Transistors Q4 sorgen. Dieser Widerstand setzt die Schwelle des
Betriebs für
das Signal STOP fest, was jede Änderung
des wiederherzustellenden Zeitintervalls T3 und ΔT der Schutzschaltung 3 ermöglicht.
Insbesondere wird der Ausgang des Signals STOP von dem Latch 6 durch
die Signale DRIVE und OFF1 (letzteres stellt das negierte Signal
DRIVE dar) auf ein logisches Hoch gesetzt und wieder auf Null gesetzt,
wenn ein PMOS-Transistor MM einen Drain-Strom Is führt, der
größer als
der durch einen Generator Ib3 zur Verfügung gestellte ist. Dies würde dann
auftreten, wenn der Spannungsabfall an dem Widerstand Rsense groß genug
ist, um für
den Transistor MM ein ausreichendes Vgs sicherzustellen, um den
Strom Is an seinem Drain darzustellen.
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Daher
können
durch geeignete Auswahl des Widerstands von Rsense die Zeitverzögerungen
auf ein Minimum reduziert und der Verbrauch optimiert werden.
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Der
Vorspannungsblock BIAs ist dahingehend betriebsfähig, dass er die ganze Treiberschaltung 1 mit
den notwendigen Spannungen und Strömen versorgt, damit diese wie
erwartet arbeitet.
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Ein
Transistor M1, der durch das Signal ON2 angesteuert wird, stärkt den
Schaltungsaufbau von dem Standpunkt des Widerstands gegenüber einem Rauschen
aus. Tatsächlich
könnten
beim Einschalten, wenn das Gate G des Leistungstransistors 2 schnell
heruntergezogen wird, die Generatoren für eine kurze Zeit in den "Ein"-Zustand eintreten – und so
den Verbrauch durch eine Kreuzleitung erhöhen –, selbst wenn sich die Generatoren
I5, I6 im Aus-Zustand
befinden, und zwar aufgrund der Wirkung einer parasitären Kapazität, die zwischen
den Drains und Gates der Transistoren M5 und M6 immer vorhanden ist.
Die Wirkung des Transistors M1 bewirkt, dass der Strom an der Diode
M2 steigt und die Transistoren M5 und M6 über das ganze Zeitintervall
T2 hindurch im "Aus"-Zustand (über die
Transistoren M3, M4) hält.
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Die
Treiberschaltung der vorliegenden Erfindung löst das technische Problem und
bringt eine Reihe von Vorteilen, zu denen vornehmlich folgender gehört: Es können dieselben
Kommutierungsgeschwindigkeiten bei einem verringerten Gesamtverbrauch
der Schaltung zur Verfügung
gestellt werden.
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Darüber hinaus
kann der Schutz für
den Gate-Anschluss des Leistungstransistors wirksamer sein und bringt
weniger Probleme bezüglich
der Zuverlässigkeit
mit sich.
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Außerdem steht
der Verbrauch der Treiberschaltung nicht in Bezug zu der Schaltergröße; abgesehen
von der Gate-Ladung, die notwendig ist, um den Leistungstransistor
einzuschalten, steht der Verbrauch von der Stufe tatsächlich ständig unter
der Kontrolle durch die Logiksteuerschaltung, was einen entbehrlichen
Verbrauch verhindert.